TW543275B

TW543275B - Brushless motor drive circuit having low noise and high efficiency

Info

Publication number: TW543275B
Application number: TW090124805A
Authority: TW
Inventors: Tsuyoshi Mitsuda
Original assignee: Nec Electronics Corp
Priority date: 2000-10-10
Filing date: 2001-10-08
Publication date: 2003-07-21
Also published as: KR20020028839A; JP4680367B2; KR100416865B1; US6580236B2; US20020074968A1; JP2002119081A

Description

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[發明背景] [發明領域] 本發明係有關於一種以半導體積體電路形成之益刷達驅動電路，且特別有關於一種可偵測激動線圈各個相位之感應電壓之無刷馬達驅動電路，且每個激動線圈會產生一個方波之轉子位置訊號，轉子位置訊號之半週期相當於從感應電壓之一個極性轉換至下一個極性轉換之期間。根據轉子位置訊號，轉換元件是由方波控制且/或由脈衝寬度轉換方波脈衝寬度調變（PWM)控制，因此，便能控動線圈的激發。 / [習知技術說明]

第10圖顯示用以驅動無刷馬達之習知半導體積體電3 100。如第ίο圖所示，半導體積體電路1〇()與星狀之三相^ 刷馬達1、用以提供馬達i轉速控制訊號之微電腦2、直流電源VDD及接地端端連結。馬達丨之激動線圈3、彳、5是呈星狀連結各自對應至U相位、V相位及w相位。激動線圈 3、4、5之其中一端點各自與U相位端點ϋ、v相位端點¥及相位端點W連結’而激動線圈3、4、5之另一端點則共同翌結至中端點C。微電腦2則與輸入端點s連結。以積體電路1〇0包括在預定時間提供激發電流給 ΐ動Ϊ ΐ 4、5各個相位之橋式輪出電路6。各個激發臂值是由PWM控t卜帛導體積體電路10()亦包括價泪激動線圈3、4、5之感應、電壓之相電路7，幻貞測電路7

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pt產置訊Γ、”及”。各個轉子位置訊號 +週/月，亦即角頻率π ，相當於從减應電壓之一個極性轉換至下一個極性韓 " 00 ^ ^ ^ ± ^ t Μ Λ ^ ^ it It t ^ ^ Brr 生内電反之内電壓產生電路8，内電壓可作為脈衝見度調變之電壓，並根據微電腦2所提供之轉速控制訊號之電壓而變化。半導體積體電路1〇〇又包括用以產生一角波電壓之二角波產生電路9以及用以產生pWM訊號=比較器10，其中PWM訊號是藉由比較三角波產生電路9 之二角波電壓及内電壓產生電路8之内電壓而產生。半導體積體電路100更包括控制電路丨丨，控制電路U會根據來自比較器1 0之PWM訊號及來自偵測電路7之轉子位置訊號來進行激發或電流傳導時序控制及橋式輸出電路6之ρψΜ控制。橋式輸出電路6包括各自用以控制激動線圈3、4及5之電流傳導時序之P通道金氧半導體（以下簡稱M〇s)電晶體 Ql、Q2及Q3，以及在預定時間進行激動線圈3、4及5電流值之PWM控制之N通道MOS電晶體Q4、Q5及Q6。控制電路11 提供電流傳導時序控制訊號至MOS電晶體Ql、Q2及Q3之閘極，並提供電流量控制訊號至MOS電晶體Q4、Q5及Q6。MOS 電晶體Q1及Q4、MOS電晶體Q2及Q5、MOS電晶體Q3及Q6之主要電流路徑各自串聯在一起。MOS電晶體Ql、Q2及Q3之源極與電壓源VDD連結，而MOS電晶體Q4、Q5及Q6之源極則與接地端連結。MOS電晶體Q1及Q4之共通連結點、MOS電晶體 Q2及Q5之共通連結點、MOS電晶體Q3及Q6之共通連結點各

2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第7頁 543275 五、發明說明（3) '一"—- 自與馬達1之端點U、v、w連結。债測電路7透過端點11、V、w及〇偵測激動線圈3、4及5 感應電壓。藉由相電路7内之積體電路及比較器（未顯 = 偵測電路7會產生方波轉子位置訊號PU、PV及PW。方 j ^位置訊號PU、pv及㈣之半週期，亦即角頻率π，相田；從感應電壓之一個極性轉換至下一個極性轉換之期間〇控制電路11接收來自比較器10之PWM訊號以及來自偵須電路7之轉子位置訊號PU、PV及PW。因此，控制電路η :決定，動線圈3、4及5之電流傳導時序。控制電路丨丨會產生電流傳導時序控制訊號至MOS電晶體Q1、q2及q3之閘極並產生電流量控制訊號至M〇s電晶體Q4、Q5及㈧之閘極。在馬達1剛啟動時，激動線圈3、4及5不壓’所以偵測電路7不會產生轉子位置訊號⑼卞及^應。電因此^在馬達1剛啟動時，來自啟動電路（未顯示）之預定啟動模式訊號會提供至控制電路11。請參考第10圖及第UA-UD圖，其繪示半導體積體電路100之運作。激動線圈3、4及5之電流傳導時序及電流旦之控制將於稍後說明。第丨丨A圖繪示控制電路丨丨之電流傳里導時序之設定。如第11D圖所示，控制電路u提供方=之電流傳導時序控制訊號至M0S電晶體Q1、Q2及⑽:問極，並於各別時間提供電流量控制訊號至M0S電晶體Q4 I的及 Q6之閘極。每個電流量控制訊號皆為脈衝寬度轉換方波 PWM訊號並在每個控制時間内具有固定的運作週期、。脈衝

ΗΙΠ1 2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第8頁 543275 五、發明說明（4) 寬度轉換方波PWM訊號之運作週期會隨所需之電流量而變。如第11B圖所顯示之順序，m〇s電晶體qi、Q2及Q3是由方波訊號（SQ-ON CONTROL)所控制，而M〇s電晶體Q4、Q5及 Q6是由脈衝寬度轉換方波PWM (PWSQ-PWM CONTROL)所控制。如第11A圖所顯示之順序，三相馬達1的激動線圈3、4 及5之電流由與高電壓（亦即VDD)連結之激動線圈流至與低電壓（亦即接地端）連結之激動線圈。亦即，激動線圈之二相位會依序被通電。因此，馬達1之轉子便會轉動。電流方向之改變使得下述六種情況依序重覆。亦即，電流由端點U流至端點V、電流由端點U流至端點W、電流由端點V流至端點W、電流由端點V流至端點U、電流由端點W流至端點端點U、及電流由端點W流至端點端點V。各個激動線圈3、4及5之電流傳導或激發時序之控制如下所述。透過端點U、V、W及C，激動線圈3、4及5所產生之感應電壓提供至偵測電路7。藉由偵測電路7内之積體電路及比較器（未顯示），偵測電路7會產生如第1丨c圖所示之轉子位置^1?虎PU、PV及PW並提供這些訊號至控制電路 11。在接收完轉子位置訊號PU、PV及PW後，控制電路i丨會根據轉子位置訊號PU、PV及PW來決定電流傳導時序，並提供如第11D圖所示之閘極電壓訊號至M0S電晶體Q1、Q2、 Q3、Q4、Q5及Q6。因此，根據第11B圖所顯示之時序，M〇s 電晶體Ql、Q2及Q3是由方波控制而M0S電晶體Q4、Q5及Q6 是由脈衝寬度轉換方波PWM控制。另一方面，提供至激動線圈3 ' 4及5之電流量控制訊

2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第9頁 543275 五、發明說明（5) 號如下所述。當轉速控制訊號由微電腦2供應至内電壓產生電路8時，内電壓產生電路8會將轉速控制訊號轉換成内電壓訊號，並將内電壓訊號傳送至比較器1 〇之正（+)輸入端。比較器1 0會比較内電壓訊號與來自三角波產生電路9 之三角波訊號，並產生PWM訊號至控制電路11。PWM訊號是用來控制馬達電流以取得所需之轉速。如第丨丨B圖所示，藉由使用PWM訊號並根據上述之電流傳導時序，便產生用以進行脈衝寬度轉換方波PWM控制之電流量控制訊號。如第11D所示，電流量控制訊號被供應至M〇s電晶體q4、Q5及 Q6之閘極。在與M0S電晶體Q1、Q2及q3(時序圖如第11β圖所示）之控制方波結合後，流經激動線圈之電流方向變化使知上述六種情況依序重覆。因此，馬達1便會轉動。微電腦2所提供之轉速控制訊號之產生如下所述。在一内部電路（未顯示）中，由轉子位置訊號Pu、PV &PW所產生之轉速訊號被提供至微電腦2，其中轉子位置訊號Pu、pv及” 是由偵測電路7產生。微電腦2會比較轉速訊號與所需轉速之訊號’並由二者之差值產生轉速控制訊號。如此一來，MOS電晶體Q1、Q2及Q3是由方波控制而M〇s 電晶體Q4、Q5及Q6是由脈衝寬度轉換方波PWM控制，因此’便爿b控制馬達1之轉動。在上述之半導體積體電路1〇〇中，M〇s電晶體 Q3之閘極電壓波形，亦即，電流傳導時序控制訊號，是由方波訊號控制。此外，MOS電晶體Q4、Q5及Q6之閘〜極電疋壓波形，亦即，電流量控制訊號，是由脈衝寬度轉換方波

2167-4397>PF;Ahddub.ptd 第10頁 543275 五、發明說明（6) PWM波=各具有固定運作週期）在各個控制時序進行覆控 1井於閑極電壓波形是方波，馬達1會在波形之上升緣部份及下降緣部份產生許多哗為=述問題’已有人提出一種馬達驅動裝置，之.咖動裝置=3=5°79號。此公報所揭露軟;得電流會產生相位棘^ =換控制’此公報所揭露之馬達驅動裝置 2媒形波訊號及混合梯形波訊號，其中相位 ϊ ί:ϊ ΐ是藉由傾斜電流傳導位置訊號之上升及下、皮訊节之陡：：衝訊號。相位轉換梯形波訊號與混合梯形 ΐ傳生過程如下。脈衝Tg之產生是回應各個電 :f ί ΐ之上升及下降緣之觸發，而脈衝Vslope之，生=應脈衝Tg之觸發。根據脈衝v 述之坡度’因此坡度是固定的，盥 P :此屋生上外，電流傳導位置訊號之上升與；ί = ; = :相二 :梯形波訊號、混合梯形波訊號之上升與轉在上述公報所揭露之馬達驅動裝置中動線圈之電流訊號是軟式轉換控制，二；*、^馬達激緣及下降緣均有坡度◊因此，轉子 :‘机讯旒之上升變。因此，馬達激動、線圈之激發磁力 =f弦函數而便會產生，故降低噪音之效能便會變^因μ力間之偏差所揭露之馬達驅動裝置，對抗噪音之措施並述公報 Μ 2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第11頁 543275

屮ϋ >τ 梯形波訊號之上升訊號與混位置訊號由回應脈 Vs 1 ope，之轉速無升與下降變小。因不充足。，為進行號及混合及下降緣合梯形波之上升及衝Tg之觸便能產生關。因此緣之寬度此，降低上述之梯形波而產生訊號之下降緣發而產上述之，當轉與每個噪音之私八锝換控制訊號，藉由傾此二脈衝訊號坡度是先藉由之觸發而產生生脈衝Vslope 坡度，故坡度速低時，電流電流傳導位置效能變低，故 ’需產斜電流。相位回應各脈衝Tg 。根據是固定傳導位訊號之對抗噪生相位轉換傳導位置訊轉換梯形波個電流傳導，接著，藉脈衝的，與馬達置訊號之上週期的比率音之措施並此外，電流傳導位置訊號之上升與下降緣之使用是與目位轉換梯形波訊號、混合梯形波訊號之上升與下降緣相位相同。因此，激動線圈之電流傳導或激發不是在最佳狀况下進行，故無法取得高轉動效率。 [發明概述] 因此’本發明之一目的係提供一種驅動無刷馬達且可降低噪音之驅動電路。本發明之另一目的係提供一種驅動無刷馬達且即使在低轉速仍可降低噪音之驅動電路。本發明之另一目的係提供一種驅動無刷馬達、高轉動效率且可降低噪音之驅動電路。

當 2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第12頁 543275 五、發明說明（8) 簡單電路架構且可降低本發明之另一目的電路缺點之驅動電路。根據本發明之上述以驅動無刷馬達之無刷個別相位之激動線圈，電路，用以偵測該激動位置訊號產生電路，用置訊號，該轉子位置訊該感應電壓的一個極性控制電路，根據該轉子件使激發電流流經該激衝寬度轉換方波脈衝寬圈進行激發控制；以及生電路’用以產生一脈衝寬度係根據正弦函數係根據在方波控制部分分之前與之後的該脈衝在此情況下，該激控制包括依序激發每二元件包括用以控制電流流量之轉換元件，且其件是方波控制而用以控換方波PWM控制。噪音之驅動電路。係提供一種克服習知無刷馬達驅動與其他目的，本發明之一形態的用馬達驅動電路，具有一轉子及具有該無刷馬達驅動電路包括··一债測線圈所產生之一感應電壓；一轉子以對該激動線圈產生一方波轉子位號之半週期相當於從該激動線圈之變化至下一個極性變化的期間；一位置訊號，並藉由控制複數轉換元動線圈，且藉由方波控制及/或脈度調變（PWM)控制，以對該激動線一脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號產衝見度轉換正弦波PWM訊號，其脈而變；其中該激動線圈之激發控制及/或該脈衝寬度轉換方PWM控制部寬度轉換正弦波PWM訊號來進行。動線圈包括三相激動線圈，該激發個相位之該激動線圈，且該等轉換傳導時序之轉換元件及用以控制電中用以控制電流傳導時序之轉換元制電流量之轉換元件是脈衝寬度轉

543275 五、發明說明（9) 本發明之另一形態的用以驅動無刷馬達之無刷馬達驅動電路’具有一轉子及具有個別相位之激動線圈，該無刷馬達驅動電路包括：一偵測電路，用以偵測該激動線圈所產生之一感應電壓；一轉子位置訊號產生電路，用以對該激動線圈產生一方波轉子位置訊號，該轉子位置訊號之半週期相當於從該激動線圈之該感應電壓的一個極性變化至了一個極性變化的期間；一控制電路，根據該轉子位置訊號，並藉由控制用以進行電流傳導時序控制之複數轉換元 =及用以進行電流量控制之轉換元件，以對該激動線圈進仃激發控制，該激發控制包括依序激發每二個相位之該激動線圈，且其中用以控制電流傳導時序之轉換元件是方波而用.以控制電流量之轉換元件是脈衝寬度轉換方波控制；以及一脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號產生電路，產生一脈衝寬度轉換正弦波pffM訊號，其脈衝寬度係古、、rb ^弦函數而變，其中該激動線圈之激發控制係根據在 '工制α卩分及/或該脈衝寬度轉換方PWM控制部分之前與之後的該脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號來進行。八 _ I ίτ中#各個^位之該轉子位置訊號之半週期長度係藉由 ° 而得，其中藉由該Τ值之運算可得τ/2值，且其二二過Λ時間係在τ/2之後從每個邊緣至該轉子位置週期末端之後’在此期間該半 — -.. π、μ # + 同於該半週期被計數之相位，哎該Τ/2

經過點時間被作Α y 1 n11 L …一固相位之該脈衝寬度轉換方波pwM控

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制時序之轉換點位0 此二個相位不同於該半週期被計數之相劍外，每個方波控制部分與脈衝寬度轉換方波PWM控別。卩分之時序寬度為2T/3。另外’脈衝寬度轉換正弦波PWM控制部分之時序寬度小於Τ/β。刀丁汴見厌 /此外，該脈衝寬度轉換正弦波pWM控制部分之度係根據T值而決定。另外’該脈衝寬度轉換正弦波PWM控制部分之度係將T值除以2之倍數。此外，該脈衝寬度轉換正弦波PWM控制部分之時序寬度為T/8。另外，由T值運算取得T/2、，並藉由一運算 =寻（T/4 + T/8)WT/2 + T/8)後，從該轉子位置^號末端邊緣起，由T/2經過時間至（T/2 + T/8)經過時間具有τ/8寬度之期間，及由（Τ/4 + Τ/8)經過時間至τ/2經過時間具有τ/8 寬度之期間，係其他二相位之該脈衝寬度轉換正&波ρψΜ 控制部分之時序寬度’此二相位不同於該轉子位置訊號被此外，由T值運算取得T/64及產生八個偏移訊號之後’其中偏移訊號係在該脈衝寬度轉換正弦波广制之 Τ/8時序寬度内依序偏移Τ/64，根據正弦函數使用^壓分配比將脈衝寬度調變電壓分配成八個電壓並利用偏移訊號從中依序選擇分配電壓以產生一階梯電壓，且夢由一二角

543275 五、發明說明（11) 波電壓對該階梯電壓進行脈衝寬度調變以產生該脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號。另外’用以產生該脈衝寬度轉換正弦波pwM訊號以在脈衝寬度轉換方波PWM控制之前與之後進行該脈衝寬度轉換正弦波PWM控制之該脈衝寬度調變之電壓，亦係用以產生讜脈衝寬度轉換方波PWM訊號以進行脈衝寬度轉換方波 PWM控制且係隨轉速控制訊號而變以進行脈衝寬度調變之電壓’且其中该脈衝寬度調變之電壓，係用以產生脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號以在方波控制之前與之後進行脈衝寬度轉換正弦波PWM控制，係會隨該轉速控制訊號而變之脈衝寬度調變電壓之最大值。本發明之又一形態的用以驅動無刷馬達之無刷馬達驅動電路，具有一轉子及具有個別相位之激動線圈，該無刷馬達驅動電路包括：一偵測電路，用以偵測該激動線圈所產生之一感應電壓；一轉子位置訊號產生電路，用以對該激動線圈產生一方波轉子位置訊號，該轉子位置訊號之半週期相當於從該激動線圈之該感應電壓的一個極性變化至下一個極性變化的期間；一控制電路，根據該轉子位置訊號’且藉由方波控制進行電流傳導時序控制之該轉換原件及藉由脈衝寬度轉換方波脈衝寬度調變（pWM)控制進行電流量控制之轉換原件’以對該激動線圈進行激發控制；一時序訊號/偏移訊號產生電路，用以產生時序訊號及偏移訊號；以及一脈衝寬度轉換正弦波pWM訊號產生電路，用以產生一脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號，其脈衝寬度係根圓 2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第16頁 543275 五、發明說明（12) 據正弦函數而變；其中該激動線圈之激發控制係根據在方波控制部分及/或該脈衝寬度轉換方pwM控制部分之前與之後的該脈衝寬度轉換正弦波pwM訊號來進行。在此情況下’該時序訊號/偏移訊號產生電路包括：一T-計數器’用以計數各該轉子位置訊號之半週期長度並輸出此計數值τ ; 一保持電路，用以保持τ值；以及一運算電路，用以運算該保持電路所保持之τ值，由τ—計數器所輸出之Τ值及該轉子位置訊號可產生時序訊號及偏移訊號。此外’該運算電路包括：一 τ/2運算電路、一 τ/4運算電路、一Τ/8運算電路及一"“運算電路，根據該保持電路所保持之Τ值各自產生τ/2訊號、τ/4訊號、Τ/8訊號及 Τ/64訊號；一時序訊號產生電路，邏輯運算該τ/2訊號、該Τ/4訊號、該Τ/8訊號，由該τ—計數器之丁值及該轉子位 ^汛號來產生該時序訊號；以及一偏移訊號產生電路，邏輯運算該Τ/64訊號及該時序訊號以產生該偏移訊號。另外’該時序訊號產生電路產生：一第一時序訊號，在Τ / 2經過點後具有一個邊緣·’一第二時序訊號，在 (Τ/4+ Τ/8)經過點後具有一個邊緣；一第三時序訊號，在 (Τ/2 + Τ/8)經過點後具有一個邊緣。此外’该控制電路產生該脈衝寬度轉換正弦波PWM控制時序部分，包括從該第一時序訊號之一個邊緣至該第三時序訊號之一個邊緣具有Τ/8寬度之時序部分，藉由對該第一時序訊號及該第三時序訊號進行互斥或邏輯運算以取

2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第17頁 543275 五、發明說明（13) 得此時序部分；以一時序訊號之一個該第一時序訊號及取得此時序部分。另外，該脈衝及從該第二時序訊號之一個邊緣至該第邊緣具有T/8寬度之時序部分，藉由對 #亥第一時序訊號進行互斥或邏輯運算以括第一階段電收用以進行脈衝寬號以進行脈衝寬度生一第一階梯電壓隨轉速控制訊號而收該偏移訊號及接產生一第二階梯電訊3虎而變階段電壓行電流傳以及一第壓之脈衝量控制之，一第一之脈衝寬導時序控二比較器寬度調變該脈衝寬寬度轉壓產生度調變轉換方，其中變；一收用以壓，其比較器度調變制之該 5利用 ’並產度轉換換正弦波PWM訊號產生電路包電路，用以接收該偏移訊號及接以產生脈衝寬度轉換方波PWM訊波PWM控制之電壓最大值，以產該脈衝寬度轉換方波PWM控制會第二階段電壓產生電路，用以接進行脈衝寬度調變之該電壓，以中該脈衝寬度調變會隨轉速控制 ’利用一三角波電壓進行該第一 ’並產生供應至該轉換元件以進脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號；該三角波電壓進行該第二階段電生供應至該轉換元件以進行電流正弦波PWM訊號。 [圖式簡單說明] 之方圖圖·疋本發明用以驅動無刷馬達之半導體積體電路圖是第1圖之半導體積體電路之時序圖；回&第1圖之半導體積體電路之時序訊號/偏移訊

543275 五、發明說明（14) 號產生電路之方塊圖；第4圖是第3圖之時序訊號/偏移訊號產生電路之運算電路方塊圖；第5圖是時序訊號與脈衝寬度轉換正弦波PWM控制時序之時序圖；第6圖是偏移訊號產生之時序圖；第7圖是第1圖之半導體積體電路之脈衝寬度轉換正弦波P W M 號產生電路之方塊圖；第8 A-8C圖是控制第1圖中高電壓電晶體之不同訊號之時序圖；第9A-9C圖是控制第1圖中低電壓電晶體之不同訊號之時序圖；第10圖是習知用以驅動無刷馬達之半導體積體電方塊圖；以及 ' 圖第11A-UD圖是第10圖習知半導體積體電路之時序符號說明] 1〜無刷馬達； 3、4、5〜激動線圈； 7、2 7〜偵測電路； 9、 29〜三角波產生電路 10、 30、53、54〜比較器 31〜時序訊號/偏移訊號產生電路； -微電腦；、26〜橋式輸出電路；、28〜内電壓產生電路 11、3 3〜控制電路； 2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第19頁 543275

32〜脈衝寬度轉換正弦波pWM訊 4 1〜T -钟鉍毋· /王土电路 4卜T_計數器 43〜運算電路； 45〜Τ/4運算電路； 47〜Τ/64運算電路； 4 9〜偏移訊號產生電路· 5 1〜第一階段電壓產生電路 52〜第二階段電壓產生電路 42〜保持電路； 44〜Τ/2運算電路； 46〜Τ/8運算電路； 48〜時序訊號產生電路； 5 8〜分配電阻網路； 5 5、5 6〜緩衝器； t 5 9、6 0〜類比轉換電路； 100、20 0〜半導體積體電路。 [較佳實施例之詳細說明] 第1圖是本發明用以驅動無刷馬達之半 200之方塊圖。如第1圖所示，半導 7 電路 1不千导體積體電路200與星狀之三相位無刷馬達1、用以描供黾， ⑺从权供馬達1轉速控制訊號之微電腦2、直流電源V D D及接地端端速έ士 m ^ -i 久设奶細私運結。馬達1之激動線圈3、 4、5是呈星狀連結且各自對應至u相位、v相位及w相位。激動線圈3、4、5之其中一端點各自與u相位端點u、v相位端點V及W相位端點w連結，而激動線圈3、4、5之另一端點則共同連結至中端點C。微電腦2則與輸入端點s連結。‘、半導體積體電路200包括在預定時間提供激發電流給激動線圈3、4、5各個相位之橋式輸出電路26。各個激發電流之電流值是由PWM控制。半導體積體電路2〇〇亦包括偵

543275 五、發明說明（16) ------ /貝J激動線圈3、4、5之感應電壓之偵測電路2 7，且偵測電路27會產生方波轉子位置訊號pu、pv及㈣。各個轉子

訊號、PV及PW之半週期，亦即角頻率冗，相位當於從感應電壓之一個極性轉換至下一個極性轉換之期間。半導體積體電路2 00另包括用以產生内電壓^之内電壓產生電路 28 γ内電壓可作為脈衝寬度調變之電壓，並根據微電腦2 所提供之轉速控制訊號之電壓而變化。半導體積體電路 20 0又包括用以產生三角波電壓之三角波產生電路29，以及用以產生PWM訊號之比較器3〇，其中PWM訊號是藉由比較二角波產生電路2 9之三角波電壓及内電壓產生電路μ之内電壓Va而產生，且比較器3〇會產生脈衝寬度轉換方波pWM 訊號’其脈衝寬度會隨内電壓V a而變並在每個控制時間具有固定之運作週期。〃半導體積體電路200亦包括時序訊號/偏移訊號產生電路31 ’用以接收來自偵測電路2 7之轉子位置訊號pu、pv及 PW並產生時序訊號A1U_A3U、A1V —A3v、A1W_A3W及偏移訊號SF。半導體積體電路2〇〇更包括脈衝寬度轉換正弦波PWM 訊號產生電路32，用以接收來自内電壓產生電路28之内電壓Va及來自時序訊號/偏移訊號產生電路31之偏移訊號 SF ’並產生脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號。脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號是脈衝寬度調變訊號，其脈衝寬度會隨正弦函數而變。半導體積體電路2 00更包括控制電路33，用以接收來自比較器30之脈衝寬度轉換方波PWM訊號。根據來自比較

2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第21頁 543275 五、發明說明（17) 器3 0之脈衝寬度轉換方波pwM訊號、來自脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號產生電路32之脈衝寬度轉換正弦波ρ·訊號以及來自時序訊號/偏移訊號產生電路31之時序訊號 A1U-A3U、A1V-A3V及A1W-A3W產生電流傳導時序控制訊號及電流量控制訊號並供應至橋式輸出電路2 6。橋式輸出電路26包括各自用以控制激動線圈3、4及5 之電流傳導時序之p通道M〇s電晶體Qi、q2及⑽以作為轉換元件’以及在預定時間進行激動線圈3、4及5電流值之pWM 控制之N通道MOS電晶體Q4、Q5及Q6以作為轉換元件。控制電路33提供電流傳導時序控制訊號至電晶體qi、Q2及 Q3之閘極，並提供電流量控制訊號至M〇s電晶體Q4、Q5及 Q6。MOS電晶體Q1及Q4、MOS電晶體Q2及Q5、MOS電晶體Q3 及Q6之主要電流路徑各自串聯在一起。M0S電晶體Qi、q2 及Q3之源極與電壓源vdd連結，而MOS電晶體Q4、Q5及Q6之源極則與接地端連結。MOS電晶體Q1及Q4之共通連結點、 MOS電晶體Q2及Q5之共通連結點、MOS電晶體Q3及Q6之共通連結點各自與馬達1之端點U、v、W連結。偵測電路27透過端點U、V、W及C偵測激動線圈3、4及 5之感應電壓。藉由偵測電路2 7内之積體電路及比較器（未顯示）’偵測電路27會產生方波轉子位置訊號pu、PV及 PW。方波轉子位置訊號PU、PV及PW之半週期，亦即角頻率 7Γ ’相位當於從感應電壓之一個極性轉換至下一個極性轉換之期間。有關時序訊號/偏移訊號產生電路3 1及脈衝寬度轉換

2167-4397-PF;Ahddub,ptd 第22頁 543275 五、發明說明（18) 正弦波PWM訊號產生電路32之詳細說明將於稍後說明。控制電路3 3接收來自比較器3 〇之脈衝寬度轉換方波 PWM訊號、來自脈衝寬度轉換正弦波pWM訊號產生電路32之脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號以及來自時序訊號/偏移訊號產生電路31之時序訊號AlU-A3U、A1V-A3V及A1W-A3W。因此，控制電路33會產生電流傳導時序控制訊號至橋式輸出電路26之MOS電晶體Ql、Q2及Q3之閘極並產生電流量控制訊號至橋式輸出電路26之MOS電晶體Q4、Q5及Q6之閘極。請參考第1圖及第2 A-2D圖，其繪示半導體積體電路 200之運作。偵測電路27透過端點u、v、w及C偵測激動線圈3、4及5之感應電壓。藉由偵測電路27内之積體電路及比較器（未顯示）’如第2 c圖所示，憤測電路2 7會產生方波轉子位置訊號PU、PV及PW，並提供轉子位置訊號pu、PV及 PW至時序訊號/偏移訊號產生電路3 1。一旦接收到轉子位置訊號PU、PV及PW，時序訊號/偏移訊號產生電路31會產生時序訊號A1U-A3U、A1V-A3V、A1W-A3W及偏移訊號SF。時序訊號A1U-A3U、A1V-A3V及A1W-A3W被供應至控制電路 33，而偏移訊號SF則被供應至脈衝寬度轉換正弦波pwM訊说產生電路3 2。另一方面，當轉速控制訊號由微電腦2被供應至内電壓產生電路28 ’内電壓產生電路28會產生内電壓訊號va作為脈衝寬度調變之電壓，此電壓會隨轉速控制訊號之電壓而變。内電壓Va會被傳送至比較器3〇之正（+ )輸入端。比較器30會比較内電壓Va與來自三角波產生電路29之三角

2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第23頁 543275 五、發明說明（19)

波訊號（被傳送至比較器30之負（―）輸入端），並產生脈衝寬度轉換方波PWM訊號至控制電路33。脈衝寬度轉換方波 PWM訊號被用來進行馬達丨之電流控制以取得所需之轉速。此外，來自内電壓產生電路28之内電壓“，加上來自三角波產生電路2 9之三角波電壓以及來自時序訊號/偏移訊號產生電路31之偏移訊號SF被傳送至脈衝寬度轉換正弦波 PyM訊號產生電路32。因此，脈衝寬度轉換正弦波pwM訊號是由脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號產生電路32產生，並被供應至控制電路33。微電腦2所提供之轉速控制訊號之產生過程如下所述。在一内部電路（未顯示）中，由轉子位置訊號PU、PV及PW所產生之轉速訊號被提供至微電腦2，直中轉子位置訊號PU、PV及PW是由偵測電路27產生。微電腦 2會比較轉速訊號與所需轉速之訊號，並由二者之差值產生轉速控制訊號。一旦接收到來自時序訊號偏移訊號產生電路31之時序訊號A1U-A3U、A1V-A3V及A1W-A3W、來自比較器30之脈衝

寬度轉換方波PWM訊號以及來自脈衝寬度轉換正弦波ρ〇訊唬產生電路32之脈衝寬度轉換正弦波pWM訊號，控制電路 33會決定橋式輸出電路26之控制時序。根據此控制時序，控制電路33會產生電流傳導時序控制訊號及電流量控 2號以控制橋式輸出電路26。電流傳導時序控制訊號被供應至橋式輸出電路26之肋3電晶體Q1、Q2及⑽之閘極。此外，電流里控制訊號被供應至橋式輸出電路2 6之仙呂晶體Q4、Q5及Q6之閘極。如第2B圖所顯示之順序，嶋電

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五、發明說明（20) 晶體Q1、Q2、Q3及MOS電晶體Q4、（^及㈧是根據這些控制訊號而進行轉換的。如第2A圖所顯示之順序，三相位馬達 1的激動線圈3、4及5之電流由與高電壓（亦即VDD)連社之激動線圈流至與低電壓（亦即接地端）連結之激動線圈'亦即’激動線圈之二相位會依序被通電。因此，馬達1之轉子便會轉動。電流方向之改變使得下述六種情況依序重覆。亦即，電流由端點U流至端點V、電流由端點u流至端點W、電流由端點V流至端點W、電流由端點v流至端點11、電流由端點W流至端點端點u、及電流由端點w流至端點端點V 〇 1 橋式輸出電路26之控制時序如第⑼圖所示，是由時序汛號A1U-A3U、A1 V-A3V 及A1W-A3W 所決定。MOS 電晶體Q1、 Q2及Q3(高電壓電晶體）之控制時序，包括方波控制⑺卜⑽ CONTROL)時序部份以及在每個方波控制時序部份之前與之後的脈衝寬度轉換正弦波pWM控制（pwsN-PWM CONTROL)時序部份。M0S電晶體Q4、Q5及Q6(低電壓電晶體）之控制時序’包括脈衝寬度轉換方波PWM控制（PWSq-PWM CONTROL) 時$部份以及在每個脈衝寬度轉換方波pWM控制時序部份之前與之後的脈衝寬度轉換正弦波pwM控制（pwSN_pwM CONTROL)時序部份。藉由將脈衝寬度轉換正弦波pWM訊號、脈衝寬度轉換方波PWM訊號與上述之脈衝寬度轉換正弦波pwM控制時序、脈衝寬度轉換方波PWM控制時序同步化，可產生電流傳導時序控制訊號及電流量控制訊號。如第2D圖所示，電流傳

543275 五、發明說明（21) 導時序控制訊號之電壓波形包括方波部分及在每個方波部分之前與之後的脈衝寬度轉換正弦波pWM波形。電流量控制訊號之電壓波形包括脈衝寬度轉換方波pWM波形及在每個脈衝寬度轉換方波PWM波形之前與之後的脈衝寬度轉換正弦波PWM波形。以下將說明時序訊號/偏移訊號產生電路3丨及脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號產生電路32之架構。此外，方波控制時序、脈衝寬度轉換方波PWM控制時序、脈衝寬度韓換正弦波PWM控制時序及脈衝寬度轉換正弦波pwM訊號之詳細運作將於稍後說明。

首先，將說明時序訊號/偏移訊號產生電路3丨。如第3 圖所示，時序訊號/偏移訊號產生電路3丨包括計數器 41、保持電路42及運算電路43計數器41計數每個轉子位置吼號PU、PV及PW之半週期長度並輸出τ-值。保持電路 42會保持來自τ-計數器41之Τ-值。運算電路43對保持電路 42内之Τ-值、來自Τ-計數器41之Τ-值及轉子位置訊號ρϋ、 pv及pw進行運算，並產生時序訊號A1U-A3U、A1V-A3V、

A1W-A3W及偏移訊號SF。在馬達剛啟動時，激動線圈3、4 及5不會產生感應電壓，故偵測電路27不會產生轉子位置訊號PU、PV及PW。因此，來自啟動電路（未顯示）之預定啟動模式訊號被供應至時序訊號/偏移訊號產生電路3 i。第4圖是運算電路43之方塊圖。如第4圖所示，運路43包括T/2運算電路44、T/4運算電路45、T/8運算電路 46及Τ/64運算電路47，各自從保持電路42之？—值產生丁/2

2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第26頁 543275 五、發明說明（22) 訊號、T/4訊號、T/8訊號、T/64訊號。運算電路43亦包括時序訊號產生電路48，用以進行T/2訊號、T/4訊號、 T/8訊號、T-計數器41之T-值及轉子位置訊號PU、PV及PW 之邏輯運算’並產生時序訊號Α1ϋ-Α3υ、aiv-A3V及 A1W-A3W °運算電路43更包括偏移訊號產生電路49，用以進行T/64訊號、時序訊號Alu — A3lJ、A1V-A3V及A1W-A3W之邏輯運算，並產生偏移訊號SF。在時序訊號產生電路48中，T/4訊號與T/8訊號被加在起’而T/2訊號與T/8訊號被加在一起。此外，τ/2訊號、（T/4 + T/8)訊號及（τ/2 + T/8)訊號各自利用T-計數，41之計數值及轉子位置訊號pu、pv &pw來進行邏輯運算，並產生時序訊號A1U-Α3ϋ、A1 V-A3V及A1W-A3W。時序訊號A1U-A3U、A1V-A3V及A1W-A3W被供應至控制電路33及偏移訊號產生電路4 9。接著說明時序訊號/偏移訊號產生電路3丨有關時序訊號A1U -A3U、A1V -A3V及A1W-A3W之運作。請參考第5圖，以時序訊號A1U-A3U之產生是基於轉子位置訊號pu為例。當相位U從漂浮相位經過高電壓之電流傳導相位，再度回到，浮相位，從偵測電路27輸出之轉子位置訊號pu被1 一計數器41計數，亦即，相當於轉子位置訊號⑼之半週期之高 (H)準位期間，是由τ_計數器41計數。由τ—計數器41計數之T值被供應至運算電路43。藉由τ ， T/2訊號、T/4訊號及τ/8訊號。τ/2訊號，τ/4訊號及了/8訊

2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第27頁 543275 五、發明說明（23) $被供應至時序訊號產生電路48。在時序訊號產生電路48 中，T/4訊號及τ/8訊號被加在一起，而丁/2訊號及τ/8訊號起。因此，如第5圖所示，日夺序訊號則—副便在 ίί二/分產生。藉由從高準位之轉子位置訊號"下 ϊί署Λ間將時序訊號A1 u往上拉。藉由從高準位之轉 2置，號P U下降後（τ/4 + τ/8)時間將時序訊號A2 U往上拉。错由從尚準位之轉子位置訊號p U下降後（τ/2 + Τ/8)時間將時序訊號時序訊號A3 U往上拉。，著，當相位υ從漂浮相位經過低電壓之電流傳導相二’ ΪΙ、念1回+到漂浮相位，從偵測電路27輸出之轉子位置訊 ul丰ΐ湘器41計數亦即，相位當於轉子位置訊號ρ m λ (l)準位期間’是由^計數器41計數。由τι 益计數之Τ值被供應至運算電路43。藉由τ值，運算電算電路44、Τ/4運算電路45及^運值算電運路异 f,訊號、m訊號及Τ/8訊號。Τ/2訊號，Τ/4 ^ ^ ^ φ衹號被供應至時序訊號產生電路48。在時序訊二ί 電路48w中，174訊號及178訊號被加在一起，而T/2 u 被加在一起。因此，如第5圖所示，時序訊 2 便在各個時序部分產生。藉由從低準位之轉從低升後172時間將時序訊號Alu往下降。藉由 1节Α9 Ιϊ α轉子位置訊號PU上升後（Τ/4 + Τ/8)時間將時序汛说Α2 U往下降。益山〜、仕 CT/2 + Τ/ίΠ 藉由低準之轉子位置訊號pu上升後 (_ 8)寺間將時序訊號時序訊號A3U往下降。同理，時序訊號A1V_A3V是基於轉子位置訊號pv而產

2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第28頁 543275 五、發明說明（24) 生，而時序訊號A1W-A3W是基於轅@ 請繼續參考第5圖，將說位置訊號PW而產生。 A1 V-A3V 及A1W —A3W 被供應至控號M 、有關方波控制時序、脈衝寬度U33後，控制電路33中衝寬度轉換正弦波PWM控制時&序之運作"广二=制時序及脈序訊號A1U -A3U為例。。種運作將以時在時序訊號A1U之上升點，產生體Q2之方波控制時序之社束睥用以控制V相位之電晶之電晶體Q3之方波= 生控騎目位 =&之下降點，產生用以控㈣位=電二 :之電：：WM控制時序之結束時間，及產生用以控制間。B曰體Q6之脈衝寬度轉換方波PWM控制時序之起始時產生序訊號Alv^之上升點及下降點，各自 —/控制時序及脈衝寬度轉換方波pwM控制時序。之邏Κι時1!細及謂進行互斥或—--OR) 從睹Ϊ 2，脈衝寬度轉換正弦波PWM控制時序，、序讯唬Α1 ϋ之上升點至時序訊號Α3ϋ之上升點，复且 ::8之寬度且立即接著電晶體⑽之方波控制時序之ς ς 控制3制¥相位。另外亦會產生脈衝寬度轉換正弦波PWM ‘：，有τ,8時之序Λ號Alu之下降點至時序訊號A3U之下降換方波PWM控制時序以控制v相位。衡夏度轉此外’藉由對時序訊號AiU及A2U進行互斥或第29頁 2167-4397-PF；Ahddub.ptd 543275

(exclusive-OR)之邏輯運篡， PWM控制時序，從時序訊=2u^f ^脈衝寬度轉換正弦波上升點，J：呈右T/:: 上升點至時序訊號川之制時序t ϋ ϋ Et之見度且立即接著電晶體Q3之方波控 : = = J 制W相位。另外亦會產生脈衝寬度轉換正弦波PWM控制時庠，外蛀产 > 上 „.Λ1Π ^ ^』吁序從時序訊號A2U之下降點至時序 δίΐί虎A1U之下降點，並且右下/只夕阶你★危絲认 /、八有1 /8之寬度且立即接著電晶體Q6 之脈衝見度轉換方波p W Μ控制時序以控制相位。同理，根據時序訊號Alv_A3v&Alw_A3ff，會產生不同的脈衝寬度轉換方波PWM控制時序。

偏移訊號產生電路49對τ/64訊號及時序訊號Al U - A3U、A1V -A3V、A1W-A3W進行邏輯運算，產生偏移訊號 SF卜SF8。如第6圖所示，偏移訊號SF1_SF8是具有丁/64寬度之脈衝訊號，且在T/8寬度内對所有各個U相位、V相位及W相位偏移τ/64。此處各個T/8寬度正好在脈衝寬度轉換正弦波PWM控制時序部分初轉換點之前的寬度，及高電壓電晶體之方波控制時序部分、低電壓電晶體之脈衝寬度轉換方波PWM控制時序部分末轉換點之後的寬度。偏移訊號 SF卜SF8會被供應至脈衝寬度轉換正弦波pWM訊號產生電路 32 〇請參考第7圖，將說明脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號產生電路32。脈衝寬度轉換正弦波pWm訊號產生電路32包括第一階段電壓產生電路5 1、第二階段電壓產生電路5 2、比較器53及54。第一階段電壓產生電路51接收來自内電壓產生電路28之内電壓Va最大值VaMΑχ及來自偏移訊號產生電

2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第30頁 543275 五、發明說明（26) 路49之偏移訊號SF1-SF8，並產生第一階段電壓VSH。第二階段電壓產生電路52接收來自内電壓產生電路28之内電壓 Va及來自偏移訊號產生電路49之偏移訊號sfi-SF8，並產生第二階段電壓VSL·。比較器5 3利用三角波電壓產生電路 29之三角波電壓對第一階段電壓VSH進行脈衝寬度調變，故產生供應至橋式輸出電路26之高電壓電晶體Ql、Q2 及Q3之脈衝寬度轉換正弦波ρψΜ訊號。比較器54利用三角波電壓產生電路29之三角波電壓對第二階段電壓進行脈衝寬度調變，故產生供應至橋式輸出電路26之低電壓 MOS電晶體Q4、Q5及Q6之脈衝寬度轉換正弦波pWM訊號。第一階段電壓產生電路5 1包括緩衝器5 5、由串聯電阻組成之分配電阻網路5 7及類比轉換電路5 9。第二階段電壓產生電路52包括緩衝器56、由串聯電阻組成之分配電阻網路58及類比轉換電路60。分配電阻網路57及58是根據表二所顯示基於正弦函數之電壓分配比來分配各個輸入電壓，並各自產生八個分配輸出電壓Vsh；[一 VSH8及 VSU -VSL8 〇

543275 五、發明說明（27) 表一· 高電壓比低電壓比 VSH1 VSH2 VSH3 VSH4 VSH5 VSH6 VSH7 VSH8 運作中（ON)時間 1-sin 10 ° a 1 -sin 20 ° 1-sin 30 ° 1-sin 40 ° 1-sin 50 ° 1-sin 60 ° 1-sin 70 ° 1-sin 80 ° ▼ 未運作（OFF)時間 VSL1 VSL2 VSL3 VSL4 VSL5 VSL6 VSL7 VSL8 未運作（OFF)時間 1 -sin 80 ° a 1-sin 70 ° 1-sin 60 ° 1-sin 50 0 1-sin 40° 1-sin 30 ° 1-sin 20 ° 1-sin 10 ° ^ 運作中（ON)時間請參考第8A-8C及9A-9C圖，將說明脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號產生於脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號產生電路32 之過程。第8A-8C圖顯示有關控制高電壓電晶體qi、Q2 及Q3之不同號。第9A-9C圖顯示有關控制低電壓㈣§電晶體Q4、Q5及Q6之不同訊號。在第一階段電壓產生電路5丨中 ----· 不曰丨ΛΙ ’!；澄屋生電路 28之内電壓Va最大值VaMAX透過緩衝器55被供應至分配電阻網路57。分配電阻網路57*VaMAx分成八個電壓 VSH1-VSH8並提供至類比轉換雷敗只锊狹冤路& 9。類比轉換接收偏移訊號SF1-SF8並在Τ/8_ η Λ ^ a +电峪Μ丌甘w δ期間内產生具有八赂夕赂磁電壓VSII。藉由將Τ/8均等地 ^ ，、有八之^梯 Τ/64。如第8Α m _ 每一階之相位當於 1/04如第8A圖所不之運作中B主PID1、 f ιή υ 時間（P1)，階梯電壓

2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第32頁 543275 五、發明說明（28) VSH之八個階梯呈現下降波形（第8B圖）。此外，如第8A圖所示之未運作（OFF)時間（P2)，階梯電壓VSH之八個階梯呈現上升波形（第8C圖）。此階梯電壓VSH被供應至比較器53 之正輸入端。在比較器53中，被供應至比較器53正輸入端之階梯電壓VSH與來自三角波電壓產生電路29且被供應至比較器53 負輸入端之三角波電壓進行比較。因此，對應於第8 A圖運作中（ON)時間（P1)與未運作（OFF)時間（P2)，顯示於第⑽ 及8C圖之脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號便各自產生，並被供應至控制電路33。二角波電壓之週期需小於階梯電壓之階梯寬度。在第二階段電壓產生電路52中，來自内電壓產生電路 28之内電壓Va透過緩衝器56被供應至分配電阻網路58。分配電阻網路58將Va分成八個電壓VSL1-VSL8並提供至類比轉換電路60。類比轉換電路60亦接收偏移訊號Sn—SF8並在T/8期間内產生具有八階之階梯電壓VSL。藉由將τ/8均等地除以八，每一階之相位當於Τ/64。如第9Α圖所示之運作中（ON)時間（Ρ3)，階梯電壓VSL之八個階梯呈現上升波形（第9B圖）。此外，如第9A圖所示之未運作（〇FF)時間 (P4)，階梯電壓VSL之八個階梯呈現下降波形（第9C圖）。此階梯電壓VSL被供應至比較器54之正輸入端。在比較器54中，被供應至比較器54正輸入端之階梯電壓VSL與來自二角波電壓產生電路29且被供應至比較器54 負輸入端之三角波電壓進行比較。因此，對應於第9A圖運

2167-4397-PF;Ahddub.ptd 543275 五、發明說明（29) 作中（ON)時間（P3)與未運作（〇FF)時間（p4)，顯示於第卟及9C圖之脈衝寬度轉換正弦波pwM訊號便各自產生，並被供應至控制電路33。一在上述架構中，脈衝寬度轉換正弦波PWM的控制是在局電壓M0S電晶體Ql、Q2及Q3進行方波控制部分之前與之後且是在低電壓M0S電晶體Q4、Q5及Q6進行脈衝寬度轉換方波PWM控制部分之前與之後。進行脈衝寬度轉換正弦波 PWM控制的每個脈衝寬度轉換正弦波pWM訊號之產生過程如下所述。亦即，T/64是從T的運算而來。此外，T/8(脈衝寬度轉換正弦波PWM控制的時間長度），八個偏移訊號評是藉由依序偏移T/64個脈衝寬度而產生。藉由偏移訊號訏並根據三角函數的電壓分配比，將脈衝寬度調變（Va)的電壓分成八個部分，因而產生階梯電壓。階梯電壓被一三角波電壓進行脈衝寬度調變。因此，脈衝寬度轉換正弦波pwM 訊號於是產生。脈衝寬度調變（Va)的電壓，亦即用以在脈衝寬度轉換方波PWM控制之前與之後進行脈衝寬度轉換正弦波ρΜ控制的脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號，亦可產生用以進行脈衝寬度轉換方波PWM控制的脈衝寬度轉換方波訊號，亦用以進行脈衝寬度調變且會隨轉速控制訊號而變的電壓。此外，用以產生脈衝寬度轉換正弦波pwM訊號以在方波控制之則與之後進行脈衝寬度轉換正弦波pWM控制的電壓，是會隨轉速控制訊號而變的電壓之最大值（ν&ΜΑχ)。因此，供應至各個激發線圈的電流以類似於轉子磁力變化的

2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第34頁五、發明說明（30) 方式上升與下降，其中磁力是根據正弦函數低馬達的噪音。 H降每個脈衝寬度轉換正弦波PWM控制時藉由讓τ/8=22·5。（轉子位置訊號週期的1/16)。因見此度疋個脈衝寬度轉換正弦波PWM控制時序部分的寬度值小於子位置訊號週期的1/12，亦即τ/6=3〇。。因此，可穿電流從高電壓M0S電晶體Q1、q2及⑽流至低電壓_電曰= =Q4、Q5及Q6。此外’每個脈衝寬度轉換正弦波濱控制時序部分的寬度值應盡可能接近轉子位置訊冑週期的 1/12，以盡可能有足夠的脈衝寬度轉換正弦波p龍控制效 5。另外，每個脈衝寬度轉換正弦波PWM控制時序部分的寬度值與轉子位置訊號週期有固Μ比例，因此/即刀使的在低轉速亦能降低馬達的噪音。料，每個脈衝寬度轉換 :弦„】時序部分的寬度值可藉由將τ值乘以2而取' 二計數器41邏輯運算處理的電路架構來 "又疋寬度進而實現電路。因此，可簡化電路架構。调划實施例中，每個轉子位置訊號PU、ρν及PW的半計數器41的計數而取得7值，並藉由了值與運 Κίϊ二取得Τ/2、Τ/4與Τ/8值進而得到時序訊號。 ”時序讯唬，控制電路33可決定τ/2經過點之時間，亦半太之严’：每個邊緣起至某個相位的轉子位置訊號 ii的作為二相位的高電壓電晶體方波控制下ίϊ/ 2經過點的時間(例如從轉子位置訊號pu 降緣），此一相位不同於被計數半週期的相位，及被作 543275 五、發明說明（31) 為低電壓電晶體脈衝寬度轉換方波pwM控制時序之T/2經過點的時間（例如從轉子位置訊號⑼上升、如第5圖所示。高電壓方波控制時序及低電壓脈寬方波則控制時序的寬度為2T/3 (=12()。）。見度θ轉換最ΪΓ，讓激動線圈有關轉子位= I疋在最佳狀況。亦即，通過轉子Ν極與s極中點圈會在T/3 (60。）之前至通過轉子1^極與s極中點之後的期間被激發。因此，可改善轉動效率。 ** u π上所述，在本發明無刷馬達驅動電路中，脈衝f声轉換正弦波PWM控制至少是在方波：= Γ皮Γ外控制之/及之後進行。因此，可降低馬達的桑低轉速的狀況下仍可降低馬達。卩使疋在驅動電路是用於三相位I刷 %曰另外，本發明馬達 Μ之後從每個邊緣至竿^ 端，其中半週期之計數θ /轉子位置訊號半週期末時序的轉換點’此二相位不同於被 :曰體方波控制 PWM控制時序的轉換點。因寬度轉換方波況。故可改善轉動效=有關轉子位置的激發是在最佳狀雖然本發明已以較佳徐命限定本發明，任何熟習“技蓺:路广然其並非用以項技☆者，在不脫離本發明之精第36頁 2167-4397-PF；Ahddub.ptd 543275 五、發明說明（32) 神和範圍内，當可作更動與潤飾，例如，本發明不僅可應用於三相位無刷馬達，亦可應用於四相位無刷馬達。因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

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Claims

543275 六、申請專利範圍 1 · 一種無刷馬達驅動電路，用以驅動無刷馬達，具有一轉子及具有個別相位之激動線圈，該無刷馬達驅動電路包括：一偵測電路，用以偵測該激動線圈所產生之一感應電壓；一轉子位置訊號產生電路，用以對該激動線圈產生一方波轉子位置訊號，該轉子位置訊號之半週期相當於從該激動線圈之該感應電壓的一個極性變化至下一個^性變化的期間； & 一控制電路，根據該轉子位置訊號，並藉由控制複數轉換元件使激發電流流經該激動線圈，且藉由方波控 /或脈衝寬度轉換方波脈衝寬度調變（PWM)控制，以= 動線圈進行激發控制；以及一脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號產生電路，用以一脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號，其脈衝寬度係 2 .济.鉍而鏺： ^ ^ 52 其中該激動線圈之激發控制係根據在方波控 /或該脈衝寬度轉換方PWM控制部分之前與之後二二及度轉換正弦波PWM訊號來進行。 w脈衝寬 2’如申請㈣範圍们項所述之無刷馬達驅其中该激動線圈包括三相激動線圈，該激發控制，激發每二個相位之該激動線圈，且該等轉換元依序控制電流傳導時序之轉換元件及用以㈣電流量^用以件，且其中用以控制電流傳導時序之轉換元，換元 J砹控制

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之轉換元件是脈衝寬度轉換方波PWM控而用以控制電流量制0 一短％:ϊ ί刷馬達驅動電路1以驅動無刷馬達，豆有包=:〃有個別相位之激動線圈’該無刷馬達驅動電路壓；偵測電路，用以偵測該激動線圈所產生之一感應電一轉子位置訊號產生電路方波轉子位置訊號，該轉子位激動線圈之該感應電壓的一個的期間；，用以對该激動線圈產生一置訊號之半週期相當於從該極性變化至下一個極性變化一控制電路，根據該轉子位置訊號，並藉由控制用以進行電流傳導時序控制之複數轉換元件及用以進行電流量控制之轉換元件，以對該激動線圈進行激發控制，該激發控制包括依序激發每二個相位之該激動線圈，且其中用以，制電流傳導時序之轉換元件是方波控制而用以控制電流量之轉換元件是脈衝寬度轉換方波PWM控制；以及一脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號產生電路，用以產生一脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號，其脈衝寬度係根據正弦函數而變；其中該激動線圈之激發控制係根據在方波控制部分及 /或該脈衝寬度轉換方PWM控制部分之前與之後的該脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號來進行。 4 ·如申吻專利範圍第3項所述之無刷馬達驅動電路，

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H各而個/目^之該轉子位置訊號之半週期長度係藉由計數 T/M_、ft于，其中藉由該τ值之運算可得T/2值，且其中一之後從每個邊緣至該轉子位置訊號經過點時Η 1 ί，在此期間該半週期被計數，其中該172 此二個相為二個相位之該方波控制時序之轉換點，一個相位不同於該半週期被計數之相位，或該Τ/2經禍作為二個相位之該脈衝寬度轉換方波爾控制時、點，此二個相位不同於該半週期被計數之相位。 ^:如申請專利範圍第4項所述之無刷馬達驅動電路，

八^每個方波控制部分與脈衝寬度轉換方波pwM控之時序寬度為2T/3 〇 6·如I請專利範圍第4項所述之無刷馬達驅動電路其中脈衝寬度轉換正弦波pWM控制部分之時 T/6。 & 4 7·如申請專利範圍第6項所述之無刷馬達驅動電路，其中該脈衝寬度轉換正弦波pwM控制部分之時序寬度係據該T值而決定。 ' 8·如申請專利範圍第7項所述之無刷馬達驅動電路，其中該脈衝寬度轉換正弦波pwM控制部分之時序寬度該T值除以2之倍數。 9·如申請專利範圍第8項所述之無刷馬達驅動電路，其中該脈衝寬度轉換正弦波pWM控制部分之時序寬度為 T/8 。 X 馬 1 〇·如申請專利範圍第9項所述之無刷馬達驅動電路，

2167-4397-PF;Ahddub.ptd 543275 六、申請專利範圍其中由該T值運算取得τ/2、τ/4及τ/8，並藉由一運算 (Τ/4 + Τ/8)及（Τ/2 + Τ/8)後，從該轉子位置訊號末端邊緣起，由Τ/2經過時間至（T/2 + T/8)經過時間具有τ/8寬度之期間，及由（Τ/4 + Τ/8)經過時間至Τ/2經過時間具有τ/7寬度之期間，係其他二相位之該脈衝寬度轉換正弦波pwM控制部分之時序寬度，此二相位不同於該轉子位置訊號被計數之相位。 11·如申請專利範圍第1〇項所述之無刷馬達驅動電路，其中由該T值運算取得1/64及產生八個偏移訊號之後，其中偏移訊號係在該脈衝寬度轉換正弦波控制之 T/8時序寬度内依序偏移τ/64，根據正弦函數使用電壓分配比將脈衝寬度調變電壓分配成八個電壓並利用偏移訊號從中依序選擇分配電壓以產生一階梯電壓，且藉由一三角波電壓對該階梯電壓進行脈衝寬度調變以產生該脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號。 ^ 12·如申請專利範圍第η項所述之無刷馬達驅動電路丄其中用以產生該脈衝寬度轉換正弦波pWM訊號以在脈衝寬度轉換方波PWM控制之前與之後進行該脈衝寬度轉換正弦波PWM控制之該脈衝寬度調變之電壓，亦係用以產生該脈衝寬度轉換方波PWM訊號以進行脈衝寬度轉換方波pWM 控制且係隨轉速控制訊號而變以進行脈衝寬度調變之電壓，且其中該脈衝寬度調變之電壓，係用以產生脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號以在方波控制之前與之後進行脈衝寬度轉換正弦波PWM控制，係會隨該轉速控制訊號而變之脈

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衝寬度調變電壓之最大值 13. — 刷馬達驅動電路，用以有一 Μ早；》目士 μ ， -- …μ驅動無刷馬達，呈路包2 有個別相位之激動線圈，該無刷馬達驅動電 -摘測電路，用以读測該激動線圈所產生之一感應電壓；一轉子位置訊號產生電方波轉子位置訊號，該轉子激動線圈之該感應電壓的一的期間；路，用以對該激動線圈產生一位置訊號之半週期相當於從該個極性變化至下一個極性變化一控制電路’根據該轉子位置訊號，且藉由方波控制進灯電流傳導時序控制之該轉換原件及藉由脈衝寬度轉換方波脈衝寬度調變（PWM)控制進行電流量控制之轉換原、件，以對該激動線圈進行激發控制；一時序訊號/偏移訊號產生電路，用以產生時序訊號及偏移訊號；以及一脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號產生電路，用以產生一脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號，其脈衝寬度係根據正弦函數而變；其中該激動線圈之激發控制係根據在方波控制部分及 /或該脈衝寬度轉換方PWM控制部分之前與之後的該脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號來進行。 1 4 ·如申請專利範圍第1 3項所述之無刷馬達驅動電路，其中該時序訊號/偏移訊號產生電路包括··

2167-4397-PF;Ahddub.ptd 第42頁 543275 六、申請專利範圍 _廿計數器，用以計數各該轉子位置訊號之半週期長度並輸出此計數值τ ; 二保，電路，用以保持τ值；以及 ^算電路，用以運算該保持電路所保持之Τ值，由 β 2 I裔所輸出之τ值及該轉子位置訊號可產生時序訊號及偏移訊號。士申明專利範圍第1 4項所述之無刷馬達驅動電路’其中該運算電路包括：一 Τ/2~運算電路、一 Τ/4運算電路、一 τ/8運算電路及 T/j4^運算電路，根據該保持電路所保持之τ值各自產生 /2成號、T/4訊號、τ/8訊號及τ/64訊號；時序Λ说產生電路，邏輯運算該τ/2訊號、該τ/4 ，二，Τ/8訊號，由該τ—計數器之丁值及該轉子位置訊號來產生該時序訊號；以及一偏移訊號產生電路，邏輯運算該7/64訊號及該訊號以產生該偏移訊號。 1 6 ·如申請專利範圍第丨5項所述之無刷馬達驅動電路/、中11亥時序成號產生電路產生：一第一時序訊號，在 Τ/2經過點後具有一個邊緣；一第二時序訊號，在 (Τ/4+ Τ/8)經過點後具有一個邊緣；一第三時序訊號， (Τ/2 + Τ/8)經過點後具有一個邊緣。 1 7·如申請專利範圍第1 6項所述之無刷馬達驅動電路’ ^ ^該控制電路產生該脈衝寬度轉換正弦波PWM控制時序部分，包括從該第一時序訊號之一個邊緣至該第三時

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序t:號之一個邊緣具有τ/8寬度之時序部分，藉由一軒序訊號及該第三時序訊號進行互斥或邏輯運算以取 ,:序部分；以及從該第二時序訊號之一個邊緣至該第： =序訊號之一個邊緣具有Τ/8寬度之時序部分，藉由對該 ^一時序訊號及該第二時序訊號進行互斥或邏輯運算以取 18.如申請專利範圍第13項所述之無刷馬達驅動電路，其中S亥脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號產生電路包括：一第一階段電壓產生電路，用以接收該偏移訊號及接收用以進行脈衝寬度調變以產生脈衝寬度轉換方波pffM訊號以進行脈衝寬度轉換方波PWM控制之電壓最大值，以產生一第一階梯電壓，其中該脈衝寬度轉換方波pwM控制會隨轉速控制訊號而變；一第二階段電壓產生電路，用以接收該偏移訊號及接收用以進行脈衝寬度調變之該電壓，以產生一第二階梯電壓’其中該脈衝寬度調變會隨轉速控制訊號而變；一第一比較器，利用一三角波電壓進行該第一階段電壓之脈衝寬度調變，並產生供應至該轉換元件以進行電流傳導時序控制之該脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號；以及一第二比較器，利用該三角波電壓進行該第二階段電壓之脈衝寬度調變，並產生供應至該轉換元件以進行電流量控制之該脈衝寬度轉換正弦波PWM訊號。

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