SE506635C2 - Förbättringar av, eller med avseende på, multibärvågssystem - Google Patents

Description

506 635 10 30 användningen av asymmetriska lösningar i vilka höga datahastigheter sänds endast i en riktning. Sådana lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, såsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras.

VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL måste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.

Fyra linjekoder har föreslagits för VDSL; - CA?; ”Bärvågslös” (carrierless) AM/PM, en version av QAM med undertryckt bärvág, för passiva NT- kcnfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- ströms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); - DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvågs- system som använder diskret Fourir-transfor- mering (Discrete Fourier Transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvågor, för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms multiplexering (ehuru DMT inte utesluter en strategi med TDMA-multiplexering); - DWET; Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Mulïi-Tone), ett multibärvágssystem som använder för ”Wavelet-omvandlingar” (Wawelet transforms) at: skapa och demodulera individuella bärvågor; UI 10 20 25 30 35 506 635 DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM är möjlig.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- från uppströms kanaler, och båda dessa från POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare generationer av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthållas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- (splitters). Normal användning skulle specifikationen vänder emellertid på denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.

I ett multibärvágstransmissionssystem som använder till exempel DMT, är det känt att återvinna (recover) en mottagarsamplingsklocka från en reserverad (reserved) bärvåg, en pilotbärvàg, som har en bestämd fas. En samplingsklockoscillator i en mottagare låses då i fas (phase-locked) till pilotbärvàgen.

Multibärvâgsmottagare, såsom DMT-mottagare, är normalt utrustade med en FFT-processor. Ett komplext tal som representerar pilotbärvàgen är då tillgängligt från FFT- processorns utdata. Om en FFT-processor ej är tillgänglig, 506 635 10 30 kan en en-frekvens DFT-processor sörja för att producera en komplex värdeberäkning (estimate) av pilotbärvágen. I ett såsom MUSIC, specifikation, hanteras ramsynkronisering avskilt från DMT-system, som beskrivs i denna samplingsklocksynkronisering, fastän de två processerna är nära besläktade och ramsynkronisering måste uppnås före sam;lingklocksynkronisering.

I den föreliggande uppfinningen styrs mottagarsamplingsklockans oscillator av en återkopplingsstyrenhet pá sådant sätt att pilotbärvàgsargumentet konvergerar mot noll.

Pilotbärvágsvärdeberäkningen (pilot carrier estimate) som genereras av FFT-processorn, eller DFT-processorn, är ett komplext tal. Argumentet för detta komplexa tal måste beräknas och användas som áterkopplingssignal för att styra mot:agarsampLingsklockan_ Den höga upplösning som krävs av DM?-system be:yder att det inte är möjligt använda uppelagstabeller (look-up tables) som en metod att bestämma argumentet för pilotbärvágsvärdeberäkningen_ Även om den föreliggande uppfinningen har uppfunnits i första hand för användning i DMT-system, är det troligt att den kommer at: finna tillämpningar i andra multibärvágssystem, såsom OFDM-system och system som använder wavelet-transformeringar snarare än fourier- transformeringar.

Ett syfte med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en metod att synkronisera en motïagarsamplingsklocka med en pilotbärvåg genom att använda en sàian approximering av det skalade (scaled) argumentet av ett komplext tal representerande pilozbärvágen som bibehåller den fulla upplösningen av de: komplexa talet. lO 506 635 Ett syfte med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en mottagare i vilken en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en pilotbärvág genom användning av en sådan approximering av det skalade argumentet av ett komplext tal representerande pilotbärvàgen som bibehåller den fulla upplösningen av det komplexa talet.

Ett syfte med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en transceiver i vilken en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en pilotbärvág genom användning av en sådan approximering av det skalade argumentet av ett komplext tal representerande pilotbärvàgen som bibehåller den fulla upplösningen av det komplexa talet.

Ett syfte med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla ett multibärvågstransmissionssystem i vilket en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en pilotbärvág genom användning av en sådan approximering av det skalade argumentet av ett komplext tal representerande pilotbärvàgen som bibehåller den fulla upplösningen av det komplexa talet.

Enligt en första aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles en mottagare för användning i ett multibärvàgstransmissionssystem som använder ortogonala bärvágor, i vilket en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplingsklocka genom faslàsning av nämnda mottagarsamplingsklocka till en pilotbärvág, kännetecknad av att nämnda mottagare inkluderar en àterkopplingsslinga anordnad att styra en oscillatoranordning, att nämnda àterkopplingsslinga använder en àterkopplingssignal som representerar en argumentvärdeberäkning av nämnda pilotbärvág, av att nämnda àterkopplingssignal erhålles från en approximering av ett argument för ett komplext tal 506 635 »_- Un 20 25 30 som representerar nämnda pilotbärvåg, att nämnda approximering bibehåller en full upplösning av nämnda komplexa tal, och av att nämnda återkopplingsslinga styr nämnda oscillatoranordning så att nämnda ”pilotargument” tenderar (att gå) mot noll.

Nämnda àterkopplingsslinga kan anordnas att kompensera för kanaleffekter.

Nämnda oscillator kan vara en VCXO.

Nämnda multibärvágstransmissionssystem kan vara ett DMT-transmissionsystem.

Nämnda multibärvágstransmissionssystem kan vara ett DMT-baserat VDSL-system..

Nämnda mottagare kan inkludera anordning för värdeberäkni: (estimation) av pilotargument anordnad att producera näïnda återkopplingssignal, och nämnda anordning för värdeberäkning av pilotargument kan anslutas till anordning för återkopplingsstyrning som kan vara ansluten, via en D/A, till nämnda oscillatoranordning.

Nämnda áterkopplingssignal kan fungera som en utjämningsparameter (equaliser parameter) och åstadkomma att nämnda oscillatoranordning justeras pá ett sätt som kompenserar för kanaleffekter.

Nämnda äterkopplingssignal kan användas för att utjämna tidsvariationer i kanalkarakteristik för en kanal över vilken :ämnda pilotbärvåg sänds.

Nämnda värdeberäkning av pilotbärvàgsargument kan härledas frän utdata pä en FFT-processor, genom beräkning (calculation}. 10 30 506 635 Alternativt kan nämnda värdeberäkning av pilotargument härledas från utdata på en en-frekvens DFT-processor, genom beräkning.

Den imaginära delen av nämnda komplexa tal kan användas som en approximering för nämnda värdeberäkning av pilotbärvágsargument.

Alternativt kan en approximering av nämnda värdeberäkning av pilotbärvágsargument användas vilket ger en extra stor àterkopplingssignal vid stora avvikelser från nollargument.

En approximering, A, för nämnda värdeberäkning av pilotbärvágsargument används, där: A;NL[S{C}-(1-sgnW{C}).K. ¶{C}.sgn.5{C}] och C är den komplexa värdeberäkningen av pilotbärvágsargumentet, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant.

K kan vara lika med 2.

Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahållas en transceiver, inkluderande en sändare och en mottagare, kännetecknad av att nämnda mottagare är en mottagare såsom skildrats i de föregående styckena.

Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahàlles ett multibärvágstransmissionssystem som använder ortogonala bärvågor, där en mottagarsamplingsklocka faslàses till en pilotbärvág, kännetecknat av att nämnda multibärvágstransmissionssystem inkluderar tvâ transceivrar såsom skildrats i det föregående stycket. 506 635 " 8 Enligt en fjärde aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles, i ett multibärvágstransmissionssystem, en metod att synkronisera en mottagarklocka med en sändarklocka, där sändaren sänder 5 en pilotsignal, kännetecknad av att metoden omfattar stegen att styra en samplingsklocka i nämnda mottagare så att pilotbärvågsargumentet konvergerar mot noll, och nämnda pilotbärvágsargument approximeras genom en räkneoperation pá ett komplext tal som representerar nämnda pilotsignal. lO Enligt en femte aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles, i ett multibärvágstransmissionssystem som använder ortogonala bärvâgor, i vilket en mottagarsamplingsklocka synkroniseras |5 med en sändarsamplingsklocka genom faslàsning av nämnda mottagarsamplingsklocka till en pilotbärvàg som sänds av nämnda sändare, en metod att synkronisera nämnda mottagarsamplingsklocka till nämnda sändarsamplingsklocka, kännetecknad av stegen att: - erhålla ett komplext tal som representerar nämnda pilotbärvàg; - från nämnda komplexa tal erhålla en 25 approximering för ett argument för nämnda pilotbärvág; - använda nämnda approximerning för nämnda argument som en àterkopplingssignal för 30 at: styra nämnda mottagarsamplingsklocka, så att nämnda àterkopplingssignal tenderar at: gå mot noll.

Nämnda àterkopplingssignal kan fungera som en 35 utjämningsparameter (equaliser parameter) och få nämnda 15 25 506 635 samplingsklocka att justeras på ett sätt som kompenserar för kanaleffekter.

Nämnda àterkopplingssignal kan användas för att utjämna/anpassa för tidsvariationer i kanalkarakteristik på en kanal över vilken nämnda pilotbärvåg sänds.

Nämnda värdeberäkning av pilotbärvàgsargument kan beräknas från en utgång (output) pà en FFT-processor.

Alternativt kan nämnda värdeberäkning av pilotbärvàgsargument beräknas från en utgång pá en en- frekvens DFT-processor.

Den imaginära delen av nämnda komplexa tal kan användas vilket en approximering för nämnda pilotbärvàgsargument.

En approximering för nämnda värdeberäkning av pilotbärvåg kan användas vilket ger en extra stor àterkopplingssignal vid stora avvikelser från nollargument.

En approximering, A, för nämnda värdeberäkning av pilotbärvåg kan användas, där: A=M.[3{C}- (l-sgn9ï{C}) .K. 9ï{C}.sgn.3{C}] och C är den komplexa värdeberäkningen av pilotbärvägen, M är en positiv skalningsfaktor, och K är en positiv konstant. 506 635 UI 20 25 10 Utförandeformer av uppfinningen kommer nu att beskrivas, med hjälp av exempel, med hänvisningar till de medföljande figurerna, där: Figur 1 visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system.

Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.

Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvàgssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering.

Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används i det multitonbärvágssystem som här beskrivs.

Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhàllandet (SNR-ratio) för frekvens i det multitonbärvàgssystem som här beskrivs.

Figur 10 visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

UI 20 Ix) Un 506 635 ll Figur 11 visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelatorn i Figur 12.

Figur 14 visar, i schematisk form, en korrelationspositionsdetektor som används för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cykliskt prefix.

Figur 18 visar, i schematisk form, ett ”beslutsinriktat" (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6.

Figur 20 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4. 506 Un I0 20 635 12 Figur 21 visar, i schematisk form, en översikt av systemstyrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt på vilket tvà av de multitonbärvàgssystemmodem, som visas i Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvàgstransmissionssystem.

Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbârvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 24 visar BSI-längd.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 26 visar SÜS-mönstret för det modem för multitonbärvágssystem som visas i Figur 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4.

Figur 28 visar, i schematisk form, "wake-up"- signalering för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figurerna 29 till 31 visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgränssnitt för en VDSL modemapplikation. 5 20 30 506 635 13 Figur 33 visar en grafisk representation av en argumentapproximeringsfunktion som används i den föreliggande uppfinningen.

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.

ADC: AIS: ASIC: BPSK: BSI: BSI-D: BSI-U: CCH: CMl: CM2: CM3: CP: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) ”Alarm In Signal” Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI för nedlänkförbindelse (BSI for downlink connection) BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) Styrkanal (Control channel) Bärvàgstyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärväg (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Bärvàgstyp (mode) 2, (bort)maskad eller urstàndsatt bärvàg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bärvágstyp (mode) 3, bärvàg ordnad för nollbitsladdning. (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cykliskt prefix (Cyclic Prefix) 506 635 20 25 30 DAC: DAS: DFI: DF2: DF3: DFT: DMT z DWMT: EMC: FBC: FEXT: FFT: FTTN: Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: 14 Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) Dataram, slumpmässig (random) data parallell CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) Dataram, helt bitladdad en CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Diskret Fourier Transformering (Discrete Fourier Transforms) Diskret multiton (Discrete Multi Tone) Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) Felkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) "Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VME-based) Tre + två, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Tvá chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) ß 20 IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: 506 635 15 Omvänd ”Fast Fourir”-transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Làgpass (Low Pass) Nät(verks)terminering (Network Termination) Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) Konventionell, ”gammal” telefonitjânst (Plain Old Telephony Service) ”Quadrature Amplitude Modulation” Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Set Top Box 506 635 IO l5 20 25 30 16 SUS: Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) SUSl: SF och DF1 ramsekvens (SF and DF1 frame sequence) SUS2: SF och DF2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) TA: ”Time Advance" TDMA: Multipelaccess med tidsdelning ' (Time Division Multiple Access) UTP Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) VCXO: Spänningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) VDSL: Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvágssystem för det installerade kopparnåtet). MUSIC är avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation på kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster.

MUSIC-systemet som beskrivs i denna (SE 9603188-5) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna SE 9603187-7, SE 9603189-3, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603195-O, SE 9603196-8, SE 9603197-6 Och SE 9603198-4, erbjuder en kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, som ger 26:2 eller l3:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel ( lokala telefoninät.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det nätverkskoncept som är känt som Fiber till Noden (Fibre To Un 20 25 506 635 17 The Node = FTTN), som använder optisk fiber, som var och en betjänar många användare, fram till ett kopplingsskàp i närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för överföring av en signal med hög bithastighet (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med låg bithastighet (2 Mbit/s) uppströms, från abonnenten, Figur 1 visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en multimedia-applikation, t.ex. video-on-demand, är länkad till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög datahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms.

I MUSIC-systemet som beskrivs här, stöds två bestämda bithastigheter (13:2 och 26:2 Mbit/s), där den lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som en extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt långa, kopparkablar.

För nâtverkstermineringen (NT) består anslutningen av ett set av standardiserade gränssnitt, såsom POTS, ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som filtreras ut passivt, så att den är oberoende av modemstatus. Nätverksenheten (NU) terminerar i det fasta nätet.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet :ill framtida funktionella uppgraderingar. Av 506 635 10 20 25 18 detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full funktionalitet sä att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.

MUSIC-systemet är ett DMT-baserat, multibärvágs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvágor. Detta visas som visar tvà transceivrar vilka var och en har ansluten till ett tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de tvâ transceivrarna i Figur 2, en mottagare, Rx, och en sändare, Tx, med användning av en mångfald (plurality) av bärvägor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitén är extremt dålig. Antalet bitar som överförs av var och en av bärvàgorna kan också variera, beroende på kanalkvalité.

En multibärvägsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar pá tvinnad parkabel pá ett effektivt sätt. I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden på 10 MHz upp pä 1024 bärvàgor med en bredd pä vardera 9,77 kHz. Den tilldelade överföringseffekten för de individuella bärvàgorna beror på störningseffekten och överföringsförlusterna på vart och ett av banden. Varje bärvàg förmedlar multinivåpulser (multilevel pulses) data (4096 QAM). Den individuella bärvàgens signal/brusförhällande (SNR) beräknas pä mottagarsidan. Om som kan representera upp till 12 bit en bärväg har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit på denna bärvàg. För bärvàgor med lägre SNR-värden placeras färre bitar på bärvàgen. Bärvágor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid mottagning (forward error correction) och datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är 10 15 20 Ix) UI 30 506 655 19 mycket högre än uppströmshastigheten. Två bestämda nedströmshastigheter (26/13 Mbit/s) stöds av systemet; den valda hastigheten beror på den aktuella kabellängden (<1300 m) och/eller kvalitén pà kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s. Olika frekvensband kan användas i MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen från uppströmskanalen och båda från POTS, se Figur 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.

TDMA och/eller en metod där varannan bärvàg dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hárdvarublocken är ADC och DAC, synkronisering, fourir transformeringsbehandling, kanalvärdeberäkning/utjämning, symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med interfoliering (interleaving), nätgränssnitt och systemövervakare.

Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI.

Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. På mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett lägpassfilter, LP, en programmerbar förstärkningsdämpare, PGA, till en analog- till digital(A/D)-omvandlare. En spänningsstyrd kristalloscillator, VCXO, används för att driva analog- till digital-omvandlaren. På sândarsidan är 20 506 655 20 hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett lågpassfilter.

Den digitala mottagarenheten inkluderar en ”fast Fourir"-transformerings- och omskalningsenhet (rescaling unit), FFT, ansluten, som visas i Figur 4, till en synkroniseringsenhet och en kanalestimator. Kanalestimatorn är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en ”avinterfolierings"- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhet och därifrån till ett nâtapplikationsgränssnitt.

Den digitala sändarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) "fast Fourir” transformerings- och skalningsenhet, IFFT, via en kodnings- och interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.

Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funkticnsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgränssnitt, så som visas i Figur 4.

Nät(verks)gränssnittet ansluter den högre protokollnivàn till modemets skikt ett-funktionalitet.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- ramar” (dummy frames) om så erfordras.

Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleaved). Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhålles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna specifikation). i0 20 25 30 506 635 21 Symbolmappningsblocket tar emot ingángsdata som en heltalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellationen beroende på det aktuella bitladdningsvärdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.

En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFFT-blocket. Detta får systemet att skala uteffektsniván på varje bärvåg. IFFT-blocket utför sedan en reell 2048 punkters inverterad (inverse) FFT på ingángsdatan, som modulerar varje bärvâg. Som ett slutligt steg utförs en address ”wrap around" på utgängsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet (CP).

Den modulerade signalen gär till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång (minimum true dynamic range) på 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan på 20 MHz. För att bli av med Nyquist ”ghosts”, LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balanserat gränssnitt mot kopparkabeln.

En översikt över MUSIC-sândarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren.

I mottagaränden separerar splitter/hybrid- transceivern de frekvenser som används av POTS, från 0 till 4 kHz, från de frekvenser som används av systemet. Det extraherar också den lågniväiga mottagningssignalen från den kombinerade högniväiga sändningssignalen och den lágnivàiga mottagningssignalen.

För att reducera Nyquisteffekter pá signalen lägpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA:n (Programmable Gain Amplifier). 506 635 30 22 PGA:n är nödvändig för att få det bästa utnyttjandet av det dynamiska omfånget i ADC:n. I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB.

Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT-blocket emot datan.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av FFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO:n.

I början återtar (retrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) och överförs till ”VCXO feed back controller”. VCXO:n genererar samplingsklockan (20 MHz).

En samplingsklocka som endast styrs av ”frame time estimate" är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.

Därför används, efter lásningssekvensen, en dedicerad pilotbärvág för att uppnå en hög synkroniseringsprecision på samplingsklockan.

En BSI-signal extraheras också frán pilotbärvágen.

BSI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.

En 2048 punkters verklig FFT utförs på ingångsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning (rescaling), som baseras på energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.

Kanalvärdeberäkningen och -utjämningen utförs pà utmatningsdatan frán FFT-blocket. Alla dataramar används för att värdeberäkna (estimate) kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en Un N 30 506 635 23 bitladdningsvektor som bestämmer antalet bitar som skall sändas på var och en av bärvågorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH).

I symboldetekteringsblocket utförs en ”avmappning” (demapping) för varje bärvâg enligt bitladdningsmallen (bit-loading mask).

Efter avmappning utförs ”avinterfoliering" (de- interleaving; och ”felkorrigering vid mottagning” (FEC, Forward Error Correction) pá den detekterade bitströmmen.

Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy frames) tas bort i detta block.

I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns styrenheten för systemet (System Controller, SC). SC:n är en generell 'general purpose) processor som har gränssnitt mot och styr de olika underblocken med användning av en PCI-buss. styrenheten CPU programmerbar. En extern port lokal I den version av MUSIC som beskrivs här, är tillhandahålles, genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board), för att underlätta programmering.

Huvuduppgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra bitladdnings- och energiladdningsberäkningar. Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad ( CU). u-. styrkanal Denna kanal överför data avseende förändringar i bit/energi-laddning och annan systemsignalering.

För at: erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvändning, måste de digitala delarna av systemet vara baserade pá à:minstone tvà ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignändamål.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips 506 635 20 IQ UI 30 24 innehåller ramsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, symboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocket och nätgränssnittblocket kan implementeras på ett tredje, respektive fjärde, chips.

Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell l till 3 bifogade härtill.

VDSL-system arbetar i spektrumet från 0 till 40 MHz.

I detta band upptar MUSIC-systemet, som beskrivs här, de lägre 10 MHz, se Figur 6. Ett antal traditionella band finns i detta spektrum, inklusive POTS och vissa radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvågor över 10 MHz, har varje bärvåg en bandbredd på 9,77 kHz, där de två första bärvågorna är allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista bärvågen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten.

Andra bärvàgor (på radioband) kan behöva annulleras. Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning på det balanserade kopparparet.

Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning.

Det finns två sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- (below) MUSIC- frekvensbanden. Detta kan uppnås med användning av en och ISDN-systemen existera under liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandahållas oberoende av konfiguration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning 10 2 IQ UI 30 Uu 0 506 635 25 av 1024 bärvàgor över 10 MHz ger varje bärvåg en bandbredd på 9,77 kHz. ISDN-spektrumet kräver allokeringen (150- 4)/9,77 = 5, av dessa bârvàgor. Beroende på kanalkarakteristiken måste dessa fem bärvâgor väljas att ha det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*100=500 kbit/s bandbredd.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 500 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.

Resultatet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda pà en telekommunikationsoperatörs nät, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 200-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen på högre frekvenser den maximala bithastigheten.

För kablar pà omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en 1 km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.

En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar den använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen måste kanske också uteslutas.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: - maximal varaktighet 250 ps - medianintervall 67 ms - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är 506 655 20 26 belägen på NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).

Samplingsklockans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter” pä mindre än 0,5 ns.

Samplingsklockan pà NT-sidan är faslàst till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation) i ett första skede, och använder sedan pilotbärvágen för att producera en finjustering av läsningen. Låsningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digital/analog-omvandlare. Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision pà 1/100 sampel, med ett ”phase jitter" pà mindre än 0,5 ns.

Ramklockan är 1/(2048 + 128) styr starten av mottagning och sändning av ramarna. av samplingsklockan och Ramklockan, som används både för sändning och mottagning, avviker i fas på både NU- och NT-sidan.

Ramklockan för sändning på NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Mottagningsramklockan pà NT-sidan erhålles från hårdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

Ramklockan för sändning pá NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart pà NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) pà kopparledaren. Detta måste göras för att upprätthålla ortogonaliteten, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både pä upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning på NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7. 10 20 25 506 635 27 Ramklockan för mottagning på NU-sidan fördröjs ett antal sampelklockcykler (TA) i förhållande till ramklockan för sändning, efter det att TA-beräkning (calculation) utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i uppstartningssekvensen bestäms av hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberâkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.

Ramklockan för mottagning pà NU-sidan styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande sidan. Parametrarna kan, till exempel, vara bitladdning, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, på båda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up).

BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande till BSI-klockan i nedlänken.

En kort pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens på pilotkanalen används för BSI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan.

Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast på den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna 506 635 lv Va 28 överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA = motsvarar 1280 meter (om utbredningsfördröjning är 5 ns/m). 128 samplingar = 6,4 us utbredningsfördröjning. Detta Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonledningen. Det finns också anslutningar till T1- chipset och systemcontrollern för styrändamál.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten till en hybridtransformator som också âr länkad till POTS. Pà mottagningssidan av hybriden gär den inkommande signalen via ett làgpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till Cl-chipset. Pâ sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och går därifrån via ett lágpassfilter LP till hybridtransformatorn. En spänningsstyrd kristalloscillator, som driver både ADC och DAC, är ansluten till T1-chipsets synkroniseringsblock.

En OFDM-ram är en summa av sinusformade bärvàgor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplanet (frequency domain) med ett minimum av separationsavstànd mellan bärvâgor. Antagandet att symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande till varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra till att skapa pulser med mycket höga toppniváer.

Emellertid måste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna så att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsniváer i DAC:n för att hantera (average) genomsnittliga signaler. Även om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivá i sändaren, finns det begränsningar UI 20 lxl V: 506 635 29 på mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna på mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Vara..

En kort kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en lång kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opàverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stort dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpningar ej kräver ett stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det område som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) från sändaren för att bygga upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det område som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9.

Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom att omsorgsfullt ställa in signalnivån vid mottagaren ADC i beroende av kabellängden.

Linjedelaren(splitter)/hybriden har två huvuduppgifter, nämligen att: - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen från att uppträda vid mottagaren på samma enhet genom balansering av kabeln. 506 635 20 25 3 0 30 Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan.

Avsikten med làgpassfiltret på ingångssignalen är att minska ”alias”-effekter (aliasing effects) på interferens ovanför det använda frekvensområdet.

Lågpassfiltret på utgångssidan reducerar utsänd effekt på ”stoppbandet”. Dessa filter kan utgöra delar av uppdelnings-/hybridmodulen.

Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är "Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhàllande på ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon med likvärdig prestanda, används.

För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används.

FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT:er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av två reella sekvenser på samma gång.

Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hårdvarurealiseringen baseras på en radix-32-kärna som beräknar resultatet i tre "fövandlingar” (passes), se Figur 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhállandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: SNR=22*°“"1 och v = ll Lösningen för b ger 17 bit upplösning där b = antal bit, (antal effektiva radix-2 ”förvandlingar”). (baserat pà ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet. 20 25 30 506 635 31 VCXO:n genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras på data från synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen måste vara mycket stabil och faslåst (phase locked) till NU-referensklockan för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler.

För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC:n.

Dämpningsnivän är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för ”framflyttning av synkronisering” (timing advance) genom systemcontrollern.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för ”timing advance" och dämpningsnivån, måste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, speciellt när bärvågor moduleras med stora konstellationer.

I den utföranieform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger pá korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen.

På NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. På NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage Controlled Crystal Oscillator) som är låst i fas till oscillatorn på NU-sidan. VCXO:n styrs initialt av ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationez. Därför används en dedicerad pilotbärvág, efter en låsningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet pá samplingsklotksynkroniseringen_ 506 635 10 30 32 Beroende på den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan interferens mellan symboler orsakad av kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdomänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelation som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera samplingar av den mottagna signalen, avskilda i tid av (den kända) ramlängden, kommer passerandet av ett skyddsintervall att orsaka en topp i korrelationsvärdeberäkningen (correlation estimate). Därför kommer dessa toppar att ha ett känt synkroniseringsförhållande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. Principen visas i Figur ll.

Korrelatorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), för att skapa en signal med samma period som korrelationstopparna.

Fasavvikelsen (frame time deviation) mellan dessa två signaler används som indata till en ”feed-back controller” som justerar VCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid inte tillräckligt exakt för att användas i ett DMT~system. Därför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inlásningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka LI: 20 506 635 33 större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.

Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de tvâ signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning pá en ramlängd. Utdatan pà fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan från integratorn är korrelationsfunktionens värdeberäkning (estimate).

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol reducerad komplexitet jämförd med användning av den (sign _ Denna hàrdvaruimplementering har en starkt fullständiga sampelordlängden.

Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen_ Beroende på den reducerade dataordlängden som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sådan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.

Ett blockschema som visar implementeringen av korrelatorn visas i Figur 12. Den inkommande signalen X(k) passerar genom en fördröjning med N = 1024, dvs en ram, och till en konjugator. Utdatan från fördröjningen och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) medelvärdesbildaren, vilken Z(k) signal W(k) som gär till en ackumulator som ger en utsignal C(k). som går :ill en medelvärdesbildare. Utdatan från Z(k) fördröjd med L = går till en subtraherare från 128 subtraheras. Detta ger en 506 635 20 25 30 34 Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, så som visas. Utsignalen kan uttryckas som Mm z = _ Y 0 P II där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.

För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken på korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator.

Registerinnehållet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gång ett värde större än registerinnehállet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). detta andra register att innehålla ett index till det När ett helt signalintervall har passerat, kommer max.vârde som påträffats under detta intervall. Detta index lagras i ett tredje register (#3), en gång per signalintervall, och innehållet i det första registret (l#) divideras med två (med användning av skiftning) (using shift). V Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniserizgen hos insignalramarna. Återkopplingecontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan sedan användas som en pekare (pointer) till 20 30 506 635 35 signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.

Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för pilotbärvågen i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet som finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvágor. Detta beror på den inneboende ortogonaliteten mellan bärvágorna. För att uppnå en värdeberäkning med acceptabelt låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. Detta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, så argumentet är inte direkt tillgängligt. I àterkopplingsslingan är det nödvändigt att upptäcka (detect) mycket små argumentavvikelser. Därför måste upplösningen på argumentet vara hög.

I den föreliggande uppfinningen får återkopplingsstyranordningen pilotbärvågsargumentet att konvergera mot noll. Det är möjligt att använda den imaginära delen av det komplexa talet, som representerar pilotbärvågen, som en icke-linjär approximering av argumentet. En argumentapproximering, som är linjär endast i ett litet område omkring noll, är tillräcklig för att uppnå acceptabla prestanda. En bättre approximering, som är ”monotonic” i nästan alla fyra kvadranterna och lätt att implementera i digital logik, beskrivs med uttrycket: A=M.KHC}-(1-sgn¶{C}).K. ¶{C}.sgn.3{CH där C är den komplexa pilotbärvägsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant (scaling constant), och K är en positiv konstant som påverkar utseendet av funktionen (här 506 635 10 20 25 36 används K = 2). Utseendet av denna funktion visas i grafisk form i Figur 33.

Det kännetecknande för approximeringen av argumentet för ett komplext tal, som används i den föreliggande uppfinningen, är att: - approximeringen av (det skalade) argumentet för det komplexa talet bibehåller det komplexa talets fulla upplösning. - approximeringen använder mycket enkel aritmetik; och - utseendet hos den icke-linjära approximeringen kan skräddarsys med en konstant för att ge extra stora áterkopplingssignaler vid stora avvikelser från nollargument - detta kan användas för att undvika ”cycle shift”.

Kanalen inför fasskift på pilotbärvàgen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen på insignalen och pilotargumentet noll.

För att eliminera detta problem går pilotbärvágsestimatorn också genom utjâmnaren för frekvensplanet (frequency domain equalizer). Utjämningsparametern för denna bärvàg sättes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.

Valet av pilotbärvàg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvàgor som pilot kan också tillhandahållas. Ãterkopplingsslingan har i verkligheten tvâ ”controllers", var och en med sin egen insignal.De tvà controllerutgångarna adderas och matas via en D/A- 10 20 25 506 635 37 omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda ”controllerna” är av PI-typ (Proportional and Integrating).

Figur 15 ger en översikt över signalvägarna. Den mottagna datan i tidsplanet passerar genom korrelatorn och topplâgesestimatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvágen i frekvensplanet som härleds fràn utjämnaren (equalizer) förs till en pilotargumentestimator, vars utdata förs till "àterkopplingscontrollers” som också tar emot utdata från toppestimatorn. Utdatan frán ”áterkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används för att styra VCXO:n.

Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscontrollern aktiv. När ramsynkroniseringen har stabiliserats, värdeberäknas utjämningsparametern för pilotbärvágen och sättes (av sCzIl). uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna Detta görs endast en gäng, och ytterligare ändring av utjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn tillräckligt med inställningstid.

Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilotargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringscontrollern stoppats, låses dess sista utvärde så att VCXO-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.

Pilotbärvàgen används också för överföringen av synkroniseringsinformation för bassynkroniseringsintervallet (BSI = Base Synchronization Interval). Bärvågsargumentet antas normalt vara konstant.

Ett kort mönster BPSK-moduleras pà bärvàgen med användning av faserna O och n och lämnande bärvàgen på fas O under resten av BSI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel (<1%) av BSI-intervallet, är störningen av pilotbärvágsargumentvärdeberäkningen försumbar. En 506 635 10 20 IJ UI 30 38 korrelator används för att detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI.

”System Controllern" (SC) måste ha lâsaccess, för upptäckt av synkroniseringslásning och av övervakningsskäl, till register som håller estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapproximeringen.

För att hantera den inledande utjämningen av pilotbärvàgen är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bârvágen och skriva till utjämningsparameterminnet.

Ett kompensationsregister (offset register) för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna och ramstartsignalen är nödvändigt och mäste vara skrivbart från SC:n. Detta används på NT-sidan.

De detekterade BSI-hándelsesignalerna, för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som avbrottsinmatningar (interrupt inputs).

Alternativt kan pilotbärvàgen àterhâmtas (recover) från signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslâsning av en samplingsklockoscillator. Frekvensplansmetoden, som här beskrivs, har fördelen att pilotbärvàgsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvågorna, beroende på ortogonaliteten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.

Ramlängden och längden på de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en áterkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet på ramsynkroniseringsestimatorn modifieras en aning. Det är N N 506 635 39 viktigt att VCXO:n har mycket låg fasstörning, eftersom áterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sådan störning.

Ett diskret multitonsystem (DMT) modulerar N komplexa datasymboler på N bärvàgor (här använder vi N=1024 bärvágor). Denna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transformering genom användning av "Inverse (IFFT).

N st bärvágorna av en FFT.

Fast Fourier Transform” I mottagaren demoduleras de som beskrivs här, utförs FFT och IFFT av 16, eller ícores), i olika faser. Denna process visas I modemet, samma enhet, med användning av samma bas (radix) 32 ”kärnor” schematiskt i Figur 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder på 2048 reella, eller 1024 komplexa värden. För varje ram IFFT, (descaling), samt addering av cykliskt prefix. utför denna enhet en FFT, skalning, omskalning FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTs och arbetar med ett minimum pá 16 bit aritmetik.

För nätterminalsidan, (NT), finns det ett krav på synkronisering mellan ingángsramstarten och IFFT- utgángsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvàgorna). Sändaren skall kunna starta sändningen av en ram innan den startar att ta emot en ram, så kallad ”timing advance”. bör tillhandahållas före IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella En skalning (scaling) koefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingángsvärdene från symbolmappern (SM). Koefficienterna är pä 16 bit vardera.

Koefficientminnet består av två banker av samma storlek (l6xlï24 bit). Den ena banken används medan den 506 635 UI l0 20 IQ UI 40 andra uppdateras. Omkoppling (switching) möjliggörs genom ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.

Efter FFT:n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.

Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skalningsvärdena. Koefficienterna representeras av 16 bit.

En exponent (som resulterar i en "post shift") på 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.

Koefficientminnet består av två banker av samma ((16+4>x1o24 bit). andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- storlek Den ena banken används medan den kommando och verkställes vid nästa BSI.

Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insåttandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvåg som en separat kanal.

Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen.

Under förutsättning att ”timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix på 128 sampel att behövas. Sålunda kommer utdatan för varje ram att vara sampel: 1920, l92l,...,2046, 2047, O,l,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sidan har en storlek på 384 ord (16 bit) och de 20 30 506 635 41 FIFO:n som har gränssnitt mot Tl-chips har en storlek pá 448 ord (32 bit).

En annan DMT-teknik som inte använder ”Fourir transformation” är ”Discrete Wavelet Multi-tone Transform" (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL standardiseringskommittë som avslog den.

Den precision som behövs i denna teknik beror på det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av de analoga komponenterna (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero på klockhastighetsdifferenser och den mängd ”timing advance” som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar.

Kanalvärdeberäkning utförs med en ”beslutsinriktad” (decision directed) metod, eftersom alla dataramar då används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens på kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar 1 kanaltransmissionskvalitet.

Grundprincipen för ”beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna data och kända, sända data används för uppdatering av en kanalmodell. I ett visst skede av denna process är kanalmodellen exakt nog för att kunna användas för utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas pä samma sätt so: den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.

Genom att använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan 506 655 UI 10 20 30 42 en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i små steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” (inverse) kanalen. Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant system. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den resulterande signalen, U, gär sedan till en detektor (kvantiserare) vars utdata är Y. Y gär sedan till en symboldekoder som producerar en avkodad databitström. U och Y går också till en ingång (input) på uppdateringsenheten för utjämningsparametrar och till en variansestimator.

Utdatan hos variansestimatorn är W.

En adaptiv algoritm för värdeberäkning av (EQ), (U) och den kvantiserade datan (Y) utjämningsparametrarna som använder den utjämnade datan som indata, beskrivs genom följande ekvation: EQku = EQx + u -EQx-Uls- (Yr Uk) |U1<|2 där p är en positiv konstant (p << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okänslighet när det finns störningar på insignalerna.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i ekvationen undvikas. Uttrycket u/|UkP har ett alltför stort dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är dock möjligt att kvantisera detta uttryck pà ett logaritmiskt sätt som visas nedan: 2 ___ -integer(2.log |Uk|)+ integefilog p.) P-/IUxI ~ 2 2 z U: 10 20 IQ UI 30 506 635 43 Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med användning av absolutvärdet av EQ som indata i en binär prioritetskodare och byter tecken (negating) pà utdata_ Eftersom uttrycket är en heltalspotens av två, implementeras multiplikationen i algoritmen med hjälp av en "barrel shifter”.

Interferensvariansen på var och en av bärvágorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna från ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt låg för att varje datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvàgorna, uppfylles detta villkor.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för vârdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation: Wk+l = .Wk+8.

Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfilter. Parametern 2 är en liten, positiv konstant (s << 1) som påverkar filtrets dynamiska egenskaper. Detta är inte någon kritisk parameter, och att välja s bland heltalspotenser av två kommer att vara tillräckligt.

Om ett värde på 6 väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensniván.

Därför kan en separat algoritm, som arbetar parallellt med variansestimatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift. 506 635 20 IJ Un 44 ”System Controllern” måste ha bàde lås- och skriv- access till det minne som håller utjämningsparametrarna.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden.

Kanalvariansminnet måste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara tillgängliga för skrivning från System Controllern.

Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik både för kanal- och interferensvärdeberäkningen. Under normal exekvering är den uppstartsekvens, beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräckligt låg symbolfelfrekvens.

Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras till enhetsvärde vid början av startsekvensen, eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsändringar i datavågen.

Varje ändring av skalning i sändaren måste kompenseras i mottagaren. Detta ställer också krav på speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i fflOCtâgarefl . (encoder) mappar ett antal bitar till Symbolmappern ett komplext tal (I, Q) amplituden hos en bärvàg. Mappningen av alla värden av en som indirekt bestämmer fasen och viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 20 25 30 506 635 45 19. Detekteringen är den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet på de bitar som sänds på bärvågen. Det antal bitar som sänds på en viss bärvàg bestäms av bitladdningsfaktorn för denna.

Konstruktionen av en specifik konstellation år inriktad mot att låta varje punkt flyttas så långt som möjligt från alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara så låg om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellation som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den adaptiva utjämnaren.

För en given bärvàg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) (square-grid constellation) baserad på b-bitarna (vbllvbz, från fyrkantrutnätkonstellationen _'vLv¿). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation är (vb1lvb2'_H för b=2 ”etiketteras” 'vLv2). Till exempel, de fyra konstellationspunkterna 0, 1, 2, 3 motsvarande (VLV2) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1), respektive.

För jämna värden på b bestäms heltalsvärdena på I och Q för konstellationspunkten (I, Q) från b-bitarna (vbl vb L H_,vLv¿) enligt följande. Dela upp V i VI = (vbl,vW3___ lvl) och VQ = (vb, vb4,__',v0). Tillämpa sedan den omvända Gray-koden på VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2GraW(VI) + 1, och Q=2Gray(VQ) + 1.

Figur 19 visar hur det binära mönstret för V mappar på I och Q när b = 6. 506 635 20 25 30 46 Innan dessa värden sänds till IFFT:n normaliseras de genom att skiftas så att "msb” av dessa tal blir "msb” på utmatningen (16 - [b/2] steg kvar).

För en given bärvåg använder dekodern en konstellationspunkt (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vbll vbQ1___'vLv2). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett vars binära representation är (vbl,vp2,_H ,v1_v2) .

Det antas att värdena på I och Q begränsas genom mättnad till omrâdet (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas ,i1,io) f Och Q = (qisfli-z, ,q1,qo) f ÛCh kombineras sedan till V som V = (gin,gqH,gin,gqn,.....), värdena I = (iH,iM,_H där de övre b-bitarna är gällande.

Det antal bitar varje bärvåg förmedlar beror pà deras (SNR).

Signal/brusförhållandet beräknas för varje bärvåg i respektive signal/brusförhàllande mottagaren. Baserat på signal/brusförhällandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvàg. Sålunda bestäms det antal bitar varje bärvåg skall överföra per sänd symbol.

Dessa bitladdningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om så erfordras.

MUSIC-systemet använder 2-dimensionell ”Quadrature Amplitude Modulation” (QAM) på varje bärvåg, med bitladdningsfaktorer varierande från 0-12 bitar.

Antalet bitar som sänds pä varje bärvåg kan uttryckas genom; ßi = bi + 1092 (L>= løgz <1 + sm ) I' 20 25 30 35 506 635 47 där P, SNR-gapet, beror pá modulering, möjlig kodning och en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beroende på de extra bitar som behövs för kodning.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger: [Q'1 (Ps/M 12 3 - yd + wnargin (dB) (2) där Psär den önskade symbolfelfrekvensen,'h är ”kodningsvinsten” (gain of coding) i systemet, fiuæwn är systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, impulsstörningar etc. Ekvation (1) ger en bitladdningsfaktor med infinit granularitet.

Bitladdningsfaktorerna är avrundade för att ge de stödda faktorerna (O - 12 bit).

Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tillåts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvàg. Detta tillhandahåller möjligheten att avstämma energin så att (1) resulterar i en bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger: (Qi-UF Ei _ 2 mi (3) Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvàgsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.

Fjärröverhörningen (FEXT) kommer att variera avsevärt i en sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns 506 635 20 30 48 kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvågsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor är den maximala energi som är tillåten på varje bärvåg.

Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero på den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: SNRi=Wi (4 ) där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.

För varje bärvåg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För energiladdning används n bit för att ge 2“ - 1 möjliga faktorer.

Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnå en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras så att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn.

Trösklarna beror på L och T, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln UI 20 506 635 49 för nästa jämförelse. På ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.

- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. Energin skalas enligt ekvation (3).

- Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de två första stegen nödvändiga.

Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/FFT-processorn.

Avsikten med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror på felmönsterkarakteristiken. Förväntade felkällor inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) (som inducerar slumpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).

Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller två bit per bärvág. Sannolikheten för ett enstaka bitfel pà en bärvág är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, som i sin tur är högre än sannolikheten för 3 bitfel, och så vidare. Detta beror på symbolen är kodade det sätt pá vilket bitarna i (dvs Gray- kodning).

All kodning beror pà en synkronisering för att bestämma startbiten för kodorden och/eller ”interleaving”- 506 635 10 20 25 30 50 blocken. I ett system sådant som MUSIC-modemet kommer "simple dead reckoning” att vara tillräckligt, eftersom ett fel i dataflöde (data flow slip) aldrig kan inträffa utan förlust av ramsynkronisering, eller felinställning vid bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart.

Kanalkodningen kommer också att inkludera ”interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.

”Interleaving” bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn på djupet är tidsfördröjningen som införs i systemet.

Skillnaden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgränser.

Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bitar (vanligen åtta), en så kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett ”enbitsfel” (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, måste de mest ”felbenägna” (error prone) bitarna vara koncentrerade till en, eller några få, av Reed-Solomon-symbolerna.

Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvågs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en ”delad” (shared) större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre redundans som kan användas av ett kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes).

UI 10 20 IQ Un 30 506 635 51 Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik.

Faltningskoden skall kombineras med interleaving.

Det är möjligt att använda en ”top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t.ex. Fire- koder, för att detektera/korrigera de återstående bitfelen.

Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.

”System Controllern" är baserad pá en "micro controller", eller signalprocessor, beroende på kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICs som utgör modemet.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funkïioner som utförs av systemcontrollern är: - hantering av ”Control Channel Signalling”; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systezövervakning.

System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssni:t pá moderkortet (on-board).

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de två datavâgarna oberoende av varandra på samma fysiska kopparkabel, terminerande i nät(verks)enheten (NU) på nätsidan, och 506 635 20 30 52 nättermineringen (NT) på användarsidan. Både sändaren Tx och mottagaren Rx styrs av System Controllern.

System Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, bitladdnings- och energiladdningsfaktorerna.

Denna uppdatering mäste göras samtidigt med start från samma ram, på både sändar- och mottagarsidan.

Beräkningarna görs och uppdateringen initieras på den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med BSI- klockan, används för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer på systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel från den avkodande kanalenheten.

System Controllern kan initiera omstart på olika nivåer; till exempel, gå tillbaka till ”idle mode", fullständig uppstart. eller göra en Styrkanalen är en vald bärvåg som endast används för signalering mellan de två modemen. Konstellationen på bärvågen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.

Protokollet på styrkanalen är delvis baserat på HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av "flag sequence” och ”bit-stuffing”. En 16-bitars "frame check sequence” garanterar att varje meddelande mottages korrekt.

”Flag-sequence”, ”bit-stuffing” och ”frame check sequence” hanteras i hårdvaran på mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern. 10 20 IQ Un 506 635 53 Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende på storleken på buffrarna på mappnings- och detekteringschipset.

Protokoll pà högre nivå kan delvis baseras CCITT Q.92l-rekommendationer.

I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23.

För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalningsvektorn. Motsvarande på mottagarsidan finns bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvâgen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera et: specifik: mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och mottagarvektorerna.

Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas i Figur 24.

Denna BSI är hàrdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.

När systemet är igång kommer synkronisering att finnas mellan upplänksändaren och mottagaren, genom ”base sync interval uplink” {BSI-U) och ”base sync interval downlink" (BSI-D), se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt samma längd men är skiítade ett halvt BSI-intervall.

SC:n vid NU:n, eller NT:n, kommer att ta emot avbrott för både BSI-U och BSI-D. 506 635 10 20 IQ Un 30 54 För NU:n kommer det att bli ett sändnings-BSI-D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott. Genom att skifta BSI-U med BSI/2, kommer SC-laddningen att fördelas bättre över BSI-perioden.

Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärvàg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid pá sändar- och mottagarsidan för att tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda BSI:n ändras vektorn synkront på mottagar- och sändarsidan.

Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används på varje bärvàg, hanteras av två minnen för mottagning och två minnen för sändning på mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller ett 4-bitars ord för varje bärvàg (lO24x4).

System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall användas för att ta emot efter starten från nästa BSI-intervall.

Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan O och 12, där 0 anger en oanvänd bärvàg; l-12 anger antalet bitar i konstellationen (t.ex. 2 för 4QAM, 4 för 16QAM, 10 för 1024 QAM).

Energivektorn håller information om hur bârvàgorna skalas/omskalas på energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel.

Skalningsvektorn (scaling vector) kommer också att användas för annullerade (cancelled) som ett mönster (mask) bärvágor.

Skalning av de olika bärvâgorna på sändarsidan hanteras av ett minnesområde på FFT-chipset. Minnet består av ett 16-bitars ord för varje bärvàg (1024 x 16). Dessa 2 IQ Un 0 506 635 55 värden multipliceras med vektorn för varje bärvàg i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de tvâ minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall.

Ett motsvarande minne (dubblerat) implementeras på mottagarsidan för att omskala (rescale) bärvàgorna före symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext värde för varje bärvàg (32 bitar/bärvàg), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet O används för bärvågsannullering.

Utjämningsvektorn används för att utjämna den mottagna ramen enligt kanalkarakteristiken. Denna vektor uppdateras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren.

Beroende pà bárvágens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvàg - denna bärvàg sänder data enligt det beräknade bitladdningsvärdet och är "sändarskalad” och "mottagaromskalad”; - annullerad bärvàg - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller - dålig bärvàg; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll. 506 UI 10 25 30 655 56 I bärvågsmode l (CM1) arbetar systemet normalt.

Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCH, och en synkron ändring utförs.

I bärvàgsmode 2 ICMZ) sättes energiskalnings- /omskalningsvärdet till O för att urstándsätta (disable) all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bârvágen är satt ur stånd. För denna bärvàg kan ingen kanalvärdeberäkning göras. (cm) nolla för bitladdningsfaktorn. På sändarsidan betyder detta I bärvägsmode 3 har mottagaren beräknat en att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvägsvärdet fràn synkroniseringsramen och gör det möjligt att utföra en kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.

Bärvågsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4.

Basfunktionaliteten för ”startup”-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” start (boot), kommer nu att behandlas.

Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller båda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det viktigaste att ta hänsyn till vid ”start- up” är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensnivån för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar.

Un 10 20 30 506 635 57 De olika ramtyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram håller ett bestämt moduleringsmönster för varje bärvåg och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom att låta moduleringsmönstret beskrivas genom en ”random sequence” hàlles korskorreleringen inom ramen låg, så att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras. 2. Dataram l, (DFI), förmedlar ”random data” pá alla bärvågor, utom på fyra fördefinierade bärvågor som sänder styrkanalen (CCH) parallellt. Det används vid ”start-up” när CCH-bärvágen är obestämd och möjliggör för mottagaren a:t välja den minst störda bärvágen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen. 3. Dataram 2 (DF2) förmedlar ”random data” pà alla (CCH). används när CCH-bärvâgen har bestämts, och bärvågor utom en, som bär scyrkanalen Den bitladdningsfaktorerna ännu inte är satta. 4. Dataram 3 (DF3) förmedlar data och använder bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden.

En bärvåg är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i Figur 26, vid start-up och i viloläge (idle mode), kallad start-up-sekvens (SUS= Start-Up Sequence).

SUS kan sammansättas genom at: använda de olika dataramarna, DF1 och DF2, som följaktligen kallas SUS1 och SUS2. I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för kanalvärdeberäkning.

Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och 506 635 20 lv UI 30 58 kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar från användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.

Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".

Mottagaren försöker, på vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger mottagaren en distinkt indikation på när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en ”wake-up”-signal.

”Wake-up"-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas pà NU-sidan, gär systemet direkt till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) som beskrivs nedan.

Denna del av startproceduren utsätts för ”time out” om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.

Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en "wake-up”-signal i form av en SUSl. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.

När ”wake-up”-tillståndet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.

Uppsättningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. att nätsidan har detekterat en "wake-up”-signal, eller Denna uppsättningssekvens startar efter det nätet initierar uppsättningen.

(J: 25 30 506 635 59 Det första steget i uppsättningssekvensen visas i Figur 29. I denna fas startar NU för att sända SUS1- mönstret. NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance” (TA)-inställning, med TA = 0, pá CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.

Piloten sänds kontinuerligt.

NT-mottagarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan átertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten på synkroniseringsramar gör en noggrann värdeberäkning inom 300 ms. Med användning av denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvágorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvàg för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = 0 för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) på CCH-bärvágen för varje mottaget TA-valmeddelande, repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloten med BSI/2 fràn den inkommande piloten, så att SC-laddningen distribueras över tiden. När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av uppsättningssekvensen.

Sålunda börjar steg 1 av uppsättningssekvensen med att sändaren, i nätenhetsmodemet, sänder en SUSl och ett TA-meddelande med TA = O i periodiska intervall. Vid mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - återhämta BSI:n; - möjliggöra kanalvärdeberäkning; 5 6 UI 20 h.) Un 30 6 5 60 välja en CCH; och avkoda TA-valmeddelandet.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUSl, ett TA =0 -meddelande och en pilot skiftad med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar på ramkorrelering.

Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett "timing advance”-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, värdet. korrigerade TA- När NT-sidan tar emot det nya TA-värdet ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande.

I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende på att NT-sändaren ändrar (changing) ramklocka, och enheten behöver återkorrelera. Efter det att ramklockan har återhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar systemet TA-meddelandet och går till det tredje steget av uppsättningssekvensen.

Sålunda startar steg 2 av uppsättningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA:t, säg X, tillsammans med en SUSl , sänds från sändarterminalen. som respons till SUSl och TA O-meddelandet som Terminalenheten, NT: tar emot det nya TA-meddelandet; korrigerar den utgående ramklockan; och sänder ett kvitto SUSl och TA = X. 10 15 IQ Un 506 635 61 Nätenheten, NU: - utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; - återhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvärdeberäkning; - väljer en CCH; och - avkodar meddelandet.

Den sista uppsättningssekvensen, steg 3, se Figur 31, hanterar CCH~valet för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvägen och sänder ett CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.).

Pâ NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUSl och sänder en SUS2, dvs terminerar parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n på den valda bärvàgen.

CCH-bärvàgen i upplänk har nu konfigurerats. För nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- sidan efter mottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.

Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta på en kvittering; och 506 635 15 20 25 62 - avsluta CCH-meddelandet.

Terminalenheten: - tar emot CCH-valet för upplänken; - terminerar SUSl; - startar SUS2; och kvitterar varje CCH-val.

Nâtenheten: - tar emot CCH-valet för nedlänken; terminerar SUSl; - startar SUS2; och kvitterar varje CCH-val.

Terminalenhezenz - sänder den valda CCH:n för nedlänken; - väntar på en kvittering; - avslutar CCH-meddelandet.

När dessa steg har tagits har modemet nått viloläge (idle mode), sändande SUS2. Med användning av CCH kan bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik och DAS-sändning påbörjas.

VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nâtelement, beroende pà den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nättermineringsutrustning. Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt 15 506 635 63 gränssnitt, se Figur 32, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med nättermineringsutrustningen, och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket accessnoden är placerad.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt 1-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt 1-ramen finns, bortsett från ramhuvudet och nyttolasten, ett antal informationsfâlt för hanterings- och styrinformation. Dessa hanterings- och styrfält inkluderar olika larmindikatorer, såsom SDH-larm, t. ex. AIS- (giltig endast om SDH tas hela vägen till kundutrymmena) mätningar av bitfelsfrekvens för prestandaövervakning, indikeringar pà om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning och för hög temperatur etc. Hanteringsfälten inkluderar också aktivering av olika slingtester pá modemet, för drift och underhållsändamàl. 506 635 64 TABELL l Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalitet mellan modem Nej Duplexmetod separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende på duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithastighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bärvåg - uppströms 0-4096 QAM - nedströms O-4096 QAM Antal bärvàgor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvåg 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvåg) Modulering DMT Accessteknik VDSL Signaleffekt -60 dBm/Hz 506 635 65 Bitfelsfrekvens 10"? Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCH - bandbredd l bärvàg, minimum 16 kbit/s - protokoll HDLC Sample clk 20 MHz ilOppm Ram clk 2o MHz/(2o4s+112) = 9,19 kHz 506 655 66 TABELL 2 Systemparametrar för Sändaren Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHZ Bitladdning Ja, O, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s TABELL 3 506 635 67 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO i25 ppm, 10ppm/V känslighet - DAC 18 bit, omrâde 0-5 V - upplösning 1/100 av en sample 506 655 68 TABELL 4 Bärvágsmodes Mode Sänd Bitladdning Utjämna Skalning CMI Data 2 - 12 Ja Ja cM2 Nej o Nej o CM3 Synk-info O Ja, synk Ja, låg

Claims (5)

1. UI IJI IQ U: 506 635 69 PATENTKRAV 1. En mottagare, för användning i ett multibärvàgstransmissionssystem som använder ortogonala bärvágor, i vilken en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplingsklocka genom faslåsning av nämnda mottagarsamplingsklocka till en pilotbärvåg, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare inkluderar en àterkopplingsslinga anordnad att styra en oscillatoranordning, att nämnda àterkopplingsslinga använder en àterkopplingssignal som representerar en argumentvärdeberäkning av nämnda pilotbärvâg, av att nämnda återkopplingssignal erhålles från en approximering av ett argument för ett komplext tal som representerar nämnda pilotbärvåg, att nämnda approximering bibehåller en full upplösning av nämnda komplexa tal, och av att nämnda àterkopplingsslinga styr nämnda oscillatoranordning så att nämnda pilotargument tenderar att gå mot noll.

2. En mottagare enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda àterkopplingsslinga är anordnad att kompensera för kanaleffekter.

3. En mottagare enligt antingen patentkrav 1, eller patentkrav 2, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda oscillatoranordning är en VCXO.

4. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvågstransmissionssystem är ett DMT~ transmissionssystem.

5. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvågstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system. 596 Un 30 635 70 6. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare inkluderar anordning för pilotargumentvärdeberäkning anordnad att producera nämnda återkopplingssignal, och av att nämnda anordning för pilotargumentvärdeberäkning är ansluten till styranordning för återkoppling som är ansluten, via en D/A, till nämnda oscillatoranordning. 7. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda återkopplingssignal fungerar som en utjämningsparameter och åstadkommer att nämnda oscillatoranordning justeras på ett sätt som kompenserar för kanaleffekter. 8. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda återkopplingssignal används för att utjämna/anpassa tidsvariationer i kanalkarakteristik för en kanal över vilken nämnda pilotbärvåg sänds. 9. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda värdeberäkning av pilotbärvágsargument härleds från en utgång på en FFT-processor, genom beräkning. lO. k ä n n e t e c k n a d av att nämnda värdeberäkning av En mottagare enligt något av patentkraven 1 till 8, pilotbärvágsargument härleds från en utgång på en en-frekvens DFT-processor, genom beräkning. ll. k ä n n e t e c k n a d av att den imaginära delen av En mottagare enligt något av föregående patentkrav, nämnda komplexa tal används som en approximering för nämnda pilotbärvågsargumentvärdeberäkning. LJ: IQ U: u: V: 506 635 71 12. En mottagare enligt något av patentkraven 1 till 10, k ä n n e t e c k n a d av att en approximering av nämnda pilotbärvàgsvärdeberâkning används som ger en extra stor áterkopplingssignal vid stora avvikelser från nollargument. 13. En mottagare enligt patentkrav 12, k ä n n e t e c k n a d av att en approximering, A, för nämnda pilotbärvâgsvärdeberäkning används, där: A=M.EHC}-(1-sgn%{C}).K. ¶{C}.sgn.5{CH och C är den komplexa pilotbärvágsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant. 14. En mottagare enligt patentkrav 13, k ä n n e t e c k n a d av att K = 2. 15. En transceiver, inkluderande en sändare och en mottagare, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare är en mottagare enligt något av föregående patentkrav. 16. Ett multibärvàgstransmissionssystem som använder ortogonala bärvágor, i vilket en mottagarsamplingsklocka fasláses till en pilotbärväg, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem inkluderar två transceivrar enligt patentkrav 15. 17. I ett multibärvágstransmissionssystem, en metod att synkronisera en mottagarklocka med en sändarklocka, i vilken sändaren sänder en pilotsignal, k ä n n e t e c k n a d av att metoden omfattar stegen att styra en samplingsklocka i nämnda mottagare så att pilotbärvàgsargumentet konvergerar mot noll, och nämnda pilotbärvàgsargument approximeras genom aritmetisk operation på ett komplext tal som representerar nämnda pilotsignal. 506 635 Un 10 25 30 '72 18. En transceiver, ett multibärvâgstransmissionssystem, eller en metod enligt något av patentkraven 15 till 17, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvágstransmissionssystem är ett DMT-system. 19. En transceiver, ett multibärvágstransmissionssystem, eller en metod enligt patentkrav 18, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvägstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system. 20. I ett multibärvàgstransmissionssystem som använder ortgonala bärvägor, i vilket en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplingsklocka genom faslàsning av nämnda moïtagarsamplingsklocka till en pilotbärvàg som sänds av nämnda sändare, en metod att synkronisera nämnda mottagarsamplingsklocka till nämnda sändarsamplingsklocka, k ä n n e t e c k n a d av stegen att: - härleda ett komplext tal som representerar nämnda pilotbärvág; - från nämnda komplexa tal härleda en approximering av ett argument för nämnda pilotbärvág; - använda nämnda approximering av nämnda argument som en äterkopplingssignal för at: styra nämnda mottagarsamplingsklocka, så att nämnda återkopplingssignal tenderar at: gà mot noll. 21. En metod enligt patentkrav 20, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvågstransmissionssystem är ett DMT- transmissionssystem. UI 506 635 73 22. En metod enligt antingen patentkrav 20, eller 21, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvâgstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system. 23. En metod enligt något av patentkraven 20 till 22, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda återkopplingssignal fungerar som en utjämningsparameter och åstadkommer att nämnda samplingsklocka justeras på ett sätt som kompenserar för kanaleffekter. 24. En metod enligt något av patentkraven 20 till 22, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda återkopplingssignal används för att utjämna/anpassa för tidsvariationer i kanalkarakteristik för en kanal över vilken nämnda pilotbärvåg sänds. 25. En metod enligt något av patentkraven 20 till 24, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda pi1otbärvägsargumentvärdeberäkning beräknas från en utgång på en FFT-processor. 26. En metod enligt något av patentkraven 20 till 24, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda pilotbärvàgsargumentvärdeberäkning beräknas från en utgång på en en-frekvens DFT-processor. 27. En metod enligt något av patentkraven 20 till 26, k ä n n e t e c k n a d av att den imaginära delen av nämnda komplexa tal används som en approximering för nämnda pilotbärvàgsargument. 28. En metod enligt något av patentkraven 20 till 26, k ä n n e t e c k n a d av att en approximering för nämnda pilotbärvågsvärdeberäkning används som ger en extra stor àterkopplingssignal vid stora avvikelser från nollargument. 506 635 UI 10 74 29. En metod enligt patentkrav 28, k ä n n e t e c k n a d av att en approximering, A, används för nämnda pilotbärvágsvärdeberäkning, där: A = M.[3{C}-(l-sgn9ï{C}) .K. ïR{C}.sgn.S{C}] och C är den komplexa pilotbärvágsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant. 30. En metod enligt patentkrav 29, kännetecknadavattK=2.