SE506635C2 - Receiver for multiple carrier wave transmission system - Google Patents

Abstract

The receiver includes a back-coupling coil which controls an oscillator device. The back coupling coil uses a back coupling signal which represents an argument value of the pilot carrier wave. The back coupling signal is obtained from an approximation of an argument for a complex number which represents the pilot carrier wave. The approximation maintains a full resolution of the complex number and the back-coupling coil controls the oscillator device so that the pilot argument tends to approach zero. The back-coupling coil compensates for channel effects. The oscillator device is a voltage controlled crystal oscillator and the multi-carrier wave transmission system is of the discrete multiple tone (MT) type or a MT-based very high bit rate digital subscriber line system.

Description

506 635 10 30 användningen av asymmetriska lösningar i vilka höga datahastigheter sänds endast i en riktning. Sådana lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, såsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras. 506 635 10 the use of asymmetric solutions in which high data rates are transmitted in one direction only. Such solutions meet many of the requirements for high bandwidth services, such as video-on-demand, but in the long run symmetrical duplex systems will be required.

VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL måste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.VDSL technology is very similar to ADSL, although ADSL has to provide much greater dynamic ranges and as a result is much more complex. VDSL is lower in cost and lower in energy (lower in power), and VDSL units in real estate (premises) need to implement an access control for media in the physical layer for multiplexing upstream data.

Fyra linjekoder har föreslagits för VDSL; - CA?; ”Bärvågslös” (carrierless) AM/PM, en version av QAM med undertryckt bärvág, för passiva NT- kcnfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- ströms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); - DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvågs- system som använder diskret Fourir-transfor- mering (Discrete Fourier Transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvågor, för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms multiplexering (ehuru DMT inte utesluter en strategi med TDMA-multiplexering); - DWET; Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Mulïi-Tone), ett multibärvágssystem som använder för ”Wavelet-omvandlingar” (Wawelet transforms) at: skapa och demodulera individuella bärvågor; UI 10 20 25 30 35 506 635 DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM är möjlig.Four line codes have been proposed for VDSL; - CA ?; "Carrierless" AM / PM, a version of QAM with suppressed carrier, for passive NT configurations, CAP would use QPSK upstream and a type of TDMA for multiplexing (although CAP does not exclude a solution with FDM for upstream multiplexing ); - DMT; Discrete Multi-Tone, a multi-carrier system that uses Discrete Fourier Transforms to create and demodulate individual carriers, for passive NT configurations; DMT would use FDM for upstream multiplexing (although DMT does not rule out a TDMA multiplexing strategy); - DWET; Discrete Wavelet Mulïi-Tone, a multi-carrier system used for “Wawelet transforms” to: create and demodulate individual carriers; UI 10 20 25 30 35 506 635 DWMT also uses FDM for upstream multiplexing, but also allows TDMA; and - SLC; Simple Line Code, a four-level version of baseband signaling that filters the baseband and resets it at the receiver, for passive NT configurations; it is most likely that SLC will use TDMA for upstream multiplexing, although FDM is possible.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- från uppströms kanaler, och båda dessa från POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare generationer av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthållas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- (splitters). Normal användning skulle specifikationen vänder emellertid på denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.Early versions of VDSL will use frequency division multiplexing to separate downstream from upstream channels, and both of these from POTS and ISDN. Echo quenching may be required for later generations of systems with symmetric data rates. A fairly large distance, in frequency, will be maintained between the lowest data channel and the POTS to enable very simple and cost effective POTS line splitters to place the downstream channel above the upstream channel. DAVIC- (splitters). Normal use, however, the specification would reverse this scheme to enable the distribution of VDSL signals over coaxial cable systems in buildings.

I ett multibärvágstransmissionssystem som använder till exempel DMT, är det känt att återvinna (recover) en mottagarsamplingsklocka från en reserverad (reserved) bärvåg, en pilotbärvàg, som har en bestämd fas. En samplingsklockoscillator i en mottagare låses då i fas (phase-locked) till pilotbärvàgen.In a multi-carrier transmission system using, for example, DMT, it is known to recover a receiver sampling clock from a reserved carrier, a pilot carrier, which has a specific phase. A sampling clock oscillator in a receiver is then locked in phase (phase-locked) to the pilot carrier.

Multibärvâgsmottagare, såsom DMT-mottagare, är normalt utrustade med en FFT-processor. Ett komplext tal som representerar pilotbärvàgen är då tillgängligt från FFT- processorns utdata. Om en FFT-processor ej är tillgänglig, 506 635 10 30 kan en en-frekvens DFT-processor sörja för att producera en komplex värdeberäkning (estimate) av pilotbärvágen. I ett såsom MUSIC, specifikation, hanteras ramsynkronisering avskilt från DMT-system, som beskrivs i denna samplingsklocksynkronisering, fastän de två processerna är nära besläktade och ramsynkronisering måste uppnås före sam;lingklocksynkronisering.Multi-carrier receivers, such as DMT receivers, are normally equipped with an FFT processor. A complex number representing the pilot carrier is then available from the FFT processor's output. If an FFT processor is not available, a single-frequency DFT processor can provide to produce a complex estimate of the pilot carrier. In a specification such as MUSIC, frame synchronization is handled separately from DMT systems described in this sampling clock synchronization, although the two processes are closely related and frame synchronization must be achieved before sampling clock synchronization.

I den föreliggande uppfinningen styrs mottagarsamplingsklockans oscillator av en återkopplingsstyrenhet pá sådant sätt att pilotbärvàgsargumentet konvergerar mot noll.In the present invention, the oscillator of the receiver sampling clock is controlled by a feedback control unit in such a way that the pilot carrier argument converges to zero.

Pilotbärvágsvärdeberäkningen (pilot carrier estimate) som genereras av FFT-processorn, eller DFT-processorn, är ett komplext tal. Argumentet för detta komplexa tal måste beräknas och användas som áterkopplingssignal för att styra mot:agarsampLingsklockan_ Den höga upplösning som krävs av DM?-system be:yder att det inte är möjligt använda uppelagstabeller (look-up tables) som en metod att bestämma argumentet för pilotbärvágsvärdeberäkningen_ Även om den föreliggande uppfinningen har uppfunnits i första hand för användning i DMT-system, är det troligt att den kommer at: finna tillämpningar i andra multibärvágssystem, såsom OFDM-system och system som använder wavelet-transformeringar snarare än fourier- transformeringar.The pilot carrier estimate generated by the FFT processor, or DFT processor, is a complex number. The argument for this complex number must be calculated and used as a feedback signal to steer towards: agar sampling clock_ The high resolution required by DM? Systems means that it is not possible to use look-up tables as a method to determine the argument for Although the present invention has been invented primarily for use in DMT systems, it is likely that it will: find applications in other multi-carrier systems, such as OFDM systems and systems that use wavelet transforms rather than Fourier transforms.

Ett syfte med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en metod att synkronisera en motïagarsamplingsklocka med en pilotbärvåg genom att använda en sàian approximering av det skalade (scaled) argumentet av ett komplext tal representerande pilozbärvágen som bibehåller den fulla upplösningen av de: komplexa talet. lO 506 635 Ett syfte med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en mottagare i vilken en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en pilotbärvág genom användning av en sådan approximering av det skalade argumentet av ett komplext tal representerande pilotbärvàgen som bibehåller den fulla upplösningen av det komplexa talet.An object of the present invention is to provide a method of synchronizing a counter-sampling clock with a pilot carrier using such an approximation of the scaled argument of a complex number representing the pilot carrier which maintains the full resolution of the complex number. An object of the present invention is to provide a receiver in which a receiver sampling clock is synchronized with a pilot carrier using such an approximation of the scaled argument of a complex number representing the pilot carrier which maintains the full resolution of the complex number.

Ett syfte med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en transceiver i vilken en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en pilotbärvág genom användning av en sådan approximering av det skalade argumentet av ett komplext tal representerande pilotbärvàgen som bibehåller den fulla upplösningen av det komplexa talet.An object of the present invention is to provide a transceiver in which a receiver sampling clock is synchronized with a pilot carrier by using such an approximation of the scaled argument of a complex number representing the pilot carrier which maintains the full resolution of the complex number.

Ett syfte med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla ett multibärvågstransmissionssystem i vilket en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en pilotbärvág genom användning av en sådan approximering av det skalade argumentet av ett komplext tal representerande pilotbärvàgen som bibehåller den fulla upplösningen av det komplexa talet.An object of the present invention is to provide a multi-carrier transmission system in which a receiver sampling clock is synchronized with a pilot carrier by using such an approximation of the scaled argument of a complex number representing the pilot carrier which maintains the full resolution of the complex number.

Enligt en första aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles en mottagare för användning i ett multibärvàgstransmissionssystem som använder ortogonala bärvágor, i vilket en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplingsklocka genom faslàsning av nämnda mottagarsamplingsklocka till en pilotbärvág, kännetecknad av att nämnda mottagare inkluderar en àterkopplingsslinga anordnad att styra en oscillatoranordning, att nämnda àterkopplingsslinga använder en àterkopplingssignal som representerar en argumentvärdeberäkning av nämnda pilotbärvág, av att nämnda àterkopplingssignal erhålles från en approximering av ett argument för ett komplext tal 506 635 »_- Un 20 25 30 som representerar nämnda pilotbärvåg, att nämnda approximering bibehåller en full upplösning av nämnda komplexa tal, och av att nämnda återkopplingsslinga styr nämnda oscillatoranordning så att nämnda ”pilotargument” tenderar (att gå) mot noll.According to a first aspect of the present invention, there is provided a receiver for use in a multi-carrier transmission system using orthogonal carriers, in which a receiver sampling clock is synchronized with a transmitter sampling clock by phasing said receiver sampling clock to a pilot carrier including a receiver. oscillator device, that said feedback loop uses a feedback signal representing an argument value calculation of said pilot carrier, in that said feedback signal is obtained from an approximation of an argument for a complex number representing said pilot carrier, full resolution of said complex number, and of said feedback loop controlling said oscillator device so that said "pilot argument" tends to (go) towards zero.

Nämnda àterkopplingsslinga kan anordnas att kompensera för kanaleffekter.Said feedback loop can be arranged to compensate for channel effects.

Nämnda oscillator kan vara en VCXO.Said oscillator may be a VCXO.

Nämnda multibärvágstransmissionssystem kan vara ett DMT-transmissionsystem.The multi-carrier transmission system may be a DMT transmission system.

Nämnda multibärvágstransmissionssystem kan vara ett DMT-baserat VDSL-system..The multi-carrier transmission system may be a DMT-based VDSL system.

Nämnda mottagare kan inkludera anordning för värdeberäkni: (estimation) av pilotargument anordnad att producera näïnda återkopplingssignal, och nämnda anordning för värdeberäkning av pilotargument kan anslutas till anordning för återkopplingsstyrning som kan vara ansluten, via en D/A, till nämnda oscillatoranordning.Said receiver may include device for calculating value: (estimation) of pilot argument arranged to produce said feedback signal, and said device for calculating value of pilot argument may be connected to device for feedback control which may be connected, via a D / A, to said oscillator device.

Nämnda áterkopplingssignal kan fungera som en utjämningsparameter (equaliser parameter) och åstadkomma att nämnda oscillatoranordning justeras pá ett sätt som kompenserar för kanaleffekter.Said feedback signal can function as an equalizer parameter and cause said oscillator device to be adjusted in a manner that compensates for channel effects.

Nämnda äterkopplingssignal kan användas för att utjämna tidsvariationer i kanalkarakteristik för en kanal över vilken :ämnda pilotbärvåg sänds.Said feedback signal can be used to compensate for time variations in channel characteristics of a channel over which: said pilot carrier is transmitted.

Nämnda värdeberäkning av pilotbärvàgsargument kan härledas frän utdata pä en FFT-processor, genom beräkning (calculation}. 10 30 506 635 Alternativt kan nämnda värdeberäkning av pilotargument härledas från utdata på en en-frekvens DFT-processor, genom beräkning.Said value calculation of pilot carrier arguments can be derived from output on an FFT processor, by calculation (calculation}. Alternatively, said value calculation of pilot arguments can be derived from output on a single-frequency DFT processor, by calculation.

Den imaginära delen av nämnda komplexa tal kan användas som en approximering för nämnda värdeberäkning av pilotbärvágsargument.The imaginary part of said complex number can be used as an approximation for said value calculation of pilot carrier arguments.

Alternativt kan en approximering av nämnda värdeberäkning av pilotbärvágsargument användas vilket ger en extra stor àterkopplingssignal vid stora avvikelser från nollargument.Alternatively, an approximation of said value calculation of pilot carrier arguments can be used, which gives an extra large feedback signal in the event of large deviations from zero arguments.

En approximering, A, för nämnda värdeberäkning av pilotbärvágsargument används, där: A;NL[S{C}-(1-sgnW{C}).K. ¶{C}.sgn.5{C}] och C är den komplexa värdeberäkningen av pilotbärvágsargumentet, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant.An approximation, A, for said value calculation of pilot carrier arguments is used, where: A; NL [S {C} - (1-sgnW {C}). ¶ {C} .sgn.5 {C}] and C are the complex value calculation of the pilot carrier argument, M is a positive scaling constant, and K is a positive constant.

K kan vara lika med 2.K can be equal to 2.

Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahållas en transceiver, inkluderande en sändare och en mottagare, kännetecknad av att nämnda mottagare är en mottagare såsom skildrats i de föregående styckena.According to a second aspect of the present invention, there is provided a transceiver, including a transmitter and a receiver, characterized in that said receiver is a receiver as described in the preceding paragraphs.

Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahàlles ett multibärvágstransmissionssystem som använder ortogonala bärvågor, där en mottagarsamplingsklocka faslàses till en pilotbärvág, kännetecknat av att nämnda multibärvágstransmissionssystem inkluderar tvâ transceivrar såsom skildrats i det föregående stycket. 506 635 " 8 Enligt en fjärde aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles, i ett multibärvágstransmissionssystem, en metod att synkronisera en mottagarklocka med en sändarklocka, där sändaren sänder 5 en pilotsignal, kännetecknad av att metoden omfattar stegen att styra en samplingsklocka i nämnda mottagare så att pilotbärvågsargumentet konvergerar mot noll, och nämnda pilotbärvágsargument approximeras genom en räkneoperation pá ett komplext tal som representerar nämnda pilotsignal. lO Enligt en femte aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles, i ett multibärvágstransmissionssystem som använder ortogonala bärvâgor, i vilket en mottagarsamplingsklocka synkroniseras |5 med en sändarsamplingsklocka genom faslàsning av nämnda mottagarsamplingsklocka till en pilotbärvàg som sänds av nämnda sändare, en metod att synkronisera nämnda mottagarsamplingsklocka till nämnda sändarsamplingsklocka, kännetecknad av stegen att: - erhålla ett komplext tal som representerar nämnda pilotbärvàg; - från nämnda komplexa tal erhålla en 25 approximering för ett argument för nämnda pilotbärvág; - använda nämnda approximerning för nämnda argument som en àterkopplingssignal för 30 at: styra nämnda mottagarsamplingsklocka, så att nämnda àterkopplingssignal tenderar at: gå mot noll.According to a third aspect of the present invention, there is provided a multi-carrier transmission system using orthogonal carriers, in which a receiver sampling clock is phased to a pilot carrier, characterized in that said multi-carrier transmission system includes two transceivers as described in the preceding paragraph. According to a fourth aspect of the present invention, there is provided in a multi-carrier transmission system, a method of synchronizing a receiver clock with a transmitter clock, the transmitter transmitting a pilot signal, characterized in that the method comprises the steps of controlling a sampling clock so as to receive a receiver clock. the pilot carrier argument converges to zero, and said pilot carrier argument is approximated by a calculation operation on a complex number representing said pilot signal.10 According to a fifth aspect of the present invention, by phase locking said receiver sampling clock to a pilot carrier transmitted by said transmitter, a method of synchronizing said receiver sampling clock to said transmitter sampling clock, characterized by the steps of: - obtaining a complex number representing said pilot carrier; - obtaining from said complex number an approximation for an argument for said pilot carrier; use said approximation of said argument as a feedback signal to control said receiver sampling clock, so that said feedback signal tends to: go towards zero.

Nämnda àterkopplingssignal kan fungera som en 35 utjämningsparameter (equaliser parameter) och få nämnda 15 25 506 635 samplingsklocka att justeras på ett sätt som kompenserar för kanaleffekter.Said feedback signal can function as an equalizer parameter and cause said sampling clock to be adjusted in a manner which compensates for channel effects.

Nämnda àterkopplingssignal kan användas för att utjämna/anpassa för tidsvariationer i kanalkarakteristik på en kanal över vilken nämnda pilotbärvåg sänds.Said feedback signal can be used to equalize / adapt for time variations in channel characteristics on a channel over which said pilot carrier is transmitted.

Nämnda värdeberäkning av pilotbärvàgsargument kan beräknas från en utgång (output) pà en FFT-processor.Said value calculation of pilot carrier arguments can be calculated from an output on an FFT processor.

Alternativt kan nämnda värdeberäkning av pilotbärvàgsargument beräknas från en utgång pá en en- frekvens DFT-processor.Alternatively, said value calculation of pilot carrier arguments can be calculated from an output of a single frequency DFT processor.

Den imaginära delen av nämnda komplexa tal kan användas vilket en approximering för nämnda pilotbärvàgsargument.The imaginary part of said complex number can be used which is an approximation of said pilot carrier argument.

En approximering för nämnda värdeberäkning av pilotbärvåg kan användas vilket ger en extra stor àterkopplingssignal vid stora avvikelser från nollargument.An approximation for said value calculation of pilot carrier can be used, which gives an extra large feedback signal in the event of large deviations from zero arguments.

En approximering, A, för nämnda värdeberäkning av pilotbärvåg kan användas, där: A=M.[3{C}- (l-sgn9ï{C}) .K. 9ï{C}.sgn.3{C}] och C är den komplexa värdeberäkningen av pilotbärvägen, M är en positiv skalningsfaktor, och K är en positiv konstant. 506 635 UI 20 25 10 Utförandeformer av uppfinningen kommer nu att beskrivas, med hjälp av exempel, med hänvisningar till de medföljande figurerna, där: Figur 1 visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.An approximation, A, for said value calculation of pilot carrier can be used, where: A = M. [3 {C} - (1-sgn9ï {C}) .K. {9} {C} .sgn.3 {C}] and C is the complex value calculation of the pilot carrier, M is a positive scaling factor, and K is a positive constant. Embodiments of the invention will now be described, by way of example, with reference to the accompanying figures, in which: Figure 1 shows, in schematic form, an asymmetric communication system.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system.Figure 2 shows, in schematic form, a DMT system.

Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.Figure 3 shows, graphically, the channel separations used in an asymmetric DMT transmission system.

Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvàgssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.Figure 4 shows, in schematic form, the cornerstones of a multitone carrier system modem contemplated in the present invention.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering.Figure 5 shows, in schematic form, a partitioning of the multitone carrier system modem shown in Figure 4, which is used to facilitate implementation.

Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.Figure 6 shows, in graphical form, spectral allocation for copper pairs.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används i det multitonbärvágssystem som här beskrivs.Figure 7 shows, in schematic form, the frame structure used in the multitone carrier system described here.

Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 8 shows, in schematic form, the analog interface of the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhàllandet (SNR-ratio) för frekvens i det multitonbärvàgssystem som här beskrivs.Figure 9 shows, in graphical form, the dependence of the signal-to-noise ratio (SNR ratio) on frequency in the multitone carrier system described here.

Figur 10 visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 10 shows, in schematic form, the FFT algorithm used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

UI 20 Ix) Un 506 635 ll Figur 11 visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.UI 20 Ix) Un 506 635 ll Figure 11 shows, in schematic form, the frame correlation principle used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 12 shows, in schematic form, implementation of a correlator used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelatorn i Figur 12.Figure 13 shows, in schematic form, the averager used in the correlator in Figure 12.

Figur 14 visar, i schematisk form, en korrelationspositionsdetektor som används för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 14 shows, in schematic form, a correlation position detector used for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 15 shows, in schematic form, an overview of the synchronization unit used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 16 shows, in schematic form, an overview of the FFT / IFFT unit used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cykliskt prefix.Figure 17 shows, in schematic form, the use of a cyclic prefix.

Figur 18 visar, i schematisk form, ett ”beslutsinriktat" (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 18 shows, in schematic form, a "decision directed" channel value calculation and smoothing system for use in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6.Figure 19 shows QAM coding for b = 6.

Figur 20 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4. 506 Un I0 20 635 12 Figur 21 visar, i schematisk form, en översikt av systemstyrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 20 shows, in schematic form, the realization of the calculation of bit charge and energy charge factors used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4. 506 Un I0 20 635 12 Figure 21 shows, in schematic form, an overview of the system controller interface used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt på vilket tvà av de multitonbärvàgssystemmodem, som visas i Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvàgstransmissionssystem.Figure 22 shows, in schematic form, the manner in which two of the multitone carrier system modems shown in Figure 4 are interconnected to create a multitone carrier transmission system.

Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbârvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 23 shows, in schematic form, the vector management system used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 24 visar BSI-längd.Figure 24 shows BSI length.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 25 shows, in schematic form, NU SC load distribution for BSI interruptions for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 26 visar SÜS-mönstret för det modem för multitonbärvágssystem som visas i Figur 4.Figure 26 shows the SÜS pattern of the multitone carrier modem shown in Figure 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4.Figure 27 shows the DAS pattern in schematic form, for the multitone carrier modem shown in Figure 4.

Figur 28 visar, i schematisk form, "wake-up"- signalering för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 28 shows, in schematic form, "wake-up" signaling for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figurerna 29 till 31 visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.Figures 29 to 31 show the set-up sequence of the multitone carrier modem shown in Figure 4.

Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgränssnitt för en VDSL modemapplikation. 5 20 30 506 635 13 Figur 33 visar en grafisk representation av en argumentapproximeringsfunktion som används i den föreliggande uppfinningen.Figure 32 shows, in schematic form, a network overview of a network interface for a VDSL modem application. Figure 33 shows a graphical representation of an argument approximation function used in the present invention.

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.To facilitate the understanding of the present invention, a list of abbreviations used in this patent application is presented below.

ADC: AIS: ASIC: BPSK: BSI: BSI-D: BSI-U: CCH: CMl: CM2: CM3: CP: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) ”Alarm In Signal” Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI för nedlänkförbindelse (BSI for downlink connection) BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) Styrkanal (Control channel) Bärvàgstyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärväg (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Bärvàgstyp (mode) 2, (bort)maskad eller urstàndsatt bärvàg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bärvágstyp (mode) 3, bärvàg ordnad för nollbitsladdning. (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cykliskt prefix (Cyclic Prefix) 506 635 20 25 30 DAC: DAS: DFI: DF2: DF3: DFT: DMT z DWMT: EMC: FBC: FEXT: FFT: FTTN: Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: 14 Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) Dataram, slumpmässig (random) data parallell CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) Dataram, helt bitladdad en CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Diskret Fourier Transformering (Discrete Fourier Transforms) Diskret multiton (Discrete Multi Tone) Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) Felkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) "Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VME-based) Tre + två, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Tvá chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) ß 20 IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: 506 635 15 Omvänd ”Fast Fourir”-transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Làgpass (Low Pass) Nät(verks)terminering (Network Termination) Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) Konventionell, ”gammal” telefonitjânst (Plain Old Telephony Service) ”Quadrature Amplitude Modulation” Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Set Top Box 506 635 IO l5 20 25 30 16 SUS: Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) SUSl: SF och DF1 ramsekvens (SF and DF1 frame sequence) SUS2: SF och DF2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) TA: ”Time Advance" TDMA: Multipelaccess med tidsdelning ' (Time Division Multiple Access) UTP Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) VCXO: Spänningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) VDSL: Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvágssystem för det installerade kopparnåtet). MUSIC är avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation på kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster.ADC: AIS: ASIC: BPSK: BSI: BSI-D: BSI-U: CCH: CM1: CM2: CM3: CP: Analog-to-Digital (A / D) Converter "Alarm In Signal ”Application Specific Integrated Circuit (Binary Phase Shift Keying) Base Synch Interval BSI for downlink connection BSI for uplink connection BSI for uplink connection Control channel mode) 1; bit-loaded and used carrier (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Carrier mode 2, (removed) masked or worn carrier (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Carrier mode (mode) 3, carrier arranged for zero bit charging. (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cyclic Prefix 506 635 20 25 30 DAC: DAS: DFI: DF2: DF3: DFT: DMT z DWMT: EMC: FBC: FEXT: FFT: FTTN: Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: 14 Digital-to-Analog converter (Digital-to-Analog converter) DF3 frame sequence (DF3 frame sequence) Data frame, random data parallel CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Data frame, random data one CCH (Data frame, random data one CCH) Data frame, fully bit loaded one CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Discrete Fourier Transforms Discrete Multi Tone Discrete Wavelet Multi-Tone Electro Magnetic Compatibility Forward Error Correction Far End Cross Talk Fast Fourier Transform Fiber To The Node Node) First generation, prototype system (VME-based) (Generation one, prototype system VME-based) Three + two, ASIC implementation (Two + two ASIC implementation) Two chips' silicon implementation (Two chips silicon implementation) ß 20 IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: 506 635 15 Inverse Fast Fourir Transformation Infinite Impulse Response International standard for digital networks (International Standard for Digital Networks) Inter-Symbol Interference Joint Test Action Group Local Exchange Low Pass Network Termination Network Unit Orthogonal orthogonal Frequency Division Multiplexing Optical Network Unit Programmable Gain Attenuator Conventional, Plain Old Telephony Service Quadrature Amplitude Modulation System C ontroller Synchronous Digital Hierarchy Synch Framework Signal-to-Noise Ratio Set Top Box 506 635 IO l5 20 25 30 16 SUS: Synch Frame Sequence SUSl: SF and DF1 frame sequence (SF and DF1 frame sequence) SUS2: SF and DF2 frame sequence (SF and DF2 frame sequence) TA: "Time Advance" TDMA: Time Division Multiple Access UTP Unshielded Twisted Pair VCXO : Voltage Controlled Chrystal Oscillator VDSL: Very High Bit-Rate Digital Subscriber Lines The system to which the present invention relates is referred to for simplicity as the "MUSIC" (Multi-Carrier System for the Installed Copper Network - Multi-carrier system for the installed copper net). MUSIC is intended to provide high-speed communication on copper pair cable for telephony to support broadband multimedia services.

MUSIC-systemet som beskrivs i denna (SE 9603188-5) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna SE 9603187-7, SE 9603189-3, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603195-O, SE 9603196-8, SE 9603197-6 Och SE 9603198-4, erbjuder en kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, som ger 26:2 eller l3:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel ( lokala telefoninät.The MUSIC system described therein (SE 9603188-5) and the patent specifications SE 9603187-7, SE 9603189-3, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603195-O, SE 9603196-8, SE 9603197-6 and SE 9603198-4, offers a cost-effective and robust customer implementation with silicon, which provides 26: 2 or 13: 2 Mbit / s asymmetric transmission over copper cable local telephone networks.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det nätverkskoncept som är känt som Fiber till Noden (Fibre To Un 20 25 506 635 17 The Node = FTTN), som använder optisk fiber, som var och en betjänar många användare, fram till ett kopplingsskàp i närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.The MUSIC system can be accessed using the network concept known as Fiber To Un (Fiber To Un 20 25 506 635 17 The Node = FTTN), which uses optical fiber, each serving many users, up to a switch cabinet in close to users' homes. Thus, the cable length specification for MUSIC can be successfully limited to 1300 meters.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för överföring av en signal med hög bithastighet (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med låg bithastighet (2 Mbit/s) uppströms, från abonnenten, Figur 1 visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en multimedia-applikation, t.ex. video-on-demand, är länkad till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög datahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms.The MUSIC system is mainly intended for transmitting a high bit rate (26 Mbit / s) signal downstream to the subscriber, and a low bit rate (2 Mbit / s) signal upstream, from the subscriber, Figure 1 shows the MUSIC system. A network device, NOW, is connected to the fixed network through an optical fiber link, (FTTN). A network termination, NT, connected to a multimedia application, e.g. video-on-demand, is linked to the NOW via copper cable. The MUSIC system supports a high data rate downstream and a much lower data rate upstream.

I MUSIC-systemet som beskrivs här, stöds två bestämda bithastigheter (13:2 och 26:2 Mbit/s), där den lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som en extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt långa, kopparkablar.The MUSIC system described here supports two fixed bit rates (13: 2 and 26: 2 Mbit / s), where the lower bit rate of 13: 2 Mbit / s can be implemented as an additional option for use at bad, or extremely long, copper cables.

För nâtverkstermineringen (NT) består anslutningen av ett set av standardiserade gränssnitt, såsom POTS, ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som filtreras ut passivt, så att den är oberoende av modemstatus. Nätverksenheten (NU) terminerar i det fasta nätet.For network termination (NT), the connection consists of a set of standardized interfaces, such as POTS, ISDN, ATM25 and Ethernet. All transmission protocols are supported by the carried by data flow in the modem, except for the POTS service which is passively filtered out so that it is independent of the modem status. The network unit (NOW) terminates in the fixed network.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.MUSIC separates up and downlink spectra by passive filtering in the analog parts.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet :ill framtida funktionella uppgraderingar. Av 506 635 10 20 25 18 detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full funktionalitet sä att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.The version of MUSIC described here is intended to provide the opportunity for future functional upgrades. For 506 635 10 20 25 18 this reason, the FFT / IFFT block is designed to support full functionality so that it can be reused in future upgrades of the system.

MUSIC-systemet är ett DMT-baserat, multibärvágs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvágor. Detta visas som visar tvà transceivrar vilka var och en har ansluten till ett tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de tvâ transceivrarna i Figur 2, en mottagare, Rx, och en sändare, Tx, med användning av en mångfald (plurality) av bärvägor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitén är extremt dålig. Antalet bitar som överförs av var och en av bärvàgorna kan också variera, beroende på kanalkvalité.The MUSIC system is a DMT-based, multi-carrier VDSL system that uses discrete Fourier transform to create and demodulate individual carriers. This is shown showing two transceivers each connected to a twisted pair of copper. Data is transmitted between the two transceivers in Figure 2, a receiver, Rx, and a transmitter, Tx, using a plurality of carrier paths, some of which may not be used, e.g. when the channel quality is extremely poor. The number of bits transmitted by each of the carriers can also vary, depending on the channel quality.

En multibärvägsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar pá tvinnad parkabel pá ett effektivt sätt. I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden på 10 MHz upp pä 1024 bärvàgor med en bredd pä vardera 9,77 kHz. Den tilldelade överföringseffekten för de individuella bärvàgorna beror på störningseffekten och överföringsförlusterna på vart och ett av banden. Varje bärvàg förmedlar multinivåpulser (multilevel pulses) data (4096 QAM). Den individuella bärvàgens signal/brusförhällande (SNR) beräknas pä mottagarsidan. Om som kan representera upp till 12 bit en bärväg har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit på denna bärvàg. För bärvàgor med lägre SNR-värden placeras färre bitar på bärvàgen. Bärvágor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid mottagning (forward error correction) och datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.A multi-carrier modulation technology such as DMT handles frequency-dependent losses and interruptions on twisted pair cables in an efficient manner. In the MUSIC system, the available bandwidth of 10 MHz is divided into 1024 carriers with a width of 9.77 kHz each. The assigned transmission power for the individual carriers depends on the interference power and the transmission losses on each of the belts. Each carrier transmits multilevel pulses data (4096 QAM). The signal / noise ratio (SNR) of the individual carrier is calculated on the receiver side. If that can represent up to 12 bits a carrier has a high SNR, up to 12 bits are placed on this carrier. For carriers with lower SNR values, fewer pieces are placed on the carrier. Bearing waves that are affected by narrow-band sources of interference are switched off. Forward error correction and data interleaving are used to mitigate the effects of temporary bursts of impulse interference.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är 10 15 20 Ix) UI 30 506 655 19 mycket högre än uppströmshastigheten. Två bestämda nedströmshastigheter (26/13 Mbit/s) stöds av systemet; den valda hastigheten beror på den aktuella kabellängden (<1300 m) och/eller kvalitén pà kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s. Olika frekvensband kan användas i MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen från uppströmskanalen och båda från POTS, se Figur 3.Asymmetric VDSL is implemented in this version of the MUSIC system, which means that the downstream speed is much higher than the upstream speed. Two fixed downstream speeds (26/13 Mbit / s) are supported by the system; the selected speed depends on the current cable length (<1300 m) and / or the quality of the duct. The upstream speed is fixed at 2 Mbit / s. Different frequency bands can be used in the MUSIC system to separate the downstream channel from the upstream channel and both from POTS, see Figure 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.Alternatively, other duplex methods can be used, e.g.

TDMA och/eller en metod där varannan bärvàg dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.TDMA and / or a method where every other carrier is dedicated to the downstream and upstream channel.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hárdvarublocken är ADC och DAC, synkronisering, fourir transformeringsbehandling, kanalvärdeberäkning/utjämning, symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med interfoliering (interleaving), nätgränssnitt och systemövervakare.Figure 4 shows an overview of a MUSIC modem to which the present invention relates. The most important hardware blocks are ADC and DAC, synchronization, fourir transform processing, channel value calculation / equalization, symbol mapping and detection, coding and decoding with interleaving, network interfaces and system monitors.

Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI.The modem can be considered in the form of four principal function blocks, namely: the digital receiver unit; - the digital transmitter unit; - the analog input (front end); and system controller / PCI.

Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. På mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett lägpassfilter, LP, en programmerbar förstärkningsdämpare, PGA, till en analog- till digital(A/D)-omvandlare. En spänningsstyrd kristalloscillator, VCXO, används för att driva analog- till digital-omvandlaren. På sândarsidan är 20 506 655 20 hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett lågpassfilter.The analog input includes a hybrid transformer connected to an unshielded, twisted pair and POTS. On the receiver side, the hybrid is connected, via a low-pass filter, LP, a programmable gain attenuator, PGA, to an analog to digital (A / D) converter. A voltage controlled crystal oscillator, VCXO, is used to drive the analog to digital converter. On the transmitter side, the hybrid is connected to a digital to analog (D / A) converter via a low-pass filter.

Den digitala mottagarenheten inkluderar en ”fast Fourir"-transformerings- och omskalningsenhet (rescaling unit), FFT, ansluten, som visas i Figur 4, till en synkroniseringsenhet och en kanalestimator. Kanalestimatorn är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en ”avinterfolierings"- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhet och därifrån till ett nâtapplikationsgränssnitt.The digital receiver unit includes a "fixed Fourir" rescaling unit, FFT, connected, as shown in Figure 4, to a synchronization unit and a channel estimator.The channel estimator is connected via a symbol detection unit and a "deinterleaving" unit. -interleaving) and decoding unit, to a bit handling unit and thence to a network application interface.

Den digitala sändarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) "fast Fourir” transformerings- och skalningsenhet, IFFT, via en kodnings- och interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.The digital transmitter unit includes a bit handling unit which is connected to an inverted "fixed Fourir" transform and scaling unit, IFFT, via an encoding and interleaving unit and a symbol mapping unit.

Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funkticnsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgränssnitt, så som visas i Figur 4.The system control is connected to different functional units in the digital receiver and digital transmitter, and to the network application interface and a computer interface, as shown in Figure 4.

Nät(verks)gränssnittet ansluter den högre protokollnivàn till modemets skikt ett-funktionalitet.The network (plant) interface connects the higher protocol level to the modem layer one functionality.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- ramar” (dummy frames) om så erfordras.This block is responsible for providing the system with data at the configured bit rate, and adds “dummy frames” if required.

Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleaved). Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhålles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna specifikation). i0 20 25 30 506 635 21 Symbolmappningsblocket tar emot ingángsdata som en heltalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellationen beroende på det aktuella bitladdningsvärdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.The data is then channel coded and interleaved. The MUSIC system described here uses a convolutional code combined with interleaving. Using a depth with a plurality of frames, a combined frequency / time interleaving is obtained (see later in this specification). i0 20 25 30 506 635 21 The symbol mapping block receives input data as an integer vector. This vector is mapped into the configured constellation depending on the current bit load value. The mapping unit uses a Gray coding scheme to reduce the probability of bit errors.

En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFFT-blocket. Detta får systemet att skala uteffektsniván på varje bärvåg. IFFT-blocket utför sedan en reell 2048 punkters inverterad (inverse) FFT på ingángsdatan, som modulerar varje bärvâg. Som ett slutligt steg utförs en address ”wrap around" på utgängsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet (CP).A real (vector) vector multiplication is the first step in the IFFT block. This causes the system to scale the output power level on each carrier. The IFFT block then performs a real 2048 point inverted FFT on the input data, which modulates each carrier. As a final step, an address "wrap around" is performed on the output data, where a copy of the first 128 samples is added at the end of the frame, this is called the cyclic prefix (CP).

Den modulerade signalen gär till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång (minimum true dynamic range) på 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan på 20 MHz. För att bli av med Nyquist ”ghosts”, LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balanserat gränssnitt mot kopparkabeln.The modulated signal goes to a DAC that converts the signal with a minimum true dynamic range of 84 dB. The DAC is clocked by the system sample clock at 20 MHz. To get rid of Nyquist "ghosts", the signal is LP-filtered. The hybrid provides a balanced interface to the copper cable.

En översikt över MUSIC-sândarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren.An overview of the signal path of the MUSIC transmitter and receiver is shown in Figure 4. The transmitter part uses the same hybrid design as the receiver.

I mottagaränden separerar splitter/hybrid- transceivern de frekvenser som används av POTS, från 0 till 4 kHz, från de frekvenser som används av systemet. Det extraherar också den lågniväiga mottagningssignalen från den kombinerade högniväiga sändningssignalen och den lágnivàiga mottagningssignalen.At the receiver end, the splitter / hybrid transceiver separates the frequencies used by the POTS, from 0 to 4 kHz, from the frequencies used by the system. It also extracts the low-level reception signal from the combined high-level transmission signal and the low-level reception signal.

För att reducera Nyquisteffekter pá signalen lägpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA:n (Programmable Gain Amplifier). 506 635 30 22 PGA:n är nödvändig för att få det bästa utnyttjandet av det dynamiska omfånget i ADC:n. I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB.To reduce Nyquist effects on the signal, the received analog signal is low-pass filtered before being fed into the PGA (Programmable Gain Amplifier). 506 635 30 22 The PGA is necessary to make the best use of the dynamic range of the ADC. In this system, the dynamic range shall be at least 66 dB.

Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT-blocket emot datan.After the signal is converted to digital format, the synchronization and FFT blocks receive the data.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av FFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO:n.The synchronization block generates a frame clock (for controlling the FFT buffers) and a control signal for the VCXO.

I början återtar (retrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) och överförs till ”VCXO feed back controller”. VCXO:n genererar samplingsklockan (20 MHz).Initially, the retrieve synchronization block retrieves the frame clock from the sampled signal. The frame clock is then used to calculate the frame synchronization value calculation (frame timing estimate) and is transferred to the "VCXO feed back controller". The VCXO generates the sampling clock (20 MHz).

En samplingsklocka som endast styrs av ”frame time estimate" är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.A sampling clock that is only controlled by a "frame time estimate" is not sufficiently accurate in a DMT system.

Därför används, efter lásningssekvensen, en dedicerad pilotbärvág för att uppnå en hög synkroniseringsprecision på samplingsklockan.Therefore, after the locking sequence, a dedicated pilot carrier is used to achieve a high synchronization precision on the sampling clock.

En BSI-signal extraheras också frán pilotbärvágen.A BSI signal is also extracted from the pilot carrier.

BSI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.BSI is the Base Synchronization Interval timing signal used to synchronize the CCH communication of the transmitter and receiver.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.One of the new aspects of the MUSIC system is the algorithm used by the synchronization block, which is discussed in more detail later in this specification.

En 2048 punkters verklig FFT utförs på ingångsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning (rescaling), som baseras på energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.A 2048 point real FFT is performed on the input frames of the FFT block. After this, rescaling, which is based on the energy charge parameters, is performed before the data is transferred to the next block.

Kanalvärdeberäkningen och -utjämningen utförs pà utmatningsdatan frán FFT-blocket. Alla dataramar används för att värdeberäkna (estimate) kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en Un N 30 506 635 23 bitladdningsvektor som bestämmer antalet bitar som skall sändas på var och en av bärvågorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH).The channel value calculation and equalization is performed on the output data from the FFT block. All data frames are used to value the channel properties. These are then used to compute a bit charge vector that determines the number of bits to be transmitted on each of the carriers. This information is then transmitted to the transmitter through the upstream control channel (CCH).

I symboldetekteringsblocket utförs en ”avmappning” (demapping) för varje bärvâg enligt bitladdningsmallen (bit-loading mask).In the symbol detection block, a "demapping" is performed for each carrier according to the bit-loading mask.

Efter avmappning utförs ”avinterfoliering" (de- interleaving; och ”felkorrigering vid mottagning” (FEC, Forward Error Correction) pá den detekterade bitströmmen.After unmapping, “deinterleaving” and “Forward Error Correction” (FEC) are performed on the detected bitstream.

Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy frames) tas bort i detta block.The data is then ready for the network (plant) / application interface block after bit handling. The dummy frames are removed in this block.

I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns styrenheten för systemet (System Controller, SC). SC:n är en generell 'general purpose) processor som har gränssnitt mot och styr de olika underblocken med användning av en PCI-buss. styrenheten CPU programmerbar. En extern port lokal I den version av MUSIC som beskrivs här, är tillhandahålles, genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board), för att underlätta programmering.At the heart of the system, shown in Figure 4, is the system controller (SC). The SC is a general purpose processor that interfaces with and controls the various sub-blocks using a PCI bus. control unit CPU programmable. An external port local In the version of MUSIC described here, is provided, through a JTAG interface on the motherboard (on-board), to facilitate programming.

Huvuduppgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra bitladdnings- och energiladdningsberäkningar. Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad ( CU). u-. styrkanal Denna kanal överför data avseende förändringar i bit/energi-laddning och annan systemsignalering.The main tasks of the SC are to control system start-up and construction during driving time and to perform bit charge and energy charge calculations. It communicates with the remote side of the modem through a dedicated (CU). u-. control channel This channel transmits data regarding changes in bit / energy charge and other system signaling.

För at: erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvändning, måste de digitala delarna av systemet vara baserade pá à:minstone tvà ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignändamål.To: obtain a cost-effective product for high volume use, the digital components of the system must be based on: at least two ASIC circuits. Figure 5 shows how the system can be divided (partition) for chip design purposes.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips 506 635 20 IQ UI 30 24 innehåller ramsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, symboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocket och nätgränssnittblocket kan implementeras på ett tredje, respektive fjärde, chips.One chip contains the FT / IFFT core. A second chip 506 635 20 IQ UI 30 24 contains frame synchronization, channel value calculation and smoothing, symbol detection and symbol mapping. The analog block and the network interface block can be implemented on a third and a fourth chip, respectively.

Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell l till 3 bifogade härtill.The system parameters used by the MUSIC system described here are shown in Tables 1 to 3 attached hereto.

VDSL-system arbetar i spektrumet från 0 till 40 MHz.VDSL systems operate in the spectrum from 0 to 40 MHz.

I detta band upptar MUSIC-systemet, som beskrivs här, de lägre 10 MHz, se Figur 6. Ett antal traditionella band finns i detta spektrum, inklusive POTS och vissa radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvågor över 10 MHz, har varje bärvåg en bandbredd på 9,77 kHz, där de två första bärvågorna är allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista bärvågen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten.In this band, the MUSIC system, as described here, occupies the lower 10 MHz, see Figure 6. A number of traditional bands are found in this spectrum, including POTS and some radio amateur bands. Different frequency bands are used in the MUSIC system described here to separate downstream from upstream channels. Since the MUSIC system described here uses 1024 carriers over 10 MHz, each carrier has a bandwidth of 9.77 kHz, where the first two carriers are allocated by the DC level and the POTS service. The last carrier is disabled because it is the Nyquist point.

Andra bärvàgor (på radioband) kan behöva annulleras. Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning på det balanserade kopparparet.Other carriers (on radio bands) may need to be canceled. This is primarily a matter of immunity and charisma on the balanced copper pair.

Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning.By passively filtering the POTS spectrum, this service can be done independently of the MUSIC system described here, runtime status, or power supply.

Det finns två sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- (below) MUSIC- frekvensbanden. Detta kan uppnås med användning av en och ISDN-systemen existera under liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandahållas oberoende av konfiguration.There are two ways to provide ISDN services for a MUSIC modem connection. One way is to sound the POTS (below) MUSIC frequency bands. This can be achieved using one and the ISDN systems exist during similar filtering process for ISDN band spectrum as for POTS. This filtering allows the service to be provided regardless of configuration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning 10 2 IQ UI 30 Uu 0 506 635 25 av 1024 bärvàgor över 10 MHz ger varje bärvåg en bandbredd på 9,77 kHz. ISDN-spektrumet kräver allokeringen (150- 4)/9,77 = 5, av dessa bârvàgor. Beroende på kanalkarakteristiken måste dessa fem bärvâgor väljas att ha det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*100=500 kbit/s bandbredd.The second way to provide ISDN is to allow ISDN to be a carrier service in the MUSIC system. This solution has the advantage in terms of spectrum efficiency. Use 10 2 IQ UI 30 Uu 0 506 635 25 of 1024 carriers over 10 MHz give each carrier a bandwidth of 9.77 kHz. The ISDN spectrum requires the allocation (150-4) /9.77 = 5, of these carriers. Depending on the channel characteristics, these five carriers must be chosen to have the best SNR in the system. For a standard connection, this gives 5 * 100 = 500 kbit / s bandwidth.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 500 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.The optimal solution is therefore to use the modem as a carrier, and allocate only 64 kbit / s, compared to 500 kbit / s for the total bandwidth of the 64 kbit / s ISDN service.

Resultatet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda pà en telekommunikationsoperatörs nät, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 200-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen på högre frekvenser den maximala bithastigheten.The results of the attenuation and FEXT (Far End Cross Talk) measurements performed on a telecommunications operator's network showed that it is possible to achieve bit rates higher than 100 Mbit / s if the cable is shorter than 200-300 meters. For longer cables, attenuation at higher frequencies limits the maximum bit rate.

För kablar pà omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en 1 km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.For cables of about 500 meters, 40 Mbit / s can be achieved, and for a 1 km cable, 15-20 Mbit / s is realistic.

En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar den använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen måste kanske också uteslutas.Another factor that reduces performance is EMC, which limits the power used. Some parts of the frequency domain may also need to be excluded.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: - maximal varaktighet 250 ps - medianintervall 67 ms - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är 506 655 20 26 belägen på NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).A typical PSTN can be expected to have the following characteristics in terms of impulse interference: - maximum duration 250 ps - median interval 67 ms - maximum peak amplitude 20 mV - the majority of the energy below 200 kHz background interference -107 dBm / Hz The main source for synchronization in the system is the sampling clock. The reference for the sampling clock is 506 655 20 26 located on the NU side and is common to all twisted copper pairs in a secondary cable.

Samplingsklockans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter” pä mindre än 0,5 ns.The sampling clock frequency is 20 MHz at 10 ppm, with a "phase jitter" of less than 0.5 ns.

Samplingsklockan pà NT-sidan är faslàst till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation) i ett första skede, och använder sedan pilotbärvágen för att producera en finjustering av läsningen. Låsningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digital/analog-omvandlare. Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision pà 1/100 sampel, med ett ”phase jitter" pà mindre än 0,5 ns.The sampling clock on the NT page is phase locked to the NOW page. The logic of the reading uses the frame synchronization value calculation (frame timing estimation) in a first stage, and then uses the pilot carrier to produce a fine adjustment of the reading. The locking logic controls the frequency of a VCXO via an 18 bit digital / analog converter. The requirements for the VCXO are 20 MHz in 25 ppm range and 10 ppm / volt sensitivity. The final reading must have a precision of 1/100 sample, with a "phase jitter" of less than 0.5 ns.

Ramklockan är 1/(2048 + 128) styr starten av mottagning och sändning av ramarna. av samplingsklockan och Ramklockan, som används både för sändning och mottagning, avviker i fas på både NU- och NT-sidan.The frame clock is 1 / (2048 + 128) controls the start of receiving and sending the frames. of the sampling clock and the Frame clock, which are used for both transmission and reception, differ in phase on both the NU and NT side.

Ramklockan för sändning på NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.The frame clock for transmission on the NT side is the master and controls the start of the signal intervals, see Figure 7.

Mottagningsramklockan pà NT-sidan erhålles från hårdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.The reception frame clock on the NT side is obtained from the hardware function for the frame synchronization value calculation and controls the start of the frame sampling period, see Figure 7.

Ramklockan för sändning pá NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart pà NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) pà kopparledaren. Detta måste göras för att upprätthålla ortogonaliteten, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både pä upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning på NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7. 10 20 25 506 635 27 Ramklockan för mottagning på NU-sidan fördröjs ett antal sampelklockcykler (TA) i förhållande till ramklockan för sändning, efter det att TA-beräkning (calculation) utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i uppstartningssekvensen bestäms av hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberâkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.The frame clock for transmission on the NT side is the same as the frame clock for reception, but is a TA sample earlier in phase. TA is a parameter that is measured during system start-up on the NU side and is used to compensate for propagation delay on the copper conductor. This must be done to maintain the orthogonality, across the copper conductor, for the sampled periods, both uplink and downlink. The frame clock for transmission on the NT side controls the start of the signal intervals, see Figure 7. 10 20 25 506 635 27 The frame clock for reception on the NU side delays a number of sample clock cycles (TA) in relation to the frame clock for transmission, after TA calculation ( calculation) was performed. The delay before the calculation of TA in the start-up sequence is determined by the hardware function for the frame synchronization value function (frame timing estimation hardware function) and the value is accessible to the control unit.

Ramklockan för mottagning pà NU-sidan styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.The frame clock for reception on the NOW page controls the start of the frame sampling period, see Figure 7.

BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande sidan. Parametrarna kan, till exempel, vara bitladdning, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, på båda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up).The BSI clock is used to synchronize parameter changes between the sending and receiving sides. The parameters can be, for example, bit charge, energy charge or control channel frequency. The parameters are updated by the system controller, on both sides, before the BSI clock initiates the switch for the new set-up.

BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande till BSI-klockan i nedlänken.The BSI clock is 1/8192 of the frame clock. The uplink BSI clock is delayed by half a BSI clock cycle relative to the downlink BSI clock.

En kort pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens på pilotkanalen används för BSI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan.A short pseudo-random sequence on the pilot channel is used for BSI synchronization between the transmitting and receiving sides.

Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.The cyclic prefix is an extension of the frames added by the FFT chipset. To maintain orthogonality throughout the signaling period, the last 128 samples of the frame are copied and placed before the actual frame. This arrangement addresses issues related to interference between symbols caused by time dispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast på den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna 506 635 lv Va 28 överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA = motsvarar 1280 meter (om utbredningsfördröjning är 5 ns/m). 128 samplingar = 6,4 us utbredningsfördröjning. Detta Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonledningen. Det finns också anslutningar till T1- chipset och systemcontrollern för styrändamál.It is important that the part of the signaling period sampled only on the receiving side overlaps a signaling period in the other direction, along the entire copper conductor. TA is used to optimize this 506 635 lv Va 28 overlap period. The maximum cable length is limited by TA = corresponds to 1280 meters (if the propagation delay is 5 ns / m). 128 samples = 6.4 us propagation delay. This The analog interface connects the received and transmitted digital data stream at the C1 chipset to the telephone line. There are also connections to the T1 chipset and the system controller for control end cases.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten till en hybridtransformator som också âr länkad till POTS. Pà mottagningssidan av hybriden gär den inkommande signalen via ett làgpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till Cl-chipset. Pâ sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och går därifrån via ett lágpassfilter LP till hybridtransformatorn. En spänningsstyrd kristalloscillator, som driver både ADC och DAC, är ansluten till T1-chipsets synkroniseringsblock.The analog interface is shown in Figure 8. The cable is connected to a hybrid transformer which is also linked to POTS. On the receiving side of the hybrid, the incoming signal travels via a low-pass filter and a programmable gain attenuator to an analog-to-digital converter, ADC, and from there to the Cl chipset. On the transmitter side of the hybrid, the output digital signal is converted to analog by a digital / analog converter, DAC, and goes from there via a low-pass filter LP to the hybrid transformer. A voltage controlled crystal oscillator, which drives both the ADC and the DAC, is connected to the synchronization block of the T1 chip.

En OFDM-ram är en summa av sinusformade bärvàgor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplanet (frequency domain) med ett minimum av separationsavstànd mellan bärvâgor. Antagandet att symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande till varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra till att skapa pulser med mycket höga toppniváer.An OFDM frame is a sum of sinusoidal carriers modulated in phase and amplitude and spaced in the frequency domain with a minimum of separation distance between carriers. The assumption that the symbols within the frame are evenly distributed and uncorrelated in relation to each other gives a signal in the time plane with an approximately normally distributed instantaneous amplitude. Thus, there is a small possibility that input data can interact with each other to create pulses with very high peak levels.

Emellertid måste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna så att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsniváer i DAC:n för att hantera (average) genomsnittliga signaler. Även om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivá i sändaren, finns det begränsningar UI 20 lxl V: 506 635 29 på mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna på mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Vara..However, the maximum amplitude must be limited to a lower amplitude than this so that there are a sufficient number of quantization levels in the DAC to handle (average) average signals. Although the DAC has sufficient resolution to accommodate a high peak level in the transmitter, there are limitations UI 20 lxl V: 506 635 29 on the receiver side (ADC). However, the consequences on the recipient side do not have to be as serious as they may seem.

En kort kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en lång kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opàverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stort dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpningar ej kräver ett stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det område som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.A short cable has lower attenuation in the high frequency range than a long cable, see Figure 9. This means that a temporary pulse can occur in the receiver almost unaffected by the cable characteristics. Therefore, a relatively large dynamic range is required in the receiver. However, this can be easily achieved because almost equal attenuations do not require a large dynamic range. The ADC needs to accommodate the area indicated in Figure 9 by the solid, rough, arrow-marked line.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.However, the greater high frequency attenuation of long cables requires a large dynamic range.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) från sändaren för att bygga upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det område som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9.The high frequency attenuation also means that several large peaks would be required from the transmitter to build up high amplitudes in the receiver; a case that is even less likely to occur at the ADC input (input) than single peaks. The “free height” (headroom) can therefore be reduced and the ADC should accommodate the area marked by the rough, dashed arrow line in Figure 9.

Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom att omsorgsfullt ställa in signalnivån vid mottagaren ADC i beroende av kabellängden.In summary, performance can be optimized by carefully setting the signal level at the ADC receiver depending on the cable length.

Linjedelaren(splitter)/hybriden har två huvuduppgifter, nämligen att: - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen från att uppträda vid mottagaren på samma enhet genom balansering av kabeln. 506 635 20 25 3 0 30 Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan.The line splitter / hybrid has two main tasks, namely to: - divide and combine telephony signal (POTS) and VDSL signal frequency bands; and - preventing the transmitted signal from appearing at the receiver on the same device by balancing the cable. Since each transmission direction has its own frequency band, it is possible to optimize both sides with respect to their respective frequency bands in order to increase the overall performance.

Avsikten med làgpassfiltret på ingångssignalen är att minska ”alias”-effekter (aliasing effects) på interferens ovanför det använda frekvensområdet.The purpose of the low-pass filter on the input signal is to reduce aliasing effects on interference above the frequency range used.

Lågpassfiltret på utgångssidan reducerar utsänd effekt på ”stoppbandet”. Dessa filter kan utgöra delar av uppdelnings-/hybridmodulen.The low-pass filter on the output side reduces the transmitted power on the "stop band". These filters can form part of the division / hybrid module.

Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är "Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhàllande på ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon med likvärdig prestanda, används.The best commercially available ADC today is the "Analog Devices AD9042" which has a signal-to-noise ratio of approximately 66 dB, it is recommended that either this ADC, or one with equivalent performance, be used.

För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används.For this description, it is assumed that a DAC with 14 bit resolution is used.

FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT:er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av två reella sekvenser på samma gång.The FFT and IFFT algorithms are built up of 1024-point complex FFTs with data reorganization to allow the calculation of two real sequences at the same time.

Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hårdvarurealiseringen baseras på en radix-32-kärna som beräknar resultatet i tre "fövandlingar” (passes), se Figur 10.Consequently, each of FFT and IFFT are effective 2048 points. The hardware realization is based on a radix-32 core that calculates the result in three "transformations" (passes), see Figure 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhállandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: SNR=22*°“"1 och v = ll Lösningen för b ger 17 bit upplösning där b = antal bit, (antal effektiva radix-2 ”förvandlingar”). (baserat pà ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet. 20 25 30 506 635 31 VCXO:n genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras på data från synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen måste vara mycket stabil och faslåst (phase locked) till NU-referensklockan för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler.The relationship between the signal-to-noise ratio and the resolution in the algorithm can be expressed as: SNR = 22 * ° "" 1 and v = ll The solution for b gives 17 bit resolution where b = number of bits, (number of effective radix-2 "transformations"). based on ADC SNR), but since ADC is not the only source of analog signal degradation, 16 bit resolution in the algorithm should be sufficient to maintain the resolution throughout the system.The VCXO generates the sampling frequency used in NT part of the system.The control voltage is based on data from the synchronization unit.The clock frequency must be very stable and phase locked to the NU reference clock to maintain orthogonality between symbols.

För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC:n.To take full advantage of the dynamic range of the ADC, a programmable attenuator must be inserted before the ADC.

Dämpningsnivän är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för ”framflyttning av synkronisering” (timing advance) genom systemcontrollern.The attenuation level is mainly a function of the cable length and can be determined by the value for "advance of synchronization" (timing advance) through the system controller.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för ”timing advance" och dämpningsnivån, måste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.Attenuation resolution and range, and the relationship between the value for timing advance and the attenuation level, must be determined, and equalization and variance values can also be used in the calculations for improved results.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, speciellt när bärvågor moduleras med stora konstellationer.In a DMT system, a very precise synchronization between the transmitter and the receiver is necessary, especially when carriers are modulated with large constellations.

I den utföranieform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger pá korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen.In the embodiment described here, a new frame synchronization method is used which is based on correlation properties built into the structure of the received signal.

På NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. På NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage Controlled Crystal Oscillator) som är låst i fas till oscillatorn på NU-sidan. VCXO:n styrs initialt av ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).On the NU side, a crystal frequency oscillator with a fixed frequency is used as a reference for generating the sampling clock. On the NT side, a sampling clock is generated by a VCXO (Voltage Controlled Crystal Oscillator) which is locked in phase with the oscillator on the NU side. The VCXO is initially controlled by the frame timing estimate.

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationez. Därför används en dedicerad pilotbärvág, efter en låsningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet pá samplingsklotksynkroniseringen_ 506 635 10 30 32 Beroende på den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan interferens mellan symboler orsakad av kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdomänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.However, the resolution of the frame synchronization value calculation is not sufficient in the present application. Therefore, a dedicated pilot carrier, following a lock-in sequence, is used to achieve a very high accuracy of the sampling clock synchronization. 506 635 10 30 32 Due to the long symbol duration in a DMT system, interference between symbols caused by channel time dispersion can be eliminated by of a guard interval (guard interval) as a prefix to each frame in the time domain. To maintain the orthogonality of the frames, the contents of each prefix are a copy of the last part of the following frame, making the frames appear to be partially cyclic.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelation som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera samplingar av den mottagna signalen, avskilda i tid av (den kända) ramlängden, kommer passerandet av ett skyddsintervall att orsaka en topp i korrelationsvärdeberäkningen (correlation estimate). Därför kommer dessa toppar att ha ett känt synkroniseringsförhållande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. Principen visas i Figur ll.The synchronization method used to estimate the frame synchronization uses the high correlation between a prefix and the corresponding part of a frame. By continuously correlating samples of the received signal, separated in time by the (known) frame length, the passage of a protection interval will cause a peak in the correlation value calculation. Therefore, these peaks will have a known synchronization relationship to the frames and can be used to create a frame start signal. The principle is shown in Figure ll.

Korrelatorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), för att skapa en signal med samma period som korrelationstopparna.The correlator and peak time estimator use a system clock generated by a VCXO. This clock is divided by (divided by) the total number of samples in a signal range (a cyclic prefix and a frame), to create a signal with the same period as the correlation peaks.

Fasavvikelsen (frame time deviation) mellan dessa två signaler används som indata till en ”feed-back controller” som justerar VCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid inte tillräckligt exakt för att användas i ett DMT~system. Därför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inlásningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka LI: 20 506 635 33 större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.The frame time deviation between these two signals is used as input to a "feed-back controller" that adjusts the VCXO frequency to the correct sampling frequency. However, the phase of this sampling clock is not accurate enough to be used in a DMT system. Therefore, the frame synchronization value calculation is mainly used for a lock-in operation. It is also used to monitor frame synchronization to detect major deviations that will necessitate resynchronization.

Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de tvâ signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning pá en ramlängd. Utdatan pà fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan från integratorn är korrelationsfunktionens värdeberäkning (estimate).The correlation of the received data is calculated continuously. The time difference between the two signals is achieved by using a digital delay line of one frame length. The output of the delay line is multiplied by the non-delayed signal and integrated (accumulated) over an interval corresponding to the length of the cyclic prefix. The output from the integrator is the correlation function's value calculation (estimate).

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol reducerad komplexitet jämförd med användning av den (sign _ Denna hàrdvaruimplementering har en starkt fullständiga sampelordlängden.Since only the synchronization information of the correlation value calculation is used, a simplified estimator is implemented which uses only the symbol of the input data reduced complexity compared to using it (sign _ This hardware implementation has a very complete sample word length.

Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen_ Beroende på den reducerade dataordlängden som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sådan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.Computer simulations have shown that the use of synchronous averaging of several signal intervals reduces the variance of the frame synchronization value calculation. Depending on the reduced data word length used in the multiplier part of the correlator, it is possible to implement such averaging function immediately after the multiplier.

Ett blockschema som visar implementeringen av korrelatorn visas i Figur 12. Den inkommande signalen X(k) passerar genom en fördröjning med N = 1024, dvs en ram, och till en konjugator. Utdatan från fördröjningen och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) medelvärdesbildaren, vilken Z(k) signal W(k) som gär till en ackumulator som ger en utsignal C(k). som går :ill en medelvärdesbildare. Utdatan från Z(k) fördröjd med L = går till en subtraherare från 128 subtraheras. Detta ger en 506 635 20 25 30 34 Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, så som visas. Utsignalen kan uttryckas som Mm z = _ Y 0 P II där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.A block diagram showing the implementation of the correlator is shown in Figure 12. The incoming signal X (k) passes through a delay of N = 1024, i.e. a frame, and to a conjugator. The output of the delay and the conjugator is then multiplied to produce a signal Y (k) averaging, which Z (k) signal W (k) goes to an accumulator which gives an output signal C (k). that goes: ill a mean value generator. The output of Z (k) delayed by L = goes to a subtractor from 128 subtracted. This gives a 506 635 20 25 30 34 The details of the averaging part of the correlator are shown in Figure 13. The averaging comprises a series of delay elements combined with adders, as shown. The output signal can be expressed as Mm z = _ Y 0 P II where Y (k) is the input signal and Z (k) is the output signal.

För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.To make the averaging synchronous with the frame structure of the signal, the delays are equal to the signal interval.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken på korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator.A detector for finding the position of the maximum size of the correlation function value calculation is shown in Figure 14. It is implemented using a register (# 1) for the latest max. Value and a comparator.

Registerinnehållet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gång ett värde större än registerinnehállet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). detta andra register att innehålla ett index till det När ett helt signalintervall har passerat, kommer max.vârde som påträffats under detta intervall. Detta index lagras i ett tredje register (#3), en gång per signalintervall, och innehållet i det första registret (l#) divideras med två (med användning av skiftning) (using shift). V Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniserizgen hos insignalramarna. Återkopplingecontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan sedan användas som en pekare (pointer) till 20 30 506 635 35 signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.The register contents and the correlation size are compared, and each time a value greater than the register contents is found, the new value is stored in the register. The current value of a counter that counts sampling intervals (modulo signal intervals) is also passed to a second register (# 2). this second register to contain an index to it When an entire signal interval has passed, the max. value found during this interval. This index is stored in a third register (# 3), once per signal interval, and the contents of the first register (l #) are divided by two (using shift). V The index stored in register # 3 is interpreted as the deviation between the counter value and the current synchronization size of the input signal frames. The feedback controller will cause the mean value of this deviation to converge to zero. The counter value can then be used as a pointer (pointer) to the signal interval. The frame synchronization clock is generated using this counter value to indicate the frame start.

Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för pilotbärvågen i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet som finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvágor. Detta beror på den inneboende ortogonaliteten mellan bärvágorna. För att uppnå en värdeberäkning med acceptabelt låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. Detta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.The value calculation of the complex representation of the pilot carrier in the frequency plane is performed using the FFT unit available in the system. The advantage of using this method is that the value calculation will be independent of the varying modulation of other carriers. This is due to the inherent orthogonality between the carriers. In order to achieve a value calculation with acceptably low variance, a certain average value formation is necessary. This is done using the first-order digital IIR filter.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, så argumentet är inte direkt tillgängligt. I àterkopplingsslingan är det nödvändigt att upptäcka (detect) mycket små argumentavvikelser. Därför måste upplösningen på argumentet vara hög.Unfortunately, the value calculation is represented as a complex number in rectangular coordinates, so the argument is not directly available. In the feedback loop, it is necessary to detect very small argument deviations. Therefore, the resolution of the argument must be high.

I den föreliggande uppfinningen får återkopplingsstyranordningen pilotbärvågsargumentet att konvergera mot noll. Det är möjligt att använda den imaginära delen av det komplexa talet, som representerar pilotbärvågen, som en icke-linjär approximering av argumentet. En argumentapproximering, som är linjär endast i ett litet område omkring noll, är tillräcklig för att uppnå acceptabla prestanda. En bättre approximering, som är ”monotonic” i nästan alla fyra kvadranterna och lätt att implementera i digital logik, beskrivs med uttrycket: A=M.KHC}-(1-sgn¶{C}).K. ¶{C}.sgn.3{CH där C är den komplexa pilotbärvägsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant (scaling constant), och K är en positiv konstant som påverkar utseendet av funktionen (här 506 635 10 20 25 36 används K = 2). Utseendet av denna funktion visas i grafisk form i Figur 33.In the present invention, the feedback control device causes the pilot carrier argument to converge towards zero. It is possible to use the imaginary part of the complex number, which represents the pilot carrier, as a non-linear approximation of the argument. An argument approximation, which is linear only in a small area around zero, is sufficient to achieve acceptable performance. A better approximation, which is "monotonic" in almost all four quadrants and easy to implement in digital logic, is described by the expression: A = M.KHC} - (1-sgn¶ {C}). ¶ {C} .sgn.3 {CH where C is the complex pilot carrier value calculation, M is a positive scaling constant, and K is a positive constant that affects the appearance of the function (here 506 635 10 20 25 36 K = 2 is used ). The appearance of this function is shown in graphic form in Figure 33.

Det kännetecknande för approximeringen av argumentet för ett komplext tal, som används i den föreliggande uppfinningen, är att: - approximeringen av (det skalade) argumentet för det komplexa talet bibehåller det komplexa talets fulla upplösning. - approximeringen använder mycket enkel aritmetik; och - utseendet hos den icke-linjära approximeringen kan skräddarsys med en konstant för att ge extra stora áterkopplingssignaler vid stora avvikelser från nollargument - detta kan användas för att undvika ”cycle shift”.The characteristic of the approximation of the argument for a complex number used in the present invention is that: - the approximation of the (scaled) argument for the complex number maintains the full resolution of the complex number. the approximation uses very simple arithmetic; and - the appearance of the non-linear approximation can be customized with a constant to give extra large feedback signals in case of large deviations from zero arguments - this can be used to avoid "cycle shift".

Kanalen inför fasskift på pilotbärvàgen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen på insignalen och pilotargumentet noll.The channel introduces phase shifts on the pilot carrier which can cause “misalignment” between the frame synchronization on the input signal and the pilot argument zero.

För att eliminera detta problem går pilotbärvágsestimatorn också genom utjâmnaren för frekvensplanet (frequency domain equalizer). Utjämningsparametern för denna bärvàg sättes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.To eliminate this problem, the pilot carrier estimator also passes through the frequency domain equalizer. The smoothing parameter for this carrier is set during the start sequence, when the frame timing estimate has converged to its final value.

Valet av pilotbärvàg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvàgor som pilot kan också tillhandahållas. Ãterkopplingsslingan har i verkligheten tvâ ”controllers", var och en med sin egen insignal.De tvà controllerutgångarna adderas och matas via en D/A- 10 20 25 506 635 37 omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda ”controllerna” är av PI-typ (Proportional and Integrating).The choice of pilot carrier will be fixed, but logic for choosing other carriers as a pilot can also be provided. The feedback loop actually has two "controllers", each with its own input signal. The two controller outputs are added and fed via a D / A-10 converter to the VCXO that generates the sampling clock. Both "controllers" are off PI type (Proportional and Integrating).

Figur 15 ger en översikt över signalvägarna. Den mottagna datan i tidsplanet passerar genom korrelatorn och topplâgesestimatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvágen i frekvensplanet som härleds fràn utjämnaren (equalizer) förs till en pilotargumentestimator, vars utdata förs till "àterkopplingscontrollers” som också tar emot utdata från toppestimatorn. Utdatan frán ”áterkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används för att styra VCXO:n.Figure 15 gives an overview of the signal paths. The received data in the schedule passes through the correlator and the top position estimator to result in the frame clock. The complex pilot carrier in the frequency plane derived from the equalizer is fed to a pilot argument estimator, the output of which is fed to "feedback controllers" which also receive output from the peak estimator. The output of the "feedback controllers" is then fed to a D / A converter. signal used to control the VCXO.

Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscontrollern aktiv. När ramsynkroniseringen har stabiliserats, värdeberäknas utjämningsparametern för pilotbärvágen och sättes (av sCzIl). uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna Detta görs endast en gäng, och ytterligare ändring av utjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn tillräckligt med inställningstid.During the startup sequence, only the frame synchronization controller is active. Once the frame synchronization has stabilized, the equalization parameter for the pilot carrier is valued and set (by sCzIl). updating this parameter is suppressed. After this This is done only once, and further change of equalization parameters, the averaging for the argument estimator is given sufficient setting time.

Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilotargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringscontrollern stoppats, låses dess sista utvärde så att VCXO-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.Finally, the frame synchronization controller is stopped and the pilot argument controller is activated. When the frame synchronization controller is stopped, its last value is locked so that the VCXO frequency remains close to its final value.

Pilotbärvàgen används också för överföringen av synkroniseringsinformation för bassynkroniseringsintervallet (BSI = Base Synchronization Interval). Bärvågsargumentet antas normalt vara konstant.The pilot carrier is also used for the transmission of Base Synchronization Interval (BSI) synchronization information. The carrier argument is normally assumed to be constant.

Ett kort mönster BPSK-moduleras pà bärvàgen med användning av faserna O och n och lämnande bärvàgen på fas O under resten av BSI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel (<1%) av BSI-intervallet, är störningen av pilotbärvágsargumentvärdeberäkningen försumbar. En 506 635 10 20 IJ UI 30 38 korrelator används för att detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI.A short pattern is BPSK modulated on the carrier using phases O and n and leaving the carrier on phase O for the remainder of the BSI interval. If this pattern is only a fraction (<1%) of the BSI interval, the disturbance of the pilot carrier argument value calculation is negligible. A 506 635 10 20 IJ UI 30 38 correlator is used to detect the pattern and provide the synchronization signal for BSI.

”System Controllern" (SC) måste ha lâsaccess, för upptäckt av synkroniseringslásning och av övervakningsskäl, till register som håller estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapproximeringen.The "System Controller" (SC) must have lock access, for detection of synchronization lock and for monitoring reasons, to registers that keep the estimator for frame time deviation and the pilot argument approximation.

För att hantera den inledande utjämningen av pilotbärvàgen är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bârvágen och skriva till utjämningsparameterminnet.To handle the initial smoothing of the pilot carrier, it is necessary for the SC to read the averaged complex representation of the carrier and write to the smoothing parameter memory.

Ett kompensationsregister (offset register) för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna och ramstartsignalen är nödvändigt och mäste vara skrivbart från SC:n. Detta används på NT-sidan.An offset register to determine the relative synchronization between the input frames and the frame start signal is necessary and must be writable from the SC. This is used on the NT page.

De detekterade BSI-hándelsesignalerna, för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som avbrottsinmatningar (interrupt inputs).The detected BSI event signals, for both reception and transmission, must be connected to the SC as interrupt inputs.

Alternativt kan pilotbärvàgen àterhâmtas (recover) från signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslâsning av en samplingsklockoscillator. Frekvensplansmetoden, som här beskrivs, har fördelen att pilotbärvàgsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvågorna, beroende på ortogonaliteten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.Alternatively, the pilot carrier can be recovered from the signal in the time plane, using a bandpass filter, and used directly for phase locking of a sampling clock oscillator. The frequency plan method described here has the advantage that the pilot carrier estimator is independent of the modulation of the other carriers, depending on the orthogonality. Another frame synchronization method would depend on introducing a known pattern into certain frames.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.This would reduce system capacity.

Ramlängden och längden på de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en áterkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet på ramsynkroniseringsestimatorn modifieras en aning. Det är N N 506 635 39 viktigt att VCXO:n har mycket låg fasstörning, eftersom áterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sådan störning.The frame length and the length of the cyclic prefixes are fixed in the embodiment described here. The method, described above, is designed to operate in a feedback loop with a VCXO. In a device using a specific sampling clock oscillator, the design of the frame synchronization estimator needs to be slightly modified. It is important that the VCXO has a very low phase disturbance, since the feedback loop is too slow to compensate for such a disturbance.

Ett diskret multitonsystem (DMT) modulerar N komplexa datasymboler på N bärvàgor (här använder vi N=1024 bärvágor). Denna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transformering genom användning av "Inverse (IFFT).A discrete multitone system (DMT) modulates N complex data symbols on N carriers (here we use N = 1024 carriers). This mapping is calculated as an inverse discrete Fourir transform using Inverse (IFFT).

N st bärvágorna av en FFT.N st carriers of an FFT.

Fast Fourier Transform” I mottagaren demoduleras de som beskrivs här, utförs FFT och IFFT av 16, eller ícores), i olika faser. Denna process visas I modemet, samma enhet, med användning av samma bas (radix) 32 ”kärnor” schematiskt i Figur 16.Fast Fourier Transform “In the receiver, the ones described here are demodulated, FFT and IFFT are performed by 16, or ícores), in different phases. This process is shown in the modem, the same device, using the same base (radix) 32 "cores" schematically in Figure 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder på 2048 reella, eller 1024 komplexa värden. För varje ram IFFT, (descaling), samt addering av cykliskt prefix. utför denna enhet en FFT, skalning, omskalning FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTs och arbetar med ett minimum pá 16 bit aritmetik.The main operation is divided into frames with lengths of 2048 real, or 1024 complex values. For each frame IFFT, (descaling), and addition of cyclic prefix. this unit performs an FFT, scaling, rescaling the FFT and the IFFT calculates 2048 points of real FFTs and works with a minimum of 16 bit arithmetic.

För nätterminalsidan, (NT), finns det ett krav på synkronisering mellan ingángsramstarten och IFFT- utgángsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvàgorna). Sändaren skall kunna starta sändningen av en ram innan den startar att ta emot en ram, så kallad ”timing advance”. bör tillhandahållas före IFFT.For the night terminal side, (NT), there is a requirement for synchronization between the input frame start and the IFFT output start. (A synchronization between the upstream and downstream carriers). The transmitter must be able to start transmitting a frame before it starts receiving a frame, so-called "timing advance". should be provided before IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella En skalning (scaling) koefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingángsvärdene från symbolmappern (SM). Koefficienterna är pä 16 bit vardera.This scaling is a multiplication between the real A scaling coefficients stored in this unit, and the input values from the symbol mapper (SM). The coefficients are 16 bits each.

Koefficientminnet består av två banker av samma storlek (l6xlï24 bit). Den ena banken används medan den 506 635 UI l0 20 IQ UI 40 andra uppdateras. Omkoppling (switching) möjliggörs genom ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.The coefficient memory consists of two banks of the same size (l6xlï24 bit). One bank is used while the other 506 635 UI l0 20 IQ UI 40 others are updated. Switching is made possible by a PCI command and executed at the next BSI.

Efter FFT:n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.After the FFT, a rescaling must be performed before the data is transferred for smoothing and symbol detection.

Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skalningsvärdena. Koefficienterna representeras av 16 bit.This rescaling is a multiplication by the inverted value of the scaling values. The coefficients are represented by 16 bits.

En exponent (som resulterar i en "post shift") på 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.An exponent (resulting in a 4-bit post shift) may also be needed to maintain precision.

Koefficientminnet består av två banker av samma ((16+4>x1o24 bit). andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- storlek Den ena banken används medan den kommando och verkställes vid nästa BSI.The coefficient memory consists of two banks of the same ((16 + 4> x1o24 bit). Others are updated, switching is made possible by a PCI size One bank is used during the command and executed at the next BSI.

Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.At the beginning of each frame, a cyclic prefix is added.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insåttandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvåg som en separat kanal.This process is shown schematically in Figure 17. The insertion of a cyclic prefix eliminates interference between symbols (ISI), and preserves the orthogonality between the tones, resulting in a simple input / output ratio that allows each carrier to be considered as a separate channel. .

Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen.This cyclic prefix consists of a repetition of the last part of the frame.

Under förutsättning att ”timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix på 128 sampel att behövas. Sålunda kommer utdatan för varje ram att vara sampel: 1920, l92l,...,2046, 2047, O,l,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.Provided that "timing advance" is used and the maximum cable length is 1300 m, a cyclic prefix of 128 samples will be required. Thus, the output for each frame will be a sample: 1920, l92l, ..., 2046, 2047, 0, 1, 2, 2046, 2047 For each of the above components there is a FIFO as an interface to the external world with FFT / IFFT input and output memories. Thus, there are a total of 4 FIFOs.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sidan har en storlek på 384 ord (16 bit) och de 20 30 506 635 41 FIFO:n som har gränssnitt mot Tl-chips har en storlek pá 448 ord (32 bit).It is recommended that the FIFOs with interfaces to the analog side have a size of 384 words (16 bits) and the FIFOs that interface with Tl chips have a size of 448 words (32 bits).

En annan DMT-teknik som inte använder ”Fourir transformation” är ”Discrete Wavelet Multi-tone Transform" (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL standardiseringskommittë som avslog den.Another DMT technology that does not use "Fourir transformation" is "Discrete Wavelet Multi-tone Transform" (DWMT), which was submitted to the ADSL standardization committee, which rejected it.

Den precision som behövs i denna teknik beror på det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av de analoga komponenterna (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero på klockhastighetsdifferenser och den mängd ”timing advance” som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar.The precision required in this technology depends on the required dynamic range, which in turn is determined by the analog components (especially DAC). The FIFO size will depend on the clock speed differences and the amount of timing advance used. The use of clipping is a compromise between dynamic range (quantization perturbations) and clipping perturbations.

Kanalvärdeberäkning utförs med en ”beslutsinriktad” (decision directed) metod, eftersom alla dataramar då används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens på kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar 1 kanaltransmissionskvalitet.Channel value calculation is performed with a “decision-oriented” method, since all data frames are then used to update the channel model. Known data frames are necessary only at start-up. Under certain circumstances, interference on the channel can be calculated using all data frames. This is important for early detection of changes in channel transmission quality.

Grundprincipen för ”beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna data och kända, sända data används för uppdatering av en kanalmodell. I ett visst skede av denna process är kanalmodellen exakt nog för att kunna användas för utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas pä samma sätt so: den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.The basic principle for “decision directed” value calculation is that differences between received data and known, transmitted data are used to update a channel model. At some stage of this process, the channel model is accurate enough to be used to smooth the received data, and the detector will produce correct data. This output can then be used in the same way as the known data for further updating of the channel model. Therefore, the predefined data frames are no longer necessary and random data transmitted through the channel is used instead.

Genom att använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan 506 655 UI 10 20 30 42 en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i små steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” (inverse) kanalen. Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant system. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den resulterande signalen, U, gär sedan till en detektor (kvantiserare) vars utdata är Y. Y gär sedan till en symboldekoder som producerar en avkodad databitström. U och Y går också till en ingång (input) på uppdateringsenheten för utjämningsparametrar och till en variansestimator.By using data taken after the equalizer as input data, and data after the detector as the second input data, an adaptive update algorithm can be designed. It modifies the equalization parameters in small steps in such a way that the equalizer converges towards a model of the "reverse" (inverse) channel. Figure 18 shows a block diagram of such a system. Input in the frequency plane enters the equalizer and is multiplied by the output of an equalizer parameter update unit, EQ. The resulting signal, U, then goes to a detector (quantizer) whose output is Y. Y then goes to a symbol decoder that produces a decoded data bitstream. U and Y also go to an input on the equalization parameter updater and to a variance estimator.

Utdatan hos variansestimatorn är W.The output of the variance estimator is W.

En adaptiv algoritm för värdeberäkning av (EQ), (U) och den kvantiserade datan (Y) utjämningsparametrarna som använder den utjämnade datan som indata, beskrivs genom följande ekvation: EQku = EQx + u -EQx-Uls- (Yr Uk) |U1<|2 där p är en positiv konstant (p << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okänslighet när det finns störningar på insignalerna.An adaptive algorithm for calculating the value of (EQ), (U) and the quantized data (Y) the smoothing parameters using the smoothed data as input, is described by the following equation: EQku = EQx + u -EQx-Uls- (Yr Uk) | U1 <| 2 where p is a positive constant (p << 1), which affects the adaptation dynamics. A smaller value gives a slower adjustment than a larger value, but it also gives a greater insensitivity when there are disturbances on the input signals.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i ekvationen undvikas. Uttrycket u/|UkP har ett alltför stort dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är dock möjligt att kvantisera detta uttryck pà ett logaritmiskt sätt som visas nedan: 2 ___ -integer(2.log |Uk|)+ integefilog p.) P-/IUxI ~ 2 2 z U: 10 20 IQ UI 30 506 635 43 Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med användning av absolutvärdet av EQ som indata i en binär prioritetskodare och byter tecken (negating) pà utdata_ Eftersom uttrycket är en heltalspotens av två, implementeras multiplikationen i algoritmen med hjälp av en "barrel shifter”.For implementation reasons, the division shown in the equation should be avoided. The expression u / | UkP has too large a dynamic range to be replaced by a constant. However, it is possible to quantify this expression in a logarithmic way as shown below: 2 ___ -integer (2.log | Uk |) + intege fi log p.) P- / IUxI ~ 2 2 z U: 10 20 IQ UI 30 506 635 43 The exponent in the above expression can be produced using the absolute value of EQ as input in a binary priority encoder and negating the output_ Since the expression is an integer power of two, the multiplication is implemented in the algorithm using a "barrel shifter".

Interferensvariansen på var och en av bärvágorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna från ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt låg för att varje datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvàgorna, uppfylles detta villkor.The interference variance of each of the carriers is value calculated using the standard method of integrating the squared deviations from a mean value. In this case, each quantized value, Y, is used as the mean of the range of data values, U, which is quantized to this Y. This method assumes that the symbol error rate is low enough for each data value to be associated with the correct mean. However, if suitable constellations are selected for the different carriers, this condition is met.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för vârdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation: Wk+l = .Wk+8. Figure 18 shows the variance estimator as part of the system. The algorithm used for the value calculation is described by the following equation: Wk + l = .Wk + 8.

Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfilter. Parametern 2 är en liten, positiv konstant (s << 1) som påverkar filtrets dynamiska egenskaper. Detta är inte någon kritisk parameter, och att välja s bland heltalspotenser av två kommer att vara tillräckligt.The integration is here replaced by an exponentially weighted average filter. Parameter 2 is a small, positive constant (s << 1) that affects the dynamic properties of the filter. This is not a critical parameter, and choosing s from integer powers of two will suffice.

Om ett värde på 6 väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensniván.If a value of 6 is selected which gives a good variance value calculator (estimator), the algorithm will not be able to detect sudden changes in the interference level.

Därför kan en separat algoritm, som arbetar parallellt med variansestimatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift. 506 635 20 IJ Un 44 ”System Controllern” måste ha bàde lås- och skriv- access till det minne som håller utjämningsparametrarna.Therefore, a separate algorithm, working in parallel with the variance estimator, may be necessary for this task. 506 635 20 IJ Un 44 The “System Controller” must have both lock and write access to the memory that holds the equalization parameters.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden.Initialization of the parameters is necessary at start-up. Monitoring of the parameters is also necessary to detect when they have leveled sufficiently close to their final values.

Kanalvariansminnet måste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.The channel variance memory must be available for the System Controller's read operations. Initialization of this memory to all zeros can be connected to a system reset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara tillgängliga för skrivning från System Controllern.The parameters that affect the dynamics of the estimators must be available for writing from the System Controller.

Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik både för kanal- och interferensvärdeberäkningen. Under normal exekvering är den uppstartsekvens, beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräckligt låg symbolfelfrekvens.The method described here assumes a specific for both the channel and interference value calculation. During normal execution, it is the boot sequence, depending on an appropriate bit charge selection that provides a sufficiently low symbol error rate.

Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras till enhetsvärde vid början av startsekvensen, eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.It is important that the smoothing parameters are initialized to unit value at the beginning of the start sequence, as the input to the update algorithm passes through the equalizer.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsändringar i datavågen.The update algorithm is sensitive to scaling changes in the data wave.

Varje ändring av skalning i sändaren måste kompenseras i mottagaren. Detta ställer också krav på speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i fflOCtâgarefl . (encoder) mappar ett antal bitar till Symbolmappern ett komplext tal (I, Q) amplituden hos en bärvàg. Mappningen av alla värden av en som indirekt bestämmer fasen och viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 20 25 30 506 635 45 19. Detekteringen är den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet på de bitar som sänds på bärvågen. Det antal bitar som sänds på en viss bärvàg bestäms av bitladdningsfaktorn för denna.Any change in scaling in the transmitter must be compensated in the receiver. This also requires special care when using the analog gain control on the input side of f fl OCtâgare fl. (encoder) maps a number of bits to the Symbol Map a complex number (I, Q) amplitude of a carrier. The mapping of all values of one which indirectly determines the phase and certain bit length is called a constellation, and is shown in Figure 20 25 30 506 635 45 19. The detection is the inverse function, ie from a complex value the value of the bits transmitted is determined on the carrier. The number of bits transmitted on a particular carrier is determined by the bit charge factor thereof.

Konstruktionen av en specifik konstellation år inriktad mot att låta varje punkt flyttas så långt som möjligt från alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara så låg om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellation som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den adaptiva utjämnaren.The construction of a specific constellation is aimed at allowing each point to be moved as far as possible from all other points. At the same time, the average energy should be as low as possible. Another restriction is that the mapping and detection units should be as simple as possible. However, the decision as to which constellation to use will affect not only the symbol mapping and detection units, but also the bit charge and possibly the adaptive equalizer.

För en given bärvàg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) (square-grid constellation) baserad på b-bitarna (vbllvbz, från fyrkantrutnätkonstellationen _'vLv¿). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation är (vb1lvb2'_H för b=2 ”etiketteras” 'vLv2). Till exempel, de fyra konstellationspunkterna 0, 1, 2, 3 motsvarande (VLV2) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1), respektive.For a given carrier, the encoder selects an odd integer point (I, Q) (square-grid constellation) based on the b-bits (vbllvbz, from the square grid constellation _'vLv¿). For simplicity of description, these b-bits are identified by an integer label whose binary representation is (vb1lvb2'_H for b = 2 "labeled" 'vLv2). For example, the four constellation points 0, 1, 2, 3 corresponding to (VLV2) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1), respectively.

För jämna värden på b bestäms heltalsvärdena på I och Q för konstellationspunkten (I, Q) från b-bitarna (vbl vb L H_,vLv¿) enligt följande. Dela upp V i VI = (vbl,vW3___ lvl) och VQ = (vb, vb4,__',v0). Tillämpa sedan den omvända Gray-koden på VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2GraW(VI) + 1, och Q=2Gray(VQ) + 1.For even values of b, the integer values of I and Q of the constellation point (I, Q) are determined from the b-bits (vbl vb L H_, vLv¿) as follows. Divide V into VI = (vbl, vW3 ___ lvl) and VQ = (vb, vb4, __ ', v0). Then apply the reverse Gray code to VI and VQ. This gives I and Q as I = 2GraW (VI) + 1, and Q = 2Gray (VQ) + 1.

Figur 19 visar hur det binära mönstret för V mappar på I och Q när b = 6. 506 635 20 25 30 46 Innan dessa värden sänds till IFFT:n normaliseras de genom att skiftas så att "msb” av dessa tal blir "msb” på utmatningen (16 - [b/2] steg kvar).Figure 19 shows how the binary pattern of V folders on I and Q when b = 6. 506 635 20 25 30 46 Before these values are sent to the IFFT, they are normalized by shifting so that "msb" of these numbers becomes "msb" on the output (16 - [b / 2] steps left).

För en given bärvåg använder dekodern en konstellationspunkt (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vbll vbQ1___'vLv2). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett vars binära representation är (vbl,vp2,_H ,v1_v2) .For a given carrier, the decoder uses a constellation point (I, Q) to determine the b-bits (vbll vbQ1 ___ 'vLv2). For simplicity of description, these b-bits are identified by an integer label whose binary representation is (vbl, vp2, _H, v1_v2).

Det antas att värdena på I och Q begränsas genom mättnad till omrâdet (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas ,i1,io) f Och Q = (qisfli-z, ,q1,qo) f ÛCh kombineras sedan till V som V = (gin,gqH,gin,gqn,.....), värdena I = (iH,iM,_H där de övre b-bitarna är gällande.It is assumed that the values of I and Q are limited by saturation to the range (X, Y). To determine V, Gray-coded, i1, io) f And Q = (qisfli-z,, q1, qo) f ÛCh are then combined into V as V = (gin, gqH, gin, gqn, ..... ), the values I = (iH, iM, _H where the upper b-bits are valid.

Det antal bitar varje bärvåg förmedlar beror pà deras (SNR).The number of bits each carrier transmits depends on their (SNR).

Signal/brusförhållandet beräknas för varje bärvåg i respektive signal/brusförhàllande mottagaren. Baserat på signal/brusförhällandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvàg. Sålunda bestäms det antal bitar varje bärvåg skall överföra per sänd symbol.The signal-to-noise ratio is calculated for each carrier in the respective signal-to-noise ratio receiver. Based on the signal-to-noise ratios, bit charge factors are calculated for each carrier. Thus, the number of bits each carrier must transmit per transmitted symbol is determined.

Dessa bitladdningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om så erfordras.These bit load factors are calculated in an initial training session and can be updated if required.

MUSIC-systemet använder 2-dimensionell ”Quadrature Amplitude Modulation” (QAM) på varje bärvåg, med bitladdningsfaktorer varierande från 0-12 bitar.The MUSIC system uses 2-dimensional Quadrature Amplitude Modulation (QAM) on each carrier, with bit load factors ranging from 0-12 bits.

Antalet bitar som sänds pä varje bärvåg kan uttryckas genom; ßi = bi + 1092 (L>= løgz <1 + sm ) I' 20 25 30 35 506 635 47 där P, SNR-gapet, beror pá modulering, möjlig kodning och en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beroende på de extra bitar som behövs för kodning.The number of bits transmitted on each carrier can be expressed by; ßi = bi + 1092 (L> = løgz <1 + sm) I '20 25 30 35 506 635 47 where P, the SNR gap, is due to modulation, possible coding and a system margin, and L is the constellation expansion due to the extra bits needed for coding.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger: [Q'1 (Ps/M 12 3 - yd + wnargin (dB) (2) där Psär den önskade symbolfelfrekvensen,'h är ”kodningsvinsten” (gain of coding) i systemet, fiuæwn är systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, impulsstörningar etc. Ekvation (1) ger en bitladdningsfaktor med infinit granularitet.The use of QAM constellations and some form of coding gives: [Q'1 (Ps / M 12 3 - yd + wnargin (dB) (2) where Psär the desired symbol error rate, 'h is the "gain of coding" in system, fi uæwn is the system margin.The system margin is a factor used to compensate for non-modeled losses, impulse disturbances, etc. Equation (1) gives a bit charge factor with infinite granularity.

Bitladdningsfaktorerna är avrundade för att ge de stödda faktorerna (O - 12 bit).The bit load factors are rounded to give the supported factors (0 - 12 bit).

Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tillåts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvàg. Detta tillhandahåller möjligheten att avstämma energin så att (1) resulterar i en bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger: (Qi-UF Ei _ 2 mi (3) Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvàgsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.The rounding procedure will reduce the performance of the DMT system. If the energy distribution is allowed to vary, energy charge factors can be calculated for each carrier. This provides the ability to tune the energy so that (1) results in a bit charge factor supported by the system. Reconciliation gives: (Qi-UF Ei _ 2 mi (3) However, this can result in very large differences between carrier energies. In an environment with several different DMT systems, peculiar effects can occur if the different energies are allowed to vary too much.

Fjärröverhörningen (FEXT) kommer att variera avsevärt i en sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns 506 635 20 30 48 kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvågsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor är den maximala energi som är tillåten på varje bärvåg.The remote crosstalk (FEXT) will vary considerably in such an environment, and some DMT systems may have the full capacity of the entire cable 506 635 20 30 48. To prevent these effects, only small changes in the carrier energies can be allowed. Another limiting factor is the maximum energy allowed on each carrier.

Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero på den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: SNRi=Wi (4 ) där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.The input data to the bit load algorithm will depend on the selected frequency domain equalizer. If an adaptive DFE is used, SNR is obtained by: SNRi = Wi (4) where Wi is the value-calculated interference variance described above.

För varje bärvåg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För energiladdning används n bit för att ge 2“ - 1 möjliga faktorer.For each carrier, a bit charge factor and an energy charge factor are calculated. The bit load factors can be represented by 3 bits, but to prepare the system even for odd bit load factors, 4 bits are recommended. For energy charging, n bit is used to give 2 “- 1 possible factors.

Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnå en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras så att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).The implementation of the calculations of bit charge and energy charge factors can be done in four steps shown in Figure 20. To achieve a given bit rate, a required SNR can be calculated and the system margin adjusted so that the desired bit rate is achieved. The process, illustrated in Figure 20, includes the following steps: - First, the SNR is calculated using (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn.In the second step, four comparisons are performed, ie one for each of the four bits representing the bit load factor.

Trösklarna beror på L och T, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln UI 20 506 635 49 för nästa jämförelse. På ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.The thresholds depend on L and T, and can be pre-calculated. The first comparison determines if the bit charge factor is greater than 7, and the result of this comparison controls the first of the four bits representing the bit charge factor; it also controls the threshold UI 20 506 635 49 for the next comparison. Similarly, this comparison controls the second bit and the threshold for the next comparison. After the four comparisons, the bit charge factor is determined.

- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. Energin skalas enligt ekvation (3).- The third step is to value the scaling factor for the transmitted energy so that the channel is used more efficiently. The energy is scaled according to equation (3).

- Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.Finally, the scaling factor is quantized to n bits.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de två första stegen nödvändiga.It should be noted that in order to implement a system of constant energy charging, only the first two steps are necessary.

Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/FFT-processorn.The energy charge and shift performed for normalization in the symbol mapping determines the scaling and rescaling factors sent to the IFFT / FFT processor.

Avsikten med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror på felmönsterkarakteristiken. Förväntade felkällor inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) (som inducerar slumpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).The purpose of channel coding is to reduce bit error rates. The type of coding that should be used depends on the error pattern characteristics. Expected sources of error include random noise (which induces random bit errors), impulse disturbance (which induces erroneous bursts) and clipping (which induces erroneous bursts).

Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller två bit per bärvág. Sannolikheten för ett enstaka bitfel pà en bärvág är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, som i sin tur är högre än sannolikheten för 3 bitfel, och så vidare. Detta beror på symbolen är kodade det sätt pá vilket bitarna i (dvs Gray- kodning).Faults caused by impulse disturbances mainly affect one or two bits per carrier. The probability of a single bit error on a carrier is always higher than the probability of 2 bit errors, which in turn is higher than the probability of 3 bit errors, and so on. This is because the symbol is coded the way in which the bits are (ie Gray coding).

All kodning beror pà en synkronisering för att bestämma startbiten för kodorden och/eller ”interleaving”- 506 635 10 20 25 30 50 blocken. I ett system sådant som MUSIC-modemet kommer "simple dead reckoning” att vara tillräckligt, eftersom ett fel i dataflöde (data flow slip) aldrig kan inträffa utan förlust av ramsynkronisering, eller felinställning vid bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart.All coding depends on a synchronization to determine the start bit for the codewords and / or interleaving - 506 635 10 20 25 30 50 blocks. In a system such as the MUSIC modem, "simple dead reckoning" will suffice, as a data flow slip can never occur without loss of frame synchronization, or bit set error setting. These errors necessitate a partial, or complete, system startup.

Kanalkodningen kommer också att inkludera ”interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.Channel coding will also include "interleaving" to increase the ability to correct burst errors.

”Interleaving” bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn på djupet är tidsfördröjningen som införs i systemet."Interleaving" should be as deep as possible to obtain optimal function. The limiting factor in depth is the time delay introduced into the system.

Skillnaden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgränser.The difference between time and frequency interleaving is of little importance because the coding and interleaving function is not sensitive to frame boundaries.

Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bitar (vanligen åtta), en så kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett ”enbitsfel” (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, måste de mest ”felbenägna” (error prone) bitarna vara koncentrerade till en, eller några få, av Reed-Solomon-symbolerna.Reed-Solomon codes have the disadvantage that they are mainly burst error correction over a small number of bits (usually eight), a so-called symbol. Pulse errors from impulse disturbances generally introduce a “single-bit error” in some of the symbols. To take advantage of Reed Solomon codes, the most "error prone" bits must be concentrated on one, or a few, of the Reed-Solomon symbols.

Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvågs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en ”delad” (shared) större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre redundans som kan användas av ett kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes).The system margin as such (in itself) is a kind of coding that uses the margin of each carrier as the redundancy of the symbol. This redundancy per symbol must be converted to a "shared" larger number of symbols to handle burst errors. The higher redundancy that can be used by a coding rate that this introduces, can be used by certain types of convolutional codes.

UI 10 20 IQ Un 30 506 635 51 Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik.UI 10 20 IQ Un 30 506 635 51 The use of a convolutional code combined with “soft” information is therefore the optimal solution for a system with MUSIC channel characteristics.

Faltningskoden skall kombineras med interleaving.The folding code must be combined with interleaving.

Det är möjligt att använda en ”top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t.ex. Fire- koder, för att detektera/korrigera de återstående bitfelen.It is possible to use a "top-level" Reed-Solomon code, or some other error correction code, e.g. Fire codes, to detect / correct the remaining bit errors.

Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.This is especially useful because these errors occur in bursts as a result of the decoding of the convolutional code.

”System Controllern" är baserad pá en "micro controller", eller signalprocessor, beroende på kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICs som utgör modemet.The "System Controller" is based on a "micro controller", or signal processor, depending on the capacity requirements. For the MUSIC system, the processor can be placed externally. A PCI bus interface is used to connect the System Controller and the various ASICs that make up the modem.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funkïioner som utförs av systemcontrollern är: - hantering av ”Control Channel Signalling”; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systezövervakning.The function of the System Controller is shown schematically in Figure 21, which shows the paths of interaction over a PCI bus, between the System Controller and the FFT chip, the data mapping and detection chip, and the coding and decoding chip. Functions performed by the system controller are: - control of "Control Channel Signaling"; - calculation of bit charge and energy charge factors; - updating of system parameters in real time; and - system monitoring.

System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssni:t pá moderkortet (on-board).The System Controller used for the modem described here is programmable and accessible through an on-board JTAG interface.

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de två datavâgarna oberoende av varandra på samma fysiska kopparkabel, terminerande i nät(verks)enheten (NU) på nätsidan, och 506 635 20 30 52 nättermineringen (NT) på användarsidan. Både sändaren Tx och mottagaren Rx styrs av System Controllern.As shown in Figure 22, in a modem context with modem as described herein, the two data scales operate independently on the same physical copper cable, terminating in the network (NU) unit (NOW) on the network side, and the network termination (NT). on the user side. Both the transmitter Tx and the receiver Rx are controlled by the System Controller.

System Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, bitladdnings- och energiladdningsfaktorerna.The System Controller calculates and updates, after start-up, the bit charge and energy charge factors.

Denna uppdatering mäste göras samtidigt med start från samma ram, på både sändar- och mottagarsidan.This update must be done at the same time starting from the same frame, on both the transmitter and receiver side.

Beräkningarna görs och uppdateringen initieras på den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med BSI- klockan, används för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.The calculations are made and the update is initiated on the receiving page. The control channel, combined with the BSI clock, is used to ensure the synchronization of the update.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer på systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel från den avkodande kanalenheten.System Controller also monitors the system. Indications of system errors include the control channel starting to indicate errors, or receiving too many errors from the decoding channel unit.

System Controllern kan initiera omstart på olika nivåer; till exempel, gå tillbaka till ”idle mode", fullständig uppstart. eller göra en Styrkanalen är en vald bärvåg som endast används för signalering mellan de två modemen. Konstellationen på bärvågen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.The System Controller can initiate reboot at different levels; for example, go back to "idle mode", full boot or make a control channel is a selected carrier that is only used for signaling between the two modems. The constellation on the carrier is initially 4 QAM and the data rate is approximately 16 kbit / s. changed to another constellation to increase the data rate.

Protokollet på styrkanalen är delvis baserat på HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av "flag sequence” och ”bit-stuffing”. En 16-bitars "frame check sequence” garanterar att varje meddelande mottages korrekt.The protocol on the control channel is partly based on HDLC for the physical layer. This means that the messages are packaged as a number of octets using “flag sequence” and “bit-stuffing.” A 16-bit “frame check sequence” ensures that each message is received correctly.

”Flag-sequence”, ”bit-stuffing” och ”frame check sequence” hanteras i hårdvaran på mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern. 10 20 IQ Un 506 635 53 Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende på storleken på buffrarna på mappnings- och detekteringschipset."Flag-sequence", "bit-stuffing" and "frame check sequence" are handled in the hardware on the mapping and detection chip. The contents of the messages are handled by the System Controller. 10 20 IQ Un 506 635 53 The maximum message length is limited to 64 octets depending on the size of the buffers on the mapping and detection chip.

Protokoll pà högre nivå kan delvis baseras CCITT Q.92l-rekommendationer.Higher level protocols can be based in part on CCITT Q.92l recommendations.

I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23.In MUSIC modem SC several different vectors are handled; these are shown schematically in Figure 23.

För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalningsvektorn. Motsvarande på mottagarsidan finns bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.For the transmitter part, there is the bit charge and energy scaling vector. Corresponding on the receiver side is the bit charge, rescaling and equalization vector.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvâgen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera et: specifik: mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och mottagarvektorerna.As previously described, the pilot carrier delivers a transmitter / receiver synchronization by transmitting and detecting a specific pattern. This clock is used by the system to synchronize changes in the transmitter and receiver vectors.

Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas i Figur 24.The time between the pilot synchronization patterns is called the Base Synchronization Interval (BSI) and is determined by the system response time, as shown in Figure 24.

Denna BSI är hàrdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.This BSI is hardware dependent. Its length will not change, as the response time always remains the same.

När systemet är igång kommer synkronisering att finnas mellan upplänksändaren och mottagaren, genom ”base sync interval uplink” {BSI-U) och ”base sync interval downlink" (BSI-D), se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt samma längd men är skiítade ett halvt BSI-intervall.When the system is running, there will be synchronization between the uplink transmitter and the receiver, through "base sync interval uplink" {BSI-U) and "base sync interval downlink" (BSI-D), see Figure 25. These BSIs are of exactly the same length but are skied a half BSI interval.

SC:n vid NU:n, eller NT:n, kommer att ta emot avbrott för både BSI-U och BSI-D. 506 635 10 20 IQ Un 30 54 För NU:n kommer det att bli ett sändnings-BSI-D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott. Genom att skifta BSI-U med BSI/2, kommer SC-laddningen att fördelas bättre över BSI-perioden.The SC at the NOW, or NT, will receive interruptions for both BSI-U and BSI-D. 506 635 10 20 IQ Un 30 54 For the NOW, there will be a transmission BSI-D interrupt and a receive BSI-U interrupt. By switching BSI-U with BSI / 2, the SC charge will be better distributed over the BSI period.

Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärvàg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid pá sändar- och mottagarsidan för att tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda BSI:n ändras vektorn synkront på mottagar- och sändarsidan.The bit charge vector provides the system with the modulation pattern for each carrier. This is a vector that needs to be maintained and updated at exactly the same time on the transmitter and receiver side to provide a faultless connection. By using the BSI, the vector changes synchronously on the receiver and transmitter side.

Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används på varje bärvàg, hanteras av två minnen för mottagning och två minnen för sändning på mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller ett 4-bitars ord för varje bärvàg (lO24x4).The bit charge factors, constellations used on each carrier, are handled by two memories for reception and two memories for transmission on the mapping and detection chip. Each of the four memories contains a 4-bit word for each carrier (1024x4).

System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall användas för att ta emot efter starten från nästa BSI-intervall.The System Controller identifies which of the memories to use to send and which to use after receiving from the next BSI interval.

Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan O och 12, där 0 anger en oanvänd bärvàg; l-12 anger antalet bitar i konstellationen (t.ex. 2 för 4QAM, 4 för 16QAM, 10 för 1024 QAM).The bit load factor can have values between 0 and 12, where 0 indicates an unused carrier; l-12 indicates the number of bits in the constellation (eg 2 for 4QAM, 4 for 16QAM, 10 for 1024 QAM).

Energivektorn håller information om hur bârvàgorna skalas/omskalas på energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel.The energy vector holds information on how the carriers are scaled / scaled down on energy. This is a vector that needs to be updated synchronously, otherwise it will generate a distorted channel value calculation and bit error.

Skalningsvektorn (scaling vector) kommer också att användas för annullerade (cancelled) som ett mönster (mask) bärvágor.The scaling vector will also be used for canceled as a pattern (mask) carriers.

Skalning av de olika bärvâgorna på sändarsidan hanteras av ett minnesområde på FFT-chipset. Minnet består av ett 16-bitars ord för varje bärvàg (1024 x 16). Dessa 2 IQ Un 0 506 635 55 värden multipliceras med vektorn för varje bärvàg i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).Scaling of the various carriers on the transmitter side is handled by a memory area on the FFT chip. The memory consists of a 16-bit word for each carrier (1024 x 16). These 2 IQ Un 0 506 635 55 values are multiplied by the vector for each carrier in the frequency domain (I and Q are multiplied by the value separately).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de tvâ minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall.The memory is doubled to ensure a synchronous update. The System Controller points out which of the two memories will be used from the start of the next BSI interval.

Ett motsvarande minne (dubblerat) implementeras på mottagarsidan för att omskala (rescale) bärvàgorna före symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext värde för varje bärvàg (32 bitar/bärvàg), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.A corresponding memory (doubled) is implemented on the receiver side to rescale the carriers before symbol detection. If these memories contain a complex value for each carrier (32 bits / carrier), only the I value will be used for rescaling.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet O används för bärvågsannullering.The scaling and rescaling factors have values between 0.5 and 2.0. The value O is used for carrier cancellation.

Utjämningsvektorn används för att utjämna den mottagna ramen enligt kanalkarakteristiken. Denna vektor uppdateras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren.The smoothing vector is used to smooth the received frame according to the channel characteristics. This vector is updated periodically, independently of the other side, as the channel value calculation is calculated by the receiver.

Beroende pà bárvágens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvàg - denna bärvàg sänder data enligt det beräknade bitladdningsvärdet och är "sändarskalad” och "mottagaromskalad”; - annullerad bärvàg - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller - dålig bärvàg; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll. 506 UI 10 25 30 655 56 I bärvågsmode l (CM1) arbetar systemet normalt.Depending on the specific transmission characteristics of the carrier, it will be assigned one of the following modes: - standard carrier - this carrier transmits data according to the calculated bit charge value and is "transmitter scaled" and "receiver scaled"; - canceled carrier - no energy is transmitted at this frequency and the scaling vector is therefore set to zero; or - poor load; The SNR is too low to send any data and the bit charge is therefore set to zero. 506 UI 10 25 30 655 56 In carrier mode l (CM1) the system operates normally.

Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.The receiver continuously equalizes the channel.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCH, och en synkron ändring utförs.Equalization changes are made for each new value calculation. Using the characteristic, the SC calculates the optimal bit charge factor. This value is transmitted to the transmitter using CCH, and a synchronous change is made.

I bärvàgsmode 2 ICMZ) sättes energiskalnings- /omskalningsvärdet till O för att urstándsätta (disable) all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bârvágen är satt ur stånd. För denna bärvàg kan ingen kanalvärdeberäkning göras. (cm) nolla för bitladdningsfaktorn. På sändarsidan betyder detta I bärvägsmode 3 har mottagaren beräknat en att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvägsvärdet fràn synkroniseringsramen och gör det möjligt att utföra en kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.In carrier mode 2 ICMZ), the energy scaling / rescaling value is set to 0 to disable all output / input energy. The value of the bit charge vector is also set to zero to indicate that the carrier is disabled. For this carrier, no channel value calculation can be made. (cm) zero for the bit load factor. On the transmitter side, this means that in carrier mode 3, the receiver has calculated that no data can be transmitted, and therefore no channel value calculation can be made at the receiver. To avoid this, the corresponding carrier value is transmitted from the synchronization frame and makes it possible to perform a channel value calculation at the receiver. The scaling / rescaling value can be used to lower the output power.

Bärvågsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4.The carrier modes are presented briefly in Table 4.

Basfunktionaliteten för ”startup”-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” start (boot), kommer nu att behandlas.The basic functionality of the "startup" sequence in the system, ie "cold" and "warm" boot, will now be treated.

Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller båda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det viktigaste att ta hänsyn till vid ”start- up” är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensnivån för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar.Initially, the power supply in the system is considered to be switched off at one or both ends, NU and NT. This occurs if the power supply is lost due to a power failure, or by the user disconnecting (unplugging) the NT equipment. The most important thing to take into account when starting up is, in addition to the connection function, to minimize the level of interference for other modems that use adjacent cables.

Un 10 20 30 506 635 57 De olika ramtyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram håller ett bestämt moduleringsmönster för varje bärvåg och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom att låta moduleringsmönstret beskrivas genom en ”random sequence” hàlles korskorreleringen inom ramen låg, så att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras. 2. Dataram l, (DFI), förmedlar ”random data” pá alla bärvågor, utom på fyra fördefinierade bärvågor som sänder styrkanalen (CCH) parallellt. Det används vid ”start-up” när CCH-bärvágen är obestämd och möjliggör för mottagaren a:t välja den minst störda bärvágen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen. 3. Dataram 2 (DF2) förmedlar ”random data” pà alla (CCH). används när CCH-bärvâgen har bestämts, och bärvågor utom en, som bär scyrkanalen Den bitladdningsfaktorerna ännu inte är satta. 4. Dataram 3 (DF3) förmedlar data och använder bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden.Un 10 20 30 506 635 57 The different frame types used by the system are discussed below. 1. The synchronization frame is used for channel value calculation. This frame maintains a specific modulation pattern for each carrier and thus enables easy channel value calculation. By having the modulation pattern described by a random sequence, the cross-correlation within the frame is kept low, so that the frame correlation used for synchronization is improved. 2. Data frame 1, (DFI), transmits 'random data' on all carriers, except on four predefined carriers that transmit the control channel (CCH) in parallel. It is used at start-up when the CCH carrier is indeterminate and enables the receiver to select the least disturbed carrier, thereby guaranteeing the CCH connection. Data frame 2 (DF2) conveys "random data" on all (CCH). is used when the CCH carrier has been determined, and carriers except one, which carries the scyr channel The bit charge factors are not yet set. 4. Data frame 3 (DF3) conveys data and uses the bit load function to maximize bandwidth.

En bärvåg är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).A carrier is always dedicated to the control channel (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i Figur 26, vid start-up och i viloläge (idle mode), kallad start-up-sekvens (SUS= Start-Up Sequence).The system uses a special frame sequence, shown in Figure 26, at start-up and in idle mode, called the Start-Up Sequence (SUS).

SUS kan sammansättas genom at: använda de olika dataramarna, DF1 och DF2, som följaktligen kallas SUS1 och SUS2. I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för kanalvärdeberäkning.SUS can be composed by: using the different data frames, DF1 and DF2, which are consequently called SUS1 and SUS2. The SUS frame sequence uses the synchronization frames for channel value calculation.

Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och 506 635 20 lv UI 30 58 kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar från användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.After start-up, the synchronization frames are replaced with data frames, as shown in Figure 27, and the channel value calculation process changes from the use of synchronization frames to the use of the data frame. The type of data frame for this sequence is DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.At system startup, neither side of the modem, NOW and NT, sends any energy across the copper pair.

Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".The default setting for each side is at this stage to drive the receiver, leaving the transmitter "dead".

Mottagaren försöker, på vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger mottagaren en distinkt indikation på när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en ”wake-up”-signal.The receiver tries, on each side, to perform a frame correlation to detect a frame start. This correlation is run through a threshold function that gives the receiver a distinct indication of when the other side starts transmitting. It is this indication that serves as a "wake-up" signal.

”Wake-up"-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas pà NU-sidan, gär systemet direkt till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) som beskrivs nedan.The "wake-up" signal is used only by the NT page, if the start-up decision is made on the NOW page, the system goes directly to the set-up sequence described below.

Denna del av startproceduren utsätts för ”time out” om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.This part of the start-up procedure is subjected to "time out" if a transition to the set-up sequence is not detected.

Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en "wake-up”-signal i form av en SUSl. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.The basic wake-up signaling for the modem is shown in Figure 28. Initially, both modems search for frame correlation. One of the modems, on the right in Figure 28, sends a "wake-up" signal in the form of a SUS1.The other modem detects frame correlation and starts the set-up sequence described below.

När ”wake-up”-tillståndet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.When the wake-up state has passed, the web page (NOW) initiates the set-up sequence.

Uppsättningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. att nätsidan har detekterat en "wake-up”-signal, eller Denna uppsättningssekvens startar efter det nätet initierar uppsättningen.The set-up sequence will now be processed. that the web page has detected a "wake-up" signal, or This set sequence starts after the network initiates the set.

(J: 25 30 506 635 59 Det första steget i uppsättningssekvensen visas i Figur 29. I denna fas startar NU för att sända SUS1- mönstret. NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance” (TA)-inställning, med TA = 0, pá CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.(J: 25 30 506 635 59 The first step in the set-up sequence is shown in Figure 29. In this phase, NOW starts sending the SUS1 pattern. The NOW repeatedly sends a timing advance (TA) setting, with TA = 0, on the CCH. The master clock in the system is now the NOW transmitter frame and the sample clock in NOW.

Piloten sänds kontinuerligt.The pilot is sent continuously.

NT-mottagarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan átertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten på synkroniseringsramar gör en noggrann värdeberäkning inom 300 ms. Med användning av denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvágorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvàg för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = 0 för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) på CCH-bärvágen för varje mottaget TA-valmeddelande, repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloten med BSI/2 fràn den inkommande piloten, så att SC-laddningen distribueras över tiden. När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av uppsättningssekvensen.The NT receiver side, which looks for frame correlation, detects frames and can retrieve the frame and sample clock. It now starts the channel value calculation which at the current speed of synchronization frames makes an accurate value calculation within 300 ms. Using this value calculation, the receiver starts polling the predefined CCH carriers and, at message receive, selects this carrier for the CCH. The NT transmitter now starts with TA = 0 for local synchronization and sends receipt (acc.) On The CCH carrier for each received TA selection message, repeating the received TA value.It also shifts the outgoing pilot with BSI / 2 from the incoming pilot, so that the SC charge is distributed over time.When the NOW detects the frame correlation, the transition is made to step 2 of the set-up sequence.

Sålunda börjar steg 1 av uppsättningssekvensen med att sändaren, i nätenhetsmodemet, sänder en SUSl och ett TA-meddelande med TA = O i periodiska intervall. Vid mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - återhämta BSI:n; - möjliggöra kanalvärdeberäkning; 5 6 UI 20 h.) Un 30 6 5 60 välja en CCH; och avkoda TA-valmeddelandet.Thus, step 1 of the set-up sequence begins with the transmitter, in the network modem, transmitting a SUS1 and a TA message with TA = 0 at periodic intervals. Upon receipt of this, the receiver in the terminal modem will: - perform frame correlation and retrieve the frame clock; - start FFT treatment; enable pilot decoding; - recover the BSI; enable channel value calculation; 5 6 UI 20 h.) Un 30 6 5 60 select a CCH; and decode the TA selection message.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUSl, ett TA =0 -meddelande och en pilot skiftad med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar på ramkorrelering.The transmitter in the terminal unit then sends a receipt (acc.), SUS1, a TA = 0 message and a pilot shifted by BSI / 2. The receiver in the network unit is waiting for frame correlation.

Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett "timing advance”-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, värdet. korrigerade TA- När NT-sidan tar emot det nya TA-värdet ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande.Step 2 of the setup sequence, see Figure 30, begins with the NU page now calculating a timing advance value (TA) The CCH message changes to the new value, corrected TA- When the NT page receives the new TA value, it changes the local synchronization and continues to send the acknowledgment message, with a new TA value, for each TA selection message.

I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende på att NT-sändaren ändrar (changing) ramklocka, och enheten behöver återkorrelera. Efter det att ramklockan har återhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar systemet TA-meddelandet och går till det tredje steget av uppsättningssekvensen.In the NOW receiver, the frame clock is lost, due to the NT transmitter changing the frame clock, and the unit needs to correlate. After the frame clock has been recovered, the CCH is decoded and, upon acknowledgment detection, which contains the new TA value, the system terminates the TA message and goes to the third step of the set sequence.

Sålunda startar steg 2 av uppsättningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA:t, säg X, tillsammans med en SUSl , sänds från sändarterminalen. som respons till SUSl och TA O-meddelandet som Terminalenheten, NT: tar emot det nya TA-meddelandet; korrigerar den utgående ramklockan; och sänder ett kvitto SUSl och TA = X. 10 15 IQ Un 506 635 61 Nätenheten, NU: - utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; - återhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvärdeberäkning; - väljer en CCH; och - avkodar meddelandet.Thus, step 2 of the set-up sequence starts with the transmitter in the network unit, NOW, transmitting a TA message containing the correct TA, say X, together with a SUS1, transmitted from the transmitting terminal. in response to the SUS1 and TA O message as the Terminal Unit, NT: receives the new TA message; corrects the outgoing frame clock; and sends a receipt SUS1 and TA = X. 10 15 IQ Un 506 635 61 The network unit, NOW: - performs frame correlation; - retrieves the frame clock; - starts FFT data processing; - enables pilot decoding; - recovers the BSI; - enables channel value calculation; - selects a CCH; and - decodes the message.

Den sista uppsättningssekvensen, steg 3, se Figur 31, hanterar CCH~valet för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvägen och sänder ett CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.).The last set-up sequence, step 3, see Figure 31, handles the CCH ~ uplink and downlink selection. For the uplink, the NU receiver has selected the most suitable carrier path and sends a CCH message containing this selection to the NT page. The message is sent repeatedly until it receives a receipt (acc.).

Pâ NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUSl och sänder en SUS2, dvs terminerar parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n på den valda bärvàgen.On the NT side, the receiver decodes the CCH message and terminates SUS1 and transmits an SUS2, ie terminates parallel CCH transmission by transmitting only the CCH on the selected carrier.

CCH-bärvàgen i upplänk har nu konfigurerats. För nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- sidan efter mottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.The uplink CCH carrier has now been configured. For the downlink, the same step is performed in parallel, initiated through the NT page after receiving the first CCH selection message from NOW.

Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta på en kvittering; och 506 635 15 20 25 62 - avsluta CCH-meddelandet.Thus, in step 3, the network unit will: - send the selected CCH for the uplink; - wait for a receipt; and 506 635 15 20 25 62 - exit the CCH message.

Terminalenheten: - tar emot CCH-valet för upplänken; - terminerar SUSl; - startar SUS2; och kvitterar varje CCH-val.The terminal unit: - receives the CCH selection for the uplink; - terminates SUS1; - starts SUS2; and acknowledges each CCH selection.

Nâtenheten: - tar emot CCH-valet för nedlänken; terminerar SUSl; - startar SUS2; och kvitterar varje CCH-val.The network device: - receives the CCH selection for the downlink; terminates SUS1; - starts SUS2; and acknowledges each CCH selection.

Terminalenhezenz - sänder den valda CCH:n för nedlänken; - väntar på en kvittering; - avslutar CCH-meddelandet.Terminal unit - sends the selected CCH for the downlink; - waiting for a receipt; - ends the CCH message.

När dessa steg har tagits har modemet nått viloläge (idle mode), sändande SUS2. Med användning av CCH kan bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik och DAS-sändning påbörjas.When these steps have been taken, the modem has reached idle mode, sending SUS2. Using CCH, the bit charge factors can now be changed according to channel characteristics and DAS transmission can be started.

VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nâtelement, beroende pà den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nättermineringsutrustning. Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt 15 506 635 63 gränssnitt, se Figur 32, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.The VDSL modem can have interfaces to different network elements, depending on the physical location of the modem, ie in the space for access nodes or in customer premises. In the customer premises, the VDSL modem can interface with an active night termination equipment. At the access node, the VDSL modem will interface with an access-specific interface, see Figure 32, which shows a logical view of the network elements that interface with the VDSL modem.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med nättermineringsutrustningen, och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket accessnoden är placerad.The VDSL modem can be physically integrated with the network termination equipment, and the VDSL modem at the access node can be physically located in the cabinet in which the access node is located.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt 1-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt 1-ramen finns, bortsett från ramhuvudet och nyttolasten, ett antal informationsfâlt för hanterings- och styrinformation. Dessa hanterings- och styrfält inkluderar olika larmindikatorer, såsom SDH-larm, t. ex. AIS- (giltig endast om SDH tas hela vägen till kundutrymmena) mätningar av bitfelsfrekvens för prestandaövervakning, indikeringar pà om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning och för hög temperatur etc. Hanteringsfälten inkluderar också aktivering av olika slingtester pá modemet, för drift och underhållsändamàl. 506 635 64 TABELL l Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalitet mellan modem Nej Duplexmetod separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende på duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithastighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bärvåg - uppströms 0-4096 QAM - nedströms O-4096 QAM Antal bärvàgor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvåg 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvåg) Modulering DMT Accessteknik VDSL Signaleffekt -60 dBm/Hz 506 635 65 Bitfelsfrekvens 10"? Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCH - bandbredd l bärvàg, minimum 16 kbit/s - protokoll HDLC Sample clk 20 MHz ilOppm Ram clk 2o MHz/(2o4s+112) = 9,19 kHz 506 655 66 TABELL 2 Systemparametrar för Sändaren Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHZ Bitladdning Ja, O, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s TABELL 3 506 635 67 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO i25 ppm, 10ppm/V känslighet - DAC 18 bit, omrâde 0-5 V - upplösning 1/100 av en sample 506 655 68 TABELL 4 Bärvágsmodes Mode Sänd Bitladdning Utjämna Skalning CMI Data 2 - 12 Ja Ja cM2 Nej o Nej o CM3 Synk-info O Ja, synk Ja, lågNT (interface A1) and the access node (interface A2) require a layer 1 frame format of the VDSL modem. Integrated in the layer 1 frame, apart from the frame head and the payload, there are a number of information fields for handling and control information. These handling and control fields include various alarm indicators, such as SDH alarms, e.g. AIS (valid only if SDH is taken all the way to customer premises) measurements of bit error rate for performance monitoring, indications of whether synchronization is poor, or lost, equipment management alarm for loss of power supply and too high temperature, etc. Management fields also include activation of various loop tests on the modem, for operation and maintenance purposes. 506 635 64 TABLE l System parameters for the overall system Orthogonality between modems No Duplex method separate bands Frequency spacing between up- Depending on duplex filter / down data flow characteristics Net bit rate, - upstream 2 Mbit / s - downstream 13 or 26 Mbit / s Gross upstream Coding dependency - downstream Coding dependence Cable length <1300 meters Cable bandwidth 10 MHz Modulation, single carrier - upstream 0-4096 QAM - downstream O-4096 QAM Number of carriers, total 1024 Bandwidth for each carrier 9, 77 kHz Cyclic prefix Mods technology VDSL Signal power -60 dBm / Hz 506 635 65 Bit error rate 10 "? Interleaving delay 0.5 ms (Interleaving delay) System margin 6 dB CCH - bandwidth l carrier, minimum 16 kbit / s - protocol HDLC Sample clk 20 MHz ilOppm Ram clk 2o MHz / (2o4s + 112) = 9.19 kHz 506 655 66 TABLE 2 System parameters for the Transmitter Interleaving - depth 2 x frames - delay 0.5 ms DAC resolution 84 dB Klippni ngs-algorithm No (Clipping algorithm) IFFT - type Real - points 2048 - resolution 16 bit LP filter LP 10 MHz Bit charge Yes, 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energy charge Yes, 4 bit BSI distance 1 s TABLE 3 506 635 67 System parameters for the Receiver ADC resolution 66 dB FFT - type Real - points 2048 - resolution 16 bit LP filter LP 10 MHz Synchronization - jitter <0.5 ns VCXO i25 ppm, 10ppm / V sensitivity - DAC 18 bit, range 0-5 V - resolution 1/100 of a sample 506 655 68 TABLE 4 Carrier Mode Mode Sent Bit Charge Smoothing Scaling CMI Data 2 - 12 Yes Yes cM2 No o No o CM3 Sync Info O Yes, sync Yes, low

Claims (5)

1. UI IJI IQ U: 506 635 69 PATENTKRAV 1. En mottagare, för användning i ett multibärvàgstransmissionssystem som använder ortogonala bärvágor, i vilken en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplingsklocka genom faslåsning av nämnda mottagarsamplingsklocka till en pilotbärvåg, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare inkluderar en àterkopplingsslinga anordnad att styra en oscillatoranordning, att nämnda àterkopplingsslinga använder en àterkopplingssignal som representerar en argumentvärdeberäkning av nämnda pilotbärvâg, av att nämnda återkopplingssignal erhålles från en approximering av ett argument för ett komplext tal som representerar nämnda pilotbärvåg, att nämnda approximering bibehåller en full upplösning av nämnda komplexa tal, och av att nämnda àterkopplingsslinga styr nämnda oscillatoranordning så att nämnda pilotargument tenderar att gå mot noll. A receiver, for use in a multi-carrier transmission system using orthogonal carriers, in which a receiver sampling clock is synchronized with a transmitter sampling clock by phase locking said receiver sampling receiver to a receiver. includes a feedback loop arranged to control an oscillator device, said feedback loop using a feedback signal representing an argument value calculation of said pilot carrier, in that said feedback signal is obtained from an approximation of an argument to a complex number representing said pilot carrier. of said complex number, and of said feedback loop controlling said oscillator device so that said pilot argument tends to go to zero. 2. En mottagare enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda àterkopplingsslinga är anordnad att kompensera för kanaleffekter. A receiver according to claim 1, characterized in that said feedback loop is arranged to compensate for channel effects. 3. En mottagare enligt antingen patentkrav 1, eller patentkrav 2, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda oscillatoranordning är en VCXO. A receiver according to either claim 1, or claim 2, characterized in that said oscillator device is a VCXO. 4. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvågstransmissionssystem är ett DMT~ transmissionssystem. A receiver according to any one of the preceding claims, characterized in that said multicarrier transmission system is a DMT transmission system. 5. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvågstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system. 596 Un 30 635 70 6. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare inkluderar anordning för pilotargumentvärdeberäkning anordnad att producera nämnda återkopplingssignal, och av att nämnda anordning för pilotargumentvärdeberäkning är ansluten till styranordning för återkoppling som är ansluten, via en D/A, till nämnda oscillatoranordning. 7. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda återkopplingssignal fungerar som en utjämningsparameter och åstadkommer att nämnda oscillatoranordning justeras på ett sätt som kompenserar för kanaleffekter. 8. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda återkopplingssignal används för att utjämna/anpassa tidsvariationer i kanalkarakteristik för en kanal över vilken nämnda pilotbärvåg sänds. 9. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda värdeberäkning av pilotbärvágsargument härleds från en utgång på en FFT-processor, genom beräkning. lO. k ä n n e t e c k n a d av att nämnda värdeberäkning av En mottagare enligt något av patentkraven 1 till 8, pilotbärvágsargument härleds från en utgång på en en-frekvens DFT-processor, genom beräkning. ll. k ä n n e t e c k n a d av att den imaginära delen av En mottagare enligt något av föregående patentkrav, nämnda komplexa tal används som en approximering för nämnda pilotbärvågsargumentvärdeberäkning. LJ: IQ U: u: V: 506 635 71 12. En mottagare enligt något av patentkraven 1 till 10, k ä n n e t e c k n a d av att en approximering av nämnda pilotbärvàgsvärdeberâkning används som ger en extra stor áterkopplingssignal vid stora avvikelser från nollargument. 13. En mottagare enligt patentkrav 12, k ä n n e t e c k n a d av att en approximering, A, för nämnda pilotbärvâgsvärdeberäkning används, där: A=M.EHC}-(1-sgn%{C}).K. ¶{C}.sgn.5{CH och C är den komplexa pilotbärvágsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant. 14. En mottagare enligt patentkrav 13, k ä n n e t e c k n a d av att K = 2. 15. En transceiver, inkluderande en sändare och en mottagare, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare är en mottagare enligt något av föregående patentkrav. 16. Ett multibärvàgstransmissionssystem som använder ortogonala bärvágor, i vilket en mottagarsamplingsklocka fasláses till en pilotbärväg, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem inkluderar två transceivrar enligt patentkrav 15. 17. I ett multibärvágstransmissionssystem, en metod att synkronisera en mottagarklocka med en sändarklocka, i vilken sändaren sänder en pilotsignal, k ä n n e t e c k n a d av att metoden omfattar stegen att styra en samplingsklocka i nämnda mottagare så att pilotbärvàgsargumentet konvergerar mot noll, och nämnda pilotbärvàgsargument approximeras genom aritmetisk operation på ett komplext tal som representerar nämnda pilotsignal. 506 635 Un 10 25 30 '72 18. En transceiver, ett multibärvâgstransmissionssystem, eller en metod enligt något av patentkraven 15 till 17, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvágstransmissionssystem är ett DMT-system. 19. En transceiver, ett multibärvágstransmissionssystem, eller en metod enligt patentkrav 18, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvägstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system. 20. I ett multibärvàgstransmissionssystem som använder ortgonala bärvägor, i vilket en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplingsklocka genom faslàsning av nämnda moïtagarsamplingsklocka till en pilotbärvàg som sänds av nämnda sändare, en metod att synkronisera nämnda mottagarsamplingsklocka till nämnda sändarsamplingsklocka, k ä n n e t e c k n a d av stegen att: - härleda ett komplext tal som representerar nämnda pilotbärvág; - från nämnda komplexa tal härleda en approximering av ett argument för nämnda pilotbärvág; - använda nämnda approximering av nämnda argument som en äterkopplingssignal för at: styra nämnda mottagarsamplingsklocka, så att nämnda återkopplingssignal tenderar at: gà mot noll. 21. En metod enligt patentkrav 20, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvågstransmissionssystem är ett DMT- transmissionssystem. UI 506 635 73 22. En metod enligt antingen patentkrav 20, eller 21, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvâgstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system. 23. En metod enligt något av patentkraven 20 till 22, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda återkopplingssignal fungerar som en utjämningsparameter och åstadkommer att nämnda samplingsklocka justeras på ett sätt som kompenserar för kanaleffekter. 24. En metod enligt något av patentkraven 20 till 22, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda återkopplingssignal används för att utjämna/anpassa för tidsvariationer i kanalkarakteristik för en kanal över vilken nämnda pilotbärvåg sänds. 25. En metod enligt något av patentkraven 20 till 24, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda pi1otbärvägsargumentvärdeberäkning beräknas från en utgång på en FFT-processor. 26. En metod enligt något av patentkraven 20 till 24, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda pilotbärvàgsargumentvärdeberäkning beräknas från en utgång på en en-frekvens DFT-processor. 27. En metod enligt något av patentkraven 20 till 26, k ä n n e t e c k n a d av att den imaginära delen av nämnda komplexa tal används som en approximering för nämnda pilotbärvàgsargument. 28. En metod enligt något av patentkraven 20 till 26, k ä n n e t e c k n a d av att en approximering för nämnda pilotbärvågsvärdeberäkning används som ger en extra stor àterkopplingssignal vid stora avvikelser från nollargument. 506 635 UI 10 74 29. En metod enligt patentkrav 28, k ä n n e t e c k n a d av att en approximering, A, används för nämnda pilotbärvágsvärdeberäkning, där: A = M.[3{C}-(l-sgn9ï{C}) .K. ïR{C}.sgn.S{C}] och C är den komplexa pilotbärvágsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant. 30. En metod enligt patentkrav 29, kännetecknadavattK=2.A receiver according to any one of the preceding claims, characterized in that said multicarrier transmission system is a DMT-based VDSL system. 596 Un 30 635 70 6. A receiver according to any one of the preceding claims, characterized in that said receiver includes a pilot argument value calculation device arranged to produce said feedback signal, and in that said pilot argument value calculation device is connected to a feedback control device connected via a D / A, to said oscillator device. A receiver according to any one of the preceding claims, characterized in that said feedback signal acts as a smoothing parameter and causes said oscillator device to be adjusted in a manner which compensates for channel effects. A receiver according to any one of the preceding claims, characterized in that said feedback signal is used to smooth / adjust time variations in channel characteristics of a channel over which said pilot carrier is transmitted. A receiver according to any one of the preceding claims, characterized in that said value calculation of pilot carrier argument is derived from an output on an FFT processor, by calculation. lO. characterized in that said value calculation of A receiver according to any one of claims 1 to 8, pilot carrier argument is derived from an output of a one-frequency DFT processor, by calculation. ll. characterized in that the imaginary part of a receiver according to any one of the preceding claims, said complex number is used as an approximation for said pilot carrier argument value calculation. LJ: IQ U: u: V: 506 635 71 12. A receiver according to any one of claims 1 to 10, characterized in that an approximation of said pilot carrier value calculation is used which gives an extra large feedback signal in the event of large deviations from zero arguments. A receiver according to claim 12, characterized in that an approximation, A, is used for said pilot carrier value calculation, where: A = M.EHC} - (1-sgn% {C}). ¶ {C} .sgn.5 {CH and C are the complex pilot carrier value calculation, M is a positive scaling constant, and K is a positive constant. A receiver according to claim 13, characterized in that K = 2. A transceiver, including a transmitter and a receiver, characterized in that said receiver is a receiver according to any one of the preceding claims. A multi-carrier transmission system using orthogonal carriers, in which a receiver sampling clock is phased to a pilot carrier, characterized in that said multi-carrier transmission system includes two transceivers according to claim 15. 17. In a multi-carrier transmission cover, a method of receiving a the transmitter transmits a pilot signal, characterized in that the method comprises the steps of controlling a sampling clock in said receiver so that the pilot carrier argument converges to zero, and said pilot carrier argument is approximated by arithmetic operation on a complex number representing said pilot signal. 506 635 Un 10 25 30 '72 18. A transceiver, a multicarrier transmission system, or a method according to any one of claims 15 to 17, characterized in that said multicarrier transmission system is a DMT system. A transceiver, a multi-carrier transmission system, or a method according to claim 18, characterized in that said multi-carrier transmission system is a DMT-based VDSL system. In a multi-carrier transmission system using orthogonal carriers, in which a receiver sampling clock is synchronized with a transmitter sampling clock by phasing said receiver sampling clock to a pilot carrier transmitted by said transmitter, derive a complex number representing said pilot carrier; derive from said complex number an approximation of an argument for said pilot carrier; use said approximation of said argument as a feedback signal to: control said receiver sampling clock, so that said feedback signal tends to: go towards zero. A method according to claim 20, characterized in that said multicarrier transmission system is a DMT transmission system. UI 506 635 73 22. A method according to either claim 20, or 21, characterized in that said multi-carrier transmission system is a DMT-based VDSL system. A method according to any one of claims 20 to 22, characterized in that said feedback signal acts as a smoothing parameter and causes said sampling clock to be adjusted in a manner which compensates for channel effects. A method according to any one of claims 20 to 22, characterized in that said feedback signal is used to equalize / adapt for time variations in channel characteristics of a channel over which said pilot carrier is transmitted. A method according to any one of claims 20 to 24, characterized in that said pilot carrier argument value calculation is calculated from an output on an FFT processor. A method according to any one of claims 20 to 24, characterized in that said pilot carrier argument value calculation is calculated from an output of a single-frequency DFT processor. A method according to any one of claims 20 to 26, characterized in that the imaginary part of said complex number is used as an approximation for said pilot carrier argument. A method according to any one of claims 20 to 26, characterized in that an approximation for said pilot carrier value calculation is used which gives an extra large feedback signal in the event of large deviations from zero arguments. 506 635 UI 10 74 29. A method according to claim 28, characterized in that an approximation, A, is used for said pilot carrier value calculation, where: A = M. [3 {C} - (1-sgn9ï {C}) .K . ïR {C} .sgn.S {C}] and C is the complex pilot carrier value calculation, M is a positive scaling constant, and K is a positive constant. A method according to claim 29, characterized in that K = 2.