SE506642C2 - Förbättringar av, eller med avseende på, multibärvågssystem - Google Patents

Description

506 642 lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, såsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras.

Un VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL måste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter 10 (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.

Fyra linjekoder har föreslagits för VDSL: 20 25 30 CAP; ”Bärvågslös” (carrierless) AM/PM, en version av QAM med undertryckt bärvàg, för passiva NT- konfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- ströms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvàgs- system som använder diskret Fourir-transfor- mering (Discrete Fourier Transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvágor, för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms multiplexering (ehuru DMT inte utesluter en strategi med TDMA-multiplexering); DWMT; Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone), ett multibärvágssystem som använder "Wavelet-omvandlingar" (Wawelet transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvàgor; DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och Un l0 25 30 642 - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM är möjlig.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- fràn uppströms kanaler, och båda dessa fràn POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare generationer av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthàllas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- (splittersš. Normal användning skulle specifikationen vänder emellertid pá denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.

Ett annat moduleringssystem som kan användas med VDSL är nQAM.

I vissa typer av transmissionssystem som använder nQAM kan det vara önskvärt att använda en styrkanal överlagrad pà en nQAM-datakanal. Under sådana omständigheter är det mycket önskvärt att kunna skilja styrkanaldata från användardata utan att använda ett protokollskikt på högre nivå. För applikationer i multibärvàgssystem med variabel bitladdning är det speciellt önskvärt att styrkanaldatan separeras frán användardata när värdet på n, dvs bitladdningen, eller konstellationsidentifieraren, är okänd. 506 642 UI 25 30 Ett syfte med den föreliggande uppfinningen är sålunda att tillhandahålla ett telekommunikationstransmissions- system som använder nQAM-datamodulering i vilket en styrkanal kan överlagras på en användardatakanal på ett sätt som tillåter separering av styrkanalen från datakanalen utan användning av ett högnivàprotokollskikt när QAM-konstellationsidentifieraren, n, är okänd.

Enligt en första aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles en metod att sända binär data med användning av nQAM-modulering på en bärvág, kännetecknad av att nämnda binära data omfattar både användardata och styrdata, så att en styrkanal överlagras på en användardatakanal inom samma nQAM-konstellation, och av att separering av nämnda styrkanaldata möjliggöres genom att ordna så att styrdatapunkter har antingen unika fasvärden eller unika amplitudvärden som ej används för användardatapunkter.

Nämnda styrdata kan ha unika fasvärden som ej används för användardatapunkter.

Nämnda unika fasvärden kan falla huvudsakligen på gränserna mellan kvadranterna i en nQAM-konstellation, och nämnda användardatapunkter har fasvärden som faller inom kvadranter i nQAM-konstellationen.

Nämnda nQAM-konstellation kan delas upp så att (logzn - 1) bit finns tillgängliga för användardata, och 2 bit finns tillgängliga för styrdata.

Styrdatapunkter kan utgöra en 4QAM.

Nämnda styrdatapunkter kan identifieras unikt oavsett värdet på n. k) U» p) KJ| 506 642 Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahàlles ett datatransmissionssystem i vilket binär data sänds med användning av nQAM-modulering på en bärvàg, kännetecknat av att nämnda binära data omfattar både användardata och styrdata, så att en styrkanal överlagras på en användardatakanal inom samma nQAM-konstellation, och av att separering av nämnda styrdata möjliggöres genom att ordna så att styrdatapunkter har antingen unika fas- eller unika amplitudvärden som ej används för användardatapunkter.

Nämnda datatransmissionsystem kan vara ett DMT- transmissionssystem.

Nämnda datatransmissionsystem kan vara ett DMT-baserat VDSL-system.

Nämnda daïatransmissionsystem kan inkludera åtminstone tvà transceivrar som var och en inkluderar en sändare och en mOCtagâre .

Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahållas en mottagare för användning i ett datatransmissionssystem, såsom beskrivits ovan, kännetecknad av att nämnda mottagare har anordning för avkodning av en nQAM-modulerad bärvág som har en styrkanal och en användardatakanal modulerad därpå, och anordning för att separera nämnda styrkanal fràn nämnda användardatakanal utan att tillgripa ett högre protokollskikt.

Enligt en fjärde aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahälles en sändare för användning i ett datatransmissionssystem såsom beskrivits ovan, där nämnda sändare har anordning för at: modulera data pä en bärvàg som en nQAM-konstellation, nämnda data omfattar 506 10 30 642 styrdata och användardata, nämnda styrdata är modulerad på nämnda bärvág som en mQAM-konstellation, där m > n, och nämnda mQAM-konstellation omfattar ett set av konstellationspunkter med unika fas- eller amplitudvärden, vilka unika värden ej används för moduleringen av användardata. m kan vara lika med 4.

Nämnda mQAM-konstellation kan omfatta ett set av konstellationspunkter med unika fasvärden, vilka värden ej används som konstellationspunkter för användardata. n kan vara lika med 6.

Enligt en femte aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles en transceiver kännetecknad av att nämnda transceiver inkluderar en mottagare såsom beskrivits ovan.

Utförandeformer av uppfinningen kommer nu att beskrivas, med hjälp av exempel, med hänvisningar till de medföljande figurerna, där: Figur l visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system.

Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.

Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvàgssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvàgssystemmodem som 20 IQ (J: 30 (fl f: m f» .ß :o visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering.

Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används i det multitonbärvàgssystem som här beskrivs.

Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhàllandet (SNR-ratio) för frekvens i det multitonbärvágssystem som här beskrivs.

Figur li visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur LL visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelaïorn i Figur 12.

Figur 14 visar, i schematisk form, en korrela:ionspositionsdetektor som används för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4. 506 Un 20 642 Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cykliskt prefix.

Figur 18 visar, i schematisk form, ett ”beslutsinriktat” (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6.

Figur 20 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i de: multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 21 visar, i schematisk form, en översikt av systemstyrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt på vilket tvá av de multitonbärvágssystemmodem, som visas i Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvàgstransmissionssystem.

Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 24 visar BSI-längd.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- Un (Jl 20 Ix) U: 30 506 642 avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 26 visar SUS-mönstret för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvågssystem som visas i Figur 4.

Figur 28 visar, i schematisk form, ”wake-up"- signalering för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figurerna 29 till 31 visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgränssnitt för en VDSL modemapplikation.

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.

ADC: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) AIS: ”Alarm In Signal” ASIC: Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) BPSK: Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) BSI: Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI-D: BSI för nedlänkförbindelse (ESI for downlink connection) 506 642 UI 10 IQ UI BSI-U: CCH: CMl : CM2: CM3: CP: DAC: DAS: DFI: DF2: DF3: DMT: DWMT: EMC: FEC: FEXT: 10 BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) Styrkanal (Control channel) Bärvágstyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärvàg (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Bärvågstyp (mode) 2, (bort)maskad eller urstándsatt bärvåg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bärvàgstyp (mode) 3, bärvàg ordnad för nollbitsladdning, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cykliskt prefix (Cyclic Prefix) Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) Dataram, slumpmässig (random) data parallell CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) helt bitladdad en CCH fully bit loaded one CCH) Dataram, (Data frame, Diskret multiton (Discrete Multi Tone) Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) Felkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) UI W ß 30 FFT: FTTN: Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: 5Û6 642 ll ”Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VME-based) Tre + två, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Två chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) Omvänd ”Fast Fourir”-transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Lágpass (Low Pass) Nät(verks)terminering (Network Termination) Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) 506 642 V: 20 POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUSl: SUS2: TA: TDMA: UTP: VCXO: VDSL: 12 Konventionell, ”gammal” telefonitjänst (Plain Old Telephony Service) "Quadrature Amplitude Modulation” Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Set Top Box Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) SF och DF1 ramsekvens (SF and DFl frame sequence) SF och DF2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) ”Time Advance” Multipelaccess med tidsdelning (Time Division Multiple Access) Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) Spànningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvágssystem för det installerade kopparnätet).

MUSIC år avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation på W B N fi R 506 642 13 kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster.

MUSIC-systemet som beskrivs i denna (SE 9603195-O) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-l, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603196-8, SE 9603197-6 och SE 9603198-4, erbjuder en kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, som ger 26:2 eller l3:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel (<1300 meter) för användning i befintliga, lokala telefoninät.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det nätverkskoncept som är känt som Fiber till Noden (Fibre To The Node = FTTN), som använder optisk fiber, som var och en betjänar många användare, fram till ett kopplingsskàp i närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för överföring av en signal med hög bithastighet (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med låg bithastighet (2 Mbit/s) uppströms, fràn abonnenten.

Figur 1 visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en multimedia~applikation, t.ex. video-on-demand, är länkad till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög datahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms.

I MUSIC-systemet som beskrivs här, stöds två bestämda bithastigheter (13 2 och 26:2 Mbit/s), där den lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som en 506 642 Un 20 k) Un l4 extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt långa, kopparkablar.

För nätverkstermineringen (NT) består anslutningen ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av av ett set av standardiserade gränssnitt, såsom POTS, (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som filtreras ut passivt, så att den är oberoende av (NU) terminerar i det fasta modemstatus. Nätverksenheten nätet.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet till framtida funktionella uppgraderingar. Av detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full funktionalitet så att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.

MUSIC-systemet är ett DMT-baserat, multibärvàgs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvàgor. Detta visas i Figur 2, som visar två transceivrar vilka var och en har en mottagare, Rx, och en sändare, Tx, ansluten till ett tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de två transceivrarna med användning av en mångfald (plurality) av bärvàgor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitén är extremt dålig. Antalet bit som överförs av var och en av bärvágorna kan också variera, beroende på kanalkvalité.

En multibärvàgsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar på tvinnad parkabel på ett effektivt sätt. I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden pà 10 MHz upp på 1024 bärvågor med en bredd på vardera 9,77 kHz. Den tilldelade överföringseffekten för de individuella bärvågorna beror på störningseffekten och överföringsförlusterna på vart och 506 642 3.5 ett av banden. Varje bärvàg förmedlar multinivåpulser (multilevel pulses) som kan representera upp till 12 bit data (4096 QAM). Den individuella bärvàgens signal/brusförhállande (SNR) beräknas pä mottagarsidan. Om en bärvàg har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit på denna bärvåg. För bärvàgor med lägre SNR-värden placeras färre bit på bärvágen. Bärvàgor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid mottagning (forward error correction) och datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är mycket högre än uppströmshastigheten. Två bestämda nedströmshastigheter (26/13 Mbit/s) stöds av systemet; den valda hastigheten beror på den aktuella kabellängden ( m) och/eller kvalitén pà kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s. Olika frekvensband kan användas i MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen från uppströmskanalen och bàda fràn POTS, se Figur 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.

TDMA och/eller en metod där varannan bärvág dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hàrdvarublocken är ADC och DAC, synkronisering, fourir transformeringsbehandling, kanalvärdeberäkning/utjämning, symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med interfoliering (interleaving), nätgränssnitt och systemövervakare.

Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: 506 642 UI 20 16 - den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI.

Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. Pâ mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett làgpassfilter, LP, en programmerbar förstärkningsdämpare, PGA, spänningsstyrd kristalloscillator, till en analog- till digital(A/D)-omvandlare. En VCXO, används för att driva analog- till digital-omvandlaren. Pà sändarsidan är hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett làgpassfilter.

Den digitala mottagarenheten inkluderar en ”fast Fourir”-transformerings- och omskalningsenhet FFT, synkroniseringsenhet och en kanalestimator. Kanalestimatorn (rescaling unit), ansluten, som visas i Figur 4, till en är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en ”avinterfolierings”- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhet och därifrån till ett nätapplikationsgränssnitt.

Den digitala sändarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) "fast Fourir” transformerings- och skalningsenhet, IFFT, via en kodnings- och interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.

Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funktionsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgränssnitt, så som visas i Figur 4.

IO 20 IQ Un 506 642 17 Nät(verks)gränssnittet ansluter den högre protokollnivàn till modemets skikt ett-funktionalitet.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- ramar” (dummy frames) om så erfordras.

Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleaved). Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhålles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna specifikation).

Symbolmappningsblocket tar emot ingàngsdata som en heltalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellationen beroende pà det aktuella bitladdningsvärdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.

En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFFT-blocket. Detta fär systemet att skala uteffektsniván pà varje bärvàg. IFFT-blocket utför sedan en FFT på ingángsdatan, som modulerar varje bärvàg. Som ett slutligt reell 2048 punkters inverterad (inverse) steg utförs en address "wrap around” pà utgángsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet (CP).

Den modulerade signalen går till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång (minimum true dynamic range) pà 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan pà 20 MHz. För att bli av med Nyquist ”ghosts", LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balansera: gränssnitt mot kopparkabeln.

En översikt över MUSIC-sändarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren. 506 642 (Jo I0 20 30 18 I mottagaränden separerar splitter/hybrid- transceivern de frekvenser som används av POTS, från O till 4 kHz, frán de frekvenser som används av systemet. Det extraherar också den làgnivàiga mottagningssignalen från den kombinerade högnivàiga sändningssignalen och den lågnivàiga mottagningssignalen.

För att reducera Nyquisteffekter på signalen làgpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA:n (Programmable Gain Amplifier).

PGA:n är nödvändig för att fà det bästa utnyttjandet I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB. av det dynamiska omfånget i ADC n.

Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT~blocket emot datan.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av FFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO:n.

I början återtar (retrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen ”VCXO feed back (20 MHz). (frame timing estimate) och överförs till controller”. VCXO:n genererar samplingsklockan En samplingsklocka som endast styrs av "frame time estimate” är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.

Därför används, efter lásningssekvensen, en dedicerad pilotbärvàg för att uppnå en hög synkroniseringsprecision pà samplingsklockan.

En BSI-signal extraheras också från pilotbärvägen.

BSI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm UI 20 h) Vi 506 642 19 som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.

En 2048 punkters verklig FFT utförs på ingängsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning (rescaling), som baseras pá energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.

Kanalvärdeberäkningen och -utjämningen utförs på utmatningsdatan frán FFT-blocket. Alla dataramar används för att värdeberäkna (estimate) kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en bitladdningsvektor som bestämmer antalet bit som skall sändas på var och en av bärvägorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH).

I sym:oldetekteringsblocket utförs en ”avmappning” (demapping) för varje bärvág enligt bitladdningsmallen (bit-loading mask). (de- interleaving} och ”felkorrigering vid mottagning” (FBC, Efter avmappning utförs "avinterfoliering” Forward Error Correction) pà den detekterade bitströmmen.

Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy frames) tas bort i detta block.

I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns SC). en generell (general purpose) processor som har gränssnitt styrenheten för systemet (System Controller, SC:n är mot och styr de olika underblocken med användning av en lokal PCI-buss. I den version av MUSIC som beskrivs här, är styrenheten CPU programmerbar. En extern port tillhandahälles, genom ett JTAG-gränssnitt pà moderkortet (on-board), för att underlätta programmering.

Huvuduppgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra 506 642 20 fx) UI 20 bitladdnings- och energiladdningsberäkningar_ Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad (CCH). förändringar i bit/energi-laddning och annan styrkanal Denna kanal överför data avseende systemsignalering.

För at: erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvändning, mäste de digitala delarna av systemet vara baserade på åtminstone två ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignändamál.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips innehåller ramsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, symboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocket och nätgränssnittblocket kan implementeras pá ett tredje, respektive fjärde, chips.

Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell 1 till 3 bifogade härtill.

VDSL-system arbetar i spektrumet frán 0 till 40 MHz.

I de:ta band upptar MUSIC-systemet, lägre 10 MHz, finns i detta spektrum, som beskrivs här, de se Figur 6. Ett antal traditionella band inklusive POTS och vissa radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvágor över 10 MHz, har varje bärvág en bandbredd pá 9,77 kHz, där de tvâ första bärvágorna är allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista bärvágen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten.

Andra bärvàgcr (pá radioband) kan behöva annulleras. Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning på det balanserade kopparparet.

Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning. 506 642 21 Det finns två sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- och ISDN-systemen existera under (below) MUSIC- frekvensbanden. Detta kan uppnås med användning av en liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandahållas oberoende av konfiguration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning av 1024 bärvågor över 10 MHz ger varje bärvåg en bandbredd på 9,77 kHz. ISDN-spektrumet kräver allokeringen (150- 4)/9,77 = 5, av dessa bärvågor. Beroende på kanalkarakteristiken måste dessa fem bärvågor väljas att ha det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*100=500 kbit/s bandbredd.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 500 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.

Resultatet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda på en telekommunikationsoperatörs nät, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 200-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen på högre frekvenser den maximala bithastigheten.

För kablar pà omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en 1 km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.

En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar den använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen måste kanske också uteslutas.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: 506 642 10 20 22 - maximal varaktighet 250 ps - medianintervall 67 ms - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz - bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är belägen på NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).

Samplingsklockans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter” pà mindre än 0,5 ns.

Samplingsklockan pà NT-sidan är faslàst till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation) i ett första skede, och använder sedan pilotbärvågen för att producera en finjustering av läsningen. Lásningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digital/analog-omvandlare_ Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision på 1/100 sampel, med ett "phase jitter” pà mindre än 0,5 ns.

Ramklockan är 1/(2048 + 128) styr starten av mottagning och sändning av ramarna. av samplingsklockan och Ramklockan, som används bàde för sändning och mottagning, avviker i fas på både NU- och NT-sidan.

Ramklockan för sändning pà NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Mottagningsramklockan pà NT-sidan erhålles från hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

Un k) Un 23 Ramklockan för sändning pà NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart pá NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) på kopparledaren. Detta mäste göras för att upprätthålla ortogonalitezen, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både pá upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning pà NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Ramklcckan för mottagning på NU-sidan fördröjs ett antal sampelklockcykler (TA) i förhållande till ramklockan för sändning, efter det att TA-beräkning (calculation) utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i uppstartningssekvensen bestäms av hárdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvàrdeberäkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.

Ramklockan för mottagning pà NU-sidan styr starten av ramsamplingsçeriod, se Figur 7.

BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande sidan. Parametrarna kan, till exempel, vara bitladdning, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, på båda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up).

BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande till BSI-klockan i nedlänken.

En kor: pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens pà pilotkanalen används för BSI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan. 506 64-2 24 Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast pà den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA= 128 samplingar = 6,4 ps utbredningsfördröjning. Detta motsvarar 1280 meter (om utbredningsfördröjning är 5 ns/m).

Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonledningen. Det finns också anslutningar till Tl- chipset och systemcontrollern för styrändamäl.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten till en hybridtransformator som också är länkad till POTS. På mottagningssidan av hybriden går den inkommande signalen via ett làgpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till Cl-chipset. Pà sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och gär därifrån via ett làgpassfilter LP till hybridtransíormatorn. En spänningsstyrd kristalloscillator, som driver báde ADC och DAC, synkroniseringsblock. är ansluten till T1-chipsets En OFDM-ram är en summa av sinusformade bärvàgor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplanet (frequency domain) med ett minimum av separationsavstànd mellan bàrvágor. Antagandet att UI 506 642 25 symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande till varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra till att skapa pulser med mycket höga toppnivåer.

Emellertid måste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna så att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsnivåer i DAC:n för att hantera genomsnittliga (average) signaler. Även om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivå i sändaren, finns det begränsningar på mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna på mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Vara. .

En kor: kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en lång kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opåverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stor: dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpningar ej kräver ett stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det område som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) från sändaren för att bygga upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det område som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9. 506 642 26 Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom att omsorgsfullt ställa in signalnivân vid mottagaren ADC i beroende av kabellängden.

Linjedelaren(splitter)/hybriden har tvà (Ju huvuduppgifter, nämligen att: - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen från att uppträda vid mottagaren på samma enhet 10 genom balansering av kabeln.

Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan. 15 Avsikten med làgpassfiltret pà ingángssignalen är att minska ”alias”-effekter (aliasing effects) pá interferens ovanför det använda frekvensområdet.

Làgpassfiltret på utgängssidan reducerar utsänd effekt pà "stoppbandet”. Dessa filter kan utgöra delar av 20 uppdelnings-/hybridmodulen.

Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är ”Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhâllande på ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon med likvärdig prestanda, används. 25 För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används.

FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av tvâ reella sekvenser pà samma gång. 30 Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hárdvarurealiseringen baseras pä en radix-32-kärna 10 20 m o m m .m m 27 som beräknar resultatet i tre ”fövandlingar" (passes), se Figur 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhàllandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: sNR=22"'°'”'1 där b = antal bit, ”förvandlingar”). och v = 11 (antal effektiva radix-2 Lösningen för b ger 17 bit upplösning (baserat på ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet.

VCXO n genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras på data från synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen måste vara mycket stabil och faslàst (phase locked) till NU-referensklockan för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler.

För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC:n.

Dämpningsnivån är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för ”framflyttning av synkronisering” (timing advance) genom systemcontrollern.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för ”timing advance" och dämpningsnivån, måste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, speciellt när bärvågor moduleras med stora konstellationer.

I den utförandeform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger på korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen. 506 642 Un 10 IQ U: 28 På NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. På NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage Controlled Crystal Oscillator) som är låst i fas till oscillatorn på NU-sidan. VCXO:n styrs initialt av ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationen. Därför används en dedicerad pilotbârvåg, efter en låsningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet pà samplingsklccksynkroniseringen_ Beroende på den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan interferens mellan symboler orsakad av kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdomänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelation som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera samplingar av den mottagna signalen, avskilda i tid av (den kända) ramlängden, kommer passerandet av ett skyddsintervall att orsaka en topp i korrelationsvärdeberäkningen (correlation estimate). Därför kommer dessa :oppar att ha ett känt synkroniseringsförhållande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. Principen visas i Figur ll.

Vu 30 506 642 29 Korrelatorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), för att skapa en signal med samma period som korrelationstopparna.

Fasavvikelsen (frame time deviation) mellan dessa två signaler används som indata till en ”feed-back controller” som justerar VCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid inte tillräckligt exakt för att användas i ett DMT-system. Därför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inlàsningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.

Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de tvà signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning på en ramlängd. Utdatan pä fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan fràn integratorn är korrelationsfunktionens värdeberäkning (estimate).

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol reducerad komplexitet jämförd med användning av den (sign). Denna härdvaruimplementering har en starkt fullständiga sampelordlängden.

Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen. Beroende på den 506 642 Ü 20 IJ Un 30 30 reducerade dataordlängden som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sådan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.

Ett blockschema som visar implementeringen av korrelatorn visas i Figur 12. Den inkommande signalen X(k) lO24, till en konjugator. Utdatan fràn fördröjningen och passerar genom en fördröjning med N = dvs en ram, och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) medelvärdesbildaren, vilken Z(k) signal W(k) som går till en ackumulator som ger en utsignal C(k). som går till en medelvärdesbildare. Utdatan från Z(k) går till en subtraherare från fördröjd med L = 128 subtraheras. Detta ger en Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, så som visas. tsignalen kan uttryckas som där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.

För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken pá korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator.

Registerinnehàllet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gång ett värde större än registerinnehàllet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall (Ju IO 20 30 506 642 31 (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). När ett helt signalintervall har passerat, kommer detta andra register att innehålla ett index till det max.värde som påträffats under detta intervall. Detta index lagras i ett tredje register (#3), en gång per signalintervall, och innehållet i det första registret (l#) divideras med två (med användning av skiftning) (using shift).

Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniseringen hos insignalramarna. Återkopplingscontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan sedan användas som en pekare (pointer) till signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.

Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för pilotbärvàgen i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet som finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvágor. Detta beror på den inneboende ortogonaliteten mellan bärvágorna. För att uppnå en värdeberäkning med acceptabelt låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. Detta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, så argumentet är inte direkt tillgängligt. I äterkopplingsslingan är det nödvändigt att upptäcka (detect) mycket små argumentavvikelser. Därför mäste upplösningen pà argumentet vara hög. Återkopplingscontrollern kommer att få pilotbärvágsargumentet att konvergera mot noll. En 506 642 (J: -_.

(J: 20 lxl Un 32 approximering av argumentet, som är linjärt endast i ett litet område omkring noll, är då tillräckligt för att uppnå acceptabel prestanda. En användbar approximering som är ”monotonic” i nästan alla fyra kvadranterna, och också enkel att implementera i digital logik, beskrivs genom uttrycket: A=M;[3{C}-(1-sgn¶{C}).K. ¶{C}.sgn.3{CH där C är den komplexa pilotbärvågsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant som påverkar funktionens utformning (här används K=2).

Kanalen inför fasskift pà pilotbärvágen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen på insignalen och pilotargumentet noll.

För att eliminera detta problem gär pilotbärvágsestimatorn också genom utjämnaren för írekvensplanet (frequency domain equalizer). Utjämningsparamstern för denna bärvåg sättes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.

Valet av pilotbàrvàg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvàgor som pilot kan också tillhandahållas. Återkopplingsslingan har i verkligheten två ”controllers", var och en med sin egen insignal.De två controllerutgàngarna adderas och matas via en D/A- omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda (Proportional and Integrating). ”controllerna” är av PI-typ Figur 15 ger en översikt över signalvägarna. Den mottagna datan i tidsplanet passerar genom korrelatorn och topplägesestimatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvágen i frekvensplanet som härleds från förs till en pilotargumentestimator, utjämnaren (equalizer) Un 20 30 506 642 33 vars utdata förs till ”àterkopplingscontrollers” som också tar emot utdata från toppestimatorn. Utdatan från "áterkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används för att styra VCXO:n.

Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscontrollern aktiv. När ramsynkroniseringe: har stabiliserats, värdeberäknas utjämningsparametern för pilotbärvágen och sättes (av SC:n). Detta görs endast en gång, och ytterligare uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna ändring av utjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn :illräckligt med inställningstid.

Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilotargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringscontrollern stoppats, låses dess sista utvärde så att VCXC-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.

Pilotbärváge: används också för överföringen av synkroniseringsinformation för bassynkroniseringsintervallet (BSI = Base Synchronization Interval). Bärvàgsargumentet antas normalt vara konstant.

Ett kort mönster BPSK-moduleras pâ bärvágen med användning av faserna O och K och lämnande bärvágen pá fas O under resten av BSI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel ( pilotbärvàgsargumen:värdeberäkningen försumbar. En korrelator används för att detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI.

”System Controllern" (SC) måste ha läsaccess, för upptäckt av synkroziseringslàsning och av övervakningsskäl, till register som hál_er estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapproximeringen_ 506 642 Un 20 30 34 För att hantera den inledande utjämningen av pilotbärvågen är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bärvàgen och skriva till utjämningsparameterminnet_ för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna Ett kompensationsregister (offset register) och ramstartsignalen är nödvändigt och måste vara skrivbart från SC:n. Detta används på NT-sidan. för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som De detekterade BSI-händelsesignalerna, avbrottsinmatningar (interrupt inputs).

Alternativt kan pilotbärvágen återhämtas (recover) från signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslàsning av en samplingsklockoscillator_ Frekvensplansmetoden, som här beskrivs, har fördelen att pilotbärvágsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvägorna, beroende på ortogonaliteten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.

Ramlängden och längden pà de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en àterkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet pá ramsynkroniseringsestimatorn modifieras en aning. Det är viktigt att VCXO:n har mycket låg fasstörning, eftersom àterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sádan störning.

(DMT) komplexa datasymboler pà N bärvàgor (här använder vi N=l024 Ett diskret multitonsystem modulerar N bärvàgor). Denna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transformering genom användning av "Inverse 10 20 k) Un 35 Fast Fourier Transform” (IFFT). I mottagaren demoduleras de N st bärvägorna av en FFT.

I modemet, som beskrivs här, utförs FFT och IFFT av samma enhet, med användning av samma bas (radix) 16, eller 32 ”kärnor” (cores), i olika faser. Denna process visas schematiskt i Figur 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder pá 2048 reella, eller 1024 komplexa värden. För varje ram utför denna enhet en FFT, IFFT, skalning, omskalning (descaling), samt addering av cykliskt prefix.

FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTs och arbetar med ett minimum på 16 bit aritmetik.

För nätterminalsidan, (NT), finns det ett krav på synkronisering mellan ingàngsramstarten och IFFT- utgàngsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvàgorna). Sändaren skall kunna starta sändnin en av en ram innan den startar att ta emot en ram, så kallad ”timing advance”.

En skalning (scaling) bör tillhandahållas före IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella koefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingàngsvärdena från symbolmappern (SM). Koefficienterna är på 16 bit vardera.

Koefficientminnet består av två banker av samma storlek (16x1024 bit). Den ena banken används medan den andra uppdateras. Omkoppling (switching) möjliggörs genom ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.

Efter FFT:n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.

Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skalningsvärdena. Koefficienterna representeras av 16 bit. 506 642 W 20 30 36 En exponent (som resulterar i en ”post shift") pà 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.

Koefficientminnet består av två banker av samma ((l6+4)X1024 bit). andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- storlek Den ena banken används medan den kommando och verkställes vid nästa BSI.

Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insättandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvàg som en separat kanal.

Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen.

Under förutsättning att "timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix på 128 sampel att behövas. Sålunda kommer utdatan för varje ram att vara sampel: 1920, l92l,...,2046, 2047, O,l,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sidan har en storlek på 384 ord (16 bit) och de FIFO:n som har gränssnitt mot T1-chips har en storlek på 448 ord (32 bit).

En annan DMT-teknik som inte använder ”Fourir transformation” är ”Discrete Wavelet Multi-tone Transform” (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL standardiseringskommitté som avslog den.

IQ Un 01 CD G\ O\ $> ßâ 37 Den precision som behövs i denna teknik beror på det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero pà klockhastighetsdifferenser och den mängd de analoga komponenterna ”timing advance” som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar.

Kanalvärdeberäkning utförs med en ”beslutsinriktad” (decision directed) metod, eftersom alla dataramar då används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens pá kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar i kanaltransmissionskvalitet_ Grundprincipen för ”beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna data och kända, sända data används för uppdatering av en kanalmodell. I ett visst skede av denna process är kanalmodellen exakt nog för att kunna användas för utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas pá samma sätt som den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.

Genom att använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i små steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” kanalen. (inverse) Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant system. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den 506 642 20 IQ 'Ju 30 38 resulterande signalen, U, går sedan till en detektor (kvantiserare) vars utdata är Y. Y går sedan till en symboldekoder som producerar en avkodad databitström. U och Y går också till en ingång (input) på uppdateringsenheten för utjämningsparametrar och till en variansestimator.

Utdatan hos variansestimatorn är W.

En adaptiv algoritm för värdeberäkning av utjämningsparametrarna (EQ), som använder den utjämnade datan (U) och den kvantiserade datan (Y) som indata, beskrivs genom följande ekvation: som = EQk + ” .EQwUkÉ (Yk- Uk) |Uk|2 där u är en positiv konstant (p << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okänslighet när det finns störningar på insignalerna.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i ekvationen undvikas. Uttrycket u/|UkP har ett alltför stort dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är dock möjligt att kvantisera detta uttryck pà ett logaritmiskt sätt som visas nedan: H/ ' Uk | 2 z z-integerfl ,log2|Uk|)+ integefllogzu) Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med användning av absolutvärdet av Uk som indata i en binär prioritetskodare och byter tecken (negating) på utdata.

Eftersom uttrycket är en heltalspotens av två, implementeras multiplikationen i algoritmen med hjälp av en ”barrel shifter”.

LI! 10 20 30 506 642 39 Interferensvariansen på var och en av bärvágorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna fràn ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt låg för att varje datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvágorna, uppfylles detta villkor.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för värdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation: a 4 Wkól = .Wk+8.

Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfilter. Parametern s är en liten, positiv konstant (s << 1) som påverkar filtrets dynamiska egenskaper. Detta är inte någon kritisk parameter, och att välja 6 bland heltalspotenser av två kommer att vara tillräckligt.

Om ett värde på S väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensniván.

Därför kan en separat algoritm, som arbetar parallellt med variansestimatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift.

”System Controllern” måste ha både läs- och skriv- access till det minne som häller utjämningsparametrarna.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden. 506 642 Un 20 k) LJ: 40 Kanalvariansminnet måste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara tillgängliga för skrivning från System Controllern.

Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik uppstartsekvens, både för kanal- och interferensvârdeberäkningen_ Under normal exekvering är den beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräckligt låg symbolfelfrekvens.

Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras till enhetsvärde vid början av startsekvensen, eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsändringar i datavägen.

Varje ändring av skalning i sändaren mäste kompenseras i mottagaren. Detta ställer också krav pá speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i mOttagaren .

Symbolmappern (encoder) mappar ett antal bit till ett komplext tal (I, Q) amplituden hos en bärvàg. Mappningen av alla värden av en som indirekt bestämmer fasen och viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 19. Detekteringen är den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet på de bitar som sänds pà bärvàgen. Det antal bit som sänds pä en viss bärvág bestäms av bitladdningsfaktorn för denna.

Konstruktionen av en specifik konstellation är inriktad mot att láta varje punkt flyttas så långt som 10 506 642 41 möjligt från alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara sä låg om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellation som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den adaptiva utjämnaren.

För en given bärvàg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) från fyrkantrutnàtkonstellationen (square-grid constellation) baserad på b-bitarna (vgl'v¿Q, _'vLv2). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation är (vgllvbql för b=2 ”etiketteras” _,vLv2). Till exempel, de fyra konstellationspunkterna 0, 1, 2, 3 motsvarande (vLv¿) = (0,0), (0,1), (l,§ , (1,1), respektive.

För jämna värden på b bestäms heltalsvärdena på I och Q för konstellationspunkte: (I, Q) fràn b-bitarna (vbl,vg 2,___,vLv2) enligt följande. Dela upp V i VI = (vg1,vb¿I___ lvl) och VQ = (vbz vb* ___'v¿). Tillämpa sedan den omvända Gray-koden på VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2GraW(VI) + 1, och Q=2Gra¶(VQ) + 1.

Figur 19 visar hur det binära mönstret för V mappar på I och Q när b = 6.

Innan dessa värden sänds till IFFT:n normaliseras de genom att skiftas så att ”msb" av dessa tal blir ”msb" pà utmatningen (16 - [b/2] steg kvar).

För en given bärvàg använder dekodern en konstellationspunk: (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vbg, vbQ,____vLv¿). För enkelheteïs skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en 506 642 Un fi 42 heltalsetikett vars binära representation är ívpl vbg ,vLv¶.

Det antas att värdena på I och Q begränsas genom mättnad till området (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas värdena I = (iu,in,...,iri0), OCh Q = (qu,qu,._. 0Ch kombineras sedan till V som V = ,qLqo)f , där de övre b-bitarna är gällande.

Det är mycket önskvärt att kunna överlagra en styrkanal på användardatakanaler på ett sådant sätt att styrkanalen kan separeras från användardatakanalen utan att tillgripa ett fallet med identifieringen av den använda konstellationen inte protokollskikt pá högre nivå, särskilt, som i MUSIC, är omedelbar: tillgängli Den föreliggande uppfinningen tillhandahåller en metod genom vilken en nQAM-konstellation kan delas upp så att både användardata och styrdata moduleras i sarma konstellatio: på ett sådant sätt att användar- och styrdata kan separeras av en mottagare utan att tillgripa ett protokoll på högre nivå, även när n ej är känd. nQAM- bit används konstellationen delas upp så att (log¿n -2 ) för överföringen av användardata, och 2 bit används för Symbol- till konstellationsomvandlingen utförs så att styrkanalen kodas överföringen av styrdata. mellan konstellationens fyra kvadranter, dvs med fasvinklar 90° l80° 27G° 0° kvadranterna. Detta innebär att styrdatan kan behandlas som och användardatan kodas inom de fyra om den vore kodad med användning av en 4QAM och kan avkodas som en 4QAM oavsett värdet på n.

Tekniken för att skapa en styrkanal överlagrad på användardatakanaler är behjälplig vid design av chips för implementering av system såsom MUSIC. Detta reducerar i sin tur kostnader för modem för användning i MUSIC-systemet. 25 30 506 642 43 Som beskrivits ovan används tekniken i den föreliggande uppfinningen för att skapa en 2-bitars styrkanal. Emellertid kan, beroende pá den speciella QAM- konstellationen och den använda kodningen, flera bitar tilldelas styrkanalen. Sålunda kan man, genom att välja en QAM-konstellation med 8 konstellationspunkter pà gränserna mellan kvadranter, skapa en 3-bitars styrkanal.

I det generalla fallet delas konstellationen upp så att (log¿n - m) bit finns tillgängliga för användardata, m bit finns tillgängliga för styrdata, och styrdatan kan avkodas som en mQAM, oberoende av värdet pä n. Naturligtvis måste n vara större än m. Avkodning och separation av styrdatan från användardatan förenklas, så att ett protokoll av högre skikt ej erfordras, genom att ordna sä att styrkanalen sänds som en mQAM överlagrad och lätt separerbar från nQAM's övriga data, t ex genom att se till att mQAM-konsïellationspunkterna har unika fasvärden eller unika amplitudvärden som ej används av användardatapunkter.

Det antal bitar varje bärvàg förmedlar beror på deras (SNR).

Signal/brusförhållandet beräknas för varje bärvàg i respektive signal/brusförhàllande mottagaren. Baserat pá signal/brusförhàllandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvàg. Sålunda bestäms det antal bit varje bärvàg skall överföra per sänd symbol.

Dessa bitladdningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om så erfordras.

MUSIC-systemet använder 2-dimensionell ”Quadrature Amplitude Modulation” (QAM) pà varje bärvàg, med bitladdningsfaktorer varierande från I-12 bit.

Antalet bitar som sänds pà varje bärvàg kan uttryckas genømz m" ) (1) r Bi = bi-+ log; (L)= log; (l + 506 UI l0 25 642 44 där F, SNR-gapet, beror på modulering, möjlig kodning och en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beroende på de extra bitar som behövs för kodning.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger: [Q'1 (Ps/Ås) 12 3 - yd + wnargin (dB) (2) där Psär den önskade symbolfelfrekvensen, H är ”kodningsvinsten" (gain of coding) i systemet, nmmn,är systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, (l) bitladdningsfaktor med infinit granularitet. impulsstörningar etc. Ekvation ger en Bitladdningsfaktorerna 12 bi: _ är avrundade för att ge de stödda faktorerna (O - Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tillåts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvàg. Detta tillhandahåller möjligheten att (1) bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger: avstämma energin så att resulterar i en :gi-11r mm.

E.= 2 i Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvàgsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.

(FEXT) Fjärröverhörningen kommer att variera avsevärt i en Un 20 30 45 sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvågsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor är den maximala energi som är tillåten på varje bärvåg.

Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero på den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: SNRi :Wi (4 ) där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.

För varje bärvåg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För energiladdning används n bit för att ge 2” - 1 möjliga faktorer.

Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnå en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras så att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn.

Trösklarna beror pá L och F, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar 506 Un 10 20 IJ LI: 30 642 46 bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln för nästa jämförelse. Pâ ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.

- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. Energin skalas enligt ekvation (3).

- Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de två första stegen nödvändiga.

Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/FFT-processorn.

Avsikten med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror på felmönsterkarakteristiken. Förväntade felkällor inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) (som inducerar slumpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).

Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller tvâ bit per bärvàg. Sannolikheten för ett enstaka bitfel på en bärvàg är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, sannolikheten för 3 bitfel, som i sin tur är högre än och så vidare. Detta beror pá det sätt pà vilket bitarna i symbolen är kodade (dvs Gray- kodning).

Un 10 20 IQ LJ: 30 47 All kodning beror pá en synkronisering för att bestämma startbiten för kodorden och/eller ”interleaving”- blocken. I ett system sådant som MUSIC-modemet kommer "simple dead reckoning" att vara tillräckligt, eftersom ett fel i dataflöde (data flow slip) aldrig kan inträffa utan förlust av ramsynkronisering, eller felinstâllning vid bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart.

Kanalkodningen kommer också att inkludera ”interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.

”Interleaving” bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn pà djupet är tidsfördröjningen som införs i systemet.

Skillnaden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgränser.

Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bit (vanligen åtta), en så kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett ”enbitsfel” (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, mäste de mest ”felbenägna” (error prone) bitarna vara koncentrerade till en, eller nâgra fä, av Reed-Solomon-symbolerna.

Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvägs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en "delad" större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre (shared) redundans som kan användas av ett kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes). 506 642 10 20 I~J UI 30 48 Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik.

Faltningskoden skall kombineras med interleaving.

Det är möjligt att använda en "top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t.ex. Fire- koder, för att detektera/korrigera de àterstäende bitfelen.

Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.

”System Controllern” är baserad pà en ”micro controller", eller signalprocessor, beroende pà kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICs som utgör modemet.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funktioner som utförs av systemcontrollern är: - hantering av ”Control Channel Signalling”; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systemövervakning.

System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssnitt pà moderkortet (on-board).

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de två datavägarna oberoende av varandra pà samma fysiska kopparkabel, (NU) och terminerande i nät(verks)enheten på nätsidan, 10 k) KJI 30 506 642 49 nättermineringen (NT) på användarsidan. Både sändaren Tx och mottagaren Rx styrs av System Controllern.

System Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, bitladdnings- och energiladdningsfaktorerna_ Denna uppdatering måste göras samtidigt med start från samma ram, på både sändar- och mottagarsidan.

Beräkningarna görs och uppdateringen initieras på den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med BSI- klockan, anvânds för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer på systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel från den avkodande kanalenheten.

System Controllern kan initiera omstart på olika nivåer; till exempel, gå tillbaka till ”idle mode", eller göra en fullständig uppstart.

Styrkanalen är en vald bärvåg som endast används för signalering mellan de två modemen. Konstellationen på bärvàgen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.

Protokollet på styrkanalen är delvis baserat på HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av ”flag sequence” och ”bit-stuffing”. En 16-bit "frame check sequence” garanterar att varje meddelande mottages korrekt.

”Flag-sequence”, ”bit-stuffing” och ”frame check sequence” hanteras i hårdvaran på mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern. 506 642 50 Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende pà storleken på buffrarna pá mappnings- och detekteringschipset.

Protokoll pà högre nivà kan delvis baseras CCITT Q.92l-rekommendationer.

UI I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23.

För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalningsvektorn. Motsvarande på mottagarsidan finns 10 bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvágen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera et: specifikt mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och IJ mOtIâgarVekCCfêrnâ.

Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas i Figur 24. 20 Denna BSI är hárdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.

När systemet är igång kommer synkronisering att finnas mellan upplänksändaren och mottagaren, genom "base sync interval uplink" (BSI-U) och "base sync interval IJ Un downlink” (BSI-D), se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt samma längd men är skiftade ett halvt BSI-intervall.

SC:n vid NU n, eller NT n, kommer att ta emot avbrott för både BSI-U och BSI-D.

U! W Un 20 I~J Un R 506 642 51 För NU:n kommer det att bli ett sändnings-BSI-D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott_ Genom att skifta BSI-U med BSI/2, kommer SC-laddningen att fördelas bättre över BSI-perioden.

Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärvàg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid på sändar- och mottagarsidan för att tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda BSI:n ändras vektorn synkront pá mottagar- och sändarsidan.

Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används på varje bärvàg, hanteras av två minnen för mottagning och två minnen för sändning pà mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller ett 4-bit ord för varje bärvàg (lO24x4).

System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall aïvändas för att ta emot efter starten från nästa BSI-intervall.

Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan 0 och 12, där 0 anger en oanvänd bärvág; 1-12 anger antalet bitar i 2 för 4QAM, 4 för l6QAM, 10 för 1024 konstellationen (t.ex.

QAM).

Energivektorn häller information om hur bärvàgorna skalas/omskalas på energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel.

Skalningsvektorn (scaling vector) kommer också att användas för annullerade (cancelled) som ett mönster (mask) bärvågor.

Skalning av de olika bärvàgorna pá sändarsidan hanteras av ett minnesomráde pà FFT-chipset. Minne: består av ett 16-bit ord för varje bärvàg (1024 x 16). Dessa 506 642 U: 20 52 värden multipliceras med vektorn för varje bärvág i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de två minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall.

Ett motsvarande minne (dubblerat) implementeras pá mottagarsidan för att omskala (rescale) bärvågorna före symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext värde för varje bärvág (32 bit/bärvág), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet O används för bärvågsannullering.

Utjàmningsvektorn används för att utjämna den mottagna ramen enligt kanalkarakteristiken. Denna vektor uppdazeras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren.

Beroende på bärvägens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvág - denna bärvág sänder data enligt det beräknade bitladdningsvärdet och är "sändarskalad” och ”mottagaromskalad”; - annullerad bärvág - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller - dålig bärvág; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll.

UI 10 IQ (Ju 506 642 53 I bärvágsmode 1 (CMl) arbetar systemet normalt.

Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCH, och en synkron ändring utförs.

I bärvàgsmode 2 (CM2) sättes energiskalnings- /omskalningsvärdet till 0 för att urståndsätta (disable) all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bärvágen är satt ur stånd. För denna bärvàg kan ingen kanalvärdeberäkning göras.

I bärvågsmode 3 (CM3) har mottagaren beräkna: en nolla för bizladdningsfaktorn. På sändarsidan betyder detta att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvàgsvärdet från synkroniserizgsramen och gör det möjligt att utföra en kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.

Bärvágsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4.

Basfunktionaliteten för ”startup"-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” start (boot), kommer nu att behandlas.

Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller båda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det viktigaste att ta hänsyn till vid ”start- up" är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensniván för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar. 506 642 UI UI 20 IQ Un 54 De olika ramtyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram håller ett bestämt moduleringsmönster för varje bärvàg och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom att låta moduleringsmönstret beskrivas genom en ”random sequence" hálles korskorreleringen inom ramen làg, så att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras.

(DFl), bärvågor, utom pà fyra fördefinierade bärvàgor som (ccH) ”start-up” när CCH-bärvâgen är obestämd och 2. Dataram 1, förmedlar ”random data” på alla sänder styrkanalen parallellt. Det används vid möjliggör för mottagaren att välja den minst störda bärvàgen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen. 3. Dataram 2 (DF2) bärvàgor utom en, förmedlar ”random data” på alla (CCH). används när CCH-bärvàgen har bestämts, och som bär styrkanalen Den bitladdningsfaktorerna ännu inte är satta.

(DF3) förmedlar data och använder bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden. 4. Dataram 3 En bärvàg är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i (idle mode), kallad (SUS= Start-Up Sequence).

Figur 26, vid start-up och i viloläge start-up-sekvens SUS kan sammansättas genom att använda de olika dataramarna, DFI och DF2, som följaktligen kallas SUSl och SUS2. I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för kanalvärdeberäkning.

Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och \J| IO u: 20 IQ UI 506 642 55 kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar från användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.

Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".

Mottagaren försöker, på vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger mottagaren en distinkt indikation pä när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en ”wake-up"-signal.

”Wake-up”-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas pà NU-sidan, går systemet direkt som beskrivs till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) nedan.

Denna del av startproceduren utsätts för "time out” om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.

Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en ”wake-up”-signal i form av en SUSl. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.

När ”wake-up”-tillståndet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.

Uppsättningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. Denna uppsättningssekvens startar efter det att nätsidan har detekterat en ”wake-up”-signal, eller nätet initierar uppsättningen. 506 642 10 56 Det första steget i uppsättningssekvensen visas i Figur 29. I denna fas startar NU för att sända SUS1- mönstret. NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance" med TA = O, pà CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.

(TA)-inställning, Piloten sänds kontinuerligt.

NT-mottagarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan átertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten pà synkroniseringsramar gör en noggrann värdeberäkning inom 300 ms. Med användning av denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvägorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvåg för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = O för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) på CCH-bärvàgen för varje mottaget TA-valmeddelande, repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloïen med BSI/2 från den inkommande piloten, så att SC-laddn;ngen distribueras över tiden. När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av uppsättningssekvensen.

Sålunda börjar steg 1 av uppsättningssekvensen med att sändaren, i nätenhetsmodemet, sänder en SUSl och ett TA-meddelande med TA = mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: 0 i periodiska intervall. Vid - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - äterhämta BSI n; - möjliggöra kanalvärdeberäkning; U! 20 k) Un 506 642 57 - välja en CCH; och ~ avkoda TA-valmeddelandet.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUSl, ett TA =O -meddelande och en pilot skiftad med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar pá ramkorrelering.

Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett ”timing advance”-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, korrigerade TA- värdet.

När NT-sidan tar emot det nya TA-värdet ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande.

I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende pá att och enheten Efter det att ramklockan har áterhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- NT-sändaren ändrar (changing) ramklocka, behöver àterkorrelera. detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar systemet TA-meddelandet och går till det tredje steget av uppsåttningssekvensen.

Sålunda startar steg 2 av uppsättningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA t, SUSl, sänds från sändarterminalen. säg X, tillsammans med en som respons till SUS1 och TA = O-meddelandet som Terminalenheten, NT; - tar emot det nya TA-meddelandet; och - korrigerar den utgående ramklockan; - sänder ett kvitto SUSI och TA = X. 506 642 58 Nätenheten, NU: I utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; - återhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvârdeberäkning; - väljer en CCH; och avkodar meddelandet.

Den sista uppsäïtningssekvensen, steg 3, se Figur 31, hanterar CCH-vale: för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvàgen och sänder e:: CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.>.

Pâ NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUSl och sänder en SUS2, dvs terminerar parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n på den valda bärvàgen.

CCH-bärvàgen i upplänk har nu konfigurerats. För nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- sidan efter :ottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.

Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta på en kvittering; och Un ch CD O\ O\ J> PJ 59 - avsluta CCH-meddelandet.

Terminalenheten: - tar emot CCH-valet för upplänken; - terminerar SUSl; - startar SUS2; och - kvitterar varje CCH-val.

Nätenheten: - tar emot CCH-valet för nedlänken; terminerar SUSI; - startar SUS2; och kvi::erar varje CCH-val.

Terminalenheïenz - sänder den valda CCH:n för nedlänken; - väntar på en kvittering; - avslutar CCH-meddelandet.

När dessa steg har tagits har modemet nått vilolâge (idle mode), sändande SUS2. Med användning av CCH kan bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik och DAS-sändning påbörjas.

VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nätelement, beroende på den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nät:ermineringsutrustning. Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt 506 642 IO 60 gränssnitt, se Figur 32, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med nättermineringsutrustningen, och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket accessnoden är placerad.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt l-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt 1-ramen finns, bortsett från ramhuvudet och nyttolasten, ett antal informationsfält för hanterings- och styrinformation. Dessa hanterings- och styrfâlt inkluderar såsom SDH-larm, t. ex. AIS- olika larmindikatorer, (giltig endast om SDR tas hela vägen till kundutrymmena) mätningar av bitfelsfrekvens för prestandaövervakning, indikeringar på om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning Hanteringsfälten inkluderar för drift och för hög :emperatur etc. också aktivering av olika slingtester på modemet, och underhàllsändamál. 506 642 61 TABELL 1 Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalitet mellan modem Nej Duplexmetod Separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende pà duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithastighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bärvág - uppströms O-4096 QAM - nedströms 0-4096 QAM Antal bärvágor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvàg 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvág) Modulerin DMT Accessteknik VDSL Signaleííekt -60 dBm/Hz 506 642 62 Bitfelsfrekvens 104 Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCH - bandbredd l bärvàg, minimum 16 kbit/s - protokoll HDLC Sample clk 20 MHz ilOppm Ram Clk 20 MHZ/(2048+ll2) = 9,19 kHz TABELL 2 506 642 63 Systemparametrar för Sändaren Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Bitladdning Ja, 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s 506 642 TABELL 3 64 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO i25 ppm, 10ppm/V känslighet - DAC 18 bit, område 0-5 V - upplösning 1/100 av en sample 506 642 65 TABELL 4 Bärvàgsmodes í Mode Sänd Bitladdning Utjämna Skalning CM1 Data 2 - 12 Ja Ja cmz Nej o Nej o CM3 Synk-info O Ja, synk Ja, låg

Claims (22)

506 64-2 10 IJ Un 66 PATENTKRAV

1. En metod att sända binär data med användning av nQAM- modulering på en bärvåg, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda binära data omfattar både användardata och styrdata, så att en styrkanal överlagras på en användardatakanal inom samma nQAM-konstellation, och av att separation av nämnda styrdata möjliggöres genom att ordna så att styrdatapunkter har antingen unika fas- eller unika amplitudvärden som ej används för anvândardatapunkter.

2. En metod enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda styrdata har unika fasvärden som ej används för användardatapunkter.

3. En metod enligt patentkrav 2, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda unika fasvärden huvudsakligen faller på gränserna mellan kvadranterna i en nQAM-konstellation och nämnda användardatapunkter har fasvärden som faller inom kvadranter i nQAM-konstellationen.

4. En metod enligt patentkrav 3, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda nQAM-konstellation är uppdelad så att (loggï -1) bit är tillgängliga för användardata och 2 bit är tillgängliga för styrdata.

5. En metod enligt patentkrav 4, k ä n n e t e c k n a d av att styrdatapunkter utgör en 4QAM.

6. En metod enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda styrdatapunkter kan identifieras unikt oberoende av värdet på n.

7. Ett dataïransmissionssystem i vilket binär data sänds med användning av nQAM-modulering på en bärvåg, Un 25 506 642 67 k ä n n e t e c k n a t av att nämnda binära data omfattar både.användardata och styrdata, så att en styrkanal överlagras på en användardatakanal inom samma nQAM- konstellation, och av att separation av nämnda styrdata möjliggöres genom att ordna så att styrdatapunkter har antingen unika fas- eller unika amplitudvärden som ej används för användardatapunkter.

8. Ett datatransmissionssystem enligt patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda styrdata har unika fasvärden som ej används för användardatapunkter.

9. Ett datatransmissionssystem enligt patentkrav 8, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda unika fasvärden huvudsakligen faller på gränserna mellan kvadranterna i en nQAM-konstellation, och nämnda användardatapunkter har fasvärden som faller inom kvadranterna i nQAM- konstellationen.

10. Ett datatransmissionssystem enligt patentkrav 9, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda nQAM-konstellation delas upp så att (log2n - 1) bit är tillgängliga för användardata och 2 bit är tillgängliga för styrdata.

11. Ett datatransmissionssystem enligt patentkrav 10, k ä n n e t e c k n a t av att styrdatapunkter utgör en 4QAM.

12. Ett datatransmissionssystem enligt något av patentkraven 7 till 11, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda styrdatapunkter kan identifieras unikt oavsett värdet pà n.

13. Ett datatransmissionssystem enligt patentkrav 12, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda datatransmissionssystem är ett DMT-transmissionssystem. J> NJ 506 6 68

14. Ett datatransmissionssystem enligt antingen patentkrav 12, eller 13, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda datatransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL-system. Un

15. Ett dacacransmissionssystem enligt patentkrav 14, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda datatransmissionssystem inkluderar åtminstone tvá transceivrar av vilka var och en inkluderar en sändare och 10 en mottagare.

16. En mottagare för användning i ett datatransmissionssystem enligt något av patentkraven 7 till 15, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare har 1: anordning för avkodning av en nQAM-modulerad bärvág som har en styrkanal och en användardatakanal modulerad därpà, och anordning för att separera nämnda styrkanal från nämnda användardatakanal utan att tillgripa ett protokoll för högre skikt.

17. En sändare för användning i ett datatransmissionssystem enligt något av patentkraven 7 till 14, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda sändare har anordning för modulering av data på en bärvág som en nQAM- 25 konstellation, av att nämnda data omfattar styrdata och användardata, av att nämnda styrdata moduleras pà nämnda bärvág som en mQAM-konstellation, där m > n , och av att nämnda mQAM-kcnstellation omfattar ett set av konstellati :spunkter med unika fas- eller amplitudvärden, 30 vilka unik värden ej används för moduleringen av användardata.

18. En sändare enligt patentkrav 17, k ä n n e t - c k n a d av att m = 4. u: u;

19. En sändare enligt antingen patentkrav 17, eller 18, 10 506 642 69 k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mQAM-konstellation omfattar ett set av konstellationspunkter med unika fasvärden, vilka värden ej används för användardata- konstellationspunkter.

20. En sändare enligt något av patentkraven 17 till 19, k ä n n e t e c k n a d av att n = 6.

21. En transceiver, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda transceiver inkluderar en mottagare enligt patentkrav 16.

22. En transceiver enligt patentkrav 21, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda transceiver inkluderar en sändare enligt något av patentkraven 17 till 20.