SU1068886A1 - Device for measuring pulse signal relative delay - Google Patents

Abstract

УСТРОЙСТВО ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ОТНОСИТЕЛЬНОЙ ЗАДЕРЖКИ ШШУЛЬСНоХ СИГНАЛОб, содержащее аналого-цифровой преобразователь, выход которого подключен к входу первого процессора быстрого преобразовани  Фурье, вещественный и мнимый выходы которого подключены к входам блока вычислени  квадрата модул  дискретного преобразовани  Фурье,ключ, блок вычитани  среднего, первый посто нный запоминающий блок, блок потенциЕювани , первый процессор обратного быстрого преобразовани  Фурье, блок логарифмировани , цифроаналоговый преобразователь и блок управлени , отличающеес  тем, что, с целью повышени  разрешающей способности и точности измерени  относительной задержки импульсных сигналов , в него введены блох делени , первый и второй умножители, второй посто нный запоминающий блок, второй процессор быстрого преобразова- ни  Фурье, второй процессор обратного быстрого преобразовани  Фурье, причем к входу делимого блока делени  пoдклюfчeн первый выход ключа, к входу, делител  подключен выход блока потенцировани  и выход частного подключен к входу блока вычитани  среднего, вход ключа подключен к выходу блока вычислени  квадрата модул  дискретного прзобразовани  Фурье, а второй выход - к входу блока логарифмировани , выход(первого процессора обратного быстрого преобразовани  Оурье подключен к первому входу первого умножитеi л , выход первого умножител  подключен к входу второго процессора (Л быстрого преобразовани  Фурье, а второй вход - к выходу первого посто нного запоминающего блока, -первый вход второго умножител  подключен к выходу блока вычитани  среднего , второй - к выходу второго посто нного запоминаю его блока, а выход - к входу второго процессора обратного быстрого преобразовани  Фурье, выходом соединенного DEVICE FOR MEASURING THE RELATIVE DELAY ShShULSNoH SIGNALOb comprising analog-to-digital converter whose output is connected to the input of the first processor fast Fourier transform, the real and imaginary outputs of which are connected to inputs of the block for calculating the square module of the discrete Fourier transform, the key subtractor medium, a first constant a storage unit, a potentiometer unit, a first inverse fast Fourier transform processor, a logarithm unit, a digital-to-analog converter and a bl Control, characterized in that, in order to increase the resolution and accuracy of measuring the relative delay of the pulse signals, a division flea, first and second multipliers, a second permanent storage unit, a second fast Fourier transform processor, a second inverse fast processor Fourier transform, and the first output of the key is connected to the input of the divisible division block, the output of the potentiation block is connected to the input, the output of the private one is connected to the input of the average subtraction block, the key is connected to the output of the unit calculating the square of the discrete Fourier transform module, and the second output is connected to the input of the logarithm block, the output (the first inverse fast transform Ourier processor is connected to the first input of the first multiplier, the output of the first multiplier is connected to the input of the second processor (L fast Fourier transform , and the second input is connected to the output of the first permanent storage unit, the first input of the second multiplier is connected to the output of the average subtraction unit, the second to the output of the second constant z I remember its block, while the output - to the input of the second processor inverse fast Fourier transform, yield Compound

Description

Изобретение относитс  к радиоте ническим устройствам, служащим дл  измерени  относительного временного сдвига близких по форме элементарных колебаний, образующих в сум ме обрабатываемый аддитивный сигна и может найти применение, например в радиолокационных станци х (РЛС), предназначенных дл  измерени  толщины слоев в природных средах. Известна система, содержаща  первый процессор быстрого преобразовани  Фурье (БПФ), блок комплексного логарифмировани , первый про цессор обратногЬ БПФ (ОБПО), фильт ( или лифтр) дл  формировани  „кепстрального окна , второй процессор БПФ, блок комплексного потенцирова ни  и второй процессор ОБПФ С 11. Однако дл  обработки радиолокационных сигналов, спектральна  функци  которых занимает конечную полосу частот, така  система не пригодна из-за низкой точ-ности, обусловленной .значительным увеличе нием вли ни  шумов за пределами по лосы частот, занимаемой (Сигналом, после комплексного логарифмировани . )аиболее близким по технической сущности  вл етс  устройство дл  измерени  относительной задержки, содержащее аналого-цифровой преобразователь (лип), выходом подключен ный к входу процессора БПФ, вещест венный и мнимый выходы которого подключены к входам блока вычислени  квадрата модул  ДПФ, выхол кото рого подключен к входу блока логари мировани , сумматор, вход которого подключен к выходу посто нного ЗУ (ПЗУ) , а вьсчод - к входу блока поте цировани , выход которого подключен к входу процессора ОКПФ, выход кото рого подключен к входу цифроаналого вогр преобразовател  (ПАП), блок управлени , блок вычитател , блок вычитани  среднего, блок ключа и оперативное ЗУ (ОЗУ), причем вход блока ключа подключен к выходу блока логарифмировани , первый ВЕЛход - к входу уменьшаемого блока вычитател , а второй выход - к вхо ду ОЗУ, выход, которого подключен к входу вычитаемого блока вычитател , выход которого подключен к входу блока вычитани  среднего, а выход последнего подключен к второму входу сумматора С21. Известное устройство имеет низкую точность измерени  относительной задержки при наличии даже малого шума, уровень которого ниже 4й-50 дВ относительно сигнала. Кроме того,здесь требуетс  нар ду с исследуемым аддиптивным сигналом иметь отдельно образец элементарного колебани , логарифм квадрата модул  ДПФ которого запоминаетс  на все врем  измерени . Форма образца не всегда с достаточной точностью соответствует элементарных колебаний в обрабатываемом сигнале, котора  может измен тьс  в процессе измерени . Цель изобретени  - повышение разрешающей способности и точности измерени  относительной задержки импульсных сигналов близкой формы, когда форма элементарного колебани  заранее известна и образец этого колебани  не может быть получен до или во врем  проведени  измерений . Поставленна  цель достигаетс  тем, что в устройство дл  измерени  относительной задержки импульсных сигналов, содержащее, аналого-цифровой преобразователь, выход которого подключен к входу первого процессора быстрого преобразовани  Фурье, вещественный и мнимый выходы которого подключены к входам блока вычислени  квадрата модул  дискретного преобразовани  Фурье, ключ, блок вычитани  среднего, первый посто нный запоминающий блок, блок потенцировани , первый процессор обратного быстрого преобразовани  Фурье, блок логарифмировани , цифроаналоговый преобразователь и блок управлени , введены блок делени , первый и второй умножители, второй посто нный запоминающий блок, второй процессор быстрого преоб)азова- . ни Фурье,второй процессор обратного быстрого преобразовани  Фурье, причем к входу делимого блока делени  подключен первый выход ключа, к входу делител  подключен выход блока потенцировани  и выход частного подключен к входу блока вычитани  среднего, вход ключа подключен к выходу блока вычислени  квадрата модул  дискретного преобразовани  Оурье, а второй выход - к входу блока логарифмировани , выход первого процессора обратного быстрого преобразовани  Фурье подключен к первому входу первого умножител , выход первого умножител  подключен к входу второго процессора бь1строго . преобразовани  Фурье, а второй вход к выходу первого посто нного запоминающего блока, первый вход второго умножител  подключен к выходу блока вычитани  среднего, второй - к выходу второго посто нного запоминающего блока, а выход - к входу второго процессора обратного быстрого преобразовани  Фурье, выходом соединенного с входом цифроаналогового преобразовател , при этом выход второго процессора быстрого преобразовани  Фурье соединен с входом блока потенцировани , выход блока логарифмировани  соединен с входом первого процессора обратного преобразовани Фурье, а выходы блока управлени  со динены с входами синхронизации и управлени  блоков устройства. На фиг. 1 представлена стрзп турна  схема предлагаемого устройства дл  измерени  относительной задержк импульсных сигналов; на фиг. 2 пример выполнени  блока вычитани  среднего; на фиг.З - пример выполне ни  блока вычислени  квадрата модул  дискретного преобразовани  Фурье (ДПФ); на фиг.4 - временные диаграм мы дл  импульсов управлени  и синхронизации , поступающие от блока управлени  на блоки устройства. Структурна  схема устройства дл измерени  относительной задержки импульсных сигналов содержит аналого-цифровой преобразователь 1 (АЦП), ;1ервый процессор 2 БПФ, блок 3 вычислени  квадрата модул  ДПФ, ключ 4, блок 5 логарифмировани , первый процессор 6 ОБПФ, первый умножитель 7, первый пс то нный запоминающий блок 8, вторюй процессор 9 БПФ, блок 10 потенцировани  (антилогарифмирование , возведение в степень-с основанием е) , блок 11 делени , блок 12 вычитани среднего , второй умножитель 13, второй посто нный запоминающий блок 14, второй процессор 15 ОБПФ, цифроаналоговый преобразователь 16 (идп) и блок 17 управлени . Выход блока  вл етс  цифровым вькодом устройст ва, а выход блока 16 - аналоговые |выходом устройства. Входные сигналы поступают на аналого-цифровой преобразователь 1 соединенный с первые процессором 2 быстрого преобразовани  Фурье (ПФ) выходы которого соединены с входом блока 3 вычислени  квадрата модул  дискретного преобразовани  Фурье (ДПФ), выходом соединенного с входо ключа 4. Первый вьтход ключа 4 через блок 5 логарифмирова-ни  соединён с первым процессором 6 обратного быстрого преобразовани  Фурье (ОБПФ выход которого соединен с первьм ум ножителем 7,второй вход которого со единен с первым посто нным запомина свдим блоком 8, а выход - с вторым процессором 9 ВТ1Ф, через блок 10 потенцировани  соединенного с блоком 11 делени , второй вход которог соединен с вторым выходом ключа 4, а выход - с входом блока 12 вычитани  среднего, выходом соединенного с входом второго умножител  13, второй вход которого соединен с .выходом второго посто нного запомннан цего блока 14, а выход - с входом второго процессора 15 ОБПФ выходом соединенного с ЩШ 16. Построение и принцип действи  устройства основаны на следующем. Сигнал на выходе линейно части приемника РЛС зондировани  природных слоистых сред, сформированный средой при отражении от слоев с хорошо отра ающими границами раздела, можно представить как аддитивный сигнал в виде суммы сигналов (отражений), отраженных от границ раздела. Так, например , если это тонкий пресный лед, то отражением, как правило,  вл етс  сигнал от границы раздела воздух - лед, а вторым, запаздывающим относительно первого, - сигнал от границы лед - :вода. Дл  такого льда толщийой 40-50 см оба отражени  имеют примерно одинаковую форму, близкую к форме зондируквдего сигнала . Пусть отраженный импульсный сигнал s(i;, прошедший приемник и преобразованный в областьвидео-или даже звуковых частот, стробос1 опическим методом, имеет два- отражени  S.(i) и Sj(t- , т.е. можно записать: sa)-s-,((t), где 5itbVoS((i-) , t - взаимный сдвиг, о. - относительна  амплитуда. В общем случае (X может быть больше или меньше , а модуль Gvl больше или меньше единицы. Вели спектральную функцию рервого отражени  S() записать как 54(ш) где (О т кругова  частота, ti- - величина сдвига относительно ,Jf-7, то спек траль-. на  функци  второго отражени , если среда линейна , а границы раздела имеют близкую к равномерной частотную характеристику ртражени , Ьоответственно равна ciS(ii).. Таким образом, спектральна  функци  сигнала 3(Й имеет вид:. 3-((«)-5/ц,).) Кз выражени  (1) получим квадрат МОДУЛЯ S6a) IS{()l-0«-2acoi«itta) (2) в исходном сигнале StBоба отражени  Вч( 1адёют конечную длительность и при t меньше некоторой минимальной величины они сливаютс  настолько, что отделить их один от другого становитс  невозможно и сигнал S( воспринимаетс  как одно отражение . Однако даже в этом случае можно измерить Ъ- , если с помощью некоторой обработки вьзделить в выражении (2) второй сомножитель (H-2Q.cDS(fc tvcg-) и вз ть от. него обратное преобразование Фурье. ПослеThe invention relates to radiotechnical devices used to measure the relative temporal shift of similar in elementary oscillations, which together form an additive signal being processed and can be used, for example, in radar stations for measuring the thickness of layers in natural environments. A known system comprising a first fast Fourier transform (FFT) processor, a complex logarithm block, a first inverse FFT processor (OBPO), a filter (or an elevator) to form a cepstral window, a second FFT processor, a complex potentiator block, and a second OBFT C processor 11. However, for processing radar signals, the spectral function of which occupies a finite frequency band, such a system is not suitable due to low accuracy, due to a significant increase in the influence of noise outside the frequency band. from the occupied (Signal after complex logarithmization.) The closest in technical essence is a device for measuring the relative delay, containing analog-to-digital converter (lip), the output connected to the input of the FFT processor, the real and imaginary outputs of which are connected to the inputs the unit for calculating the square of the DFT module, the output of which is connected to the input of the logians unit, the adder, whose input is connected to the output of a constant charger (ROM), and the output to the input of the receiver unit, the output of which is connected to the input of the OKPF processor, the output of which is connected to the input of a digital-to-analog Vogr converter (PAP), a control unit, a subtractor unit, an average subtraction unit, a key unit and operational memory (RAM), the input of the key unit is connected to the output of the logarithm unit, the first VELhod is to the input of the subtractor unit to be reduced, and the second output to the RAM input, the output connected to the input of the subtracter of the subtractor whose output is connected to the input of the average subtraction unit and the output of the latter connected to the second input of the C21 adder. The known device has a low accuracy measurement of the relative delay in the presence of even low noise, the level of which is lower than 4-5-50 with respect to the signal. In addition, it is necessary here, along with the additive signal under investigation, to have a separate sample of elementary oscillation, the logarithm of the square of the DFT module of which is memorized for the entire measurement time. The sample shape does not always correspond with sufficient accuracy to elementary oscillations in the signal being processed, which may change during the measurement process. The purpose of the invention is to increase the resolution and accuracy of measuring the relative delay of pulse signals of similar shape, when the form of the elementary oscillation is known in advance and a sample of this oscillation cannot be obtained before or during the measurements. The goal is achieved in that a device for measuring the relative delay of pulse signals, comprising an analog-to-digital converter, the output of which is connected to the input of the first fast Fourier transform processor, the real and imaginary outputs of which are connected to the inputs of the calculator of the square of the discrete Fourier transform module, a key , an average subtraction unit, a first persistent storage unit, a potentiation unit, a first inverse fast Fourier transform processor, a logarithmic unit, a digital-to-analog converter and a control unit; a dividing unit, first and second multipliers, a second permanent storage unit, a second fast conversion processor - are introduced. nor Fourier, the second processor of the inverse fast Fourier transform, the first output of the key is connected to the input of the divisible division block, the output of the potentiation block is connected to the input of the divider, and the output of the private is connected to the input of the average subtraction block, the key input is connected to the output of the calculator of the square discrete Oourier transform and the second output is to the input of the logarithm block, the output of the first processor of the inverse fast Fourier transform is connected to the first input of the first multiplier, the output of the first multiplier is li ne to the input of the second processor b1strogo. Fourier transform, and the second input to the output of the first permanent storage unit, the first input of the second multiplier is connected to the output of the average subtraction unit, the second to the output of the second permanent storage unit, and the output to the input of the second inverse fast Fourier transform processor, output connected to the input of the digital-to-analog converter, while the output of the second fast Fourier transform processor is connected to the input of the potentiation block, the output of the logarithmic block is connected to the input of the first processor about atnogo Fourier transform, and outputs a control unit with a synchronization dineny inputs and control device blocks. FIG. 1 shows an on-board circuit diagram of the proposed device for measuring the relative delay of pulse signals; in fig. 2 is an example of performing a subtraction average block; FIG. 3 shows an example of the execution of a block for calculating a square of a discrete Fourier transform module (DFT); Fig. 4 shows timing diagrams for control and synchronization pulses, coming from the control unit to the units of the device. The block diagram of a device for measuring the relative delay of pulse signals contains an analog-to-digital converter 1 (ADC),; the first processor 2 FFT, block 3 of calculating the square of the DFT module, key 4, block 5 logarithm, first processor 6 OBPF, first multiplier 7, first ps this storage unit 8, the second FFT processor 9, the potentiation unit 10 (anti-logging, raising to a power-with base e), the division unit 11, the average subtraction unit 12, the second multiplier 13, the second permanent memory unit 14, the second SSB processor 15 , A digital to analog converter 16 (IRD) and the control unit 17. The output of the block is the digital code of the device, and the output of the block 16 is the analog output of the device. Input signals are fed to analog-to-digital converter 1 connected to the first fast Fourier transform processor (PF) 2 whose outputs are connected to the input of block 3 for calculating the square of the discrete Fourier transform module (DFT), output connected to the input of key 4. First output of key 4 through the block The 5 logarithmic is connected to the first processor 6 of the inverse fast Fourier transform (the OBPF output of which is connected to the first mind by a scissors 7, the second input of which is connected to the first permanent memory with its 8 block, and the output from the second processor 9 WT1F, through the potentiation unit 10 connected to the dividing unit 11, the second input is connected to the second output of the key 4, and the output is connected to the input of the average subtraction unit 12, the output connected to the input of the second multiplier 13, the second input of which is connected to the output the second constant is stored in block 14, and the output is connected to the input of the second processor 15 OBPF output connected to the Shch 16. The design and principle of operation of the device are based on the following. The signal at the linear output of a radar receiver for sounding natural layered media, formed by the medium when reflected from layers with well-reflecting interfaces, can be represented as an additive signal as the sum of signals (reflections) reflected from the interfaces. So, for example, if it is thin fresh ice, then the reflection, as a rule, is a signal from the air-ice interface, and the second, delayed relative to the first, is a signal from the ice-to-water border. For such an ice layer 40-50 cm thick, both reflections have approximately the same shape, close to the shape of the probe signal. Let the reflected pulse signal s (i ;, passed the receiver and transformed into the video or even audio frequency region, strobe1 by the optic method, has two reflections S. (i) and Sj (t-, i.e., you can write: sa) - s -, ((t), where 5itbVoS ((i-), t is a mutual shift, о. is relative amplitude. In the general case (X may be larger or smaller, and the Gvl module is greater than or less than unity. The spectral function of the right one is the reflection S () is written as 54 (br) where (O t is the circular frequency, ti- is the magnitude of the shift relative to, Jf-7, then the spectrum is reflected in the function of the second reflection, if the medium is linear, and g the sectional divisions have a close to uniform frequency response of rtraction, Ь correspondingly equal to ciS (ii) .. Thus, the spectral function of signal 3 (R has the form: 3 - ((") - 5 / c,).) Cd of expression (1) we obtain the square of the MODULE S6a) IS {() l-0 "-2acoi" itta) (2) in the original signal of the StB Rf reflection signal (1 sets a finite duration and when t is less than a certain minimum value, they merge so that and signal S (perceived as one reflection. However, even in this case, b- can be measured if, using some processing, the second factor (H-2Q.cDS (fc tvcg-) is separated in expression (2) and the inverse Fourier transform is taken. After

обратного преобразовани  Фурье в идеальном .случае получаетс  три Si -импульса и один при звО с относительной амплитудой 1 и два, симметрично расположенных относительно в точках на оси.времени с одинаковой относительной амплитудой о,/(1 + а).inverse Fourier transform in the ideal case, there are three Si-impulses and one at the sound with a relative amplitude 1 and two, symmetrically located relative to the points on the time axis with the same relative amplitude o, / (1 + a).

Чтобы отделить сомножитель (l+2acos Л+-QI - ) г воспользуемс  кепстральным анализом.To separate the factor (l + 2acos L + -QI -) g, we use a cepstral analysis.

Дл  получени  кепстра мощности сигнала St-t) необходимо вначале вычислить натуральный логарифм функции 15йш)1 / а затем от этого логарифма вз ть обратное преобразование Фурье. Рассмотрим более подробно , что получаетс  в кепстральной области.To obtain the cepstrum of the signal power St-t), it is necessary to first calculate the natural logarithm of the function 15fx) 1 / and then take the inverse Fourier transform from this logarithm. Let us consider in more detail what is obtained in the cepstral region.

После логарифмировани  выраже-ни  (2) получимAfter logarithmic expression (2) we get

tn IS((s))( - Eh 13((й)VU1 (а1) tn IS ((s)) (- Eh 13 ((d) VU1 (a1)

Таким образом, от произведени  сомножителей в выражении (2) переходим к сумме их логарифмов в выражении (3). Обратное преобразование Фурье выражени  (3) в кепстральной области приводит к сумме кепстров мощности слагаемых.Thus, from the product of factors in expression (2), we proceed to the sum of their logarithms in expression (3). The inverse Fourier transform of expression (3) in the cepstral region leads to the sum of the cepstres of the power terms.

В случае, когда кепстр мощности элементарного колебани  занимает полосу не шире 2 tr , располага сь внутри интервала от -1 до t , его можно выделить окном по кепстру , подавив за пределами окна все компоненты , соответствующие второму слагемому в выражении (3). Преобразование Фурье, выделенного окном кепстра , позвол ет в частотной области получить функцию, близкую к (lH/S()i , .от которой путем потенцировани  / (антилогарифмировани ) можно перейти к функции, близкой к ) Полученна  таким путем функци  используетс  в качестве образцовой опорной функции - делител  дл  функции 1з(())(Дл  ослаблени  паразитных пульсаций логарифмической частотной функции, вызванных усечением кепстра с окном с разрывами на кра х, кепстр в пределах окна необходимо умножить на весовую функцию, имеющую малый уровень колебаний вне главного лепестка ее преобразовани  Фурье.. При таком методе получени  lS,)r обработка с целью измерени  временнго сдвига t .  вл етс  адаптивной. Здесь амплитудно-частотные искажени , возможны в результате воздействи .среды распространени , автомтически учитываютс  при получении f что уменьшает .искажак дее воздействие среды на оценку множител  il-«-2acnsi« t -o.) , полученную после In the case when the cepstrum of power of an elementary oscillation occupies a band not wider than 2 tr, located within the interval from -1 to t, it can be distinguished by a window by cepstrum, suppressing outside the window all components corresponding to the second term in expression (3). The Fourier transform, selected by the cepstrum window, allows in the frequency domain to obtain a function close to (lH / S () i, from which, by potentiating / (anti-logarithm), you can move to a function close to). The resulting function is used as a model support function - a divider for the function 1z (()) (To attenuate the parasitic pulsations of the logarithmic frequency function caused by truncation of the cepstra with a window with gaps at the edges, the cepstrum within the window must be multiplied by a weight function having a small level outside the main lobe of its Fourier transform. With this method of obtaining lS,) r processing to measure the time shift t. is adaptive. Here, the amplitude-frequency distortion, possible as a result of the influence of the propagation medium, is automatically taken into account in obtaining f, which reduces the effect of the medium on the estimate of the multiplier il - "- 2acnsi" t -o.), Obtained after

делени . Это позвол ет получить более высокую стабильность разрешени  и точности измерени  в реальньк услови х. ,.division. This allows for higher resolution stability and measurement accuracy under real conditions. ,

После делени  IS(|Sia оценку IJto необходимо вычесть среднее значение из частн го . т.е. из оценки функции ( ) После обратного преобразовани  Фурье частного компенсируетс  импульс при и остаютс  только два импульса при , которые разрешаютс  значительно лучше , чем при отсутствии компенсации, так как удалены один от другого .на удвоенную величину исходного сдвига t. Дл  борьбы с вли нием шума полос частот, в которых произво- дитс  обработка, начина   с делени , ограничиваетс  шириной, где крадрат модул  спектральной функции )), наименее искажен шумом. Дл  видеосигналов эта полоса располагаетс  симметрично относительно и выдел етс  частотным окном, в пределах крторого функци , полученна  после вычитани  среднего, умножаетс  на весовую функцию. Усечение пр моугольным окном приводит к по влению боковых лепестков (растеканию) и расширению лепестка импульсов во временной области. Уменьшить пульсации около импульсов можно с помощью взвешивани . После взвешивани  выполн етс  обратное преобразо ание Фурье и затем полученный сигнал используетс  дл  измерени  tAfter dividing the IS (| Sia estimate IJto, the average value must be subtracted from the partial. I.e. from the estimate of the function (). After the inverse Fourier transform of the private pulse is compensated for and only two pulses remain that are much better resolved than in the absence of compensation since they are separated from one another by a double magnitude of the initial shift t. To combat the influence of the noise of the frequency bands in which the processing is performed, starting with the division, it is limited by the width, where the steal is the modulus of the spectral function)), the least distorted mom For video signals, this band is located symmetrically with respect to and allocated by the frequency window, within the second function, obtained after subtracting the average, is multiplied by the weight function. Truncation by a rectangular window leads to the appearance of side lobes (spreading) and expansion of the lobe of impulses in the time domain. Pulsing around pulses can be reduced by weighing. After weighing, the reverse Fourier transform is performed and then the resulting signal is used to measure t

Ограничение обработки, начина  с делени  и далее до обратного преобразовани  Фурье, пределами час- тОтного окна конечной ширины и взвешивани  после вычитани  среднего значени  (из частного), которое также выполн етс  только в пределах окна при идеальных услови х, когда шума нет, приводит к у1 еньшению амплитуды и расширению импульсов после обратного преобразовани  Фурье Однако, если дл  исходного отношени  сигнал/шум правильно подобрать ширину частотного окна, то можно не только увеличить это отношение пос-: ле обработки, но и обеспечить существенное увеличение разрешени  и точности измерени  временного сдвига отражений. Дл  данного элементарного колебани  требуетс  также подбор ширины окна по кепстру.The limitation of processing, starting with division and further to the inverse Fourier transform, the limits of the frequency window of a finite width and weighting after subtracting the average value (from the particular), which also runs only within the window under ideal conditions, when there is no noise, leads to to reduce amplitude and pulse expansion after the inverse Fourier transform. However, if you correctly select the width of the frequency window for the initial signal-to-noise ratio, you can not only increase this ratio after processing, but also provide There is a significant increase in the resolution and accuracy of measuring the time shift of reflections. This elementary oscillation also requires the selection of the window width by the cepstrum.

Устройство {фиг.1) работает следующим образом.The device (figure 1) works as follows.

Весь период обработки одной реализации сигнала делитс  на два этапа . На 1-м э,тапе производитс  оценка ФУНКЦИЙ 13йЗ)1 и 11((Л)И где.О 2д((ыт), «г 0,1,2,...,N-1 Т - пери (Зд дискретизации, а на 2-м этапе выполн етс  деление, вычитание среднего , взвешивание и обратное дискретное преобразование Фурье. Переход от одного этапа к другому обеспечиваетс  автоматически ключом 4 ft блоком 17 управлени  с помощью импульсов 2. . , ., . Непрерывный (аналоговый) сигнал поступает на вход блока 1 АЦП. Здесь он дискретиэируетс  по времени и амплитуде и в цифровой форме о счеты сигнала лоступают на выход блока 1 и далее в первый процессор 2 ВПФ, где записываютс  в  чейки входного регистра. Частота вз ти  отсчетов сигнала определ етс  частотой тактовых импульсов, подаваемых на вход управлени  блока 1 по цепи а из блока 17. Эта частота в соответствии с теоремой Котельникова не менее, чем в 2 раза больше верхней частоты в спектре сигнала . Тактовые импульсы о. поступают также в процессор 2 дл  управлени  записью отсчетов во входной регистр этого блока. Интервал определени  сигнала включает VI отсчетов где N соответствует размерности ДПФ и дл  быстрых алгоритмов вычислени  ДПФ беретс  равньм степени 2. Началом выполнени  БПФ управл ют импуль сы б, которые поступают на второй вход управлени  процессора 2 после окончани  записи во входной регистр этрго блока N -го отсчета. В конце выполнени  БПО отсчеты ДПФ записываютс  в два выходных регистра процессора 2 БПФ - регистр ветцественной части отсчетов ДПФ и регистр мнимой части отсчетов ДПО.Так как дл  действительньк сигдалов отсчеты ДПФ попарно комплексно сопр жёны, т.е. имеют одинаковую величину квад рата модул  дл  f -го и См -Р ) -го отсчетов, где t«1, 2, 3r...,N/2-l, то после выполнени  ВПФ достаточной  вл етс  обработка не более, чем в Ы/2+1 данных. С выходных регистров процессора ВПФ считываетс  пара отсчетов, соответствующа  мнимой и веществен ной част м каждого из N/2+1 комплексных в общем случае, кроме и ,отсчетов ДПФ., котора  посту пает на два входа - вход R« вацественный ) и вход т («мнимый) блока 3 вычислен 1Я квадрата модул  отсчетов ДПФ. Считыванием отсчетов ,из процессора 2 и запуском местной схемы управлени  в блоке 3 управл ют импульсы Ь из блока 17, которые формируютс  в виде пакета . им пульсов, следующего за каждым им- , пульсом (Г, Период следовани  импульсов &. определ етс  временем, необход 1мым дл  считывани  отсчетов из  чеек выходных регистров процесс ра 2, временем .вычислени  квадрата модул рного комплексного отсчета . ДПФ и временем вычислени  натурального логарифма квадрата модул  в блоке 5. Отсчеты квадрата модул  ДПФ с выхода блока 3 черей ключ 4 поступают на вход блока 5 логарифмировани . Дл  запуска схемы местного управлени  вычислительным процессом в блоке 5 подаютс  импульсы с , которые по числу и структуре последовательности Тс1кие же, как импульсы b , но сдвинуты относительно последних на врем  вычислени  квадрата модул  одного комплексного отсчёта ДПФ. С выхода блока 5 отсчет логарифма квадрата модул  поступает во входной регистр первого процессора 6 -ОВПФ и там запоминаетс . Дл  записи этого отсчета во входной регистр служат импульсы которые по структуре последователь ности такие же, как импульсы g , но сдвинуты относительно последних на врем  вычислени  логарифма одного числа в блоке 5. Во входном регистре процессора 6 запись каждого числа производитс  сразу в две  чейки с номерами i и H-f, кроме отсчетов с номерами i О и , которые записываютс  в одну  чейку каждый. Объ сн етс  это четной симметрией функции квадрата модул  ДПФ действительных сигналов относительно . Запуск местной схемы управлени  процессора 6 ОБПФ осуществ .л етс  импульсами ч. . Полученные после ОВПФ отсчеты кепстра мощности записываютс  в.  чейки выходного регистра про- Iieccopa 6. Эти отсчеты считываютс  импульсами К и подаютс  на второй вход.первого умножител  7. Дл  дальнейшей обработки используютс  только те отсчеты кепстра мощности, которые образуют кепстр элементарного колебани  и располагаютс  в области, близкой к нулю оси частот в кепстральной области. Эти отсчеты выдел ютс  окном по кепстру. В пределах окна, шириной М отсчетов, располагаютс  отсчеты с номерами (MS-l)/2 HCN-((W-l) , если MS нечетное число и М3б(;ц-и или с номерами 0 feMS/2 и (Ч-М$У2)4 (N-l), если М четное число и MS4M, Так как кепстр мощности четна  функци  , дл  формировани  окна по кепстру достаточно иметь только половину отсчетов кепстра, попадающих в окно, например, с номерами дл  М$-четного числа. Эта половина отсчетой с помощью умножител  7 умножаетс  на весовую функцию, MS/2+1 отсчетов (MS- четное число) которой хранитс  в  чейках пам ти блока 8. Отсчеты весовой функции- считываютс  из  чеек блока 8 импульсами t и поступак т на первый вход умножител  7. Произведение записьшаетс  в  чейки входного регистра второго процессора 9 БПФ. Запись производитс  с помощью шлпульсов А аналогично процессору 6 сразу в две  чейки входного регистра процессора 9 за исключением  чей ки с номером , куда записываетс  один обсчет произведени . В  чейки входного регистра процессора 9, наход щиес  вне пределов окна по кепстру, дл  которых MS/26ia(N-Msy MS- четное число, записьтаетс  ноль После заполнени   чеек входного регистра процессора 9 .вьшолн етс  БПФ последовательность операций которог определ етс  схемой местного управлени , запускаи ой импульсами JU-B Конце выполнени  БПФ результат запи сьюаетс  в  чейки выходного регист ра процессора 9. После окончани  этой записи начинаетс  считывание п одному отсчету в пределах половины частотного окна. Результат ДПФ в пр цессоре 9 представл ет собой четную дискретную функцию, с точностью дО посто нного слагаемого, -близкую к натуральному логарифму квадрата модул  спектральной функции элементарного колебани . Cpiaдн   часть этой логарифмигческой функ.ции в пределах интервала определени  дл  широкополосных видеосигналов, где модуль спектральной функции мал по величине, сильно искажена шумом. Эта средн  , часть находитс  за. пределами частотного окна и при дальнейших вычислени х не исполкзуетс . Поэтому выходной регистр процессора 9 может иметь,число  чеек пам ти, равное числу отсчетов в пределах половины частотного окна, включа  отсчет при f-О. Если это окно имеет |J4 отсчетов, то в его пределах оказываютс  отсчеты с номерами 0t (M-l)/2 и,(М-1) («-), еслиИ - нечетное число и М4(Н-1) или с номерами Ot:fi M/2 и (Ц-М/2)- 4{й-1), если Н - четное число и Таким образом, учитыва  четную симметрию модул  ДПФ действительных сигналов, следует обрабатьюать далее всего (М+1)/2 отсчетов в случае М нечетного или М/2+1 отсчетов, если М четное число. Далее считаем М четньм числом. I.-.Каждый из отсчетов с O f M/2из выходного регистра процессора 9 счй тываетс  импульсами U и поступает в блок 10 потенцировани . На выходе блока 10 с точностью до посто нного множител  получаютс  от-счеты , близкие к отсчетам квадрата модул  спектральной функции элементарного колебани  13(ш)1Эти отсчеты считываютс  ,импульсами О и поступают на вход делител  блока 11 делени . Период повторени  импульсов о равен периоду импульсов Н , но.импульсы о отстают от импульсов Н на врем  вычислени , антилогарифма в блоке 10. Величина периода импульсов о определ етс  суммой времени считывани  отсчета проце ;сора 9, времени вычислени  в блоке 10, времени делени  в блоке 11 и времени записи в блоке 12 вычитани  среднего. Импульсы о одновременно подаютс  в первый процессор 2 БПФ и в блок 3 вычислени  квадрата модул . Каждым импульсом о из выходных регистров процессора 2 считываетс  пара отсчетов дл  вещественной и мйимой частей спектральной функции сигнала () и поступает в блок 3 дл  вычислени  квадрата модул . При этом в выходных регистрах процессора 2 используютс  только  чейки дл  номеров . Ключ 4 к моменту поступлени  первого импульса пакета о находитс  в таком состо нии, при котором выход блока 3 оказываетс  подключенным к входу делимого блока11 делени . Сосго нием ключа 4 управл ют импульсы г. Предполагаетс  , что выход блока 3 через ключ 4 подключаетс  к входу блока 5 во врем  положительных импульсов г и выход блока 3 подключаетс  к входу делимого блока 11 во врем  отрицательных импульсов 2. . Запуск схемы местно -о управлени  делением в блоке 11 осуществл етс  также импульсами о , Частное с выходаблока 11 поступает на вход блока 12 вычитани  среднего. В блоке 12 производитс  запоминание .отсчетов частного в пределах половины частотного окна, суммирование (накопление) этих отсчетов и 5 соответствии с четностью функции частного определ етс  сумма отсчетов частного дл  всего частотного окна в пределах f от О до М/2 и от. Ы-М/2 до W -1, затем вычисл етс  среднее значение функции частного в пределах окна путем делени  полученной cyNMH на. М и это среднее значение вычитаетс  из запомненных отсчетов частного . Отсчеты частного уже с нулевые средним поступают на выход блока 12. Все указанные операции в блоке 12 выполн ютс  с помощью импульсов п, р , с ,по, с выхода блока 12 отсчеты поступают на первый вход второго умножител  13, на второй вход которого подаютс  отсчеты весовой функции блока 14. Умножителем 13 и считыванием из блока 14 управл ют импульсы Т. С выхода умножител  13 отсчеты прои.зведени  поступают во входной регистр второго процессора 15 ОБПФ. Записью во входной регистр процессора 15 также управл ют импульсы т. В силу четной симметрии всей последовательности отсчетов произведени  относительно . каждый из отсчетов, кроме отсчета дл  0/и f-Vl/2, когда , производитс  сразу в две  чейки с номе1эами f и M-f Дл  M/2 -fi-M/2, т.е. за пределами окна, в  чейки входного I регистра процессора 15 записываютс  нули Началом выполнени  ОБПФ управл ют импульсы Ц , подаваемые из блока 17. -Эти импульсы поступают на второй вход управлени  .процессора 15) после окончани  записи во все Ц  чеек входного регистра отсчетов с выхода умножител  13 и нулевых отсчетов. Результат выполнени  ОВПО, вследствие четности входного массива данных,  вл етс  действительной и также, четной последовательностью отсчетов Эти отсчеты считываютс  из выходного регистра процессора 15с помощью импульсов ф и в цифровом (двоичном) коде. поступают на цифровой выход устройства и на вход иАП 16. С цифрового выхода отсчеты в цифровой форме могут подаватьс  на цифровые устройства измерени  и регистрации относитедьного временного сдвига (толщины сло ), а с аналогового выхода ЦАП 16 аналоговый сигнал может подаватьс  на устройства визуальной индикации и измерени .The entire processing period of one signal implementation is divided into two stages. On the 1st e, tapa, the evaluation of the functions of 13ЗЗ) 1 and 11 ((L) And where.O 2d ((test), "g 0,1,2, ..., N-1 T is peri (Sampling , and the 2nd stage performs division, subtraction of the average, weighting, and the inverse discrete Fourier transform. The transition from one stage to another is automatically provided with a 4 ft key by the control unit 17 using pulses 2..,.,. Continuous (analog) signal is fed to the input of the ADC block 1. Here it is discretized by time and amplitude and numerically the signal bills go to the output of block 1 and then to the first processor 2 of the VPF, where The sampling frequency of the signal is determined by the frequency of the clock pulses fed to the control input of unit 1 along circuit a from block 17. This frequency is, according to Kotelnikov's theorem, not less than 2 times the upper frequency in the signal spectrum Clock pulses are also received by processor 2 to control the writing of samples to the input register of this block. The signal detection interval includes VI samples where N corresponds to the DFT dimension and for fast algorithms for calculating the DFT is taken m degree 2. Beginning performing FFT control the momentum sy b, which arrive on the second control input of the processor 2, after completion of recording in the input register unit etrgo N-th frame. At the end of the BPO, the DFT counts are recorded in two output registers of the FFT processor 2 — the internal part register of the DFT counts and the imaginary part register of the DPO counts. As for the real sigdals, the DFT counts are pairwise complex, i.e. have the same magnitude of the square of the module for the f-th and Cm-P) -th samples, where t "1, 2, 3r ..., N / 2-l, then after performing the VPF, the processing is not more than S / 2 + 1 data. From the output registers of the APF processor, a pair of samples is read, corresponding to the imaginary and real parts of each of the N / 2 + 1 complex ones, in general, except for and DFT counts, which are sent to two inputs - input R "natural”) and enter (“Imaginary) of block 3 is calculated by the 1st nd square of the DFT sample module. The reading of samples from processor 2 and the launch of the local control circuit in block 3 are controlled by pulses b from block 17, which are formed as a packet. pulses following each pulse, (G, Pulse Trace Period &.determined by the time required by 1m to read the counts from the output registers, Process 2, time. Calculate the square of the modular complex. Count the DFT and time to calculate the natural the logarithm of the module square in block 5. The samples of the square of the DFT module from the output of block 3 through the key 4 are fed to the input of block 5 logarithmization. To start the local control circuit of the computational process in block 5, pulses are sent that ura of the sequence Tc1 are the same as the pulses b, but are shifted relative to the latter by the calculation time of the square of the module of one complex DFT sample. From the output of block 5, the log of the square of the module enters the input register of the first processor 6-VFF and is stored there. the register is served by pulses that are the same in sequence structure as pulses g, but shifted relative to the latter by the calculation time of the logarithm of one number in block 5. In the input register of processor 6, the record is each of the number is performed once in two cells with indices i and H-f, except samples numbered i and O, which are recorded in one cell each. This is explained by the even symmetry of the function of the square of the DFT modulus of the actual signals relative to. The start of the local control circuit of processor 6 OBPF is carried out by pulses of hours. Capsule power readings obtained after OVPP are recorded in. The output register registers are Iieccopa 6. These samples are read by pulses K and are fed to the second input of the first multiplier 7. For further processing, only those samples of the cepstrum power are used that form the cepstrum of the elementary oscillation and are located in the region close to zero of the frequency axis in the cepstrum areas. These readings are separated by a cepstru window. Within the window, width M of samples, there are counts with numbers (MS-l) / 2 HCN - ((Wl), if MS is an odd number and M3b (; c-i or with numbers 0 feMS / 2 and (CH-M $ Y2) 4 (Nl), if M is an even number and MS4M, Since the power cepstrum is an even function, to form a window by a cepstrum, it is enough to have only half of the kepstra counts that fall into the window, for example, with numbers for the M $ -odic number. by counting by multiplier 7 is multiplied by the weight function, MS / 2 + 1 samples (MS is an even number) which is stored in the memory cells of block 8. The samples of the weight function are read from the cells of the block 8 are pulses t and arrive at the first input of the multiplier 7. The product is written into the cells of the input register of the second processor 9. FFT is written using shlpulsov A similarly to processor 6 at once to two cells of the input register of processor 9 except for those with the number One calculation is recorded. In the cells of the input register of the processor 9, which are outside the limits of the window by the cepres, for which MS / 26ia (N-Msy MS is an even number, zero is written) After filling the cells of the input register of the processor 9. FFT kotorog sequence of operations determined by the local control circuit, starts the second pulse JU-B The end result of performing FFT syuaets Re cording to the wells of the output registers of the processor ra 9. After completion of this recording starts reading one sample n within a half of the frequency window. The result of the DFT in processor 9 is an even discrete function, with an accuracy of the constant term, close to the natural logarithm of the square of the modulus of the spectral function of an elementary waveform. The base part of this logarithmic function within the definition interval for wideband video signals, where the modulus of the spectral function is small, is strongly distorted by noise. This average part is for. outside the frequency window and is not used for further calculations. Therefore, the output register of processor 9 can have the number of memory cells equal to the number of samples within half of the frequency window, including the count at f-O. If this window has | J4 samples, then within its limits there are samples with numbers 0t (Ml) / 2 and, (M-1) ("-), if AND is an odd number and M4 (H-1) or with numbers Ot: fi M / 2 and (TS-M / 2) - 4 (y-1), if H is an even number and Thus, taking into account the even symmetry of the DFT module of real signals, then (M + 1) / 2 counts in if M is odd or M / 2 + 1 samples, if M is an even number. Next, we consider M to be the fourth number. I .-. Each of the samples with O f M / 2 of the output register of the processor 9 is counted by pulses U and enters the potentiation unit 10. The output of block 10 with an accuracy of a constant multiplier is obtained from counts close to the samples of the square of the modulus of the spectral function of the elementary oscillation 13 (W) 1 These samples are read, pulses O, and fed to the input of the divider of the division block 11. The pulse repetition period is equal to the pulse period H, but the pulses are lagging behind the pulses H at the computation time, the antilog is in block 10. The magnitude of the impulse period r is determined by the sum of the reading time of the process; cp 9, the computing time at block 10, the division time in block 11 and the recording time in block 12 subtraction average. The pulses are simultaneously applied to the first processor 2 of the FFT and to the block 3 of calculating the square of the module. Each pulse o from the output registers of processor 2 is read a pair of samples for the real and imaginary parts of the spectral function of the signal () and goes to block 3 to calculate the square of the module. In this case, in the output registers of processor 2, only number cells are used. The key 4 by the time the first pulse of the packet o is received is in such a state that the output of block 3 is connected to the input of the divisible division block 11. The coil of key 4 controls the pulses of g. It is assumed that the output of block 3 via key 4 is connected to the input of block 5 during positive pulses r and the output of block 3 is connected to the input of divisible block 11 during negative pulses 2.. The start of the scheme of local-division control in block 11 is also carried out by pulses o. The quotient from the output unit 11 is fed to the input of the average subtraction unit 12. In block 12, the quotas of the quotient within the half of the frequency window are memorized, the summation (accumulation) of these samples, and 5 according to the parity of the quotient function, the sum of quotients of the quotient for the entire frequency window within f from O to M / 2 and from is determined. Y-M / 2 to W -1, then calculates the average value of the quotient function within the window by dividing the cyNMH obtained by. M and this average value is subtracted from the memorized counts of the quotient. The counts of the quotient, already with zero mean, arrive at the output of block 12. All indicated operations in block 12 are performed using pulses n, p, c, to, from the output of block 12, the counts are fed to the first input of the second multiplier 13, to the second input of which samples are fed the weight function of the block 14. The multiplier 13 and the readout from block 14 are controlled by pulses T. From the output of the multiplier 13, the production counts go to the input register of the second IFFT processor 15. The write to the input register of the processor 15 is also controlled by the pulses m. Due to the even symmetry of the entire sequence of product counts relative to. each of the samples, except for the reference for 0 / and f-Vl / 2, when, is produced in two cells at once with numbers of f and M-f for M / 2 -fi-M / 2, i.e. outside the window, the zeros of the input I register of the processor 15 are written. The beginning of the execution of the IFFT is controlled by pulses C, supplied from block 17.-These pulses go to the second control input of the processor 15) after the end of the recording in all C cells of the input register of counts from the output multiplier 13 and zero samples. The result of the execution of the OVPO, due to the parity of the input data array, is real and also, an even sequence of samples. These samples are read from the output register of the processor 15 using pulses Φ and in a digital (binary) code. arrive at the digital output of the device and at the input of the IAP 16. From the digital output, digital readings can be fed to digital devices for measuring and recording the relative temporal shift (layer thickness), and from the analog output of the DAC 16 the analog signal can be fed to visual display devices .

Пример выполнени  блока 12 содержит накапливающий сумматор 18, регистр 19 сдвига, делитель 20, блок 21 ОЗУ и вычитатель 22.An example of the execution of block 12 contains accumulative adder 18, shift register 19, divider 20, block 21 of RAM and subtractor 22.

Елок 12 работает следуидим образом . .Elok 12 works in the following way. .

Отсчеты частного с выхода блока 11 поступают на вход записи блока 2 ОЗУ и запоминаютс  и его  чейках в соответствии с номерами до fpM/2. Одновременно каждый отсчет „ частного записываетс  в регистр 19 сдвига, сдвигаетс  на один ра р д и переписываетс  в сумматор 18, где суммируетс  с предыдущими отсчетами . После поступлени  последнегоThe counts of the quotient from the output of block 11 are fed to the entry of the record of block 2 of RAM and are remembered by its cells in accordance with the numbers up to fpM / 2. At the same time, each count of the private is written to the shift register 19, shifted by one row and rewritten into the adder 18, where it is summed up with the previous readings. After the last arrival

--

отсчета, имеющего номер , накопленна  в сумматоре 18 сумма считы ваетс  и поступает в делитель 20 на вход делимого этого блока. На вход делител  этого же блока подаетс  код числа М (импульсы с.) изA count having a number accumulated in the accumulator 18 is read and goes to divider 20 at the input of the dividend of this block. The code for the number M (pulses from) from

блока 17 управлени . Частное, представл ющее собой среднее значение последовательности отсчетов на вькоде блока 11 в пределах частот0 ного окна запоминаетс  в выходном регистре делител  20. После выполнени  делени  производитс  считывание отсчётов, записанных в  чейки блока 21 ОЗУ. Одновременно счи5 тываетс  код среднего значени  с выходного регистра делител  20.Оба кода подаютс  в блок 22 вычитател  и из первого числа вычитаетс  второе. Код среднего значени  в выходном control block 17. The quotient, which is the average value of the sequence of samples on the code of block 11 within the frequency window, is stored in the output register of the divider 20. After the division is completed, the samples recorded in the cells of the RAM unit 21 are read. At the same time, an average value code is read from the output register of the divider 20. Both of the code are fed into the subtractor unit 22 and the second is subtracted from the first number. Output Average Code

0 регистре.делител  20 после считывани  не стираетс . Двоичный код разности с выхода блока 22 поступает -. на вход умножител  13. . Блок 3 работает следующим образом.0 register delimiter 20 is not erased after reading. The binary difference code from the output of block 22 enters -. at the input of the multiplier 13.. Block 3 works as follows.

5 Пример ввдолнени  блока 3 вычислени  квадрата модул  ДПФ включает умножители 23 и 24 и сумматор 25. На оба входа каждого множител  по-, даетс  код одного и того же числа,5 An example of an implementation of block 3 for calculating the square of the DFT module includes multipliers 23 and 24 and an adder 25. At both inputs of each multiplier, the code of the same number is given,

0 поэтому на выходе получаетс  код0 so the output is a code

квадрата этого числа.Отсчеты с выходных регистров вещественной () и мнимой У частей спектральной функции первого процессора 2 БПФsquares of this number. Calculations from the output registers real () and imaginary At the parts of the spectral function of the first processor 2 FFT

5 поступают одновременно на входы (в и 2п блока 3. После умножени  . выполн етс  сложение квадратов отсчетов в сумматоре 25. Код суммы квадратов отсчетов подаетс  на выход блока 3 и далее на вход ключа 4. Блок 3 управ.л етс  импульсами Ь и о ,5 are fed simultaneously to the inputs (in and 2p of block 3. After multiplying, the squares of counts in the adder 25 are added. The code of the sum of squares of counts is fed to the output of block 3 and then to the input of key 4. Block 3 is controlled by pulses b and o ,

В предлагаемом устройстве дл  измерени  относительной задержки С импу.льсных сигналов выполн етс  адаптивна  обратна  фильтраци  аддитивных сигналов в присутствии шумов, использование которой позвол ет получить большие разрешение и точностьIn the proposed device for measuring the relative delay C of impulse signals, adaptive back filtration of additive signals in the presence of noise is performed, the use of which allows to obtain high resolution and accuracy

измерени  относительной задержки импульсных сигналов после обработки .measuring the relative delay of the pulse signals after processing.

Bx.Re.Bx.Re.

Bx.Im, 111-in II nilBx.Im, 111-in II nil

фиг .... .)/ f iiiii uniFIG ....) / f iiiii uni

Claims (1)

УСТРОЙСТВО ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ОТНОСИТЕЛЬНОЙ ЗАДЕРЖКИ ИМПУЛЬСНе’Х СИГНАЛОВ, содержащее аналого-цифровой преобразователь, выход которого подключен к входу первого процессора быстрого преобразования Фурье, '’вещественный* и мнимый* выходы которого подключены к входам блока вычисления квадрата модуля дискретного преобразования Фурье,ключ, блок вычитания среднего, первый постоянный запоминающий блок, блок потенцирования, первый процессор обратного быстрого преобразования Фурье, блок логарифмирования, цифроаналоговый преобразователь и блок управления, отличающееся тем, что, с целью повышения разрешающей способности и точности измерения относительной задержки импульсных сигналов, в него введены блок деления, первый и второй умножители, второй постоянный запоминающий блок, вто рой процессор быстрого преобразова-~ ния Фурье, второй процессор обратного быстрого преобразования Фурье, причем к входу делимого блока деления подключен первый выход ключа, к входу, делителя подключен выход блока потенцирования и выход частного подключен к входу блока вычита ния среднего, вход ключа подключен к выходу блока вычисления квадрата модуля дискретного преобразования Фурье, а второй выход - к входу блока логарифмирования, выход/первого процессора обратного быстрого преобразования Фурье подключен к первому входу первого умножителя, выход первого умножителя подключен к входу второго процессора быстрого преобразования Фурье, а второй вход - к выходу первого постоянного запоминающего блока, -первый вход второго умножителя подключен к выходу блока вычитания среднего, второй - к выходу второго постоянного запоминающего блока, а выход - к входу второго процессора обратного быстрого преобразования Фурье, выходом соединенного с входом цифроаналогового преобразователя, при этом выход второго процессора быстрого преобразования Фурье соединен с входом блока потенцирования, выход блока логарифмирования соединен с входом первого процессора обратного преобразовав· ния Фурье, а выходы блока управления соединены с входами синхронизации и управления блоков устройства.DEVICE FOR MEASURING THE RELATIVE DELAY OF PULSE'S SIGNALS, containing an analog-to-digital converter whose output is connected to the input of the first fast Fourier transform processor, the real * and imaginary * outputs of which are connected to the inputs of the square block of the discrete Fourier transform module, key, block subtracting the average, the first read-only memory unit, the potentiation unit, the first inverse fast Fourier transform processor, the logarithm unit, the digital-to-analog converter, and the block control, characterized in that, in order to increase the resolution and accuracy of measuring the relative delay of the pulse signals, a division block, a first and a second multiplier, a second read-only memory block, a second fast Fourier transform processor, and a second fast reverse processor are introduced into it Fourier transform, moreover, the first output of the key is connected to the input of the divisible division unit, the output of the potentiation unit is connected to the input of the divider, and the private output is connected to the input of the average subtraction unit, the key input connected to the output of the square block of the discrete Fourier transform module, and the second output to the input of the logarithm unit, the output / of the first inverse fast Fourier processor is connected to the first input of the first multiplier, the output of the first multiplier is connected to the input of the second fast Fourier processor, and the second input - to the output of the first permanent storage unit, the first input of the second multiplier is connected to the output of the subtraction unit of the average, the second to the output of the second permanent storage unit and the output goes to the input of the second inverse fast Fourier transform processor, the output is connected to the input of a digital-to-analog converter, while the output of the second fast Fourier transform processor is connected to the input of the potentiation unit, the output of the logarithm unit is connected to the input of the first inverse Fourier processor, and the outputs the control unit is connected to the synchronization inputs and control units of the device.