JPH07222454A - Ｐｗｍインバータの制御方法及び装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバータの制御方法及び装置Info
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- JPH07222454A JPH07222454A JP6007613A JP761394A JPH07222454A JP H07222454 A JPH07222454 A JP H07222454A JP 6007613 A JP6007613 A JP 6007613A JP 761394 A JP761394 A JP 761394A JP H07222454 A JPH07222454 A JP H07222454A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スイッチング素子としてＧＴＯを用いたＰＷ
Ｍインバータにおける最大出力電圧を低下させることな
く，制御パルス幅を所要の最小パルス幅に生成すること
ができるＰＷＭインバータの制御方法及びその装置を提
供する。 【構成】 インバータ３のスイッチング回路を制御する
ＰＷＭ信号は，正弦波を基本として，この正弦波の電気
角６０°〜１２０°及び２４０°〜３００°の間の所定
期間を所定波高値の矩形波に置き換えた指令信号によ
り，キャリア信号を変調することにより生成される。指
令信号とキャリア信号とによる変調率の変化は，矩形波
の波高値及び正弦波の振幅を変化させることによってな
され，矩形波の波高値は変調率が１の状態から下げると
き，ＰＷＭ信号のパルス幅を所要の最小パルス幅になる
変調率に変化させる。この制御によって，インバータの
最大出力電圧が大きくできると共に，スイッチング素子
としてＧＴＯを用いた場合に最小パルス幅の制限を保つ
ことが可能となる。
Ｍインバータにおける最大出力電圧を低下させることな
く，制御パルス幅を所要の最小パルス幅に生成すること
ができるＰＷＭインバータの制御方法及びその装置を提
供する。 【構成】 インバータ３のスイッチング回路を制御する
ＰＷＭ信号は，正弦波を基本として，この正弦波の電気
角６０°〜１２０°及び２４０°〜３００°の間の所定
期間を所定波高値の矩形波に置き換えた指令信号によ
り，キャリア信号を変調することにより生成される。指
令信号とキャリア信号とによる変調率の変化は，矩形波
の波高値及び正弦波の振幅を変化させることによってな
され，矩形波の波高値は変調率が１の状態から下げると
き，ＰＷＭ信号のパルス幅を所要の最小パルス幅になる
変調率に変化させる。この制御によって，インバータの
最大出力電圧が大きくできると共に，スイッチング素子
としてＧＴＯを用いた場合に最小パルス幅の制限を保つ
ことが可能となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，キャリア信号と指令信
号とを比較することにより生成されたＰＷＭ信号により
スイッチング回路を制御するＰＷＭインバータの制御方
法及びその装置に関する。
号とを比較することにより生成されたＰＷＭ信号により
スイッチング回路を制御するＰＷＭインバータの制御方
法及びその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭインバータのスイッチング回路を
制御するパルス幅は，例えば，図６に示すように，三角
波と正弦波との時間軸における大小関係を比較すること
により決定される。キャリア信号である三角波と，指令
信号である正弦波との比較は，インバータが三相インバ
ータである場合，図７に示すように，振幅がＶd ／２，
周期が２Ｔの三角波ｅt と，指令波ｅu ，ｅv ，ｅw の
三相正弦波との大小関係を比較して，ＰＷＭパルス信号
が生成される。
制御するパルス幅は，例えば，図６に示すように，三角
波と正弦波との時間軸における大小関係を比較すること
により決定される。キャリア信号である三角波と，指令
信号である正弦波との比較は，インバータが三相インバ
ータである場合，図７に示すように，振幅がＶd ／２，
周期が２Ｔの三角波ｅt と，指令波ｅu ，ｅv ，ｅw の
三相正弦波との大小関係を比較して，ＰＷＭパルス信号
が生成される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら，スイッ
チング回路を構成するスイッチング素子としてＧＴＯ
（ゲート・ターンオフ・サイリスタ）を用いたＧＴＯイ
ンバータでは，ＧＴＯをスイッチング制御するパルス幅
に制限があるため，ＰＷＭ信号の最小パルス幅に制限が
加えられる。ＰＷＭ信号のパルス幅を所要の最小パルス
幅以上にするためには，指令波である正弦波の振幅の大
きさを制限しなければならない。従って，キャリア信号
と指令信号との振幅の比である変調率を小さくしなけれ
ばならないため，インバータの最大出力電圧が低くなる
問題点があった。本発明の目的とするところは，スイッ
チング素子としてＧＴＯを用いたＰＷＭインバータにお
ける最大出力電圧を低下させることなく，制御パルス幅
を所要の最小パルス幅以上に生成することができるＰＷ
Ｍインバータの制御方法及びその装置を提供することに
ある。
チング回路を構成するスイッチング素子としてＧＴＯ
（ゲート・ターンオフ・サイリスタ）を用いたＧＴＯイ
ンバータでは，ＧＴＯをスイッチング制御するパルス幅
に制限があるため，ＰＷＭ信号の最小パルス幅に制限が
加えられる。ＰＷＭ信号のパルス幅を所要の最小パルス
幅以上にするためには，指令波である正弦波の振幅の大
きさを制限しなければならない。従って，キャリア信号
と指令信号との振幅の比である変調率を小さくしなけれ
ばならないため，インバータの最大出力電圧が低くなる
問題点があった。本発明の目的とするところは，スイッ
チング素子としてＧＴＯを用いたＰＷＭインバータにお
ける最大出力電圧を低下させることなく，制御パルス幅
を所要の最小パルス幅以上に生成することができるＰＷ
Ｍインバータの制御方法及びその装置を提供することに
ある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明が採用する方法は，キャリア信号と指令信号と
を比較することにより生成されたＰＷＭ信号によりスイ
ッチング回路を制御するＰＷＭインバータの制御方法に
おいて，上記指令信号が基本的に正弦波により形成さ
れ，この正弦波の電気角６０°〜１２０°及び２４０°
〜３００°の間の所定期間が所定波高値の矩形波に置換
した上記信号波に基づいて上記ＰＷＭ信号を生成するこ
とを特徴とするＰＷＭインバータの制御方法である。上
記方法において，上記矩形波の波高値及び正弦波の振幅
を変化させることにより，変調率を変化させることがで
きる。又，上記目的を達成するために本発明が採用する
手段は，キャリア信号と指令信号とを比較することによ
り作成されたＰＷＭ制御信号によりスイッチング回路を
制御するＰＷＭインバータの制御装置において，正弦波
を出力する正弦波発生器と，上記正弦波の電気角６０°
〜１２０°及び２４０°〜３００°の間の所定期間に矩
形波を出力する矩形波発生器と，上記正弦波の所定期間
の間は上記矩形波発生器に切り換え，上記所定期間以外
の間は上記正弦波発生器に切り換えて上記指令信号とし
て出力する指令信号切り換え手段とを具備してなること
を特徴とするＰＷＭインバータの制御装置として構成さ
れている。上記装置において，上記矩形波の波高値及び
正弦波の振幅が可変に構成される。
に本発明が採用する方法は，キャリア信号と指令信号と
を比較することにより生成されたＰＷＭ信号によりスイ
ッチング回路を制御するＰＷＭインバータの制御方法に
おいて，上記指令信号が基本的に正弦波により形成さ
れ，この正弦波の電気角６０°〜１２０°及び２４０°
〜３００°の間の所定期間が所定波高値の矩形波に置換
した上記信号波に基づいて上記ＰＷＭ信号を生成するこ
とを特徴とするＰＷＭインバータの制御方法である。上
記方法において，上記矩形波の波高値及び正弦波の振幅
を変化させることにより，変調率を変化させることがで
きる。又，上記目的を達成するために本発明が採用する
手段は，キャリア信号と指令信号とを比較することによ
り作成されたＰＷＭ制御信号によりスイッチング回路を
制御するＰＷＭインバータの制御装置において，正弦波
を出力する正弦波発生器と，上記正弦波の電気角６０°
〜１２０°及び２４０°〜３００°の間の所定期間に矩
形波を出力する矩形波発生器と，上記正弦波の所定期間
の間は上記矩形波発生器に切り換え，上記所定期間以外
の間は上記正弦波発生器に切り換えて上記指令信号とし
て出力する指令信号切り換え手段とを具備してなること
を特徴とするＰＷＭインバータの制御装置として構成さ
れている。上記装置において，上記矩形波の波高値及び
正弦波の振幅が可変に構成される。
【０００５】
【作用】本発明によるＰＷＭインバータの制御方法によ
れば，インバータのスイッチング回路を制御するＰＷＭ
信号は，正弦波を基本として，この正弦波の電気角６０
°〜１２０°及び２４０°〜３００°の範囲内の所定期
間を所定波高値の矩形波に置き換えた指令信号により，
キャリア信号を変調することにより生成される。上記指
令信号とキャリア信号とによる変調率の変化は，上記矩
形波の波高値及び正弦波の振幅を変化させることによっ
てなされるが，上記矩形波の波高値は変調率が１の状態
から下げるとき，ＰＷＭ信号のパルス幅を所要の最小パ
ルス幅になる変調率に変化させる。この制御によって，
インバータの最大出力電圧が大きくできると共に，スイ
ッチング素子としてＧＴＯを用いた場合に最小パルス幅
の制限を保つことが可能となる。又，本発明によるＰＷ
Ｍインバータの制御装置によれば，正弦波発生器から出
力される正弦波の電気角度６０°〜１２０°及び２４０
°〜３００°の間の所定期間をが，矩形波発生器から出
力される矩形波に置換されるよう切り換え手段により切
り換えて，これを指令信号として出力し，キャリア信号
を変調することによりＰＷＭ信号を生成する。上記正弦
波の振幅及び矩形波の波高値は，変調率１の状態とＰＷ
Ｍ信号のパルス幅が所要の最小パルス幅が得られる値以
下との間で変化させることができる。この制御装置から
出力されるＰＷＭ信号によりインバータを制御すること
によって，インバータの最大出力電圧が大きくできると
共に，スイッチング素子としてＧＴＯを用いた場合に最
小パルス幅の制限を保つことが可能となる。
れば，インバータのスイッチング回路を制御するＰＷＭ
信号は，正弦波を基本として，この正弦波の電気角６０
°〜１２０°及び２４０°〜３００°の範囲内の所定期
間を所定波高値の矩形波に置き換えた指令信号により，
キャリア信号を変調することにより生成される。上記指
令信号とキャリア信号とによる変調率の変化は，上記矩
形波の波高値及び正弦波の振幅を変化させることによっ
てなされるが，上記矩形波の波高値は変調率が１の状態
から下げるとき，ＰＷＭ信号のパルス幅を所要の最小パ
ルス幅になる変調率に変化させる。この制御によって，
インバータの最大出力電圧が大きくできると共に，スイ
ッチング素子としてＧＴＯを用いた場合に最小パルス幅
の制限を保つことが可能となる。又，本発明によるＰＷ
Ｍインバータの制御装置によれば，正弦波発生器から出
力される正弦波の電気角度６０°〜１２０°及び２４０
°〜３００°の間の所定期間をが，矩形波発生器から出
力される矩形波に置換されるよう切り換え手段により切
り換えて，これを指令信号として出力し，キャリア信号
を変調することによりＰＷＭ信号を生成する。上記正弦
波の振幅及び矩形波の波高値は，変調率１の状態とＰＷ
Ｍ信号のパルス幅が所要の最小パルス幅が得られる値以
下との間で変化させることができる。この制御装置から
出力されるＰＷＭ信号によりインバータを制御すること
によって，インバータの最大出力電圧が大きくできると
共に，スイッチング素子としてＧＴＯを用いた場合に最
小パルス幅の制限を保つことが可能となる。
【０００６】
【実施例】以下，添付図面を参照して，本発明を具体化
した実施例につき説明し，本発明の理解に供する。尚，
以下の実施例は本発明を具体化した一例であって，本発
明の技術的範囲を限定するものではない。ここに，図１
は本発明になる制御方法を適用したＰＷＭインバータと
その制御装置との構成を示すブロック図，図２は実施例
に係る正弦波発生器から出力される正弦波（ａ）と矩形
波発生器から出力される矩形波（ｂ）の波形図，図３は
実施例に係る指令信号発生器から出力される指令信号と
キャリア信号との変調関係を示す説明図，図４は実施例
に係る指令信号変化と出力電圧の変化との関係を示すグ
ラフ，図５は実施例に係る三相指令信号とキャリア信号
との波形を示す波形図である。図１において，本実施例
に係るＰＷＭインバータ１０は，商用電源の三相交流
（Ｒ，Ｓ，Ｔ）を直流に変換する順変換器８と，この直
流から所望の三相電圧（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を出力させる逆変
換器である三相インバータ３とを備えて構成されてい
る。上記三相インバータ３は制御装置１から出力される
ＰＷＭ信号により制御される。上記制御装置１は，指令
信号を出力する指令信号発生器２と，キャリア信号を出
力するキャリア信号発生器４とを具備し，上記指令信号
発生器２は，正弦波発生器５と矩形波発生器６と切り換
え器（切り換え手段）７とを備えて構成され，上記指令
信号とキャリア信号との比較により生成されるＰＷＭ信
号により，三相インバータ３のスイッチング素子を構成
するＧＴＯ（Ｇｕ〜Ｇｗ）をスイッチング制御する。
した実施例につき説明し，本発明の理解に供する。尚，
以下の実施例は本発明を具体化した一例であって，本発
明の技術的範囲を限定するものではない。ここに，図１
は本発明になる制御方法を適用したＰＷＭインバータと
その制御装置との構成を示すブロック図，図２は実施例
に係る正弦波発生器から出力される正弦波（ａ）と矩形
波発生器から出力される矩形波（ｂ）の波形図，図３は
実施例に係る指令信号発生器から出力される指令信号と
キャリア信号との変調関係を示す説明図，図４は実施例
に係る指令信号変化と出力電圧の変化との関係を示すグ
ラフ，図５は実施例に係る三相指令信号とキャリア信号
との波形を示す波形図である。図１において，本実施例
に係るＰＷＭインバータ１０は，商用電源の三相交流
（Ｒ，Ｓ，Ｔ）を直流に変換する順変換器８と，この直
流から所望の三相電圧（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を出力させる逆変
換器である三相インバータ３とを備えて構成されてい
る。上記三相インバータ３は制御装置１から出力される
ＰＷＭ信号により制御される。上記制御装置１は，指令
信号を出力する指令信号発生器２と，キャリア信号を出
力するキャリア信号発生器４とを具備し，上記指令信号
発生器２は，正弦波発生器５と矩形波発生器６と切り換
え器（切り換え手段）７とを備えて構成され，上記指令
信号とキャリア信号との比較により生成されるＰＷＭ信
号により，三相インバータ３のスイッチング素子を構成
するＧＴＯ（Ｇｕ〜Ｇｗ）をスイッチング制御する。
【０００７】上記構成において，指令信号発生器２の正
弦波発生器５からは，図２（ａ）に示すような三相交流
の正弦波が出力され，矩形波発生器６からは，図２
（ｂ）に示すような矩形波が出力される。同図（ａ）
（ｂ）を対比すると分かるように，上記正弦波の電気角
６０°〜１２０°及び２４０°〜３００°に相当する位
置に矩形波が出力されている。そこで上記切り換え器７
は，正弦波の電気角６０°〜１２０°及び２４０°〜３
００°の期間に矩形波を，その他の期間に正弦波を指令
信号として出力するように切り換える動作を行う。従っ
て，指令信号発生器２から出力される指令信号の一相分
の波形は図３に示すようになり，この波形によりキャリ
ア信号発生器４から出力される三角波を変調して，三相
インバータ３を制御するＰＷＭ信号が生成される。この
指令信号は矩形波及び正弦波の波高値を変化させて変調
率が変化できるように構成されている。上記変調率の変
化は，図３に破線で示すように，正弦波の振幅及び矩形
波の波高値を変調率１から０．５の間で変化させること
によりなされ，この変化によってインバータ１０の出力
電圧の変化がなされる。上記矩形波の波高値の変化は，
図３及び図４に示すように，変調率１の状態となる波高
値とＰＷＭ信号のパルス幅が所要の最小パルス幅となる
波高値（図３にａで示すようなレベル）とに変化させる
と共に，正弦波の振幅の変化に同調させて変化させる。
上記構成により指令信号発生器２から出力される指令信
号は，図５に示すように，正弦波の電気角６０°〜１２
０°及び２４０°〜３００°間が矩形波に置換された三
相指令信号（ｅu ，ｅv ，ｅw ）となり，キャリア信号
である三角波（ｅt ）との比較により，三相インバータ
３のスイッチング回路を構成するＧＴＯをスイッチング
制御するＰＷＭ信号が生成される。
弦波発生器５からは，図２（ａ）に示すような三相交流
の正弦波が出力され，矩形波発生器６からは，図２
（ｂ）に示すような矩形波が出力される。同図（ａ）
（ｂ）を対比すると分かるように，上記正弦波の電気角
６０°〜１２０°及び２４０°〜３００°に相当する位
置に矩形波が出力されている。そこで上記切り換え器７
は，正弦波の電気角６０°〜１２０°及び２４０°〜３
００°の期間に矩形波を，その他の期間に正弦波を指令
信号として出力するように切り換える動作を行う。従っ
て，指令信号発生器２から出力される指令信号の一相分
の波形は図３に示すようになり，この波形によりキャリ
ア信号発生器４から出力される三角波を変調して，三相
インバータ３を制御するＰＷＭ信号が生成される。この
指令信号は矩形波及び正弦波の波高値を変化させて変調
率が変化できるように構成されている。上記変調率の変
化は，図３に破線で示すように，正弦波の振幅及び矩形
波の波高値を変調率１から０．５の間で変化させること
によりなされ，この変化によってインバータ１０の出力
電圧の変化がなされる。上記矩形波の波高値の変化は，
図３及び図４に示すように，変調率１の状態となる波高
値とＰＷＭ信号のパルス幅が所要の最小パルス幅となる
波高値（図３にａで示すようなレベル）とに変化させる
と共に，正弦波の振幅の変化に同調させて変化させる。
上記構成により指令信号発生器２から出力される指令信
号は，図５に示すように，正弦波の電気角６０°〜１２
０°及び２４０°〜３００°間が矩形波に置換された三
相指令信号（ｅu ，ｅv ，ｅw ）となり，キャリア信号
である三角波（ｅt ）との比較により，三相インバータ
３のスイッチング回路を構成するＧＴＯをスイッチング
制御するＰＷＭ信号が生成される。
【０００８】上記ＧＴＯは，スイッチング制御されるＰ
ＷＭ信号の最小パルス幅に制限があるため，従来構成で
は指令信号を大きくすることができず，インバータの出
力電圧が大きくできない問題点があったが，上記したよ
うに指令信号となる正弦波の電気角６０°〜１２０°及
び２４０°〜３００°の間を矩形波に置換し，該矩形波
の波高値を図４に示すように変化させることによって，
インバータが出力できる最大出力電圧を大きくすること
ができると同時に，ＧＴＯをスイッチング制御するパル
ス幅が最小パルス幅以下にならないように保つことがで
きる。上記実施例では，電気角６０°〜１２０°の間及
び２４０°〜３００°の間を矩形波に置きかえたものを
示したが，６２．５°〜１１７．５°の間及び２４２．
５°〜２９７．５°の間や，６５°〜１１５°の間及び
２４５°２９５°の間といった所定期間を矩形波に置き
かえることも可能である。
ＷＭ信号の最小パルス幅に制限があるため，従来構成で
は指令信号を大きくすることができず，インバータの出
力電圧が大きくできない問題点があったが，上記したよ
うに指令信号となる正弦波の電気角６０°〜１２０°及
び２４０°〜３００°の間を矩形波に置換し，該矩形波
の波高値を図４に示すように変化させることによって，
インバータが出力できる最大出力電圧を大きくすること
ができると同時に，ＧＴＯをスイッチング制御するパル
ス幅が最小パルス幅以下にならないように保つことがで
きる。上記実施例では，電気角６０°〜１２０°の間及
び２４０°〜３００°の間を矩形波に置きかえたものを
示したが，６２．５°〜１１７．５°の間及び２４２．
５°〜２９７．５°の間や，６５°〜１１５°の間及び
２４５°２９５°の間といった所定期間を矩形波に置き
かえることも可能である。
【０００９】
【発明の効果】以上の説明の通り本発明によるＰＷＭイ
ンバータの制御方法によれば，インバータのスイッチン
グ回路を制御するＰＷＭ信号は，正弦波を基本として，
この正弦波の電気角６０°〜１２０°及び２４０°〜３
００°の間の所定期間を所定波高値の矩形波に置き換え
た指令信号により，キャリア信号を変調することにより
生成される。上記指令信号とキャリア信号とによる変調
率の変化は，上記矩形波の波高値及び正弦波の振幅を変
化させることによってなされるが，上記矩形波の波高値
は変調率が１の状態から下げるとき，ＰＷＭ信号のパル
ス幅を所要の最小パルス幅になる変調率に変化させる。
この制御によって，インバータの最大出力電圧が大きく
できると共に，スイッチング素子としてＧＴＯを用いた
場合に最小パルス幅の制限を保つことが可能となる。
又，本発明によるＰＷＭインバータの制御装置によれ
ば，正弦波発生器から出力される正弦波の電気角度６０
°〜１２０°及び２４０°〜３００°の間の所定期間
が，矩形波発生器から出力される矩形波に置換されるよ
う切り換え手段により切り換えて，これを指令信号とし
て出力し，キャリア信号を変調することによりＰＷＭ信
号を生成する。上記正弦波の振幅及び矩形波の波高値
は，変調率１の状態とＰＷＭ信号のパルス幅が所要の最
小パルス幅が得られる値以下との間で変化させることが
できる。この制御装置から出力されるＰＷＭ信号により
インバータを制御することによって，インバータの最大
出力電圧が大きくできると共に，スイッチング素子とし
てＧＴＯを用いた場合に最小パルス幅の制限を保つこと
が可能となる。
ンバータの制御方法によれば，インバータのスイッチン
グ回路を制御するＰＷＭ信号は，正弦波を基本として，
この正弦波の電気角６０°〜１２０°及び２４０°〜３
００°の間の所定期間を所定波高値の矩形波に置き換え
た指令信号により，キャリア信号を変調することにより
生成される。上記指令信号とキャリア信号とによる変調
率の変化は，上記矩形波の波高値及び正弦波の振幅を変
化させることによってなされるが，上記矩形波の波高値
は変調率が１の状態から下げるとき，ＰＷＭ信号のパル
ス幅を所要の最小パルス幅になる変調率に変化させる。
この制御によって，インバータの最大出力電圧が大きく
できると共に，スイッチング素子としてＧＴＯを用いた
場合に最小パルス幅の制限を保つことが可能となる。
又，本発明によるＰＷＭインバータの制御装置によれ
ば，正弦波発生器から出力される正弦波の電気角度６０
°〜１２０°及び２４０°〜３００°の間の所定期間
が，矩形波発生器から出力される矩形波に置換されるよ
う切り換え手段により切り換えて，これを指令信号とし
て出力し，キャリア信号を変調することによりＰＷＭ信
号を生成する。上記正弦波の振幅及び矩形波の波高値
は，変調率１の状態とＰＷＭ信号のパルス幅が所要の最
小パルス幅が得られる値以下との間で変化させることが
できる。この制御装置から出力されるＰＷＭ信号により
インバータを制御することによって，インバータの最大
出力電圧が大きくできると共に，スイッチング素子とし
てＧＴＯを用いた場合に最小パルス幅の制限を保つこと
が可能となる。
【図１】 本発明になる制御方法を適用したＰＷＭイン
バータとその制御装置との構成を示すブロック図。
バータとその制御装置との構成を示すブロック図。
【図２】 実施例に係る正弦波発生器から出力される正
弦波（ａ）と矩形波発生器から出力される矩形波（ｂ）
の波形図。
弦波（ａ）と矩形波発生器から出力される矩形波（ｂ）
の波形図。
【図３】 実施例に係る指令信号発生器から出力される
指令信号とキャリア信号との変調関係を示す説明図。
指令信号とキャリア信号との変調関係を示す説明図。
【図４】 実施例に係る指令信号変化と出力電圧の変化
との関係を示すグラフ。
との関係を示すグラフ。
【図５】 実施例に係る三相指令信号とキャリア信号と
の波形を示す波形図。
の波形を示す波形図。
【図６】 従来例に係るＰＷＭ信号を生成する指令信号
とキャリア信号との波形図。
とキャリア信号との波形図。
【図７】 指令信号とキャリア信号との比較によるＰＷ
Ｍ信号の生成を説明する波形図。
Ｍ信号の生成を説明する波形図。
１…制御装置 ２…指令信号発生器 ３…三相インバータ ４…キャリア信号発生器 ５…正弦波発生器 ６…矩形波発生器 ７…切り換え器（切り換え手段） １０…インバータ
Claims (4)
- 【請求項１】 キャリア信号と指令信号とを比較するこ
とにより生成されたＰＷＭ信号によりスイッチング回路
を制御するＰＷＭインバータの制御方法において，上記
指令信号が基本的に正弦波により形成され，この正弦波
の電気角６０°〜１２０°及び２４０°〜３００°の間
の所定期間が所定波高値の矩形波に置換した信号波形に
形成され，該指令信号に基づいて上記ＰＷＭ信号を生成
することを特徴とするＰＷＭインバータの制御方法。 - 【請求項２】 上記矩形波の波高値及び正弦波の振幅を
変化させることにより，変調率を変化させる請求項１記
載のＰＷＭインバータの制御方法。 - 【請求項３】 キャリア信号と指令信号とを比較するこ
とにより作成されたＰＷＭ制御信号によりスイッチング
回路を制御するＰＷＭインバータの制御装置において，
正弦波を出力する正弦波発生器と，上記正弦波の電気角
６０°〜１２０°及び２４０°〜３００°の間の所定期
間に矩形波を出力する矩形波発生器と，上記所定期間の
間は上記矩形波発生器に切り換え，上記所定期間以外の
間は上記正弦波発生器に切り換えて上記指令信号として
出力する指令信号切り換え手段とを具備してなることを
特徴とするＰＷＭインバータの制御装置。 - 【請求項４】 上記矩形波の波高値及び正弦波の振幅が
可変である請求項３記載のＰＷＭインバータの制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6007613A JPH07222454A (ja) | 1994-01-27 | 1994-01-27 | Ｐｗｍインバータの制御方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6007613A JPH07222454A (ja) | 1994-01-27 | 1994-01-27 | Ｐｗｍインバータの制御方法及び装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07222454A true JPH07222454A (ja) | 1995-08-18 |
Family
ID=11670670
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6007613A Pending JPH07222454A (ja) | 1994-01-27 | 1994-01-27 | Ｐｗｍインバータの制御方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07222454A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002119081A (ja) * | 2000-10-10 | 2002-04-19 | Nec Kansai Ltd | ブラシレスモータ駆動回路 |
| JP2003219652A (ja) * | 2002-01-17 | 2003-07-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電力変換装置 |
-
1994
- 1994-01-27 JP JP6007613A patent/JPH07222454A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002119081A (ja) * | 2000-10-10 | 2002-04-19 | Nec Kansai Ltd | ブラシレスモータ駆動回路 |
| JP4680367B2 (ja) * | 2000-10-10 | 2011-05-11 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | ブラシレスモータ駆動回路 |
| JP2003219652A (ja) * | 2002-01-17 | 2003-07-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電力変換装置 |
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