SE506640C2 - Förbättringar av, eller med avseende på, multibärvågssystem - Google Patents

Description

506 640 10 25 30 datahastigheter sänds endast i en riktning. Sådana lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, såsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras.

VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL måste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.

Fyra linjekoder har föreslagits för VDSL: - CAP; AM/PM, en version för passiva NT- ”Bärvägslös" (carrierless) av QAM med undertryckt bärvàg, konfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- ströms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); - DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvågs- system som använder diskret Fourir-transfor- mering (Discrete Fourier Transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvágor, för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms multiplexering (ehuru DMT inte utesluter en strategi med TDMA-multiplexering); Diskret Wavelet multiton - DWMT; (Discrete Wavelet Mulzi-Tone), ett multibärvågssystem som använder ”Wavelet-omvandlingar" (Wawelet transforms) för at: skapa och demodulera individuella bärvágor; Un 35 506 640 DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM är möjlig.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- från uppströms kanaler, och båda dessa från POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare genera:ioner av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthàllas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare (splitters). Normal användning skulle placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- specifikationen vänder emellertid pà denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.

Vid överföringen av trafik med hjälp av multibärvágsteknik, till exmpel ortogonal frekvensdelningsmultiplexering (OFDM), sänds samma antal bit pà alla underbärvàgor. Detta görs trots det faktum att det är teoretiskt möjligt att sända flera bit om kanalen är känd, vilket är fallet, till exempel, vid överföringen av trafik pà kopparledare. Det är därför önskvärt att tillhandahålla, överföra olika antal bit per kanal, eller underbärvàg. i ett multibärvàgssystem, en metod att 506 640 UI 25 För närvarande används bitladdning för att variera antalet bit per kanal, eller underbärvág, i så kallad diskret multiton (discrete multi-tone) och OFDM-överföring vilka båda använder multibärvágsteknik på kända kanaler.

Sålunda tillhandahåller sådana system en metod för överföringen av rätt antal (verklig kapacitet) bit per kanal. Samtidigt som denna metod sänder ett varierande antal bit per kanal, eller underbärvàg, skulle det emellertid vara fördelaktigt att kunna sända ett bestämt (fixed) antal bit per kanal, eller underbärvàg, men med varierande användardatainnehåll.

Ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla ett multibärvågstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar med användning av en mångfald (plurality) av underbärvágor modulerade med symboler, där var och en representerar en mångfald av bit, (fixed) representeras av en symbol, och i vilket varje symbol har ett bestämt maximalt antal bi:, där antalet bit som som sänds över en underbärvág som har en kapacitet som är mindre än nämnda max.värde, ökas med användning av kanalkodningsbitar.

Ett annat mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla, vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar som i ett multibärvågstransmissionssystem i använder en mångfald av underbärvágor modulerade med symboler, där var och en representerar en mångfald av bit, en metod för överföringen av nämnda kanalinformation.

Enligt en första aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles ett multibärvågstransmissionssystem, i vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar med användande av en mångfald av underbärvágor modulerade med symboler, vilka var och en representerar en mångfald av bit, var och en av nämnda Ul IQ UI 506 640 transceivrar inkluderar en mottagare och en sändare, (fixed) för antalet bit för varje symbol, och av att systemet kännetecknat av att ett bestämt max.värde bestäms anpassas att bestämma bitkapaciteten per symbol för var och en av nämnda mångfald av underbärvàgor, och att öka antalet bit som representeras av en symbol, som sänds över de underbärvàgor, som har en kapacitet som är mindre än det definierade max.värdet, till nämnda max.värde, genom tillägg av kanalkodningsbit.

Det definierade max.värdet för antalet bit för varje symbol kan bestämmas på basis av av bitkapaciteten hos den av underbärvàgorna som har den högsta teoretiska bitkapaciteten, och kan vara åtminstone lika stort som den teoretiska bitkapaciteten hos den nämda av underbärvàgorna.

Enligt den föreliggande uppfinningen tillhandahálles ett multibärvàgstransmissionssystem i vilket nämnda överföring verkställes med hjälp av en mångfald av underbärvàgor modulerade med symboler, vilka var och en representerar en mångfald av bit, i vilket nämnda system är anpassat att bestämma ett definierat max.värde för antalet bit för varje symbol, åtminstone lika stort där nämnda definierade max.värde är som bitkapaciteten hos den av nämnda underbärvàgor som har den högsta teoretiska bitkapaciteten, och i vilket nämnda system är anpassat att öka antalet bit, som representeras av en symbol, som sänds över de underbärvàgor som har otillräklig kapacitet, till nämnda definierade max.värde genom att införa ett antal kanalkodningsbitar.

Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahälles, i ett multibärvàgstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan tvâ transceivrar som använder en mångfald av underbärvàgor modulerade med symboler, vilka var och en 506 640 Un 25 30 u: lJn representerar en mångfald av bit, där var och en av nämnda transceivrar inkluderar en mottagare och en sändare, en metod för överföringen av nämnda kanalinformation, kännetecknad av att ett definierat max.värde bestäms för antalet bit för varje symbol, vilket bestämmer bitkapaciteten per symbol för var och en av nämnda mångfald av underbärvàgor, och ökar antalet bit som representeras av en symbol, kapacitet som är mindre än det definierade max.värdet, som sänds över de underbârvàgor som har en till nämnda max.värde genom att införa kanalkodningsbit.

I en föredragen metod, enligt uppfinningen, bestäms det definierada max.värdet för antalet bit för varje symbol på basis av bitkapaciteten hos den av underbärvàgorna som har den högsta teoretiska bitkapaciteten. Enligt denna föredragna metod är det definierade max.värdet för antalet bit för varje symbol åtminstone lika stort som den teoretiska bitkapaciteten hos den nämnda av underbärvàgorna.

Metoden för den föreliggande uppfinningen kännetecknas av stegen att sända kanalinformationen med hjälp av en mångfald av underbärvágor modulerade med symboler, som var och en representerar en mångfald av bit, bestämmande ett definierat max.värde för antalet bit för varje symbol, att nämnda definierade max.värde är åtminstone lika stort som bitkapaciteten hos den av nämnda underbärvàgor som har den högsta teoretiska bitkapaciteten, och att öka antalet bit som representeras av en symbol, som sänds över de underbärvàgor som har otillräcklig kapacitet, till nämnda definierade max.värde genom att införa ett antal kanalkodningsbitar.

Bitkapaciteten hos en underbärväg kan bestämmas genom mätning eller värdeberäkning (estimation).

IQ Un 30 506 640 Kanalkodningsbitarna kan användas för att minska bitfelsfrekvensen och/eller att Validera/bekräfta (validate) nämnda kanalinformation vid en mottagare.

Multibärvågssystemet kan vara ett DMT-system, eller ett DMT-baserat VDSL-system.

Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles ett multibärvâgstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar som använder en mångfald av underbärvågor modulerade med symboler, vilka var och en representerar en mångfald av bit, kännetecknat av att nämnda system använder en metod som skisserats i föregående stycke för överföringen av nämnda kanalinformation.

Föregående och andra kännetecken för den föreliggande uppfinningen kommer att bättre förstås genom den följande beskrivningen med hänvisning till den bifogade figurerna, i Vilka: Figur 1 visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system.

Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.

Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvågssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering. 506 640 10 »- Un 20 h) Un Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används i det multitonbärvàgssystem som här beskrivs.

Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhàllandet (SNR-ratio) för frekvens i det multitonbärvàgssystem som här beskrivs.

Figur 10 visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur ll visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitcnbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelatorn i Figur 12.

Figur lá visar, i schematisk form, en korrelationspositionsdetektor som används för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4. 2 h) Un lJu 0 0 506 640 Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cyklisk: prefix.

Figur 18 visar, i schematisk form, ett ”beslutsinriktat" (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6.

Figur 22 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 21 visar, i schematisk form, en översikt av systemstyrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt pà vilket två av de multitonbärvágssystemmodem, som visas i Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvàgstransmissionssystem.

Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 24 visar BSI-längd.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- 506 20 640 10 avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 26 visar SUS-mönstret för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvågssystem som visas i Figur 4.

Figur 28 visar, i schematisk form, ”wake-up”- signalering för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figurerna 29 till 31 visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgränssnitt för en VDSL modemapplikation.

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.

ADC: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) AIS: ”Alarm In Signal” ASIC: Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) BPSK: Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) BSI: Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI-D: BSI för nedlänkförbindelse (BSI for downlink connection) Un 10 20 IJ UI BSI-U: CCH: CM2: CM3: CP: DAC: DAS: DFl: DF2: DF3: DMT: DWMT: EMC: FEC: FEXT: 506 640 ll BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) Styrkanal (Control channel) Bärvàgszyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärvåg 1Carrier mode l, bit-loaded and used carrier) Bärvàgszyp (mode) 2, (bort)maskad eller urstàndsatt bärvåg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bärvágstyp (mode) 3, bärvág ordnad för nollbitsladdning, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cyklisk: prefix (Cyclic Prefix) Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) , slumpmässig (random) data parallell CCH, (Da:a frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) Dataram, helt bitladdad en CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Diskret multiton (Discrete Multi Tone) Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) Felkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) 506 640 W 20 IQ UI 30 FFT: FTTN: Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: 12 ”Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VMB-based) Tre + tvâ, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Två chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) Omvänd ”Fast Fourir”-transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Làgpass (Low Pass) Nät(verks)terminering (Network Termination) Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) 10 20 30 POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUSI: SUS2: TA: TDMA: UTP: VCXO: VDSL: 506 640 13 Konventionell, ”gammal” telefonitjänst (Plain Old Telephony Service) "Quadrature Amplitude Modulation” Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Set Top Box Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) SF och DFl ramsekvens (SF and DFl frame sequence) SF och DP2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) ”Time Advance” Multipelaccess med tidsdelning (Time Division Multiple Access) Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) Spänningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvàgssystem för det installerade kopparnätet). MUSIC är avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation på 506 640 20 25 30 14 kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster.

MUSIC-systemet som beskrivs i denna (SE 9603193-5) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603194-3, SE 9603195-O, SE 9603196-8, SE 9603197-6 och SE 9603198-4, kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, erbjuder en som ger 26:2 eller l3:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel (<1300 meter) för användning i befintliga, lokala telefoninät.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det (Fibre To som var och en nätverkskoncept som är känt som Fiber till Noden The Node = FTTN), betjänar många användare, som använder optisk fiber, fram till ett kopplingsskàp i närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med låg bithastighet överföring av en signal med hög bithastighet (2 Mbit/s) uppströms, från abonnenten.

Figur 1 visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en multimedia-applikation, t.ex. video-on-demand, är länkad till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög datahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms.

I MUSIC-systemet som beskrivs här, stöds tvâ (1322 OCh 26:2 Mbit/S), lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som en bestämda bithastigheter där den LJ! 10 IJ Un 30 506 640 15 extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt långa, kopparkablar.

För nätverkstermineringen (NT) består anslutningen såsom POTS, ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av av ett set av standardiserade gränssnitt, (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som så att den är oberoende av (NU) filtreras ut passivt, modemstatus. Nätverksenheten terminerar i det fasta nätet.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet till framtida funktionella uppgraderingar. Av detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full funktionalitet så att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.

MUSIC-systemet är ett DMT-baserat, multibärvågs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvågor. Detta visas i Figur 2, som visar två transceivrar vilka var och en har en mottagare, Rx, och en sändare, Tx, ansluten till ett tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de två transceivrarna med användning av en mångfald (plurality) av bärvågor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitën är extremt dålig. Antalet bitar som överförs av var och en av bärvågorna kan också variera, beroende på kanalkvalitë.

En multibärvågsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar på tvinnad parkabel på ett effektivt sätt. I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden på 10 MHz upp på 1024 bärvågor med en bredd på vardera 9,77 kHz. Den tilldelade överföringseffekten för de individuella bärvågorna beror på störningseffekten och överföringsförlusterna på vart och 506 640 h) UI 30 16 ett av banden. Varje bärvàg förmedlar multinivåpulser (multilevel pulses) som kan representera upp till 12 bit data (4096 QAM). Den individuella bärvàgens signal/brusförhàllande (SNR) beräknas pà mottagarsidan. Om en bärvàg har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit på denna bärvàg. För bärvàgor med lägre SNR-värden placeras färre bitar på bärvágen. Bärvàgor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid och mottagning (forward error correction) datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är mycket högre än uppströmshastigheten. Två bestämda (26/13 Mbit/S) valda hastigheten beror på den aktuella kabellängden ( nedströmshastigheter stöds av systemet; den m) och/eller kvalitén pà kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s.

MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen fràn Olika frekvensband kan användas i uppströmskanalen och båda fràn POTS, se Figur 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.

TDMA och/eller en metod där varannan bärvàg dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hàrdvarublocken är ADC och DAC, kanalvärdeberäkning/utjämning, synkronisering, fourir transformeringsbehandling, symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med (interleaving), interfoliering nätgränssnitt och systemövervakare.

Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: Lll 20 h) Us 506 640 17 - den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI.

Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. På mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett làgpassfilter, LP, en programmerbar förstärkningsdämpare, PGA, till en analog- till digital(A/D)~omvandlare. En spänningsstyrd kristalloscillator, VCXO, används för att driva analog- till digital-omvandlaren. Pà sändarsidan är hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett lågpassfilter.

Den digitala mottagarenheten inkluderar en "fast Fourir”-transformerings- och omskalningsenhet (rescaling FFT, ansluten, till en unit), som visas i Figur 4, synkroniseringsenhet och en kanalestimator. Kanalestimatorn är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en ”avinterfolierings”- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhet och därifrån till ett nätapplikationsgränssnitt_ Den digitala sändarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) ”fast Fourir” transformerings~ och skalningsenhet, IFFT, via en kodnings- och interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.

Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funktionsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgränssnitt, så som visas i Figur 4. 506 640 UI 15 20 h) UI 18 Nät(verks)gränssnittet ansluter den högre protokollnivän till modemets skikt ett-funktionalitet.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- ramar” (dummy frames) om så erfordras.

Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleaved). Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhålles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna specifikation).

Symbolmappningsblocket tar emot ingàngsdata som en heltalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellationen beroende på det aktuella bitladdningsvärdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.

En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFFT-blocket. Detta fär systemet att skala uteffektsnivàn på varje bärvàg. IFFT-blocket utför sedan en reell 2048 punkters inverterad (inverse) FFT pà ingàngsdatan, som modulerar varje bärvág. Som ett slutligt steg utförs en address ”wrap around” på utgàngsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet (CP).

Den modulerade signalen gàr till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång (minimum true dynamic range) på 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan på 20 MHz. För att bli av med Nyquist ”ghosts”, LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balanserat gränssnitt mot kopparkabeln.

En översikt över MUSIC-sändarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren.

UI 20 506 640 19 I mottagaränden separerar splitter/hybrid- från O till 4 kHz, från de frekvenser som används av systemet. Det transceivern de frekvenser som används av POTS, extraherar också den lågniväiga mottagningssignalen från den kombinerade högnivàiga sändningssignalen och den làgnivåiga mottagningssignalen.

För att reducera Nyquisteffekter på signalen làgpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA:n (Programmable Gain Amplifier).

PGA:n är nödvändig för att få det bästa utnyttjandet av det dynamiska omfånget i ADC:n. I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB.

Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT-blocket emot datan.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av EFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO:n.

I början återtar (retrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) och överförs till "VCXO feed back (20 MHz). controller”. VCXO:n genererar samplingsklockan En samplingsklocka som endast styrs av ”frame time estimate” är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.

Därför används, efter làsningssekvensen, en dedicerad pilotbärvàg för att uppnå en hög synkroniseringsprecision pà samplingsklockan.

En BSI-signal extraheras också från pilotbärvàgen.

ESI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm 506 640 UI 20 20 som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.

En 2048 punkters verklig FFT utförs pá ingångsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning (rescaling), som baseras pâ energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.

Kanalvärdeberäkningen och -utjämningen utförs pà utmatningsdatan från FPT-blocket. Alla dataramar används för att värdeberâkna (estimate) kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en bitladdningsvektor som bestämmer antalet bitar som skall sändas på var och en av bärvàgorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH).

I symboldetekteringsblocket utförs en ”avmappning” (demapping) för varje bärvàg enligt bitladdningsmallen (bit~loading mask). (de- (FEC, Forward Error Correction) pà den detekterade bitströmmen.

Efter avmappning utförs ”avinterfoliering” interleaving) och ”felkorrigering vid mottagning” Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy frames) tas bort i detta block.

I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns SC). processor som har gränssnitt styrenheten för systemet (System Controller, SC;n är en generell (general purpose) mot och styr de olika underblocken med användning av en lokal PCI-buss. styrenheten CPU programmerbar. tillhandahållas, för att underlätta programmering.

I den version av MUSIC som beskrivs här, är En extern port genom ett JTAG-gränssnitt pä moderkortet (on-board), Huvuduppgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra Vi 20 30 506 640 21 bitladdnings- och energiladdningsberäkningar_ Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad (CCH). förändringar i bit/energi-laddning och annan styrkanal Denna kanal överför data avseende systemsignalering.

För att erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvåndning, måste de digitala delarna av systemet vara baserade på åtminstone två ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignándamål.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips innehåller ramsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, symboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocket och nätgränssnittblocket kan implementeras på ett tredje, respektive fjärde, chips.

Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell 1 till 3 bifogade härtill.

VDSL-system arbetar i spektrumet från 0 till 40 MHz.

I detta band upptar MUSIC-systemet, lägre 10 MHz, Ett antal traditionella band som beskrivs här, de se Figur 6. finns i detta spektrum, inklusive POTS och vissa radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvàgor över 10 MHz, har varje bàrvåg en bandbredd på 9,77 kHz, där de två första bärvágorna är allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista bärvàgen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten.

Andra bärvågor (pà radioband) kan behöva annulleras. Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning på det balanserade kopparparet.

Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning. 506 640 20 IJ 'Jc 30 22 Det finns två sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- (below) MUSIC- frekvensbanden. Detta kan uppnås med användning av en och ISDN-systemen existera under liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandahållas oberoende av konfiguration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning av 1024 bärvågor över 10 MHz ger varje bärvåg en bandbredd på 9,77 kHz. ISDN-spektrumet kräver allokeringen (150- 4)/9,77 = 5, av dessa bärvàgor. Beroende på kanalkarakteristiken måste dessa fem bärvågor väljas att ha det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*l00=500 kbit/s bandbredd.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 500 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.

Resultatet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda på en telekommunikationsoperatörs nät, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 200-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen på högre frekvenser den maximala bithastigheten.

För kablar på omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en l km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.

En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar den använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen mäste kanske också uteslutas.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: lll 506 640 23 - maximal varaktighet 250 us - medianintervall 67 ms - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz - bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är belägen pà NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).

Samplingsklockans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter" pä mindre än 0,5 ns.

Samplingsklockan på NT-sidan är fasläst till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation) i ett första skede, och använder sedan pilotbärväge: för at: producera en finjustering av läsningen. Läsningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digital/analog-omvandlare_ Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision på 1/100 sampel, med ett ”phase jitter" pä mindre än 0,5 ns.

Ramklockan är 1/(2048 + 128) styr starten av mottagning och sändning av ramarna. av samplingsklockan och Ramklockan, som används både för sändning och mottagning, avviker i fas pä både NU- och NT-sidan.

Ramklockan för sändning på NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Mottagningsramklockan på NT-sidan erhålles frän hårdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7. 506 640 30 24 Ramklockan för sändning på NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart på NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) på kopparledaren. Detta mäste göras för att upprätthålla ortogonaliteten, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både pä upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning pà NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan fördröjs ett (TA) efter det att TA-beräkning (calculation) antal sampelklockcykler i förhållande till ramklockan för sändning, utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i uppstartningssekvensen bestäms av hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande sidan. Parametrarna kan, till exempel, vara bitladdning, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, på båda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up).

BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. till BSI-klockan i nedlänken.

En kor: pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens på pilotkanalen används för ESI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan.

Un 20 k) Un 506 640 25 Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast pà den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA = 128 samplingar = 6,4 us utbredningsfördröjning. Detta motsvarar 1283 meter (cm utbredningsfördröjning är 5 ns/m).

Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonlednin~en. Det finns också anslutningar till T1- chipset och systemcontrollern för styrändamäl.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten till en hybridtransformator som också är länkad till POTS. Pâ mottagningssidan av hybriden gär den inkommande signalen via ett lägpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till Cl-chipset. På sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och gär därifrån via ett lágpassfilter LP till hybridtransformatorn. En spänningsstyrd kristalloscillator, som driver både ADC och DAC, är ansluten till T1-chipsets synkroniseringsblock.

En OFDM-ram är en summa av sinusformade bärvàgor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplane: (frequency domain) med ett minimum av separationsavstánd mellan bärvägor. Antagandet att 506 20 Ix) 'Ju 30 640 26 symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande till varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra till att skapa pulser med mycket höga toppnivåer.

Emellertid mäste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna sä att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsniväer i DAC:n för att hantera genomsnittliga (average) signaler. Även om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivà i sändaren, finns det begränsningar på mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna på mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Vara .

En kor: kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en läng kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opàverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stor: dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpningar ej kräver ett stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det område som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) från sändaren för att bygga upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det område som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9.

LI! 10 20 k) Un 30 506 640 27 Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom att omsorgsfullt ställa in signalniván vid mottagaren ADC i beroende av kabellängden.

Linjedelaren(splitter)/hybriden har tvà huvuduppgifter, nämligen att: - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen från att uppträda vid mottagaren pá samma enhet genom balansering av kabeln.

Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan.

Avsikzen med lágpassfiltret på ingàngssignalen är att minska ”alias”-effekter (aliasing effects) pà interferens ovanför det använda frekvensområdet.

Lágpassfiltre: pá utgángssidan reducerar utsänd effekt på "stoppbandet”. Dessa filter kan utgöra delar av uppdelninge-/hybridmodulen.

Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är ”Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhàllande pà ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon :ed likvärdig prestanda, används.

För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används.

FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av två reella sekvenser på samma gäng.

Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hàrdvarurealiseringen baseras pà en radix-32-kärna 506 Un 10 I5 20 640 28 som beräknar resultatet i tre ”fövandlingar” se (passes), Figur 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhållandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: SNR=22b-v-1 där b = antal bit, och v = ll (antal effektiva radix-2 ”förvandlingar”). Lösningen för b ger 17 bit upplösning (baserat på ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet.

VCXO:n genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras på data från synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen måste vara mycket till NU-referensklockan stabil och fasläst (phase locked) för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler.

För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC:n.

Dämpningsnivån är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för "framflyttning av synkronisering” (timing advance) genom systemcontrollern.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för ”timing advance” och dämpningsniván, mäste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, speciellt när bärvágor moduleras med stora konstellationer.

I den utförandeform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger på korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen. 10 20 25 30 506 640 29 På NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. Pà NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO Controlled Crystal Oscillator) (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage som är låst i fas till oscillatorn på NU~sidan. VCXO:n styrs initialt av ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationen. Därför används en dedicerad pilotbärvág, efter en låsningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet på samplingsklocksynkroniseringen_ Beroende pà den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan inïerferens mellan symboler orsakad av kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdomänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelation som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera samplingar av den mottagna signalen, avskilda i (den kända) skyddsintervall att orsaka en topp i tid av ramlängden, kommer passerandet av ett korrelationsvärdeberäkningen (correlation estimate). Därför kommer dessa toppar at: ha ett känt synkroniseringsförhållande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. ll.

Principen visas i Figur 506 I~J UI 30 640 30 Korrelatorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), för att skapa en signal med samma period som korrelationstopparna.

Fasavvikelsen (frame time deviation) mellan dessa två signaler används som indata till en "feed-back controller" som justerar VCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid inte tillräckligt exakt för att användas i ett DMT-system. Därför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inlàsningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.

Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de tvà signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning på en ramlängd. Utdatan på fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan från integratorn är korrelationsfunktionens värdeberäkning (estimate).

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol reducerad komplexitet jämförd med användning av den (sign). Denna hárdvaruimplementering har en starkt fullständiga sampelordlängden.

Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen. Beroende pà den Llu 20 N 506 640 31 reducerade dataordlängden som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sàdan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.

Ett blockschema som visar implementeringen av korrelatorn visas i Figur 12. Den inkommande signalen X(k) lO24, till en konjugator. Utdatan fràn fördröjningen och passerar genom en fördröjning med N = dvs en ram, och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) som gàr till en medelvärdesbildare. Utdatan från Z(k) fördröjd med L = 128 subtraheras. medelvärdesbildaren, vilken Z(k) signal W(k) som gàr till en ackumulator som ger en utsignal C(k). går till en subtraherare från Detta ger en Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, sà som visas. Utsignalen kan uttryckas som 6 Z(k) = Z Y(k-iM) i=Ü där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.

För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken pä korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator.

Registerinnehállet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gång ett värde större än registerinnehállet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall 506 640 20 30 32 (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). När et: helt signalintervall har passerat, kommer detta andra register att innehålla ett index till det max.värde som påträffats under detta intervall. Detta index lagras i ett :redje register (#3), en gång per signalintervall, och innehållet i det första registret (l#) divideras med två shift). (med användning av skiftning) (using Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniseringen hos insignalramarna. Ãterkopplingscontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan till signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med sedan användas som en pekare (pointer) hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.

Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för -u pilotbärvåge: i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet sc: finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvågor. De::a beror på den inneboende ortogonaliteten mellan bärvågorna. För att uppnå en värdeberäkning med acceptabelt låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. De:ta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, så argumentet âr inte direkt ïillgängligt. I återkopplingsslingan är det nödvändigt az: upptäcka (detect) mycket små argumentavvikelser. Därför måste upplösningen på argumentet vara hög. Återkcpplingscontrollern kommer att få pilotbärvågsargumentet a:: konvergera mot noll. En LJ: un IJ U- 506 640 33 approximering av argumentet, som är linjärt endast i ett litet område omkring noll, är då tillräckligt för att uppnå acceptabel prestanda. En användbar approximering som år ”monotonic” i nästan alla fyra kvadranterna, och också enkel att implementera i digital logik, beskrivs genom uttrycket: A=M.[3{c}- (1-sgn¶R{c}) .K. där C är den komplexa pilotbärvàgsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant som påverkar funktionens utformning (här används K=2).

Kanalen inför fasskift på pilotbärvàgen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen på insignalen och pilotargumentet noll.

För att eliminera detta problem går pilotbärvàgsestimatorn också genom uïjämnaren för frekvensplanet (frequency domain equalizer). Uïjämningsparametern för denna bärvàg sàttes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.

Valet av pilotbärvåg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvàgor som pilot kan också tillhandahållas. Återkcpplingsslingan har i verkligheten två ”controllers”, var och en med sin egen insignal.De två controllerutgångarna adderas och matas via en D/A- omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda ”controllerna” är av PI-typ (Proportional and Integrating).

Figur 15 ger en översikt över signalvågarna. Den mottagna data: i :idsplanet passerar genom korrelatorn och topplägesestinatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvågen i frekvensplanet som härleds från (equalizer) utjämnaren förs till en pilotargumentestimator, 506 640 LII 15 20 25 30 34 vars utdata förs till ”áterkopplingscontrollers” som också tar emot utdata från toppestimatorn. Utdatan från ”áterkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används för att styra VCXO:n.

Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscc :rollern aktiv. När ramsynkroniseringen har stabiliserats, värdeberäknas utjämningsparametern för pilotbärvàgen och sättes (av SC:n). Detta görs endast en gång, och ytterligare uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna ändring av utjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn tillräckligt med inställningstid.

Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilotargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringsconïrollern stoppats, läses dess sista utvärde sà az: VCXO-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.

Pilotbärvàgen används också för överföringen av synkroniseringsinformazion för bassynkroniseringsintervallet (BSI = Base Synchronization Interval). Bärvàgsargumentet antas normalt vara konstant.

Ett kort mönster BPSK-moduleras på bärvágen med användning av faserna 0 och n och lämnande bärvâgen pà fas 0 under resten av BSI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel ( pilotbärvágsargumentvärdeberäkningen försumbar. En av BSI-intervallet, är störningen av korrelator används för att detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI.

(SC) för upptäckt av synkroniseringslàsning och av övervakningsskäl, "System Controllern” måste ha läsaccess, till register som håller estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapprcximeringen_ UI 20 IQ (Ju 30 506 640 35 För att hantera den inledande utjämningen av pilotbärvågen är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bärvågen och skriva till utjämningsparameterminnet.

Ett kompensationsregister (offset register) för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna och ramstartsignalen är nödvändigt och mäste vara skrivbart från SC:n. Detta används på NT-sidan.

De detekterade BSI-händelsesignalerna, för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som avbrottsinmatningar (interrupt inputs).

Alternativt kan pilotbärvàgen återhämtas (recover) från signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslàsning av en samplingsklockoscillator_ Frekvensplansmetoden, som här beskrivs, har fördelen att pilotbärvàgsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvågorna, beroende på ortogonaliïeten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.

Ramlängden och längden på de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en återkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet på ramsynkroniseringsestimatorn modifieras en aning. Det är viktigt att VCXO n har mycket låg fasstörning, eftersom àterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sådan störning.

Ett diskret mulïitonsystem (DMT) modulerar N komplexa datasymboler på N bärvágor (här använder vi N=1024 bärvägor). enna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transfcrmering genom användning av ”Inverse 506 640 (Jl W 20 IQ Un 36 (IFFT).

N st bärvàgorna av en FFT.

Fast Fourier Transform” I mottagaren demoduleras de I modemet, som beskrivs här, utförs FFT och IFFT av samma enhet, med användning av samma bas (radix) 16, eller 32 ”kärnor” (cores), i olika faser.

Denna process visas schematiskt i Figur 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder på 2048 reella, eller 1024 komplexa värden.

IFFT, samt addering av cykliskt prefix.

För varje ram utför denna enhet en FFT, skalning, omskalning (descaling), FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTs och arbetar med ett minimum pà 16 bit aritmetik.

För nätterminalsidan, (NT), synkronisering mellan ingàngsramstarten och IFFT- finns det ett krav på utgàngsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvàgorna). Sändaren skall kunna starta sändningen av en ram innan den startar att ta emot en ram, så kallad "timing advance”.

En skalning (scaling) bör tillhandahållas före IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella koefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingángsvärdena från symbolmappern (SM). Koefficienterna är på 16 bit vardera.

Koefficientminnet består av två banker av samma (l6XlO24 bit). andra uppdateras. Omkoppling (switching) storlek Den ena banken används medan den möjliggörs genom ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.

Efter FFT n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.

Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skalningsvärdena. av 16 bit.

Koefficienterna representeras 20 h) Lll 30 506 640 37 En exponent (som resulterar i en ”post shift”) pa 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.

Koefficientminnet består av två banker av samma storlek ((l6+4)xlO24 bit). Den ena banken används medan den andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- kommando och verkställes vid nästa BSI.

Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insättandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvåg som en separat kanal.

Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen.

Under förutsättning att ”timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix pä 125 sampel att behövas. Sålunda kommer utdatan för varje rar att vara sampel: 1920, l92l,...,2046, 2047, O,1,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sida: har en storlek pä 384 ord (16 bit) och de FIFO:n som har gränssnitt mot Tl-chips har en storlek pä 448 ord (32 bit).

En a::an DMT-teknik som inte använder ”Fourir transformation" är ”Discrete Wavelet Multi-tone Transform" (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL standardiseringskommitté som avslog den. 506 640 Un IJ Un 38 Den precision som behövs i denna teknik beror på det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero på klockhastighetsdifferenser och den mängd de analoga komponenterna ”timing advance” som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar.

Kanalvärdeberäkning utförs med en "beslutsinriktad” (decision directed) metod, eftersom alla dataramar då används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens på kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar i kanaltransmissionskvalitet.

Grundprincipen för ”beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna data och kända, sända data används för uppdatering av en kanalmodell. I ett visst skede av denna process är kanalmodellen exakt nog för att kunna användas för utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas på samma sätt som den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.

Genom att använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i små steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” kanalen. (inverse) Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant system. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den 20 IQ Uu 30 506 640 39 resulterande signalen, U, går sedan till en detektor (kvantiserare) vars utdata är Y. Y går sedan till en symboldekoder som producerar en avkodad databitström. U och Y går också till en ingång (input) på uppdateringsenheten för utjämningsparametrar och till en variansestimator.

Utdatan hos variansestimatorn är W.

En adaptiv algoritm för värdeberäkning av utjämningsparametrarna (EQ), som använder den utjämnade datan (U) beskrivs genom följande ekvation: och den kvantiserade datan (Y) som indata, som = Bok + .Eoktkfl (Yk- Uk) luklz där u är en positiv konstant (u << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okänslighet när det finns störningar pà insignalerna.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i har ett alltför stort dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är ekvationen undvikas. Uttrycket u/|UkP dock möjligt att kvantisera detta uttryck på ett logaritmiskt sätt som visas nedan: ~ z-integeríllog |Ukl)+ integerflog p) ~ 2 2 u/luk Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med användning av absolutvärdet av Uk som indata i en binär prioritetskcdare och byter tecken (negating) på utdata.

Eftersom uttrycket är en heltalspotens av två, implementeras multiplika:ionen i algoritmen med hjälp av en ”barrel*shif:er". 506 640 10 20 30 40 Interferensvariansen pá var och en av bärvágorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna frán ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt låg för att varje datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvágorna, uppfylles detta villkor.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för värdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation: Wk*1 = .Wk+8. IYk_UkI2 Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfilter. Parametern 8 är en liten, positiv konstant (s << l) som påverkar filtrets dynamiska egenskaper. Detta är inte någon kritisk parameter, och att välja 6 bland heltalspotenser av tvà kommer att vara tillräckligt.

Om ett värde pä 2 väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensnivàn.

Därför kan en separat algoritm, som arbetar parallellt med variansestimatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift.

”System Controllern” mäste ha báde läs- och skriv- access till det minne som häller utjämningsparametrarna.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden.

Uu 10 20 30 506 640 41 Kanalvariansminnet måste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara tillgängliga för skrivning från System Controllern.

Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik både för kanal- interferensvärdeberäkningen_ Under normal exekvering är den uppstartsekvens, och beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräckligt låg symbolfelfrekvens.

Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras :ill enhetsvärde vid början av startsekvense., eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsändringar i datavägen.

Varje ändring av skalning i sändaren måste kompenseras i mottagaren. Detta ställer också krav på speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i mOCCagarEn .

Symbolmappern (encoder) mappar ett antal bitar till ett komplext tal (I, Q) som indirekt bestämmer fasen och amplituden hos en bärvàg. Mappningen av alla värden av en viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 19. Detekteringen år den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet pà de bitar som sänds på bärvågen. Det antal bitar som sänds på en viss bärvåg bestäms av bitladdningsfaktorn för denna.

Konstruktionen av en specifik konstellation är inriktad mot att låta varje punkt flyttas så långt som 506 640 lJ| 30 42 möjligt från alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara så låg om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellation som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den adaptiva utjämnaren.

För en given bärvàg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) (square-grid constellation) baserad på b-bitarna (vbllvbq, från fyrkantrutnätkonstellationen _,vLv2). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation är (vbllv¿¿,___'vLv¿). Till exempel, för b=2 ”etiketteras” de fyra konstellationspunkterna O, 1, 2, 3 mc:svarande (vLv¿) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1), respektive.

För jämna värden på b bestäms heltalsväriena pà I och Q för konstellationspunkten (I, Q) fràn b-bitarna (vb1,vb_ 2,___,vLv¿) enligt följande. Dela upp V i VI = (vb1,v¿¿,_H lvl) och VQ = (vb2,vb%,____vO). Tillämpa sedan den omvända Gray-koden på VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2Gra¶(VI) + 1, och Q=2Gra¶(VQ) + 1.

Figur 19 visar hur det binära mönstret för V mappar pá I och Q när b = 6.

Innan dessa värden sänds till IFFT:n nornaliseras de genom att skiftas så att ”msb” av dessa tal blir ”msb” på utmatningen (16 - [b/2] steg kvar).

För en given bärväg använder dekodern en konstellationspunkt (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vbfl, För enkelhetens skull när det gäller Vb-2.... ,V1.V2)- beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en 20 25 30 35 506 640 43 heltalsetikett vars binära representation är (vbllvbz _" vvllvz) _ Det antas att värdena på I och Q begränsas genom mättnad till området (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas Värd-ena I = (iisfli-n, ,i1,io)f och Q = (qisflu, ,q1,qo)f och kombineras sedan till V som V = (giß,gqß,giM,gqlL.....), \ där de övre o-bitarna är gällande.

Det antal bitar varje bärvâg förmedlar beror på deras (SNR).

Signal/brusförhàllandet beräknas för varje bärvâg i respektive signal/brusförhállande mottagaren. Baserat pá signal/brusförhàllandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvâg. Sålunda bestäms det antal bitar varje bärvâg skall överföra per sänd symbol.

Dessa bitladdningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om så erfordras.

MUSIC-systemet använder 2-dimensionell ”Quadrature Amplitude Mcdulation” (QAM) pà varje bärvâg, med bitladdningsíaktorer varierande från O-12 bitar.

Antalet bitar som sänds på varje bärvâg kan uttryckas QEIIOITI: ßi= bi+ log2(L)= log: (1 + “mi ) (1) r där F, SNR-gapet, beror på modulering, möjlig kodning och en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beroende pà de extra bitar som behövs för kodning.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger: r , ííí - yd + ymargin (dB) (2) 506 640 25 30 44 där Psär den önskade symbolfelfrekvensen,'m är "kodningsvinsten” (gain of coding) i systemet, ymugnlär systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, impulsstörningar etc. Ekvation (1) ger en bitladdningsfaktor med infinit granularitet.

Bitladdningsfaktorerna är avrundade för att ge de stödda faktorerna (O - 12 bit).

Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tillåts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvàg. Detta tillhandahåller möjligheten att avstämma energin så att (1) resulterar i en bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger: (Qi-UF Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvågsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.

Fjärröverhörningen (FEXT) kommer att variera avsevärt i en sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvågsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor är den maximala energi som är tillåten på varje bärvàg.

Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero på den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: Un 20 30 506 640 45 där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.

För varje bärvåg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För energiladdning används n bit för att ge 2” - 1 möjliga faktorer.

Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnå en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras så att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn.

Trösklarna beror pä L och F, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln för nästa jämförelse. Pâ ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.

- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. (3).

Energin skalas enligt ekvation 506 640 20 19 Un 30 46 - Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de tvâ första stegen nödvändiga.

Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/FFT-processorn.

Avsikten med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror på felmönsterkarakteristiken. Förväntade felkällor (som inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) inducerar slumpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).

Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller två bit per bärväg. Sannolikheten för ett enstaka bitfel pà en bärvág är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, som i sin tur är högre än sannolikheten för 3 bitfel, och så vidare. Detta beror på det sätt på vilket bitarna i symbolen är kodade (dvs Gray- kodning).

All kodning beror på en synkronisering för att bestämma startbiten för kodorden och/eller ”interleaving"- blocken. ”simple dead reckoning" att vara tillräckligt, fel i dataflöde förlust av ramsynkronisering, I ett system sådant som MUSIC-modemet kommer eftersom ett (data flow slip) aldrig kan inträffa utan eller felinställning vid bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart.

Un 596 640 47 Kanalkodningen kommer också att inkludera "interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.

”Interleaving” bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn pà djupet är tidsfördröjningen som införs i systemet.

Skillnaden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgränser.

Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bitar (vanligen åtta), en så kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett "enbitsfel” (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, måste de mest ”felbenägna” (error prone) bitarna vara koncentrerade till en, eller några få, av Reed-Solomon-symbolerna.

Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvàgs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en ”delad” (shared) större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre redundans som kan användas av ett kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes).

Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik_ Faltningskoden skall kombineras med interleaving.

Det är möjligt att använda en ”top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t.ex. Fire- koder, för att detektera/korrigera de återstående bitfelen. 506 640 Uu 10 25 ua KJ; 48 Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.

Vid överföringen av trafik med hjälp av multibärvàgsteknik, till exempel ortogonal frekvensdelningsmultiplex (OFDM), sänds samma antal bit på alla underbärvágor. Detta görs trots det faktum att det är teoretiskt möjligt att sända flera bit om kanalen är känd, vilket är fallet, till exempel, vid överföringen av trafik på kopparledare. Det har därför bedömts önskvärt att tillhandahålla, i ett multibärvágstransmissionssystem, en metod för överföring av olika antal bit per kanal, eller underbärvâg.

För närvarande används bitladdning för att variera i sä kallad diskret multiton och OFDM-överföring vilka bàda använder antalet bit per kanal, eller underbärvàg, multibärvågsteknik på kända kanaler. Sålunda ger sådana system en metod att överföra rätt antal (real capacity) bit per kanal, eller underbärvàg.Medan denna metod sänder ett varierande antal bit per kanal, eller underbärvàg, skulle det emellertid vara fördelaktigt att kunna sända ett definierat antal bit per kanal, eller underbärvàg, men med varierande användardatainnehàll.

I ett multibärvágstransmissionssystem sänds kanalinformation mellan tvâ transceivrar med användning av en mångfald av underkanaler modulerade med symboler, vilka var och en representerar en mångfald av bit.

I metoden enligt den föreliggande uppfinningen för överföringen av kanalinformation i ett multibärvàgstransmissionssystem, såsom MUSIC-systemet som här beskrivs, bestäms ett definierat max.värde för antalet bit för varje symbol, liksom bitkapaciteten per symbol för var och en av mångfalden av bärvägor. Om det fastställes UI 25 30 p: LJ! 506 640 49 att vissa av underbärvágorna har en kapacitet som är mindre än det definierade max.värdet, då ökas antalet bit som representeras av en symbol, sänd över dessa underbärvágor, till det definierada max.värdet genom att lägga till kanalkodningsbit.

Sålunda sättes antalet bit, som representeras av symbolerna som används för att modulera mångfalden av underbärvàgor, till ett definierat max.värde, och kanalkodade bit används för att öka antalet bit, som representeras av en symbol, som sänds över dessa underbärvàgor, som har en kapacitet, som är lägre än det definierade max.värdet.

Enligt den föreliggande uppfinningen bestäms max.värdet av antalet bit för varje symbol pá basis av bitkapaciteten hos den av underbärvàgorna som befinnes ha den högsta teoretiska bitkapaciteten. I praktiken kommer det definierade max.värdet för antalet bit at: vara åtminstone lika stort som bitkapaciteten för den underbärvàg som har den högsta teroretiska bitkapaciteten.

Med andra ord kan det definierade max.värdet vara lika stort som, eller större än, den teoretiska bitkapaciteten hos de bästa av underbärvàgorna.

Sålunda, i praktiken, mäts, eller värdeberäknas bitkapaciteten hos en underbärvåg, och, för de underbärvàgor som inte har tillräcklig reell kapacitet införs ett antal kanalkodningsbit som ökar det totala bitantalet, som representeras av en symbol som sänds över de berörda underbärvágorna, upp till det definierade maximala antalet bit.

Till exempel, om det bestäms att det definierade (maximala) antalet bit för varje symbol skall vara 16, och antalet bit som representeras av en symbol, som sänds över 506 640 lO 50 en viss underbärväg, genom värdeberäkning eller mätning befinnes vara representeras uppfinningen, Om emellertid endast 4 bit, dä kommer antalet bit som av symbolen att, enligt den föreliggande ökas genom tillägg av 12 kanalkodningsbitar. antalet bit som representeras av en symbol, som sänds över en annan underbärvåg, befinnes vara 10 bit, då kommer det endast att vara nödvändigt att lägga till 6 kanalkodningsbitar.

Det framgår därför av den föregående beskrivningen att, enligt den föreliggande uppfinningen: - ett multibärvägstransmissionssystem är anordnat att sända kanalinformation mellan tvà transceivrar med användning av en mångfald av underbärvàgor modulerade med symboler, vilka var och - ECT. __» en representerar en mångfald av bit; definierat max.värde bestäms för antalet för varje symbol; och - systemet är anpassat att: bestämma bitkapaciteten per symbol för var och en av mångfalden av underbärvägor; och öka antalet bit som representeras av en symbol, har en kapacitet som är mindre än det sänd över de av underbärvägorna som definierade max.värdet till det definierade max.värdet genom tillägg av kanalkodningsbitar.

Tillägget av kanalkodningsbitar för att öka antalet bit som representeras av en symbol kommer därför att lx) Lll La u- 506 640 51 tillhandahålla ett multikodat, multibärvágstransmissionssystem.

Som angetts ovan är målet med kanalkodning att minska bitfelsfrekvensen, och typen av kodning kommer att vara beroende av felmönsterkarakteristiken. Sålunda kommer de kanalkodningsbitar som adderas för att öka antalet som representeras av en symbol till det definierade max.värdet, att åstadkomma en minskning i bitfelsfrekvens på ett sätt som är känt av personer med expertkunskaper inom området.

Dessutom är kanalkodningsbitna i grund och botten redundanta bitar som adderas till kanalinformationen som sänds mellan de båda transceivrarna, på ett kontrollerat sätt, för att signalera validiteten hos informationen vid mottagaren.

Förväntade felkällor, såsom angetts ovan, omfattar slumpmässigt brus (som inducerar slumpmässiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).

Det kommer att vara direkt uppenbart av den föregående beskrivningen att metoden för den föreliggande uppfinningen kan användas av vilket modem som helst som överför data pà kanaler med relativt statiska kanalegenskaper och som använder multibärvâgstransmissionssystem, eller liknande teknik, som fördelar information på ett antal underbärvàgor.

”System Controllern” är baserad pä en "micro controller", eller signalprocessor, beroende pà kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICs som utgör modemet.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- 506 640 Un lJ| 20 52 och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funktioner som utförs av systemcontrollern är: - hantering av ”Control Channel Signalling”; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systemövervakning.

System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board).

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de tvà datavägarna oberoende av varandra på samma fysiska kopparkabel, terminerande i nät(verks)enheten (NT) och mottagaren Rx styrs av System Controllern.

(NU) pà nätsidan, och nättermineringen pà användarsidan. Både sändaren Tx System Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, bitladdnings- och energiladdningsfaktorerna.

Denna uppdatering måste göras samtidigt med start från samma ram, på både sändar- och mottagarsidan.

Beräkningarna görs och uppdateringen initieras pà den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med BSI- klockan, används för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer på systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel fràn den avkodande kanalenheten.

System Controllern kan initiera omstart pà olika nivåer; U| 20 506 640 53 till exempel, gå tillbaka till ”idle mode", eller göra en fullständig uppstart.

Styrkanalen år en vald bärvåg som endast används för signalering mellan de två modemen. Konstellationen på bärvågen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.

Protokollet på styrkanalen är delvis baserat på HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av ”flag sequence” och ”bit-stuffing”. En 16-bitars "frame check sequence” garanterar att varje meddelande mottages korrekt.

”Flag-sequence”, ”bit-stuffing” och ”frame check sequence” hanteras i hårdvaran på mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern.

Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende på storleken pà buffrarna på mappnings- och detekteringschipset.

Protokoll på högre nivå kan delvis baseras CCITT Q.92l-rekommendationer.

I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23.

För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalningsvektorn. Motsvarande på mottagarsidan finns bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvågen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera ett specifikt mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och mottagarvektorerna. 506 640 Uu 20 IJ Un 30 54 Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas i Figur 24.

Denna BSI är hàrdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.

När systemet är igång kommer synkronisering att finnas mellan upplänksändaren och mottagaren, genom ”base sync interval uplink” (BSI-D), samma längd men är skiftade ett halvt BSI-intervall.

(BSI-U) och ”base sync interval downlink" se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt SC:n vid NU:n, eller NT:n, avbrott för både BSI-U och BSI-D. kommer att ta emot För Nïzn kommer det att bli ett sändnings-BSI-D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott_ Genom att skifta BSI-U med BSI/2, kommer SC-laddningen att fördelas bättre över BSI-perioden.

Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärvàg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid pà sändar- och mottagarsidan för att tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda BSI;n ändras vektorn synkront pà mottagar- och sändarsidan.

Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används på varje bärvág, hanteras av två minnen för mottagning och två minnen för sändning pà mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller e:t 4-bitars ord för varje bärvàg (lO24x4).

System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall användas för att ta emot efter starten från nästa BSI-intervall.

Un 506 640 55 Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan 0 och 12, där O anger en oanvänd bärvág; 1-12 anger antalet bitar i konstellationen (t.ex. 2 för 4QAM, 4 för 16QAM, 10 för 1024 QAM).

Energivektorn häller information om hur bärvágorna skalas/omskalas pà energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel.

Skalningsvektorn (scaling vector) kommer också att användas för annullerade (cancelled) som ett mönster (mask) bärvàgor.

Skalning av de olika bärvágorna på sändarsidan hanteras av ett minnesomràde på FFT-chipset. Minnet består av ett 16-bitars ord för varje bärvàg (1024 x 16). Dessa värden multipliceras med vektorn för varje bärväg i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de tvâ minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall.

Ett motsvarande minne (dubblerat) implementeras pà mottagarsidan för att omskala (rescale) bärvágorna före symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext värde för varje bärvág (32 bitar/bärvàg), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet O används för bärvàgsannullering.

Utjämningsvektorn används för att utjämna den mottagna ramen enligt kanalkarakteristiken. Denna vektor uppdateras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren. 50 20 IQ Un 30 640 56 Beroende pà bärvágens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvág - denna bärvág sänder data enligt det beräknade bitladdningsvärdet och är "sändarskalad" och ”mottagaromskalad”; - annullerad bärvág - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller - dålig bärvág; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll.

(CMl) Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.

I bärvàgsmode l arbetar systemet normalt.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCH, och en synkron ändring utförs.

(CM2) /omskalningsvärdet till 0 för att urstàndsätta (disable) I bärvàgsmode 2 sättes energiskalnings- all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bärvågen är satt ur stånd. För denna bärvág kan ingen kanalvärdeberäkning göras.

(CM3) nolla för bizladdningsfaktorn. På sändarsidan betyder detta I bärvàgsmode 3 har mottagaren beräknat en att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvàgsvärdet från synkroniseringsramen och gör det möjligt att utföra en kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.

Bärvägsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4.

(J: 20 30 506 640 57 Basfunktionaliteten för ”startup”-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” start (boot), behandlas. kommer nu att Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller båda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det viktigaste att ta hänsyn till vid ”start- up" är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensnivàn för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar.

De olika ramtyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram häller ett bestämt moduleringsmönster för varje bärvág och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom att låta moduleringsmönstret beskrivas genom en ”random sequence” hálles korskorreleringen inom ramen låg, så att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras. 2. Dataram 1, (DFI), förmedlar "random data” pà alla bärvâgor, utom pà fyra fördefinierade bärvâgor som sänder styrkanalen (CCH) parallellt. Det används vid ”start-up” när CCH-bärvàgen är obestämd och möjliggör för mottagaren att välja den minst störda bärvàgen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen. 3. Dataram 2 (DF2) förmedlar ”random data” pà alla bärvâgor utom en, som bär styrkanalen (CCH). Den används när CCH-bärvàgen har bestämts, och bitladdningsfaktorerna ännu inte är satta. 506 640 20 58 (DF3) bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden. 4. Dataram 3 förmedlar data och använder En bärvág är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i Figur 26, vid start-up och i viloläge (idle mode), kallad start-up-sekvens (SUS= Start-Up Sequence).

SUS kan sammansättas genom att använda de olika dataramarna, DFl och DF2, som följaktligen kallas SUS1 och SUS2. I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för kanalvärdeberäkning.

Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar från användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.

Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".

Mottagaren försöker, pá vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger mottagaren en distinkt indikation pà när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en ”wake-up”-signal.

"Wake-up”-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas pà NU-sidan, gär systemet direkt till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) som beskrivs nedan.

Denna del av startproceduren utsätts för ”time out” om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.

UI h) Un 506 640 59 Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en ”wake-up”-signal i form av en SUS1. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.

När "wake-up”-tillståndet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.

Uppsättningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. Denna uppsättningssekvens startar efter det att nätsidan har detekterat en ”wake-up”-signal, eller nätet initierar uppsättningen.

Det första steget i uppsättningssekvensen visas i Figur 29. I denna fas startar NU för att sända SUSl- mönstret. NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance” (TA)-inställning, med TA = O, på CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.

Piloten sänds kontinuerligt.

NT-mottagarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan átertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten på synkroniseringsramar gör en noggrann värdeberäkning inom 300 ms. Med användning av denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvàgorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvåg för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = O för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) på CCH-bärvågen för varje mottaget TA-valmeddelande, repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloten med BSI/2 från den inkommande piloten, så att SC-laddningen distribueras över tiden. När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av uppsättningssekvensen. 506 640 Un 20 60 Sålunda börjar steg 1 av uppsättningssekvensen med att sändaren, i nätenhetsmodemet, sänder en SUSl och ett TA-meddelande med TA = O i periodiska intervall. Vid mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - - återhämta BSI:n; - möjliggöra kanalvärdeberäkning; - välja en CCH; och - avkoda TA-valmeddelandet.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUSl, ett TA =0 -meddelande och en pilot skiftad med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar på ramkorrelering.

Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett ”timing advance”-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, korrigerade TA- värdet.

När NT-sidan tar emot det nya TA-värdet ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande.

I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende på att NT-sändaren ändrar (changing) ramklocka, och enheten behöver återkorrelera. Efter det att ramklockan har återhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar Un Is) Un 506 640 61 systemet TA-meddelandet och går till det tredje steget av uppsättningssekvensen.

Sålunda startar steg 2 av uppsättningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA:t, såg X, tillsammans med en SUSl, som respons till SUSl och TA = O-meddelandet som sänds från sändarterminalen.

Terminalenheten, NT: - tar emot det nya TA-meddelandet; - korrigerar den utgående ramklockan; och - sänder ett kvitto SUSl och TA = X.

Nätenheten, NU: - utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; - återhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvärdeberäkning; - väljer en CCH; och - avkodar meddelandet.

Den sista uppsättningssekvensen, steg 3, se Figur 31, hanterar CCH-valet för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvågen och sänder e:: CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.). 506 640 62 På NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUS1 och sänder en SUS2, dvs terminerar parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n på den valda bärvâgen.

'Ju CCH-bärvågen i upplänk har nu konfigurerats. För nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- sidan efter mottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.

Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: 10 - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta pá en kvittering; och - avsluta CCH-meddelandet.

Terminalenheten: - tar emot CCH-valet för upplänken; I» - terminerar SUSl; - startar SUS2; och - kvitterar varje CCH-val.

Nätenheten: tar emot CCH-valet för nedlänken; h) C I terminerar SUSl; startar SUS2; och kvitterar varje CCH-val.

Terminalenheten: - sänder den valda CCH:n för nedlänken; UI 20 k) Un 506 640 63 - väntar pá en kvittering; - a'slutar CCH-meddelandet.

När dessa steg har tagits har modemet nått viloläge (idle mode), sändande SUS2. Med användning av CCH kan bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik och DAS-sändning pábörjas.

VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nätelement, beroende på den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nättermineringsutrustning. Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt gränssnitt, se Figur 32, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med nättermineringsutrustningen, och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket accessnoden är placerad.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt 1-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt l-ramen finns, bortsett från ramhuvudet och ett antal nyttolasten, informationsfält för hanterings- och styrinformation. Dessa hanterings- och styrfält inkluderar ex. AIS- endast om SDH tas hela vägen till kundutrymmena) mätningar olika larmindikatorer, såsom SDH-larm, t. (giltig av bitfelsfrekvens för prestandaövervakning, indikeringar på om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning och för hög :emperatur etc. Hanteringsfälten inkluderar också aktivering av olika slingtester på modemet, för drift och underhállsändamál. 5Û6 64-0 64 TABELL 1 Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalite: mellan modem Nej Duplexmetod Separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende pà duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithaszighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bàrvàg - uppströms O-4096 QAM - nedströms 0-4096 QAM Antal bärvágor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvág 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvàg) Modulering DMT Accessteknik VDSL Signaleffekt -60 dBm/Hz 506 640 65 Bitfelsfrekvens 104 Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCH - bandbredd 1 bärvåg, minimum 16 kbit/s - protokoll HDLC Sample clk 20 MHz il0ppm Ram Clk 20 MHZ/(2048+ll2) = 9,19 kHz 506 640 66 TABELL 2 Systemparametrar för Sändaren Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MH2 Bitladdning Ja, O, 2, 4, 6, 8, lO, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s 506 640 67 TABELL 3 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO i25 ppm, lOppm/V känslighet - DAC l8 bit, Område O-5 V - upplösning l/100 av en sample 506 640 6 8 TABELL 4 Bärvàgsmodes Mode Sänd Bitladdning Utjämna Skalning CMl Data 2 - 12 Ja Ja c1v12 Nej o Nej o CM3 Synk-info 0 Ja, synk Ja, låg

Claims (19)

10 25 30 506 640 69 PATENTKRAV

1. Ett mul:ibärvàgstransmissionssystem i vilket kanalinforma:ion sänds mellan två transceivrar med användning av en mångfald av underbärvågor modulerade med symboler, vilka var och en representerar en mångfald av bit, där var och en av nämnda transceivrar inkluderar en mottagare och en sändare, k ä n n e t e c k n a t av att ett definiera: max.värde fastställes för antalet bit för varje symbol, och av att systemet är anpassat att fastställa bitkapaciteten per symbol för var och en av nämnda mångfald av underbärvågor, och att öka antalet bit, som represenzeras av en symbol, vilka sänds över de underbärvàgcr som har en kapacitet som är mindre än det definierade :ax.värdet, till nämnda max.värde genom tillägg av kanalkod-ingsbitar.

2. Ett mul:ibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav 1, k ä n n e : e c k n a t av att det definierade max.värdet för antalet bit för varje symbol fastställes på basis av bitkapaciteten hos den av underbärvågorna som har den högsta teoretiska bitkapaciteten.

3. Ett mul:ibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav 2, k ä n n e : e c k n a t av att det definierade max.värdet för antalet bit för varje symbol är åtminstone lika stort som den teoretiska bitkapaciteten för den nämnda av underbärvägorna.

4. Ett mulïibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav 1, k ä n n e 2 e c k n a t av att nämnda överföring verkställes :ed hjälp av en mångfald av underbärvågor, som moduleras med symboler, vilka var och en representerar en mångfald av bit, av att nämnda system är anpassat att fastställa ett definierat max.värde för antalet bit för varje symbol, där nämnda definierada max.värde är 506 640 O: 30 70 åtminstone lika stort som bitkapaciteten hos den av nämnda underbärvàgor som har den högsta teoretiska bitkapaciteten, och av att nämnda system är anpassat att öka antalet bit, som representeras av en symbol, sända över de underbärvàgor som har otillräcklg kapacitet, till nämnda definierade max.värde genom att införa ett antal kanalkodningsbitar.

5. Ett multibärvågstransmissionssystem enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av att bitkapaciteten hos en underbärvàg fastställes genom mätning, eller värdeberäkning.

6. Ett multibärvågstransmissionssystem enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda kanalkodningbitar minskar bitfelsfrekvens.

7. Ett mul:ibärvågstransmissionssystem enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda kanalkodningsbitar som läggs till används för att Validera nämnda information vid en mottagare.

8. Ett multibärvågstransmissionssystem enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda system är ett DMT-system.

9. Ett multibärvågstransmissionssystem enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda system är ett DMT-baserat VDSL-system.

10. I ett multibärvågstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar med användning av en mångfald av underbärvàgor, modulerade med symboler, vilka var och en representerar en mångfald av bit, var och en av nämnda transceivrar inkluderar en mottagare och en sändare, en metod för överföring av nämnda kanalinforma:ion, k ä n n e t e c k n a d av att ett UI 20 30 V) kl! 506 640 71 definierat max.värde fastställes för antalet bit för varje Symbol, vilket bestämmer bitkapaciteten per symbol för var och en av nämnda mångfald av underbärvågor, och ökar antalet bit som representeras av en symbol, som sänds över de underbärvàgor som har en kapacitet som är mindre än det definierade max.värdet, till nämnda max.värde genom tillägg av kanalkodningsbitar.

11. ll. En metod enligt patentkrav 10, k ä n n e t e c k n a d av att det definierade max.värdet för antalet bit för varje symbol fastställes på basis av bitkapaciteten hos den av underbärvågorna som har den högsta teoretiska bitkapaciteten.

12. En metod enligt patentkrav ll, k ä n n e t e c k n a d av att det definierade max.värdet för antalet bit för varje symbol är åtminstone lika stort som den teoretiska bitkapaciteten hos den nämnda av underbärvàgorna.

13. En metod enligt patentkrav 10, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kanalinformation sänds med hjälp av en mångfald av underbärvägor, modulerade med symboler, vilka var och en representerar en mångfald av bit, som fastställer ett definierat max.värde för antalet bit för varje symbol, åtminstone lika stort som bitkapaciteten hos den av nämnda att nämnda definierade max.värde är underbärvägor som har den högsta teoretiska bitkapaciteten, och ökar antalet bit som representeras av en symbol, som sänds över de underbärvàgor som har otillräcklig kapacitet, till nämnda definierade max.värde genom att införa ett antal kanalkodningsbitar.

14. En metod enligt något av patentkraven 10 till 13, k ä n n e t e c k n a d av att bitkapaciteten hos en underbärvåg fastställes genom mätning, eller värdeberäking. 506 640 UI 72

15. En metod enligt något av patentkraven 10 till 14, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kanalkodningsbitar minskar bitfelsfrekvensen.

16. En metod enligt något av patentkraven 10 till 15, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kanalkodningsbitar som adderas används för att validera nämnda information vid en mottagare.

17. En metod enligt något av patentkraven 10 till 16, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda system är ett DMT- system.

18. En metod enligt något av patentkraven 10 till 17, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda system är ett DMT- baserat VDSL-system.

19. Ett multibärvàgstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan tvâ transceivrar med användning av en mångfald av underbärvàgor modulerade med symboler, där var och en representerar en mångfald av bit, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda system använder en metod enligt något av patentkraven 9 till 16 för överföringen av nämnda kanalinformation.