TW202019079A - 切換電源控制用半導體裝置以及交流直流轉換器 - Google Patents

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松田裕樹
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Abstract

本發明的課題在於提供一種能準確地檢測出欠壓(brown-out)狀態與插頭拔出的狀態之切換電源控制用IC。在具備X電容器的放電單元以及用於進行交流電壓的輸入狀態的檢測的輸入狀態檢測電路之電源控制用半導體裝置中，輸入狀態檢測電路係具備：分壓單元，係對高壓輸入啓動端子的電壓進行分壓；用於對分壓後的電壓與預定的電壓進行比較之比較器，檢測欠壓狀態的發生；峰值保持電路，係保持藉由分壓單元分壓後的電壓的峰值電壓；以及用於檢測插頭拔出狀態的發生之比較器；在將直到使峰值保持電路的電容器放電為止的延遲時間設為Td1、將用於判定插頭拔出狀態的延遲時間設為Td2、將用於判定欠壓狀態的延遲時間設為Td3時，設定成Td1>Td2>Td3的關係，且至少能夠藉由共通的計時電路計時延遲時間Td2與延遲時間Td3。

Description

切換電源控制用半導體裝置以及交流直流轉換器
本發明係有關於一種電源控制用半導體裝置，尤其有關於一種在構成具備電壓轉換用變壓器的切換電源裝置(switching power supply)之初級側的控制用半導體裝置以及使用該控制用半導體裝置的AC-DC(alternating current-direct current；交流直流)轉換器中利用而有效的技術。
在直流電源裝置中，有一種切換電源控制方式的絕緣型AC-DC轉換器，係藉由用於對交流電源進行整流的二極體電橋(diode bridge)電路以及用於對藉由該二極體電橋電路整流後的直流電壓進行降壓並轉換為希望的電位的直流電壓之DC-DC(direct current-direct current；直流直流)轉換器等所構成。 在絕緣型的AC-DC轉換器中，一般為了使常態模式雜訊(normal mode noise)衰減而在AC端子之間連接有X電容器，並且為了在插頭從插座拔出時迅速地放電殘留在X電容器中的電荷而與X電容器並聯連接有放電用的電阻。
但是，在與X電容器並聯連接了放電用的電阻的構成之AC-DC轉換器中，由於在連接了AC電源的過程中始終消耗電力，因此成為使無負載時、待機時的待機電力消耗增加的原因。 因此，為了減少待機時的消耗電力，提出了以下發明：在電源控制用半導體裝置內設置X電容器的放電用的開關，使得在檢測出插頭拔出時能夠迅速地放電X電容器的殘留電荷(例如參照專利文獻1、2)。 [先前技術文獻] [專利文獻]
專利文獻1：日本特開2012-170289號公報。 專利文獻2：日本特開2016-158310號公報。 專利文獻3：日本特許第5343393號公報。
[發明所欲解決之課題]
另外，在用於構成切換電源裝置之電源控制用半導體裝置中，有時構成為具有欠壓檢測功能，該欠壓檢測功能係檢測AC輸入電壓持續一定時間以上地降低到預定電壓以下的欠壓狀態並停止切換控制(參照專利文獻3)。另外，在專利文獻3所揭示的切換電源控制用半導體裝置中，構成為具備啓動電路以及用於檢測欠壓狀態的發生之比較器，只在啓動電路的關斷(OFF)狀態下進行欠壓的檢測，藉此使向啓動電路的電流流入端子與用於檢測欠壓的電壓檢測端子共通化。
另一方面，在專利文獻2所揭示的電源控制用半導體裝置中，為了檢測插頭拔出而使用連接了啓動電路的高壓輸入啓動端子(電流流入端子)。因此，在電源控制用半導體裝置中，在設置欠壓檢測功能與X電容器的放電功能並利用高壓輸入啓動端子作為兼用的檢測端子的情形中，準確地檢測出欠壓狀態與插頭拔出的狀態並執行對應的動作是極其重要的。 另外，專利文獻2的發明為了檢測插頭拔出的狀態的持續時間而使用計時電路，專利文獻3的發明為了檢測欠壓狀態的持續時間而使用延遲電路(計時電路)，存在以下這樣的問題：在希望設置計時數十ms(毫秒)這樣的時間的計時電路的情形中，由於電路的專用面積顯著變大，因此在電源控制用半導體裝置中安裝欠壓檢測功能與X電容器放電功能的雙方的功能的情形中，如果分別獨立地設置計時電路則造成晶片大小的增大，並且如果複數個計時電路同時動作則容易產生雜訊。
發明著眼於上述那樣的問題而研創，，目的在於提供一種切換電源控制用半導體裝置以及AC-DC轉換器，係在具備欠壓檢測功能與X電容器的放電功能的情形中，利用高壓輸入啓動端子作為兼用的檢測端子，能夠準確地檢測出欠壓狀態與插頭拔出的狀態。 本發明的其他目的在於提供一種切換電源控制用半導體裝置以及AC-DC轉換器，係在安裝欠壓檢測功能與X電容器放電功能的雙方功能的情形中，能夠避免晶片大小的增大，並且抑制雜訊的產生。 [用以解決課題之手段]
為了達到上述目的，本發明提供一種切換電源控制用半導體裝置，係構成為具備：高壓輸入啓動端子，係被輸入有對交流電壓進行整流而得到的電壓；放電單元，係設置在前述高壓輸入啓動端子與接地點之間；以及輸入狀態檢測電路，係與前述高壓輸入啓動端子連接，進行前述交流電壓的輸入狀態的檢測；前述輸入狀態檢測電路係具備：分壓單元，係對前述高壓輸入啓動端子的電壓進行分壓，且由高耐壓電阻所構成；峰值保持電路，係具備電容器與前述電容器的放電用開關，用於保持藉由前述分壓電路分壓後的電壓的峰值電壓；第一比較器，係用於對藉由前述分壓單元分壓後的電壓與對前述峰值保持電路所保持的電壓進行比例縮小所得的電壓進行比較來檢測插頭拔出狀態的發生；第二比較器，係用於對藉由前述分壓單元分壓後的電壓與預定的電壓進行比較來檢測欠壓狀態的發生；計時電路，係能夠計時預先設定的預定的時間；以及控制信號生成電路，係根據前述計時電路的輸出生成用於使前述放電單元接通(ON)的信號或用於使切換控制信號的輸出停止的信號；在將前述第二比較器的輸出伴隨著交流輸入的降低而變化後到使前述電容器放電為止的延遲時間設為Td1、將用於判定前述插頭拔出狀態的延遲時間設為Td2、將用於判定前述欠壓狀態的延遲時間設為Td3時，設定成Td1>Td2>Td3的關係，藉由共通的計時電路至少能夠計時前述延遲時間Td2與前述延遲時間Td3。
根據上述構成，由於設定為到使電容器放電為止的延遲時間Td1、用於判定插頭拔出狀態的延遲時間Td2、用於判定欠壓狀態的延遲時間Td3成為Td1>Td2>Td3的關係，因此在具備欠壓檢測功能與X電容器的放電功能的情形中，利用高壓輸入啓動端子作為兼用的檢測端子，能夠準確地檢測出欠壓狀態與插頭拔出的狀態。另外，由於共享計時電路，因此能夠避免晶片大小的增大並且抑制雜訊的產生。進而，能夠不只為了檢測欠壓狀態還為了判定插頭拔出狀態而共通地使用與高壓輸入啓動端子連接的分壓單元，與分別設置的情形相比，能夠減小晶片大小。
在此，較佳為構成為具備：時脈(clock)生成電路，係生成預定周期的時脈信號；以及切換控制信號生成電路，係根據來自前述時脈生成電路的時脈信號生成前述切換控制信號；前述控制信號生成電路係與前述計時電路計時了前述延遲時間Td2的情形對應地生成用於使前述放電單元接通的控制信號並輸出，另一方面與前述計時電路計時了前述延遲時間Td3的情形對應地生成欠壓檢測信號並供給到前述切換控制信號生成電路，使前述切換控制信號的輸出停止。
根據該構成，能夠根據輸入到高壓輸入啓動端子的電壓分別判別是AC插頭拔出而需要進行X電容器的放電的狀況還是在低AC輸入位準(欠壓)狀態下需要使切換控制信號(GATE)的輸出停止的狀況，並準確地實施希望的控制。另外，即使在欠壓狀態下AC插頭被拔出，也能夠檢測出該狀況而使X電容器放電。進而，即使輸入位準為過壓(brown-in)，在輸入位準低的時序(timing)拔出AC插頭的情形中，也不會錯誤地檢測出欠壓，而能夠使X電容器放電。
另外，較佳為構成為：前述控制信號生成電路係與前述計時電路計時了前述延遲時間Td1的情形對應地生成用於使前述峰值保持電路的前述放電用開關接通來使前述電容器放電的控制信號。 如果在AC輸入位準從過壓變化為欠壓時(圖8的t1)，AC峰值電壓的變動幅度大，則峰值保持電路無法瞬時地保持變化後的AC峰值。這樣，根據各條件，欠壓檢測臨限值會高於變化後的AC峰值，與只是AC輸入低於預定值而應該是欠壓的狀態無關地，會判定為插頭被拔出而進行錯誤的檢測。根據上述構成，為了能夠在計時電路計時了延遲時間Td1的時刻將峰值保持電路(電容器)所保持的電荷放電，由於將欠壓檢測臨限值設定為適當的位準(變化後的AC峰值以下)，因此能夠防止錯誤檢測。
另外，較佳為構成為：前述共通的計時電路係與前述第一比較器以及前述第二比較器的輸出變化對應地被復位(reset)來開始計時動作；另一方面，直到前述第二比較器檢測到欠壓狀態的開始並經過前述延遲時間Td3為止，即使前述第一比較器的輸出有變化也禁止前述計時電路的復位。 根據該構成，能夠適當並且容易地生成計時電路的復位信號，並且在欠壓狀態的檢測中計時電路不會被復位，因此能夠藉由共通的計時電路計時用於判定插頭拔出狀態的延遲時間Td2以及用於判定欠壓狀態的延遲時間Td3。
進而，較佳為構成為：前述共通的計時電路係能夠計時前述延遲時間Td1、前述延遲時間Td2以及前述延遲時間Td3。 根據該構成，由於能夠使用共通的計時電路計時三個延遲時間，因此減小了計時電路的專用面積而避免晶片大小的增大，並且振盪周期不同的複數個計時電路不會同時動作，因此能夠抑制雜訊的產生。 另外，藉由將複數個正反器(flip-flop)串聯連接所成的分頻電路構成前述計時電路，例如如果設定為Td2=2Td1、Td3=4Td1，則藉由從延遲時間Td3的計時信號的1／2的段取得延遲時間Td2的計時信號並從延遲時間Td3的計時信號的1／4的段取得延遲時間Td1的計時信號，來得到前述延遲時間Td1、前述延遲時間Td2以及前述延遲時間Td3，因此能夠容易地生成各計時信號(超時(time out)信號)。
另外，較佳為具備：切換單元，係連接在前述高壓輸入啓動端子與被施加對變壓器的輔助繞組的感應電壓進行整流所得的電壓的電源端子之間；以及啓動控制電路，係在向前述高壓輸入啓動端子施加電壓時控制前述切換單元；前述切換單元係藉由高耐壓的空乏(depletion)型N通道MOS(Complementary Metal-Oxide Semiconductor；互補式金屬氧化物半導體)電晶體所構成；前述放電單元係與前述切換單元以串聯方式連接在前述高壓輸入啓動端子與接地點之間。 根據該構成，不需要用高耐壓的元件形成在發生了插頭拔出狀態時使高壓輸入啓動端子的電荷放電的放電單元。 [發明功效]
根據本發明，在具有欠壓檢測功能與X電容器放電功能的控制用半導體裝置中，利用高壓輸入啓動端子作為兼用的檢測端子，能夠準確地檢測出欠壓狀態與插頭拔出的狀態。另外，欠壓檢測功能與X電容器放電功能在雙方的功能中共享所需要的計時電路，因此具有以下功效：能夠減小計時電路的專用面積來避免晶片大小的增大，並且抑制雜訊的產生。
以下，根據圖式說明本發明的適合的實施形態。 圖1係顯示作為應用了本發明的切換電源控制用半導體裝置的絕緣型直流電源裝置的AC-DC轉換器的一個實施形態的電路構成圖。 本實施形態的AC-DC轉換器具備：X電容器Cx，係為了使常態模式雜訊衰減而連接在AC端子之間；雜訊切斷用的濾波器11，係由共模線圈等構成；二極體電橋電路12，係對交流電壓(AC)進行整流；平滑用電容器C1，係對整流後的電壓進行平滑；電壓轉換用的變壓器T1，係具備初級側繞組Np、次級側繞組Ns以及輔助繞組Nb。 另外，AC-DC轉換器具備：切換電晶體SW，係與變壓器T1的初級側繞組Np串聯連接，並由N通道MOSFET構成；切換電源控制用半導體裝置13，係對該切換電晶體SW進行驅動。在本實施形態中，切換電源控制用半導體裝置13作為半導體集成電路(以下稱為電源控制用IC)而形成在單晶矽那樣的一個半導體晶片上。
在前述變壓器T1的次級側，設置有與次級側繞組Ns串聯連接的整流用二極體D2、連接在該二極體D2的陰極端子與次級側繞組Ns的另一端子之間的平滑用電容器C2，藉由使電流間歇地流過初級側繞組Np而對在次級側繞組Ns中感應的交流電壓進行整流與平滑，藉此輸出與初級側繞組Np與次級側繞組Ns的線圈比對應的直流電壓Vout。
進而，在變壓器T1的次級側，設置有構成用於切斷在初級側的切換動作中產生的切換紋波雜訊等的濾波器的線圈L3與電容器C3，並且設置有：檢測電路14，係用於檢測輸出電壓Vout；作為光耦合器的發光側元件的光電二極體15a，係與該檢測電路14連接，將檢測電壓所對應的信號傳遞到電源控制用IC13。另外，在初級側設置有：作為受光側元件的光電電晶體15b，係連接在前述電源控制用IC13的反饋端子FB與接地點之間，接收來自前述檢測電路14的信號。
另外，在本實施形態的AC-DC轉換器的初級側設置有整流平滑電路，係由與前述輔助繞組Nb串聯連接的整流用二極體D0與連接在該二極體D0的陰極端子與接地點GND之間的平滑用電容器C0構成，藉由該整流平滑電路整流、平滑後的電壓被施加到前述電源控制用IC13的電源電壓端子VDD。 另一方面，在電源控制用IC13中設置有：高壓輸入啓動端子HV，係經由二極體D11、D12以及電阻R1被施加藉由二極體電橋電路12整流之前的電壓，構成為在電源接通時(緊接著插頭***插座後)，能夠藉由來自該高壓輸入啓動端子HV的電壓而動作。
進而，在本實施形態中，在切換電晶體SW的源極端子與接地點GND之間連接有電流檢測用的電阻Rs，並且在切換電晶體SW與電流檢測用電阻Rs的節點N1與電源控制用IC13的電流檢測端子CS之間連接有電阻R2。進而，在電源控制用IC13的電流檢測端子CS與接地點之間連接有電容器C4，由電阻R2與電容器C4構成低通濾波器。
接著，使用圖2說明前述電源控制用IC13的具體構成例子。 如圖2所示，本實施例的電源控制用IC13具備：振盪電路31，係以與反饋端子FB的電壓VFB對應的頻率振盪；時脈生成電路32，係根據藉由該振盪電路31生成的振盪信號φc，生成產生使初級側切換電晶體SW接通的時序的時脈信號CK，由單觸發脈波生成電路那樣的電路構成；RS正反器33，係藉由時脈信號CK被置位(set)；驅動器(驅動電路)34，係與該正反器33的輸出對應地生成切換電晶體SW的驅動脈波(GATE)。
另外，電源控制用IC13具備：放大器35，係對輸入到電流檢測端子CS的電壓Vcs進行放大；作為電壓比較電路的比較器36a，係對藉由該放大器35放大後的電位Vcs`與用於監視過電流狀態的比較電壓(臨限值電壓)Vocp進行比較；波形生成電路37，係基於反饋端子FB的電壓VFB，生成預定的波形的電壓RAMP；比較器36b，係對藉由前述放大器35放大後的電位Vcs`與藉由波形生成電路37生成的波形RAMP進行比較；或閘G1，係取得比較器36a與36b的輸出的邏輯與。
前述或閘G1的輸出RS被輸入到前述正反器33的復位端子，藉此產生使切換電晶體SW關斷的時序。此外，在反饋端子FB與內部電源電壓端子之間設置有升壓電阻或恒流源，藉由該電阻將流過光電電晶體15b的電流轉換為電壓。
另外，本實施例的電源控制用IC13具備：頻率控制電路38，係與反饋端子FB的電壓VFB對應地，依照預定的特性使前述振盪電路31的振盪頻率即切換頻率變化。雖未圖示，但振盪電路31可以具備使得流過與來自頻率控制電路38的電壓對應的電流的電流源，由振盪頻率根據該電流源流過的電流的大小而變化的振盪器構成。 此外，在電源控制用IC13中也可以設置占空比限制電路，係根據從前述時脈生成電路32輸出的時脈信號CK，生成用於施加限制以使驅動脈波(GATE)的占空比(Ton／Tcycle)不超過預先規定的最大值(例如85%至90%)的最大占空比復位信號。
進而，在本實施例的電源控制用IC13中設置有：啓動開關S0，係連接在高壓輸入啓動端子HV與電源電壓端子VDD之間；啓動電路(開啓電路)40，係如果經由前述電阻R1向高壓輸入啓動端子HV輸入了電壓，則使啓動開關S0接通來使IC啓動；欠壓及插頭拔出檢測電路50，係檢測欠壓狀態而生成用於使切換控制停止的信號，並且檢測AC電源的插頭是否從插座拔出，生成用於使X電容器Cx(圖1)的放電開關接通的信號；內部電源電路60，係基於電源電壓端子VDD的電壓，生成內部電路的動作所需要的內部電源電壓。
在圖3中，表示出圖2的電源控制用IC中的啓動電路40與欠壓及插頭拔出檢測電路50的構成例子、構成內部電源電路60的兩個調節器。 如圖3所示，內部電源電路60具備：基準電壓電路61，係生成基準電壓VREF；調節器62，係生成啓動電路40與欠壓及插頭拔出檢測電路50的電源電壓；調節器63，係生成內部電路(圖2所示的電路區塊(亦即元件符號31至38))的電源電壓。其中，構成為調節器62只要電源電壓端子VDD的電壓為由該調節器的特性決定的預定的電壓以上則持續動作，調節器63即使電源電壓端子VDD的電壓為預定的電壓以上，也能夠根據控制信號停止動作。
如圖3所示，具備：啓動控制電路41，係為了控制切換電源控制用半導體裝置13的啓動而控制連接在高壓輸入啓動端子HV與電源電壓端子VDD之間的啓動開關S0；分壓電路42，係由串聯連接在電源電壓端子VDD與接地點之間的電阻R3、R4構成；比較器43，係將分壓後的電壓與參照電壓Vref1作為輸入，具有滯後特性。此外，啓動開關S0由常通的高耐壓的空乏型N通道MOS電晶體構成。 高壓輸入啓動端子HV與電源電壓端子VDD的電位差在插頭***插座之前是0V，如果藉由插頭的***而向高壓輸入啓動端子HV施加了電壓，則藉由常通的啓動開關S0從高壓輸入啓動端子HV向電源電壓端子VDD流過電流，對外接於VDD端子的平滑用電容器C0(圖1)進行充電，VDD端子的電壓逐漸上升。因此，高壓輸入啓動端子HV作為電流流入端子發揮功能。
啓動控制電路41如果VDD端子例如達到21V那樣的預定的電壓，則使啓動開關S0關斷。然後，如果VDD端子例如達到21V那樣的預定的電壓，則調節器63動作，開始內部電路對切換電晶體SW的切換控制。另一方面，在VDD端子降低到調節器62的動作停止電壓(例如VDD=6.5V)的情形中，將啟動開關S0接通，VDD端子的電壓再次上升到21V。 另外，在保護功能或欠壓檢測功能工作的情形中，啓動控制電路41根據比較器43的輸出，在某一定電壓範圍內對VDD端子電壓進行控制。例如構成為重複執行以下的控制，即如果VDD端子的電壓例如降低到12V，則使啟動開關S0接通，從高壓輸入啓動端子HV向電源電壓端子VDD流過電流，如果VDD端子的電壓例如上升到13V，則使啟動開關S0關斷，切斷來自高壓輸入啓動端子HV的電流。
另外，啓動電路40具備：動作開始電路44，係始終監視電源電壓端子VDD的電壓，如果VDD例如達到19.6V那樣的電壓，則生成啓動生成內部電路的電源電壓的調節器63而使內部電路的動作開始的信號；分壓電路45，係由串聯連接在電源電壓端子VDD與接地點之間的電阻R5、R6構成；動作停止電路46，係由比較器(電壓比較電路)構成，對分壓後的電壓與參照電壓Vref2進行比較，如果VDD例如降低到6.5V，則使生成內部電源電壓的調節器63停止來使內部電路的動作停止。動作開始電路44既可以是構成為不需要參照電壓就能夠檢測監視對象成為預定的電壓以上的電路，也可以由使用參照電壓的比較器(電壓比較電路)構成。
構成為動作開始電路44的輸出信號輸入到RS正反器(RS1)47的置位端子，另一方面，前述動作停止電路46的輸出信號經由或閘G2輸入到RS正反器47的復位端子，將RS正反器47的輸出信號作為生成內部電路的電源電壓的調節器63的動作控制信號而提供。此外，前述啓動控制電路41例如可以由連接在啓動開關S0的閘極端子與VDD端子之間的電阻、反向地連接在啓動開關S0的閘極端子與接地點之間的齊納二極體、與該齊納二極體並聯連接的MOS電晶體、將來自比較器43、動作開始電路44、動作停止電路46的信號、來自欠壓及插頭拔出檢測電路50的信號BOS、BOE作為輸入而使MOS電晶體接通、斷開的邏輯電路等構成。
進而，在啓動電路40中設置有：放電單元，係由在高壓輸入啓動端子HV與接地點之間與啓動開關S0串聯連接的電阻Rd與放電開關Sd所構成。由於圖紙的限制，將放電單元(亦即元件符號Rd、Sd)顯示在啓動電路40內，但也可以構成為與啓動電路40分別的功能電路。放電用的放電開關Sd例如可以由中耐壓的增强型MOS電晶體構成。
欠壓及插頭拔出檢測電路50具備：分壓電路51，係由串聯連接在高壓輸入啓動端子HV與接地點之間的高耐壓的電阻R7、R8構成；比較器52，係用於對藉由該分壓電路51分壓後的電壓與參照電壓Vref3進行比較，檢測高壓輸入啓動端子HV的電壓例如下降到AC輸入的峰值的2／3左右的電壓或設定為小於100V的臨限值的情形，並具有滯後特性；RS正反器(RS2)53，係根據使該比較器52的輸出反轉的反相器INV的輸出信號而動作。構成為將該正反器53的反轉輸出QB作為使切換電晶體SW的驅動脈波的輸出停止的輸出停止信號GSC而向驅動器34(圖2)供給。藉此，在低AC輸入狀態下接通AC電源亦即在欠壓狀態下啓動電源控制用IC，並在該狀態下藉由啓動電路40向VDD端子流過電流，VDD端子的電位達到IC動作開始電壓的情形中，能夠使得不輸出切換電晶體SW的驅動脈波(GATE)。
另外，構成為欠壓及插頭拔出檢測電路50具備從欠壓的檢出、插頭拔出的檢出開始計時預定的延遲時間的計時電路54、檢測該計時電路54的輸出信號的下降緣的邊緣檢測電路55，並且計時電路54的輸出信號輸入到前述RS正反器53的復位端子。 此外，可以考慮例如選擇60ms作為從欠壓的檢出的延遲時間，例如選擇30ms作為從插頭拔出的檢出的預定的延遲時間。另外，計時電路54構成為根據由將調節器62作為電源的環形振盪器等構成的振盪器的信號而進行計時動作。
進而，欠壓及插頭拔出檢測電路50具備：峰值保持電路56A，係保持藉由對高壓輸入啓動端子HV的電壓進行分壓的分壓電路51分壓後的電壓的峰值；比較器56B，係對藉由連接在峰值保持電路56A的輸出端子與接地點之間的電阻R9、R10分壓後的電壓與藉由分壓電路51分壓後的電壓進行比較。另外，具備：計時復位控制電路57，係將該比較器56B的輸出與前述比較器52以及及閘G3的輸出信號作為輸入；識別控制電路58，係設置在計時電路54的後級；放電控制電路59，係根據比較器56B的輸出、計時電路54的輸出與識別控制電路58的輸出，生成構成峰值保持電路56A的電容器(圖6的C4)的放電信號。
在本實施例中，計數電路54能夠從欠壓的檢出、插頭拔出的檢出開始計時預定的延遲時間、以及用於放電峰值保持電路56A的信號的延遲時間。另外，以如下方式構成識別控制電路58，即藉由計時電路54計時藉由分壓電路51分壓後的電壓Vn0不低於對峰值保持電路56A所保持的電壓進行比例縮小所得的電壓VTH(例如峰值的75%的值)的時間，藉此判定插頭拔出。具體地說，識別控制電路58如果Vn0不低於VTH的時間例如持續30ms，則判定為插頭拔出，輸出X電容器的放電信號。此外，作為用於判定插頭拔出的臨限值位準的VTH被設定為在AC輸入充分高的通常動作時比欠壓檢出位準高的值。
另外，根據將前述比較器52的輸出信號與構成啓動電路40的RS正反器47的輸出信號作為輸入的及閘G3的輸出信號，開始計時電路54的計時動作，如果從欠壓的檢出經過了預定的延遲時間(例如60ms)，則根據計時電路54的輸出信號，識別控制電路58判定為是欠壓狀態，輸出欠壓檢測信號BOS，RS正反器53藉由該信號被復位，輸出驅動脈波的輸出停止信號GSC。
進而，在由於檢測出欠壓而停止輸出後，如果高壓輸入啓動端子HV的電壓上升，比較器52的輸出信號反轉，則藉由反相器INV，RS正反器53被置位，輸出停止信號GSC變化為低位準，解除輸出停止狀態。另外，由於比較器52的輸出信號的反轉，及閘G3的輸出變化為低位準，藉由計時復位控制電路57內的下降緣檢測電路(圖4的DED)檢測出其下降沿，計時電路54復位，藉此，計時電路54的輸出(TM3)變化，從接收到該信號的識別控制電路58輸出的欠壓檢測信號BOS變化為低位準，從檢測出其下降緣的邊緣檢測電路55輸出欠壓結束信號(脈波)BOE。 該欠壓結束信號(脈波)經由前述或閘G2使RS正反器47復位。
在圖4中表示出構成圖3的欠壓及插頭拔出檢測電路50的計時復位控制電路57的具體電路例子，在圖5中表示出識別控制電路58的具體電路例子，在圖6中表示出峰值保持電路56A與放電控制電路59的具體電路例子。 如圖4所示，計時復位控制電路57具備：或閘G4，係將插頭拔出檢測用的比較器56B的輸出CMP1與及閘G3的輸出作為輸入；與非門G5，係將比較器56B的輸出CMP1、欠壓檢測用的比較器52的輸出CMP2、從識別控制電路58輸出的欠壓檢測信號BOS作為輸入；及閘G6，係將該與非門G5的輸出與前述或閘G4的輸出作為輸入；上升緣檢測電路UED，係檢測及閘G6的輸出的上升沿；下降緣檢測電路DED，係檢測及閘G6的輸出的下降沿。
進而，計時復位控制電路57具備：或非門G7，係將前述上升緣檢測電路UED的輸出與下降緣檢測電路DED的輸出作為輸入；及閘G8，係將從識別控制電路58輸出的X電容器放電信號XCD與從計時電路54輸出的插頭拔出檢測延遲時間Td2的超時信號TM2作為輸入；或閘G9，係將該及閘G8的輸出與前述或非門G7的輸出作為輸入；及閘G10，係將藉由反相器INV2使從識別控制電路58輸出的欠壓結束信號BOE反轉所得的信號作為輸入，係中，將及閘G10的輸出作為復位信號RST向計時電路54供給。
如圖5所示，識別控制電路58具備：與(AND)門G11，係將插頭拔出檢測用的比較器56B的輸出CMP1與欠壓檢測用的比較器52的輸出CMP2作為輸入；D型正反器FF1，係將該及閘G11的輸出作為時脈信號，取得作為計時復位控制電路57的輸出的復位信號RST；及閘G12，係將峰值保持電路的放電延遲時間Td1的超時信號TM1與欠壓檢測延遲時間Td3的超時信號TM3作為輸入；或(OR)門G13，係將該及閘G12的輸出與藉由反相器INV3使復位信號RST反轉所得的信號作為輸入。
另外，識別控制電路58具備：或閘G14，係將前述D型正反器FF1的輸出與放電控制電路59的輸出信號“放電(discharge)”作為輸入；RS正反器FF2，係藉由該或閘G14的輸出與前述或閘G13的輸出被置位／復位；及閘G15，係將該RS正反器FF2的反轉輸出與插頭拔出檢測延遲時間Td2的超時信號TM2作為輸入，係中，將及閘G15的輸出作為X電容器的放電信號XCD輸出。 進而，識別控制電路58具備：及閘G20，係將欠壓檢測延遲時間Td3的超時信號TM3與及閘G3(圖3)的輸出作為輸入；RS正反器FF3，係藉由該及閘G20的輸出與藉由反相器INV4使及閘G3的輸出反轉所得的信號被置位／復位，係中，將RS正反器FF3的輸出作為欠壓檢測信號BOS輸出。
如圖6所示，放電控制電路59具備：RS正反器FF4，係藉由峰值保持電路的放電延遲時間Td1的超時信號TM1與藉由反相器INV5使插頭拔出檢測用的比較器56B的輸出CMP1反轉所得的信號被置位／復位；上升緣檢測電路UED2，係檢測峰值保持電路的放電延遲時間Td1的超時信號TM1的上升沿；及閘G16，係將上升緣檢測電路UED2的輸出與RS正反器FF4的輸出作為輸入。 另外，放電控制電路59具備：及閘G17，係將RS正反器FF4的反轉輸出與欠壓檢測信號BOS作為輸入；RS正反器FF5，係藉由該及閘G17的輸出與欠壓結束信號BOE被置位／復位；及閘G18，係將RS正反器FF5的反轉輸出與前述及閘G16的輸出作為輸入，係中，將該及閘G18的輸出作為放電控制電路59的輸出信號“放電(discharge)”向峰值保持電路56A輸出。
峰值保持電路56A如圖3、6所示，由陽極端子與分壓電路51的節點連接的二極體D4、連接在該二極體D4的陰極端子與接地點之間的電容元件C4、由輸入端子連接到二極體D4與電容元件C4的連接節點的電壓跟隨器構成的緩衝器BFF4、與電容元件C4並聯連接的放電開關S4構成。放電開關S4根據放電控制電路59的輸出信號“放電(discharge)”而接通，藉此電容元件C4的電荷被放電。
在此，從放電控制電路59向峰值保持電路56A的放電信號(脈波)“放電”被設定得如果在計時電路54被復位後經過了預定時間(例如15ms)則被輸出而使放電開關S4接通。這樣對峰值保持電路56A的電容器C4進行放電是因為：如果在AC輸入的峰值電壓下降時保持了之前的高的峰值，則無法準確地檢測出用於X電容器放電的插頭拔出。因此，將用於計時器對峰值保持電路56A的放電的計時時間設定得比X電容器放電檢測時間短。
如前述那樣，構成為藉由共通的計時電路54計時欠壓檢測延遲時間、插頭拔出檢測延遲時間與放電延遲時間，藉此與分別構成計時電路的情形相比，能夠減小電路的專有面積，減小IC的晶片大小。另外，將欠壓檢測延遲時間、插頭拔出檢測延遲時間與放電延遲時間分別如60ms、30ms、15ms那樣設定為倍數的關係，藉此，在用將複數個正反器串聯連接而成的分頻電路構成計時電路54的情形中，從60ms的計時信號的1／2段取得30ms的計時信號，並從60ms的計時信號的1／4段取得15ms的計時信號即可，因此具有容易生成計時信號(超時信號)的優點。
另外，設置計時復位控制電路57與識別控制電路58是因為：與AC輸入的位準對應地，插頭拔出檢測用的比較器56B(插頭拔出比較器)的輸出CMP1與欠壓檢測用的比較器52(欠壓比較器)的輸出CMP2的狀態被分為圖7的(A)至(D)所示的4種情形，如果沒有掌握各個狀態，則在用共通的計時電路計時前述3種延遲時間的情形中，難以設定使計時器復位的時序。具體地說，例如在檢測欠壓的期間，如果為了開始放電延遲時間的計時而復位計時電路54，則欠壓檢測延遲時間的計時會中斷，因此必須避免這樣的動作。
圖7的(A)至(D)中的圖7的(A)是在AC輸入位準充分高而電源控制用IC13進行通常動作時、並且AC輸入比插頭拔出檢出位準高的時序發生了插頭拔出的情形中的波形圖，在該情形中，插頭拔出檢測用的比較器56B與欠壓檢測用的比較器52的輸出CMP1、CMP2都為低位準。 圖7的(B)是在AC輸入位準充分高而電源控制用IC13進行通常動作時、並且AC輸入比欠壓檢出位準低的時序發生了插頭拔出的情形中的波形圖，在該情形中，插頭拔出檢測用的比較器56B與欠壓檢測用的比較器52的輸出CMP1、CMP2都為高位準。
圖7的(C)是在AC輸入位準比欠壓檢出位準低的狀態下、AC輸入比插頭拔出檢出位準高的時序發生了插頭拔出的情形中的波形圖，在該情形中，插頭拔出檢測用的比較器56B的輸出CMP1為低位準，欠壓檢測用的比較器52的輸出CMP2為高位準。 圖7的(D)是在AC輸入位準比欠壓檢出位準低的狀態下、AC輸入比欠壓檢出位準低的時序發生了插頭拔出的情形中的波形圖，在該情形中，插頭拔出檢測用的比較器56B與欠壓檢測用的比較器52的輸出CMP1、CMP2都為高位準。
參照圖7的(B)、(D)可知，只在插頭拔出檢測與欠壓檢測中，發生了各個比較器輸出成為相同邏輯的狀況，無法準確地檢測出在怎樣的AC輸入狀態(過壓或欠壓)下插頭被拔出。在圖4所示的欠壓及插頭拔出檢測電路50中，掌握前述那樣的四個狀態，與各個狀態對應地對計時電路54進行復位，藉此能夠準確地檢測出欠壓狀態與插頭拔出狀態。
在圖8中表示出以下情形中的電源控制用IC13內的各部的電壓波形，即在AC輸入充分高的狀態下電源控制用IC13進行切換控制動作的中途AC輸入下降，欠壓狀態持續一段時間後，再次轉移到AC輸入充分高的狀態，發生了插頭拔出。在圖8中，t1是AC輸入降低而進入欠壓狀態的時序，t2是峰值保持電容的放電時序，t4是AC輸入上升而從欠壓狀態脫離的時序，t5是發生了插頭拔出的時序。 根據圖8可知，與計時復位控制電路57的及閘G6的輸出同步地生成計時電路54的復位脈波，作為結果，變得與比較器56B的輸出同步。並且，為了更準確測量各種計時時間，根據比較器56B的輸出的上升沿與下降沿分別生成復位脈波。計時電路54構成為在每次輸入復位脈波時，從0開始計時動作。
另外，根據圖8可知，在從AC輸入降低而進入欠壓狀態的時序t1到欠壓檢測信號變化為高位準的時序t3為止的期間T1、從發生了插頭拔出的時序t5到X電容器放電信號變化為高位準的時序t6為止的期間T2中，不生成計時電路54的復位脈波。藉此，計時電路54能夠從時序t1開始計時用於檢測欠壓的延遲時間Td3，從時序t5開始計時用於檢測插頭拔出的延遲時間Td2，並使各個對應的信號變化。
另外，在從進入欠壓狀態的時序t1經過了峰值保持電路56A的放電的延遲時間Td1後的時序t2，輸出峰值保持電容的放電信號(脈波)“放電”，在峰值保持電路56A的電容器C4放電後，充電相當於在欠壓下降低的AC輸入的電荷，藉此，插頭拔出檢測位準向變低的方向變化，以後，根據該檢測位準判定插頭拔出狀態。此外，在AC輸入上升而從欠壓狀態脫離的情形中，是檢測位準上升的方向，因此不需要放電峰值保持電路56A的電容器4，因此在時序t4不生成放電信號(脈波)“放電”。此外，該放電脈波不需要使電容器C4的電荷完全放電，具有下降到欠壓檢測位準以下的脈波寬度即可。
在圖9中表示出以下情形中的電源控制用IC13內的各部的電壓波形，即在AC輸入充分高的狀態下電源控制用IC13進行切換控制動作的中途，AC輸入下降而轉移到欠壓狀態，在該欠壓中發生了插頭拔出。在圖9中，t11是AC輸入降低而進入欠壓狀態的時序，t14是發生了插頭拔出的時序。 根據圖9可知，在從AC輸入降低而進入欠壓狀態的時序t11開始計時了用於檢測欠壓的延遲時間Td3的時序t13，欠壓檢測信號變化為高位準，切換停止。然後，在欠壓中發生了插頭拔出的情形中，在從時序t14開始計時了延遲時間td2後的時序t15，X電容器放電信號也變化為高位準。另外，在從進入欠壓狀態的時序t11經過了延遲時間Td1的時序t12，輸出峰值保持電路56A的電容器C4的放電信號(脈波)。
在圖10中表示出以下情形中的電源控制用IC13內的各部的電壓波形，即在AC輸入充分高的狀態下電源控制用IC13進行切換控制動作的中途，AC輸入下降而轉移到欠壓狀態，然後在經過延遲時間Td3之前恢復為AC輸入充分高的狀態，發生了插頭拔出。在圖10中，t21是AC輸入降低而進入欠壓狀態的時序，t23是發生了插頭拔出的時序。 根據圖10可知，在此，欠壓狀態是暫時的，因此欠壓檢測信號不向高位準變化，而持續進行切換。另一方面，在從發生了插頭拔出的時序t23開始計時了延遲時間Td2後的時序t24，X電容器放電信號變化為高位準。另外，在從進入欠壓狀態的時序t21經過了延遲時間Td1的時序t22，輸出峰值保持電路56A的電容器C4的放電信號(脈波)。
此外，前述圖8至圖10的時序圖中的圖8與圖10相當於圖7的(A)，另外圖9相當於圖7的(C)，對於在圖7的(B)、(D)那樣的時序發生了插頭拔出的情形，省略詳細的時序圖，但根據前述實施例的欠壓及插頭拔出檢測電路50，在任意的情形中，在圖7的(B)與(D)中都能夠在最後在插頭拔出檢測用的比較器56B的輸出變化為高位準的時序t0，對計時電路54進行復位而開始延遲時間Td2的計時，在計時了Td2後的時刻，識別控制電路58判定為發生了插頭拔出，使X電容器放電信號變化為高位準，使X電容器放電。 另外，如前述那樣，根據前述實施例，即使在欠壓狀態下AC插頭被拔出，也能夠檢測出該情形而使X電容器放電。進而，即使輸入位準為過壓，在輸入位準低的時序AC插頭被拔出的情形中，也不會錯誤地檢測出欠壓，能夠使X電容器放電。
以上，根據實施形態具體說明瞭本發明人提出的發明，但本發明並不限於前述實施形態。例如，在前述實施形態(圖3)中，根據從計時電路54的後級的識別控制電路58輸出的X電容器的放電信號XCD直接控制放電用開關Sd，但也可以如圖3中的虛線所示那樣，構成為將X電容器的放電信號XCD輸入到啓動控制電路41，根據藉由啓動控制電路41的邏輯生成的控制信號，控制放電用開關Sd。另外，將放電用的電阻Rd與放電用開關Sd設置成在高壓輸入啓動端子HV與接地點之間與電源供給用的啟動開關S0串聯連接，但也可以將放電用的電阻Rd與放電用開關Sd設置在高壓輸入啓動端子HV與接地點之間。其中，在該情形中，作為構成放電用開關Sd的MOS電晶體，需要是高耐壓的(能夠對應於AC輸入的耐壓)。
另外，在前述實施形態中，藉由共通的計時電路54計時欠壓檢測延遲時間、插頭拔出檢測延遲時間、峰值保持電路的放電延遲時間這三個延遲時間，但也可以構成為藉由共通的計時電路54計時欠壓檢測延遲時間、插頭拔出檢測延遲時間這兩個延遲時間，而藉由另外設置的計時電路計時比較短的峰值保持電路的放電延遲時間。
另外，使電流間歇地流過變壓器的初級側繞組的切換電晶體SW為與電源控制用IC13分別的元件，但也可以將該切換電晶體SW放入電源控制用IC13中而構成為1個半導體集成電路。 進而，在前述實施形態中，說明瞭將本發明應用於構成反激方式的AC-DC轉換器的電源控制用IC的情形，但本發明也能夠應用於構成正激型、僞共振型的AC-DC轉換器、以及只根據在初級側取得的信息進行次級側的輸出電壓的控制的PSR(初級側調節)方式的AC-DC轉換器的電源控制用IC。
11:濾波器 12:二極體電橋電路(整流電路) 13:切換電源控制用半導體裝置(電源控制用IC) 14:檢測電路(檢測用IC) 15a:光電二極體 15b:光電電晶體 31:振盪電路 32:時脈生成電路 33、47、53、FF2、FF4、FF5:RS正反器 34:驅動器(驅動電路) 35:放大器(同相放大電路) 36a:比較器(過電流檢測電路) 36b:電壓／電流控制用比較器(電壓／電流控制電路) 37:波形生成電路 38:頻率控制電路 40:啓動電路 41:啓動控制電路 42:分壓電路 43、56B:比較器 44:動作開始電路 45:分壓電路 46:動作停止電路 50:欠壓及插頭拔出檢測電路(輸入狀態檢測電路) 51:分壓電路 52:比較器(電壓比較電路) 54:計時電路 55:下降緣檢測電路 56A:峰值保持電路 57:復位控制電路 58:識別控制電路(控制信號生成電路) 59:放電控制電路 60:內部電源電路 61:基準電壓電路 62、63:調節器 BOS、BOE:信號 C0、C1、C2:平滑用電容器 C3、C4:電容器 CK:時脈信號 CMP1、CMP2:輸出 CS:電流檢測端子 Cx:X電容器 D0、D2:整流用二極體 D11、D12:二極體 FB:反饋端子 FF1:D型正反器 G1、G2、G4、G9、G13、G14、G15:或閘 G3、G6、G8、G10、G11、G12、G15、G16、G17、G18、G20:及閘 GSC:輸出停止信號 INV:反相器 HV:高壓輸入啓動端子 L3:線圈 N1:節點 Nb:輔助繞組 Np:初級側繞組 Ns:次級側繞組 QB:反轉輸出 R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8、R9、R10、Rs、Rd:電阻 RS:輸出 S0:啓動開關 Sd:放電開關 SW:切換電晶體 T1:變壓器 TM2:超時信號 Vcs`:電位 VDD:電源電壓端子(電源端子) Vocp:比較電壓 Vref1、Vref2、Vref3:參照電壓 RAMP、VFB:電壓 Vout:直流電壓 XCD:X電容器放電信號 φc:振盪信號
圖1係顯示本發明的作為絕緣型直流電源裝置的AC-DC轉換器的一個實施形態的電路構成圖。 圖2係顯示圖1的AC-DC轉換器的變壓器的初級側切換電源控制電路(電源控制用IC(Integrated Circuit；積體電路))的構成例子的電路構成圖。 圖3係顯示用於構成實施例的電源控制用IC之啓動電路以及欠壓及插頭拔出檢測電路的構成例子的電路構成圖。 圖4係顯示用於構成欠壓及插頭拔出檢測電路之計時復位控制電路的構成例子的電路構成圖。 圖5係顯示用於構成欠壓及插頭拔出檢測電路之識別控制電路的構成例子的電路構成圖。 圖6係顯示用於構成欠壓及插頭拔出檢測電路之峰值保持電路與放電控制電路的構成例子的電路構成圖。 圖7係顯示與AC輸入的位準對應地產生的欠壓檢測用的比較器與插頭拔出檢測用的比較器的輸出狀態的四個模式的波形圖。 圖8係顯示在進行通常的切換控制動作的中途發生了欠壓狀態然後轉移到AC輸入充分高的過壓狀態並發生了插頭拔出的情形中的動作時序的時序圖。 圖9係顯示在進行通常的切換控制動作的中途轉移到欠壓狀態並在該欠壓中發生了插頭拔出的情形中的動作時序的時序圖。 圖10係顯示在進行通常的切換控制動作的中途轉移到欠壓狀態並在短時間地恢復到AC輸入充分高的過壓狀態後發生了插頭拔出的情形中的動作時序的時序圖。
47、53:RS正反器
40:啟動電路
41:啟動控制電路
42:分壓電路
43、56B:比較器
44:動作開始電路
45:分壓電路
46:動作停止電路
50:欠壓及插頭拔出檢測電路(輸入狀態檢測電路)
51:分壓電路
52:比較器(電壓比較電路)
54:計時電路
55:下降緣檢測電路
56A:峰值保持電路
57:復位控制電路
58:識別控制電路(控制信號生成電路)
59:放電控制電路
60:內部電源電路
61:基準電壓電路
62、63:調節器
BOS、BOE:信號
CMP1、CMP2:輸出
G2:或閘
G3:及閘
GSC:輸出停止信號
INV:反相器
HV:高壓輸入啟動端子
R3、R4、R5、R6、R7、R8、R9、R10、Rd:電阻
S0:啟動開關
TM2:超時信號
VDD:電源電壓端子(電源端子)
Vref1、Vref2、Vref3:參照電壓
XCD:X電容器放電信號

Claims (7)

  1. 一種切換電源控制用半導體裝置，係具備： 高壓輸入啓動端子，係輸入對交流電壓進行整流而得到的電壓； 放電單元，係設置在前述高壓輸入啓動端子與接地點之間；以及 輸入狀態檢測電路，係與前述高壓輸入啓動端子連接，進行前述交流電壓的輸入狀態的檢測； 前述輸入狀態檢測電路係具備： 分壓單元，係對前述高壓輸入啓動端子的電壓進行分壓，並由高耐壓電阻所構成； 峰值保持電路，係具備電容器以及前述電容器的放電用開關，用於保持藉由前述分壓電路分壓後的電壓的峰值電壓； 第一比較器，係用於對藉由前述分壓單元分壓後的電壓與對前述峰值保持電路所保持的電壓進行比例縮小所得的電壓進行比較來檢測插頭拔出狀態的發生； 第二比較器，係用於對藉由前述分壓單元分壓後的電壓與預定的電壓進行比較來檢測欠壓狀態的發生； 計時電路，係能夠計時預先設定的預定的時間；以及 控制信號生成電路，係根據前述計時電路的輸出生成用於使前述放電單元接通的信號或用於使切換控制信號的輸出停止的信號； 在將前述第二比較器的輸出伴隨著交流輸入的降低而變化後到使前述電容器放電為止的延遲時間設為Td1、將用於判定前述插頭拔出狀態的延遲時間設為Td2、將用於判定前述欠壓狀態的延遲時間設為Td3時，設定成Td1>Td2>Td3的關係，藉由共通的計時電路至少能夠計時前述延遲時間Td2與前述延遲時間Td3。
  2. 如請求項1所記載之切換電源控制用半導體裝置，其中具備： 時脈生成電路，係生成預定周期的時脈信號；以及 切換控制信號生成電路，係根據來自前述時脈生成電路的時脈信號生成前述切換控制信號； 前述控制信號生成電路係與前述計時電路計時了前述延遲時間Td2的情形對應地生成用於使前述放電單元接通的控制信號並輸出，另一方面與前述計時電路計時了前述延遲時間Td3的情形對應地生成欠壓檢測信號並供給到前述切換控制信號生成電路，使前述切換控制信號的輸出停止。
  3. 如請求項1或2所記載之切換電源控制用半導體裝置，其中前述控制信號生成電路係與前述計時電路計時了前述延遲時間Td1的情形對應地生成用於使前述峰值保持電路的前述放電用開關接通來使前述電容器放電的控制信號。
  4. 如請求項1或2所記載之切換電源控制用半導體裝置，其中前述共通的計時電路係與前述第一比較器以及前述第二比較器的輸出變化對應地被復位來開始計時動作，另一方面直到前述第二比較器檢測到欠壓狀態的開始並經過前述延遲時間Td3為止，即使前述第一比較器的輸出有變化也禁止前述計時電路的復位。
  5. 如請求項1或2所記載之切換電源控制用半導體裝置，其中前述共通的計時電路係能夠計時前述延遲時間Td1、前述延遲時間Td2以及前述延遲時間Td3。
  6. 如請求項1或2所記載之切換電源控制用半導體裝置，其中具備： 切換單元，係連接在前述高壓輸入啓動端子與被施加對變壓器的輔助繞組的感應電壓進行整流所得的電壓的電源端子之間；以及 啓動控制電路，係在向前述高壓輸入啓動端子施加電壓時控制前述切換單元； 前述切換單元係藉由高耐壓的空乏型N通道互補式金屬氧化物半導體電晶體所構成； 前述放電單元係與前述切換單元以串聯方式連接在前述高壓輸入啓動端子與接地點之間。
  7. 一種交流直流轉換器，係具備： 請求項1至6中任一項所記載之切換電源控制用半導體裝置； 變壓器，係具備輔助繞組，且初級側繞組被施加有對交流電壓進行整流而得到的電壓；以及 切換元件，係與前述初級側繞組連接； 使用前述切換電源控制用半導體裝置控制前述切換元件。
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