TW200935721A - Self-calibrating method for a frequency synthesizer using two point FSK modulation - Google Patents

Description

200935721 九、發明說明 【發明所屬之技術領域】 本發明有關使用兩點頻移鍵控（FSK)調變 料之頻率合成器的自我校準方法。該頻率合成器 低功率類型）包括其中配置電壓控制振盪器和高 第一低頻鎖相迴路，該高頻入口包括連接至電壓 器之數位類比轉換器。第一鎖相迴路亦包括參考 0 連接至參考振盪器之相位比較器、第一低通迴路 多模態分割器計數器，該多模態分割器計數器係 控制以依據來自合成器之高頻輸出信號而將劃分 予相位比較器。該電壓控制振盪器係由源於第一 器之第一控制電壓信號而控制第一輸入，及由第 壓信號而控制第二輸入以調變高頻資料。 本發明亦有關使用兩點FSK調變以完成該 方法之頻率合成器。 〇 【先前技術】 兩點頻率調變係經由附加具數位類比轉換器 徑和電壓控制振盪器之低頻鎖相迴路中低頻路徑 予定義。在高頻狀態轉變期間，高頻路徑是最重 是對低頻狀態轉變而言，低頻路徑變成最重要的 二路徑均有助於調變資料頻率以覆蓋於高調變頻 之預定頻寬。 歐洲專利N 〇 · 0 9 6 1 4 1 2揭露一種頻率合成 以傳輸資 (特別是 頻入口之 控制振盪 振盪器、 濾波器和 由調變器 信號供應 迴路濾波 二控制電 自我校準 之高頻路 之貢獻而 要的，但 。然而， 率中延長 器用於兩 -4- 200935721 點頻率調變以傳輸資料。該頻率合成器使用均方偏差差量 型調變器以藉控制低頻鎖相迴路中可變分割器而實施資料 調變，及使用DAC數位類比轉換器以實施高頻調變。該 DAC轉換器具有可變增益，其係由數位控制單元調節並 經由數位控制信號控制進行資料頻率調變。該數位控制信 號亦傳輸至均方偏差差量調變器以結合低頻調變和DAC 轉換器所供應之信號。 相對延遲之變化係當調變信號相對於低頻迴路中之調 變而通過DAC轉換器時於合成器中執行。然而，該文獻 並未揭露有關低頻鎖相迴路所調變並經由DAC轉換器之 資料t的頻譜振幅位準之適應。所以，依據資料.傳輸之狀 態轉變頻率可產生不希望之干擾。 美國專利申請案No. 2003/0043950亦揭露使用兩點 頻率調變之鎖相迴路頻率合成器。該頻率合成器亦包括低 頻鎖相迴路和均方偏差差量調變器，DAC數位類比轉換 器之輸出直接作用於電壓控制振盪器VCO上。資料之調 變，一方面係在經由調變器所控制之多模態分割器的電壓 控制振盪器VCO之第一輸入，及在經由DAC轉換器之 VCO振盪器的第二輸入。由於兩點調變，該頻率合成器 避免了因鎖相迴路之窄頻寬造成之高頻調變資料的衰減。 儘管DAC轉換器增益可調整，但未使於低頻迴路中 和於數位類比轉換器中調變之資料的頻譜振幅位準等化。 有關先前之合成器，此可能導致狀態轉變期間資料調變之 失真問題。 -5- 200935721 在美國專利申請案No. 2005/0046488中，描述使用 兩點調變之頻率合成器的補償方法。該頻率合成器特別包 括第一低通鎖相迴路PLL，及用以補償類比調變信號與數 位調變信號之間振幅而操作兩點資料調變之高頻路徑。 該文獻之第一鎖相迴路包括相位頻率檢測器、第一電 荷泵、第一低通迴路濾波器和電壓控制振盪器VCO。該 電壓控制振盪器於輸入包括加法器，其第一輸入連接至第 Q 一低通濾波器，之後爲頻率產生單元。分數-N可程控分 割器關閉電壓控制振盪器與相頻檢測器之間之第一迴路， 其接收來自參考振盪器之參考信號。該分割器係由調變器 所提供之數位調變信號控制。 該文獻亦包括高頻補償路徑以形成第二鎖相迴路、第 二電荷泵和經由開關而連接至電壓控制振盪器之加法器的 第二輸入之第二低通迴路濾波器。第二電荷泵和第二低通 濾波器具有與第一電荷泵和第一低通濾波器相同之結構。 φ 該高頻路徑仍包括比較單元，其爲一比較器且其輸出被連 接至接收來自數位類比轉換器之類比調變信號的類比調變 單元。 依據該文獻之補償方法，第一數位調變信號係由調變 器供應以便將第一鎖相迴路調諧爲第一頻率’其相應於由 數位調變振幅減去之傳輸通道的所選擇之載頻。在第二相 位中，第二數位調變信號係由調變器供應以便操作第二鎖 定迴路同時維持相應於第一脫勾迴路之第一濾波器上第— 頻率的第一電壓。基此第二數位調變信號’第二頻率係合 -6 - 200935721 成的其相應於附加數位調變振幅的所選擇之載頻。有關電 壓控制振盪器之加法器所實施之加法，第二濾波器上第二 電壓代表相對於類比調變振幅之兩倍的差動信號。所以差 動信號係與去耦類比調變單元之輸出中所提供之乘以二之 電壓相比。該信號之比較的振幅係由比較器等化，該比較 器係於類比調變單元上動作以便調適類比調變輸出信號之 振幅。 美國專利申請案No. 2005/004648 8之使用兩點調變 的頻率合成器之一缺點爲第一迴路與第二迴路之間存在相 同增益。此需要於以該等合成器製造之積體電路上爲每一 具相同尺寸之低通迴路濾波器提供一重要地方。另一缺點 爲電壓控制振盪器於輸入中包括一加法器，此允許將高頻 路徑之貢獻附加合成器之低頻路徑。振盪器之第一和第二 控制電壓彼此並不相依，而是因加法結果決定振盪器之輸 出頻率而直接相加。此並不允許調適電壓控制振盪器之兩 輸入的不同敏感性。另一缺點爲其並非直接校準之數位類 比轉換器，而是類比調變單元，此使得將轉換器配置於合 成器積體電路中變得複雜，並具有更重要的電力消耗，因 爲兩單元總是在作業中。每一新選擇之載頻進一步實施校 準，此係不利的。 【發明內容】 因而本發明之一目標是提供一種頻率合成器之自我校 準方法，此可輕易地等化與第一低頻鎖相迴路結合之數位 200935721 類比轉換器所調變之資料的頻譜振幅位準，同時克服上述 習知技術之缺點。此必須避免將傳輸之資料的高頻狀態轉 變期間產生失真或低頻迴路造成之狀態轉變延遲，同時使 高頻入口中一些電子零件的尺寸小型化以製造合成器，並 降低總體電力損耗。 本發明因此有關頻率合成器之自我校準方法，其包括 申請專利範圍第1項所提及之特徵。 0 該自我校準方法之特定步驟係於申請專利範圍第2至 8項中定義。 依據本發明之自我校準方法的一個優點在於事實上經 由比較作業中通過第二鎖相迴路之高頻入口中之第二迴路 濾波器之電壓與數位類比轉換器之輸出電壓而調整其增益 ，便可自動校準該數位類比轉換器。該轉換器增益係在已 於預定載頻傳輸通道上執行第一鎖相迴路之第一鎖定相位 ，且第一指令字語已供應予轉換器輸入而相應於該載頻之 Q 後調整。電壓比較係依據供應予相應於第一高調變輸出頻 率之轉換器的第二指令字語而於第二相位之高頻入口中實 施。此致能將進行第一鎖相迴路與高頻入口之間相等調變 頻率偏差之校準的轉換器輸出之電壓補償或偏移。 有利地，自我校準方法之第三相位致能依據通過相應 於第二低調變輸出頻率之第二關閉鎖相迴路的第二迴路濾 波器之電壓比較而校準之數位類比轉換器。爲予遂行’便 供應第三指令字語予轉換器以便比較該轉換器之輸出電壓 與通過第二迴路濾波器之電壓，而再次調整轉換器增益。 -8- 200935721 資料傳輸之頻率調變可有利地經由載頻附近之第一輸出頻 率與第二輸出頻率之間之切換而予實施。 有利地，第二鎖相迴路包括具有小於第一鎖相迴路之 第一濾波器尺寸之第二濾波器。該第二小尺寸濾波器允許 提供第二控制電壓予電壓控制振盪器之第二輸入，其具有 低於振盪器之第一輸入的第一敏感性許多數量級之第二敏 感性，例如約低1 00倍。所以數位類比轉換器的整個校準 作業係以最少數量之電子零件實施，其相對於與第一鎖相 迴路鏈接之零件佔據及有限的地方。 亦爲本發明之一目標係提供使用兩點頻率調變之頻率 合成器，其包括用以等化與第一鎖相迴路結合之數位類比 轉換器所調變之資料的頻譜振幅位準之機構。 本發明因而有關用以完成自我校準方法之頻率合成器 ’其包括申請專利範圍第9項所提及之特徵。 頻率合成器之有利實施例係於申請專利範圍第1 0至 1 6項中所定義。 【實施方式】 在下列描述中，將僅以簡化的方式描述技術領域中熟 悉本技藝之人士所熟知之使用兩點（FSK )頻率調變之頻 率合成器的所有部分。具體地指明有助於完成自我校準方 法以等化頻率合成器所調變之資料之頻譜振幅位準的所有 頻率合成器元件。 圖1顯示使用兩點頻率調變之頻率合成器1的較佳實 -9- 200935721 施例。該頻率合成器可特別用於在無線電頻率信號中傳輸 頻率解調資料。該頻率合成器可形成於接近2.45 GHz之 頻帶中工作之GFSK發射機的重要部分。該頻率合成器可 以例如0.18 ;/ m CMOS技術製造。 頻率合成器1主要包括第一低頻或低通鎖相迴路，及 連接至第一鎖相迴路之電壓控制振盪器VCO 10的高頻入 口。高頻入口包括數位類比轉換器20及如上述說明用以 0 自動校準轉換器增益之機構。頻率精準係經由第一低頻鎖 相迴路而獲得，快速切換則係經由高頻入口而獲得。對資 料調變期間之高頻狀態轉變而言，因而主要使用高頻入口 ，但對低頻狀態轉變而言，係使用更精準的第一鎖相迴路 〇 第一低頻鎖相迴路首先包括參考振盪器2，其可較佳 的爲石英振盪器，用以供應具有介於16至26 MHz頻率 之參考信號予相位比較器3。第一低通迴路濾波器5經由 Q 第一電荷泵4而連接至相位比較器，第一電荷栗4形成部 分連接機構。兩線路將相位比較器3連接至第一電荷泵以 供應熟知的高和低數位信號予第一電荷泵4。該典型電荷 栗之極化電流可爲約3 // A。 電壓控制振盪器VCO 10可包括具第一輸入和第二輸 入之專用變容器總成，即具彼此獨立且各具一輸入之兩變 容器或變容二極體。振盪器之輸出頻率爲第一變容器所產 生之頻率與第二變容器所產生之頻率的加總。所以經由第 一變容器之第一高敏感性輸入而連接該電壓控制振盪器， -10- 200935721 例如第一鎖相迴路中約400 MHz/V。電壓控制振盪器之第 一輸入可經由第一迴路濾波器5而接收第一控制電壓信號 KVCO。該迴路濾波器可爲第二級低通濾波器，如低通濾 波器單元5之三個電容器（例如20 pF、200 pF、10 pF) 和兩個電阻（例如1 00 kOhm、16 kOhm )之配置所顯示。 該第一迴路濾波器之截止頻率可依據參考振盪器2之頻率 而選擇爲100 kHz。 電壓控制振盪器10可產生頻率接近5 GHz之高頻信 號。然而，從發射機GFSK之調變資料的傳輸係於接近 2.45 GHz之傳輸通道的載頻上實施。所以，第一鎖相迴 路中電壓控制振盪器10之後爲一分爲二分割器8，以便 供應包括傳輸之調變資料的高頻輸出信號S0UT。 高頻輸出信號 S〇ut係由例如熟知之均方偏差差量調 變器11的調變器所控制之多模態分割器計數器9劃分。 該均方偏差差量調變器可依據基本第三級1-1-1 MASH結 構而製造。多模態分割器計數器9供應分數-N因子所劃 分之信號予第一鎖相迴路之相位比較器3，而與參考振盪 器2之參考信號比較。 爲完成自我校準方法，第一鎖相迴路亦包括平行於第 一迴路濾波器5之單一電壓隨耦器6，其輸入被連接於第 —電荷泵4之輸出與第一迴路濾波器5之間。第一多工器 7於第一輸入接收來自單一電壓隨耦器6之電壓信號和於 第二輸入接收來自第一迴路濾波器5之電壓信號。第一多 工器之輸出被直接連接至電壓控制振盪器10之第一輸入 -11 - 200935721 ，以供應第一控制電壓信號KVC 0。第一控制電壓信號 KVCO依據供應予未顯示之第一多工器之控制信號的狀態 而直接來自於第一迴路濾波器5或直接來自於電壓隨耦器 〇 有關以下將描述的，自我校準方法中使用單一電壓隨 耦器6，特別是當第一電荷栗被關閉時。在此狀況下，電 壓控制振盪器10之變容器損失一些電流，其係由電壓隨 Q 耦器補償，使得通過第一迴路濾波器5之電壓仍固定地供 應第一控制電壓信號KVCO。然而，一旦校準作業結束， 單一電壓隨耦器6必須爲資料調變而脫勾。 電壓隨耦器須爲穩定性之原因而脫勾，因爲隨耦器之 頻寬必須爲第一迴路濾波器之截止頻率的至少十倍，其約 爲100 kHz。此外，單一電壓隨耦器6所產生之雜訊被轉 換爲相位雜訊，基於與第一控制電壓信號KVCO鏈接之電 壓控制振盪器10中的寬闊增益，這可能是個問題。 Q 由低通濾波器25濾波之信號可做爲第二控制電壓信 號KVCO_mod供應予電壓控制振盪器10之第二變容器的 第二輸入，其獨立於第一變容器。獨立於第一輸入之電壓 控制振盪器之第二輸入的電壓敏感性可約爲4 MHz/V，其 較上述第一輸入之敏感性低1〇〇倍。此允許數位類比轉換 器20以較大振幅工作，同時因轉換器時脈投入而具有較 小岔出石英脈。 爲製造具頻率偏差特徵之平電壓，電壓控制振盪器 10之調變變容器必須環繞其最大工作增益而被極化。4.9 -12- 200935721 GHz之+500 kHz的最大偏差導致具4 MHz/V範圍內敏感 性之電壓控制振盪器10的頻率特徵之電壓的充分線性近 似値。在此狀況下，必須產生+500 kHz頻率偏差之最大 正電壓偏差處於第二控制電壓信號KVCO_m〇d之125 mV 範圍內。 應注意的是使用電壓控制振盪器之第二變容器的事實 ，代表遠低於第一鎖相迴路之第一變容器敏感性的敏感性 ，其允許必要電壓或將體現之移頻的最大化。此進一步允 許比較器21之補償的影響和數位類比轉換器20的雜訊之 最小化。該補償可以具第二相位之調變頻率（)的最大 偏移和具第三校準相位之調變頻率（-△〇的最小偏移之 數位類比轉換器的雙重校準而予移除。 爲可自動校準數位類比轉換器20之增益，高頻入口 亦包括校準裝置，其可於轉換器自我校準作業期間被開啓 。該校準裝置係由下列元件形成：與相位比較器3連接之 第二電荷泵14、第二低通迴路濾波器15、用以比較通過 第二迴路濾波器15之電壓與轉換器20之輸出電壓的電壓 比較器21、和於比較器輸出調適轉換器增益之控制邏輯 22。第二電荷泵14之典型極化電流可處於40/zA之區域 〇 第二迴路濾波器15可由與電阻（例如400 kOhm )平 行之第一電容器（例如1 pF )和第二電容器（例如20 pF )形成。第二迴路濾波器具有小於第一迴路濾波器尺寸之 尺寸，假定第二濾波器爲第二鎖相迴路之一部分以便於具 -13- 200935721 有低於第一輸入敏感性之敏感性的電壓控制振盪器之第二 輸入提供控制電壓。第二濾波器之截止頻率可爲約77 kHz。對電壓比較器而言，其補償應低，例如低於1 mV 以便具有附加至相應頻率偏差之小誤差。此外，其應具有 足夠高之轉換率而不放慢數位類比轉換器邏輯之校準相位 。可使用切換電容器拓樸補償之補償。 控制邏輯22可供應逾5位元定義之增益。此將允許 0 介於250 kHz至750 kHz最大偏差之間之所有可能增益， 其將導致8 kHz最大偏差誤差同時確保第二控制電壓信號 KVCO_m〇d爲線性。此決定演算法係依據牛頓（Newton) 法。 對轉換器自我校準而言，第二迴路濾波器15經由第 二多工器17而連接至電壓控制振盪器10之第二輸入。在 此狀況下，無電壓信號傳輸通過連接至第二多工器17之 另一輸入的低通濾波器25，而係做爲第二控制電壓信號 Q Kvco_m〇d傳輸至電壓控制振盪器ίο之第二輸入。在自 我校準作業期間，基於第二電荷泵14被啓動而完成之第 二低通鎖相迴路藉兩線路而連接至相位比較器3，且第二 迴路濾波器15連接至電壓控制振盪器之第二輸入。製造 第二鎖相迴路以便具有不同的第一鎖相迴路動態。 第二電荷泵14因而爲如同第一電荷泵4之連接裝置 的一部分。不論電荷泵之一或下列參照圖2a至2d說明之 另一電荷泵可於另一電荷泵被關閉時被啓動而關閉或開啓 一鎖相迴路。 -14- 200935721 亦可提供鎖定檢測器13，其連接至兩電荷泵4、14 之兩輸入線路以便檢測兩開啓鎖相迴路之一被鎖定爲程控 頻率時之時機。然而，爲了許多原因使用此類型鎖定檢測 器並非常常有用，特別是在該自我校準方法中。可不使用 該鎖定檢測器，因其具有反應時間，此於自我校準方法中 從一相位切換至另一相位期間並非所欲。其僅於提到大移 頻之傳輸通道的大改變期間有用。一旦第一鎖相迴路鎖定 ，相位偏移極小亦難以檢測。此外，此類型鎖相迴路之鎖 定時間一般已知，特別是對於從一傳輸通道通過至另一關 閉通道而言。所以，其較佳地固定從一校準相位至另一校 準相位之（定型）切換時間。 經由將第二鎖相迴路鎖定於相應於例如附加至或從最 大所欲調變頻率偏差或偏移減去而選擇之載頻的頻率，便 可校準數位類比轉換器。爲予遂行，一旦第二鎖相迴路鎖 定於一輸出調變頻率或其他，電壓比較器21便將儲存於 第二迴路濾波器15中之電壓與轉換器20之輸出電壓相比 。轉換器輸出電壓依據供應予轉換器之輸入的指令字語 com而代表例如一所欲調變輸出頻率或其他。轉換器增益 因而可由控制邏輯22調適，其依循比較器以便使轉換器 輸出電壓等於儲存於第二迴路濾波器中之電壓。此增益係 相對於基本轉換器輸出電壓而被調適做爲代表例如合成器 輸出之所欲載頻之指令字語的函數。 於將被合成用於自我校準方法之頻率的編程期間，均 方偏差差量調變器11接收與數位類比轉換器20相同之指 -15- 200935721 令字語。爲予遂行，第三多工器37於輸入接收指令字語 com或發射機GFSK之接收模式中之移頻32。該移頻使其 可調適將被合成之頻率做爲發射機所接收之無線電頻率信 號之頻率的函數。 因此，在模式Tx 33所控制之調變模式中，第三多工 器37將指令字語com發射至加法器12。該加法器實施有 關源於頻率暫存器34之所欲傳輸通道之頻率的字語與指 ❿ 令字語com之加法。 數位類比轉換器20或均方偏差差量調變器11之各二 進位指令字語com較佳的爲4位元字語。各二進位指令 字語經由定義爲調變多工器之多工器27供應。通常，轉 換器校準作業之二進位指令字語的4位元被定義爲介於-8 至+7之間，但爲相對於0而對稱，其僅選擇爲從-7至+7 。在此狀況下，代表所選擇傳輸通道之載頻的二進位字語 0爲1 000。代表將附加至載頻之最大調變頻率偏差的二進 Q 位字語Max爲二進位字語1111。最後，代表將從載頻減 去之最大調變頻率的二進位字語Min爲二進位字語000 1 。此組態被定義爲N型簽署（N-signed )。 當調變多工器27接受2位元信號指令而供應二進位 字語〇予數位類比轉換器20時，基本轉換器輸出電壓便 不受轉換器增益改變之影響。然而，當調變多工器27接 受指令而供應轉換器校準作業之二進位字語Max或二進 位字語Min時，校準之轉換器增益對於數位類比轉換器之 輸出電壓位準便具有直接影響。經由電壓比較器21中之 -16- 200935721 電壓比較，其允許轉換器輸出電壓偏差於代表載頻之輸出 電壓與代表調變輸出頻率之一之輸出電壓之間調整。因此 ，如下列參照圖2a至2d所說明的，可等化第一鎖相迴路 和高頻入口中頻率偏差以避免資料調變期間狀態轉變中之 失真。 當數位類比轉換器增益爲自動校準時，便可將合成器 置於資料調變模式。爲予遂行，調變多工器27經控制以 便連接至由來自參考振盪器2之參考信號所提供之時脈信 號計時之高斯（Gaussian)型數位濾波器30。高斯型濾波 器將資料信號Tx 3 1定形以便提供一系列二進位指令字語 ，其可隨時間改變直至2 MHz之頻率的狀態例如做爲將 傳輸之資料的函數。所以，數位類比轉換器必須夠快以依 循至少1 Mbit/sec之調變位元流的最大速率，且其最大可 至 2 Mbit/sec 〇 應注意的是，電壓控制振盪器10所產生之高頻信號 頻率之値爲筒頻輸出信號S〇UT 之頻率的兩倍，其包括一 分爲二分割器8之輸出的頻率調變資料。所以，必須提供 兩倍的最大調變頻率偏差或偏移Af和載頻fG以便獲得所 欲頻率之尚頻輸出信號S〇UT。 在輸出信號S0UT中所選擇 之傳輸通道的載頻必須以至少1 MHz之頻率於載頻附近 具有接近2.45 GHz之頻率調變資料。 當高頻入口之調變頻率偏差與校準作業前第一鎖相迴 路之調變頻率偏差不同時，將導致頻率合成器之輸出信號 的一些失真或切換延遲。爲獲得整個合成器調變頻寬之頻 -17- 200935721 率範圍的調變期間幾乎固定之頻率偏差’必須校準數位類 比轉換器。 爲代表未校準頻率合成器之第一鎖相迴路與高頻入口 之間之頻率偏差偏移，便參考圖3a和3b之調變資料頻譜 。圖3a和3b描繪第一鎖相迴路之第一轉換函數和高 頻入口之第二轉換函數H2。對於除以輸入信號之頻率偏 差而言該些轉換函數可以例如dB表示。兩轉換函數之振 φ 幅必須相等以校準高頻入口和第一鎖相迴路。 如同斜線部分中所見，第一轉換函數於第一迴路 濾波器具有例如約100 kHz之截止頻率處覆蓋低頻調變頻 寬（BWPLL )。然而第二轉換函數H2覆蓋可超越fm(l MHz )所定義之最大調變頻率的頻寬。頻率合成器必須校 準以具有至少1 MHz之調變頻寬（Bwm〇d )。 第一轉換函數Hl之最大振幅顯示小於第二轉換函數 H2之最大振幅。振幅偏移ΔΗ需修正以獲得通過整個固定 Φ 調變頻寬之最大振幅。如圖3b中所示，電壓控制 振盪器將兩轉換函數重疊並實施該二函數之加法。 圖4a至4c亦顯示相對於所選擇之載頻之隨時間的頻 率改變，該載頻係相應於來自校準或未校準之頻率合成器 之輸出信號SOUT中資料調變。資料調變係經由電壓控制 振盪器而藉第一鎖相迴路和高頻入口合倂。 "1 "調變狀態係藉加總載頻fQ和最大調變頻率偏差或 偏移Af (即f〇 + Af)，而於輸出信號 S out 中定義。"1"狀 態可經由相應於字語Max之指令字語而配賦予數位類比 -18- 200935721 轉換器和均方偏差差量調變器。 "〇"調變狀態係藉從載頻f〇減去最大調變頻率偏差或 偏移Af (即fo-Δθ ，而於輸出信號S0UT中定義。”0"調 變狀態可經由相應於字語Min之指令字語而配賦予數位類 比轉換器和均方偏差差量調變器。 如圖3a和3b中所示，若第二轉換函數之最大振幅大 於第一轉換函數之最大振幅，高頻轉變便如圖4a中所示 相對於低頻轉變而予強調。因而在數位類比轉換器中有過 多增益。最大調變狀態改變頻率便定義爲1/Tc。 相反地，若第一鎖相迴路之最大振幅大於高頻入口之 最大振幅，狀態轉變便如圖4b中所示相對地慢。因而數 位類比轉換器中增益不足。 一旦數位類比轉換器增益如下列參照圖2a至2d說明 的予以校準，如圖4c中所示，通過整個調變頻寬之輸出 信號上便不會見到失真或切換延遲。 當然’除了圖4a至4c之外，將可能顯示一眼形圖以 顯示第一迴路與具有數位類比轉換器之高頻入口之間的未 校準狀態。若執行校準，將顯示眼睛之最大孔徑，其中依 據圖4a或4b之未校準將顯示沿該圖之一軸或另一軸之無 精打采的眼形。 基於參照圖2a至2d’顯示頻率合成器1之自我校準 方法的所有相位或步驟’以便藉由與第一低頻鎖相迴路結 合之數位類比轉換器20而等化資料調變之頻譜振幅位準 。應注意的是在每一該些圖中，閒置或關閉之合成器的不 -19- 200935721 同部分係以虛線顯示。因而，其更易於理解自動校準數位 類比轉換器直至實際資料調變相位之各式相位。由於已參 照圖1描述頻率合成器1之所有元件，將不更詳細地予以 說明。 圖2a顯示頻率合成器1之自我校準方法的第一相位 或步驟。在第一相位中，第一鎖相迴路已被鎖定於所選擇 之傳輸通道的載頻f〇。 0 調變多工器27經控制以便提供二進位指令字語0而 代表載頻f〇。二進位字語〇經由多工器3 7和加法器1 2而 被供應予數位類比轉換器20和均方偏差差量調變器11。 均方偏差差量調變器亦接收源於頻率暫存器34之頻率字 語，以便可定義經第一鎖相迴路合成之載頻f〇。 在第一相位中，第一電荷泵4被啓動，其中第二電荷 泵14被脫勾。此外，第一多工器7經控制以便將單一電 壓隨耦器6之輸出連接至電壓控制振盪器之主變容器的第 Q 一輸入。如此一來，儲存於第一迴路濾波器5中之電壓經 由電壓隨耦器6而傳輸以供應第一控制電壓信號KVCO。 第二多工器17經控制以便將低通濾波器25之輸出連 接至電壓控制振盪器10之第二調變輸入。因而數位類比 轉換器20經由低通濾波器和第二多工器17而供應第二控 制電壓信號，其位準取決於指令字語com，在此狀況下爲 二進位字語〇。基此二進位字語〇，該轉換器之第一基本 輸出電壓的位準不隨該轉換器之增益改變而改變。 經由提醒，假設第一鎖相迴路之截止頻率低，例如1 -20- 200935721 或2 Mbit/sec之資料頻率調變便無法經由第一低頻迴路實 施。此亦由於參考振盪器之參考頻率係介於16與26 MHz 之間，且其需具有約150 MHz之頻率以具有夠快之迴路 。然而，基於150 MHz之參考頻率，不可能降低頻率合 成器之電力消耗，其中消耗之降低是必要的。 若低頻鎖相迴路中截止頻率設定的如此慢，此主要係 由於均方偏差差量調變器所產生之雜訊，便需予以移除。 然而，基於約100 kHz之截止頻率，頻率合成器約較16 MHz之參考頻率慢1 0倍。 若希望於輸出信號S0UT上以1 MHz之頻率調變頻率 資料，第一電荷泵後之頻寬便需增加至1 MHz。基於具該 等低頻之石英振盪器，不預期低頻迴路之快速性。對高頻 轉變而言，高頻入口因而亦用於電壓控制振盪器。頻率調 變之頻率差係由第一鎖相迴路控制，其中小電壓偏差導致 大頻率差。數位類比轉換器因而必須提供精準之增益以便 等化第一迴路和高頻入口中資料調變之頻譜振幅位準，此 將於下列參照圖2b和2c而予描述。 由於經由數位類比轉換器之高頻入口，該轉換器將可 將高狀態轉變注入與更精準之第一低頻迴路結合之頻率調 變。若從一狀態至另一狀態存在快速的調變資料通道，所 欲之校準的數位類比轉換器之輸出信號中便不見失真或延 遲。 鎖定檢測器1 3之鎖定檢測便可判斷第一鎖相迴路被 鎖定於所選擇之載頻。一旦檢測，便轉至圖2b中所示之 -21 - 200935721 自我校準方法的第二相位。然而，如先前所表示的，該類 型鎖相迴路之鎖定時間通常已知，且其可被設定或程控而 從自我校準方法之第一相位轉至第二相位。 圖2b顯示頻率合成器1之自我校準方法的第二相位 或步驟。在第二相位中，第一電荷泵4必須脫勾以便開啓 第一鎖相迴路，其中第二電荷栗1 4必須啓動以形成具第 二迴路濾波器15之第二鎖相迴路。 必須注意在該方法的第二相位中不要突然與第一電荷 栗4脫勾，因爲輕微的固定電壓誤差仍儲存於第一迴路濾 波器5中，此將導致數位類比轉換器之後續校準誤差。所 以，較佳的是逐漸關閉第一電荷泵以避免該等誤差。約需 60個週期來關閉該電荷泵。所以第一鎖相迴路之頻寬在 準靜態程序中係逐漸持續地降爲〇 Hz。 在第二相位中，儲存於第一迴路濾波器5中之電壓代 表所選擇之載頻，其經由單一電壓隨耦器6和第一多工器 7而做爲第一控制電壓信號KVCO傳輸予電壓控制振盪器 之第一輸入。該儲存之電壓代表第一控制電壓信號KVCO 。如先前所表示的，電壓隨耦器可補償電壓控制振盪器中 之電流損失以便維持通過第一迴路濾波器5之固定電壓。 第二多工器1 7經控制以便將第二迴'路濾波器1 5連接 至電壓控制振盪器之第二輸入而關閉第二鎖相迴路。第二 鎖相迴路必須於第二相位中鎖定於第一合成器輸出頻率 f0 + Af，其必須匹配載頻fQ至最大調變頻率偏差或偏移Δί 之加法。爲予遂行，必須控制調變多工器27以便供應二 -22- 200935721 進位字語Max予數位類比轉換器20和均方偏差差量調變 器11。 儲存於第二迴路濾波器15中之電壓係做爲第三控制 電壓信號而供應予電壓控制振盪器10之第二輸入，其係 處於第二電壓位準。儲存於第二濾波器15中之電壓將致 能數位類比轉換器20自動校準。爲予遂行，被啓動之電 壓比較器21比較接收二進位字語Max之轉換器20的輸 出電壓與儲存於第二迴路濾波器15中之電壓。一旦第二 鎖相迴路鎖定於第一所欲輸出頻率，電壓比較器21便於 控制邏輯22上作業。該控制邏輯可校準轉換器增益直至 轉換器20之輸出電壓與第二電壓位準之儲存於第二迴路 濾波器15中之電壓相等爲止。 數位類比轉換器20之輸出的第一電壓位準與第二電 壓位準之間之電壓偏差或偏移爲相對於第一鎖相迴路而校 準之最大調變頻率偏差或偏移Af。 圖2c顯示頻率合成器1之自我校準方法的第三相位 或步驟。該第三相位不必然爲頻率合成器校準作業所需。 然而，該第三相位致能頻率合成器更佳地線性化。 在第三相位中，第一電荷泵4仍爲脫勾，留下第一鎖 相迴路開啓，其中第二電荷栗14仍作業而形成具第二迴 路濾波器15之第二鎖相迴路。此時第二鎖相迴路必須鎖 定於第二輸出合成器頻率“-△£，其必須等於從載頻fG減 去最大調變頻率偏差或偏移Af。爲予遂行，必須控制調 變多工器27以便提供二進位字語Min予數位類比轉換器 -23- 200935721 20和均方偏差差量調變器11。 此時儲存於第二迴路濾波器15中之電壓爲第三電壓 位準。該儲存之電壓於電壓比較器21中與接收二進位字 語Min之數位類比轉換器的輸出電壓相比。電壓比較器 21之輸出於控制邏輯22上作業而調適轉換器20之增益 ’以便使轉換器輸出電壓與儲存於第二迴路濾波器15中 之電壓相等。此新的轉換器增益之適應可移除頻率合成器 0 中一些非線性缺點。 最後，圖2d顯示一旦該頻率合成器校準，頻率合成 器1之自我校準方法末端之調變相位。 在該調變相位中，第二電荷栗14被脫勾且第一電荷 泵4再次被啓動。然而，在該調變相位中，單一電壓隨耦 器6必須被脫勾。所以，第一多工器7經控制以便將第一 迴路濾波器5直接連接至電壓控制振盪器10之第一輸入 〇 Q 在高頻入口之後，第二多工器17經控制以便將反折 疊低通濾波器25直接連接至電壓控制振盪器10之第二輸 入。第二控制電壓信號KVCO —mod可由數位類比轉換器 2 〇提供。 此時控制調變多工器27以便依據高頻輸出信號s〇UT 中將調變之資料Tx 31而於輸出供應一系列源於高斯型數 位濾波器3 0之指令字語。該一系列指令字語經由多工器 37和加法器12而提供予轉換器20和均方偏差差量調變 器11。由於校準轉換器20之增益，具高頻入口之第一鎖 -24- 200935721 相迴路的組合致能獲得高頻信號而無任何失真或資料調變 切換延遲。 從已提供之描述，熟悉本技藝之人士在不偏離申請專 利範圍所定義之本發明的範圍下可設計合成器自我校準方 法和完成該方法之合成器的許多變化。在連接裝置中，電 荷泵可以開關替代，但相較於開關結構，電荷泵結構更簡 單和更快速。電壓控制振盪器之兩輸入的敏感性可以改變 。可以有兩個或更多個數位類比轉換器進行校準和連接至 電壓控制振盪器之第二輸入。參考振盪器頻率可予改變或 調適。最後，電壓控制振盪器可於輸出產生相位相反的兩 高頻信號。 【圖式簡單說明】 依據下列圖式所描述之至少一非限定實施例，下列描 述中使用兩點頻率調變之頻率合成器之自我校準方法的目 標、優點和特徵，以及完成該方法之頻率合成器將更加清 晰，其中： 圖1以簡化的方式顯示依據本發明之兩點頻率調變的 頻率合成器之一實施例， 圖2a至2d顯示自我校準方法之各式步驟，清楚地顯 示對依據本發明之方法的每一步驟而言，圖1之使用兩點 頻率調變之頻率合成器的作業中各式元件， 圖3a和3b顯示經由第一低頻鎖相迴路和兩點頻率合 成器之高頻入口所調變之資料的轉換或頻譜功能圖，及 -25- 200935721 圖4a至4c顯示當數位類比轉換器增益未如圖4a和 4b中所示校準時，具信號失真或延遲出現之隨時間之頻 率調變圖。 【主要元件符號說明】 1 :頻率合成器 2 :參考振盪器 Q 3 :相位比較器 4 :第一電荷栗 5 :第一低通迴路濾波器 6 :單一電壓隨耦器 7 :第一多工器 8: —分爲二分割器 9 :多模態分割器計數器 1 0 :電壓控制振盪器 Q 11:均方偏差差量調變器 1 2 :加法器 1 3 :鎖定檢測器 14 :第二電荷泵 1 5 :第二低通迴路濾波器 17 :第二多工器 20 :數位類比轉換器 21 :電壓比較器 22 :控制邏輯 -26- 200935721 25 :反折疊低通濾波器 27 :調變多工器 3 0 :高斯型數位濾波器 31 :資料信號Tx 32 :移頻 33 :模式Tx 34 :頻率暫存器 37 :第三多工器 Bwmod :調變頻寬 BWPLl :低頻調變頻寬 com :指令字語 fm :最大調變頻率 f〇 :載頻 GFSK :發射機 I :第一轉換函數 H2 :第二轉換函數 KVCO :第一控制電壓信號 KVCO__m〇d :第二控制電壓信號 S〇ut:筒頻輸出信號 Ι/Te :最大調變狀態改變頻率 △ f:最大調變頻率偏差或偏移 A Η :振幅偏移 -27-

Claims (1)

1. 200935721 十、申請專利範圍 1· 一種可執行資料傳輸之兩點頻率調變的頻率合成器 之自我校準方法，該頻率合成器包括： -一第一低頻鎖相迴路，其中配置參考振盪器；連接 至該參考振盪器之相位比較器；第一低通迴路濾波器；電 壓控制振盪器，其包括專用變容器總成並連接該第一低頻 鎖相迴路中第一敏感性之第一輸入以經由該第一低通濾波 H 器而接收第一控制電壓信號；多模態分割器計數器，其係 由調變器控制以依據該電壓控制振盪器所產生之高頻信號 而分頻高頻輸出信號，以便供應劃分之信號用以比較來自 該相位比較器中該參考振盪器之參考信號；及 -一高頻入口，其中配置數位類比轉換器用以供應第 二控制電壓信號予該電壓控制振盪器之第二敏感性的第二 輸入以進行該高頻資料調變，該第二敏感性較該第一敏感 性低許多數量級； Q 其中該自我校準方法依序包括下列步驟： a)在第一相位中，將該第一低通鎖相迴路以合成器 輸出之預定載頻鎖定於傳輸通道，並供應第一指令字語予 相應於該預定載頻之高頻入口中之該轉換器，以便以第一 基本電壓位準產生該電壓控制振盪器之第二控制電壓信號 9 bl)在第二相位中，開啓該第一鎖相迴路同時經由該 第一迴路濾波器維持相應於該電壓控制振盪器之該第一輸 入的該預定載頻之第一控制電壓信號，並將包括連接於該 -28- 200935721 第一迴路之該相位比較器與該電壓控制振盪器之該第=輸 入之間之該高頻入口中之第二低通迴路濾波器的第二鎖相 迴路鎖定於等於附加至最大調變移頻之該載頻的第一輸出 頻率， b2)在第二相位中，供應代表該第一輸出頻率之第二 指令字語予該數位類比轉換器，並比較該轉換器輸出電壓 與儲存於該第二迴路濾波器中之該電壓以自動校準該轉換 器增益使得該轉換器輸出電壓等於儲存於第二電壓位準之 該第二濾波器中之該電壓，其從該第一基本電壓位準之偏 移定義該最大相等調變移頻，及 c)在調變相位中，藉由使用及時供應予該校準數位 類比轉換器和該第一鎖相迴路之該調變器的一連串指令字 語之該電壓控制振盪器以開啓該第二鎖相迴路並關閉該第 一鎖相迴路而實施兩點資料調變。 2. 如申請專利範圍第1項之自我校準方法，其中包括 步驟b2)和步驟c)之間的第三相位，其中該第二關閉鎖 相迴路被鎖定於等於從該載頻減去該最大調變移頻之第二 輸出頻率，其中代表該第二輸出頻率之第三指令字語被供 應予該數位類比轉換器，且其中該轉換器輸出電壓與儲存 於該第二迴路濾波器中之該電壓比較以自動校準該轉換器 增益，使得該轉換器輸出電壓等於儲存於第三電壓位準之 該第二濾波器中之該電壓，其相對於該第一基本電壓位準 之偏移定義該最大相等調變移頻。 3. 如申請專利範圍第1項之自我校準方法，其中該第 -29- 200935721 一鎖相迴路包括該相位比較器與該第一迴路 第一電荷泵’且該第二鎖相迴路包括該相位 二迴路濾波器之間之第二電荷泵，其中該第 經由該第一電荷泵而開啓或關閉，其中該第 經由該第二電荷泵而開啓或關閉，及其中該 別是在60個週期之後逐漸脫勾，此處該第 頻寬逐漸地且持續地降至0 Hz，以便經由 0 荷泵而關閉該第二鎖相迴路時，於第二相位 鎖相迴路並以良好預定位準維持該第一濾波 Ο 4. 如申請專利範圍第1項之自我校準方 一和第二相位中，該第一控制電壓信號係由 之單一電壓隨耦器供應予該第一迴路濾波器 壓控制振盪器之該變容器中電流洩漏。 5. 如申請專利範圍第4項之自我校準方 Q 多工器係配置於該電壓控制振盪器之第一輸 路濾波器和該單一電壓隨耦器之輸出之間， 第二或第三相位中，該第一多工器經控制以 耦器連接至該電壓控制振盪器之第一輸入， 位中，該第一多工器經控制以便將該第一低 至該電壓控制振盪器之第一輸入。 6. 如申請專利範圍第1項之自我校準方 多工器係配置於該電壓控制振盪器之第二輸 路濾波器和連接至該數位類比轉換器之反折 濾波器之間之 比較器與該第 一鎖相迴路係 二鎖相迴路係 第一電荷泵特 一鎖相迴路之 開啓該第二電 中開啓該第一 器上固定電壓 法，其中在第 輸入中所連接 ，以補償該電 法，其中第一 入與該第一迴 其中在第一' ' 便將該電壓隨 其中在調變相 通濾波器連接 法，其中第二 入與該第二迴 疊低通濾波器 -30- 200935721 之輸出之間，其中在第一相位和調變相位中，該第二多工 器經控制以便將該電壓控制振盪器之第二輸入連接至該反 折疊濾波器’以便從該數位類比轉換器之輸出直接供應該 第二控制電壓信號，且其中在第二或第三相位中，該第二 多工器經控制以便將該電壓控制振盪器之第二輸入連接至 該第二迴路濾波器而接收第三控制電壓信號。 7. 如申請專利範圍第1項之自我校準方法，其中鎖定 檢測器係連接於該相位比較器之輸出，其中當鎖定檢測器 檢測到該第一鎖相迴路已鎖定於程控載頻時便即實施從第 一相位至第二相位之通道。 8. 如申請專利範圍第1項之自我校準方法，其中當於 每一程控作業期間結束時該合成器被啓動或處於該合成器 之作業模式，便即實施校準該數位類比轉換器之步驟，且 其中連接至比較器之輸出的控制邏輯經由例如5位元二進 位字語之二進位字語而適於該轉換器之增益。 9. 一種用以完成如申請專利範圍第1項之自我校準方 法的頻率合成器，該頻率合成器可執行資料傳輸之兩點頻 率調變，該頻率合成器包括： -一第一低頻鎖相迴路，其中配置參考振盪器；連接 至該參考振盪器之相位比較器；經由第一電荷泵而連接至 該相位比較器之第一低通迴路濾波器；電壓控制振盪器， 其包括專用變容器總成並連接該第一低頻鎖相迴路中第一 敏感性之第一輸入以經由該第一低通濾波器而接收第一控 制電壓信號；多模態分割器計數器，其係由調變器控制以 -31 - 200935721 依據該電壓控制振盪器所產生之高頻信號而分頻高頻輸出 信號，以便供應劃分之信號用以比較來自該相位比較器中 該參考振盪器之參考信號；及 •一高頻入口，其中配置數位類比轉換器用以供應第 二控制電壓信號予該電壓控制振盪器之第二敏感性的第二 輸入以進行該高頻資料調變，該第二敏感性較該第一敏感 性低許多數量級； Φ 其中該頻率合成器包括可經由第二電荷泵而連接於該 第一迴路之該相位比較器與該電壓控制振盪器之第二輸入 之間之該高頻入口中之第二迴路濾波器，以便形成第二低 頻鎖相迴路進行該數位類比轉換器上之校準作業，且其中 該高頻入口包括電壓比較器用以當該第二鎖相迴路被鎖定 於預定輸出頻率時，直接比較來自該數位類比轉換器之輸 出電壓與通過該第二迴路濾波器之電壓，以便自動調整該 數位類比轉換器增益。 Q ΐ〇·如申請專利範圍第9項之頻率合成器，其中包括 該高頻入口中之控制邏輯用以接收來自該電壓比較器之輸 出信號，以便供應二進位增益調整字語予該數位類比轉換 器，該二進位字語例如爲5位元二進位字語。 η.如申請專利範圍第9項之頻率合成器，其中包括 該第一鎖相迴路中之單一電壓隨耦器，其一輸入被連接至 該第一迴路瀘波器之輸入，且該電壓隨耦器之輸出可被連 接至該電壓控制振盪器之第一輸入，該單一電壓隨耦器係 提供用以補償該電壓控制振盪器之該變容器的電流洩漏。 -32- 200935721 12. 如申請專利範圍第11項之頻率合成器，其中包括 配置於該電壓控制振盪器之第一輸入與該第一迴路濾波器 和該單一電壓隨耦器之輸出之間的第一多工器，該第一多 工器經控制以便將該電壓隨耦器或該第一迴路濾波器連接 至該電壓控制振盪器之第一輸入。 13. 如申請專利範圍第9項之頻率合成器，其中包括 連接至該電壓控制振盪器之輸出的一分爲二分割器，以供 應來自該合成器之高頻輸出信號，該輸出信號係經由該第 一或第二鎖相迴路中均方偏差差量調變器而由該多模態分 割器計數器予以劃分。 14. 如申請專利範圍第9項之頻率合成器，其中包括 配置於該電壓控制振盪器之第二輸入（其第二敏感性約低 於第一輸入之第一敏感性100倍，特別是約爲4 MHz/V) 與該第二迴路濾波器和連接至該數位類比轉換器的反折疊 低通濾波器之輸出之間之第二多工器，該第二多工器經控 制以便將該反折叠濾波器或該第二迴路濾波器連接至該電 壓控制振盪器之第二輸入。 15. 如申請專利範圍第9項之頻率合成器，其中該第 一鎖相迴路包括由第一差動迴路濾波器和具單一增益之差 動電壓隨耦器形成之差動結構，用以將該差動電壓隨耦器 之輸出或該第一差動迴路濾波器之輸出連接至該電壓控制 振盪器之第一差動輸入。 16. 如申請專利範圍第9項之頻率合成器，其中包括 調變多工器用以供應至少一調變頻率指令字語予該數位類 -33- 200935721 比轉換器和均方偏差差量調變器，以控制該第一或第二鎖 相迴路之該多模態分割器計數器，且其中該數位類比轉換 器係由切換電流源和主動多阻抗負載OTA形成。

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