SE506641C2 - Multicarrier transmission system with channel data sent between two transceivers - Google Patents

Abstract

The multicarrier transmission system transmits channel information between two transceivers using several subcarriers. Each subcarrier or symbol has a parameter associated with it. The transceivers transmit the channel information as a sequence of a number of groups. Each group contains information concerning the number of adjacent subcarriers with the same value as the parameter, together with the actual value of the parameter. The parameter has several discrete values, and is a bit loading value and a QAM constellation identifier.

Description

5Û6 641 15 25 30 användningen av asymmetriska lösningar i vilka höga datahastigheter sänds endast i en riktning. Sådana lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, sàsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras. The use of asymmetric solutions in which high data rates are transmitted in one direction only. Such solutions meet many of the requirements for high bandwidth services, such as video-on-demand, but in the long run symmetrical duplex systems will be required.

VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL måste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.VDSL technology is very similar to ADSL, although ADSL has to provide much greater dynamic ranges and as a result is much more complex. VDSL is lower in cost and lower in energy (lower in power), and VDSL units in real estate (premises) need to implement an access control for media in the physical layer for multiplexing upstream data.

Fyra linjekoder har föreslagits för VDSL: - CAP; ”Bärvágslös" (carrierless) AM/PM, en version av QAM med undertryckt bärväg, för passiva NT- konfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- ströms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); - DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvågs- system som använder diskret Fourir-transfor- för att skapa och demodulera individuella bärvàgor, mering (Discrete Fourier Transforms) för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms mulïiplexering (ehuru DMT inte utesluter en strategi med TDMA-multiplexering); - DWMT; Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone), ett multibärvàgssystem som använder för ”Wavelet-omvandlingar” (Wawelet transforms) att skapa och demodulera individuella bärvàgor; 10 25 506 641 DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM är möjlig.Four line codes have been proposed for VDSL: - CAP; "Carrierless" AM / PM, a version of QAM with suppressed carrier, for passive NT configurations, CAP would use QPSK upstream and a type of TDMA for multiplexing (although CAP does not exclude a solution with FDM for upstream multiplexing ); - DMT; Discrete Multi-Tone, a multi-carrier system that uses discrete Fourir transforms to create and demodulate individual carriers, Discrete Fourier Transforms for passive NT configurations; DMT would use FDM for upstream multiplexing (though DMT does not exclude a TDMA multiplexing strategy; - DWMT; Discrete Wavelet Multi-Tone, a multi-carrier system used for "Wawelet transforms" to create and demodulate individual carriers; 10 25 506 641 DWMT also uses FDM for upstream multiplexing, but also allows TDMA; and - SLC; Simple Line Code, a four-level baseband signaling that filters the baseband and resets it at the receiver, for passive NT configurations; it is most likely that SLC will use TDMA for upstream multiplexing, although FDM is possible.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- från uppströms kanaler, och båda dessa från POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare generationer av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthållas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- ísplitters). Normal användning skulle specifikationen vänder emellertid på denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.Early versions of VDSL will use frequency division multiplexing to separate downstream from upstream channels, and both of these from POTS and ISDN. Echo quenching may be required for later generations of systems with symmetric data rates. A fairly large distance, in frequency, will be maintained between the lowest data channel and the POTS to enable very simple and cost effective POTS line splitters to place the downstream channel above the upstream channel. DAVIC ice splitters). Normal use, however, the specification would reverse this scheme to enable the distribution of VDSL signals over coaxial cable systems in buildings.

För närvarande används bitladdning för att variera antalet bitar per underbärvåg, i så kallad diskret multiton, och OFDM-transmissionssystem_ Information beträffande kanalegenskaper, såsom bitladdnings- och energiladdningsinformation, sänds som en sekvens av N tal, där N är antalet underbärvågor.At present, bit charge is used to vary the number of bits per subcarrier, in so-called discrete multitone, and OFDM transmission system. Information regarding channel characteristics, such as bit charge and energy charge information, is transmitted as a sequence of N numbers, where N is the number of subcarriers.

Det är nödvändigt, när man använder diskret multiton (DMT)-system, att sända information beträffande hur kanalegenskaperna påverkar överföringen, till exempel antalet bitar som skall sändas per symbol. Vid användning 506 641 KJ: 30 av ett stort antal underbärvågor, måste en relativt stor mängd information avseende kanalegenskaper överföras. Det är därför ett krav i sådana system att tillhandahålla en effektiv metod för att sända sådan information.When using discrete multitone (DMT) systems, it is necessary to send information about how the channel properties affect the transmission, such as the number of bits to be transmitted per symbol. When using 506 641 KJ: 30 of a large number of subcarriers, a relatively large amount of information regarding channel properties must be transmitted. It is therefore a requirement of such systems to provide an efficient method of transmitting such information.

Ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla, metod för den effektiva överföringen av information, i ett multibärvågstransmissionssystem, en såsom bitladdningsinformation, dvs en metod i vilken det antal informationsbitar som behöver sändas reduceras i jämförelse med kända system, och därigenom åstadkomma en besparing i transmissionskapacitet.An object of the present invention is to provide, method for the efficient transmission of information, in a multicarrier transmission system, one such as bit charge information, i.e. a method in which the number of information bits that need to be transmitted is reduced compared to known systems, and thereby achieve a saving in transmission capacity.

Ett annat mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla ett multibärvågstransmissionssystem i vilket en information, såsom bitladdningsinformation, kan sändas effektivt, dvs genom att reducera antalet informationsbitar som behöver sändas och därmed åstadkomma en besparing i transmissionskapacitet.Another object of the present invention is to provide a multicarrier transmission system in which an information, such as bit charge information, can be transmitted efficiently, i.e. by reducing the number of bits of information that need to be transmitted and thereby achieving a saving in transmission capacity.

Enligt en första aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles ett multibärvågstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänd mellan två transceivrar som använder en mångfald av underbärvågor, kännetecknat av att varje underbärvåg, eller symbol, har en parameter som är associerad därmed, och av att nämnda transceivrar är anpassade att sända nämnda kanalinformation som en sekvens av ett antal grupper, där var och en av nämnda grupper innehåller information beträffande antalet angränsande (adjacent) underbärvågor som har samma värde som nämnda parameter, tillsammans med den verkliga (actual) värde: på parametern.According to a first aspect of the present invention, there is provided a multi-carrier transmission system in which channel information is transmitted between two transceivers using a plurality of subcarriers, characterized in that each subcarrier, or symbol, has a parameter associated therewith, and in that said transceivers are adapted to transmitting said channel information as a sequence of a number of groups, each of said groups containing information regarding the number of adjacent subcarriers having the same value as said parameter, together with the actual value of the parameter.

Nämnda parameter kan ha en mångfald (plurality) av diskreta värden och kan vara ett bitladdningsvärde, eller en QAM-konstellationsidentifierare. 10 30 35 506 641 Enligt uppfinningen reduceras det antal informationsbitar som behöver sändas väsentligt i jämförelse med kända system, och åstadkommer därigenom en besparing i transmissionskapacitet.Said parameter may have a plurality of discrete values and may be a bit charge value, or a QAM constellation identifier. According to the invention, the number of pieces of information that need to be transmitted is significantly reduced in comparison with known systems, thereby achieving a saving in transmission capacity.

I ett föredraget arrangemang för multibärvågstransmissionssystemet kan nämnda parameter ha en mångfald av diskreta värden, och antalet informationbitar som sänds kommer att reduceras om: P (m + n) < N x n där P är antalet grupper, antalet diskreta värden på nämnda parameter är > 2", men S 2n¿, och antalet underbärvågor N är -1 > 2m, men S 2m .In a preferred arrangement of the multi-carrier transmission system, said parameter may have a plurality of discrete values, and the number of bits of information transmitted will be reduced by: P (m + n) <N xn where P is the number of groups, the number of discrete values of said parameter is> 2 ", but S 2n¿, and the number of subcarriers N is -1> 2m, but S 2m.

Enligt det föredragna systemarrangemanget framlagt i föregående stycke, kan värde: på N vara lika med 1324, n kan vara lika med é, och m kan vara lika med 10. Sålunda, om P är lika med 50 grupper, kommer antalet bitar som skall 0 sändas att reduceras med 83 «. Om emellertid P är mindre än 200 grupper, kommer antalet bitar som skall sändas att Antalet bitar som skall sändas kommer att reduceras med åtminstone 66%, om P är reduceras med åtminstone 32%. mindre än 100 grupper.According to the preferred system arrangement set forth in the preceding paragraph, the value: of N may be equal to 1324, n may be equal to é, and m may be equal to 10. Thus, if P is equal to 50 groups, the number of bits to be 0 sent to be reduced by 83 «. However, if P is less than 200 groups, the number of bits to be transmitted will be reduced. The number of bits to be transmitted will be reduced by at least 66%, if P is reduced by at least 32%. less than 100 groups.

Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles en sändare för ett multibärvàgstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar som använder en mångfald av underbärvågor, kännetecknad av att varje underbärvåg, eller symbol, har en parameter associerad därmed, och av att nämnda sändare är anpassad att sända nämnda kanalinformation som en sekvens av n grupper, i vilka var och en av nämnda n grupper innehåller information angående 506 641 Un 20 antalet angränsande (adjacent) underbärvågor som har samma värde som nämnda parameter, tillsammans med det aktuella värdet på parametern.According to a second aspect of the present invention there is provided a transmitter for a multi-carrier transmission system in which channel information is transmitted between two transceivers using a plurality of subcarriers, characterized in that each subcarrier, or symbol, has a parameter associated therewith, and that said transmitter is adapted transmitting said channel information as a sequence of n groups, in which each of said n groups contains information regarding the number of adjacent subcarriers having the same value as said parameter, together with the current value of the parameter.

I ett föredraget arrangemang för sändaren kan nämnda parameter ha en mångfald av diskreta värden och vara ett eller en QAM- konstellationsidentifierare_ bitladdningsvärde, Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles en transceiver för ett multibärvågstransmissionssystem kânnetecknad av att nämnda transceiver inkluderar en mottagare och en sändare såsom skisserats i föregående stycke.In a preferred arrangement of the transmitter, said parameter may have a plurality of discrete values and be one or a QAM constellation identifier bit charge value. as outlined in the previous paragraph.

Enligt en fjärde aspekt av den föreliggande uppfinningen :illhandahålles ett multibärvågstransmissionssystem som inkluderar två transceivrar såsom skisserats i det föregående stycket.According to a fourth aspect of the present invention: there is provided a multi-carrier transmission system which includes two transceivers as outlined in the preceding paragraph.

Enligt en femte aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles, i ett multibärvågstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar med användning av en mångfald (plurality) av underbärvágor, en metod att sända kanalinformation, kânnetecknad av att varje underbärvåg, eller symbol, har en parameter associerad därmed, att nämnda metod kännetecknas av steget att sända nämnda kanalinformation som en sekvens av n grupper, vilka var och en av nämnda 2 grupper innehåller information beträffande antalet angränsande (adjacent) underbärvågor som har samma värde som nämnda parameter, tillsammans med det aktuella värdet på parametern.According to a fifth aspect of the present invention, in a multicarrier transmission system in which channel information is transmitted between two transceivers using a plurality of subcarriers, a method of transmitting channel information, characterized in that each subcarrier, or symbol, has a parameter associated said method being characterized by the step of transmitting said channel information as a sequence of n groups, each of said 2 groups containing information regarding the number of adjacent subcarriers having the same value as said parameter, together with the current value of parameters.

I en föredragen metod av den föreliggande uppfinningen kan nämnda parameter ha en mångfald av Un W N u; Un 506 641 diskreta värden och kan vara ett bitladddningsvärde, eller en QAM-konstellationsindentifierare.In a preferred method of the present invention, said parameter may have a plurality of Un W N u; Un 506 641 discrete values and can be a bit charge value, or a QAM constellation identifier.

Med metoden för den föreliggande uppfinningen kan antalet informationsbitar som behöver sändas väsentligt reduceras i jämförelse med kända system, och därigenom effektuera en besparing i transmissionskapacitet.With the method of the present invention, the number of pieces of information that need to be transmitted can be significantly reduced in comparison with known systems, thereby effecting a saving in transmission capacity.

Enligt metoden för den föreliggande uppfinningen kan nämnda parameter ha en mångfald av diskreta värden ,och antalet informationsbitar som sänds kommer att reduceras om: P (m+ n) < N X n där P är antalet grupper, antalet diskreta värden för nämnda parameter är > 2", men S Znfl, och antalet underbärvågor N är > 2m, men S Zmd.According to the method of the present invention, said parameter may have a plurality of discrete values, and the number of pieces of information transmitted will be reduced by: P (m + n) <NX n where P is the number of groups, the number of discrete values for said parameter is> 2 " , but S Zn fl, and the number of subcarriers N is> 2m, but S Zmd.

Enligt metoden beskriven i föregående stycke kan värdet på N vara lika med 1024, n kan vara lika med 4, och m kan vara lika med 10. Sålunda, om P är lika med 50 grupper, kommer antalet bitar som skall sändas att reduceras med 83 %. Om emellertid P är mindre än 200 grupper, kommer antalet bitar som skall sändas att Antalet bitar som skall sändas kommer att reduceras med åtminstone 66%, om P är reduceras med åtminstone 32%. mindre än 100 grupper.According to the method described in the previous paragraph, the value of N can be equal to 1024, n can be equal to 4, and m can be equal to 10. Thus, if P is equal to 50 groups, the number of bits to be transmitted will be reduced by 83 %. However, if P is less than 200 groups, the number of bits to be transmitted will be reduced. The number of bits to be transmitted will be reduced by at least 66%, if P is reduced by at least 32%. less than 100 groups.

Enligt uppfinningen kan ett multibärvågstransmissionssystem, en sändare, en transceiver eller en metod, skisserad i föregående stycken, kännetecknas av att det nämnda transmissionssystemet är ett DMT-system. 506 641 Alternativt kan, enligt uppfinningen, ett multibärvägstransmissionssystem, en sändare, en transceiver eller en metod, skisserad i föregående stycken, kännetecknas av att det nämnda transmissionssystemet är ett uppfi DMT-baserat VDSL-system.According to the invention, a multi-carrier transmission system, a transmitter, a transceiver or a method, outlined in the preceding paragraphs, may be characterized in that said transmission system is a DMT system. Alternatively, according to the invention, a multi-carrier transmission system, a transmitter, a transceiver or a method, outlined in the preceding paragraphs, may be characterized in that said transmission system is an inventive DMT-based VDSL system.

Föregående och andra kännetecken hos den föreliggande nningen kommer att bättre förstås av följande beskrivning med referens till de bifogade figurerna där: 20 30 Figur 1 visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.The foregoing and other features of the present invention will be better understood from the following description with reference to the accompanying figures, in which: Figure 1 shows, in schematic form, an asymmetric communication system.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system.Figure 2 shows, in schematic form, a DMT system.

Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.Figure 3 shows, graphically, the channel separations used in an asymmetric DMT transmission system.

Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvágssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.Figure 4 shows, in schematic form, the cornerstones of a multitone carrier system modem contemplated in the present invention.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvâgssystemmodem som visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering.Figure 5 shows, in schematic form, a partitioning of the multitone carrier system modem shown in Figure 4, which is used to facilitate implementation.

Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.Figure 6 shows, in graphical form, spectral allocation for copper pairs.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används i det multitonbärvágssystem som här beskrivs.Figure 7 shows, in schematic form, the frame structure used in the multitone carrier system described here.

Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 8 shows, in schematic form, the analog interface of the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhàllandet (SNR-ratio) för frekvens i det multitonbärvágssystem som här beskrivs.Figure 9 shows, in graphical form, the dependence on the signal-to-noise ratio (SNR ratio) for frequency in the multitone carrier system described here.

Un 506 641 Figur 10 visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Un 506 641 Figure 10 shows, in schematic form, the FFT algorithm used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 11 visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 11 shows, in schematic form, the frame correlation principle used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbârvågssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 12 shows, in schematic form, implementation of a correlator used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelatorn i Figur 12.Figure 13 shows, in schematic form, the averager used in the correlator in Figure 12.

Figur 14 visar, i schematisk form, en korrelationspositionsdetektor som används för det multitonbärvägssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 14 shows, in schematic form, a correlation position detector used for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 15 shows, in schematic form, an overview of the synchronization unit used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 16 shows, in schematic form, an overview of the FFT / IFFT unit used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cykliskt prefix.Figure 17 shows, in schematic form, the use of a cyclic prefix.

Figur 18 visar, i schematisk form, ett ”beslutsinriktat” (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 18 shows, in schematic form, a “decision directed” channel value calculation and smoothing system for use in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6. 506 641 LI! 10 20 10 Figur 20 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 19 shows QAM coding for b = 6. 506 641 LI! Figure 20 shows, in schematic form, the realization of the calculation of bit charge and energy charge factors used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 21 visar, i schematisk form, en översikt av systemstyrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 21 shows, in schematic form, an overview of the system controller interface used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt på vilket tvâ av de multitonbärvágssystemmodem, som visas i Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvàgstransmissionssystem_ Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 22 shows, in schematic form, the manner in which two of the multitone carrier system modems shown in Figure 4 are interconnected to create a multitone carrier transmission system. Figure 23 shows, in schematic form, the vector management system used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4. .

Figur 24 visar BSI-längd.Figure 24 shows BSI length.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 25 shows, in schematic form, NU SC load distribution for BSI interruptions for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 26 visar SUS-mönstret för det modem för multitonbärvágssystem som visas i Figur 4.Figure 26 shows the SUS pattern of the multitone carrier modem shown in Figure 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4.Figure 27 shows the DAS pattern in schematic form, for the multitone carrier modem shown in Figure 4.

Figur 28 visar, i schematisk form, ”wake-up”- signalering för det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 28 shows, in schematic form, “wake-up” signaling for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figurerna 29 till 3l visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4. 20 25 506 641 ll Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgränssnitt för en VDSL modemapplikation.Figures 29 to 31l show the set-up sequence of the multitone carrier system modem shown in Figure 4. Figure 32 shows, in schematic form, a network overview of a network interface for a VDSL modem application.

Figur 33 visar, i grafisk form, det sätt på vilket kanalinformation sänds enligt den föreliggande uppfinningen, i en sekvens av ett antal grupper.Figure 33 shows, in graphical form, the manner in which channel information is transmitted according to the present invention, in a sequence of a number of groups.

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.To facilitate the understanding of the present invention, a list of abbreviations used in this patent application is presented below.

ADC: AIS: ASIC: BPSK: BSI: BSI-D: BSI-U: CCH: CMI: CM2: CM3: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) "Alarm In Signal” Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI för nedlänkförbindelse (BSI for downlink connection) BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) Styrkanal (Control channel) Bärvägstyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärvág (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Bärvàgstyp (mode) 2, (bort)maskad eller urständsatt bärvàg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bärvàgstyp (mode) 3, bärvàg ordnad för nollbitsladdning, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) 506 641 IJ: 20 CP: DAC: DAS: DFl: DF2: DF3: DMT: DWMT: EMC: FEC: FEXT: FFT: FTTN: Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: 12 Cykliskt prefix (Cyclic Prefix) Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) Dataram, slumpmässig (random) data parallell CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) Dataram, helt bitladdad en CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Diskret multiton (Discrete Multi Tone) Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) Felkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) "Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VME-based) Tre + två, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Två chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) Omvänd ”Fast Fourir"~transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) 20 k) Un IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: 506 641 13 Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Làgpass (Low Pass) Nät(verks)terminering (Network Termination) Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) Konventionell, ”gammal” telefonitjänst (Plain Old Telephony Service) ”Quadrature Amplitude Modulation" Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Set Top Box Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) 506 641 U: 20 25 30 14 SUS1: SF och DFl ramsekvens (SF and DFl frame sequence) SUS2: SF och DF2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) TA: ”Time Advance” TDMA: Multipelaccess med tidsdelning (Time Division Multiple Access) UTP: Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) VCXO: Spänningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) VDSL: Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvàgssystem för det installerade kopparnätet). MUSIC är avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation pà kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster.ADC: AIS: ASIC: BPSK: BSI: BSI-D: BSI-U: CCH: CMI: CM2: CM3: Analog-to-Digital Converter "Alarm In Signal" Application Specific Integrated Circuit Binary Phase Shift Keying Base Synch Interval BSI for downlink connection BSI for uplink connection BSI for uplink connection Control channel mode Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier Carrier mode 2, masked out or disabled carrier Carrier mode 2, masked out or disabled carrier carrier arranged for zero bit charging, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) 506 641 IJ: 20 CP: DAC: DAS: DFl: DF2: DF3: DMT: DWMT: EMC: FEC: FEXT: FFT: FTTN: Gl MUSIC : G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: 12 Cyclic Prefix Digital-to-Analog (D / A) Converter (Digital-to-Analog converte r) DF3 frame sequence (DF3 frame sequence) Data frame, random data parallel CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Data frame, random data one CCH (Data frame, random data one CCH) Data frame, fully bitloaded a CCH ( Data frame, fully bit loaded one CCH Discrete Multi Tone Discrete Wavelet Multi-Tone Electro Magnetic Compatibility Forward Error Correction "Far End Cross Talk" Fixed Fourier ”transformation (Fast Fourier Transform) Fiber To The Node First generation, prototype system (VME-based) (Generation one, prototype system VME-based) Three + two, ASIC implementation (Three + two ASIC implementation Two Chips Silicon Implementation (Inverse Fast Fourir Transformation) 20 k) Un IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: 506 641 13 Infinite Impulse Response International Standard for Digital Networks Inter-Symbol Interference Joint Test Action Group Local Pass Low Pass Network Termination Network Termination Network Unit Orthogonal Frequency Division Multiplexing Optical Network Unit Progammable Gain Attenuator Conventional, old telephony service (Plain Old Telephony Service) Quadrature Amplitude Modulation System Controller Synchronous Digital Hierarchy Synch Frame Sync Frame to Signal-to-Noise Ratio Set Top Box Synch Frame Sequence ) 506 641 U: 20 25 30 14 SUS1: SF and DF1 frame sequence (SF and DF1 frame sequence) SUS2: SF and DF2 frame sequence (S F and DF2 frame sequence) TA: Time Advance TDMA: Time Division Multiple Access UTP: Unshielded Twisted Pair VCXO: Voltage Controlled Crystal Oscillator (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) For the sake of simplicity, the system to which the present invention relates is referred to as “MUSIC” (Multi-Carrier System for the Installed Copper Network). MUSIC is intended to provide high speed communication on copper pair cable for telephony to support broadband multimedia services.

(SE 9603194-3) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603195-0, SE 9603196-8, SE 9603197-6 och SE 9603198-4, kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, MUSIC-systemet som beskrivs i denna erbjuder en som ger 26:2 eller 13:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel ( lokala telefoninät.(SE 9603194-3) and the patent specifications arranged in cross-reference SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603195- 0, SE 9603196-8, SE 9603197-6 and SE 9603198-4, cost-effective and robust customer implementation with silicon, the MUSIC system described in this offers one that provides 26: 2 or 13: 2 Mbit / s asymmetric transmission over copper cable ( local telephone networks.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det nätverkskoncept som är känt som Fiber till Nöden (Fibre To The Node = FTTN), betjänar många användare, som använder optisk fiber, som var och en fram till ett kopplingsskäp i Un 15 20 k) Un 30 506 641 15 närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.The MUSIC system can be accessed using the network concept known as Fiber To The Node (FTTN), serving many users, using optical fiber, each up to a switch cabinet in Un 15 20 k) Un 30 506 641 15 proximity to users' homes. Thus, the cable length specification for MUSIC can be successfully limited to 1300 meters.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för överföring av en signal med hög bithastighet (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med lág (2 Mbit/s) från abonnenten. bithastighet uppströms, Figur l visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en multimedia-applikation, t.ex. video-on-demand, är länkad till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög atahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms.The MUSIC system is primarily intended for transmitting a high bit rate (26 Mbit / s) signal downstream to the subscriber, and a low (2 Mbit / s) signal from the subscriber. bit rate upstream, Figure 1 shows the MUSIC system. A network device, NOW, is connected to the fixed network through an optical fiber link, (FTTN). A network termination, NT, connected to a multimedia application, e.g. video-on-demand, is linked to the NOW via copper cable. The MUSIC system supports a high atah rate downstream and a much lower data rate upstream.

I MUSIC-systemet som beskrivs här, stöds tvâ bestämda bithastigheter (l3:2 och 26:2 Mbit/s), där den (I) 13 lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt ånga, kopparkablar.In the MUSIC system described here, two fixed bit rates (l3: 2 and 26: 2 Mbit / s) are supported, where the (I) 13 lower bit rate l3: 2 Mbit / s can be implemented as an additional option for use in bad, or extreme steam, copper cables.

För nätverkstermineringen (NT) består anslutningen såsom POTS, ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av av ett set av standardiserade gränssnitt, (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som så att den är oberoende av (NU) filtreras ut passivt, modemstatus. Nätverksenheten terminerar i det fasta nätet.For network termination (NT), the connection consists of POTS, ISDN, ATM25 and Ethernet. All transmission protocols are supported by a set of standardized interfaces, (carried by) the data flow in the modem, except the POTS service which so that it is independent of (NOW) is filtered out passively, modem status. The network device terminates in the fixed network.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.MUSIC separates up and downlink spectra by passive filtering in the analog parts.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet till framtida funktionella uppgraderingar. Av detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full 506 641 20 IQ Un 16 funktionalitet så att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.The version of MUSIC described here is intended to provide the opportunity for future functional upgrades. For this reason, the FFT / IFFT block is designed to support full 506 641 20 IQ Un 16 functionality so that it can be reused in future system upgrades.

MUSIC-systemet är ett DMT-baserat, multibärvágs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvågor. Detta visas i Figur 2, som visar tvâ transceivrar vilka var och en har en mottagare, Rx, och en sändare, Tx, ansluten till ett tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de tvâ transceivrarna med användning av en mångfald (plurality) av bärvàgor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitên är extremt dålig. Antalet bitar som överförs av var och en av bärvàgorna kan också variera, beroende på kanalkvalité.The MUSIC system is a DMT-based, multi-carrier VDSL system that uses discrete Fourier transform to create and demodulate individual carriers. This is shown in Figure 2, which shows two transceivers each having a receiver, Rx, and a transmitter, Tx, connected to a twisted pair of copper. Data is transmitted between the two transceivers using a plurality of carriers, some of which may not be used, e.g. when the channel quality is extremely poor. The number of bits transmitted by each of the carriers can also vary, depending on the channel quality.

En multibärvågsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar på tvinnad parkabel pà ett effektivt sätt. I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden på lO MHz upp på 1024 bärvàgor med en bredd på vardera 9,77 kHz. Den tilldelade överföringseífekten för de individuella bärvågorna beror pà störningseffekten och överföringsförlusterna på vart och ett av banden. Varje bärvàg förmedlar multinivápulser (multilevel pulses) som kan representera upp till 12 bit data (4096 QAM). Den individuella bärvágens signal/brusförhàllande (SNR) beräknas pà mottagarsidan. Om en bärvàg har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit pà denna bärvág. För bärvàgor med lägre SNR-värden placeras färre bitar på bärvägen. Bärvàgor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid mottagning (forward error correction) och datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.A multi-carrier modulation technology such as DMT handles frequency-dependent losses and disturbances on twisted pair cables in an efficient manner. In the MUSIC system, the available bandwidth of 10 MHz is divided into 1024 carriers with a width of 9.77 kHz each. The assigned transmission power for the individual carriers depends on the interference power and the transmission losses on each of the belts. Each carrier transmits multilevel pulses that can represent up to 12 bits of data (4096 QAM). The signal / noise ratio (SNR) of the individual carrier is calculated on the receiver side. If a carrier has a high SNR, up to 12 pieces are placed on this carrier. For carriers with lower SNR values, fewer pieces are placed on the carrier. Carriers that are affected by narrow-band sources of interference are switched off. Forward error correction and data interleaving are used to mitigate the effects of temporary bursts of impulse interference.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är mycket högre än uppströmshastigheten. Tvá bestämda UI 20 30 506 641 17 nedströmshastigheter (26/13 Mbit/s) stöds av systemet; den valda hastigheten beror på den aktuella kabellängden (<1300 m) och/eller kvalitén på kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s. Olika frekvensband kan användas i MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen från uppströmskanalen och båda från POTS, se Figur 3.Asymmetric VDSL is implemented in this version of the MUSIC system, which means that the downstream speed is much higher than the upstream speed. Two specific UI 20 30 506 641 17 downstream speeds (26/13 Mbit / s) are supported by the system; the selected speed depends on the current cable length (<1300 m) and / or the quality of the duct. The upstream speed is fixed at 2 Mbit / s. Different frequency bands can be used in the MUSIC system to separate the downstream channel from the upstream channel and both from POTS, see Figure 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.Alternatively, other duplex methods can be used, e.g.

TDMA och/eller en metod där varannan bärväg dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.TDMA and / or a method where every other carrier path is dedicated to the downstream and upstream channel.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hárdvarublocken är ADC och DAC, synkronisering, fourir transformeringsbehandling, kanalvärdeberäkning/utjämning, symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med interfolierin (interleaving), nâtgränssnitt och systemövervakare.Figure 4 shows an overview of a MUSIC modem to which the present invention relates. The most important hardware blocks are ADC and DAC, synchronization, fourir transform processing, channel value calculation / equalization, symbol mapping and detection, coding and decoding with the interleaving, network interface and system monitor.

Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: - den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI.The modem can be considered in the form of four principal function blocks, namely: - the digital receiver unit; - the digital transmitter unit; - the analog input (front end); and system controller / PCI.

Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. Pá mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett lágpassfilter, LP, en programmerbar förstärkningsdämpare, PGA, till en analog- till digital(A/D)-omvandlare. En spänningsstyrd kristalloscillator, VCXO, används för att driva analog- till digital-omvandlaren. På sändarsidan är hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett lágpassfilter. 506 641 20 h) Un 18 Den digitala mottagarenheten inkluderar en ”fast Fourir”-transformerings- och omskalningsenhet (rescaling unit), FFT, ansluten, som visas i Figur 4, till en synkroniseringsenhet och en kanalestimator. Kanalestimatorn är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en "avinterfolierings”- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhet och därifrån till ett nätapplikationsgränssnitt.The analog input includes a hybrid transformer connected to an unshielded, twisted pair and POTS. On the receiver side, the hybrid is connected, via a low-pass filter, LP, a programmable gain attenuator, PGA, to an analog to digital (A / D) converter. A voltage controlled crystal oscillator, VCXO, is used to drive the analog to digital converter. On the transmitter side, the hybrid is connected to a digital to analog (D / A) converter via a low-pass filter. 506 641 20 h) Un 18 The digital receiver unit includes a "fixed Fourir" rescaling unit, FFT, connected, as shown in Figure 4, to a synchronization unit and a channel estimator. The channel estimator is connected via a symbol detection unit and a "de-interleaving" and decoding unit, to a bit handling unit and from there to a network application interface.

Den digitala sändarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) ”fast Fourir” transformerings- och skalningsenhet, IFFT, via en kodnings- och interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.The digital transmitter unit includes a bit handling unit which is connected to an inverted "fixed Fourir" transformation and scaling unit, IFFT, via an encoding and interleaving unit and a symbol mapping unit.

Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funktionsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgräïssnitt, så som visas i Figur 4.The system control is connected to different functional units in the digital receiver and digital transmitter, and to the network application interface and a computer interface, as shown in Figure 4.

Nät(verks)gränssnittet ansluter den högre protokollniván till modemets skikt ett-funktionalitet.The network (plant) interface connects the higher protocol level to the modem layer one functionality.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- ramar" (dummy frames) om så erfordras.This block is responsible for providing the system with data at the configured bit rate, and adds "dummy frames" if required.

Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleavedk. Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhålles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna specifikation).The data is then channel coded and interleaved (interleavedk. The MUSIC system described here uses a convolutional code combined with interleaving. Using a depth with multiple frames, a combined frequency / time interleaving is obtained (see later in this specification).

Symbolmappningsblocket tar emot ingàngsdata som en heltalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellationen beroende pà det aktuella 'Ju 20 506 641 19 bitladdningsvärdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.The symbol mapping block receives input data as an integer vector. This vector is mapped into the configured constellation depending on the current bit charge value. The mapping unit uses a Gray coding scheme to reduce the probability of bit errors.

En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFFT-blocket. Detta får systemet att skala uteffektsnivàn på varje bärvàg. IFFT-blocket utför sedan en reell 2048 punkters inverterad (inverse) FFT pà ingångsdatan, som modulerar varje bärvàg. Som ett slutligt steg utförs en address ”wrap around” pá utgángsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet (CP).A real (vector) vector multiplication is the first step in the IFFT block. This causes the system to scale the output power level on each carrier. The IFFT block then performs a real 2048 point inverted FFT on the input data, which modulates each carrier. As a final step, an address "wrap around" is performed on the output data, where a copy of the first 128 samples is added at the end of the frame. This is called the cyclic prefix (CP).

Den modulerade signalen går till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång (minimum true dynamic range) på 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan pà 20 MHz. För att bli av med Nyquist ”ghosts”, LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balanserat gränssnitt mot kopparkabeln.The modulated signal goes to a DAC that converts the signal with a minimum true dynamic range of 84 dB. The DAC is clocked by the system sample clock at 20 MHz. To get rid of Nyquist "ghosts", the signal is LP-filtered. The hybrid provides a balanced interface to the copper cable.

En översikt över MUSIC-sändarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren.An overview of the signal path of the MUSIC transmitter and receiver is shown in Figure 4. The transmitter part uses the same hybrid design as the receiver.

I mottagaränden separerar splitter/hybrid- transceivern de frekvenser som används av POTS, från O till 4 kHz, från de frekvenser som används av systemet. Det extraherar också den làgniváiga mottagningssignalen fràn den kombinerade högnivàiga sändningssignalen och den làgniváiga mottagningssignalen.At the receiver end, the splitter / hybrid transceiver separates the frequencies used by the POTS, from 0 to 4 kHz, from the frequencies used by the system. It also extracts the low-level reception signal from the combined high-level transmission signal and the low-level reception signal.

För att reducera Nyquisteffekter på signalen làgpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA:n (Programmable Gain Amplifier).To reduce Nyquist effects on the signal, the received analog signal is low-pass filtered before being fed into the PGA (Programmable Gain Amplifier).

PGA:n är nödvändig för att få det bästa utnyttjandet av det dynamiska omfånget i ADC n. I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB. 506 641 (J: 20 30 20 Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT-blocket emot datan.The PGA is necessary to make the best use of the dynamic range of the ADC n. In this system, the dynamic range shall be at least 66 dB. 506 641 (J: 20 30 20 After the signal is converted to digital format, the synchronization and FFT blocks receive the data.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av FFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO;n.In the synchronization block, a frame clock (for controlling the FFT buffers) and a control signal for the VCXO are generated.

I början återtar (retrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och överförs till ”VCXO feed back controller”. VCXO:n genererar samplingsklockan (20 MHz). (frame timing estimate) En samplingsklocka som endast styrs av ”frame time estimate” är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.Initially, the retrieve synchronization block retrieves the frame clock from the sampled signal. The frame clock is then used to calculate the frame synchronization value calculation and transferred to the "VCXO feed back controller". The VCXO generates the sampling clock (20 MHz). (frame timing estimate) A sampling clock that is only controlled by a "frame time estimate" is not accurate enough in a DMT system.

Därför används, efter lásningssekvensen, en dedicerad pilotbärvág för att uppnå en hög synkroniseringsprecision på samplingsklockan.Therefore, after the locking sequence, a dedicated pilot carrier is used to achieve a high synchronization precision on the sampling clock.

En BSI-signal extraheras också fràn pilotbärvàgen.A BSI signal is also extracted from the pilot carrier.

BSI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.BSI is the Base Synchronization Interval timing signal used to synchronize the CCH communication of the transmitter and receiver.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.One of the new aspects of the MUSIC system is the algorithm used by the synchronization block, which is discussed in more detail later in this specification.

En 2048 punkters verklig FFT utförs på ingángsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning (rescaling), som baseras pà energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.A 2048 point real FFT is performed on the input frames of the FFT block. After this, rescaling, which is based on the energy charge parameters, is performed before the data is transferred to the next block.

Kanalvärdeberäkningen och -utjämningen utförs på utmatningsdatan från FFT-blocket. Alla dataramar används (estimate) för att värdeberäkna kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en bitladdningsvektor som bestämmer antalet bitar som skall sändas på var och en av bärvågorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH). 20 k) UI 506 641 21 I symboldetekteringsblocket utförs en ”avmappning" (demapping) för varje bärvàg enligt bitladdningsmallen (bi:-loading mask).The channel value calculation and equalization is performed on the output data from the FFT block. All data frames are used (estimate) to calculate the value of the channel properties. These are then used to compute a bit charge vector that determines the number of bits to be transmitted on each of the carriers. This information is then transmitted to the transmitter through the upstream control channel (CCH). K) UI 506 641 21 In the symbol detection block, a "demapping" is performed for each carrier according to the bitloading template (bi: -loading mask).

Efter avmappning utförs ”avinterfoliering” (de- interleaving och ”felkorrigering vid mottagning” (FEC, Forward Error Correction) pá den detekterade bitströmmen.After unmapping, “deinterleaving” and “Forward Error Correction” (FEC) are performed on the detected bitstream.

Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy frames) tas bort i detta block.The data is then ready for the network (plant) / application interface block after bit handling. The dummy frames are removed in this block.

I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns styrenheten för systemet (System Controller, SC). SC:n är en generell .general purpose) processor som har gränssnitt mot och styr de olika underblocken med användning av en lokal PCI-buss. styrenheten CPU programmerbar. En extern port I den version av MUSIC som beskrivs här, är tillhandahälles, genom ett JTAG-gränssnitt pà moderkortet (o:-board), får att underlätta programmering.At the heart of the system, shown in Figure 4, is the system controller (SC). The SC is a general purpose processor that interfaces with and controls the various sub-blocks using a local PCI bus. control unit CPU programmable. An external port In the version of MUSIC described here, is provided, through a JTAG interface on the motherboard (o: -board), made to facilitate programming.

Huvud:;pgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra bitladdnings- och energiladdningsberäkningar. Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad (CSE). förändringar i bit/energi-laddning och annan styrkanal Denna kanal överför data avseende syseemsignalering.The main tasks of the SC are to control system start-up and construction during driving time and to perform bit charge and energy charge calculations. It communicates with the remote side of the modem through a dedicated (CSE). changes in bit / energy charge and other control channel This channel transmits data regarding system signaling.

För at: erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvändnizg, måste de digitala delarna av systemet vara baserade på äïminstone två ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignändamàl.In order to obtain a cost-effective product for high volume usage, the digital components of the system must be based on at least two ASIC circuits. Figure 5 shows how the system can be divided (partition) for chip design purposes.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips innehåller reïsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, synboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocks: och nätgränssnittblocket kan implementeras pá e:: tredje, respektive fjärde, chips. 506 641 30 22 Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell 1 till 3 bifogade härtill.One chip contains the FT / IFFT core. A second chip contains re-synchronization, channel value calculation and equalization, visual ball detection and symbol mapping. The analog blocks and the network interface block can be implemented on e :: third, and fourth, chips, respectively. 506 641 30 22 The system parameters used by the MUSIC system described here are shown in Tables 1 to 3 attached hereto.

VDSL-system arbetar i spektrumet från 0 till 40 MHz.VDSL systems operate in the spectrum from 0 to 40 MHz.

I detta band upptar MUSIC-systemet, som beskrivs här, de lägre 10 MHz, se Figur 6. Ett antal traditionella band finns i detta spektrum, inklusive POTS och vissa radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvâgor över 10 MHz, har varje bärvág en bandbredd pà allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista 9,77 kHz, där de två första bärvàgorna är bärvàgen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten.In this band, the MUSIC system, as described here, occupies the lower 10 MHz, see Figure 6. A number of traditional bands are found in this spectrum, including POTS and some radio amateur bands. Different frequency bands are used in the MUSIC system described here to separate downstream from upstream channels. Since the MUSIC system described here uses 1024 carriers over 10 MHz, each carrier has a bandwidth allocated by the DC level and the POTS service. The last 9.77 kHz, where the first two carriers are the carrier is disabled because it is the Nyquist point.

Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning pá Andra bärvâgor (pà radioband) kan behöva annulleras. de: balanserade kopparparet.This is primarily a matter of immunity and radiation on Other carriers (on radio tapes) may need to be canceled. de: balanced copper pair.

Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning.By passively filtering the POTS spectrum, this service can be done independently of the MUSIC system described here, runtime status, or power supply.

Det finns tvâ sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- (below) MUSIC- frekvensbanden. Detta kan uppnås med användning av en och ISDN-systemen existera under liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandaha;_as oberoende av konfiguration.There are two ways to provide ISDN services for a MUSIC modem connection. One way is to sound the POTS (below) MUSIC frequency bands. This can be achieved using one and the ISDN systems exist during similar filtering process for ISDN band spectrum as for POTS. This filtering enables the service to be provided regardless of configuration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning av 1024 bärvâgor över 10 MHz ger varje bärvág en bandbredd på 9,77 kHz. (150- 4)/9,77 = 5, ISDN-spektrumet kräver allokeringen av dessa bärvâgor. Beroende på kanalkarakteristiken mäste dessa fem bärvâgor väljas att ha UI 10 20 30 506 641 23 det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*l00=500 kbit/s bandbredd.The second way to provide ISDN is to allow ISDN to be a carrier service in the MUSIC system. This solution has the advantage in terms of spectrum efficiency. The use of 1024 carriers over 10 MHz gives each carrier a bandwidth of 9.77 kHz. (150-4) /9.77 = 5, the ISDN spectrum requires the allocation of these carriers. Depending on the channel characteristics, these five carriers must be chosen to have the best SNR in the system. For a standard connection, this gives 5 * l00 = 500 kbit / s bandwidth.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 500 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.The optimal solution is therefore to use the modem as a carrier, and allocate only 64 kbit / s, compared to 500 kbit / s for the total bandwidth of the 64 kbit / s ISDN service.

Resultatet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda pá en telekommunikationsoperatörs nåt, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 200-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen pä högre frekvenser den maximala bithastigheten.The results of the measurements of attenuation and FEXT (remote crosstalk = Far End Cross Talk) performed on a telecommunication operator's something, showed that it is possible to achieve bit rates higher than 100 Mbit / s if the cable is shorter than 200-300 meters. For longer cables, attenuation at higher frequencies limits the maximum bit rate.

För kablar på omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en l km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.For cables of about 500 meters, 40 Mbit / s can be achieved, and for a 1 km cable, 15-20 Mbit / s is realistic.

En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar den använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen måste kanske också uteslutas.Another factor that reduces performance is EMC, which limits the power used. Some parts of the frequency domain may also need to be excluded.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: - maximal varaktighet 250 ps - medianintervall 67 ms - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz - bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är belägen pà NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).A typical PSTN can be expected to have the following characteristics in terms of impulse interference: - maximum duration 250 ps - median interval 67 ms - maximum peak amplitude 20 mV - main energy below 200 kHz - background interference -107 dBm / Hz The main source for synchronization in the system is the sampling clock. The reference for the sampling clock is located on the NOW page and is common to all twisted copper pairs in a secondary cable.

Samplingsklockans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter” pä mindre än 0,5 ns. 506 641 10 20 30 24 Samplingsklockan på NT-sidan är faslåst till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation) i ett första skede, och använder sedan pilotbärvågen för att producera en finjustering av läsningen. Låsningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digital/analog-omvandlare_ Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision på 1/100 sampel, med ett ”phase jitter” på mindre än 0,5 ns.The sampling clock frequency is 20 MHz at 10 ppm, with a "phase jitter" of less than 0.5 ns. 506 641 10 20 30 24 The sampling clock on the NT side is phase locked to the NOW side. The logic of the reading uses the frame synchronization value calculation (frame timing estimation) in an initial stage, and then uses the pilot carrier to produce a fine adjustment of the reading. The locking logic controls the frequency of a VCXO via an 18 bit digital / analog converter. The requirements for the VCXO are 20 MHz in 25 ppm range and 10 ppm / volt sensitivity. The final reading must have a precision of 1/100 sample, with a "phase jitter" of less than 0.5 ns.

Ramklockan är 1/(2048 + 128) styr starten av mottagning och sändning av ramarna. av samplingsklockan och Ramklockan, som används både för sändning och mottagning, avviker i fas på både NU- och NT-sidan.The frame clock is 1 / (2048 + 128) controls the start of receiving and sending the frames. of the sampling clock and the Frame clock, which are used for both transmission and reception, differ in phase on both the NU and NT side.

Ramklockan för sändning på NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.The frame clock for transmission on the NT side is the master and controls the start of the signal intervals, see Figure 7.

Mottagningsramklockan på NT-sidan erhålles från hårdvarufunkzionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.The reception frame clock on the NT side is obtained from the hardware function for the frame synchronization value calculation and controls the start of the frame sampling period, see Figure 7.

Ramklockan för sändning på NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart på NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) på kopparledaren. Detta måste göras för att upprätthålla ortogonaliteten, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både på upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning på NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7.The frame clock for transmission on the NT side is the same as the frame clock for reception, but is a TA sample earlier in phase. TA is a parameter that is measured during system start-up on the NU side and is used to compensate for propagation delay on the copper conductor. This must be done to maintain the orthogonality, across the copper conductor, for the sampled periods, both uplink and downlink. The frame clock for transmission on the NT side controls the start of the signal intervals, see Figure 7.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan fördröjs ett antal sampelklockcykler (TA) i förhållande till ramklockan för sändning, efter det att TA-beräkning (calculation) utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i 20 IJ UI m -::> m fl3\ 4> _) 25 uppstartningssekvensen bestäms av hârdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvårdeberäkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.The frame clock for reception on the NOW page is delayed a number of sample clock cycles (TA) in relation to the frame clock for transmission, after TA calculation has been performed. The delay before the calculation of TA in 20 IJ UI m - ::> m fl3 \ 4> _) The start-up sequence is determined by the hardware function for the frame timing estimation hardware function and the value is accessible to the control unit.

Ramklockan för mottagning pà NU-sidan styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.The frame clock for reception on the NOW page controls the start of the frame sampling period, see Figure 7.

BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande sidan. Parametrarna kan, till exempel, vara bitladdning, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, på båda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up).The BSI clock is used to synchronize parameter changes between the sending and receiving sides. The parameters can be, for example, bit charge, energy charge or control channel frequency. The parameters are updated by the system controller, on both sides, before the BSI clock initiates the switch for the new set-up.

BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande till BSI-klockan i nedlänken.The BSI clock is 1/8192 of the frame clock. The uplink BSI clock is delayed by half a BSI clock cycle relative to the downlink BSI clock.

En kort pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens på pilotkanalen används för BSI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan.A short pseudo-random sequence on the pilot channel is used for BSI synchronization between the transmitting and receiving sides.

Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.The cyclic prefix is an extension of the frames added by the FFT chipset. To maintain orthogonality throughout the signaling period, the last 128 samples of the frame are copied and placed before the actual frame. This arrangement addresses issues related to interference between symbols caused by time dispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast på den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA = motsvarar 1280 meter (om utbredningsfördröjning är 5 ns/m). 128 samplingar = 6,4 us utbredningsfördröjning. Detta 506 641 UI 26 Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonledningen. Det finns också anslutningar till Tl- chipset och systemcontrollern för styrändamål.It is important that the part of the signaling period sampled only on the receiving side overlaps a signaling period in the other direction, along the entire copper conductor. TA is used to optimize this overlap period. The maximum cable length is limited by TA = corresponds to 1280 meters (if the propagation delay is 5 ns / m). 128 samples = 6.4 us propagation delay. This 506 641 UI 26 The analog interface connects the received and transmitted digital data stream at the C1 chip to the telephone line. There are also connections to the Tl chipset and the system controller for control purposes.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten till en hybridtransformator som också är länkad till POTS. På mottagningssidan av hybriden går den inkommande signalen via ett lågpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till Cl-chipset. På sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och går därifrån via ett lågpassfilter LP till hybridtransformatorn. En spänningsstyrd kristalloscillator, som driver både ADC och DAC, synkroniseringsblock. är ansluten till Tl-chipsets En OFDM-ram är en summa av sinusformade bärvågor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplanet (frequency domain) med ett minimum av separationsavstánd mellan bärvâgor. Antagandet att symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande till varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra till att skapa pulser med mycket höga toppnivåer.The analog interface is shown in Figure 8. The cable is connected to a hybrid transformer which is also linked to POTS. On the receiving side of the hybrid, the incoming signal passes through a low-pass filter and a programmable gain attenuator to an analog-to-digital converter, ADC, and from there to the Cl chipset. On the transmitter side of the hybrid, the output digital signal is converted to analog by a digital / analog converter, DAC, and goes from there via a low-pass filter LP to the hybrid transformer. A voltage controlled crystal oscillator, which drives both ADC and DAC, synchronization blocks. is connected to T1 chipsets An OFDM frame is a sum of sinusoidal carriers modulated in phase and amplitude and spaced in the frequency domain with a minimum of separation distance between carriers. The assumption that the symbols within the frame are evenly distributed and uncorrelated in relation to each other gives a signal in the time plane with an approximately normally distributed instantaneous amplitude. Thus, there is a small possibility that input data can interact with each other to create pulses with very high peak levels.

Emellertid mäste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna så att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsnivåer i DAC:n för att hantera (average) genomsnittliga signaler. Även om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivå i sändaren, finns det begränsningar på mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna på mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Vara . 20 25 30 506 641. 27 En kort kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en läng kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opáverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stort dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpningar ej kräver ett stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det omrâde som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.However, the maximum amplitude must be limited to a lower amplitude than this so that there are a sufficient number of quantization levels in the DAC to handle (average) average signals. Although the DAC has sufficient resolution to accommodate a high peak level in the transmitter, there are limitations on the receiver side (ADC). However, the consequences on the recipient side do not have to be as serious as they may seem. 20 25 30 506 641. 27 A short cable has lower attenuation in the high frequency range than a long cable, see Figure 9. This means that a temporary pulse can occur in the receiver almost unaffected by the cable characteristics. Therefore, a relatively large dynamic range is required in the receiver. However, this can be easily achieved because almost equal attenuations do not require a large dynamic range. The ADC needs to accommodate the area indicated in Figure 9 by the solid, rough, arrow-marked line.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.However, the greater high frequency attenuation of long cables requires a large dynamic range.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) från sändaren för att bygga upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det omrâde som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9.The high frequency attenuation also means that several large peaks would be required from the transmitter to build up high amplitudes in the receiver; a case that is even less likely to occur at the ADC input (input) than single peaks. The “free height” (headroom) can therefore be reduced and the ADC should accommodate the area marked by the rough, dashed arrow line in Figure 9.

Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom att omsorgsfullt ställa in signalnivàn vid mottagaren ADC i beroende av kabellängden.In summary, performance can be optimized by carefully setting the signal level at the ADC receiver depending on the cable length.

Linjedelaren(splitter)/hybriden har två huvuduppgifter, nämligen att: - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen frän att uppträda vid mottagaren pà samma enhet genom balansering av kabeln.The line splitter / hybrid has two main tasks, namely to: - divide and combine telephony signal (POTS) and VDSL signal frequency bands; and - prevent the transmitted signal from appearing at the receiver on the same device by balancing the cable.

Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan. 506 641 UI 20 28 Avsikten med lágpassfiltret på ingángssignalen är att minska "alias"-effekter (aliasing effects) pá interferens ovanför det använda frekvensområdet.Since each transmission direction has its own frequency band, it is possible to optimize both sides in terms of their respective frequency bands to increase the overall performance. 506 641 UI 20 28 The purpose of the low-pass filter on the input signal is to reduce "aliasing effects" on interference above the frequency range used.

Lágpassfiltret på utgángssidan reducerar utsänd effekt pá ”stoppbandet". Dessa filter kan utgöra delar av uppdelnings-/hybridmodulen.The low-pass filter on the output side reduces the transmitted power on the “stop band.” These filters can form part of the splitter / hybrid module.

Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är ”Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhållande pà ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon med likvärdig prestanda, används.The best commercially available ADC today is the "Analog Devices AD9042" which has a signal-to-noise ratio of approximately 66 dB. It is recommended that either this ADC, or one with equivalent performance, be used.

För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används.For this description, it is assumed that a DAC with 14 bit resolution is used.

FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT:er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av två reella sekvenser på samma gäng.The FFT and IFFT algorithms are built up of 1024-point complex FFTs with data reorganization to allow the calculation of two real sequences on the same thread.

Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hàrdvarurealiseringen baseras pä en radix-32-kärna som beräknar resultatet i tre ”fövandlingar” (passes), se Figur 10.Consequently, each of FFT and IFFT are effective 2048 points. The hardware realization is based on a radix-32 core that calculates the result in three “transformations” (passes), see Figure 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhållandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: sNR-22b'”'1 där b = antal bit, och v = 11 (antal effektiva radix-2 ”förvandlingar"). Lösningen för b ger 17 bit upplösning (baserat pà ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet.The relationship between the signal-to-noise ratio and the resolution in the algorithm can be expressed as: sNR-22b '"' 1 where b = number of bits, and v = 11 (number of effective radix-2" transformations "). The solution for b gives 17 bits resolution (based on ADC SNR), but since ADC is not the only source of analog signal degradation, 16 bit resolution in the algorithm should be sufficient to maintain the resolution throughout the system.

VCXO:: genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras på data från synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen mäste vara mycket LI: N lx) VI N 506 641 29 stabil och faslåst till NU-referensklockan för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler. (phase locked) För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC:n.VCXO :: generates the sampling frequency used in the NT part of the system. The control voltage is based on data from the synchronization unit. The clock frequency must be very LI: N lx) VI N 506 641 29 stable and phase locked to the NU reference clock to maintain orthogonality between symbols. (phase locked) To take full advantage of the dynamic range of the ADC, a programmable attenuator must be inserted before the ADC.

Dämpningsnivån är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för "framflyttning av synkronisering” (timing advance) genom systemcontrollern.The attenuation level is mainly a function of the cable length and can be determined by the value for "timing advance" through the system controller.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för "timing advance” och dämpningsniván, måste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.Attenuation resolution and range, and the relationship between the value of "timing advance" and the attenuation level, must be determined, equalization and variance values can also be used in the calculations for improved results.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, speciellt när bärvàgor moduleras med stora konstellationer.In a DMT system, a very precise synchronization between the transmitter and the receiver is necessary, especially when carriers are modulated with large constellations.

I den utförandeform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger på korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen.In the embodiment described here, a new frame synchronization method is used which is based on correlation properties built into the structure of the received signal.

På NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. Pâ NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO Controlled Crystal Oscillator) (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage som är låst i fas till oscillatorn på NU-sidan. VCXO:n styrs initialt av ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).On the NU side, a crystal frequency oscillator with a fixed frequency is used as a reference for generating the sampling clock. On the NT side, a sampling clock is generated by a VCXO Controlled Crystal Oscillator = Voltage that is locked in phase to the oscillator on the NU side. The VCXO is initially controlled by the frame timing value calculation.

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationen. Därför används en dedicerad pilotbärvàg, efter en låsningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet på samplingsklocksynkroniseringen.However, the resolution of the frame synchronization value calculation is not sufficient in the present application. Therefore, a dedicated pilot carrier, after a lock-in sequence, is used to achieve a very high accuracy of the sampling clock synchronization.

Beroende på den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan interferens mellan symboler orsakad av 506 641 l0 30 30 kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdcmänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.Depending on the long symbol duration of a DMT system, interference between symbols caused by channel time dispersion can be eliminated by means of a guard interval as a prefix to each frame in the time domain. To maintain the orthogonality of the frames, the contents of each prefix are a copy of the last part of the following frame, making the frames appear to be partially cyclic.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelazion som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera samplingar av den mottagna signalen, avskilda i tid av (den kända) ramlängden, kommer passerandet av ett skyddsintervall att orsaka en topp i korrelationsvärdeberäkningen (correlation estimate). Därför kommer dessa :oppar att ha ett känt synkroniseringsförhällande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. Principen visas i Figur ll.The synchronization method used to estimate the frame synchronization uses the high correlation between a prefix and the corresponding part of a frame. By continuously correlating samples of the received signal, separated in time by the (known) frame length, the passage of a protection interval will cause a peak in the correlation value calculation. Therefore, these: oppar will have a known synchronization relationship to the frames and can be used to create a frame start signal. The principle is shown in Figure ll.

Korrelaïorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), för att skapa en signal med samma period som korrelationstopparna. mellan dessa två Fasavvikelse: (frame time deviation) signaler används som indata till en ”feed-back controller" som justerar TCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid i::e tillräckligt exakt för att användas i ett DMT-system. Iärför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inläsningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.The correlator and peak time estimator use a system clock generated by a VCXO. This clock is divided by (divided by) the total number of samples in a signal range (a cyclic prefix and a frame), to create a signal with the same period as the correlation peaks. between these two Phase deviation: (frame time deviation) signals are used as input to a feed-back controller that adjusts the TCXO frequency to the correct sampling frequency, however, the phase of this sampling clock is i :: e sufficiently accurate to be used in a DMT Therefore, the frame synchronization value calculation is mainly used for a lock-in operation, it is also used to monitor the frame synchronization to detect major deviations that will necessitate a resynchronization.

W N 506 641 31 Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de två signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning pà en ramlängd. Utdatan på fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan fràn integratorn är korrelationsfunktionens värdeberäkning (estimate).W N 506 641 31 The correlation of the received data is calculated continuously. The time difference between the two signals is achieved by using a digital delay line of one frame length. The output of the delay line is multiplied by the non-delayed signal and integrated (accumulated) over an interval corresponding to the length of the cyclic prefix. The output from the integrator is the value calculation (estimate) of the correlation function.

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol reducerad komplexitet jämförd med användning av den (sign). Denna hàrdvaruimplementering har en starkt fullständiga sampelordlängden.Since only the synchronization information of the correlation value calculation is used, a simplified estimator is implemented which only uses the reduced complexity symbol of the input data compared to using it (sign). This hardware implementation has a very complete sample word length.

Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen. Beroende på den reducerade dataordlängde: som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sådan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.Computer simulations have shown that the use of synchronous averaging of several signal intervals reduces the variance of the frame synchronization value calculation. Depending on the reduced data word length: used in the multiplier portion of the correlator, it is possible to implement such an averaging function immediately after the multiplier.

Ett blockschema som visar implementeringen av korrelatorn visas i Figur 12. Den inkommande signalen X(k) passerar genom en fördröjning med N = 1024, dvs en ram, och till en konjugator. Utdatan från fördröjningen och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) medelvärdesbildaren, vilken Z(k) signal W(k) som gär till en ackumulator som ger en utsignal C(k). som gàr till en medelvärdesbildare. Utdatan från Z(kl fördröjd med L = 128 subtraheras. går till en subtraherare från Detta ger en Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar 506 641 20 IQ Un 30 32 en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, så som visas. Utsignalen kan uttryckas som 6 Z(k) = Z Y(k-iM) i=0 där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.A block diagram showing the implementation of the correlator is shown in Figure 12. The incoming signal X (k) passes through a delay of N = 1024, i.e. a frame, and to a conjugator. The output of the delay and the conjugator is then multiplied to produce a signal Y (k) averaging, which Z (k) signal W (k) goes to an accumulator which gives an output signal C (k). which goes to an average value generator. The output from Z (kl delayed by L = 128 is subtracted. Goes to a subtractor from This gives a The details of the averaging part of the correlator are shown in Figure 13. The averaging comprises 506 641 20 IQ Un 30 32 a series of delay elements combined with adders, such as The output signal can be expressed as 6 Z (k) = ZY (k-iM) i = 0 where Y (k) is the input signal and Z (k) is the output signal.

För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.To make the averaging synchronous with the frame structure of the signal, the delays are equal to the signal interval.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken pà korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator.A detector for finding the position of the maximum size of the correlation function value calculation is shown in Figure 14. It is implemented using a register (# 1) for the latest max. Value and a comparator.

Registerinnehàllet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gäng ett värde större än registerinnehàllet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). detta andra register att innehålla ett index till det När et: helt signalintervall har passerat, kommer max.värde som påträffats under detta intervall. Detta index (#3), och innehållet i det första registret lagras i ett tredje register en gång per signalintervall, (l#) divideras med två shift). (med användning av skiftning) (using Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniseringen hos insignalramarna. Återkopplingscontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan till signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med sedan användas som en pekare (pointer) hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.The register contents and the correlation size are compared, and each time a value greater than the register contents is found, the new value is stored in the register. The current value of a counter that counts sampling intervals (modulo signal intervals) is also passed to a second register (# 2). this second register to contain an index to it When a whole signal interval has passed, the max. value found during this interval. This index (# 3), and the contents of the first register are stored in a third register once per signal interval, (l #) divided by two shifts). The index stored in register # 3 is interpreted as the deviation between the counter value and the current synchronization of the input signal frames. The feedback controller will cause the mean value of this deviation to converge to zero. The counter value can be to the signal interval. be used as a pointer using this counter value to indicate the frame start.

Un 20 30 506 641 33 Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för pilotbärvágen i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet som finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvágor. Detta beror pá den inneboende ortogonaliteten mellan bärvàgorna. För att uppnä en värdeberäkning med acceptabelt låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. Detta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.Un 20 30 506 641 33 The value calculation of the complex representation of the pilot carrier in the frequency plane is performed using the FFT unit available in the system. The advantage of using this method is that the value calculation will be independent of the varying modulation of other carriers. This is due to the inherent orthogonality between the carriers. In order to achieve a value calculation with acceptably low variance, a certain average value formation is necessary. This is done using the first-order digital IIR filter.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, så argumentet är inte direkt tillgängligt. I áterkopplingsslingan är det nödvändigt att upptäcka (detect) mycket små argumentavvikelser. Därför mäste upplösningen på argumentet vara hög. Återkopplingscontrollern kommer att få pilotbärvàgsargumentet att konvergera mot noll. En approximering av argumentet, som är linjärt endast i ett litet omrâde omkring noll, är då tillräckligt för att uppnå acceptabel prestanda. En användbar approximering som är ”monotonic" i nästan alla fyra kvadranterna, och också enkel att implementera i digital logik, beskrivs genom uttrycket: A;NL[3{C}-(l-sgn¶{C}).K. ¶{C}.sgn.S{CH där C är den komplexa pilotbärvágsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant som påverkar funktionens utformning (här används K=2).Unfortunately, the value calculation is represented as a complex number in rectangular coordinates, so the argument is not directly available. In the feedback loop, it is necessary to detect very small argument deviations. Therefore, the resolution of the argument must be high. The feedback controller will cause the pilot carrier argument to converge to zero. An approximation of the argument, which is linear only in a small range around zero, is then sufficient to achieve acceptable performance. A useful approximation that is "monotonic" in almost all four quadrants, and also easy to implement in digital logic, is described by the expression: A; NL [3 {C} - (l-sgn¶ {C}). K. ¶ { C} .sgn.S {CH where C is the complex pilot carrier value calculation, M is a positive scaling constant, and K is a positive constant that affects the design of the function (here K = 2 is used).

Kanalen inför fasskift pà pilotbärvágen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen på insignalen och pilotargumentet noll.The channel introduces phase shifts on the pilot carrier which can cause “misalignment” between the frame synchronization on the input signal and the pilot argument zero.

För att eliminera detta problem gàr pilotbärvágsestimatorn också genom utjämnaren för frekvensplanet (frequency domain 506 641 (J: 20 IQ (JA 34 equalizer). Utjämningsparametern för denna bärvàg sättes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.To eliminate this problem, the pilot carrier estimator also passes through the frequency domain equalizer (frequency domain 506 641 (J: 20 IQ (YES 34 equalizer)). The equalization parameter for this carrier is set below the start sequence, when the frame synchronization value calculation has finally converged to its frame value estimate).

Valet av pilotbärvåg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvågor som pilot kan också tillhandahållas. Återkopplingsslingan har i verkligheten två "controllers”, var och en med sin egen insignal.De tvà controllerutgàngarna adderas och matas via en D/A- omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda ”controllerna” är av PI-typ (Proportional and Integrating).The choice of pilot carrier will be fixed, but logic for choosing other carriers as a pilot can also be provided. The feedback loop actually has two "controllers", each with its own input signal. The two controller outputs are added and fed via a D / A converter to the VCXO that generates the sampling clock. Both "controllers" are of the PI type (Proportional and Integrating).

Figur 15 ger en översikt över signalvägarna. Den mottagna datan i tidsplanet passerar genom korrelatorn och topplägesestimatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvàgen i frekvensplanet som härleds från utjämnaren (equalizer) förs till en pilotargumentestimator, vars utdata förs till ”àterkopplingscontrollers" som också tar emot utdata fràn toppestimatorn. Utdatan fràn ”áterkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används för att styra VCXO:n.Figure 15 gives an overview of the signal paths. The received data in the schedule passes through the correlator and the peak position estimator to result in the frame clock. The complex pilot carrier in the frequency plane derived from the equalizer is fed to a pilot argument estimator, the output of which is fed to "feedback controllers" which also receive output from the top estimator. The output of the "feedback controllers" is then fed to a D / A converter. signal used to control the VCXO.

Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscontrollern aktiv. När ramsynkroniseringen har stabiliserats, värdeberäknas utjämningsparametern för pilotbärvàgen och sättes (av SC:n). uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna Detta görs endast en gäng, och ytterligare ändring av utjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn tillräckligt med inställningstid.During the startup sequence, only the frame synchronization controller is active. Once the frame synchronization has stabilized, the equalization parameter for the pilot carrier is calculated and set (by the SC). updating this parameter is suppressed. After this This is done only once, and further change of equalization parameters, the averaging for the argument estimator is given sufficient setting time.

Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilotargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringscontrollern stoppats, låses dess sista 10 l5 20 30 506 641 35 utvärde så att VCXO-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.Finally, the frame synchronization controller is stopped and the pilot argument controller is activated. When the frame synchronization controller is stopped, its last value is locked so that the VCXO frequency remains close to its final value.

Pilotbárvàgen används också för överföringen av synkroniseringsinforma:ion för bassynkroniseringsintervailet (BSI = Base Synchronization Interval). Bärvágsargutentet antas normalt vara konstant.The pilot carrier is also used to transmit the synchronization information for the Base Synchronization Interval (BSI). The carrier aggregate is normally assumed to be constant.

Ett kort mönster BPSK-moduleras pà bärvàgen med användning av faserna O och n och lämnande bärvàgen på fas 0 under resten av BSI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel ( pilotbärvàgsargumentvärdeberäkningen försumbar. En korrelator används för azt detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI.A short pattern is BPSK modulated on the carrier using phases 0 and n and leaving the carrier on phase 0 during the rest of the BSI interval. If this pattern is only a fraction (the pilot carrier argument value calculation is negligible. A correlator is used to azt detect the pattern and provide the synchronization signal for BSI.

”System Controllern” (SC) mäste ha läsaccess, för upptäckt av synkroniseringslåsning och av övervakningsskäl, till register som håller estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapproximeringen.The "System Controller" (SC) must have read access, for detection of synchronization locking and for monitoring reasons, to registers that keep the estimator for frame time deviation and the pilot argument approximation.

För att hantera den inledande utjämningen av pilotbärvàgen är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bärvàgen och skriva till utjämningsparameterminnet.To handle the initial smoothing of the pilot carrier, it is necessary for the SC to read the averaged complex representation of the carrier and write to the smoothing parameter memory.

Ett kompensationsregister (offset register) för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna och ramstartsignalen är nödvändigt och måste vara skrivbart frán SC:n. Detta används pà NT-sidan.An offset register to determine the relative synchronization between the input data frames and the frame start signal is necessary and must be writable from the SC. This is used on the NT page.

De detekterade BSI-händelsesignalerna, för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som avbrottsinmatningar (interrupt inputs).The detected BSI event signals, for both reception and transmission, must be connected to the SC as interrupt inputs.

Alternativt kan pilotbärvàgen àterhämtas (recover) fràn signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslàsning av en som här samplingsklockoscillatcr. Frekvensplansmetoden, 506 641 .- Un 20 36 beskrivs, har fördelen att pilotbärvàgsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvàgorna, beroende på ortogonaliteten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.Alternatively, the pilot carrier can be recovered from the signal in the time plane, using a bandpass filter, and used directly for phase fixing of a sampling clock oscillator such as this. The frequency plan method, 506 641 .- Un 20 36 is described, has the advantage that the pilot carrier estimator is independent of the modulation of the other carriers, depending on the orthogonality. Another frame synchronization method would depend on introducing a known pattern into certain frames.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.This would reduce system capacity.

Ramlängden och längden på de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en återkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet på ramsynkroniseringsestimatorn modifieras en aning. Det är viktigt att VCXO:n har mycket låg fasstörning, eftersom áterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sådan störning.The frame length and the length of the cyclic prefixes are fixed in the embodiment described here. The method, described above, is designed to operate in a feedback loop with a VCXO. In a device using a specific sampling clock oscillator, the design of the frame synchronization estimator needs to be slightly modified. It is important that the VCXO has a very low phase fault, as the feedback loop is too slow to compensate for such a fault.

Ett diskret multitonsystem (DMT) modulerar N komplexa datasymboler pà N bärvàgor (här använder vi N=1024 bärvàgor). Denna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transformering genom användning av ”Inverse (IFFT).A discrete multitone system (DMT) modulates N complex data symbols on N carriers (here we use N = 1024 carriers). This mapping is calculated as a reverse (inverse) discrete Fourir transform using Inverse (IFFT).

N st bärvägorna av en FFT.N st the carrying paths of an FFT.

Fast Fourier Transform” I mottagaren demoduleras de som beskrivs här, utförs FFT och IFFT av 16, eller (cores), i olika faser. Denna process visas I modemet, samma enhet, med användning av samma bas (radix) 32 ”kärnor” schematiskt i Figur 16.Fast Fourier Transform “In the receiver, those described here are demodulated, FFT and IFFT are performed by 16, or (cores), in different phases. This process is shown in the modem, the same device, using the same base (radix) 32 "cores" schematically in Figure 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder pà 2048 reella, utför denna enhet en FFT, eller 1024 komplexa värden.The main operation is divided into frames with lengths of 2048 real, this unit performs an FFT, or 1024 complex values.

IFFT, (descaling), samt addering av cykliskt prefix.IFFT, (descaling), and addition of cyclic prefix.

För varje ram skalning, omskalning FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTs och arbetar med ett minimum pà 16 bit aritmetik.For each frame scaling, rescaling the FFT and the IFFT, 2048 points calculate real FFTs and work with a minimum of 16 bits of arithmetic.

För nätterminalsidan, (NT), finns det ett krav pà synkronisering mellan ingàngsramstarten och IFFT- 20 h) lJl 30 506 641 37 utgångsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvágorna). Sändaren skall kunna starta sändningen av en ram innan den startar att ta emot en ram, så kallad ”timing advance”.For the night terminal side, (NT), there is a requirement for synchronization between the input frame start and the IFFT-20 h) lJl 30 506 641 37 output start. (A synchronization between the upstream and downstream carriers). The transmitter must be able to start transmitting a frame before it starts receiving a frame, so-called "timing advance".

En skalning (scaling) bör tillhandahållas före IFFT.A scaling should be provided before IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella qkoefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingàngsvärdena från symbolmappern (SM). Koefficienterna är på 16 bit vardera.This scaling is a multiplication between the real coefficients stored in this unit, and the input values from the symbol mapper (SM). The coefficients are 16 bits each.

Koefficientminnet består av två banker av samma (l6Xl024 bit). andra uppdateras. Omkoppling (switching) möjliggörs genom storlek Den ena banken används medan den ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.The coefficient memory consists of two banks of the same (l6X1024 bit). others are updated. Switching is made possible by size One bank is used while a PCI command and executed at the next BSI.

Efter FFT:n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.After the FFT, a rescaling must be performed before the data is transferred for smoothing and symbol detection.

Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skelningsvärdena. Koefficienterna representeras av 16 bit.This rescaling is a multiplication by the inverted value of the skew values. The coefficients are represented by 16 bits.

En exponent (som resulterar i en ”post shift”) på 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.An exponent (resulting in a 4-bit post shift) may also be needed to maintain precision.

Koefficientminnet består av två banker av samma ((1e_4)x1o24 bit). andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- storlek Den ena banken används medan den kommando och verkställes vid nästa BSI.The coefficient memory consists of two banks of the same ((1e_4) x1o24 bit). others are updated. Switching is made possible by a PCI size One bank is used during the command and executed at the next BSI.

Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.At the beginning of each frame, a cyclic prefix is added.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insättandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvåg som en separat kanal.This process is shown schematically in Figure 17. The insertion of a cyclic prefix eliminates interference between symbols (ISI), and preserves the orthogonality between the tones, resulting in a simple input / output ratio that makes it possible to consider each carrier as a separate channel. .

Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen. 506 Un 20 30 641 38 Under förutsättning att ”timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix pà 128 sampel att behövas. Sàlunda kommer utdatan för varje ram att vara sampel: l920, l92l,...,2046, 2047, O,l,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.This cyclic prefix consists of a repetition of the last part of the frame. 506 Un 20 30 641 38 Provided that “timing advance” is used and the maximum cable length is 1300 m, a cyclic prefix of 128 samples will be required. Thus, the output for each frame will be samples: l920, l92l, ..., 2046, 2047, 0, 1, 2, 2046, 2047 For each of the above components there is a FIFO as an interface to the external world with FFT / IFFT input and output memories. Thus, there are a total of 4 FIFOs.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sidan har en storlek pà 384 ord (16 bit) och de FIFO:n som har gränssnitt mot Tl-chips har en storlek pà 448 ord (32 bit).It is recommended that the FIFOs with interfaces to the analog side have a size of 384 words (16 bits) and the FIFOs that interface with Tl chips have a size of 448 words (32 bits).

En annan DMT-teknik som inte använder ”Fourir är ”Discrete Wavelet Multi-tone Transform” (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL transformation” standardiseringskommitté som avslog den.Another DMT technology that does not use "Fourir" is "Discrete Wavelet Multi-tone Transform" (DWMT). This method has been submitted to the ADSL Transformation Standardization Committee, which rejected it.

Den precision som behövs i denna teknik beror pà det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av de analoga komponenterna (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero pá klockhastighetsdifferenser och den mängd ”timing advance” som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar.The precision required in this technology depends on the required dynamic range, which in turn is determined by the analog components (especially DAC). The FIFO size will depend on the clock speed differences and the amount of timing advance used. The use of clipping is a compromise between dynamic range (quantization perturbations) and clipping perturbations.

Kanalvärdeberäkning utförs med en ”beslutsinriktad” (decision directed) metod, eftersom alla dataramar dà används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens på kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar i kanaltransmissionskvalitet_ Grundprincipen för ”beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna 20 25 30 506 641 39 data och kända, sända data används för uppdatering av en kanalmodell. I ett visst skede av denna process är kanalmodellen exakt nog för att kunna användas för utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas pà samma sätt som den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.Channel value calculation is performed with a "decision directed" method, since all data frames are then used to update the channel model. Known data frames are necessary only at start-up. Under certain circumstances, interference on the channel can be calculated using all data frames. This is important for early detection of changes in channel transmission quality. The basic principle for "decision directed" value calculation is that differences between received data and known transmitted data are used to update a channel model. At some stage of this process, the channel model is accurate enough to be used to smooth the received data, and the detector will produce correct data. This output can then be used in the same way as the known data for further updating of the channel model. Therefore, the predefined data frames are no longer necessary and random data transmitted through the channel is used instead.

Genom att använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i små steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” kanalen. (inverse) Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant systeà. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den resulterande signalen, U, går sedan till en detektor ( vantiserars, vars utdata är Y. Y går sedan till en U och Y går också till en ingång (input) på uppdateringsenheten symboldekoder som producerar en avkodad databitström. för utjämningsparametrar och till en variansestimator.By using data taken after the equalizer as input data, and data after the detector as the second input data, an adaptive update algorithm can be designed. It modifies the equalization parameters in small steps in such a way that the equalizer converges towards a model of the "reverse" channel. (inverse) Figure 18 shows a block diagram of such a system. Input in the frequency plane enters the equalizer and is multiplied by the output of an equalizer parameter update unit, EQ. The resulting signal, U, then goes to a detector (vantiser, whose output is Y. Y then goes to a U and Y also goes to an input (input) on the updater symbol decoder which produces a decoded data bitstream. For smoothing parameters and to a variance estimator .

Utdatan hos variansestimatorn är W.The output of the variance estimator is W.

En adaptiv algoritm för värdeberäkning av utjämningsparametrarna (EQ), som använder den utjämnade datan (U) och den kvantiserade datan (Y) som indata, beskrivs genom följande ekvation: P EQk+l = EQk + .EQk.Uk'. (Yk' Uk) Iukiz där u är en positiv konstant (u << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde 506 641 Un 20 fx) LI: 40 ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okänslighet när det finns störningar på insignalerna.An adaptive algorithm for calculating the value of the smoothing parameters (EQ), which uses the smoothed data (U) and the quantized data (Y) as input data, is described by the following equation: P EQk + l = EQk + .EQk.Uk '. (Yk 'Uk) Iukiz where u is a positive constant (u << 1), which affects the adaptation dynamics. A smaller value 506 641 Un 20 fx) LI: 40 gives a slower adjustment than a larger value, but it also gives a greater insensitivity when there are disturbances on the input signals.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i ekvationen undvikas. Uttrycket p/IUJZ har ett alltför stort dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är dock möjligt att kvantisera detta uttryck pá ett logaritmiskt sätt som visas nedan: Iz 2-incege:<2.1og2|uxIJ+ 1n:eger<1°g2p> av P/'Uk Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med användning av absolutvärdet av Uk som indata i en binär prioritetskodare och byter tecken (negating) pà utdata.For implementation reasons, the division shown in the equation should be avoided. The expression p / IUJZ has too large a dynamic range to be replaced by a constant. However, it is possible to quantify this expression in a logarithmic way as shown below: Iz 2-incege: <2.1og2 | uxIJ + 1n: eger <1 ° g2p> of P / 'Uk The exponent in the above expression can be produced using the absolute value of Uk as input in a binary priority encoder and change the sign (negating) of the output.

Eftersom uttrycket är en heltalspotens av tvá, implementeras multiplikationen i algoritmen med hjälp av en ”barrel shifter”.Since the expression is an integer power of two, the multiplication is implemented in the algorithm using a "barrel shifter".

Interferensvariansen pà var och en av bärvàgorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna fràn ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt låg för att varje datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvàgorna, uppfylles detta villkor.The interference variance of each of the carriers is value calculated using the standard method of integrating the squared deviations from a mean value. In this case, each quantized value, Y, is used as the mean of the range of data values, U, which is quantized to this Y. This method assumes that the symbol error rate is low enough for each data value to be associated with the correct mean. However, if suitable constellations are selected for the different carriers, this condition is met.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för värdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation; WN = (1-s).wk+s.|Yk_Uk|2 Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfilter. Parametern S är en liten, positiv konstant (6 << 1) som påverkar filtrets dynamiska LJ» 20 IJ LJ| 506 641 41 egenskaper. Detta är inte någon kritisk parameter, och att välja s bland heltalspotenser av två kommer att vara tillräckligt.Figure 18 shows the variance estimator as part of the system. The algorithm used for the value calculation is described by the following equation; WN = (1-s) .wk + s. | Yk_Uk | 2 The integration is here replaced by an exponentially weighted average value filter. The parameter S is a small, positive constant (6 << 1) which affects the dynamic LJ of the filter »20 IJ LJ | 506 641 41 properties. This is not a critical parameter, and choosing s from integer powers of two will suffice.

Om ett värde på s väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensnivån.If a value of s is selected that gives a good variance value calculator (estimator), the algorithm will not be able to detect sudden changes in the interference level.

Därför kan en separat algoritm, som arbetar parallellt med variansestimatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift.Therefore, a separate algorithm, working in parallel with the variance estimator, may be necessary for this task.

”System Controllern” mäste ha både läs- och skriv- access till det minne som håller utjämningsparametrarna.The “System Controller” must have both read and write access to the memory that holds the smoothing parameters.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden.Initialization of the parameters is necessary at start-up. Monitoring of the parameters is also necessary to detect when they have leveled sufficiently close to their final values.

Kanalvariansminnet måste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.The channel variance memory must be available for the System Controller's read operations. Initialization of this memory to all zeros can be connected to a system reset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara tillgängliga för skrivning från System Controllern.The parameters that affect the dynamics of the estimators must be available for writing from the System Controller.

Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik uppstartsekvens, både för kanal- och interferensvärdeberäkningen. Under normal exekvering är den beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräckligt låg symbolfelfrekvens.The method described here assumes a specific start-up sequence, both for the channel and interference value calculation. During normal execution, it is dependent on an appropriate bit charge selection that provides a sufficiently low symbol error rate.

Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras till enhetsvärde vid början av startsekvensen, eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.It is important that the smoothing parameters are initialized to unit value at the beginning of the start sequence, as the input to the update algorithm passes through the equalizer.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsändringar i datavägen. 506 641 42 Varje ändring av skalning i sändaren måste kompenseras i mottagaren. Detta ställer också krav pà speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i mottagaren.The update algorithm is sensitive to scaling changes in the data path. 506 641 42 Any change in scaling in the transmitter must be compensated in the receiver. This also requires special care when using the analog gain control on the input side of the receiver.

Symbolmappern (encoder) mappar ett antal bitar till ett komplext tal (I, Q) som indirekt bestämmer fasen och amplituden hos en bärvàg. Mappningen av alla värden av en viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 19. Detekteringen är den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet på de bitar som sänds på bärvágen. Det antal bitar som sänds pà en viss bärvàg bestäms av bitladdningsfaktorn för denna.The symbol mapper (encoder) maps a number of bits to a complex number (I, Q) which indirectly determines the phase and amplitude of a carrier. The mapping of all values of a certain bit length is called a constellation, and is shown in Figure 19. The detection is the inverse function, ie from a complex value the value of the bits sent on the carrier is determined. The number of bits transmitted on a given carrier is determined by the bit charge factor for it.

Konstruktionen av en specifik konstellation är inriktad mot att låta varje punkt flyttas så långt som möjligt från alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara så làg om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellation som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den adaptiva utjämnaren.The construction of a specific constellation is aimed at allowing each point to be moved as far as possible from all other points. At the same time, the average energy should be as low as possible. Another restriction is that the mapping and detection units should be as simple as possible. However, the decision as to which constellation to use will affect not only the symbol mapping and detection units, but also the bit charge and possibly the adaptive equalizer.

För en given bärvàg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) (square-grid constellation) baserad pà b-bitarna (vbllväq, fràn fyrkantrutnätkonstellationen _'vLv2). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation för b=2 3 motsvarande är (vb1'vbQ,___,vLv2). Till exempel, "etiketteras” de fyra konstellationspunkterna O, 1, 2, (v.v2) = (0,0), (0,1), (l,O). (1,1), respektive.For a given carrier, the encoder selects an odd integer point (I, Q) (square-grid constellation) based on the b-bits (vbllväq, from the square grid constellation _'vLv2). For simplicity of description, these b-bits are identified by an integer label whose binary representation for b = 2 3 is equivalent (vb1'vbQ, ___, vLv2). For example, the four constellation points 0, 1, 2, (v.v2) = (0,0), (0,1), (1, 0). (1,1), respectively.

LI: 20 30 506 641 43 För jämna värden pà b bestäms heltalsvärdena på I och Q för konstellationspunkten (I, Q) från b-bitarna (vbl vb L U_,v1j@) enligt följande. Dela upp V i VI = (vbl|vb3V_H lvl) och VQ = (vb2,v¿4,___,vo). Tillämpa sedan den omvända Gray-koden på VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2GraW(VI) + 1, och Q=2Graw(VQ) + 1.LI: 20 30 506 641 43 For even values of b, the integer values of I and Q for the constellation point (I, Q) are determined from the b-bits (vbl vb L U_, v1j @) as follows. Divide V by VI = (vbl | vb3V_H lvl) and VQ = (vb2, v¿4, ___, vo). Then apply the reverse Gray code to VI and VQ. This gives I and Q as I = 2GraW (VI) + 1, and Q = 2Graw (VQ) + 1.

- Figur L: visar hur det binära mönstret för V mappar på I och Q när b = 6.- Figure L: shows how the binary pattern for V folders on I and Q when b = 6.

Innan dessa värden sänds till IFFT:n normaliseras de genom att skiftas så att ”msb" av dessa tal blir ”msb" pà utmatningen (16 - [b/2] steg kvar).Before these values are sent to the IFFT, they are normalized by shifting so that "msb" of these numbers becomes "msb" on the output (16 - [b / 2] steps left).

För en given bärvàg använder dekodern en konstellationspunkt (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vbfli Vb-z, _'vLv¿ För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikeït vars binära representation är (vbllvbq, lr-llvz).For a given carrier, the decoder uses a constellation point (I, Q) to determine the b-bits (vb fl in Vb-z, _'vLv¿ For simplicity of description, these b-bits are identified by an integer etiquette whose binary representation is (vbllvbq , lr-llvz).

Det antas att värdena pà I och Q begränsas genom mâttnad till omrâdet (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas värdena I = Ti1s,i14, ,i1,io)f och Q = (qiaqn, ,q1,qo)f och kombineras sedan till V som V = (gißlgqß gin gqM,.....), där de övre b-bitarna är gällande.It is assumed that the values of I and Q are limited by saturation to the range (X, Y). To determine V, the values I = Ti1s, i14,, i1, io) f and Q = (qiaqn,, q1, qo) f are coded and then combined to V as V = (gißlgqß gin gqM, .... .), where the upper b-bits are valid.

Det antal bitar varje bärvàg förmedlar beror pà deras (SNR).The number of bits each carrier transmits depends on their (SNR).

Signal/brusförhállandet beräknas för varje bärvàg i respektive signal/brusförhállande mottagaren. Baserat pà signal/brusförhállandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvàg. Sålunda bestäms det antal bitar varje bärvàg skall överföra per sänd symbol.The signal-to-noise ratio is calculated for each carrier in the respective signal-to-noise ratio receiver. Based on the signal-to-noise ratios, bit charge factors are calculated for each carrier. Thus, the number of bits each carrier must transmit per transmitted symbol is determined.

Dessa bitladiningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om så erfordras.These bit load factors are calculated in an initial training session and can be updated if required.

MUSIC-systemet använder 2-dimensionell "Quadrature 506 Un 20 25 30 35 641 44 Amplitude Modulation” (QAM) på varje bärvâg, med bitladdningsfaktorer varierande fràn O-12 bitar.The MUSIC system uses 2-dimensional "Quadrature 506 Un 20 25 30 35 641 44 Amplitude Modulation" (QAM) on each carrier, with bit charge factors varying from O-12 bits.

Antalet bitar som sänds pá varje bärvág kan uttryckas genom: SNRi ) Bi = bi + logz (L)= logz (1 + (1) l' där F, SNR-gapet, beror på modulering, möjlig kodning och en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beroende på de extra bitar som behövs för kodning.The number of bits transmitted on each carrier can be expressed by: SNRi) Bi = bi + logz (L) = logz (1 + (1) l 'where F, the SNR gap, depends on modulation, possible coding and a system margin, and L is the constellation expansion depending on the extra bits needed for coding.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger: [QflPs/MJZ |- = ___:_____ - yd + ymargin 3 (dB) (2) där Psär den önskade symbolfelfrekvensen, yd är ”kodningsvinsten” (gain of coding) i systemet, nßmnïär systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, impulsstörningar etc. Ekvation (1) ger en bitladdningsfaktor med infinit granularitet.The use of QAM constellations and some form of coding gives: [Q fl Ps / MJZ | - = ___: _____ - yd + ymargin 3 (dB) (2) where Psär the desired symbol error rate, yd is the "gain of coding" in system, nßmnïär system margins. The system margin is a factor used to compensate for non-modeled losses, impulse disturbances, etc. Equation (1) gives a bit charge factor with infinite granularity.

Bitladdningsfaktorerna är avrundade för att ge de stödda faktorerna (0 - 12 bit).The bit load factors are rounded to give the supported factors (0 - 12 bits).

Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tillåts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvág. Detta tillhandahåller möjligheten att avstämma energin så att (1) resulterar i en bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger; (Qi-l)f SNR.The rounding procedure will reduce the performance of the DMT system. If the energy distribution is allowed to vary, energy charge factors can be calculated for each carrier. This provides the ability to tune the energy so that (1) results in a bit charge factor supported by the system. Reconciliation provides; (Qi-1) f SNR.

E-_ 2 1 (3) UI 10 20 |~J Un 506 641 45 Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvågsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.E-_ 2 1 (3) UI 10 20 | ~ J Un 506 641 45 However, this can result in very large differences between carrier energies. In an environment with several different DMT systems, strange effects can occur if the different energies are allowed to vary too much.

Fjärröverhörningen (FEXT) kommer att variera avsevärt i en sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvågsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor år den maximala energi som är tillåten på varje bärvåg.The remote crosstalk (FEXT) will vary considerably in such an environment, and some DMT systems may have the full capacity of the cable. To prevent these effects, only small changes in the carrier energies can be allowed. Another limiting factor is the maximum energy allowed on each carrier.

Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero på den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: sNRi=wi (4) där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.The input data to the bit load algorithm will depend on the selected frequency domain equalizer. If an adaptive DFE is used, SNR is obtained by: sNRi = wi (4) where Wi is the calculated interference variance described above.

För varje bärvåg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För energiladdning används n bit för att ge 2” - l möjliga faktorer.For each carrier, a bit charge factor and an energy charge factor are calculated. The bit load factors can be represented by 3 bits, but to prepare the system even for odd bit load factors, 4 bits are recommended. For energy charging, n bit is used to give 2 ”- l possible factors.

Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnå en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras så att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).The implementation of the calculations of bit charge and energy charge factors can be done in four steps shown in Figure 20. To achieve a given bit rate, a required SNR can be calculated and the system margin adjusted so that the desired bit rate is achieved. The process, illustrated in Figure 20, includes the following steps: - First, the SNR is calculated using (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna 506 641 10 20 IJ (Ju 30 46 som representerar bitladdningsfaktorn.In the second step, four comparisons are performed, i.e. one for each of the four bits 506 641 10 20 IJ (Ju 30 46 which represent the bit load factor.

Trösklarna beror på L och F, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln för nästa jämförelse. På ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.The thresholds depend on L and F, and can be pre-calculated. The first comparison determines if the bit charge factor is greater than 7, and the result of this comparison controls the first of the four bits representing the bit charge factor; it also controls the threshold for the next comparison. Similarly, this comparison controls the second bit and the threshold for the next comparison. After the four comparisons, the bit charge factor is determined.

- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. Energin skalas enligt ekvation (3).- The third step is to value the scaling factor for the transmitted energy so that the channel is used more efficiently. The energy is scaled according to equation (3).

- Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.Finally, the scaling factor is quantized to n bits.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de två första stegen nödvändiga.It should be noted that in order to implement a system of constant energy charging, only the first two steps are necessary.

Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/FFT-processorn.The energy charge and shift performed for normalization in the symbol mapping determines the scaling and rescaling factors sent to the IFFT / FFT processor.

Som förut nämnts används bitladdning för närvarande i så kallad Information för att variera antalet bitar per underbärvág, diskret multiton, och OFDM-transmissionssystem. beträffande kanalegenskaper, såsom bitladdnings- och energiladdningsinformation, sänds som en sekvens av N tal, där N är antalet underbärvàgor.As previously mentioned, bit charging is currently used in so-called Information to vary the number of bits per subcarrier, discrete multitone, and OFDM transmission system. regarding channel properties, such as bit charge and energy charge information, is transmitted as a sequence of N numbers, where N is the number of subcarriers.

Sålunda är det nödvändigt, vid användning av diskret multiton (DMT)-system, att sända information beträffande hur kanalegenskaperna påverkar överföringen, till exempel antalet bitar som skall sändas per symbol. Vid användning Un 30 u: LI! 506 641 47 av ett stort antal underbärvågor, måste en förhållandevis stor mängd information avseende kanalegenskaper sändas. Det är därför ett krav att sådana system tillhandahåller en effektiv metod för att sända sådan information.Thus, when using discrete multitone (DMT) systems, it is necessary to transmit information regarding how the channel characteristics affect the transmission, for example the number of bits to be transmitted per symbol. When using Un 30 u: LI! 506 641 47 of a large number of subcarriers, a relatively large amount of information regarding channel characteristics must be transmitted. It is therefore a requirement that such systems provide an efficient method of transmitting such information.

Eftersom en typisk underbärvág har egenskaper liknande dem hos de angränsande underbärvågorna, är en effektiv metod för överföring av kanalinformation att sända kanalinformationen som en sekvens av ett antal grupper, där varje grupp innehåller information beträffande antalet underbärvägor som har samma värde och det aktuella värdet hos sådana underbärvàgor.Since a typical subcarrier has properties similar to those of the adjacent subcarriers, an effective method of transmitting channel information is to transmit the channel information as a sequence of a number of groups, each group containing information regarding the number of subcarriers having the same value and the actual value of such subcarriers.

Sålunda är, i enlighet med den föreliggande uppfinningen, ett multibärvägssystem, t.ex. MUSIC-systemet i Figur l av de bifogade figurerna, i vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar som använder en mångfald av underbärvågcr, anordnat på ett sätt varmed varje eller symbol, underbärvåg, har en parameter associerad därmed, och zransceivrarna, eller mera exakt, modemen associerade därmed, är anpassade att överföra kanalinformationen som en sekvens av ett antal grupper, av vilka var och en innehåller information beträffande antalet angränsande underbärvågor som har samma värde som parametern, tillsammmans med det aktuella värdet på parametern. Parametern, som kan ha en mångfald av diskreta värden, kan vara ett bitladdningsvärde, eller en QAM- konstellationsindentifierare.Thus, in accordance with the present invention, a multi-carrier system, e.g. The MUSIC system of Figure 1 of the accompanying figures, in which channel information is transmitted between two transceivers using a plurality of subcarriers, arranged in such a way that each or symbol, subcarrier, has a parameter associated therewith, and the transceivers, or more precisely, the modems associated therewith, are adapted to transmit the channel information as a sequence of a number of groups, each of which contains information regarding the number of adjacent subcarriers having the same value as the parameter, together with the current value of the parameter. The parameter, which can have a plurality of discrete values, can be a bit load value, or a QAM constellation identifier.

I ett DMT-system, såsom MUSIC-systemet, kan antalet underbärvàgor, N, som visas i Figur 33 i de bifogade figurerna, vara lika med 1024 och där kan finnas 50 nivåer (plateaus), dvs kanalinformationen kan sändas, enligt den föreliggande uppfinningen, som en sekvens om 50 grupper. 506 641 U: 10 20 IQ Un 48 om det antas att det finns 1024 underbärvàgor, att antalet grupper är lika med 50, och att Sålunda, ett modem behöver överföra det antal bitar som varje kanal skall använda (0 till 15, dvs 4 bitar), kommer det att vara direkt uppenbart av följande tabell att, genom att använda metoden i den föreliggande uppfinningen, det kommer att vara möjligt att effektuera en besparing av transmissionskapaciteten, eftersom avsevärt mycket mindre information behöver sändas. âändâ Typisk metod 1024 x 4 = 4096 100% Föreliggande 50 x (4 + 10) = 700 17% uppfinning Vid bestämnng av antalet grupper, eller platåer, som ka: användas för att uppnå fördelarna med den föreliggande uppfinningen, bör hänsyn tas till följande analys.In a DMT system, such as the MUSIC system, the number of subcarriers, N, shown in Figure 33 of the accompanying figures, may be equal to 1024 and there may be 50 levels (plateaus), i.e. the channel information may be transmitted, according to the present invention. , as a sequence of 50 groups. 506 641 U: 10 20 IQ Un 48 if it is assumed that there are 1024 subcarriers, that the number of groups is equal to 50, and that Thus, a modem needs to transmit the number of bits that each channel should use (0 to 15, i.e. 4 bits ), it will be directly apparent from the following table that, by using the method of the present invention, it will be possible to effect a saving of the transmission capacity, since considerably less information needs to be transmitted. Typical Method 1024 x 4 = 4096 100% Present 50 x (4 + 10) = 700 17% Invention In determining the number of groups, or plateaus, which can be used to achieve the benefits of the present invention, the following should be taken into account. analysis.

Om det antas att: - antalet diskreta värden på parametern refererad till ovan är > 2“, men S 2°4, - antalet underbärvàgor N är > 2m, men S Zmfl, - anzalet nivåer är P, då kommer den sända mängden av data, enligt metoden för den föreliggande uppfinningen, att reduceras om: P (m + n) < N x n Lll 25 30 49 Om vi betraktar fallet där N = 1024 underbärvågor och det finns 15 parametervärden, dvs där m = 10, och n = 4, då följer av den ovanstående ekvationen att: P (4 + 10) < 1024 X 4 = 4096 dvs, siffran given i tabellen ovan för en typisk metod.If it is assumed that: - the number of discrete values of the parameter referred to above is> 2 “, but S 2 ° 4, - the number of subcarriers N is> 2m, but S Zm fl, - the number of levels is P, then the transmitted amount of data , according to the method of the present invention, to be reduced if: P (m + n) <N xn Lll 25 30 49 If we consider the case where N = 1024 subcarriers and there are 15 parameter values, ie where m = 10, and n = 4 , then it follows from the above equation that: P (4 + 10) <1024 X 4 = 4096 ie, the figure given in the table above for a typical method.

I det ovannämnda fallet, som kan betraktas som brytpunkten (break even point), dvs ingen besparing i transmissionstid, kommer antalet nivåer P att vara enligt följande: P = 4094/14 = 292 nivåer Uppenbarligen kommer det att vara fördelaktigt att använda metoden med den föreligggande uppfinningen i de fall där P < 200, och speciellt där P < 100.In the above case, which can be considered as break even point, ie no saving in transmission time, the number of levels P will be as follows: P = 4094/14 = 292 levels Obviously, it will be advantageous to use the method with the the present invention in cases where P <200, and especially where P <100.

Till exempel, där P är lika med 200, kommer bitarna som skall sändas att vara 2,800, dvs en besparing på ungefär 32% i jämförelse med en typisk metod. Beträffande fallet när 100 nivåer används, kommer det att bli en besparing på ungefär 66%.For example, where P is equal to 200, the bits to be transmitted will be 2,800, i.e. a saving of about 32% compared to a typical method. Regarding the case when 100 levels are used, there will be a saving of about 66%.

Det kommer att vara helt uppenbart av den föregående beskrivningen att metoden i den föreliggande uppfinningen kan användas av varje modem som är anordnat att överföra information beträffande hur kapaciteten i en kanal skall användas, och som använder OFDM, eller liknande teknik, för distribution av sådan information på ett antal underbärvàgor. 506 641 (J: 30 50 Avsikten med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror på felmönsterkarakteristiken. Förväntade felkällor inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) (som inducerar slumpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).It will be fully apparent from the foregoing description that the method of the present invention may be used by any modem which is arranged to transmit information as to how the capacity of a channel is to be used, and which uses OFDM, or similar technology, to distribute such information. on a number of subcarriers. 506 641 (J: 30 50 The purpose of channel coding is to reduce the bit error rate. The type of coding that should be used depends on the error pattern characteristics. Expected sources of error include random noise (which induces random bit errors), impulse interference (which induces error bursts). (which induces fault showers).

Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller tvâ bit per bärvág. Sannolikheten för ett enstaka bitfel på en bärvâg är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, som i sin tur är högre än sannolikheten för 3 bitfel, och så vidare. Detta beror pà det sätt på vilket bitarna i symbolen är kodade (dvs Gray- kodning).Faults caused by impulse disturbances mainly affect one or two bits per carrier. The probability of a single bit error on a carrier is always higher than the probability of 2 bit errors, which in turn is higher than the probability of 3 bit errors, and so on. This depends on the way in which the bits in the symbol are coded (ie Gray coding).

All kodning beror pà en synkronisering för att bestämma star:biten för kodorden och/eller ”interleaving”- blocken. e:: system sådant som MUSIC-modemet kommer ”simple dead reckoning” att vara tillräckligt, eftersom ett fel i datafliie (data flow slip) aldrig kan inträffa utan förlust av ramsynkronisering, eller felinställning vid bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart.All coding depends on a synchronization to determine the star: bit for the codewords and / or the "interleaving" blocks. e :: systems such as the MUSIC modem, "simple dead reckoning" will suffice, since a data flow slip can never occur without loss of frame synchronization, or error setting during bit loading. These errors necessitate a partial, or complete, system startup.

Kanalkodningen kommer också att inkludera ”interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.Channel coding will also include "interleaving" to increase the ability to correct burst errors.

"InterLeaving” bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn på djupet är tidsfördrä*ningen som införs i systemet. .4 Skil naden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgränser."InterLeaving" should be as deep as possible to obtain optimal function. The limiting factor in depth is the time distortion introduced into the system. .4 The difference between time and frequency interleaving is of little importance because the coding and interleaving function is not sensitive to frame limits.

Un 10 20 IQ UI 506 641 51 Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bitar (vanligen åtta), en sä kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett ”enbitsfel” (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, mäste de mest ”felbenägna" (error prone) bitarna vara koncentrerade till en, eller nâgra få, av Reed-Solomon-symbolerna.Un 10 20 IQ UI 506 641 51 Reed-Solomon codes have the disadvantage that they are mainly scaling error over a small number of bits (usually eight), a so-called symbol. Pulse errors from impulse disturbances generally introduce a “single-bit error” in some of the symbols. To take advantage of Reed Solomon codes, the most "error prone" bits must be concentrated on one, or a few, of the Reed-Solomon symbols.

Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvàgs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en ”delad” (shared) större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre redundans som kan användas av ett kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes).The system margin as such (in itself) is a type of coding that uses the margin of each carrier as the redundancy of the symbol. This redundancy per symbol must be converted to a "shared" larger number of symbols to handle burst errors. The higher redundancy that can be used by a coding rate that this introduces, can be used by certain types of convolutional codes.

Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik.The use of a convolutional code combined with "soft" information is therefore the optimal solution for a system with MUSIC channel characteristics.

Faltningskoden skall kombineras med interleaving.The folding code must be combined with interleaving.

Det är möjligt att använda en ”top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t.ex. Fire- koder, för att detektera/korrigera de återstående bitfelen.It is possible to use a "top-level" Reed-Solomon code, or some other error correction code, e.g. Fire codes, to detect / correct the remaining bit errors.

Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.This is especially useful because these errors occur in bursts as a result of the decoding of the convolutional code.

”System Controllern” är baserad på en "micro controller", eller signalprocessor, beroende pà kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICS som utgör modemet.The "System Controller" is based on a "micro controller", or signal processor, depending on capacity requirements. For the MUSIC system, the processor can be placed externally. A PCI bus interface is used to connect the System Controller and the various ASICS that make up the modem.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funktioner som utförs av systemcontrollern är: 506 641 Un 20 52 - hantering av ”Control Channel Signalling”; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systemövervakning.The function of the System Controller is shown schematically in Figure 21, which shows the paths of interaction over a PCI bus, between the System Controller and the FFT chip, the data mapping and detection chip, and the coding and decoding chip. Functions performed by the system controller are: 506 641 Un 20 52 - control of "Control Channel Signaling"; - calculation of bit charge and energy charge factors; - updating of system parameters in real time; and - system monitoring.

System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board).The System Controller, which is used for the modem described here, is programmable and accessible through a JTAG interface on the motherboard (on-board).

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de två datavägarna oberoende av varandra på samma fysiska kopparkabel, (NU) (NT) på användarsidan. Både sändaren Tx terminerande i nät(verks)enheten pà nätsidan, och nättermineringen och mottagaren Rx styrs av System Controllern.As shown in Figure 22, in a modem context with modem described herein, the two data paths operate independently on the same physical copper cable, (NU) (NT) on the user side. Both the transmitter Tx terminating in the network (network) unit on the network side, and the network termination and the receiver Rx are controlled by the System Controller.

Syste: Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, biïladdnings- och energiladdningsfaktorerna.System: The controller calculates and updates, after start-up, the bi-charge and energy charge factors.

Denna uppdatering måste göras samtidigt med start från samma ram, pà både sändar- och mottagarsidan.This update must be done at the same time starting from the same frame, on both the transmitter and receiver side.

Beräkningarna görs och uppdateringen initieras på den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med ESI- klockan, används för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.The calculations are made and the update is initiated on the receiving page. The control channel, combined with the ESI clock, is used to ensure the synchronization of the update.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer på systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel från den avkodande kanalenheten.System Controller also monitors the system. Indications of system errors include the control channel starting to indicate errors, or receiving too many errors from the decoding channel unit.

System Contrcllern kan initiera omstart på olika nivåer; till exempel, gå tillbaka till ”idle mode", eller göra en fullständig uppstart. 20 506 641 53 Styrkanalen är en vald bärvàg som endast används för signalering mellan de två modemen. Konstellationen pá bärvàgen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.The System Controller can initiate reboots at different levels; for example, return to idle mode, or perform a full boot 20 506 641 53 The control channel is a selected carrier used only for signaling between the two modems.The configuration of the carrier is initially 4 QAM and the data rate is approximately 16 kbit / s. s. The bit load can be changed to another constellation to increase the data rate.

Protokollet på styrkanalen är delvis baserat på HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av ”flag sequence” och ”bit-stuffing”. En 16-bitars ”frame check sequence” garanterar att varje meddelande mottages korrekt.The protocol on the control channel is partly based on HDLC for the physical layer. This means that the messages are packaged as a number of octets using "flag sequence" and "bit-stuffing". A 16-bit "frame check sequence" guarantees that each message is received correctly.

"Flag-sequence”, "bit-stuffing” och ”frame check sequence” hanteras i hårdvaran på mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern."Flag-sequence", "bit-stuffing" and "frame check sequence" are handled in the hardware on the mapping and detection chip. The contents of the messages are handled by the System Controller.

Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende på storleken på buffrarna på mappnings- och detekteringschipset.The maximum message length is limited to 64 octets depending on the size of the buffers on the mapping and detection chip.

Protokoll på högre nivå kan delvis baseras CCITT Q.921-rekommendationer.Higher level protocols can be based in part on CCITT Q.921 recommendations.

I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23.In MUSIC modem SC several different vectors are handled; these are shown schematically in Figure 23.

För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalningsvektorn. Motsvarande pà mottagarsidan finns bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.For the transmitter part, there is the bit charge and energy scaling vector. Corresponding on the receiver side is the bit charge, rescaling and equalization vector.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvágen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera ett specifikt mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och mottagarvektorerna.As previously described, the pilot carrier delivers a transmitter / receiver synchronization by transmitting and detecting a specific pattern. This clock is used by the system to synchronize changes in the transmitter and receiver vectors.

Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization 506 641 UI 20 30 54 Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas i Figur 24.The time between the pilot synchronization patterns is called the base synchronization interval (BSI = Base Synchronization 506 641 UI 20 30 54 Interval) and is determined by the system response time, as shown in Figure 24.

Denna BSI är hàrdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.This BSI is hardware dependent. Its length will not change, as the response time always remains the same.

När systemet är igång kommer synkronisering att finnas mellan upplänksändaren och mottagaren, genom ”base (BSI-U) se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt sync interval uplink" (Bsï-D), samma längd men är skiftade ett halvt BSI-intervall. och "base sync interval downlink” SC:n vid NU:n, eller NT:n, kommer att ta emot avbrott för både BSI-U och BSI-D.When the system is running, there will be synchronization between the uplink transmitter and the receiver, through "base (BSI-U) see Figure 25. These BSIs are of exact sync interval uplink" (Bsï-D), the same length but are shifted half a BSI and the "base sync interval downlink" SC at the NOW, or NT, will receive interrupts for both BSI-U and BSI-D.

För NU:n kommer det att bli ett sändnings-BSI-D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott. Genom att skifta BSI-U med BSI/2, över BSI-perioden. kommer SC-laddningen att fördelas bättre Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärvåg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid på sändar- och mottagarsidan för att tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda BSI:n ändras vektorn synkront på mottagar- och sändarsidan.For the NOW, there will be a transmission BSI-D interruption and a reception BSI-U interruption. By switching BSI-U with BSI / 2, over the BSI period. the SC charge will be better distributed The bit charge vector provides the system with the modulation pattern for each carrier. This is a vector that needs to be maintained and updated at exactly the same time on the transmitter and receiver side to provide a faultless connection. By using the BSI, the vector changes synchronously on the receiver and transmitter side.

Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används på varje bärvåg, hanteras av två minnen för mottagning och två minnen för sändning på mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller ett 4-bitars ord för varje bärvàg (l024x4).The bit charge factors, constellations used on each carrier, are handled by two memories for reception and two memories for transmission on the mapping and detection chip. Each of the four memories contains a 4-bit word for each carrier (l024x4).

System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall användas för att ta emot efter starten från nästa BSI-intervall.The System Controller identifies which of the memories to use to send and which to use after receiving from the next BSI interval.

U: 20 IQ KJ! 01 CD 0\ ~J\ F> ...à 55 Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan 0 och 12, där O anger en oanvänd bärvág; 1-12 anger antalet bitar i konstellationen (t.ex. 2 för 4QAM, 4 för 16QAM, 10 för 1024 QAM).U: 20 IQ KJ! 01 CD 0 \ ~ J \ F> ... à 55 The bit load factor can have values between 0 and 12, where 0 indicates an unused carrier; 1-12 indicates the number of bits in the constellation (eg 2 for 4QAM, 4 for 16QAM, 10 for 1024 QAM).

Energivektorn håller information om hur bärvàgorna skalas/omskalas pà energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel.The energy vector holds information on how the carriers are scaled / rescaled for energy. This is a vector that needs to be updated synchronously, otherwise it will generate a distorted channel value calculation and bit error.

Skalningsvektorn (scaling vector) kommer också att användas för annullerade (cancelled) som ett mönster (mask) bärvágor.The scaling vector will also be used for canceled as a pattern (mask) carriers.

Skalning av de olika bärvàgorna på sändarsidan hanteras av ett minnesomràde på FFT-chipset. Minnet består av ett 16-bitars ord för varje bärvág (1024 x 16). Dessa värden multipliceras med vektorn för varje bärvág i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).Scaling of the various carriers on the transmitter side is handled by a memory area on the FFT chip. The memory consists of a 16-bit word for each carrier (1024 x 16). These values are multiplied by the vector for each carrier in the frequency domain (I and Q are multiplied by the value separately).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de tvä minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall. (dubblerat) mottagarsidan för att omskala (rescale) bärvàgorna före Ett motsvarande minne implementeras pà symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext värde för varje bärvág (32 bitar/bärvág), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.The memory is doubled to ensure a synchronous update. The System Controller points out which of the two memories will be used from the start of the next BSI interval. (doubled) the receiver side to rescale the carrier waves before A corresponding memory is implemented on symbol detection. If these memories contain a complex value for each carrier (32 bits / carrier), only the I value will be used for rescaling.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet 0 används för bärvàgsannullering.The scaling and rescaling factors have values between 0.5 and 2.0. The value 0 is used for carrier cancellation.

Utjämningsvektorn används för att utjämna den mottagna ramen enligt kanalkarakteristiken. Denna vektor uppdateras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren. 506 641 56 Beroende på bärvágens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvåg - denna bärvåg sänder data enligt det > beräknade bitladdningsvärdet och är ”sändarskalad” och ”mottagaromskalad”; - annullerad bärvåg - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller 10 - dålig bärvåg; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll.The smoothing vector is used to smooth the received frame according to the channel characteristics. This vector is updated periodically, independently of the other side, as the channel value calculation is calculated by the receiver. 506 641 56 Depending on the specific transmission characteristics of the carrier, it will be assigned one of the following modes: - ordinary carrier - this carrier transmits data according to the> calculated bit charge value and is "transmitter scaled" and "receiver scaled"; - canceled carrier - no energy is transmitted at this frequency and the scaling vector is therefore set to zero; or 10 - bad carrier; The SNR is too low to send any data and the bit charge is therefore set to zero.

I bärvågsmode l (CM1) arbetar systemet normalt.In carrier mode l (CM1), the system operates normally.

Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.The receiver continuously equalizes the channel.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med 1> användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCE, och en synkron ändring utförs.Equalization changes are made for each new value calculation. Using the characteristic, the SC calculates the optimal bit charge factor. This value is transmitted to the transmitter using CCE, and a synchronous change is made.

I bärvågsmode 2 (CM2) sättes energiskalnings- /omskalningsvärdet till O för att urstàndsätta (disable) 20 all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bärvàgen är satt ur stånd. För denna bärvåg kan ingen kanalvärdeberäkning göras.In carrier mode 2 (CM2), the energy scaling / rescaling value is set to 0 to disable all output / input energy. The value of the bit charge vector is also set to zero to indicate that the carrier is disabled. No channel value calculation can be made for this carrier.

I bärvàgsmode 3 (CM3) har mottagaren beräknat en 25 nolla för bitladdningsfaktorn. På sändarsidan betyder detta att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvägsvärdet från synkroniseringsramen och gör det möjligt att utföra en 30 kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.In carrier mode 3 (CM3), the receiver has calculated a zero for the bit charge factor. On the transmitter side, this means that no data can be transmitted, and therefore no channel value calculation can be made at the receiver. To avoid this, the corresponding carrier value is transmitted from the synchronization frame and makes it possible to perform a channel value calculation at the receiver. The scaling / rescaling value can be used to lower the output power.

Bärvägsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4. 10 506 641 57 Basfunktionaliteten för ”startup”-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” (boot), behandlas. start kommer nu att Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller båda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det vik:igaste att ta hänsyn till vid ”start- up” är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensnivàn för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar.The carrier modes are presented in an overview in Table 4. 10 506 641 57 The basic functionality for the “startup” sequence in the system, ie “cold” and “warm” (boot), is treated. start will now be Initially, the power supply in the system is considered to be switched off at one or both ends, NU and NT. This occurs if the power supply is lost due to a power failure, or by the user disconnecting (unplugging) the NT equipment. The most important thing to consider when starting up is, in addition to the connection function, to minimize the level of interference for other modems that use adjacent cables.

De olika ramzyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram häller ett bestämt moduleringsmönster för varje bärvåg och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom att láta moduleringsmöïsïret beskrivas genom en ”random sequence” hàlles korskorreleringen inom ramen låg, så att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras. 2. Dataram 1, ( Fl), förmedlar ”random data” pá alla bärvàgor, utom på fyra fördefinierade bärvágor som sänder styrka:alen (CCH) parallellt. Det används vid ”start-up” när CCH-bärvágen är obestämd och möjliggör fö :ottagaren att välja den minst störda bärvàgen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen.The different frame types used by the system are discussed below. 1. The synchronization frame is used for channel value calculation. This frame pours a specific modulation pattern for each carrier and thus enables easy channel value calculation. By having the modulation model described by a random sequence, the cross-correlation within the frame is kept low, so that the frame correlation used for synchronization is improved. Data frame 1, (Fl), transmits 'random data' on all carriers, except on four predefined carriers that transmit power: alen (CCH) in parallel. It is used at start-up when the CCH carrier is indeterminate and enables the occupant to select the least disturbed carrier, thereby guaranteeing the CCH connection.

(DF2 bärvágor utom en, 3. Dataram 2 förmedlar ”random data” pà alla som bär styrkanalen (CCH). Den används när CSE-bärvàgen har bestämts, och bitladdningsfakïorerna ännu inte är satta. 506 641 lJl 20 I~J (Jl 30 58 (DF3) bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden. 4. Dataram 3 förmedlar data och använder En bärvàg är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).(DF2 carriers except one, 3. Data frame 2 conveys 'random data' to everyone carrying the control channel (CCH). It is used when the CSE carrier has been determined, and the bit charge factors are not yet set. 506 641 58 (DF3) bit load function to maximize bandwidth 4. Data frame 3 conveys data and uses A carrier is always dedicated to the control channel (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i Figur 26, vid start-up och i viloläge (idle mode), kallad start-up-sekvens Start-Up Sequence).The system uses a special frame sequence, shown in Figure 26, at start-up and in idle mode, called the Start-Up Sequence.

SUS kan sammansättas genom att använda de olika dataramarna, DF1 och DF2, som följaktligen kallas SUSl och SUS2. kanalvärdeberäkning.SUS can be composed by using the different data frames, DF1 and DF2, which are consequently called SUS1 and SUS2. channel value calculation.

I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar fràn användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.In the SUS frame sequence, the synchronization frames are used for After start-up, the synchronization frames are replaced with data frames, as shown in Figure 27, and the channel value calculation process shifts from using synchronization frames to using the data frame. The type of data frame for this sequence is DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.At system startup, neither side of the modem, NOW and NT, sends any energy across the copper pair.

Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".The default setting for each side is at this stage to drive the receiver, leaving the transmitter "dead".

Mottagaren försöker, pà vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger mottagaren en distinkt indikation på när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en ”wake-up”-signal.The receiver tries, on each side, to perform a frame correlation to detect a frame start. This correlation is run through a threshold function that gives the receiver a distinct indication of when the other side starts transmitting. It is this indication that serves as a "wake-up" signal.

”Wake-up”-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas på NU-sidan, går systemet direkt som beskrivs till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) nedan.The “wake-up” signal is used only by the NT side. If the start-up decision is made on the NU page, the system goes directly as described to the set-up sequence below.

Denna del av startproceduren utsätts för ”time out" om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.This part of the start-up procedure is subjected to "time out" if a transition to the set-up sequence is not detected.

Ur 20 30 506 641. 59 Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en ”wake-up”-signal i form av en SUS1. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.From 20 30 506 641. 59 The basic “wake-up” signaling for the modem is shown in Figure 28. Initially, both modems search for frame correlation. One of the modems, on the right in Figure 28, sends a "wake-up" signal in the form of an SUS1. The second modem detects frame correlation and starts the set sequence described below.

När ”wake-up”4tillstándet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.When the “wake-up” 4 state has passed, the web page (NOW) initiates the setup sequence.

Uppsâttningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. Denna uppsättningssekvens startar efter det att nätsidan har detekterat en ”wake-up"-signal, eller nätet initierar uppsättningen.The set-up sequence will now be processed. This set-up sequence starts after the web page has detected a wake-up signal, or the network initiates the set-up.

Det första steget i uppsättningssekvensen visas i startar NU för att sända SUS1- NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance” Figur 29. I denna fas mönstret.The first step in the set-up sequence is shown in start NOW to send SUS1- NOW repeatedly sends a “timing advance” Figure 29. In this phase the pattern.

(TA)-inställning, med TA = O, pá CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.(TA) setting, with TA = 0, on the CCH. The master clock in the system is now the NOW transmitter frame and the sample clock in NOW.

Piloten sänds kontinuerligt.The pilot is sent continuously.

NT-mcttagarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan àtertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten på synkroniseringsramar gör en noggrann värdeberäkning inom 300 ms. Med användning av denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvàgorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvàg för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = CCH-bärvágen för varje mottaget TA-valmeddelande, O för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) pá repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloten med ESI/2 fràn den inkommande piloten, så När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av att SC-laddningen distribueras över tiden. uppsättningssekvensen. 506 641 60 Sâlunda börjar steg l av uppsättningssekvensen med att sändaren, i nätenhetsmodemet, sänder en SUSl och ett TA-meddelande med TA = 0 i periodiska intervall. Vid mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: UI - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - återhämta BSI:n; 10 - möjliggöra kanalvärdeberäkning; - välja en CCH; och - avkoda TA-valmeddelandet.The NT receiver side, which looks for frame correlation, detects frames and can retrieve the frame and sample clock. It now starts the channel value calculation which at the current speed of synchronization frames makes an accurate value calculation within 300 ms. Using this value calculation, the receiver starts polling the predefined CCH carriers and, at message receive, selects this carrier for the CCH. The NT transmitter now starts with the TA = CCH carrier for each received TA selection message, 0 for local synchronization and sends receipt (acc.) on repeating the received TA value.It also shifts the outgoing pilot with ESI / 2 from the incoming pilot, so When the NOW detects the frame correlation, the transition to step 2 is made by the SC charge 506 641 60 Thus, step l of the setup sequence begins with the transmitter, in the network modem, sending a SUS1 and a TA message with TA = 0 at periodic intervals.When receiving this, the receiver in the terminal modem will: UI - perform frame correlation and retrieve the frame clock; - start FFT processing; - enable pilot decoding; - recover the BSI; 10 - enable channel value calculation; - select a CCH; and - decode the TA selection message.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUSl, ett TA =O -meddelande och en pilot skiftad 1: med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar på ramkorrelering.The transmitter in the terminal unit then sends a receipt (acc.), SUS1, a TA = O message and a pilot shifted 1: with BSI / 2. The receiver in the network unit is waiting for frame correlation.

Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett ”timing advance"-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, korrigerade TA- 20 värdet.Step 2 of the setup sequence, see Figure 30, begins with the NU page now calculating a timing advance value (TA), changing the CCH message to the new, corrected TA value.

När NT-sidan tar emot det nya TA-värdet ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande. k) Un I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende pá att NT-sändaren ändrar (changing) ramklocka, och enheten behöver àterkorrelera. Efter det att ramklockan har àterhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar 506 641 61 systemet TA-meddelandet och går till det tredje steget av uppsättningssekvensen.When the NT page receives the new TA value, it changes the local synchronization and continues to send the acknowledgment message, with a new TA value, for each TA selection message. k) Un In the NU receiver, the frame clock is lost, due to the NT transmitter changing (changing) frame clock, and the unit needs to correlate. After the frame clock has been retrieved, the CCH is decoded and, upon acknowledgment detection, which contains the new TA value, the system terminates the TA message and proceeds to the third step of the set sequence.

Sålunda startar steg 2 av uppsättningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA:t, säg X, tillsammans med en SUSl, sänds från sändarterminalen. som respons till SUSI och TA = 0-meddelandet som Terminalenheten, NT: - tar emot det nya TA-meddelandet; - korrigerar den utgående ramklockan; och - sänder ett kvitto SUSl och TA = X.Thus, step 2 of the set-up sequence starts with the transmitter in the network unit, NOW, transmitting a TA message containing the correct TA, say X, together with a SUS1, transmitted from the transmitting terminal. in response to SUSI and the TA = 0 message as the Terminal Unit, NT: - receives the new TA message; - corrects the outgoing frame clock; and - sends a receipt SUS1 and TA = X.

Nätenheten, NU: - utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; - återhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvärdeberäkning; - väljer en CCH; och avkodar meddelandet.The network unit, NOW: - performs frame correlation; - retrieves the frame clock; - starts FFT data processing; - enables pilot decoding; - recovers the BSI; - enables channel value calculation; - selects a CCH; and decodes the message.

Den sista uppsättningssekvensen, steg 3, se Figur 31, hanterar CCH-valet för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvågen och sänder ett CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.). 506 641 62 På NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUS1 och sänder en SUS2, dvs terminerar _ parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n på den valda bärvágen.The last set-up sequence, step 3, see Figure 31, handles the CCH selection for uplink and downlink. For the uplink, the NU receiver has selected the most suitable carrier and sends a CCH message containing this selection to the NT page. The message is sent repeatedly until it receives a receipt (acc.). 506 641 62 On the NT side, the receiver decodes the CCH message and terminates SUS1 and transmits one SUS2, ie terminates _ parallel CCH transmission by transmitting only the CCH on the selected carrier.

CCH-bärvágen i upplänk har nu konfigurerats. För Un nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- sidan efter mottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.The uplink CCH carrier has now been configured. For the Un downlink, the same step is performed in parallel, initiated through the NT page after receiving the first CCH selection message from NOW.

Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: w - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta pà en kvittering; och - avsluta CCH-meddelandet.Thus, in step 3, the network unit will: w - send the selected uplink CCH; - wait for a receipt; and - exit the CCH message.

Terminalenheten: - tar emot CCH-valet för upplänken; 5 - terminerar SUS1; - startar SUS2; och - kvitterar varje CCH-val.The terminal unit: - receives the CCH selection for the uplink; 5 - terminates SUS1; - starts SUS2; and - acknowledges each CCH selection.

Nätenheten: tar emot CCH-valet för nedlänken; terminerar SUS1; IQ O I startar SUS2; och kvitterar varje CCE-val.The network unit: receives the CCH selection for the downlink; terminates SUS1; IQ O I starts SUS2; and acknowledges each CCE selection.

Terminalenheten: - sänder den valda CCH:n för nedlänken; Un 20 IQ Un 506 641 63 - väntar på en kvittering; - avslutar CCH-meddelandet.The terminal unit: - sends the selected CCH for the downlink; Un 20 IQ Un 506 641 63 - waiting for a receipt; - ends the CCH message.

När dessa steg har tagits har modemet nått viloläge (idle mode), sändande SUS2. Med användning av CCH kan bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik och DAS~sändning påbörjas.When these steps have been taken, the modem has reached idle mode, sending SUS2. Using CCH, the bit charge factors can now be changed according to channel characteristics and DAS transmission can be started.

VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nätelement, beroende pà den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nättermineringsutrustning. Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt se Figur 32, gränssnitt, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.The VDSL modem can have interfaces to different network elements, depending on the physical location of the modem, ie in the space for access nodes or in customer premises. In the customer premises, the VDSL modem can interface with an active night termination equipment. At the access node, the VDSL modem will have an interface to an access-specific see Figure 32, interface, which shows a logical view of the network elements that have an interface to the VDSL modem.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket nättermineringsutrustningen, accessnoden är placerad.The VDSL modem can be physically integrated with and the VDSL modem at the access node can be physically located in the cabinet in which the night termination equipment, the access node, is located.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt 1-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt 1-ramen finns, bortsett fràn ramhuvudet och nyttolasten, ett antal informationsfält för hanterings- och styrinformation. Dessa hanterings- och styrfält inkluderar ex. AIS- endast om SDH tas hela vägen till kundutrymmena) mätningar olika larmindikatorer, såsom SDH-larm, t. (giltig av bitfelsfrekvens för prestandaövervakning, indikeringar på om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning och för hög temperatur etc. Hanteringsfälten inkluderar också aktivering av olika slingtester på modemet, för drift och underhållsändamål. 506 641 64 TABELL 1 Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalitet mellan modem Nej Duplexmetod Separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende pà duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithastighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bärvàg - uppströms O-4096 QAM - nedströms O-4096 QAM Antal bärvàgor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvàg 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvåg) Modulering DMT Accessteknik VDSL Signaleffekt -60 dBm/Hz U1 CD 0\ Ö\ ß- "A 65 Bitfelsfrekvens 104 Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCH - bandbredd 1 bärvâg, minimum 16 kbi:/s - protokoll HDLC Sample clk 20 MHz i10ppm Ram clk 20 MHZ/(2048+ll2) = 9,19 kHz 506 641 66 TABELL 2 Systemparametrar för Sändaren Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP lO MHz Bitladdning Ja, O, 2, 4, 6, 8, lO, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s TABELL 3 506 641. 67 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHZ Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO i25 ppm, lOppm/V känslighet - DAC 18 bit, Område O-5 V - upplösning l/100 av en sample 506 641 6 8 TABELL 4 Bårvàgsmodes Mode Sänd Bitladdning Utjämna Skalning CMl Data 2 - 12 Ja Ja cM2 Nej o Nej o CM3 Synk-info O Ja, synk Ja, lågNT (interface A1) and the access node (interface A2) require a layer 1 frame format of the VDSL modem. Integrated in the layer 1 frame, apart from the frame head and the payload, there are a number of information fields for handling and control information. These handling and control fields include ex. AIS- only if SDH is taken all the way to the customer premises) measurements of various alarm indicators, such as SDH alarms, t. (Valid of bit error rate for performance monitoring, indications of whether synchronization is poor, or lost, equipment management alarm for power loss and too high temperature, etc. The handling fields also include activation of various loop tests on the modem, for operation and maintenance purposes 506 641 64 TABLE 1 System parameters for the overall system Orthogonality between modems No Duplex method Separate bands Frequency spacing between up- Depending on duplex filter / down data flow upflow characteristic 2 Mbit / s - downstream 13 or 26 Mbit / s Gross bit rate, - upstream Coding dependency - downstream Coding dependence Cable length <1300 meters Cable bandwidth 10 MHz Modulation, single carrier - upstream O-4096 QAM - downstream O-4096 QAM Number of each carrier 24 carrier 9, 77 kHz Cyclic prefix 128 sample (carrier) Modular g DMT Access technology VDSL Signal power -60 dBm / Hz U1 CD 0 \ Ö \ ß- "A 65 Bit error rate 104 Interleaving delay 0.5 ms (Interleaving delay) System margin 6 dB CCH - bandwidth 1 carrier, minimum 16 kbi: / s - protocol HDLC Sample clk 20 MHz i10ppm Frame clk 20 MHz / (2048 + ll2) = 9.19 kHz 506 641 66 TABLE 2 System parameters for the Transmitter Interleaving - depth 2 x frames - delay 0.5 ms DAC resolution 84 dB Cutting algorithm No (Clipping algorithm) IFFT - type Real - points 2048 - resolution 16 bit LP filter LP 10 MHz Bit charge Yes, 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energy charge Yes, 4 bit BSI distance 1 s TABLE 3 506 641. 67 System parameters for the Receiver ADC resolution 66 dB FFT - type Real - points 2048 - resolution 16 bit LP filter LP 10 MHZ Synchronization - jitter <0.5 ns VCXO i25 ppm, lOppm / V sensitivity - DAC 18 bit, Range O-5 V - resolution l / 100 of a sample 506 641 6 8 TABLE 4 Carriageway mode Mode Transmit Bit load Smooth Scaling CM1 Data 2 - 12 Yes Yes cM2 No o No o C M3 Sync info O Yes, sync Yes, low

Claims (28)

UI IJ Un ga V; 506 641 69 PATENTKRAVUI IJ Un ga V; 506 641 69 PATENT CLAIMS 1. l. Ett multibärvàgstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar med användning av en mångfald av bärvägor, k ä n n e t e c k n a t av att varje underbärvàg, eller symbol, har en parameter associerad därmed, och av att nämnda transceivrar är anpassade att sända nämnda kanalinformation som en sekvens av ett antal grupper, i vilka var och en av nämnda grupper innehåller information avseende antalet angränsande underbärvågor som har samma värde som nämnda parameter, tillsammans med det aktuella värdet på parametern.A multi-carrier transmission system in which channel information is transmitted between two transceivers using a plurality of carrier paths, characterized in that each subcarrier, or symbol, has a parameter associated therewith, and in that said transceivers are adapted to transmit said channel information as a sequence of a number of groups, in which each of said groups contains information regarding the number of adjacent subcarriers having the same value as said parameter, together with the current value of the parameter. 2. Ett mulIibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav l, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda parameter har en mångfald av diskreta värden.A multi-carrier transmission system according to claim 1, characterized in that said parameter has a plurality of discrete values. 3. Ett mul:ibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav 1 eller 2, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda parameter är ett bitladdningsvärde.A mule: carrier transmission system according to claim 1 or 2, characterized in that said parameter is a bit charge value. 4. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt patentkrav l eller 2, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda parameter är en QAM-konstellationsidentifierare.A multi-carrier transmission system according to claim 1 or 2, characterized in that said parameter is a QAM constellation identifier. 5. Ett mul:ibärvâgstransmissionssystem enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av att antalet informationsbitar som behöver sändas är väsentligt reducerat i jämförelse med kända system, därigenom effektuerande en besparing i transmissionskapacitet.A mulch transmission system according to any one of the preceding claims, characterized in that the number of bits of information that need to be transmitted is significantly reduced compared to known systems, thereby effecting a saving in transmission capacity. 6. Ett mul:ibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav 5, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda parameter har en mångfald av diskreta värden, av att antalet sända iníormationsbitar kommer att reduceras om: 506 641 Un W fi 30 70 P (m+ n) < N x n där P är antalet grupper, antalet diskreta värden hos 2n~1 nämnda parameter är > 2“, men 5 , och antalet underbärvàgor N är > 2", men S Zmfl.A carrier transmission system according to claim 5, characterized in that said parameter has a plurality of discrete values, in that the number of transmitted bits of information will be reduced if: 506 641 Un W fi 30 70 P (m + n) <N xn where P is the number of groups, the number of discrete values of 2n ~ 1 mentioned parameter is> 2 ", but 5, and the number of subcarriers N is> 2", but S Zm fl. 7. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt patentkrav 6, k ä n n e t e c k n a t av att N är lika med 1024, n är lika med 4, och m är lika med 10.A multi-carrier transmission system according to claim 6, characterized in that N is equal to 1024, n is equal to 4, and m is equal to 10. 8. Ett multibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a t av att P är lika med 50 grupper och av att antalet bitar som skall sändas reduceras med 83%.A multicarrier transmission system according to claim 7, characterized in that P is equal to 50 groups and in that the number of bits to be transmitted is reduced by 83%. 9. Ett multibärvágstransmissionssystem enligt patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a t av att P är mindre än 200 grupper, med åtminstone 32%. och av att antalet bitar som skall sändas reduceasA multi-carrier transmission system according to claim 7, characterized in that P is less than 200 groups, by at least 32%. and that the number of bits to be transmitted is reduced 10. Ett multibärvägstransmissionssystem enligt patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a t av att P är mindre än 100 grupper, reduceras med åtminstone 66%. och av att antalet bitar som skall sändasA multi-carrier transmission system according to claim 7, characterized in that P is less than 100 groups, is reduced by at least 66%. and by the number of bits to be transmitted 11. ll. En sändare för ett multibärvàgstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan tvâ transceivrar som använder en mångfald av underbärvâgor, k ä n n e t e c k n a d av att varje underbärvàg, eller symbol, nämnda sändare är anpassad att sända nämnda har en parameter associerad därmed, och av att kanalinformation som en sekvens av n grupper, där var och en av nämnda n grupper innehåller information beträffande antalet angränsande underbärvàgor som har samma värde pâ nämnda parameter, tillsammans med det aktuella värdet pá parametern. (J: 10 b: (Ju _ 506 641 7111. ll. A transmitter for a multi-carrier transmission system in which channel information is transmitted between two transceivers using a plurality of subcarriers, characterized in that each subcarrier, or symbol, said transmitter is adapted to transmit said having a parameter associated therewith, and that channel information as a sequence of n groups, each of said n groups containing information regarding the number of adjacent subcarriers having the same value of said parameter, together with the current value of the parameter. (J: 10 b: (Ju _ 506 641 71 12. En sändare enligt patentkrav 11, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda parameter har en mångfald av diskreta värden.A transmitter according to claim 11, characterized in that said parameter has a plurality of discrete values. 13. En sändare enligt patentkrav 11 eller patentkrav 12, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda parameter är ett bitladdningsvärde.A transmitter according to claim 11 or claim 12, characterized in that said parameter is a bit charge value. 14. En sändare enligt patentkrav 11 eller patentkrav 13, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda parameter är en QAM- konstellationsidentifierare.A transmitter according to claim 11 or claim 13, characterized in that said parameter is a QAM constellation identifier. 15. En transceiver för ett multibärvågstransmissionssystem, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda transceiver inkluderar en mottagare och en sändare enligt något av patentkraven 11 till 14.A transceiver for a multicarrier transmission system, characterized in that said transceiver includes a receiver and a transmitter according to any one of claims 11 to 14. 16. Ett multibärvågstransmissionssystem som inkluderar tvâ transceivrar enligt patentkrav 15.A multicarrier transmission system that includes two transceivers according to claim 15. 17. I ett multibärvàgstransmissionssystem, i vilket kanalinformation sänds mellan tvà transceivrar med användning av en mångfald av underbärvågor, en metod att sända kanalinformation, k ä n n e t e c k n a d av att varje underbärvág, eller symbol, har en parameter associerad därmed, att nämnda metod kännetecknas av steget att sända nämnda kanalinformation som en sekvens av n grupper, där var och en av nämnda n grupper innehåller information beträffande antalet angränsande underbärvàgor som har samma värde på nämnda parameter, tillsammans med det aktuella värdet för parametern.In a multi-carrier transmission system, in which channel information is transmitted between two transceivers using a plurality of subcarriers, a method of transmitting channel information, characterized in that each subcarrier, or symbol, has a parameter associated therewith, said method being characterized by the step transmitting said channel information as a sequence of n groups, each of said n groups containing information regarding the number of adjacent subcarriers having the same value on said parameter, together with the current value of the parameter. 18. En metod enligt patentkrav 17, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda parameter har en mångfald av diskreta värden. 506 641 IQ Un 30 bl L/l 72A method according to claim 17, characterized in that said parameter has a plurality of discrete values. 506 641 IQ Un 30 bl L / l 72 19. En metod enligt patentkrav 17 eller patentkrav 18, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda parameter är ett bitladdningsvärde.A method according to claim 17 or claim 18, characterized in that said parameter is a bit charge value. 20. En metod enligt patentkrav 17 eller patentkrav 18, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda parameter är en QAM- konstellationsidentifierare.A method according to claim 17 or claim 18, characterized in that said parameter is a QAM constellation identifier. 21. En metod enligt något av patentkraven 17 till 19, k ä n n e t e c k n a d av att antalet informationsbitar som behöver sändas är väsentligt reducerat i jämförelse med kända system, varigenom en besparing i transmissionskapacitet âstadkommes.A method according to any one of claims 17 to 19, characterized in that the number of pieces of information that need to be transmitted is significantly reduced compared to known systems, whereby a saving in transmission capacity is achieved. 22. En metod enligt patentkrav 21, k ä n n e t e c k n a d av at: nämnda parameter har en mångfald av diskreta värden, av att antalet informationsbitar som sänds kommer att reduceras om: P (m + n) < N x n där P är antalet grupper, antalet diskreta värden för nämnda parameter är > 2“, men S Zml, och antalet underbärvågor N är > 2m, men S 2m4.A method according to claim 21, characterized in that: said parameter has a plurality of discrete values, in that the number of information bits transmitted will be reduced by: P (m + n) <N xn where P is the number of groups, the number discrete values for said parameter are> 2 “, but S Zml, and the number of subcarriers N is> 2m, but S 2m4. 23. En metod enligt patentkrav 22, k ä n n e t e c k n a d av att N är lika med 1024, n är lika med 4, och m är lika med 10.A method according to claim 22, characterized in that N is equal to 1024, n is equal to 4, and m is equal to 10. 24. En metod enligt patentkrav 23, k ä n n e t e c k n a d av att P är lika med 50 grupper och av att antalet bitar som skall sändas reduceras med 83%.A method according to claim 23, characterized in that P is equal to 50 groups and in that the number of bits to be transmitted is reduced by 83%. 25. En metod enligt patentkrav 23, U: 10 506 641 73 k ä n n e t e c k n a d av att P är mindre än 200 grupper och av att antalet bitar som skall sändas reduceras med åtminstone 32%.A method according to claim 23, characterized in that P is less than 200 groups and in that the number of bits to be transmitted is reduced by at least 32%. 26. En metod enligt patentkrav 23, k ä n n e t e c k n a d av att P är mindre än 100 grupper och av att antalet bitar som skall sändas reduceras med åtminstone 66%.A method according to claim 23, characterized in that P is less than 100 groups and in that the number of bits to be transmitted is reduced by at least 66%. 27. Ett multibärvågstransmissionssystem, en sändare, en transceiver, eller en metod enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda system är ett DMT-system.A multicarrier transmission system, a transmitter, a transceiver, or a method according to any one of the preceding claims, characterized in that said system is a DMT system. 28. Ett multibärvågssystem, en sändare, en transceiver, eller en metod enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda system är ett DMT- baserat VDSL-system.A multi-carrier system, a transmitter, a transceiver, or a method according to any one of the preceding claims, characterized in that said system is a DMT-based VDSL system.