SE506639C2 - Multicarrier transmission system receiver - Google Patents

Abstract

The receiver includes a digitiser which samples and quantises a received signal with several individual carriers. A processor digitally processes the sampled signal. Data modulated on the several carriers is extracted. The digitiser has an AD converter which converts the received signal to a series of digitised samples, each of which n bits. An extremal detector detects when an analogue signal at an input to the converter has an amplitude greater than the amplitude which can be represented by n bits. The generator is controlled by the extremal detector to generate m bits to represent each digitised sample, where m is greater than n.

Description

506 659 10 30 35 duplex, har för ett antal transmissionsförslag föreslagits användningen av asymmetriska lösningar i vilka höga datahastigheter sänds endast i en riktning. Sådana lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, såsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras. 506 659 10 30 duplex, the use of asymmetric solutions in which high data rates are transmitted in one direction only has been proposed for a number of transmission proposals. Such solutions meet many of the requirements for high bandwidth services, such as video-on-demand, but in the long run symmetrical duplex systems will be required.

VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL måste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.VDSL technology is very similar to ADSL, although ADSL has to provide much greater dynamic ranges and as a result is much more complex. VDSL is lower in cost and lower in energy (lower in power), and VDSL units in real estate (premises) need to implement an access control for media in the physical layer for multiplexing upstream data.

Fyra linjekoder har föreslagits för VDSL: - CAP; (carrierless) AM/PM, en version av QAM med undertryckt bärvàg, ”Bärvàgslös” för passiva NT- konfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- ströms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); - DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvàgs- system som använder diskret Fourir-transfor- för att skapa och demodulera individuella bärvägor, mering (Discrete Fourier Transforms) för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms multiplexering (ehuru DMT inte utesluter en strategi med TDMA-multiplexering); - DWMT; Diskret Wavelet multiton Multi-Tone), ett multibärvågssystem som använder (Discrete Wavelet UI W 30 01 CD O\ O\ ~J4 43 ”Wavelet-omvandlingar” (Wawelet transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvâgor; DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC3 kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM är möjlig.Four line codes have been proposed for VDSL: - CAP; (carrierless) AM / PM, a version of QAM with suppressed carrier, "Carrierless" for passive NT configurations, CAP would use QPSK upstream and a type of TDMA for multiplexing (although CAP does not exclude a solution with FDM for upstream multiplexing ); - DMT; Discrete Multi-Tone, a multi-carrier system that uses discrete Fourir transforms to create and demodulate individual carriers, Discrete Fourier Transforms for passive NT configurations; DMT would use FDM for upstream multiplexing (although DMT does not rule out a TDMA multiplexing strategy); - DWMT; Discrete Wavelet multitone, a multi-carrier system that uses Discrete Wavelet UI W 30 01 CD O \ O \ ~ J4 43 “Wavelet transforms” to create and demodulate individual carriers; DWMT also uses FDM for upstream multiplexing, but also allows TDMA; and - SLC; Simple Line Code, a four-level baseband signaling that filters the baseband and resets it at the receiver, for passive NT configurations; it is most likely that SLC3 will use TDMA for upstream multiplexing, although FDM is possible.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- från uppströms kanaler, och båda dessa från POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare generationer av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthållas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare (splitters). Normal användning skulle placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- specifikationen vänder emellertid på denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.Early versions of VDSL will use frequency division multiplexing to separate downstream from upstream channels, and both of these from POTS and ISDN. Echo quenching may be required for later generations of systems with symmetric data rates. A fairly large distance, in frequency, will be maintained between the lowest data channel and POTS to enable very simple and cost-effective POTS line splitters. Normal use would place the downstream duct above the upstream duct. However, the DAVIC specification reverses this scheme to enable the distribution of VDSL signals over coaxial cable systems in buildings.

När en multibärvågssignal tas emot samplas och digitaliseras den före FFT-behandling, (eller ”wavelet”- tranformeringsbehandling). Multibärvågssignaler består av många smalbandiga bärvàgor som förmedlar data via en Amplitudfördelningen för summan av alla de Detta betyder att höga amplituder inträffar med låg sannolikhet. bredbandskanal. individuella bärvàgorna är Gaussisk (Gaussian).When a multi-carrier signal is received, it is sampled and digitized before FFT processing, (or "wavelet" - transformation processing). Multi-carrier signals consist of many narrow-band carriers that transmit data via an amplitude distribution for the sum of all the This means that high amplitudes occur with low probability. broadband channel. the individual carriers are Gaussian.

För närvarande har analog- till digital-omvandlare ett begränsat dynamiskt omfång. Det är därför normal praxis att 506 659 l0 20 25 30 ordna med en kompromiss mellan klippning (cutting) och kvantiseringsstörningar (quantisation noise). Detta betyder att de skadliga effekterna av en grov kvantisering måste balanseras mot signaldistorsioner som orsakas av förlust av de med låg sannolikhet höga amplitudsignalerna.At present, analog to digital converters have a limited dynamic range. It is therefore normal practice to arrange a compromise between cutting and quantization noise. This means that the detrimental effects of a coarse quantization must be balanced against signal distortions caused by loss of the low probability high amplitude signals.

Den föreliggande uppfinningen tillhandahåller ett alternativ genom att detektera förekomsten av höga amplitudsignaler och värdeberäkna (estimating) värdet på sådana signaler med statistiska hjälpmedel, och använda det värdeberäknade signalvärdet istället för det mättade värdet som hårleds från analog- till digital-omvandlaren. Denna teknik minimerar effekterna av klippning som orsakas av mättning av en analog- till digital omvandlare som arbetar med ett begränsat dynamiskt omfång, och acceptabla kvantiseringsintervall.The present invention provides an alternative by detecting the presence of high amplitude signals and estimating the value of such signals with statistical aids, and using the value calculated signal value instead of the saturated value haired from the analog to digital converter. This technology minimizes the effects of clipping caused by saturation of an analog to digital converter operating at a limited dynamic range, and acceptable quantization ranges.

Ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en metod att reducera klippning i analog- till digital-omvandling av en multibärvágssignal då man arbetar med ett begränsat dynamiskt omfång och upprätthålla acceptabla kvantiseringsintervall.An object of the present invention is to provide a method of reducing clipping in analog to digital conversion of a multi-carrier signal when operating with a limited dynamic range and maintaining acceptable quantization intervals.

Ett annat mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en mottagare för mottagning av multibärvågssignaler i vilka klippning reduceras i analog- till digital-omvandlingen av en mottagen multibärvágssignal vid drift med ett begränsat dynamiskt omfång och upprätthållande av acceptabla kvantiseringsintervall. Ännu ett mål med en föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en transceiver som har en mottagare för mottagningen av multibärvàgssignaler i vilka klippning reduceras i analog- till digital-omvandlingen av en mottagen multibärvágssignal vid drift med ett begränsat 15 30 dynamiskt omfång och upprätthållande av acceptabla kvantiseringsintervall.Another object of the present invention is to provide a receiver for receiving multi-carrier signals in which clipping is reduced in the analog-to-digital conversion of a received multi-carrier signal in operation with a limited dynamic range and maintenance of acceptable quantization intervals. Yet another object of the present invention is to provide a transceiver having a receiver for receiving multi-carrier signals in which clipping is reduced in the analog to digital conversion of a received multi-carrier signal in operation with a limited dynamic range and maintenance of acceptable quantization intervals.

Ytterligare ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla ett multibärvágstransmissionssystem som har åtminstone två transceivrar, där var och en inkluderar en mottagare för mottagningen av multibärvágssignaler i vilka klippning är reducerad i analog- till digital-omvandlingen av en mottagen multibärvàgssignal vid drift med ett begränsat dynamiskt omfång och upprätthållande av acceptabla kvantiseringsintervall.A further object of the present invention is to provide a multi-carrier transmission system having at least two transceivers, each of which includes a receiver for receiving multi-carrier signals in which clipping is reduced in the analog to digital conversion of a received multi-carrier signal in operation with a limited dynamic range and maintenance of acceptable quantization intervals.

Enligt en första aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahàlles en mottagare, för användning i ett multibärvágstransmissionssystem, där nämnda mottagare inkluderar digitaliseringsanordning för sampling och kvantisering av en mottagen signal omfattande en mångfald (plurality) av individuella bärvàgor, och databehandlingsanordning (processing means) för digital databehandling av nämnda samplade och kvantiserade mottagna signal för att extrahera data modulerade på nämnda mångfald av bärvàgor, kännetecknad av att nämnda digitaliseringsanordning inkluderar en analog- till digital-omvandlare för omvandling av nämnda mottagna signal till en serie av digitaliserade sampel, där varje sampel har n bit, en ”toppvärdesdetektor” för detektering av när en analog signal vid en ingång till nämnda analog- till digital-omvandlare har en amplitud större än det som kan representeras av n bit, och generatoranordning som styrs av nämnda extremdetektor för att generera m bit för att representera varje digitaliserad sampel, där m > n.According to a first aspect of the present invention, there is provided a receiver, for use in a multi-carrier transmission system, said receiver including digitizing device for sampling and quantifying a received signal comprising a plurality of individual carriers, and processing means for digital data processing. of said sampled and quantized received signal to extract data modulated on said plurality of carriers, characterized in that said digitizing device includes an analog to digital converter for converting said received signal into a series of digitized samples, each sample having n bits , a "peak value detector" for detecting when an analog signal at an input to said analog to digital converter has an amplitude greater than that which can be represented by n bits, and a generator device controlled by said extreme detector to generate m bits to represent var is a digitized sample, where m> n.

Nämnda digitaliseringsanordning kan verka för att sådan klippning av nämnda digitaliserade signal som orsakas 506 659 10 b) Un av mättning av nämnda analog- till digital-omvandlare minimeras.Said digitizing device can act to minimize such clipping of said digitized signal which is caused b) Un of saturation of said analog to digital converter.

Ett tal som representeras av nämnda m bitar kan bestämmas genom värdeberäkning/värdering (estimation) från en Gauss-fördelning av amplituder.A number represented by said m bits can be determined by value calculation / estimation (estimation) from a Gaussian distribution of amplitudes.

Nämnda mottagna signal kan föras genom analog amplitudregleringsanordning innan den förs till nämnda input pá nämnda analog- till digital-omvandlare.Said received signal can be passed through analog amplitude control device before it is fed to said input on said analog to digital converter.

Nämnda generatoranordning kan vara en 3-till-1 multiplexor som har en första ingång anordnad att ta emot en n bits utgång från nämnda analog- till digital- omvandlare, en andra ingång anordnad att ta emot en värdeberäknin (estimate) av ett positivt amplitudvärde som representerar en amplitud av en sampel av nämnda mottagna signal större än ett positivt mättnadsvärde för nämnda analog- till digital-omvandlare, en tredje ingång anordnad att ta emot en värdeberäkning av ett negativt amplitudvärde som representerar en amplitud av en sampel av nämnda mottagna signal mindre än ett negativt mättnadsvärde för nämnda analog- till digital-omvandlare, och en utgång för en m bits signal som representerar en predikterad amplitud av nämnda indatasignal.Said generator device may be a 3-to-1 multiplexer having a first input arranged to receive an n bit output from said analog to digital converter, a second input arranged to receive a value calculation (estimate) of a positive amplitude value which represents an amplitude of a sample of said received signal greater than a positive saturation value of said analog to digital converter, a third input arranged to receive a value calculation of a negative amplitude value representing an amplitude of a sample of said received signal less than a negative saturation value for said analog to digital converter, and an output for a m bit signal representing a predicted amplitude of said input signal.

Nämnda multibärvågstransmissionssystem kan vara ett ortogonalt frekvensdelningsmultiplexradiotransmissions- system.Said multicarrier transmission system may be an orthogonal frequency division multiplex radio transmission system.

Nämnda multibärvågstransmissionssystem kan vara ett DMT-transmissionssystem.Said multicarrier transmission system may be a DMT transmission system.

Nämnda multibärvågstransmissionssystem kan vara ett DMT-baserat VDSL-system. 'du 10 ba u: En digitaliserad utdatasignal från nämnda digitaliseringsanordning kan föras till en ingång pá en FFT-processoranordning.Said multicarrier transmission system may be a DMT-based VDSL system. A digitized output signal from said digitizer can be applied to an input of an FFT processor device.

En digitaliserad utdatasignal från nämnda digitaliseringsanordning kan föras till en ingång på en "wavelet transform”-processoranordning.A digitized output signal from said digitizing device can be fed to an input of a "wavelet transform" processor device.

Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahàlles en transceiver, inkluderande en sändare och en mottagare, kännetecknad av att nämnda mottagare är en mottagare såsom skildrats i de föregående styckena.According to a second aspect of the present invention, there is provided a transceiver, including a transmitter and a receiver, characterized in that said receiver is a receiver as described in the preceding paragraphs.

Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles ett multibärvàgstransmissionssystem kännetecknat av att nämnda multibärvågs:ransmissionssystem inkluderar två transceivrar såsom skildrats i det föregående stycket.According to a third aspect of the present invention, there is provided a multicarrier transmission system characterized in that said multicarrier transmission system includes two transceivers as described in the preceding paragraph.

Enligt en fjärde aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles en metod att digitalisera en analog multibärvågssignal omfattande en mångfald av individuella bärvàgor vilka var och en moduleras med en dataström i vilken nämnda signal samplas och kvantiseras, kännetecknad av stegen: - sampling och kvantisering av nämnda analoga mulcibärvàgssignal för att producera en sekvens av digitala sampel vilka var och en innehåller n bitar som representerar nämnda sampelamplitud; - detektering av när en analog mul:ibärvågssignalssampel har en amplitud som är större än den maximala amplitud som kan representeras av n bit; och 506 639 UI 25 30 - -generering av en digital signal i vilken varje sampel representeras av m bit, där m > n.According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a method of digitizing an analog multi-carrier signal comprising a plurality of individual carriers each of which is modulated with a data stream in which said signal is sampled and quantized, characterized by the steps of: sampling and quantizing said analog multi-carrier to produce a sequence of digital samples each containing n bits representing said sample amplitude; detecting when an analog foot: carrier signal sample has an amplitude greater than the maximum amplitude that can be represented by n bits; and generating a digital signal in which each sample is represented by m bit, where m> n.

Klippning av nämnda digitaliserade signal som resultat av mättning av en analog till digital omvandlare som används för sampling och kvantisering kan minimeras.Cutting of said digitized signal as a result of saturation of an analog to digital converter used for sampling and quantization can be minimized.

Ett tal som representeras av nämnda m bit kan värdeberäknas från en Gauss-fördelning av amplituder.A number represented by said m bit can be valued from a Gaussian distribution of amplitudes.

Nämnda analoga multibärvàgssignals amplitud kan regleras före sampling och kvantisering.The amplitude of said analog multi-carrier signal can be regulated before sampling and quantization.

En positiv amplitud för nämnda analoga multibärvágssignal, större än det positiva mättnadsvärdet för nämnda analog- till digital-omvandlare kan värdeberäknas, en negativ amplitud för nämnda analoga multibärvágssignal, mindre än det negativa mättnadsvärdet för nämnda analog- till digital-omvandlare kan värdeberäknas och: - om en sampel av nämnda analoga multibärvágssignal har en amplitud som ligger mellan nämnda positiva och negativa mättnadsvärden, kan utdata från nämnda analog- till digital-omvandlare användas för att representera amplituden för nämnda sampel av nämnda analoga multibärvágssignal; - om en sampel av nämnda analoga multibärvágssignal har en amplitud som är större än nämnda positiva mättnadsvärde, kan det värdeberäknade positiva värdet för nämnda amplitud användas för att representera amplituden för nämnda sampel av nämnda analoga multibärvágssignal; och 10 20 h) Lll 30 506 639 - om en sampel av nämnda analoga multibärvågssignal har en amplitud som är mindre än nämnda negativa mättnadsvärde, kan det värdeberâknade negativa värdet för nämnda amplitud användas för att representera amplituden för nämnda sampel av nämnda analoga multibärvàgssignal; Nämnda multibärvàgssignal kan vara en ortogonal frekvensdelningsmultiplexsignal.A positive amplitude of said analog multi-carrier signal, greater than the positive saturation value of said analog-to-digital converter can be valued, a negative amplitude of said analog multi-carrier signal, less than the negative saturation value of said analog-to-digital converter and can be value-calculated: if a sample of said analog multi-carrier signal has an amplitude between said positive and negative saturation values, output data from said analog-to-digital converter can be used to represent the amplitude of said sample of said analog multi-carrier signal; - if a sample of said analog multi-carrier signal has an amplitude greater than said positive saturation value, the calculated positive value of said amplitude can be used to represent the amplitude of said sample of said analog multi-carrier signal; and h) if a sample of said analog multi-carrier signal has an amplitude less than said negative saturation value, the value-calculated negative value of said amplitude may be used to represent the amplitude of said sample of said analog multi-carrier signal; Said multi-carrier signal may be an orthogonal frequency division multiplex signal.

Nämnda multibärvágssignal kan vara en DMT- transmissionssignal.Said multi-carrier signal may be a DMT transmission signal.

Utförandeformer av uppfinningen kommer nu att beskrivas, med hjälp av exempel, med hänvisningar till de medföljande figurerna, där: Figur 1 visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.Embodiments of the invention will now be described, by way of example, with reference to the accompanying figures, in which: Figure 1 shows, in schematic form, an asymmetric communication system.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system.Figure 2 shows, in schematic form, a DMT system.

Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.Figure 3 shows, graphically, the channel separations used in an asymmetric DMT transmission system.

Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvàgssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.Figure 4 shows, in schematic form, the cornerstones of a multitone carrier system modem contemplated in the present invention.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvâgssystemmodem som visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering.Figure 5 shows, in schematic form, a partitioning of the multitone carrier system modem shown in Figure 4, which is used to facilitate implementation.

Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.Figure 6 shows, in graphical form, spectral allocation for copper pairs.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används 1 det multitonbärvágssystem som här beskrivs. 506 639 (J: 10 20 10 Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 7 shows, in schematic form, the frame structure used in the multitone carrier system described here. 506 639 (J: 10 20 10 Figure 8 shows, in schematic form, the analog interface of the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhàllandet (SNR-ratio) för frekvens i det multitonbärvágssystem som här beskrivs.Figure 9 shows, in graphical form, the dependence on the signal-to-noise ratio (SNR ratio) for frequency in the multitone carrier system described here.

Figur 10 visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 10 shows, in schematic form, the FFT algorithm used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 11 visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 11 shows, in schematic form, the frame correlation principle used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 12 shows, in schematic form, implementation of a correlator used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelatorn i Figur 12.Figure 13 shows, in schematic form, the averager used in the correlator in Figure 12.

Figur 14 visar, i schematisk form, en korrelationspositionsdetektor som används för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 14 shows, in schematic form, a correlation position detector used for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 15 shows, in schematic form, an overview of the synchronization unit used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 16 shows, in schematic form, an overview of the FFT / IFFT unit used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cykliskt prefix. 10 20 h) UI 30 Cfl :D O\ O\ 04 \0 ll Figur 18 visar, i schematisk form, ett "beslutsinriktat” (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 17 shows, in schematic form, the use of a cyclic prefix. 10 20 h) UI 30 C fl: D O \ O \ 04 \ 0 ll Figure 18 shows, in schematic form, a "decision directed" channel value calculation and equalization system for use in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6.Figure 19 shows QAM coding for b = 6.

Figur 20 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 20 shows, in schematic form, the realization of the calculation of bit charge and energy charge factors used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 21 visar, i schematisk form, en översikt av systemstyrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 21 shows, in schematic form, an overview of the system controller interface used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt på vilket tvà av de multitonbärvágssystemmodem, som visas i Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvàgstransmissionssystem_ Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 22 shows, in schematic form, the way in which two of the multitone carrier modems shown in Figure 4 are interconnected to create a multitone carrier transmission system. Figure 23 shows, in schematic form, the vector management system used in the multitone carrier modem shown in Figure 4. .

Figur 24 visar BSI-längd.Figure 24 shows BSI length.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 25 shows, in schematic form, NU SC load distribution for BSI interruptions for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 26 visar SUS-mönstret för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4.Figure 26 shows the SUS pattern of the multitone carrier modem shown in Figure 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4. 506 639 BU 12 Figur 28 visar, i schematisk form, ”wake-up”- signalering för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 27 shows the DAS pattern in schematic form, for the multitone carrier system modem shown in Figure 4. 506 639 BU 12 Figure 28 shows, in schematic form, “wake-up” signaling for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figurerna 29 till 31 visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figures 29 to 31 show the set-up sequence of the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgränssnitt för en VDSL modemapplikation.Figure 32 shows, in schematic form, a network overview of a network interface for a VDSL modem application.

Figur 33 visar den Gauss-fördelade amplituden hos en multibärvàgssignal.Figure 33 shows the Gaussian distributed amplitude of a multi-carrier signal.

Figur 34 visar, i diagramform, effekterna av klippning i en multibärvàgssignal.Figure 34 shows, in diagrammatic form, the effects of clipping in a multi-carrier signal.

Figur 35 visar, i schematisk form, kretskopplingen för analog- till digital-omvandlaren som används i den föreliggande uppfinningen.Figure 35 shows, in schematic form, the circuit connection of the analog to digital converter used in the present invention.

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.To facilitate the understanding of the present invention, a list of abbreviations used in this patent application is presented below.

ADC: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) AIS: ”Alarm In Signal” ASIC: Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) BPSK: Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) BSI: Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI-D: ESI för nedlänkförbindelse (BSI for downlink connection) W 20 30 BSI-U: CCH: CMI: CM2: CM3: CP: DAC: DAS: DFl: DF2: DF3: DMT: DWMT: EMC: FBC: FEXT: 13 BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) Styrkanal (Control channel) Bärvàgstyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärväg (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Bärvågstyp (mode) 2, (bort)maskad eller urstàndsatt bärvåg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bärvâgstyp (mode) 3, bärvàg ordnad för nollbitsladdning, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cykliskt prefix (Cyclic Prefix) Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) Dataram, slumpmässig (random) data parallell CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) Dataram, helt bitladdad en CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Diskret multiton (Discrete Multi Tone) Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) Felkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) 506 639 20 30 FFT: FTTN: G1 MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: 14 ”Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VMB-based) Tre + tvâ, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Två chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) Omvänd ”Fast Fourir”-transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Lágpass (Low Pass) Nât(verks)terminering (Network Termination) Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) UI 10 20 30 POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUSl: SUS2: TA: TDMA: UTP : VCXO: VDSL: 506 639 15 Konventionell, ”gammal” telefonitjänst (Plain Old Telephony Service) ”Quadrature Amplitude Modulation” Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Set Top Box Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) SF och DFl ramsekvens (SF and DFl frame sequence) SF och DF2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) ”Time Advance” Multipelaccess med tidsdelning (Time Division Multiple Access) Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) Spänningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvágssystem för det installerade kopparnätet). MUSIC är avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation på 506 639 10 20 25 30 16 kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster.ADC: Analog-to-Digital Converter (A / D) AIS: “Alarm In Signal” ASIC: Application Specific Integrated Circuit BPSK: Binary Phase Shift Keying BSI : Base Synch Interval BSI-D: ESI for downlink connection W 20 30 BSI-U: CCH: CMI: CM2: CM3: CP: DAC: DAS: DF1: DF2: DF3: DMT: DWMT : EMC: FBC: FEXT: 13 BSI for uplink connection Control channel Bärvàgstyp (mode) 1; bit-loaded and used carrier (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Carrier mode 2, (removed) masked or worn carrier (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Carry type (mode) 3, carrier arranged for zero bit charging, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cyclic Prefix Digital-to-Analog (D / A) converter (Digital-to-Analog converter) DF3 frame sequence (DF3 frame sequence) Data frame, random (random) data parallel CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Data frame, random data one CCH (Data frame, random data one CCH) Data frame, fully bit loaded one CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Discrete multiton ( Discrete Multi-Tone Discrete Wavelet Multi-Tone Electro Magnetic Compatibility Forward Error Correction 506 639 20 30 FFT: FTTN: G1 MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT : OFDM: ONU: PGA: 14 Fast Fourier Transform Fiber To The Node First Generation, Prototype System (VME-Based) Three + Two , ASIC implementation (Three + two ASIC implementation) Two chips' silicon implementation (Inverse Fast Fourir Transformation) Infinite Impulse Response International standard for digital networks (International Standard for Digital Networks Inter-Symbol Interference Joint Test Action Group Local Exchange Low Pass Network Termination Network Unit Orthogonal Frequency Multiplex Orthogonal Frequency Division Multiplexing Optical Network Unit Programmable Gain Attenuator UI 10 20 30 POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUSl: SUS 2: TA: TDMA: UTP: VCXO: VDSL: 506 639 15 Conventional, Plain Old Telephony Service Quadrature Amplitude Modulation System Controller Synchronous Digital Hierarchy Synch Framework Signal-to-Noise Ratio Set Top Box Synch Frame Sequence SF and DF1 Frame Sequence SF and DF2 Frame Sequence SF and DF2 Frame Sequence "Time Advance" Multiple Access with Time Division Multiple Access Unshielded Twisted Pair Voltage Controlled Chrystal Oscillator Very High bit-rate Digital Subscriber Lines The system of the present invention is referred to for simplicity. to as “MUSIC” (Multi-carrier System for the Installed Copper Network). MUSIC is intended to provide high-speed communication on 506 639 10 20 25 30 16 copper pair cable for telephony to support broadband multimedia services.

MUSIC-systemet som beskrivs i denna (SE 9603192-7) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-l, SE 9603191-9, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603195-0, SE 9603196-8, SE 9603197-6 och SE 9603198-4, erbjuder en kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, som ger 26:2 eller l3:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel ( lokala telefoninät.The MUSIC system described in this (SE 9603192-7) and the patent specifications SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603195-0, SE 9603196-8, SE 9603197-6 and SE 9603198-4, offers a cost-effective and robust customer implementation with silicon, which provides 26: 2 or 13: 2 Mbit / s asymmetric transmission over copper cable ( local telephone networks.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det nätverkskoncept som är känt som Fiber till Noden (Fibre To The Node = FTTN), som använder optisk fiber, som var och en betjänar många användare, fram till ett kopplingsskåp i närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.The MUSIC system can be accessed using the network concept known as Fiber To The Node (FTTN), which uses optical fiber, which each serves many users, up to a switch cabinet near the users' homes. Thus, the cable length specification for MUSIC can be successfully limited to 1300 meters.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för överföring av en signal med hög bithastighet (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med låg bithastighet (2 Mbit/s) uppströms, från abonnenten.The MUSIC system is mainly intended for transmitting a high bit rate (26 Mbit / s) signal downstream to the subscriber, and a low bit rate (2 Mbit / s) signal upstream, from the subscriber.

Figur 1 visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en multimedia-applikation, t.ex. video-on-demand, är länkad till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög datahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms. stöds tvâ bestämda bithastigheter (13 2 och 26:2 Mbit/s), där den lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som en I MUSIC-systemet som beskrivs här, 20 IQ V: 30 506 639 17 extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt långa, kopparkablar.Figure 1 shows the MUSIC system. A network device, NOW, is connected to the fixed network through an optical fiber link, (FTTN). A network termination, NT, connected to a multimedia application, e.g. video-on-demand, is linked to the NOW via copper cable. The MUSIC system supports a high data rate downstream and a much lower data rate upstream. supports two fixed bit rates (13 2 and 26: 2 Mbit / s), where the lower bit rate l3: 2 Mbit / s can be implemented as an I MUSIC system described here, 20 IQ V: 30 506 639 17 additional option for use in case of poor, or extremely long, copper cables.

För nåtverkstermineringen (NT) består anslutningen av ett set av standardiserade gränssnitt, såsom POTS, ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som så att den är oberoende av (NU) filtreras ut passivt, modemstatus. Nätverksenheten terminerar i det fasta nätet.For network termination (NT), the connection consists of a set of standardized interfaces, such as POTS, ISDN, ATM25 and Ethernet. All transmission protocols are supported by (carried by) the data flow in the modem, except the POTS service which so that it is independent of (NOW) is filtered out passively, modem status. The network device terminates in the fixed network.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.MUSIC separates up and downlink spectra by passive filtering in the analog parts.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet till framtida funktionella uppgraderingar. Av detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full funktionalitet så att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.The version of MUSIC described here is intended to provide the opportunity for future functional upgrades. For this reason, the FFT / IFFT block is designed to support full functionality so that it can be reused in future system upgrades.

MUSIC-systemet år ett DMT-baserat, multibärvågs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvàgor. Detta visas i Figur 2, som visar två transceivrar vilka var och en har en mottagare, Rx, och en sändare, Tx, ansluten till ett tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de två transceivrarna med användning av en mångfald (plurality) av bärvágor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitén är extremt dålig. Antalet bitar som överförs av var och en av bärvågorna kan också variera, beroende på kanalkvalité.The MUSIC system is a DMT-based, multi-carrier VDSL system that uses discrete Fourier transform to create and demodulate individual carriers. This is shown in Figure 2, which shows two transceivers each having a receiver, Rx, and a transmitter, Tx, connected to a twisted copper pair. Data is transmitted between the two transceivers using a plurality of carriers, some of which may not be used, e.g. when the channel quality is extremely poor. The number of bits transmitted by each of the carriers can also vary, depending on the channel quality.

En multibärvàgsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar på tvinnad I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden på 10 MHz upp på 1024 bärvågor med en bredd pà vardera 9,77 kHz. Den tilldelade parkabel på ett effektivt sätt. överföringseffekten för de individuella bärvågorna beror pà störningseffekten och överföringsförlusterna på vart och 506 639 30 18 ett av banden. Varje bärvág förmedlar multinivàpulser (multilevel pulses) som kan representera upp till 12 bit data (4096 QAM). Den individuella bârvàgens signal/brusförhàllande (SNR) beräknas på mottagarsidan. Om en bärvág har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit pà denna bärvág. För bärvàgor med lägre SNR-värden placeras färre bitar pà bärvágen. Bärvàgor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid mottagning (forward error correction) och datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.A multi-carrier modulation technology such as DMT handles frequency-dependent losses and interferences on twisted In the MUSIC system, the available bandwidth of 10 MHz is divided into 1024 carriers with a width of 9.77 kHz each. The assigned pair cable in an efficient manner. the transmission power of the individual carriers depends on the interference power and the transmission losses on each of the belts. Each carrier transmits multilevel pulses that can represent up to 12 bits of data (4096 QAM). The signal / noise ratio (SNR) of the individual carrier is calculated on the receiving side. If a carrier has a high SNR, up to 12 pieces are placed on this carrier. For carriers with lower SNR values, fewer pieces are placed on the carrier. Carriers that are affected by narrow-band sources of interference are switched off. Forward error correction and data interleaving are used to mitigate the effects of temporary bursts of impulse interference.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är mycket högre än uppströmshastigheten. Två bestämda nedströmshastigheter (26/13 Mbit/s) stöds av systemet; den valda hastigheten beror pà den aktuella kabellängden (<1300 m) och/eller kvalitén pà kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s. Olika frekvensband kan användas i MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen från uppströmskanalen och båda fràn POTS, se Figur 3.Asymmetric VDSL is implemented in this version of the MUSIC system, which means that the downstream speed is much higher than the upstream speed. Two fixed downstream speeds (26/13 Mbit / s) are supported by the system; the selected speed depends on the current cable length (<1300 m) and / or the quality of the duct. The upstream speed is fixed at 2 Mbit / s. Different frequency bands can be used in the MUSIC system to separate the downstream channel from the upstream channel and both from the POTS, see Figure 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.Alternatively, other duplex methods can be used, e.g.

TDMA och/eller en metod där varannan bärvág dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.TDMA and / or a method where every other carrier is dedicated to the downstream and upstream channel.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hàrdvarublocken är ADC och DAC, transformeringsbehandling, kanalvärdeberäkning/utjämning, synkronisering, fourir symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med interfoliering (interleaving), nätgränssnitt och systemövervakare.Figure 4 shows an overview of a MUSIC modem to which the present invention relates. The most important hardware blocks are ADC and DAC, transformation processing, channel value calculation / equalization, synchronization, fourir symbol mapping and detection, coding and decoding with interleaving, network interfaces and system monitors.

Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: Un 20 k) Un 30 19 - den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI.The modem can be considered in the form of four principal function blocks, namely: Un 20 k) Un 30 19 - the digital receiver unit; - the digital transmitter unit; - the analog input (front end); and system controller / PCI.

Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. Pà mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett làgpassfilter, LP, en programmerbar förstärkningsdämpare, PGA, till en analog- till digital(A/D)-omvandlare. En spänningsstyrd kristalloscillator, VCXO, används för att driva analog- till digital-omvandlaren. På sändarsidan är hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett làgpassfilter.The analog input includes a hybrid transformer connected to an unshielded, twisted pair and POTS. On the receiver side, the hybrid is connected, via a low-pass filter, LP, a programmable gain attenuator, PGA, to an analog to digital (A / D) converter. A voltage controlled crystal oscillator, VCXO, is used to drive the analog to digital converter. On the transmitter side, the hybrid is connected to a digital to analog (D / A) converter via a low-pass filter.

Den digitala mottagarenheten inkluderar en ”fast Fourir”-transformerings- och omskalningsenhet (rescaling unit), FFT, ansluten, som visas i Figur 4, till en synkroniseringsenhet och en kanalestimator. Kanalestimatorn är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en ”avinterfo1ierings”- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhet och därifrån till ett nätapplikationsgränssnitt_ Den digitala sändarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) ”fast Fourir” transformerings- och skalningsenhet, IFFT, via en kodnings- och interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.The digital receiver unit includes a "fixed Fourir" rescaling unit, FFT, connected, as shown in Figure 4, to a synchronization unit and a channel estimator. The channel estimator is connected via a symbol detection unit and a de-interleaving and decoding unit, to a bit handling unit and thence to a network application interface. The digital transmitter unit includes a bit handling unit connected to an inverted and inverse transformer. scaling unit, IFFT, via an coding and interleaving unit and a symbol mapping unit.

Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funktionsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgränssnitt, så som visas i Figur 4. 506 639 Un 30 20 Nät(verks)gränssnittet ansluter den högre protokollnivån till modemets skikt ett-funktionalitet.The system control is connected to different functional units in the digital receiver and digital transmitter, and to the network application interface and a computer interface, as shown in Figure 4. 506 639 Un 30 20 The network (plant) interface connects the higher protocol level to the modem layer a -functionality.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- om så erfordras. ramar" (dummy frames) Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleaved). Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhålles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna specifikation).This block is responsible for providing the system with data at the configured bit rate, and adds “dummy- if required. The data is then channel coded and interleaved. The MUSIC system described here uses a convolutional code combined with interleaving. Using a depth with multiple frames, a combined frequency is obtained. / time interleaving (see later in this specification).

Symbclmappningsblocket tar emot ingångsdata som en helzalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellaticnen beroende på det aktuella bitladdningsvärdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.The symbol mapping block receives input data as a whole hall vector. This vector is mapped into the configured constellation depending on the current bit load value. The mapping unit uses a Gray coding scheme to reduce the probability of bit errors.

En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFÉT-blocket. Detta får systemet att skala IFFT-blocket utför sedan en FFT på ingàngsdatan, som modulerar varje bärvàg. Som ett slutligt uteffektsnivån på varje bärvàg. reell 2048 punkters inverterad (inverse) steg utförs en address ”wrap around” på utgångsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet (CP).A real (vector) vector multiplication is the first step in the IFÉT block. This causes the system to scale the IFFT block then performs an FFT on the input data, which modulates each carrier. As a final output power level on each carrier. real 2048 point inverted (inverse) step, an address “wrap around” is performed on the output data, where a copy of the first 128 samples is added at the end of the frame. This is called the cyclic prefix (CP).

Den mcdulerade signalen går till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång (minimum true dynamic range) pà 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan på 20 MHz. För att bli av med Nyquist ”ghosts”, LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balansera: gränssnitt mot kopparkabeln.The modulated signal goes to a DAC which converts the signal with a minimum true dynamic range of 84 dB. The DAC is clocked by the system sample clock at 20 MHz. To get rid of Nyquist "ghosts", the signal is LP-filtered. The hybrid provides a balancing: interface to the copper cable.

En översikt över MUSIC-sändarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren.An overview of the signal path of the MUSIC transmitter and receiver is shown in Figure 4. The transmitter part uses the same hybrid design as the receiver.

Un 20 Ix) UI 30 506 659 21 I mottagaränden separerar splitter/hybrid- transceivern de frekvenser som används av POTS, frän 0 till 4 kHz, från de frekvenser som används av systemet. Det extraherar också den làgnivâiga mottagningssignalen fràn den kombinerade högniváiga sändningssignalen och den lágniváiga mottagningssignalen.Un 20 Ix) UI 30 506 659 21 At the receiver end, the splitter / hybrid transceiver separates the frequencies used by the POTS, from 0 to 4 kHz, from the frequencies used by the system. It also extracts the low-level reception signal from the combined high-level transmission signal and the low-level reception signal.

För att reducera Nyquisteffekter pà signalen làgpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA:n (Programmable Gain Amplifier).To reduce Nyquist effects on the signal, the received analog signal is low-pass filtered before being fed into the PGA (Programmable Gain Amplifier).

PGA:n är nödvändig för att få det bästa utnyttjandet av det dynamiska omfånget i ADC:n. I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB.The PGA is necessary to get the most out of the dynamic range of the ADC. In this system, the dynamic range shall be at least 66 dB.

Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT-blocket emot datan.After the signal is converted to digital format, the synchronization and FFT blocks receive the data.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av FFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO:n.The synchronization block generates a frame clock (for controlling the FFT buffers) and a control signal for the VCXO.

I början återtar írezrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) och överförs till ”VCXO feed back controller”. VCXO:n genererar samplingsklockan (20 MHz).Initially, the irrezrieve) synchronization block retrieves the frame clock from the sampled signal. The frame clock is then used to calculate the frame synchronization value calculation (frame timing estimate) and is transferred to the "VCXO feed back controller". The VCXO generates the sampling clock (20 MHz).

En samplingsklocka som endast styrs av ”frame time estimate” är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.A sampling clock that is only controlled by a "frame time estimate" is not sufficiently accurate in a DMT system.

Därför används, efter làsningssekvensen, en dedicerad pilotbärvàg för att uppnå en hög synkroniseringsprecision pà samplingsklockan.Therefore, after the locking sequence, a dedicated pilot carrier is used to achieve a high synchronization precision on the sampling clock.

En BSI-signal extraheras också från pilotbärvàgen.A BSI signal is also extracted from the pilot carrier.

BSI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.BSI is the Base Synchronization Interval timing signal used to synchronize the CCH communication of the transmitter and receiver.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm 506 659 UI 20 I~J U» 22 som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.One of the new aspects of the MUSIC system is the algorithm 506 659 UI 20 I ~ J U »22 used by the synchronization block, which is discussed in more detail later in this specification.

En 2048 punkters verklig FFT utförs på ingängsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning (rescaling), som baseras på energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.A 2048 point real FFT is performed on the input frames of the FFT block. After this, rescaling, which is based on the energy charge parameters, is performed before the data is transferred to the next block.

Kanalvärdeberäkningen och -utjämningen utförs på utmatningsdatan från EFT-blocket. Alla dataramar används för att värdeberäkna (estimate) kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en bitladdningsvektor som bestämmer antalet bitar som skall sändas på var och en av bärvágorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH).The channel value calculation and equalization is performed on the output data from the EFT block. All data frames are used to value the channel properties. These are then used to compute a bit charge vector that determines the number of bits to be transmitted on each of the carriers. This information is then transmitted to the transmitter through the upstream control channel (CCH).

I symboldetekteringsblocket utförs en ”avmappning” (demapping) för varje bärvàg enligt bitladdningsmallen (bit-loading mask).In the symbol detection block, a "demapping" is performed for each carrier according to the bit-loading mask.

Efter avmappning utförs ”avinterfoliering” (de- interleaving) och ”felkorrigering vid mottagning” (FEC, Forward Error Correction) på den detekterade bitströmmen.After unmapping, “deinterleaving” and “Forward Error Correction” (FEC) are performed on the detected bitstream.

Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy frames) tas bort i detta block.The data is then ready for the network (plant) / application interface block after bit handling. The dummy frames are removed in this block.

I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns SC). en generell (general purpose) processor som har gränssnitt styrenheten för systemet (System Controller, SC:n är mot och styr de olika underblocken med användning av en lokal PCI-buss. I den version av MUSIC som beskrivs här, är styrenheten CPU programmerbar. En extern port tillhandahàlles, genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board), för att underlätta programmering.At the heart point of the system, shown in Figure 4, is SC). a general purpose processor that interfaces the system controller (System Controller, SC) is against and controls the various sub-blocks using a local PCI bus. In the version of MUSIC described here, the CPU controller is programmable. An external port is provided, through an on-board JTAG interface, to facilitate programming.

Huvuduppgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra 20 25 30 506 639 23 bitladdnings- och energiladdningsberäkningar. Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad styrkanal (CCH). Denna kanal överför data avseende förändringar i bit/energi-laddning och annan systemsignalering.The main tasks of the SC are to control system start-up and construction during driving time and to perform bit charge and energy charge calculations. It communicates with the remote side of the modem through a dedicated control channel (CCH). This channel transmits data regarding changes in bit / energy charge and other system signaling.

För att erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvändning, måste de digitala delarna av systemet vara baserade på åtminstone två ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignändamål.To obtain a cost-effective product for high-volume use, the digital components of the system must be based on at least two ASIC circuits. Figure 5 shows how the system can be divided (partition) for chip design purposes.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips innehåller ramsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, symboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocket och nätgränssnittblocket kan implementeras på ett tredje, respektive fjärde, chips.One chip contains the FT / IFFT core. A second chip contains frame synchronization, channel value calculation and smoothing, symbol detection and symbol mapping. The analog block and the network interface block can be implemented on a third and a fourth chip, respectively.

Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell 1 till 3 bifogade härtill.The system parameters used by the MUSIC system described here are shown in Tables 1 to 3 attached hereto.

VDSL-system arbetar i spektrumet från 0 till 40 MHz.VDSL systems operate in the spectrum from 0 to 40 MHz.

I detta band upptar MUSIC-systemet, som beskrivs här, de lägre 10 MHz, se Figur 6. Ett antal traditionella band finns i detta spektrum, inklusive POTS och vissa radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvágor över 10 MHz, har varje bärvåg en bandbredd på 9,77 kHz, där de två första bärvågorna är allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista bärvågen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten.In this band, the MUSIC system, as described here, occupies the lower 10 MHz, see Figure 6. A number of traditional bands are found in this spectrum, including POTS and some radio amateur bands. Different frequency bands are used in the MUSIC system described here to separate downstream from upstream channels. Since the MUSIC system described here uses 1024 carriers over 10 MHz, each carrier has a bandwidth of 9.77 kHz, where the first two carriers are allocated by the DC level and the POTS service. The last carrier is disabled because it is the Nyquist point.

Andra bärvágor (på radioband) kan behöva annulleras. Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning på det balanserade kopparparet.Other carriers (on radio tapes) may need to be canceled. This is primarily a matter of immunity and charisma on the balanced copper pair.

Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning. 506 639 20 30 24 Det finns två sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- och ISDN-systemen existera under (below) MUSIC- frekvensbanden. Detta kan uppnås med användning av en liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandahållas oberoende av konfiguration.By passively filtering the POTS spectrum, this service can be done independently of the MUSIC system described here, runtime status, or power supply. 506 639 20 30 24 There are two ways to provide ISDN services for a MUSIC modem connection. One way is to let the POTS and ISDN systems exist under the (below) MUSIC frequency bands. This can be achieved using a similar filtering process for ISDN band spectrum as for POTS. This filtering allows the service to be provided regardless of configuration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning av 1024 bärvágor över 10 MHz ger varje bärvág en bandbredd på 9,77 kHz. ISDN-spektrumet kräver allokeringen (150- 4)/9,77 = 5, av dessa bärvägor. Beroende pá kanalkarakteristiken mäste dessa fem bärvägor väljas att ha det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*100=500 kbit/s bandbredd.The second way to provide ISDN is to allow ISDN to be a carrier service in the MUSIC system. This solution has the advantage in terms of spectrum efficiency. The use of 1024 carriers over 10 MHz gives each carrier a bandwidth of 9.77 kHz. The ISDN spectrum requires the allocation (150-4) /9.77 = 5, of these carrier paths. Depending on the channel characteristics, these five carriers must be chosen to have the best SNR in the system. For a standard connection, this gives 5 * 100 = 500 kbit / s bandwidth.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 509 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.The optimal solution is therefore to use the modem as a carrier, and allocate only 64 kbit / s, compared to 509 kbit / s for the total bandwidth of the 64 kbit / s ISDN service.

Resultatet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda på en telekommunikationsoperatörs nät, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 230-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen pä högre frekvenser den maximala bithastigheten.The results of the measurements of attenuation and FEXT (Far End Cross Talk) performed on a telecommunications operator's network, showed that it is possible to achieve bit rates higher than 100 Mbit / s if the cable is shorter than 230-300 meters. For longer cables, attenuation at higher frequencies limits the maximum bit rate.

För kablar pä omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en 1 km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.For cables of about 500 meters, 40 Mbit / s can be achieved, and for a 1 km cable, 15-20 Mbit / s is realistic.

En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar de: använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen måste kanske också uteslutas.Another factor that reduces performance is EMC, which limits them: use power. Some parts of the frequency domain may also need to be excluded.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: 20 25 - maximal varaktighet 250 ps - medianintervall 67 ms - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz - bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är belägen pä NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).A typical PSTN can be expected to have the following characteristics when it comes to impulse interference: 25 25 - maximum duration 250 ps - median interval 67 ms - maximum peak amplitude 20 mV - the main part of the energy below 200 kHz - background interference -107 dBm / Hz . The reference for the sampling clock is located on the NU page and is common to all twisted copper pairs in a secondary cable.

Samplingsklcckans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter” pä mindre än 0,5 ns.The frequency of the sampling clock is 20 MHz at 10 ppm, with a phase jitter of less than 0.5 ns.

Samplingsklockan pä NT-sidan är fasläst till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing i ett och använder sedan estimation) första skede, pilotbärvägs: för att producera en finjustering av läsningen. Läsningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digital/analog-omvandlare_ Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision pä 1/100 sampel, med ett ”phase jitter” pä mindre än 0,5 ns.The sampling clock on the NT page is phase-read to the NOW page. The logic of the reading uses the frame synchronization value calculation (frame timing in one and then uses estimation) first stage, pilot carrier path: to produce a fine adjustment of the reading. The read logic controls the frequency of a VCXO via an 18 bit digital / analog converter. The requirements for the VCXO are 20 MHz in 25 ppm range and 10 ppm / volt sensitivity. The final reading must have a precision of 1/100 sample, with a "phase jitter" of less than 0.5 ns.

Ramklockan är 1/(2048 + 128) av samplingsklockan och styr starten av mottagning och sändning av ramarna.The frame clock is 1 / (2048 + 128) of the sampling clock and controls the start of receiving and sending the frames.

Ramklockan, som används både för sändning och mottagning, avviker i fas på både NU- och NT-sidan.The frame clock, which is used for both transmission and reception, differs in phase on both the NU and NT side.

Ramklcckan för sändning på NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.The frame clock for transmission on the NT side is the master and controls the start of the signal intervals, see Figure 7.

Mottagningsramklockan pä NT-sidan erhålles från hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7. 50 20 IQ Ul Û 639 26 Ramklockan för sändning på NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart på NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) på kopparledaren. Detta måste göras för att upprätthålla ortogonaliteten, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både på upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning på NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7.The reception frame clock on the NT side is obtained from the hardware function for the frame synchronization value calculation and controls the start of the frame sampling period, see Figure 7. 50 20 IQ Ul Û 639 26 The frame clock for transmission on the NT side is the same as the frame clock for reception, but is a TA sample earlier in . TA is a parameter that is measured during system start-up on the NU side and is used to compensate for propagation delay on the copper conductor. This must be done to maintain the orthogonality, across the copper conductor, for the sampled periods, both uplink and downlink. The frame clock for transmission on the NT side controls the start of the signal intervals, see Figure 7.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan fördröjs ett antal sampelklockcykler (TA) i förhållande till ramklockan för sändning, efter det att TA-beräkning (calculation) utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i uppstartningssekvensen bestäms av hárdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.The frame clock for reception on the NOW page is delayed a number of sample clock cycles (TA) in relation to the frame clock for transmission, after TA calculation has been performed. The delay before the calculation of TA in the start-up sequence is determined by the hardware timing for the frame timing estimation hardware function and the value is accessible to the control unit.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan styr starten av rarsamplingsçeriod, se Figur 7.The frame clock for reception on the NOW page controls the start of the sample sampling period, see Figure 7.

BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande Parametrarna kan, vara bitladdning, sidan. till exempel, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, på båda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up).The BSI clock is used to synchronize parameter changes between the sending and receiving The parameters can, be bit charge, side. for example, energy charge or control channel frequency. The parameters are updated by the system controller, on both sides, before the BSI clock initiates the switch for the new set-up.

BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande till BSI-klockan i nedlänken.The BSI clock is 1/8192 of the frame clock. The uplink BSI clock is delayed by half a BSI clock cycle relative to the downlink BSI clock.

En kor: pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens på pilotkanalen används för BSI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan.A short: pseudo-random sequence on the pilot channel is used for BSI synchronization between the transmitting and receiving sides.

UI 20 27 Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.UI 20 27 The cyclic prefix is an extension of the frames added by the FFT chip. To maintain orthogonality throughout the signaling period, the last 128 samples of the frame are copied and placed before the actual frame. This arrangement addresses issues related to interference between symbols caused by time dispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast på den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA = motsvarar 1250 meter (om utbredningsfördröjning är 5 ns/m). 128 samplingar = 6,4 ps utbredningsfördröjning. Detta Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonledningen. Det finns också anslutningar till Tl- chipset och systemcontrollern för styrändamäl.It is important that the part of the signaling period sampled only on the receiving side overlaps a signaling period in the other direction, along the entire copper conductor. TA is used to optimize this overlap period. The maximum cable length is limited by TA = corresponds to 1250 meters (if propagation delay is 5 ns / m). 128 samples = 6.4 ps propagation delay. This The analog interface connects the received and transmitted digital data stream at the C1 chipset to the telephone line. There are also connections to the Tl chipset and the system controller for control purposes.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten till en hybridtransformator som också är länkad till POTS. På mottagningssidan av hybriden går den inkommande signalen via ett lägpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till Cl-chipset. På sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och går därifrån via ett làgpassfilter LP till hybridtransíormatorn. En spänningsstyrd kristalloscillator, som driver både ADC och DAC, är ansluten till T1-chipsets synkroniseringsblock.The analog interface is shown in Figure 8. The cable is connected to a hybrid transformer which is also linked to POTS. On the receiving side of the hybrid, the incoming signal goes via a low pass filter and a programmable gain attenuator to an analog / digital converter, ADC, and from there to the Cl chipset. On the transmitter side of the hybrid, the output digital signal is converted to analog by a digital / analog converter, DAC, and goes from there via a low-pass filter LP to the hybrid transistor feeder. A voltage controlled crystal oscillator, which drives both the ADC and the DAC, is connected to the synchronization block of the T1 chip.

En OFSM-ram är en summa av sinusformade bärvágor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplanet (frequency domain) med ett minimum av separationsavstánd mellan bärvàgor. Antagandet att 586 10 20 25 30 659 28 symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande till varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra till att skapa pulser med mycket höga toppnivåer.An OFSM frame is a sum of sinusoidal carriers modulated in phase and amplitude and spaced in the frequency domain with a minimum of separation distance between carriers. The assumption that the symbols within the frame are evenly distributed and uncorrelated relative to each other gives a signal in the time plane with an approximately normally distributed instantaneous amplitude. Thus, there is a small possibility that input data can interact with each other to create pulses with very high peak levels.

Emellertid måste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna så att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsnivåer i DAC:n för att hantera (average) genomsnittliga signaler. Ãven om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivá i sändaren, finns det begränsningar på mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna på mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Våra .However, the maximum amplitude must be limited to a lower amplitude than this so that there are a sufficient number of quantization levels in the DAC to handle (average) average signals. Although the DAC has sufficient resolution to accommodate a high peak level in the transmitter, there are limitations on the receiver side (ADC). However, the consequences on the recipient side do not have to be as serious as they may seem.

En kort kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en lång kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opåverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stort dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpningar ej kräver ett stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det område som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.A short cable has lower attenuation in the high frequency range than a long cable, see Figure 9. This means that a temporary pulse can occur in the receiver almost unaffected by the cable characteristics. Therefore, a relatively large dynamic range is required in the receiver. However, this can be easily achieved because almost equal attenuations do not require a large dynamic range. The ADC needs to accommodate the area indicated in Figure 9 by the solid, rough, arrow-marked line.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.However, the greater high frequency attenuation of long cables requires a large dynamic range.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) från sändaren för att bygga upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det område som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9. 10 25 30 35 506 639 29 Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom omsorgsfull inställning (setting) av signalnivån vid mottagar-ADC:n beroende pà kabellängd. Klippning, dvs hög amplitudmättnad hos analog- till digital-omvandlaren kan ändå vara ett problem. Den föreliggande uppfinningen, som behandlas i detalj nedan, tillhandahåller ett sätt att reducera de skadliga effekterna av klippning.The high frequency attenuation also means that several large peaks would be required from the transmitter to build up high amplitudes in the receiver; a case that is even less likely to occur at the ADC input (input) than single peaks. The “free height” (headroom) can therefore be reduced and the ADC should accommodate the area marked by the rough, dashed arrow line in Figure 9. 10 25 30 35 506 639 29 In summary, performance can be optimized by careful setting of the signal level at the receiver ADC depending on the cable length. Cutting, ie high amplitude saturation of the analog to digital converter can still be a problem. The present invention, which is discussed in detail below, provides a method of reducing the deleterious effects of cutting.

Metoden för den föreliggande uppfinningen är baserad på detektering av sampler i vilka amplituden överstiger det maximala värdet av den disponibla kvantiseringen. När detta inträffar, omvandlas den digitala signalen som representerar sampeln till ett tal som motsvarar ett predikterat värde pà signalamplituden, istället för mättnadsvärdet för analog- till digital-omvandlaren som används.The method of the present invention is based on the detection of samples in which the amplitude exceeds the maximum value of the available quantization. When this occurs, the digital signal representing the sample is converted to a number corresponding to a predicted value of the signal amplitude, instead of the saturation value of the analog to digital converter used.

Metoden kräven endast en obetydlig ökning i komplexiteten hos analog- till digital-behandlingen (processing) av signalen.The method requires only an insignificant increase in the complexity of the analog to digital processing of the signal.

Metoden för den föreliggande uppfinningen reducerar sålunda de skadliga effekterna av klippning vid mottagningen och digitaliseringen av multibärvågssignaler.Thus, the method of the present invention reduces the detrimental effects of clipping on the reception and digitization of multicarrier signals.

Den föreliggande uppfinningen kan användas i DMT-system, sådana som MUSIC-systemet som här beskrivs. Uppfinningen kan emellertid användas i radiotransmissionssystem som använder OFDM. Uppfinningen är inte begränsad till system som använder FFT, den är också tillämplig i system som använder ”wavelet transforms”.The present invention can be used in DMT systems, such as the MUSIC system described herein. However, the invention can be used in radio transmission systems using OFDM. The invention is not limited to systems using FFT, it is also applicable in systems using "wavelet transforms".

Vid samplingen och kvantiseringen av en multibärvågssignal, behövs ett stort dynamiskt omfång för att undvika klippning av den digitaliserade signalen genom mättnad av analog- till digital-omvandlaren som används för att digitalisera signalen. Detta problem uppstår på grund 506 639 UI 10 25 30 30 av att multibärvàgssignaler har en amplitudfördelning som är ungefär Gaussisk , dvs normalfördelad. Detta betyder att extrema värden på amplituden, höga signalamplituder, kan förekomma, fastän med låg sannolikhet.When sampling and quantizing a multi-carrier signal, a large dynamic range is needed to avoid clipping the digitized signal by saturating the analog-to-digital converter used to digitize the signal. This problem arises due to the fact that multi-carrier signals have an amplitude distribution which is approximately Gaussian, ie normally distributed. This means that extreme values of amplitude, high signal amplitudes, can occur, albeit with low probability.

Den föreliggande uppfinningen är baserad på registrering, eller detektering, av extrema amplitudvärden, både positiva och negativa, under samplingsprocessen, och att använda dessa data för att prediktera ett väntevärde på amplituden. När klippning ej inträffar, används digitaliserade utdata från analog- till digital- omvandlaren utan modifiering. När klippning är för handen ersättes mättnadsvärdet som erhålles från analog- till digital-omvandlaren med ett predikterat värde på amplituden för indata. Det predikterade värdet för amplituden kan beräknas ur Gaussfördelningen.The present invention is based on recording, or detecting, extreme amplitude values, both positive and negative, during the sampling process, and using this data to predict a wait value on the amplitude. When editing does not occur, digitized output from the analog to digital converter is used without modification. When clipping is at hand, the saturation value obtained from the analog to digital converter is replaced by a predicted value of the amplitude of the input data. The predicted value for the amplitude can be calculated from the Gaussian distribution.

Som förklarats ovan, sänds i ett multibärvågstransmissionssystem många smalbandsdatamodulerade bärvågor parallellt via en bredbandskanal. Om sända data statistiskt kan betraktas som en slumpmässig sekvens, kommer varje bärvág att få en slumpmässig fas och, i många fall, en slumpmässig amplitud.As explained above, in a multi-carrier transmission system, many narrowband data modulated carriers are transmitted in parallel via a broadband channel. If transmitted data can be statistically considered as a random sequence, each carrier will have a random phase and, in many cases, a random amplitude.

Centrala gränsvärdesatsen innebär att amplitudfördelningen för summan av alla kommer att vara Gaussisk, se Figur 33, bärvàgorna.The central limit value theorem means that the amplitude distribution for the sum of all will be Gaussian, see Figure 33, the carriers.

För att digitalisera, genom sampling och kvantisering, och återskapa en multibärvågssignal utan klippning, behövs en kvantiserare med en dynamisk upplösning med många bit.To digitize, through sampling and quantization, and recreate a multi-carrier signal without clipping, a quantizer with a dynamic resolution with many bits is needed.

Emellertid har tillgängliga analog-till digital-omvandlare endast en begränsad bitupplösning vid höga signalbandbredder, dvs höga samplingshastigheter. Detta betyder att en balans måste uppnås mellan klippning och dynamiskt omfång, eller upplösning. Om kvantiseringsintervallet görs tillräckligt brett för att 10 25 31 kraftigt reducera klippning, införs orimligt kvantiseringsbrus som orsakar en oacceptabel förlust av precision och prestanda. Effekten av klippning av en signal visas i Figur 34.However, available analog-to-digital converters have only a limited bit resolution at high signal bandwidths, i.e. high sampling rates. This means that a balance must be achieved between cutting and dynamic range, or resolution. If the quantization interval is made wide enough to greatly reduce cutting, unreasonable quantization noise is introduced which causes an unacceptable loss of precision and performance. The effect of clipping a signal is shown in Figure 34.

Den föreliggande uppfinningen är baserad pà de följande metodstegen: l. Amplituden hos den analoga signalen regleras av en förstärkningsstyranordning (gain controller), se Figur 35, till ett önskat kvantiseringsomráde. 2. Kvantiseraren, dvs analog- till digital- omvandlaren, ADC, som har en begränsad bitupplösning, samplar signalen. När amplituden hos den analoga signalen överstiger kvantiserarens mättnadsvärde, antingen positivt eller negativt, motsvarar den följande digitala representationen mättnadsvärdet. 3. En ”toppvärdesdetektor" detekterar när ADC:n när mättnad och, som en konsekvens, klippning inträffar.The present invention is based on the following method steps: 1. The amplitude of the analog signal is controlled by a gain controller, see Figure 35, to a desired quantization range. 2. The quantizer, ie the analog to digital converter, ADC, which has a limited bit resolution, samples the signal. When the amplitude of the analog signal exceeds the saturation value of the quantizer, either positively or negatively, the following digital representation corresponds to the saturation value. A "peak value detector" detects when the ADC when saturation and, as a consequence, clipping occur.

Extremdetektorn styr funktionen hos en 3-till-1- multiplexor. 4. Den kvantiserade, digitala signalen skapar indata till 3-till-l-multiplexorn och utdatasignalen sänds till nedströmsenheter i mottagaren, nämligen FFT- processorn. Beroende pà styrsignalen som genereras av extremdetektorn, verkställs ett av följande steg, sampel för sampel: - när ett positivt maximum detekteras, genereras en predikterad max.amplitud, a, som överstiger mä:tnadsvärdet för ADC:n, dvs E{a 2 max}; 506 659 25 b) Un 32 - när ett negativt maximum detekteras, genereras en predikterad min.amplitud, a, som understiger det negativa mättnadsvärdet för ADC:n, dvs E{a S - max}; och - när varken ett positivt eller negativt maximum dezekteras, används den kvantiserade signal som finns pá ADC:ns utdata (output).The extreme detector controls the operation of a 3-to-1 multiplexer. 4. The quantized digital signal creates input data to the 3-to-1 multiplexer and the output signal is sent to downstream units in the receiver, namely the FFT processor. Depending on the control signal generated by the extreme detector, one of the following steps, sample by sample, is executed: - when a positive maximum is detected, a predicted maximum amplitude is generated, a, which exceeds the measured value of the ADC, ie E {a 2 max }; 506 659 25 b) Un 32 - when a negative maximum is detected, a predicted minimum amplitude is generated, a, which is less than the negative saturation value of the ADC, ie E {a S - max}; and - when neither a positive nor a negative maximum is detected, the quantized signal contained on the output of the ADC is used.

Efter multiplexorn ökar antalet bit och dessa används i den påföljande digitala databehandlingen av signalen. Ökningen i aztalet bit orsakas av det predikterade värdet för signalaïplituden som överstiger kvantiseringeintervallet.After the multiplexer, the number of bits increases and these are used in the subsequent digital data processing of the signal. The increase in the aztal bit is caused by the predicted value of the signal amplitude that exceeds the quantization interval.

Kretskcçpling för implementering av den föreliggande uppfinninge: visas schematiskt i Figur 35. En inkommande analog signal förs till en förstärkningsstyrenhet (gain controller), GC, som kan användas för att reglera amplituden h:s signalen till ett område lämpligt för databehandlizg av analog- till digital-omvandlaren, ADC:n.Circuit board for implementing the present invention: shown schematically in Figure 35. An incoming analog signal is fed to a gain controller, GC, which can be used to control the amplitude h of the signal to an area suitable for data processing of analog to the digital converter, the ADC.

Utdata från ADC:n omfattar n bit. En ”Detector of extremes”, beskriven i Figur 35 som en "toppvärdesdetektor", detekterar när det dynamiska området i ADC:n överskrids, dvs när n bit är otillräckligt för att representera signalens amplitud, och genererar en signal som matas till multiplexorn. Om det positiva mättnadsvärdet för ADC:n överskrids, kopplas en predikterad amplitud E{a 2 max} in av multiplexorn istället för amplitudens mättnadsväráe. Om det negativa mättnadsvärdet för ADC:n underskrids, kopplas en predikterad amplitud E{a S - max} in av multiplex:rn istället för amplitudens mättnadsvärde.Output from the ADC includes n bits. A "Detector of extremes", described in Figure 35 as a "peak value detector", detects when the dynamic range in the ADC is exceeded, i.e. when n bit is insufficient to represent the amplitude of the signal, and generates a signal which is fed to the multiplexer. If the positive saturation value of the ADC is exceeded, a predicted amplitude E {a 2 max} is switched on by the multiplexer instead of the saturation value of the amplitude. If the negative saturation value of the ADC falls below, a predicted amplitude E {a S - max} is switched on by the multiplexer instead of the amplitude value of the amplitude.

Antalet bitar som representerar en sampel vid multiplexorns utgång översziger antalet bit n som genereras av ADC.The number of bits representing a sample at the output of the multiplexer exceeds the number of bits n generated by the ADC.

Linjeielaren(splitter)/hybriden har tvà huvud;;pgifter, nämligen att: 20 IQ Un 33 - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen fràn att uppträda vid mottagaren på samma enhet genom balansering av kabeln.The line splitter / hybrid has two main tasks; namely: 20 IQ Un 33 - splitting and combining telephony signal (POTS) and VDSL signal frequency bands; and - preventing the transmitted signal from appearing at the receiver on the same device by balancing the cable.

Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan.Since each transmission direction has its own frequency band, it is possible to optimize both sides in terms of their respective frequency bands to increase the overall performance.

Avsikten med làgpassfiltret på ingàngssignalen är att minska ”alias”-effekter (aliasing effects) pá interferens ovanför det använda frekvensområdet.The purpose of the low-pass filter on the input signal is to reduce "aliasing effects" on interference above the frequency range used.

Làgpassfiltret på utgångssidan reducerar utsänd effekt på ”stoppbandet”. Dessa filter kan utgöra delar av uppdelnings-/hybridmodulen_ Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är ”Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhållande på ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon med likvärdig prestanda, används.The low-pass filter on the output side reduces the transmitted power on the "stop band". These filters can form part of the division / hybrid module_ The best commercially available ADC today is the "Analog Devices AD9042" which has a signal-to-noise ratio of approximately 66 dB. It is recommended that either this ADC, or one with equivalent performance, be used.

För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används.For this description, it is assumed that a DAC with 14 bit resolution is used.

FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av två reella sekvenser på samma gång.The FFT and IFFT algorithms are built up of 1024-point complex FFTs with data reorganization to allow the calculation of two real sequences at the same time.

Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hárdvarurealiseringen baseras på en radix-32-kärna som beräknar resultatet i tre ”fövandlingar” (passes), se Figur 10.Consequently, each of FFT and IFFT are effective 2048 points. The hardware realization is based on a radix-32 core that calculates the result in three “transformations” (passes), see Figure 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhállandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: sNR=22b'“'1 506 659 Un 20 30 34 och v = ll Lösningen för b ger 17 bit upplösning där b = antal bit, ”förvandlingar”). (antal effektiva radix-2 (baserat pä ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet.The relationship between the signal-to-noise ratio and the resolution in the algorithm can be expressed as: sNR = 22b '"' 1 506 659 Un 20 30 34 and v = ll The solution for b gives 17 bit resolution where b = number of bits," transformations "). (number of effective radix-2 (based on ADC SNR), but since ADC is not the only source of analog signal degradation, 16 bit resolution in the algorithm should be sufficient to maintain the resolution throughout the system.

VCXO n genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras på data från synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen mäste vara mycket stabil och fasläst till NU-referensklockan för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler. (phase locked) För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC:n.VCXO n generates the sampling frequency used in the NT part of the system. The control voltage is based on data from the synchronization unit. The clock frequency must be very stable and phase read to the NU reference clock to maintain orthogonality between symbols. (phase locked) To take full advantage of the dynamic range of the ADC, a programmable attenuator must be inserted before the ADC.

Dämpningsnivän är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för ”framflyttning av synkronisering” (timing advance) genom systemcontrollern.The attenuation level is mainly a function of the cable length and can be determined by the value for "advance of synchronization" (timing advance) through the system controller.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för ”timing advance” och dämpningsnivàn, måste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.Attenuation resolution and range, and the relationship between the value for timing advance and the attenuation level, must be determined. Equalization and variance values can also be used in the calculations for improved results.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, speciellt när bärvàgor moduleras med stora konstellationer.In a DMT system, a very precise synchronization between the transmitter and the receiver is necessary, especially when carriers are modulated with large constellations.

I den utförandeform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger pà korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen.In the embodiment described here, a new frame synchronization method is used which is based on correlation properties built into the structure of the received signal.

På NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. Pä NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO Controlled Crystal Oscillator) (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage som är låst i fas till oscillatorn pà NU-sidan. VCXO:n styrs initialt av 10 20 30 506 639 35 ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).On the NU side, a crystal frequency oscillator with a fixed frequency is used as a reference for generating the sampling clock. On the NT side, a sampling clock is generated by a VCXO Controlled Crystal Oscillator = Voltage that is locked in phase to the oscillator on the NU side. The VCXO is initially controlled by the frame timing value calculation.

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationen. Därför används en dedicerad pilotbärvág, efter en lásningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet pá samplingsklocksynkroniseringen_ Beroende pà den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan interferens mellan symboler orsakad av kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdomänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.However, the resolution of the frame synchronization value calculation is not sufficient in the present application. Therefore, a dedicated pilot carrier, after a lock-in sequence, is used to achieve a very high accuracy of the sampling clock synchronization. Depending on the long symbol duration of a DMT system, interference between symbols caused by channel time dispersion can be eliminated by means of a guard interval. interval) as a prefix to each frame in the time domain. To maintain the orthogonality of the frames, the contents of each prefix are a copy of the last part of the following frame, making the frames appear to be partially cyclic.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelation som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera samplingar av den mottagna signalen, avskilda i tid av (den kända) ramlängden, kommer passerandet av ett skyddsintervall att orsaka en topp i korrelationsvärdeberäkningen (correlation estimate). Därför kommer dessa toppar att ha ett känt synkroniseringsförhällande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. Principen visas i Figur ll.The synchronization method used to estimate the frame synchronization uses the high correlation between a prefix and the corresponding part of a frame. By continuously correlating samples of the received signal, separated in time by the (known) frame length, the passage of a protection interval will cause a peak in the correlation value calculation. Therefore, these peaks will have a known synchronization relationship to the frames and can be used to create a frame start signal. The principle is shown in Figure ll.

Korrelatorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), för at skapa en signal med samma period som korrelationstopparna.The correlator and peak time estimator use a system clock generated by a VCXO. This clock is divided by (divided by) the total number of samples in a signal range (a cyclic prefix and a frame), to create a signal with the same period as the correlation peaks.

Fasavvikelsen (frame time deviation) mellan dessa två signaler används som indata till en ”feed-back controller” 506 659 \J| .__ \J| 20 IQ (_11 36 som justerar VCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid inte tillräckligt exakt för att användas i ett DMT-system. Därför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inläsningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.The frame time deviation between these two signals is used as input to a feed-back controller 506 659 \ J | .__ \ J | IQ (_11 36 which adjusts the VCXO frequency to the correct sampling frequency. However, the phase of this sampling clock is not accurate enough to be used in a DMT system. Therefore, the frame synchronization value calculation is mainly used for a lock-in operation. It is also used to monitor the frame synchronization to detect major deviations that will necessitate a resynchronization.

Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de tvà signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning på en ramlängd. Utdatan på fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan frán integratorn är korrelationsfunktionens värdeberäkning (estimate).The correlation of the received data is calculated continuously. The time difference between the two signals is achieved by using a digital delay line on a frame length. The output of the delay line is multiplied by the non-delayed signal and integrated (accumulated) over an interval corresponding to the length of the cyclic prefix. The output from the integrator is the value calculation (estimate) of the correlation function.

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol reducerad komplexitet jämförd med användning av den (sign). Denna hàrdvaruimplementering har en starkt fullständiga sampelordlängden.Since only the synchronization information of the correlation value calculation is used, a simplified estimator is implemented which only uses the reduced complexity symbol of the input data compared to using it (sign). This hardware implementation has a very complete sample word length.

Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen_ Beroende på den reducerade dataordlängden som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sådan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.Computer simulations have shown that the use of synchronous averaging of several signal intervals reduces the variance of the frame synchronization value calculation. Depending on the reduced data word length used in the multiplier part of the correlator, it is possible to implement such averaging function immediately after the multiplier.

Ett blockschema som visar implementeringen av korrelatorn visas i Figur 12. Den inkommande signalen X(k) passerar genom en fördröjning med N = 1024, dvs en ram, och Un 10 15 20 506 659 37 till en konjugator. Utdatan från fördröjningen och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) som går till en medelvärdesbildare. Utdatan från medelvärdesbildaren, Z(k) gär till en subtraherare från vilken Z(k) signal W(k) som går till en ackumulator som ger en utsignal C(k). fördröjd med L = 128 subtraheras. Detta ger en Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, så som visas. Utsignalen kan uttryckas som 6 Z(k) = Z Y(k-iM) i=0 där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.A block diagram showing the implementation of the correlator is shown in Figure 12. The incoming signal X (k) passes through a delay of N = 1024, i.e. a frame, and Un to a conjugator. The output of the delay and the conjugator are then multiplied to produce a signal Y (k) which goes to an averaging. The output of the average value generator, Z (k) goes to a subtractor from which Z (k) signal W (k) goes to an accumulator which gives an output signal C (k). delayed by L = 128 is subtracted. This gives a The details of the averaging part of the correlator are shown in Figure 13. The averaging comprises a series of delay elements combined with adders, as shown. The output signal can be expressed as 6 Z (k) = Z Y (k-iM) i = 0 where Y (k) is the input signal and Z (k) is the output signal.

För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.To make the averaging synchronous with the frame structure of the signal, the delays are equal to the signal interval.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken pà korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator.A detector for finding the position of the maximum size of the correlation function value calculation is shown in Figure 14. It is implemented using a register (# 1) for the latest max. Value and a comparator.

Registerinnehàllet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gång ett värde större än registerinnehàllet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). detta andra register att innehålla ett index till det När ett helt signalintervall har passerat, kommer max.värde som påträffats under detta intervall. Detta index lagras i ett tredje register (#3), en gång per signalintervall, och innehållet i det första registret (1#) divideras med tvä (med användning av skiftning) (using shift). 506 659 Un 10 20 38 Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniseringen hos insignalramarna. Återkopplingscontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan sedan användas som en pekare (pointer) till signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.The register contents and the correlation size are compared, and each time a value greater than the register contents is found, the new value is stored in the register. The current value of a counter that counts sampling intervals (modulo signal intervals) is also passed to a second register (# 2). this second register to contain an index to it When an entire signal interval has passed, the max. value found during this interval. This index is stored in a third register (# 3), once per signal interval, and the contents of the first register (1 #) are divided by two (using shift). 506 659 Un 10 20 38 The index stored in register # 3 is interpreted as the deviation between the counter value and the current synchronization of the input signal frames. The feedback controller will cause the mean value of this deviation to converge to zero. The counter value can then be used as a pointer to the signal range. The frame synchronization clock is generated using this counter value to indicate the frame start.

Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för pilotbärvágen i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet som finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvágor. Detta beror pá den inneboende ortogonaliteten mellan bärvägorna. För att uppnå en värdeberäkning med acceptabelt låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. Detta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.The value calculation of the complex representation of the pilot carrier in the frequency plane is performed using the FFT unit available in the system. The advantage of using this method is that the value calculation will be independent of the varying modulation of other carriers. This is due to the inherent orthogonality between the carrier paths. In order to achieve a value calculation with acceptably low variance, a certain average value formation is necessary. This is done using the first-order digital IIR filter.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, så argumentet är inte direkt tillgängligt. I återkopplingsslingan är det nödvändigt att upptäcka (detect) mycket små argumentavvikelser. Därför mäste upplösningen på argumentet vara hög. Återkopplingscontrollern kommer att få pilotbärvàgsargumentet att konvergera mot noll. En approximering av argumentet, som är linjärt endast i ett litet omrâde omkring noll, är dä tillräckligt för att uppnå acceptabel prestanda. En användbar approximering som är ”monotonic” i nästan alla fyra kvadranterna, och också enkel att implementera i digital logik, beskrivs genom uttrycket: A=M.KWC}-(l-sgn¶{C}).K. W{C}.sgn.3{CH UI 20 30 39 där C är den komplexa pilotbärvågsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant som påverkar funktionens utformning (här används K=2).Unfortunately, the value calculation is represented as a complex number in rectangular coordinates, so the argument is not directly available. In the feedback loop, it is necessary to detect very small argument deviations. Therefore, the resolution of the argument must be high. The feedback controller will cause the pilot carrier argument to converge to zero. An approximation of the argument, which is linear only in a small range around zero, is then sufficient to achieve acceptable performance. A useful approximation that is "monotonic" in almost all four quadrants, and also easy to implement in digital logic, is described by the expression: A = M.KWC} - (l-sgn¶ {C}). W {C} .sgn.3 {CH UI 20 30 39 where C is the complex pilot carrier value calculation, M is a positive scaling constant, and K is a positive constant that affects the design of the function (here K = 2) is used.

Kanalen inför fasskift pá pilotbärvágen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen på insignalen och pilotargumentet noll.The channel introduces phase shifts on the pilot carrier which can cause “misalignment” between the frame synchronization on the input signal and the pilot argument zero.

För att eliminera detta problem går pilotbärvågsestimatorn också genom utjämnaren för frekvensplanet (frequency domain equalizer). Utjämningsparametern för denna bärvág sättes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.To eliminate this problem, the pilot carrier estimator also passes through the frequency domain equalizer. The equalization parameter for this carrier is set during the start sequence, when the frame timing estimate has converged to its final value.

Valet av pilotbärvàg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvägor som pilot kan också tillhandahållas. Återkopplingsslingan har i verkligheten två ”controllers”, var och en med sin egen insignal.De två ccnzrollerutgängarna adderas och matas via en D/A- omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda ”controllerna” är av PI-typ (Proportional and Integrating).The choice of pilot carrier will be fixed, but logic for choosing other carriers as a pilot can also be provided. The feedback loop actually has two "controllers", each with its own input signal. The two ccnzroller outputs are added and fed via a D / A converter to the VCXO which generates the sampling clock. Both "controllers" are of the PI type (Proportional and Integrating).

Figur 15 ger en översikt över signalvägarna. Den mottagna datan i tidsplanet passerar genom korrelatorn och topplägesestimatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvágen i frekvensplanet som härleds från utjämnaren (equalizer) förs till en pilotargumentestimator, vars utdata förs till ”àterkopplingscontrollers” som också tar emot utdata från toppestimatorn. Utdatan från ”äzerkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används för att styra VCXO:n.Figure 15 gives an overview of the signal paths. The received data in the schedule passes through the correlator and the peak position estimator to result in the frame clock. The complex pilot carrier in the frequency plane derived from the equalizer is fed to a pilot argument estimator, the output of which is fed to "feedback controllers" which also receive output from the peak estimator. The output from the "azerkouplingscontroller" is then transferred to a D / A converter to provide a signal that is used to control the VCXO.

Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscontrollern aktiv. När ramsynkroniseringen har stabiliserats, värdeberäknas 506 639 l0 40 utjämningsparametern för pilotbärvágen och sättes (av SC n). Detta görs endast en gäng, och ytterligare uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna ändring av uzjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn tillräckligt med inställningstid.During the startup sequence, only the frame synchronization controller is active. Once the frame synchronization has stabilized, the equalization parameter for the pilot carrier is valued and set (by SC n). This is done only once, and further updating of this parameter is suppressed. After this change of the unequalization parameter, the averaging of the argument estimator is given sufficient setting time.

Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilotargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringscontrollern stoppats, låses dess sista utvärde sä az: VCXO-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.Finally, the frame synchronization controller is stopped and the pilot argument controller is activated. When the frame synchronization controller is stopped, its last value is locked as follows: The VCXO frequency remains close to its final value.

Pilotbärvàgen används också för överföringen av synkroniseringsinformation för bassynkroniseringsintervallet (BSI = Base Synchronization Interval). Börvàgsargumentet antas normalt vara konstant.The pilot carrier is also used for the transmission of Base Synchronization Interval (BSI) synchronization information. The gateway argument is normally assumed to be constant.

Ett kort mönsïer BPSK-moduleras pá bärvàgen med användning av faserna C och n och lämnande bärvàgen på fas 0 under resten av BSI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel ( pilo:bärvàgsargumentvärdeberäkningen försumbar. En av ESI-intervallet, är störningen av korrelator används för att detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI.A short pattern is BPSK modulated on the carrier using phases C and n and leaving the carrier on phase 0 for the remainder of the BSI interval. If this pattern is only a fraction (pilo: the carrier argument value calculation negligible. One of the ESI ranges, the disturbance of the correlator is used to detect the pattern and provide the synchronization signal for BSI.

(SC) upptäckt av synkroniseringsläsning och av övervakningsskäl, ”System Controllern” måste ha läsaccess, för till register som häller estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapproximeringen.(SC) detection for synchronization reading and for monitoring reasons, the "System Controller" must have read access, for to registers that pour the estimator for frame time deviation and pilot argument approximation.

För at: hantera den inledande utjämningen av pilotbärvàge: är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bärvàgen och skriva till utjämningsparameterminnet.To: handle the initial smoothing of the pilot carrier: it is necessary for the SC to read the averaged complex representation of the carrier and write to the smoothing parameter memory.

Ett kcïpensationsregister (offset register) för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna och ramstartsignalen är nödvändigt och mäste vara skrivbart från SC:n. eïta används pá NT-sidan. 10 IQ U» 506 639 41 De detekterade BSI-händelsesignalerna, för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som avbrottsinmatningar (interrupt inputs).An offset register to determine the relative synchronization between the input frames and the frame start signal is necessary and must be writable from the SC. eïta is used on the NT page. IQ U »506 639 41 The detected BSI event signals, for both reception and transmission, shall be connected to the SC as interrupt inputs.

Alternativt kan pilotbärvágen àterhämtas (recover) från signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslásning av en samplingsklockoscillator_ Frekvensplansmetoden, som här beskrivs, har fördelen att pilotbärvàgsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvågorna, beroende på ortogonaliteten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.Alternatively, the pilot carrier can be recovered from the signal in the plane, using a bandpass filter, and used directly for phase locking of a sampling clock oscillator. Another frame synchronization method would depend on introducing a known pattern into certain frames.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.This would reduce system capacity.

Ramlängden och längden pà de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en âterkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet pà ramsynkroniseringses:imatorn modifieras en aning. Det är -.f~ viktigt att ,-XO:n har mycket làg fasstörning, eftersom àterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sådan störning.The frame length and the length of the cyclic prefixes are fixed in the embodiment described here. The method, described above, is designed to operate in a feedback loop with a VCXO. In a device using a specific sampling clock oscillator, the design of the frame synchronization system needs to be slightly modified. It is -.f ~ important that the -XO has a very low phase disturbance, since the feedback loop is too slow to compensate for such a disturbance.

Ett diskret multitonsystem (DMT) modulerar N komplexa datasymboler på N bärvàgor (här använder vi N=l024 bärvàgor). Denna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transformering genom användning av ”Inverse (IFFT).A discrete multitone system (DMT) modulates N complex data symbols on N carriers (here we use N = 1,024 carriers). This mapping is calculated as a reverse (inverse) discrete Fourir transform using Inverse (IFFT).

N st bärvàgorna av en FFT.N st carriers of an FFT.

Fast Fourier Transform” I mottagaren demoduleras de I modemet, som beskrivs här, utförs FFT och IFFT av samma enhet, med användning av samma bas (radix) 16, eller 32 ”kärnor” cores), i olika faser. Denna process visas schematiskt i Figur 16.Fast Fourier Transform In the receiver they are demodulated in the modem, described here, FFT and IFFT are performed by the same unit, using the same base (radix) 16, or 32 "cores" cores), in different phases. This process is shown schematically in Figure 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder på 2048 reella, eller 1024 komplexa värden. För varje ram 506 639 IQ Un 42 utför denna enhet en FFT, IFFT, skalning, omskalning (descaling), samt addering av cykliskt prefix.The main operation is divided into frames with lengths of 2048 real, or 1024 complex values. For each frame 506 639 IQ Un 42, this unit performs an FFT, IFFT, scaling, descaling, and adding cyclic prefix.

FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTS och arbetar med ett minimum pà 16 bit aritmetik.The FFT and the IFFT calculate 2048 points of real FFTS and work with a minimum of 16 bits of arithmetic.

För nätterminalsidan, (NT), finns det ett krav på synkronisering mellan ingángsramstarten och IFFT- utgàngsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvàgorna). Sändaren skall kunna starta sändningen av en ram innan den startar att ta emot en ram, så kallad ”timing advance”.For the night terminal side, (NT), there is a requirement for synchronization between the input frame start and the IFFT output start. (A synchronization between the upstream and downstream carriers). The transmitter must be able to start transmitting a frame before it starts receiving a frame, so-called "timing advance".

En skalning (scaling) bör tillhandahållas före IFFT.A scaling should be provided before IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella koefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingångsvärdena från symbolmappern (SM). Koefficienterna är på 16 bit vardera.This scaling is a multiplication between the real coefficients stored in this unit, and the input values from the symbol mapper (SM). The coefficients are 16 bits each.

Koefficientminnet består av två banker av samma (16x;o24 b1c>. andra uppdateras. Omkoppling storlek Den ena banken används medan den (switching) möjliggörs genom ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.The coefficient memory consists of two banks of the same (16x; o24 b1c>. Others are updated. Switching size One bank is used while it (switching) is made possible by a PCI command and executed at the next BSI.

Efter FFT:n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.After the FFT, a rescaling must be performed before the data is transferred for smoothing and symbol detection.

Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skalningsvärdena. Koefficienterna representeras av 16 bit.This rescaling is a multiplication by the inverted value of the scaling values. The coefficients are represented by 16 bits.

En exponent (som resulterar i en ”post shift”) på 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.An exponent (resulting in a 4-bit post shift) may also be needed to maintain precision.

Koefficientminnet består av två banker av samma ((16-4)XlO24 bit). andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- storlek Den ena banken används medan den kommando och verkställes vid nästa BSI.The coefficient memory consists of two banks of the same ((16-4) X1024 bit). others are updated. Switching is made possible by a PCI size One bank is used during the command and executed at the next BSI.

U: 20 30 m 'a m m w \o 43 Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.U: 20 30 m 'a m m w \ o 43 At the beginning of each frame a cyclic prefix is added.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insättandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvåg som en separat kanal.This process is shown schematically in Figure 17. The insertion of a cyclic prefix eliminates interference between symbols (ISI), and preserves the orthogonality between the tones, resulting in a simple input / output ratio that makes it possible to consider each carrier as a separate channel. .

Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen.This cyclic prefix consists of a repetition of the last part of the frame.

Under förutsättning att ”timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix på 128 sampel att behövas. Sålunda kommer utdatan för varje ram att vara sampel: 1920, l92l,...,2046, 2047, 0,l,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.Provided that "timing advance" is used and the maximum cable length is 1300 m, a cyclic prefix of 128 samples will be required. Thus, the output for each frame will be a sample: 1920, l92l, ..., 2046, 2047, 0, l, 2, 2046, 2047 For each of the above components there is a FIFO as an interface to the external world with FFT / IFFT input and output memories. Thus, there are a total of 4 FIFOs.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sidan har en storlek på 384 ord (16 bit) och de FIFO:n som har gränssnitt mot T1-chips har en storlek på 448 ord (32 bit).It is recommended that FIFOs with interfaces to the analog side have a size of 384 words (16 bits) and those FIFOs that interface with T1 chips have a size of 448 words (32 bits).

En annan DMT-teknik som inte använder ”Fourir transformation” är ”Disorete Wavelet Multi-tone Transform" (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL standardiseringskommitté som avslog den.Another DMT technology that does not use "Fourir transformation" is "Disorete Wavelet Multi-tone Transform" (DWMT), which was submitted to the ADSL standardization committee, which rejected it.

Den precision som behövs i denna teknik beror på det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av de analoga komponenterna (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero på klockhastighetsdifferenser och den mängd ”timing advance” som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar. 506 659 Un 20 30 44 Kanalvärdeberäkning utförs med en ”beslutsinriktad" (decision directed) metod, eftersom alla dataramar då används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens på kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar i kanaltransmissionskvalitet_ Grundprincipen för ”beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna data och kända, sända data används för uppdatering av en kanalmodell. I ett visst skede av denna process är kanalmodellen exakt nog för att kunna användas för utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas på samma sätt som den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.The precision required in this technology depends on the required dynamic range, which in turn is determined by the analog components (especially DAC). The FIFO size will depend on the clock speed differences and the amount of timing advance used. The use of clipping is a compromise between dynamic range (quantization perturbations) and clipping perturbations. 506 659 Un 20 30 44 Channel value calculation is performed using a "decision directed" method, since all data frames are then used to update the channel model. Known data frames are necessary only at start-up. This is important for early detection of changes in channel transmission quality. The basic principle for "decision-oriented" value calculation is that differences between received data and known, transmitted data are used to update a channel model. At a certain stage of this process, the channel model is accurate enough to be used for smoothing the received data, and the detector will produce correct data.This output can then be used in the same way as the known data for further updating of the channel model.Therefore, the predefined data frames are no longer necessary and random. data transmitted through the channel is used instead.

Genom att använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i små steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” (inverse) kanalen. Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant system. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den resulterande signalen, U, gär sedan till en detektor (kvantiserare) vars utdata är Y. Y går sedan till en symboldekoder som producerar en avkodad databitström. U och Y går också till en ingång (input) pà uppdateringsenheten för utjämningsparametrar och till en variansestimator.By using data taken after the equalizer as input data, and data after the detector as the second input data, an adaptive update algorithm can be designed. It modifies the equalization parameters in small steps in such a way that the equalizer converges towards a model of the "reverse" (inverse) channel. Figure 18 shows a block diagram of such a system. Input in the frequency plane enters the equalizer and is multiplied by the output of an equalizer parameter update unit, EQ. The resulting signal, U, then goes to a detector (quantizer) whose output is Y. Y then goes to a symbol decoder that produces a decoded data bitstream. U and Y also go to an input (input) on the equalizer parameter update unit and to a variance estimator.

Utdatan hos variansestimatorn är W.The output of the variance estimator is W.

Un 20 30 (D CD O\ 0\ LN MD 45 En adaptiv algoritm för värdeberäkning av utjämningsparametrarna (EQ), som använder den utjämnade datan (U) och den kvantiserade datan (Y) som indata, beskrivs genom följande ekvation: som = Bok + .EQkUkÉ (Yk- Uk) Ivklz där p är en positiv konstant (p << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okänslighet när det finns störningar på insignalerna.Un 20 30 (D CD O \ 0 \ LN MD 45 An adaptive algorithm for calculating the value of the smoothing parameters (EQ), which uses the smoothed data (U) and the quantized data (Y) as input data, is described by the following equation: as = Book + .EQkUkÉ (Yk- Uk) Ivklz where p is a positive constant (p << 1), which affects the adaptation dynamics. A smaller value gives a slower adaptation than a larger value, but it also gives a greater insensitivity when there are disturbances on the input signals.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i ekvationen undvikas. Uttrycket u/|UkP har ett alltför stort dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är dock möjligt att kvantisera detta uttryck pá ett logaritmiskt sätt som visas nedan: 2 __ -integer(2.log |Uk|)+ integenlog p) P-/h-Ik' ~ 2 2 2 Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med användning av absolutvärdet av Uk som indata i en binär prioritetskodare och byter tecken (negating) på utdata.For implementation reasons, the division shown in the equation should be avoided. The expression u / | UkP has too large a dynamic range to be replaced by a constant. However, it is possible to quantize this expression in a logarithmic way as shown below: 2 __ -integer (2.log | Uk |) + integenlog p) P- / h-Ik '~ 2 2 2 The exponent in the above expression can be produced with use the absolute value of Uk as input in a binary priority encoder and change the sign (negating) of the output.

Eftersom uttrycket är en heltalspotens av två, implementeras multiplikationen i algoritmen med hjälp av en ”barrel shifter”.Since the expression is an integer power of two, the multiplication is implemented in the algorithm using a "barrel shifter".

Interferensvariansen på var och en av bärvågorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna från ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt låg för att varje 506 639 30 46 datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvàgorna, uppfylles detta villkor.The interference variance of each of the carriers is value calculated using the standard method of integrating the squared deviations from a mean value. In this case, each quantized value, Y, is used as the mean of the range of data values, U, which is quantized to this Y. This method assumes that the symbol error rate is low enough for each data value to be associated with the correct mean. . However, if suitable constellations are selected for the different carriers, this condition is met.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för värdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation: wm = (1-s).wk+s.IYk_UkI2 Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfílter. Parametern e är en liten, positiv konstant (s << 1) som påverkar filtrets dynamiska egenskaper. Detta är inte nàgon kritisk parameter, och att välja s bland heltalspotenser av två kommer att vara tillräckligt.Figure 18 shows the variance estimator as part of the system. The algorithm used for the value calculation is described by the following equation: wm = (1-s) .wk + s.IYk_UkI2 The integration is here replaced by an exponentially weighted average value filter. The parameter e is a small, positive constant (s << 1) that affects the dynamic properties of the filter. This is not a critical parameter, and choosing s from integer powers of two will suffice.

Om ett värde pà s väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensnivän.If a value of s is selected that gives a good variance value calculator (estimator), the algorithm will not be able to detect sudden changes in the interference level.

Därför kan en separat algoritm, som arbetar parallellt med variansestimatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift.Therefore, a separate algorithm, working in parallel with the variance estimator, may be necessary for this task.

”System Controllern” måste ha både läs- och skriv- access till det minne som håller utjämningsparametrarna.The "System Controller" must have both read and write access to the memory that holds the smoothing parameters.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden.Initialization of the parameters is necessary at start-up. Monitoring of the parameters is also necessary to detect when they have leveled sufficiently close to their final values.

Kanalvariansminnet måste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.The channel variance memory must be available for the System Controller's read operations. Initialization of this memory to all zeros can be connected to a system reset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara tillgängliga för skrivning från System Controllern. lO 20 k) Lll 30 506 639 47 Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik uppstartsekvens, både för kanal- och interferensvärdeberäkningen. Under normal exekvering är den beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräcklig: låg symbolfelfrekvens.The parameters that affect the dynamics of the estimators must be available for writing from the System Controller. 10 20 k) Lll 30 506 639 47 The method described here assumes a specific start-up sequence, both for the channel and interference value calculation. During normal execution, it depends on an appropriate bit load selection that provides sufficient: low symbol error rate.

Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras till enhetsvärde vid början av startsekvensen, eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.It is important that the smoothing parameters are initialized to unit value at the beginning of the start sequence, as the input to the update algorithm passes through the equalizer.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsändringar i datavägen.The update algorithm is sensitive to scaling changes in the data path.

Varje ändring av skalning i sändaren måste kompenseras i mottagaren. Detta ställer också krav pà speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i YTIOtCagarên . (encoder) mappar ett antal bitar till Symbclmappern ett komplex: :al (I, Q) som indirekt bestämmer fasen och amplituden hos en bärvåg. Mappningen av alla värden av en viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 19. Detekteringen är den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet på de bitar som sänds på bärvågen. Det antal bitar som sänds på en viss bärvág bestäms av bitladdningsfaktorn för denna.Any change in scaling in the transmitter must be compensated in the receiver. This also requires special care when using the analog gain control on the input side of the YTIOtCagarên. (encoder) maps a number of bits to the Symbcl mapper a complex:: al (I, Q) which indirectly determines the phase and amplitude of a carrier. The mapping of all values of a certain bit length is called a constellation, and is shown in Figure 19. The detection is the inverse function, ie from a complex value the value of the bits sent on the carrier is determined. The number of bits transmitted on a particular carrier is determined by the bit charge factor thereof.

Konstruktionen av en specifik konstellation är inriktad mot att låta varje punkt flyttas så långt som möjligt från alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara så låg om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellatic: som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den ^daptiva utjämnaren. 506 639 48 För en given bärvàg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) från fyrkantrutnätkonstellationen (square-grid constellation) baserad på b-bitarna (vbl,vb¿, _,vLv2). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation är (vb1,v¿Q,___,vLv2). Till exempel, för b=2 ”etiketteras” de fyra konstellationspunkterna O, 1, 2, 3 motsvarande (vpvz) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1), respektive.The construction of a specific constellation is aimed at allowing each point to be moved as far as possible from all other points. At the same time, the average energy should be as low as possible. Another restriction is that the mapping and detection units should be as simple as possible. However, the decision as to which constellation to use will affect not only the symbol mapping and detection units, but also the bit charge and possibly the daptive equalizer. 506 639 48 For a given carrier, the encoder selects an odd integer point (I, Q) from the square-grid constellation based on the b-bits (vbl, vb¿, _, vLv2). For simplicity of description, these b-bits are identified by an integer label whose binary representation is (vb1, v¿Q, ___, vLv2). For example, for b = 2, the four constellation points 0, 1, 2, 3 are "labeled" corresponding to (vpvz) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1), and .

För jämna värden på b bestäms heltalsvärdena på I och Q för konstellationspunkten (I, Q) från b-bitarna (vbl|vb_ 2,___'v1§Q) enligt följande. Dela upp V i VI = (x%_L vb4,___ lvl) och VQ = Gray-koden pà VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2Gra¶(VI) + 1, och Q=2Gra¶(VQ) + 1. (vbz vb* ___,v0). Tillämpa sedan den omvända Figur 19 visar hur det binära mönstret för V mappar på I och Q när b = 6.For even values of b, the integer values of I and Q of the constellation point (I, Q) are determined from the b-bits (vbl | vb_ 2, ___ 'v1§Q) as follows. Divide V by VI = (x% _L vb4, ___ lvl) and VQ = Gray code on VI and VQ. This gives I and Q as I = 2Gra¶ (VI) + 1, and Q = 2Gra¶ (VQ) + 1. (vbz vb * ___, v0). Then apply the inverse Figure 19 shows how the binary pattern for V folders on I and Q when b = 6.

Innan dessa värden sänds till IFFT:n normaliseras de genom att skiftas så att "msb” av dessa tal blir "msb” pá utmatningen (16 - [b/2] steg kvar).Before these values are sent to the IFFT, they are normalized by shifting so that "msb" of these numbers becomes "msb" on the output (16 - [b / 2] steps left).

För en given bärvàg använder dekodern en konstellationspunkt (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vb1' vbql _'vLv¿). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett vars binära representation är (vb, v¿Q _H ,vLv2).For a given carrier, the decoder uses a constellation point (I, Q) to determine the b-bits (vb1 'vbql _'vLv¿). For simplicity of description, these b-bits are identified by an integer label whose binary representation is (vb, v¿Q _H, vLv2).

Det antas att värdena på I och Q begränsas genom mättnad till området (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas (q1s,q14, ,q1,qo) f och kombineras sedan till V som V = (giH,gqB,giM'gqM,.....), värdena I = (iß,iH'_^_,iLi0), och Q = där de övre b-bitarna är gällande.It is assumed that the values of I and Q are limited by saturation to the range (X, Y). To determine V, Gray is coded (q1s, q14,, q1, qo) f and then combined to V as V = (giH, gqB, giM'gqM, .....), the values I = (iß, iH '_ ^ _, iLi0), and Q = where the upper b-bits are valid.

V: 20 30 506 639 49 Det antal bitar varje bärvág förmedlar beror pà deras (SNR).V: 20 30 506 639 49 The number of bits each carrier transmits depends on their (SNR).

Signal/brusförhállandet beräknas för varje bärvàg i respektive signal/brusförhàllande mottagaren. Baserat pá signal/brusförhàllandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvàg. Sålunda bestäms det antal bitar varje bärvàg skall överföra per sänd symbol.The signal-to-noise ratio is calculated for each carrier in the respective signal-to-noise ratio receiver. Based on the signal-to-noise ratios, bit charge factors are calculated for each carrier. Thus, the number of bits each carrier must transmit per transmitted symbol is determined.

Dessa bitladdningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om så erfordras.These bit load factors are calculated in an initial training session and can be updated if required.

MUSIC-systemet använder 2-dimensionell ”Quadrature Amplitude Modulation” bitladdningsfaktorer varierande från 0-12 bitar.The MUSIC system uses 2-dimensional "Quadrature Amplitude Modulation" bit load factors ranging from 0-12 bits.

(QAM) på varje bärvàg, med Antalet bitar som sänds pà varje bärvàg kan uttryckas genom: SNRi ) ßi = bi + log; (L)= log; (l + (l) F där F, SNR-gapet, beror på modulering, möjlig kodning och en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beroende på de extra bi:ar som behövs för kodning.(QAM) on each carrier, with The number of bits transmitted on each carrier can be expressed by: SNRi) ßi = bi + log; (L) = log; (l + (l) F where F, the SNR gap, is due to modulation, possible coding and a system margin, and L is the constellation expansion depending on the extra bees needed for coding.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger: [Qflps/:nf [- = í_______ - yd + 'flnargin 3 (dB) (2) där Psär den önskade symbolfelfrekvensen,'% är ”kodningsvinsten” (gain of coding) i systemet, fimrçm är systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, impulsstörningar etc. Ekvation (1) ger en bitladdningsfaktor med infinit granularitet.The use of QAM constellations and some form of coding gives: [Q fl ps /: nf [- = í _______ - yd + 'fl nargin 3 (dB) (2) where Psär the desired symbol error rate,'% is the "gain of coding" in the system, r mrçm is the system margin. The system margin is a factor used to compensate for non-modeled losses, impulse disturbances, etc. Equation (1) gives a bit charge factor with infinite granularity.

Bitladdningsfaktorerna är avrundade för att ge de stödda faktorerna (O - 12 bit). 506 639 Vu 50 Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tillåts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvàg. Detta tillhandahåller möjligheten att avstämma energin så att (1) resulterar i en bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger: (Qi-UF Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvågsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.The bit load factors are rounded to give the supported factors (0 - 12 bit). 506 639 Vu 50 The rounding procedure will reduce the performance of the DMT system. If the energy distribution is allowed to vary, energy charge factors can be calculated for each carrier. This provides the ability to tune the energy so that (1) results in a bit charge factor supported by the system. Reconciliation gives: (Qi-UF However, this can result in very large differences between carrier energies. In an environment with several different DMT systems, peculiar effects can occur if the different energies are allowed to vary too much.

(FEXT) sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns Fjärröverhörningen kommer att variera avsevärt i en kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvågsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor är den maximala energi som är tillåten på varje bärvàg.(FEXT) such an environment, and some DMT systems can get the entire cable's Remote Crosstalk will vary considerably in a capacity. To prevent these effects, only small changes in the carrier energies can be allowed. Another limiting factor is the maximum energy allowed on each carrier.

Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero på den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: sNRfwi (4 ) där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.The input data to the bit load algorithm will depend on the selected frequency domain equalizer. If an adaptive DFE is used, SNR is obtained by: sNRfwi (4) where Wi is the value-calculated interference variance described above.

För varje bärvàg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För energiladdning används n bit för att ge 2° - 1 möjliga faktorer. 10 20 30 01 o o\ m o 51 Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnå en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras så att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).For each carrier, a bit charge factor and an energy charge factor are calculated. The bit load factors can be represented by 3 bits, but to prepare the system even for odd bit load factors, 4 bits are recommended. For energy charging, n bit is used to give 2 ° - 1 possible factors. 10 20 30 01 o o \ m o 51 The implementation of the calculations of bit charge and energy charge factors can be done in four steps as shown in Figure 20. To achieve a given bit rate, a required SNR can be calculated and the system margin adjusted so that the desired bit rate is achieved. The process, illustrated in Figure 20, includes the following steps: - First, the SNR is calculated using (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn.In the second step, four comparisons are performed, ie one for each of the four bits representing the bit load factor.

Trösklarna beror på L och F, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln för nästa jämförelse. På ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.The thresholds depend on L and F, and can be pre-calculated. The first comparison determines if the bit charge factor is greater than 7, and the result of this comparison controls the first of the four bits representing the bit charge factor; it also controls the threshold for the next comparison. Similarly, this comparison controls the second bit and the threshold for the next comparison. After the four comparisons, the bit charge factor is determined.

- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. Energin skalas enligt ekvation (3).- The third step is to value the scaling factor for the transmitted energy so that the channel is used more efficiently. The energy is scaled according to equation (3).

- Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.Finally, the scaling factor is quantized to n bits.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de tvà första stegen nödvändiga.It should be noted that in order to implement a system of constant energy charging, only the first two steps are necessary.

Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/PFT-processorn. 506 659 10 20 30 S2 Avsikten med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror på felmönsterkarakteristiken. Förväntade felkällor inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) (som inducerar slumpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).The energy charge and shift performed for normalization in the symbol mapping determines the scaling and rescaling factors sent to the IFFT / PFT processor. 506 659 10 20 30 S2 The purpose of channel coding is to reduce the bit error rate. The type of coding that should be used depends on the error pattern characteristics. Expected sources of error include random noise (which induces random bit errors), impulse disturbance (which induces erroneous bursts) and clipping (which induces erroneous bursts).

Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller två bit per bärvág. Sannolikheten för ett enstaka bitfel på en bärvág är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, som i sin tur är högre än sannolikheten för 3 bitfel, och så vidare. Detta beror på det sätt på vilket bitarna i symbolen är kodade (dvs Gray- kodning).Faults caused by impulse disturbances mainly affect one or two bits per carrier. The probability of a single bit error on a carrier is always higher than the probability of 2 bit errors, which in turn is higher than the probability of 3 bit errors, and so on. This depends on the way in which the bits in the symbol are coded (ie Gray coding).

All kodning beror på en synkronisering för att bestämma startbiten för kodorden och/eller ”interleaving”- blocken. I ett system sådant som MUSIC-modemet kommer ”simple dead reckoning" att vara tillräckligt, eftersom ett fel i dataflöde förlust av ramsynkronisering, eller felinställning vid (data flow slip) aldrig kan inträffa utan bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart.All coding depends on a synchronization to determine the start bit for the codewords and / or the "interleaving" blocks. In a system such as the MUSIC modem, "simple dead reckoning" will suffice, since an error in data flow loss of frame synchronization, or error setting at (data flow slip) can never occur without bit charge.These errors necessitate a partial, or complete, system startup.

Kanalkodningen kommer också att inkludera ”interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.Channel coding will also include "interleaving" to increase the ability to correct burst errors.

”Interleaving” bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn på djupet är tidsfördröjningen som införs i systemet."Interleaving" should be as deep as possible to obtain optimal function. The limiting factor in depth is the time delay introduced into the system.

Skillnaden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgränser.The difference between time and frequency interleaving is of little importance because the coding and interleaving function is not sensitive to frame boundaries.

UI 20 IJ lJl 30 506 639 53 Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bitar (vanligen åtta), en så kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett ”enbitsfel” (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, måste de mest ”felbenägna” (error prone) bitarna vara koncentrerade till en, eller några få, av Reed-Solomon-symbolerna.UI 20 IJ lJl 30 506 639 53 Reed-Solomon codes have the disadvantage that they are mainly burst error correction over a small number of bits (usually eight), a so-called symbol. Pulse errors from impulse disturbances generally introduce a “single-bit error” in some of the symbols. To take advantage of Reed Solomon codes, the most "error prone" bits must be concentrated on one, or a few, of the Reed-Solomon symbols.

Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvågs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en ”delad” (shared) redundans som kan användas av ett större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes).The system margin as such (in itself) is a kind of coding that uses the margin of each carrier as the redundancy of the symbol. This redundancy per symbol must be converted to a "shared" redundancy that can be used by a larger number of symbols to handle burst errors. The higher coding speed that this introduces can be used by certain types of convolutional codes.

Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik.The use of a convolutional code combined with "soft" information is therefore the optimal solution for a system with MUSIC channel characteristics.

Faltningskoden skall kombineras med interleaving.The folding code must be combined with interleaving.

Det är möjligt att använda en ”top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t ex. Fire- koder, för att detektera/korrigera de återstående bitfelen.It is possible to use a "top-level" Reed-Solomon code, or some other error correction code, e.g. Fire codes, to detect / correct the remaining bit errors.

Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.This is especially useful because these errors occur in bursts as a result of the decoding of the convolutional code.

”System Controllern” är baserad på en "micro controller", eller signalprocessor, beroende på kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICs som utgör modemet.The "System Controller" is based on a "micro controller", or signal processor, depending on capacity requirements. For the MUSIC system, the processor can be placed externally. A PCI bus interface is used to connect the System Controller and the various ASICs that make up the modem.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funktioner som utförs av systemcontrollern är: 586 659 20 h) UI 54 - hantering av "Control Channel Signalling”; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systemövervakning.The function of the System Controller is shown schematically in Figure 21, which shows the paths of interaction over a PCI bus, between the System Controller and the FFT chip, the data mapping and detection chip, and the coding and decoding chip. Functions performed by the system controller are: 586 659 20 h) UI 54 - management of "Control Channel Signaling", - calculation of bit charge and energy charging factors, - updating of system parameters in real time, and - system monitoring.

System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssnitt pá moderkortet (on-board).The System Controller used for the modem described here is programmable and accessible through a JTAG interface on the motherboard (on-board).

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de två datavägarna oberoende av varandra på samma fysiska kopparkabel, terminerande i nät(verks)enheten (NU) på nätsidan, och nättermineringen (NT) pá användarsidan. Både sändaren Tx och mottagaren Rx styrs av System Controllern.As shown in Figure 22, in a modem context with modem described here, the two data paths operate independently on the same physical copper cable, terminating in the network (NU) unit (NOW) on the network side, and the network termination (NT) on the user side. Both the transmitter Tx and the receiver Rx are controlled by the System Controller.

System Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, bitladdnings- och energiladdningsfaktorerna.The System Controller calculates and updates, after start-up, the bit charge and energy charge factors.

Denna uppdatering måste göras samtidigt med start från samma ram, pà både sändar- och mottagarsidan.This update must be done at the same time starting from the same frame, on both the transmitter and receiver side.

Beräkningarna görs och uppdateringen initieras pá den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med BSI- klockan, används för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.The calculations are made and the update is initiated on the receiving page. The control channel, combined with the BSI clock, is used to ensure the synchronization of the update.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer pä systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel från den avkodande kanalenheten.System Controller also monitors the system. Indications of system errors include the control channel starting to indicate errors, or receiving too many errors from the decoding channel unit.

System Controllern kan initiera omstart på olika nivåer; till exempel, gä tillbaka till ”idle mode", eller göra en fullständig uppstart.The System Controller can initiate reboot at different levels; for example, go back to "idle mode", or do a full boot.

UI 10 20 30 5fl6 639 55 Styrkanalen är en vald bärvâg som endast används för signalering mellan de två modemen. Konstellationen på bärvägen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.UI 10 20 30 5fl6 639 55 The control channel is a selected carrier that is only used for signaling between the two modems. The constellation on the carrier path is initially 4 QAM and the data rate is approximately 16 kbit / s. The bit load can be changed to another constellation to increase the data rate.

Protokollet på styrkanalen är delvis baserat på HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av ”flag sequence” och ”bit-stuffing”. En 16-bitars ”frame check sequence” garanterar att varje meddelande mottages korrekt.The protocol on the control channel is partly based on HDLC for the physical layer. This means that the messages are packaged as a number of octets using "flag sequence" and "bit-stuffing". A 16-bit "frame check sequence" guarantees that each message is received correctly.

”Flag-sequence”, ”bit-stuffing” och ”frame check sequence” hanteras i hårdvaran på mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern."Flag-sequence", "bit-stuffing" and "frame check sequence" are handled in the hardware on the mapping and detection chip. The contents of the messages are handled by the System Controller.

Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende på storleken på buffrarna på mappnings- och detekteringschipset.The maximum message length is limited to 64 octets depending on the size of the buffers on the mapping and detection chip.

Protokoll pà högre nivå kan delvis baseras CCITT Q.92l-rekommendationer.Higher level protocols can be based in part on CCITT Q.92l recommendations.

I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23.In MUSIC modem SC several different vectors are handled; these are shown schematically in Figure 23.

För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalnizgsvektorn. Motsvarande på mottagarsidan finns bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.For the transmitter part, there is the bit charge and energy scaling vector. Corresponding on the receiver side is the bit charge, rescaling and equalization vector.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvàgen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera et: specifikt mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och mottagarvektorerna.As previously described, the pilot carrier delivers a transmitter / receiver synchronization by transmitting and detecting a specific pattern. This clock is used by the system to synchronize changes in the transmitter and receiver vectors.

Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization 506 659 UI KO 20 IQ lJl 30 56 Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas 1 Figur 24.The time between the pilot synchronization patterns is called the base synchronization interval (BSI = Base Synchronization 506 659 UI KO 20 IQ lJl 30 56 Interval) and is determined by the system response time, as shown in Figure 24.

Denna BSI är hârdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.This BSI is hardware dependent. Its length will not change, as the response time always remains the same.

När systemet är igáng kommer synkronisering att finnas mellan upplänksändaren och mottagaren, genom ”base sync interval uplink” (BSI-U) och ”base sync interval downlink” (BSI-D), se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt samma längd men är skiftade ett halvt BSI-intervall.When the system is running, there will be synchronization between the uplink transmitter and the receiver, through "base sync interval uplink" (BSI-U) and "base sync interval downlink" (BSI-D), see Figure 25. These BSIs are of exactly the same length but are shifted half a BSI interval.

SC:n vid NU:n, eller NT n, avbrott för både BSI-U och BSI-D. kommer att ta emot För NU:n kommer det att bli ett sändnings-BSI~D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott. Genom att skifta BSI-U med BSI/2, kommer SC-laddningen att fördelas bättre över BSI-perioden.The SC at the NOW, or NT n, interrupts for both BSI-U and BSI-D. will receive For the NOW there will be a transmission BSI ~ D interrupt and a receive BSI ~ U interrupt. By switching BSI-U with BSI / 2, the SC charge will be better distributed over the BSI period.

Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärvàg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid på sändar- och mottagarsidan för att tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda BSI:n ändras vektorn synkront på mottagar- och sändarsidan.The bit charge vector provides the system with the modulation pattern for each carrier. This is a vector that needs to be maintained and updated at exactly the same time on the transmitter and receiver side to provide a faultless connection. By using the BSI, the vector changes synchronously on the receiver and transmitter side.

Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används pà varje bärvàg, hanteras av tvâ minnen för mottagning och två minnen för sändning på mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller ett 4-bitars ord för varje bärvàg (1024x4).The bit charge factors, constellations used on each carrier, are handled by two memories for reception and two memories for transmission on the mapping and detection chip. Each of the four memories contains a 4-bit word for each carrier (1024x4).

System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall användas för att ta emot efter starten från nästa BSI-intervall.The System Controller identifies which of the memories to use to send and which to use after receiving from the next BSI interval.

Un 10 20 25 30 506 639 57 Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan 0 och 12, där 0 anger en oanvänd bärvàg; 1-12 anger antalet bitar i konstellationen (t.ex. 2 för 4QAM, 4 för l6QAM, 10 för 1024 QAM).The bit load factor may have values between 0 and 12, where 0 indicates an unused carrier; 1-12 indicates the number of bits in the constellation (eg 2 for 4QAM, 4 for 16QAM, 10 for 1024 QAM).

Energivektorn häller information om hur bärvågorna skalas/omskalas pà energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel.The energy vector pours information about how the carriers are scaled / rescaled for energy. This is a vector that needs to be updated synchronously, otherwise it will generate a distorted channel value calculation and bit error.

Skalningsvektorn (scaling vector) kommer också att användas för annullerade (cancelled) som ett mönster (mask) bärvàgor.The scaling vector will also be used for canceled as a pattern (mask) carriers.

Skalning av de olika bärvägorna på sändarsidan hanteras av ett minnesomràde på FFT-chipset. Minnet består av ett 16~bitars ord för varje bärvàg (1024 x 16). Dessa värden multipliceras med vektorn för varje bärvàg i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).Scaling of the various carrier paths on the transmitter side is handled by a memory area on the FFT chip. The memory consists of a 16 ~ bit word for each carrier (1024 x 16). These values are multiplied by the vector of each carrier in the frequency domain (I and Q are multiplied by the value separately).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de tvâ minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall.The memory is doubled to ensure a synchronous update. The System Controller points out which of the two memories will be used from the start of the next BSI interval.

Ett motsvarande minne (dubblerat) implementeras på mottagarsidan för att omskala (rescale) bärvågorna före symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext värde för varje bärvàg (32 bitar/bärvàg), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.A corresponding memory (doubled) is implemented on the receiver side to rescale the carriers before symbol detection. If these memories contain a complex value for each carrier (32 bits / carrier), only the I value will be used for rescaling.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet O används för bärvägsannullering.The scaling and rescaling factors have values between 0.5 and 2.0. The value O is used for carrier cancellation.

Utjämningsvektor: används för att utjämna den mottagna ramen enligt Ianalkarakïeristiken. Denna vektor uppdateras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren. 506 639 30 58 Beroende på bärvágens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvàg - denna bärvàg sänder data enligt det beräknade bitladdningsvärdet och är ”sändarskalad” och "mottagaromskalad”; - annullerad bärvàg - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller - dålig bärvàg; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll.Smoothing Vector: Used to smooth the received frame according to the Ianal Characteristics. This vector is updated periodically, independently of the other side, as the channel value calculation is calculated by the receiver. 506 639 30 58 Depending on the specific transmission characteristics of the carrier, it will be assigned one of the following modes: - standard carrier - this carrier transmits data according to the calculated bit charge value and is "transmitter scaled" and "receiver scaled"; - canceled carrier - no energy is transmitted at this frequency and the scaling vector is therefore set to zero; or - poor carrier; SNR is too low to transmit any data and the bit charge is therefore set to zero.

(CMl) Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.(CM1) The receiver continuously equalizes the channel.

I bärvågsmode l arbetar systemet normalt.In carrier mode l, the system operates normally.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCH, och en synkron ändring utförs.Equalization changes are made for each new value calculation. Using the characteristic, the SC calculates the optimal bit charge factor. This value is transmitted to the transmitter using CCH, and a synchronous change is made.

(CM2) /omskalningsvärdet till O för att urständsätta (disable) I bärvågsmode 2 sättes energiskalnings- all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bärvàgen är satt ur stånd. För denna bärvàg kan ingen kanalvärdeberäkning göras.(CM2) / rescaling value to 0 to disable In carrier mode 2, energy scaling is set to all out / in energy. The value of the bit charge vector is also set to zero to indicate that the carrier is disabled. For this carrier, no channel value calculation can be made.

I bärvågsmode 3 (CM3) har mottagaren beräknat en nolla för bitladdningsfaktorn. På sändarsidan betyder detta att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvågsvärdet från synkroniseringsramen och gör det möjligt att utföra en kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.In carrier mode 3 (CM3), the receiver has calculated a zero for the bit charge factor. On the transmitter side, this means that no data can be transmitted, and therefore no channel value calculation can be made at the receiver. To avoid this, the corresponding carrier value is transmitted from the synchronization frame and makes it possible to perform a channel value calculation at the receiver. The scaling / rescaling value can be used to lower the output power.

Bärvàgsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4.The carrier modes are presented briefly in Table 4.

Un 20 30 Cfl CD Ö\ O\ (N QD 59 Basfunktionaliteten för ”startup”-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” start (boot), behandlas. kommer nu att Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller båda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det viktigaste att ta hänsyn till vid ”start- up” är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensnivàn för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar.Un 20 30 C fl CD Ö \ O \ (N QD 59 The basic functionality of the “startup” sequence in the system, ie “cold” and “warm” boot, will now be treated. Initially, the power supply in the system is considered to be switched off at the one or both ends, NU and NT This happens if the power supply is lost due to a power failure, or by the user disconnecting (unplugging) the NT equipment.The most important thing to consider at "start-up" is, in addition to the connection function, that minimize the interference level of other modems that use neighboring cables.

De olika ramtyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram häller ett bestämt moduleringsmönster för varje bärvág och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom at: låta moduleringsmönstret beskrivas genom en ”random sequence” hàlles korskorreleringen inom ramen låg, sà att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras. 2. Dataram 1, (DF1), förmedlar "random data" pá alla bärvàgor, utom pà fyra fördefinierade bärvàgor som sänder styrkanalen (CCH) parallellt. Det används vid ”start-up" när CCH-bärvågen är obestämd och möjliggör för mottagaren att välja den minst störda bärvågen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen. 3. Dataram 2 (DF2) förmedlar ”random data” på alla bärvàgor utom en, som bär styrkanalen (CCH). Den används när CCH-bärvägen har bestämts, och bitladdningsfaktorerna ännu inte är satta. 506 659 Un 20 h) Uu 30 60 (DF3) bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden. 4. Dataram 3 förmedlar data och använder En bärvág är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).The different frame types used by the system are discussed below. 1. The synchronization frame is used for channel value calculation. This frame pours a specific modulation pattern for each carrier and thus enables easy channel value calculation. By letting the modulation pattern be described by a random sequence, the cross-correlation within the frame is kept low so that the frame correlation used for synchronization is improved. Data frame 1, (DF1), transmits "random data" on all carriers, except for four predefined carriers which transmit the control channel (CCH) in parallel. It is used in "start-up" when the CCH carrier is indeterminate and enables the receiver to select the least disturbed carrier, thereby guaranteeing the CCH connection 3. Data frame 2 (DF2) transmits "random data" on all carriers except one, which carries the control channel (CCH) .It is used when the CCH carrier path has been determined, and the bit charge factors have not yet been set.506 659 Un 20 h) Uu 30 60 (DF3) bit charge function to maximize the bandwidth 4. Data frame 3 conveys data and uses A carrier is always dedicated to the control channel (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i Figur 26, vid start-up och i viloläge (idle mode), kallad start-up-sekvens (SUS= Start-Up Sequence).The system uses a special frame sequence, shown in Figure 26, at start-up and in idle mode, called the Start-Up Sequence (SUS).

SUS kan sammansättas genom att använda de olika DFl och DF2, som följaktligen kallas SUSl och SUS2. I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för dataramarna, kanalvärdeberäkning.SUS can be composed by using the different DF1 and DF2, which are consequently called SUS1 and SUS2. The SUS frame sequence uses the synchronization frames for the data frames, channel value calculation.

Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar från användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.After start-up, the synchronization frames are replaced with data frames, as shown in Figure 27, and the channel value calculation process shifts from the use of the synchronization frames to the use of the data frame. The type of data frame for this sequence is DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.At system startup, neither side of the modem, NOW and NT, sends any energy across the copper pair.

Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".The default setting for each side is at this stage to drive the receiver, leaving the transmitter "dead".

Mottagaren försöker, pà vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger mottagaren en distinkt indikation på när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en ”wake-up”-signal.The receiver tries, on each side, to perform a frame correlation to detect a frame start. This correlation is run through a threshold function that gives the receiver a distinct indication of when the other side starts transmitting. It is this indication that serves as a "wake-up" signal.

”Wake-up”-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas pà NU-sidan, gár systemet direkt till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) som beskrivs nedan.The “wake-up” signal is used only by the NT side. If the start-up decision is made on the NOW page, the system goes directly to the set-up sequence described below.

Denna del av startproceduren utsätts för ”time out” om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.This part of the start-up procedure is subjected to "time out" if a transition to the set-up sequence is not detected.

Un 30 61 Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en ”wake-up"-signal i form av en SUSl. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.Un 30 61 The basic “wake-up” signaling for the modem is shown in Figure 28. Initially, both modems search for frame correlation. One of the modems, on the right in Figure 28, sends a wake-up signal in the form of a SUS1, the other modem detects frame correlation and starts the set-up sequence described below.

När ”wake-up”-tillståndet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.When the wake-up state has passed, the web page (NOW) initiates the set-up sequence.

Uppsättningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. Denna uppsättningssekvens startar efter det att nätsidan har detekterat en ”wake-up”-signal, eller nätet initierar uppsättningen.The set-up sequence will now be processed. This set-up sequence starts after the web page has detected a wake-up signal, or the network initiates the set-up.

Det första steget i uppsättningssekvensen visas i Figur 29. I denna fas startar NU för att sända SUSl- mönstret.The first step in the set-up sequence is shown in Figure 29. In this phase, NOW starts to send the SUS1 pattern.

(TA)-inställning, med TA = NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance" 0, på CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.(TA) setting, with TA = NOW repeatedly transmits a "timing advance" 0, on the CCH. The master clock in the system is now the NOW transmitter frame and the sample clock in NOW.

Piloten sänds kontinuerligt.The pilot is sent continuously.

NT-mottagarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan àtertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten på synkroniseringsramar gör en noggrann värdeberäkning inom 300 ms. Med användning av denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvágorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvåg för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = 0 för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) pà CCH-bärvågen för varje mottaget TA-valmeddelande, repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloïen med BSI/2 från den inkommande piloten, så att SC-laddningen distribueras över tiden. När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av uppsättningssekvensen. 506 639 Un 20 62 Sålunda börjar steg l av uppsättningssekvensen med att sändaren, i nätenhetsmodemet, sänder en SUS1 och ett TA-meddelande med TA = mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: 0 i periodiska intervall. Vid - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - återhämta BSI:n; - möjliggöra kanalvärdeberäkning; - välja en CCH; och - avkoda TA-valmeddelandet.The NT receiver side, which looks for frame correlation, detects frames and can retrieve the frame and sample clock. It now starts the channel value calculation which at the current speed of synchronization frames makes an accurate value calculation within 300 ms. Using this value calculation, the receiver starts polling the predefined CCH carriers and, at message receive, selects this carrier for the CCH. The NT transmitter now starts with TA = 0 for local synchronization and sends receipt (acc.) On The CCH carrier for each received TA selection message, repeating the received TA value, also shifts the outgoing piloï with BSI / 2 from the incoming pilot, so that the SC charge is distributed over time.When the NOW detects the frame correlation, the transition is made to step 2. of the set-up sequence 506 639 Un 20 62 Thus, step 1 of the set-up sequence begins with the transmitter, in the network modem, sending a SUS1 and a TA message with TA = receiving it, the receiver in the terminal modem will: 0 in periodic intervals. - perform frame correlation and retrieve the frame clock; - start FFT processing; - enable pilot decoding; - retrieve the BSI; - enable channel value calculation; - select a CCH; and - decode the TA selection message.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUS1, ett TA =O -meddelande och en pilot skiftad med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar på ramkorrelering.The transmitter in the terminal unit then sends a receipt (acc.), SUS1, a TA = O message and a pilot shifted by BSI / 2. The receiver in the network unit is waiting for frame correlation.

Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett ”timing advance"-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, korrigerade TA- värdet.Step 2 of the set-up sequence, see Figure 30, begins with the NU page now calculating a “timing advance” value (TA), changing the CCH message to the new, corrected TA value.

När NT-sidan tar emot det nya TA-värdet ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande.When the NT page receives the new TA value, it changes the local synchronization and continues to send the acknowledgment message, with a new TA value, for each TA selection message.

I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende pä att (changing) ramklocka, och enheten Efter det att ramklockan har àterhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- NT-sändaren ändrar behöver áterkorrelera. detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar 10 506 639 63 systemet TA-meddelandet och gàr till det tredje steget av uppsättningssekvensen.In the NOW receiver the frame clock is lost, due to (changing) frame clock, and the unit After the frame clock has been retrieved, the CCH is decoded and, when the acknowledgment NT transmitter changes, it needs to correlate again. detection, which contains the new TA value, the system terminates the TA message and goes to the third step of the set sequence.

Sålunda startar steg 2 av uppsättningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA:t, säg X, tillsammans med en SUSl, sänds frán sändarterminalen. som respons till SUSl och TA = O-meddelandet som Terminalenheten, NT; - tar emot det nya TA-meddelandet; - korrigerar den utgående ramklockan; och - sänder ett kvitto SUSl och TA = X.Thus, step 2 of the set-up sequence starts with the transmitter in the network unit, NOW, sending a TA message containing the correct TA, say X, together with a SUS1, transmitted from the transmitter terminal. in response to SUS1 and the TA = O message as Terminal Unit, NT; - receives the new TA message; - corrects the outgoing frame clock; and - sends a receipt SUS1 and TA = X.

Nätenheten, NU: - utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; - återhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvärdeberäkning; - väljer en CCH; och - avkodar meddelandet.The network unit, NOW: - performs frame correlation; - retrieves the frame clock; - starts FFT data processing; - enables pilot decoding; - recovers the BSI; - enables channel value calculation; - selects a CCH; and - decodes the message.

Den sista uppsättningssekvensen, steg 3, se Figur 31, hanterar CCH-valet för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvàgen och sänder ett CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.). 506 659 64 På NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUS1 och sänder en SUS2, dvs terminerar parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n på den valda bärvágen.The last set-up sequence, step 3, see Figure 31, handles the CCH selection for uplink and downlink. For the uplink, the NU receiver has selected the most suitable carrier and sends a CCH message containing this selection to the NT page. The message is sent repeatedly until it receives a receipt (acc.). 506 659 64 On the NT side, the receiver decodes the CCH message and terminates SUS1 and transmits one SUS2, ie terminates parallel CCH transmission by transmitting only the CCH on the selected carrier.

Un CCH-bärvàgen i upplänk har nu konfigurerats. För nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- sidan efter mottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.The uplink CCH carrier has now been configured. For the downlink, the same step is performed in parallel, initiated through the NT page after receiving the first CCH selection message from NOW.

Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: w - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta pà en kvittering; och - avsluta CCH-meddelandet.Thus, in step 3, the network unit will: w - send the selected uplink CCH; - wait for a receipt; and - exit the CCH message.

Terminalenheten: - tar emot CCH-valet för upplänken; n - terminerar S331; startar SUS2; och kvitterar varje CCH-val.The terminal unit: - receives the CCH selection for the uplink; n - terminates S331; starts SUS2; and acknowledges each CCH selection.

Nätenheten: - tar emot CCH-valet för nedlänken; 20 - terminerar SUSl; - startar SUS2; och kvitterar varje CCH-val.The network unit: - receives the CCH selection for the downlink; - terminates SUS1; - starts SUS2; and acknowledges each CCH selection.

Terminalenheten: - sänder den valda CCH:n för nedlänken; Un l0 20 Ix) LIA 506 639 65 - väntar på en kvittering; - avslutar CCH-meddelandet.The terminal unit: - sends the selected CCH for the downlink; Un l0 20 Ix) LIA 506 639 65 - waiting for a receipt; - ends the CCH message.

När dessa steg har tagits har modemet nätt viloläge (idle mode), sändande SUS2. Med användning av CCH kan bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik och DAS-sändning påbörjas.Once these steps have been taken, the modem has idle mode, transmitting SUS2. Using CCH, the bit charge factors can now be changed according to channel characteristics and DAS transmission can be started.

VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nätelement, beroende pà den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nättermineringsutrustning_ Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt gränssnitt, se Figur 32, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.The VDSL modem can have interfaces to different network elements, depending on the physical location of the modem, ie in the space for access nodes or in customer premises. In the customer premises, the VDSL modem can interface with an active network termination equipment_ At the access node, the VDSL modem will interface with an access-specific interface, see Figure 32, which shows a logical view of the network elements that interface with the VDSL modem.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med nättermineringsutrustningen, och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket accessnoden är placerad.The VDSL modem can be physically integrated with the network termination equipment, and the VDSL modem at the access node can be physically located in the cabinet in which the access node is located.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt 1-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt l-ramen finns, bortsett från ramhuvudet och ett antal styrinformation. nyttolasten, informationsfält för hanterings- och Dessa hanterings- och styrfält inkluderar olika larmindikatorer, såsom SDH-larm, t. ex. AIS- (giltig endast om SDH tas hela vägen till kundutrymmena) mätningar av bitfelsfrekvens för prestandaövervakning, indikeringar på om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning och för hög temperatur etc. Hanteringsfälten inkluderar också aktivering av olika slingtester pà modemet, för drift och underhàllsändamàl. 506 639 66 TABELL 1 Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalitet mellan modem Nej Duplexmetod Separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende pá duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithastighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bärvàg - uppströms 0-4096 QAM - nedströms 0-4096 QAM Antal bärvàgor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvág 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvág) Modulering DMT Accessteknik VDSL Signaleffekt -60 dBm/Hz (fl CD d\ O\ (N \O 67 Bitfelsfrekvens l0J Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCH - bandbredd l bärvåg, minimum 16 kbit/s - protokoll HDLC Sample clk 20 MHz ilüppm Ram clk 20 MHz/(2048+ll2) = 9,19 kHz 506 639 TABELL 2 Systemparametrar för Sändaren 68 Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MEZ Bitladdning Ja, O, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s TABELL 3 506 639 69 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO 125 ppm, lOppm/V känslighet - DAC 18 bit, område O-5 V - upplösning l/100 av en sample 506 639 7 0 TABELL 4 Bärvàgsmodes Mode Sänd Bitladdning Utjämna Skalning CMl Data 2 - 12 Ja Ja cM2 Nej o Nej o CM3 Synk-info O Ja, synk Ja, lågNT (interface A1) and the access node (interface A2) require a layer 1 frame format of the VDSL modem. Integrated in the layer l-frame is available, apart from the frame head and a number of control information. payload, information fields for handling and These handling and control fields include various alarm indicators, such as SDH alarms, e.g. AIS (valid only if SDH is taken all the way to customer premises) bit error rate measurements for performance monitoring, indications of whether synchronization is poor, or lost, equipment management alarm for loss of power supply and too high temperature, etc. Management fields also include activation of various loop tests on the modem, for operation and maintenance purposes. 506 639 66 TABLE 1 System parameters for the overall system Orthogonality between modems No Duplex method Separate bands Frequency intervals between up- Depending on duplex filter / down data flow characteristics Net bit rate, - upstream 2 Mbit / s - downstream 13 or 26 Mbit / s, Coding dependency - downstream Coding dependence Cable length <1300 meters Cable bandwidth 10 MHz Modulation, single carrier - upstream 0-4096 QAM - downstream 0-4096 QAM Number of carriers, total 1024 Bandwidth for each carrier 9, 77 kHz Cyclic prefix DMes Modul VDSL Signal power -60 dBm / Hz (fl CD d \ O \ (N \ O 67 Bit error rate l0J Interleaving delay 0.5 ms (Interleaving delay) System margin 6 dB CCH - bandwidth l carrier, minimum 16 kbit / s - protocol HDLC Sample clk 20 MHz ilüppm Frame clk 20 MHz / (2048 + ll2) = 9.19 kHz 506 639 TABLE 2 System parameters for the Transmitter 68 Interleaving - depth 2 x frames - delay 0.5 ms DAC resolution 84 dB Clipping algorithm No (Clipping algorithm) IFFT - type Real - points 2048 - resolution 16 bit LP filter LP 10 MEZ Bit charge Yes, 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energy charge Yes, 4 bit BSI- distance 1 s TABLE 3 506 639 69 System parameters for the Receiver ADC resolution 66 dB FFT - type Real - points 2048 - resolution 16 bit LP filter LP 10 MHz Synchronization - jitter <0.5 ns VCXO 125 ppm, lOppm / V sensitivity - DAC 18 bit, range O-5 V - resolution l / 100 of a sample 506 639 7 0 TABLE 4 Carrier mode Mode Transmit Bit charge Smoothing Scaling CM1 Data 2 - 12 Yes Yes cM2 No o No o CM3 Sync info O Yes, sync Yes , low

Claims (21)

LI: 25 b: UI 506 659 71 PATENTKRAVLI: 25 b: UI 506 659 71 PATENT CLAIMS 1. En mottagare, för användning i ett multibärvàgstransmissionssystem, där nämnda mottagare inkluderar digitaliseringsanordning för sampling och kvantisering av en mottagen signal omfattande en mångfald av individuella bärvägor, och processoranordning för digital behandling av nämnda samplade och kvantiserade mottagna signal för att extrahera data modulerad på nämnda mångfald av bârvágor, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda digitaliseringsanordning inkluderar en analog till digital omvandlare för omvandling av nämnda mottagna signal till en serie digitaliserade sampel, där varje sampel har n bit, en ”toppvärdesdetektor” för detektering av när en analog signal vid en ingång till nämnda analog- till digital- omvandlare har en amplitud som är större än vad som kan representeras av n bit, och generatoranordning som styrs av nämnda ”toppvärdesdetektor” för att generera m bit för att representera varje digitaliserad sampel, där m > n.A receiver, for use in a multi-carrier transmission system, said receiver including digitizing device for sampling and quantizing a received signal comprising a plurality of individual carrier paths, and processor device for digital processing of said sampled and quantized received signal to extract data modulated on said plurality of carriers, characterized in that said digitizing device includes an analog to digital converter for converting said received signal into a series of digitized samples, each sample having n bits, a "peak value detector" for detecting when an analog signal at an input to said analog to digital converter has an amplitude greater than that which can be represented by n bits, and a generator device controlled by said "peak value detector" to generate m bits to represent each digitized sample, where m> n. 2. En mottagare enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda digitaliseringsanordning är i drift för att minimera klippning av nämnda digitaliserade signal orsakad av mättnad hos nämnda analog- till digital-omvandlare.A receiver according to claim 1, characterized in that said digitizing device is in operation to minimize clipping of said digitized signal caused by saturation of said analog to digital converter. 3. En mottagare enligt antingen patentkrav 1, eller patentkrav 2, k ä n n e t e c k n a d av att ett tal som representeras av nämnda m bit bestäms genom värdeberäkning från en Gauss-fördelning av amplituder.A receiver according to either claim 1, or claim 2, characterized in that a number represented by said m bit is determined by value calculation from a Gaussian distribution of amplitudes. 4. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagna signal förs genom analog amplitudregleringsanordning innan den förs till nämnda ingång pà nämnda analog- till digital- omvandlare. 506 639 UI 25 72A receiver according to any one of the preceding claims, characterized in that said received signal is passed through analog amplitude control device before it is passed to said input on said analog to digital converter. 506 639 UI 25 72 5. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda generatoranordning är en 3-till-1 multiplexor som har en första ingång anordnad att ta emot en n bit utgång från nämnda analog- till digital-omvandlare, en andra ingång anordnad att ta emot en värdeberäkning av ett positivt amplitudvärde som representerar en amplitud av en sampel av nämnda mottagna signal större än ett positivt mättnadsvärde av nämnda analog- till digital-omvandlare, en tredje ingång anordnad att ta emot en värdeberäkning av ett negativt amplitudvärde som representerar en amplitud av en sampel av nämnda mottagna signal mindre än ett negativt màttnadsvärde för nämnda analog- till digital-omvandlare, och en utgång för en m bit signal som representerar en predikterad amplitud på nämnda indatasignal.A receiver according to any one of the preceding claims, characterized in that said generator device is a 3-to-1 multiplexer having a first input arranged to receive an n bit output from said analog to digital converter, a second input arranged to receive a value calculation of a positive amplitude value representing an amplitude of a sample of said received signal greater than a positive saturation value of said analog to digital converter, a third input arranged to receive a value calculation of a negative amplitude value representing an amplitude of a sample of said received signal less than a negative saturation value of said analog to digital converter, and an output of one m bit signal representing a predicted amplitude of said input signal. 6. En motïagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvågstransmissionssystem är ett ortogonalt frekvensdelningsmultiplexradiotransmissionssystem.A receiver according to any one of the preceding claims, characterized in that said multicarrier transmission system is an orthogonal frequency division multiplex radio transmission system. 7. En mottagare enligt något av patentkraven 1 till 5, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvågstransmissionssystem är ett DMT- transmissionssystem.A receiver according to any one of claims 1 to 5, characterized in that said multicarrier transmission system is a DMT transmission system. 8. En mottagare enligt patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvågszransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system.A receiver according to claim 7, characterized in that said multicarrier transmission system is a DMT-based VDSL system. 9. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att en digitaliserad utdatasignal från nämnda digitaliseringsanordning förs till en ingång på en FFT-processoranordning. UI lx) lJn b: \J| 506 639 73A receiver according to any one of the preceding claims, characterized in that a digitized output signal from said digitizing device is fed to an input of an FFT processor device. UI lx) lJn b: \ J | 506 639 73 10. En mottagare enligt något patentkraven l till 8, k ä n n e t e c k n a d av att en digitaliserad utsignal från nämnda digitaliseringsanordning förs till en ingång på en ”wavelet transform processor means”A receiver according to any one of claims 1 to 8, characterized in that a digitized output signal from said digitizing device is fed to an input of a "wavelet transform processor means". 11. ll. En transceiver, inkluderande en sändare och en mottagare, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare är en mottagare enligt något av föregående patentkrav.11. ll. A transceiver, including a transmitter and a receiver, is characterized in that said receiver is a receiver according to any one of the preceding claims. 12. Ett multibärvágstransmissionssystem, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda multibärvågstransmissionssystem inkluderar tvá transceivrar enligt patentkrav ll.A multi-carrier transmission system, characterized in that said multi-carrier transmission system includes two transceivers according to claim 11. 13. En transceiver, eller ett multibärvågsïransmissionssystem, enligt antingen patentkrav ll eller 12, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem är ett DMT-system.A transceiver, or a multi-carrier transmission system, according to either claim 11 or 12, characterized in that said multi-carrier transmission system is a DMT system. 14. En transceiver, eller ett multibärvågstransmissionssystem, enligt patentkrav 13, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvágstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system. lS. En metod att digitalisera en analog multibärvågssignal omfattande en mångfald av individuella bärvågor vilka var och en moduleras med en dataström, i vilken nämnda signal samplas och kvantiseras, k ä n n e t e c k n a d av stegen: - sampling och kvantisering av nämnda analoga multibärvågsssignal för att producera en sekvens av digitala sampel vilka var och en innehåller n bit som representerar nämnda samplingsamplitud; 506 659 74 - detektering av när en analog multibärvågssignalsampel har en amplitud som är större än den maximala amplitud som kan representeras av n bit; ochA transceiver, or multi-carrier transmission system, according to claim 13, characterized in that said multi-carrier transmission system is a DMT-based VDSL system. lS. A method of digitizing an analog multi-carrier signal comprising a plurality of individual carriers each modulated with a data stream in which said signal is sampled and quantized, characterized by the steps of: sampling and quantizing said analog multi-carrier signal to produce a sequence of digital samples each containing n bits representing said sampling amplitude; - detecting when an analog multi-carrier signal sample has an amplitude greater than the maximum amplitude that can be represented by n bits; and 15. Un - generering av en digital signal i vilken varje sampel representeras av m bit, där m > n.15. Un - generation of a digital signal in which each sample is represented by m bit, where m> n. 16. En metod enligt patentkrav 15, k ä n n e t e c k n a d 10 av minimering av den klippning av nämnda digitaliserade signal som orsakas av mättnad av en anlog- till digital- omvandlare som används för nämnda sampling och kvantisering. 15 17. En metod enligt antingen patentkrav 15, eller patentkrav 16, k ä n n e t e c k n a d av att ett tal som representeras av nämnda m bitar värdeberäknas från enA method according to claim 15, characterized by minimizing the clipping of said digitized signal caused by saturation of an analog to digital converter used for said sampling and quantization. A method according to either claim 15, or claim 16, characterized in that a number represented by said m bits is calculated from a value 17. Gauss-fördelning av amplituder. 2017. Gaussian distribution of amplitudes. 20 18. En metod enligt något av patentkraven LE till 17, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda analoga multibärvàgssignals amplitud regleras före sampling och kvantisering. IJ V:A method according to any one of claims LE to 17, characterized in that the amplitude of said analog multi-carrier signal is regulated before sampling and quantization. IJ V: 19. En metod enligt nàgot av patentkraven 15 till 18, k ä n n e t e c k n a d av att en positiv amplitud värdeberäknas, för nämnda analoga multibärvágssignal, större än det positiva mättnadsvärdet för nämnda analog- till digital-omvandlare, av att, för nämnda 30 multibärvàgssignal en negativ amplitud, mindre än det negativa mättnadsvärdet hos nämnda analoga till digitala omvandlare, värdeberäknas och: - om en sampel av nämnda analoga multibärvàgssignal 35 har en amplitud som ligger mellan nämnda positiva och negativa mättnadsvärden, används utdata från UI 10A method according to any one of claims 15 to 18, characterized in that a positive amplitude is calculated, for said analog multi-carrier signal, greater than the positive saturation value of said analog-to-digital converter, in that, for said multi-carrier signal, a negative amplitude, less than the negative saturation value of said analog to digital converters, is calculated and: - if a sample of said analog multi-carrier signal 35 has an amplitude which lies between said positive and negative saturation values, output data from UI 10 is used 20. k ä n n e t 506 639 75 nämnda analog- till digital-omvandlare för att representera amplituden hos nämnda sampel av nämnda analoga multibärvàgssignal; om en sampel av nämnda analoga multibärvágssignal har en amplitud som är större än nämnda positiva mättnadsvärde, används det värdeberäknade positiva värdet av nämnda amplitud för att representera amplituden hos nämnda sampel av nämnda anloga multibärvågssignal; och om en sampel av nämnda analoga multibärvàgssignal har en amplitud som är mindre än nämnda negativa mättnadsvärde, används det värdeberäknade negativa värdet av nämnda amplitud för att representera amplituden hos nämnda sampel av nämnda anloga multibärvágssignal; En metcd enligt något av patentkraven 15 till 19, Ill c k n a d av att nämnda multibärvàgssignal är en ortogonal frekvensdelningsmultiplexsignal_20. characterized 506 639 75 said analog to digital converter for representing the amplitude of said sample of said analog multi-carrier signal; if a sample of said analog multi-carrier signal has an amplitude greater than said positive saturation value, the value-calculated positive value of said amplitude is used to represent the amplitude of said sample of said analog multi-carrier signal; and if a sample of said analog multi-carrier signal has an amplitude less than said negative saturation value, the value-calculated negative value of said amplitude is used to represent the amplitude of said sample of said analog multi-carrier signal; A method according to any one of claims 15 to 19, characterized in that said multi-carrier signal is an orthogonal frequency division multiplex signal. 21. En metod enligt något av patentkraven 15 till 19, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvàgsïransmissionssignal är en DMT- transmissionssignal.A method according to any one of claims 15 to 19, characterized in that said multi-carrier transmission signal is a DMT transmission signal.