CN115498863B - 一种用于电源管理芯片的hv泄流电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于电源管理芯片的HV泄流电路，属于电源管理技术领域，包括HV采样模块、泄流控制模块和泄流模块，HV采样模块用于对HV管脚的HV电压进行采样，得到采样电压，泄流控制模块用于判断采样电压是否处于下降段，且采样电压是否小于第一预设电压值且大于第二预设电压值，得到判断结果，并在判断结果为是时，驱动泄流模块工作，泄流模块用于对HV电压进行泄流降压，故本发明的HV泄流电路仅在特定电压范围内对HV电压进行泄流降压，巧妙解决了反激变换器正常工作中容易误判断为AC输入掉电的问题，同时具有较好的能耗表现。

Description

一种用于电源管理芯片的HV泄流电路
技术领域
本发明涉及电源管理技术领域，特别是涉及一种用于电源管理芯片的HV泄流电路（即高压泄流电路）。
背景技术
反激变换器由于简单、可靠、高效，广泛应用于电源管理芯片中。理想情况下，反激变换器的HV管脚（即高压管脚）处的HV电压（即高压管脚的电压）的谷底电位近似为零，而实际情况下，由于寄生电容等原因，使得反激变换器的HV管脚处的HV电压的谷底电位远高于零，导致HV电压在规定时间内可能无法穿越电源管理芯片内部设定X-CAP放电判定阈值VS，误判断为AC（即交流）输入掉电，造成设备停机，影响反激变换器的使用可靠性。
为了解决上述问题，目前常用的做法是在HV管脚增加额外的泄流电路，该泄流电路是通过增加一个内部计时器电路以获取泄流电路延迟开启时间，但在实际应用中，由于延时电路不可能做到十分精准，延时时间过长会导致HV管脚处的HV电压无法降低至VS以下，延时时间过短会导致放电时间过早，导致功耗较大，带来放电效果无法保证的问题。
基于此，亟需一种新型的HV泄流电路。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于电源管理芯片的HV泄流电路，仅在特定电压范围内对HV电压进行泄流降压，巧妙解决了反激变换器正常工作中容易误判断为AC输入掉电的问题，同时具有较好的能耗表现。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
一种用于电源管理芯片的HV泄流电路，所述HV泄流电路包括：HV采样模块、泄流控制模块和泄流模块；
所述HV采样模块的输入端与电源管理芯片中反激变换器的HV管脚电连接；所述HV采样模块用于对所述HV管脚的HV电压进行采样，得到采样电压；
所述泄流控制模块的输入端与所述HV采样模块的输出端电连接；所述泄流控制模块用于判断所述采样电压是否处于下降段，且所述采样电压是否小于第一预设电压值且大于第二预设电压值，得到判断结果，并在所述判断结果为是时，驱动所述泄流模块工作；所述第一预设电压值大于X-CAP放电判定阈值；所述第二预设电压值小于所述X-CAP放电判定阈值；
所述泄流模块的输入端与所述泄流控制模块的输出端电连接；所述泄流模块用于对所述HV电压进行泄流降压。
在一些实施例中，所述HV采样模块包括第一分压电阻和第二分压电阻；所述第一分压电阻的一端与所述第二分压电阻的一端电连接，所述第一分压电阻的另一端即为所述HV采样模块的输入端，所述第二分压电阻的另一端接地，所述第一分压电阻与所述第二分压电阻的连接处即为所述HV采样模块的输出端。
在一些实施例中，所述泄流控制模块包括第一电压比较器、第二电压比较器、上升沿有效D触发器和与门；
所述第一电压比较器和所述第二电压比较器的反向输入端均连接所述HV采样模块的输出端；所述第一电压比较器的正向输入端连接所述第一预设电压值；所述第二电压比较器的正向输入端连接所述第二预设电压值；
所述上升沿有效D触发器的CLK端连接所述第一电压比较器的输出端，复位端连接所述第二电压比较器的输出端；
所述与门的输入端分别连接所述上升沿有效D触发器的输出端和所述第一电压比较器的输出端；所述与门的输出端即为所述泄流控制模块的输出端。
在一些实施例中，所述泄流模块包括开关管；所述开关管的第一端与所述泄流控制模块的输出端电连接；所述泄流控制模块通过控制所述开关管导通，驱动所述泄流模块工作。
在一些实施例中，所述开关管为MOS管。
在一些实施例中，所述泄流模块还包括泄流电阻；所述泄流电阻一端与所述HV管脚电连接，另一端与所述开关管的第二端电连接；所述开关管的第三端接地。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
本发明用于提供一种用于电源管理芯片的HV泄流电路，包括HV采样模块、泄流控制模块和泄流模块，HV采样模块用于对HV管脚的HV电压进行采样，得到采样电压，泄流控制模块用于判断采样电压是否处于下降段，且采样电压是否小于第一预设电压值且大于第二预设电压值，得到判断结果，并在判断结果为是时，驱动泄流模块工作，泄流模块用于对HV电压进行泄流降压，故本发明的HV泄流电路仅在特定电压范围内对HV电压进行泄流降压，巧妙解决了反激变换器正常工作中容易误判断为AC输入掉电的问题，同时具有较好的能耗表现。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例1所提供的反激拓扑电路的示意图；
图2为本发明实施例1所提供的理想情况下HV电压的波形示意图；
图3为本发明实施例1所提供的考虑寄生参数的反激拓扑电路的示意图；
图4为本发明实施例1所提供的实际情况下HV电压的波形示意图；
图5为本发明实施例1所提供的现有泄流电路的电路示意图；
图6为本发明实施例1所提供的现有泄流电路相关点位的波形示意图；
图7为本发明实施例1所提供的HV泄流电路的电路示意图；
图8为本发明实施例1所提供的HV泄流电路相关点位的波形示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的目的是提供一种用于电源管理芯片的HV泄流电路，仅在特定电压范围内对HV电压进行泄流降压，巧妙解决了反激变换器正常工作中容易误判断为AC输入掉电的问题，同时具有较好的能耗表现。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
实施例1：
反激变换器由于简单、可靠、高效，广泛应用于快速充电、移动电源、适配器等电源管理领域的电源管理芯片中。比如，就适配器而言，由于通用Type-C接口和PD通用协议的产生，所有的手机、笔记本电脑等小功率消费电子均可以共用适配器，随着适配器功率的逐步提供，从20W、40W、65W到目前的135W，反激变换器为这些不同功率等级的适配器的电源管理芯片中最通用的拓扑结构。
如图1所示，其为大部分应用场景下电源管理芯片内的反激拓扑电路的示意图，包括反激电路和反激变换器，反激电路包括X电容（X-CAP）、高压整流二极管D1、D2、整流电路、Bulk电容C2和变压器T，反激电路将输入交流通过整流电路整流为直流，经过Bulk电容C2滤波后送入变压器T，变压器T将能量送到输出电路以实现能量传输，同时满足变压器T原副边的隔离要求。反激电路一般通过两个高压整流二极管D1、D2将输入交流整流成近似馒头波，然后经过电阻R1限流送入反激变换器的HV管脚，以实现反激变换器的高压启动功能，图1中的VHV即表示HV管脚处的HV电压。反激电路在交流输入端增加一个X电容，可以减小差模干扰。
由于安规要求，在充电插头拔出后规定时间内，必须将X电容剩余电荷及时泄放，降低到安全电压范围，以防止人员误触造成伤害，也即目前所说的“X-CAP放电技术”，“X-CAP放电技术”常见的做法是以规定时间内HV电压是否穿越芯片内部设定X-CAP放电判定阈值VS为判据，当HV电压无法穿越芯片内部设定X-CAP放电判定阈值VS时，则认为无输入，充电插头已拨出，需要进行X电容剩余电荷的泄放，但在实际应用中会存在误触发风险。这是由于，在理想情况下，输入交流经高压整流二极管D1、D2整流后的波形频率为2倍交流频率，如图2所示，HV电压对应的馒头波的谷底电位近似为零，而在实际情况下，如图3所示，由于寄生电容C1等原因，使得馒头波的谷底电位远高于零，如图4所示，会使得HV电压在规定时间内可能无法穿越芯片内部设定X-CAP放电判定阈值VS，这将会误判断为AC输入掉电，造成设备停机，影响反激变换器的使用可靠性。
为了使正常工作过程中HV电压的谷底电位接近零值，常用的做法是在HV管脚增加额外的泄流电路，如图3所示，泄流电路具体的电路结构如图5所示，相关点位波形示意图如图6所示，HV电压通过两个大阻值分压电阻R2、R3取样后得到VHV0，其与电压比较器U1的正向输入端相连接，电压比较器U1的反向输入端连接预设电压VTH，一般有VS<VTH，当VHV0<VTH时，开关管Q1断开，放电电路断开不工作；当VHV0>VTH时，电压比较器U1输出为高，延时开通电路的内部计时器开始计时，当达到内部设定时间Td时，开关管Q1闭合，启动放电电路，VHV0电平持续下降，直到VHV0<VTH，电压比较器U1翻转，触发关断控制电路动作，开关管Q1断开，放电电路立刻断开，同时重置延时开通电路，VHV0电平跟随馒头波变化，直到再次满足VHV0>VTH时，内部计时器重新开始计时，如此循环该过程，以保证电源管理芯片正常工作。
由于泄放电流的存在，不可避免地增加***损耗，尤其在***轻载和空载时，很难满足能效要求，因此泄流电路在确保将VHV放电至X-CAP判定阈值VS的前提下，应尽可能地减小功耗，但现有的泄流电路通常做法是通过增加一个内部计时器电路以获取泄流电路延迟开启时间，达到不同情况下控制***损耗的目的，但在实际应用中，由于延时电路不可能做到十分精准，延时时间过长会导致HV管脚处的HV电压无法降低至VS以下，延时时间过短会导致放电时间过早，导致功耗较大，带来放电效果无法保证的问题。
有鉴于此，迫切需要设计一种新型的HV泄流电路，以便克服现有技术存在的上述缺陷。
本实施例用于提供一种用于电源管理芯片的HV泄流电路，位于电源管理芯片中，可很好地适应反激变换器的应用场景，可靠地解决了AC输入掉电误触发的问题，同时控制泄流电路给电源***带来的额外损耗，并且一定程度上降低电路复杂度和成本。如图7所示，本实施例的HV泄流电路包括：HV采样模块、泄流控制模块和泄流模块。
HV采样模块的输入端与电源管理芯片中反激变换器的HV管脚电连接，HV采样模块用于对HV管脚的HV电压进行采样，得到采样电压。
泄流控制模块的输入端与HV采样模块的输出端电连接，泄流控制模块用于判断采样电压是否处于下降段，且采样电压是否小于第一预设电压值且大于第二预设电压值，得到判断结果，并在判断结果为是时，驱动泄流模块工作，第一预设电压值大于X-CAP放电判定阈值，第二预设电压值小于X-CAP放电判定阈值。
泄流模块的输入端与泄流控制模块的输出端电连接，泄流模块用于对HV电压进行泄流降压。
本实施例的HV采样模块可包括第一分压电阻R4和第二分压电阻R5，第一分压电阻R4的一端与第二分压电阻R5的一端电连接，第一分压电阻R4的另一端即为HV采样模块的输入端，其与反激变换器的HV管脚电连接，第二分压电阻R5的另一端接地，第一分压电阻R4与第二分压电阻R5的连接处即为HV采样模块的输出端。HV采样模块用于对HV管脚的HV电压VHV进行采集，并经第一分压电阻R4与第二分压电阻R5分压后，得到采样电压VHV0。
本实施例的泄流控制模块可包括第一电压比较器U2、第二电压比较器U3、上升沿有效D触发器U4和与门U5。
第一电压比较器U2和第二电压比较器U3的反向输入端均连接HV采样模块的输出端，即连接采样电压VHV0，第一电压比较器U2的正向输入端连接第一预设电压值VTH1，第二电压比较器U3的正向输入端连接第二预设电压值VTH2，VTH2<VS<VTH1，VTH1、VTH2可根据实际应用场景灵活设置，VS为芯片内部设定X-CAP放电判定阈值。
上升沿有效D触发器U4为带有复位端的上升沿有效D触发器，其CLK端连接第一电压比较器U2的输出端，复位端RST连接第二电压比较器U3的输出端。
与门U5的输入端分别连接上升沿有效D触发器U4的输出端Q（该信号示意为X1）和第一电压比较器U2的输出端（该信号示意为X2），与门U5的输出端即为泄流控制模块的输出端。
本实施例的泄流模块可为电阻泄流模块，其包括开关管Q2和泄流电阻R6，开关管Q2的第一端与泄流控制模块的输出端电连接，泄流控制模块通过控制开关管Q2导通，驱动泄流模块工作，泄流电阻R6一端与HV管脚电连接，另一端与开关管Q2的第二端电连接，开关管Q2的第三端接地。
本实施例的开关管Q2可为MOS管，此时，MOS管的栅极连接泄流控制模块的输出端，源极接地，漏极连接泄流电阻R6。
基于上述结构，本实施例的HV泄流电路的工作过程如下：如图8所示，通过HV采样模块采样持续监测HV电压，在VHV0下降段，且当VHV0<VTH1，VTH2<VHV0时（即t1时刻），第一电压比较器U2（也即CLK端、X2）翻转为高电平，第二电压比较器U3（也即RST端）输出为低电平，上升沿有效D触发器U4的复位端RST无效，由于上升沿有效D触发器U4为上升沿有效，则上升沿有效D触发器U4的输出端Q（也即X1）翻转为高电平，与门U5两个输入信号X1、X2相“与”后输出为高电平，MOS管Q2导通，VHV通过泄流电阻R6持续泄流，VHV持续下降，相应地VHV0持续下降（即t1-t2时间段）；直到VHV0<VTH2，第二电压比较器U3翻转为高电平，上升沿有效D触发器U4的复位端RST有效，输出端Q翻转为低电平，与门U5输出低电平，此时MOS管Q2断开，VHV停止泄流，VHV0跟随整流波形且电阻分压后变化（即t2-t3时间段）；直到下一个VHV0波形上升段，由于一直存在VHV0<VTH1，上升沿有效D触发器U4的CLK端一直为高电平，RST端也保持为高电平（即t3-t4时间段）；当VTH2<VHV0时，RST端翻转为低电平，但由于CLK一直保持为高，没有产生上升沿，故放电路径仍然处于断开状态（即t4-t5时间段）；此后VHV0波形跟随整流波形继续上升，直到VTH1<VHV0时，第一电压比较器U2（也即CLK、X2）翻转为低电平(即t5-t6时间段），上升沿有效D触发器U4的输出端Q仍为低电平；这之后，VHV0波形跟随整流后波形变化，直到VHV0波形在下降段满足VHV0<VTH1时，第一电压比较器U2（也即CLK、X2）翻转为高电平，第二电压比较器U3输出为低电平，RST端无效，上升沿有效D触发器U4输出端Q为高电平，与门U5输出高电平，MOS管Q2导通，重新启动放电路径（即t6-t7时间段），如此循环上述过程。
本实施例使用两个电压比较器U2、U3、一个上升沿D触发器U4和一个与门U5，使得HV泄流电路仅在VTH2<VHV0<VTH1区间内且VHV0波形处于下降段时对HV电压进行泄流降压，巧妙解决了反激变换器正常工作中容易误判断为AC输入掉电的问题，同时具有较好的能耗表现和较低的电路复杂度。
本文应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (5)

1.一种用于电源管理芯片的HV泄流电路，其特征在于，所述HV泄流电路包括：HV采样模块、泄流控制模块和泄流模块；
所述HV采样模块的输入端与电源管理芯片中反激变换器的HV管脚电连接；所述HV采样模块用于对所述HV管脚的HV电压进行采样，得到采样电压；
所述泄流控制模块的输入端与所述HV采样模块的输出端电连接；所述泄流控制模块用于判断所述采样电压是否处于下降段，且所述采样电压是否小于第一预设电压值且大于第二预设电压值，得到判断结果，并在所述判断结果为是时，驱动所述泄流模块工作；所述第一预设电压值大于X-CAP放电判定阈值；所述第二预设电压值小于所述X-CAP放电判定阈值；
所述泄流模块的输入端与所述泄流控制模块的输出端电连接；所述泄流模块用于对所述HV电压进行泄流降压；
所述泄流控制模块包括第一电压比较器、第二电压比较器、上升沿有效D触发器和与门；所述第一电压比较器和所述第二电压比较器的反向输入端均连接所述HV采样模块的输出端；所述第一电压比较器的正向输入端连接所述第一预设电压值；所述第二电压比较器的正向输入端连接所述第二预设电压值；所述上升沿有效D触发器的CLK端连接所述第一电压比较器的输出端，复位端连接所述第二电压比较器的输出端；所述与门的输入端分别连接所述上升沿有效D触发器的输出端和所述第一电压比较器的输出端；所述与门的输出端即为所述泄流控制模块的输出端。
2.根据权利要求1所述的一种用于电源管理芯片的HV泄流电路，其特征在于，所述HV采样模块包括第一分压电阻和第二分压电阻；所述第一分压电阻的一端与所述第二分压电阻的一端电连接，所述第一分压电阻的另一端即为所述HV采样模块的输入端，所述第二分压电阻的另一端接地，所述第一分压电阻与所述第二分压电阻的连接处即为所述HV采样模块的输出端。
3.根据权利要求1所述的一种用于电源管理芯片的HV泄流电路，其特征在于，所述泄流模块包括开关管；所述开关管的第一端与所述泄流控制模块的输出端电连接；所述泄流控制模块通过控制所述开关管导通，驱动所述泄流模块工作。
4.根据权利要求3所述的一种用于电源管理芯片的HV泄流电路，其特征在于，所述开关管为MOS管。
5.根据权利要求3所述的一种用于电源管理芯片的HV泄流电路，其特征在于，所述泄流模块还包括泄流电阻；所述泄流电阻一端与所述HV管脚电连接，另一端与所述开关管的第二端电连接；所述开关管的第三端接地。
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