SE451780B - AUTOMATIC PICTURE PRESSURE CONTROL DEVICE WITH DIGITAL SIGNAL PROCESSING - Google Patents

Description

451 van 2 I korthet är en serviceomkopplare med ett "normalläge" och ett "serviceläge" operativt tilldelad till mottagarens signalbehand- lingskretsar och till bildröret. Då denna omkopplare står 1 serviceläge bortkopplas videosignaler från bildröret, varjämte vertikalavsökningen upphävs. Förspänningen hos varje elektron- kanon inregleras därvid så att man erhåller en önskad släck- ström (t.ex. nâgra få mikroampere) hos varje elektronkanon. 451 van 2 In short, a service switch with a "normal mode" and a "service mode" is operatively assigned to the receiver's signal processing circuits and to the picture tube. When this switch is in service mode, video signals are disconnected from the picture tube, and the vertical scan is canceled. The bias voltage of each electron gun is then adjusted so that a desired extinguishing current (eg a few microamperes) is obtained with each electron gun.

Denna inreglering säkerställer att bildröret släcks på korrekt sätt om ingen videosignal påläggs eller såsom gensvar på en svartreferensnivå hos videosignalen, och nämnda inreglering säkerställer också att färgsignalerna får avsedda proportioner vid alla ljusintensitetsniváer. Bildrördrivkretsarna som sam- verkar med varje enskild elektronkanon inregleras då för en önskad förstärkning (t.ex. för att kompensera för ineffektivi- teter hos bildrörfosforn) så att man erhåller en korrekt för- delning i röd-, grön- och blásignaldrivningen när mottagaren arbetar normalt.This adjustment ensures that the picture tube is switched off correctly if no video signal is applied or in response to a black reference level of the video signal, and said adjustment also ensures that the color signals have the intended proportions at all light intensity levels. The picture tube circuits that cooperate with each individual electron gun are then adjusted for a desired gain (eg to compensate for inefficiencies of the picture tube phosphor) so that a correct distribution in the red, green and blue signal drive is obtained when the receiver is working. normally.

Inregleringen med bildrörsläckning är tidsödande och obekväm, och den bör utföras flera gånger under bildrörets livslängd. Dessutom samverkar inregleringar för släckning och förstärkning i bildröret ofta med varandra, varför en följd av inregleringar kan behöva göras. Det är således fördelaktigt att eliminera behovet av denna inreglering, exempelvis genom att i- frågavarande inreglering får utföras automatiskt av 1 mottagaren belägna kretsar.The adjustment with picture tube extinguishing is time consuming and inconvenient, and it should be performed several times during the life of the picture tube. In addition, adjustments for extinction and amplification in the picture tube often interact with each other, which is why a consequence of adjustments may need to be made. It is thus advantageous to eliminate the need for this adjustment, for example by allowing the adjustment in question to be performed automatically by circuits located in the receiver.

Skilda automatiska anordningar för reglering av bildrör- förspänningen under utnyttjande av analoga signalbehandlings- metoder är kända. I dessa kända anordningar uppmäter man vanli- gen värdet hos en mycket ringa katodsläckström periodiskt under ett givet intervall (t.ex. som inträffar inom ett vertikalbild- släckintervall hos televisionssignalen när bildinformation saknas) när en signal med lämplig (svart-)referensnivà matas till en intensitetsregleringselektrod hos bildröret. En härledd styrspänning får korrigera förspänningen hos en förstärkare som driver bildröret så att man erhåller en önskad nivå för katod- släckströmmen. De kända analoga anordningarna är emellertid be- häftade med olägenheter som undviks medelst en anordning enligt föreliggande uppfinning.Various automatic devices for regulating the picture tube bias using analog signal processing methods are known. In these known devices, the value of a very small cathode quench current is usually measured periodically during a given interval (eg which occurs within a vertical picture quench interval of the television signal when picture information is missing) when a signal with a suitable (black) reference level is fed to an intensity control electrode of the picture tube. A derived control voltage may correct the bias voltage of an amplifier driving the picture tube so as to obtain a desired level of the cathode quench current. However, the known analog devices suffer from disadvantages which are avoided by means of a device according to the present invention.

I kända anordningar där man utnyttjar analoga signalbe- 451 780 _ 5 handlingsmetoder utförs vanligen följande funktioner. Katod- släcknivàströmmen känns av, och en proportionell katodsignal härleds under katodsläckströmintervall. Katodsignalen filtreras därefter så att man erhåller en spänning som är proportionell mot katodsignalens storlek. En regleringslikspänning för för- spänning erhålls genom ytterligare filtrering och páläggs bildrördrivförstärkaren via en återkopplingsregleringsslinga och korrigerar därvid för eventuella fel i bildrörförspänningen och i den korresponderande svartnivåkatodströmmen.In known devices where analog signal processing methods are used, the following functions are usually performed. The cathode extinguishing level current is sensed, and a proportional cathode signal is derived during cathode extinguishing current intervals. The cathode signal is then filtered to obtain a voltage which is proportional to the magnitude of the cathode signal. A bias control DC voltage is obtained by further filtering and is applied to the picture tube drive amplifier via a feedback control loop, thereby correcting for any errors in the picture tube bias voltage and in the corresponding black level cathode current.

Regleringsslingan har till uppgift att stabilisera kato- dens svartströmnivå vid ett önskat korrekt värde. Noggrannheten hos regleringsmekanismen utgör en funktion av regleringsslingans förstärkning, vilken är av storleksordningen 70 db då det gäl- ler en typisk analog anordning. Om man skall uppnå stor noggrann- het i förspänningsregleringen måste regleringsslingans förstärk- ning vara stor. En regleringsslinga med betydande storlek kan emellertid förete instabiliteter (t.ex. slumpvis uppträdande fluktuationer eller oscillationer i katodförspänningsnivàn), till stor del beroende på den eller de filtreringsfunktioner som utförs för alstring av regleringsspänningen för likförspän- ningen. För var och en av dessa filtreringsfunktioner utnyttjas RC-tidskonstantnät som inför signalbehandlingsfördröjningar och fasförskjutningar i regleringsslingan, varvid regleringsslingan får en benägenhet att få sin stabilitet försämrad.The task of the control loop is to stabilize the cathode's black current level at a desired correct value. The accuracy of the control mechanism is a function of the reinforcement of the control loop, which is of the order of 70 db in the case of a typical analog device. If high accuracy is to be achieved in the bias control, the reinforcement of the control loop must be large. However, a control loop of significant size can present instabilities (eg random fluctuations or oscillations in the cathode bias level), largely depending on the filtering function or functions performed to generate the DC bias control voltage. For each of these filtering functions, RC time constant networks are used which introduce signal processing delays and phase shifts in the control loop, whereby the control loop has a tendency to have its stability deteriorated.

I enlighet med föreliggande uppfinning innefattar nätet för alstring av regleringsspänningen för förspänningen ett digi- talt signalbehandlingsnät. En automatisk regleringsanordning för bildrörförspänning, i vilken anordning man utnyttjar den digitala signalbehandlaren, erbjuder noggrann reglering av bildrörets förspänning, är stabil med mycket höga förstärkningar 1 regleringsslingan (nämligen av storleksordningen l5O db och 200 db), och är inte benägen att alstra slumpvisa fluktuationer eller oscillering i katodförspänningsnivån. I anordningen be- hövs inte integrerande kondensatorer eller lagringskondensatorer (t.ex. för filtrering), och anordningen kan lätt framställas i form av en integrerad krets. Dessutom behöver den digitala pro- cessorn endast billiga och långsamt arbetande logikkretsar med ringa effekt.In accordance with the present invention, the network for generating the bias control voltage comprises a digital signal processing network. An automatic picture tube bias control device, in which the digital signal processor is used, offers accurate control of the picture tube bias, is stable with very high gains in the control loop (namely of the order of 150 db and 200 db), and is not prone to random fluctuations or fluctuations. oscillation in the cathode bias level. The device does not require integrating capacitors or storage capacitors (eg for filtration), and the device can easily be manufactured in the form of an integrated circuit. In addition, the digital processor only needs cheap and slow-working logic circuits with little power.

Närmare bestämt känner den digitala processorn av till- $> 51 780 _ 4 ståndet hos amplituden i en sekvens i en periodiskt härledd signal som är proportionell mot nivån hos släckströmmen som leds av bildrörets katod. Den digitala processorn alstrar en första styrsignal när amplituderna 1 en sekvens härledda sig- naler svarar mot korrekt katodförspänning och en andra styr- signal när amplituderna i en sekvens härledda signaler svarar mot en avvikelse från korrekt förspänning. Den andra styrsigna- len gör det möjligt för en förspänningsgenerator att alstra en reglerings- eller styrspänning för förspänningen, vilken regle- ringsspänning ändras i små steg och modifierar katodspänningen till dess att en korrekt katodförspänning och en motsvarande släckströmnivå erhålls.More specifically, the digital processor senses the state of the amplitude in a sequence in a periodically derived signal which is proportional to the level of the quench current conducted by the cathode of the picture tube. The digital processor generates a first control signal when the amplitudes 1 of a sequence derived signals correspond to the correct cathode bias and a second control signal when the amplitudes of a sequence derived signals correspond to a deviation from the correct bias voltage. The second control signal enables a bias generator to generate a control voltage for the bias voltage, which control voltage is changed in small steps and modifies the cathode voltage until a correct cathode bias voltage and a corresponding extinguishing current level are obtained.

I enlighet med ett kännetecken hos uppfinningen svarar den härledda signalen mot periodiskt upprepade katodpulser som induceras under signalsläckintervall såsom gensvar pa periodis- ka gallerexitationspulser. I enlighet med ett annat kännetecken hos uppfinningen bibringas de härledda signalerna en föreskriven amplitudförskjutning så att angränsande härledda signaler i en sekvens härledda signaler skiljer sig ömsesidigt i amplitud i en omfattning som inkluderar förskjutningen, detta för att hindra sökning i anordningen i närheten av korrekt förspänning.In accordance with a feature of the invention, the derived signal responds to periodically repeated cathode pulses induced during signal blanking intervals in response to periodic grid excitation pulses. According to another feature of the invention, the derived signals are imparted a prescribed amplitude shift so that adjacent derived signals in a sequence derived signals differ mutually in amplitude to an extent that includes the displacement, this to prevent searching in the device in the vicinity of correct bias.

Uppfinningen kommer att beskrivas i detalj i det följande under hänvisning till bifogade ritningar, på vilka fig. l visar ett blockschema över en del av en färgtelevisionsmottagare som innehåller en videodriv- och katodpulsprocessoranordning i en enligt uppfinningen utformad automatisk regleringsanordning för förspänningen hos ett bildrör, fig. 2 visar vågor som kommer till användning då det gäller att förstå den i fig. l visade anord- ningen, fig. 3 visar ett kopplingsschema över den i fig. l visade videodrivanordningen med tillhörande nät, fig. 4 visar kretsde- taljer i en del av katodpulsprocessoranordningen enligt fig. l, fig. 5 visar kretsdetaljer i en digital signalprocessor som ingår i katodpulsprocessoranordningen, fig. 6 visar ytterligare detal- jer i den digitala processorn enligt fig. 5, fig. 7 visar ett blockschema över en annan version av den digitala signalprocessorn som ingår i katodpulsprocessoranordningen enligt fig. l, fig. 8 åskådliggör tidssignalvågor som har till uppgift att göra det lättare att förstå arbetssättet hos anordningen enligt fig. l, fig. 9-ll visar alternativa kretsversioner av en del i den i 451 780 5 fig. 7 visade anordningen, fig. 12 och 13 visar alternativa kretsversioner av en annan del av den i fig. 7 visade anord- ningen, fig. 14 och 15-17 visar signalvagor som har till uppgift att göra det möjligt att förstå ett kännetecken hos uppfinningen, fig. 18 visar en krets för alstring av en bestämd form av en excitationssignal som har samband med ett kännetecken hos upp- finningen, fig. 19 visar signalvàgor som hör samman med arbets- sättet hos den i fig. 18 visade kretsen, fig. 20 visar en krets för alstring av signaler som utnyttjas av en anordning enligt uppfinningen, och fig. 21 åskådliggör signalvàgor som har sam- band med kretsen enligt fig. 20.The invention will be described in detail in the following with reference to the accompanying drawings, in which Fig. 1 shows a block diagram of a part of a color television receiver containing a video drive and cathode pulse processor device in an automatic control device for the bias of a picture tube designed according to the invention; Fig. 2 shows waves which come into use when it comes to understanding the device shown in Fig. 1, Fig. 3 shows a wiring diagram of the video drive device shown in Fig. 1 with associated network, Fig. 4 shows circuit details in a part of the cathode pulse processor device according to Fig. 1, Fig. 5 shows circuit details in a digital signal processor included in the cathode pulse processor device, Fig. 6 shows further details in the digital processor according to Fig. 5, Fig. 7 shows a block diagram of another version of the digital signal processor included in the cathode pulse processor device of Fig. 1, Fig. 8 illustrates time signal waves having to u to make it easier to understand the operation of the device according to Fig. 1, Figs. 9-11 show alternative circuit versions of one part of the device shown in Fig. 7, Figs. 12 and 13 show alternative circuit versions of another part. of the device shown in Fig. 7, Figs. 14 and 15-17 show signal waves which have the task of making it possible to understand a feature of the invention, Fig. 18 shows a circuit for generating a certain form of an excitation signal. Fig. 19 shows signal waves associated with the operation of the circuit shown in Fig. 18, Fig. 20 shows a circuit for generating signals used by a device according to the invention, and Fig. 21 illustrates signal waves associated with the circuit of Fig. 20.

I rig. 1 matar televisionssignalbehandlingskretsar 10 (t.ex. inkluderande videodetektor-, förstärkare- och filtersteg) åtskilda luminans~ (Y-) och krominans- (C-) komponenter i en sammansatt färgtelevisionssignal till en demodulatormatris 12.I rig. 1, television signal processing circuits 10 (e.g., including video detector, amplifier, and filter stages) supply separate luminance (Y) and chrominance (C) components of a composite color television signal to a demodulator array 12.

Denna matris 12 avger färgbildrepresentativa utgàngssignaler r, g och b med låg nivå. Nämnda signaler förstärks och behandlas pà annat sätt av kretsar i katodsignalbehandlingsnät l4a, l4b resp. läc, vilka avger förstärkta färgbildsignaler R, G och B med hög nivå till var sin katodintensitetsstyrelektrod 16a, 16b och 160 hos ett färgbildrör 15. I detta exempel är bildröret 15 av den självkonvergerande typen med in-1ine~kanoner, varvid ett gemensamt aktiverat galler 18 är tilldelat var och en av elek- tronkanonerna som innefattar katodelektroderna 16a, l6b och l6c, Katodsignalbehandlingsnäten l4a, 14b och 140 är inbördes likartade i denna utföringsform. Den nu följande diskussionen av utformningen och arbetssättet hos behandlingsnätet l4a gäl- ler därför också med avseende pa näten l4b och l4c.This matrix 12 emits color image representative output signals r, g and b at low level. Said signals are amplified and processed in another way by circuits in cathode signal processing networks 14a, 14b and 14b, respectively. read, which emit high level amplified color image signals R, G and B to each of the cathode intensity control electrodes 16a, 16b and 160 of a color picture tube 15. In this example, the picture tube 15 is of the self-converging type with in-1 guns, a common activated grating 18 is assigned to each of the electron guns comprising the cathode electrodes 16a, 16b and 16c, the cathode signal processing networks 14a, 14b and 140 are mutually similar in this embodiment. The following discussion of the design and operation of the treatment network 14a therefore also applies to the networks 14b and 14c.

I nätet l4a kopplar och bortkopplar ett svartnivàinfö- ringsnät 20 (t.ex. innefattande en elektronisk omkopplare) r-utgångssignalen frán matrisen 12 till en videosignalingång hos ett bildrördrivsteg 21 såsom gensvar pà en tidssignal BLK.In the network 14a, a black level input network 20 (e.g., including an electronic switch) connects and disconnects the r output signal from the array 12 to a video signal input of a picture tube drive stage 21 in response to a time signal BLK.

Drivsteget 21 inkluderar ett signalförstärkningsnät för alstring av en högniváutgångssignal R som matas till bildrörets katod l6a.The drive stage 21 includes a signal amplification network for generating a high level output signal R which is fed to the cathode 16a of the picture tube.

En annan utgängssignaliràn drivsteget 21 kopplas till en ingång till en katodpulsprocessor 22. Denna utgángssignal fràn driv- steget 21 ger upphov till inducerade katodpulser (CP) under katodströmövervakningsintervall såsom kommer att beskrivas nedan. 56 451 780 _ 6 Processorn 22 arbetar tidsmässigt såsom gensvar på tidssignaler C, SR och CLP och alstrar därvid en utgångssignal VB för regle- ring av förspänning, vilken signal matas till en förspännings- regleringsingång hos drivsteget 21 för att modifiera förspän- ningen hos förstärkarkretsarna i drivsteget 21 så att den av katoden l6a förda släck- (svart-)nivåströmmen kommer att regle- ras, såsom också kommer att beskrivas nedan.Another output signal from drive stage 21 is coupled to an input of a cathode pulse processor 22. This output signal from drive stage 21 gives rise to induced cathode pulses (CP) during cathode current monitoring intervals as will be described below. The processor 22 operates in time in response to timing signals C, SR and CLP, thereby generating an output signal VB for bias control, which signal is fed to a bias control input of the drive stage 21 to modify the bias voltage of the amplifier circuits. in the drive stage 21 so that the extinguishing (black) level current carried by the cathode 16a will be regulated, as will also be described below.

En pulsgenerator 28 ger gensvar på vertikalsvepåtergàngs- släcksignaler V som erhålls från vertikalavböjningskretsar i mottagaren för alstring av tidssignalerna BLK, C, SR och CLP.A pulse generator 28 responds to vertical sweep return extinguishing signals V obtained from vertical deflection circuits in the receiver to generate the time signals BLK, C, SR and CLP.

Signalen V upprepas 1 takten 60 hz då det gäller en televisions- mottagare som är utformad förIHSC-televisionssändningssignal- normer i USA och i takten 50 hz då det gäller PAL-televisions- normer. Generatorn eller enheten 28 alstrar också en galler- drivspänningsutgångspuls GP under ett intervall då bildrörets 15 katodsläckström skall övervakas. Den utgång hos enheten 28 från vilken signalen GP avges ser också till att gallret 18 får en lämplig förspänning (i stort sett noll volt i detta exempel) vid andra tidpunkter än under gallerpulsintervallet.The signal V is repeated at a rate of 60 Hz in the case of a television receiver designed for IHSC television broadcast signal standards in the United States and at a rate of 50 Hz in the case of PAL television standards. The generator or unit 28 also generates a grid drive voltage output pulse GP during an interval when the cathode quench current of the picture tube 15 is to be monitored. The output of the unit 28 from which the signal GP is emitted also ensures that the grid 18 receives a suitable bias voltage (substantially zero volts in this example) at times other than during the grid pulse interval.

Bildrörkatodströmövervakningsintervallet uppträder efter det att vertikalsvepàtergångssläckningen har upphört men innan bildintervallet för televisionssignalen som innehåller bild- information som skall presenteras har börjat. övervaknings- intervallet inträffar under en del av ett större tidsintervall som omsluter flera horisontallinjer under vilka bildinformation saknas. Det förhållandet att bildrörkatodsläckströmmen överva- kas ger emellertid inte upphov till några synliga effekter på en presenterad bild, eftersom avsökning sker ovanför bildröret vid denna tidpunkt, dvs. bildrörets elektronstråle böjs av så att den slår an mot bildrörets yta ovanför bildpresentations- området. ' Såsom ett exempel kan övervakningsintervallet omsluta de båda första horisontallinjerna som uppträder sedan vertikal- svepåtergångssläckningen har upphört, såsom är visat i vågen a enligt fig. 2 medelst de periodiska positiva horisontella släck- pulser som uppträder i linjetakten.The picture tube cathode current monitoring interval occurs after the vertical sweep regression extinguishing has ceased but before the picture interval of the television signal containing picture information to be presented has started. the monitoring interval occurs during part of a larger time interval that encloses several horizontal lines during which image information is missing. However, the fact that the picture tube cathode extinguishing current is monitored does not give rise to any visible effects on a presented picture, since scanning takes place above the picture tube at this time, ie. the electron beam of the picture tube is deflected so that it strikes the surface of the picture tube above the picture presentation area. As an example, the monitoring interval may enclose the first two horizontal lines which occur after the vertical sweep regression quenching has ceased, as shown in wave a of Fig. 2 by the periodic positive horizontal quench pulses occurring at the line rate.

BLK-pulsen som omsluter vertikalsvepåtergångs- och över- vakningsinßervallen är visad i vågen b enligt fig. 2. Galler- 451 780 7 drivpulsen GP, som omsluter linjerna l och 2 i övervaknings- intervallet sedan vertikalsvepåtergången har upphört, är visad i vågen c. Gallerpulsen kan företrädesvis ha en fixerad positiv amplitud inom området +5 - +15 volt beroende på de krav som ställs i den aktuella anordningen, i förhållande till en lägre pulspiedestalnivå som svarar mot den normala gallerförspännings- nivån noll volt 1 detta exempel.The BLK pulse enclosing the vertical sweep regression and monitoring interval is shown in wave b of Fig. 2. The grid pulse GP, which encloses lines 1 and 2 in the monitoring interval after the vertical sweep regression has ceased, is shown in wave c. The grid pulse can preferably have a fixed positive amplitude in the range +5 - +15 volts depending on the requirements set in the device in question, in relation to a lower pulse pedestal level corresponding to the normal grid bias level zero volts in this example.

I en återblick på fig. l skall nu nämnas att en grind som ingår i svartnivåinföringsnätet 20 öppnas såsom gensvar på signalen BLK under vertikalsvepåtergångs- och övervakningsinter- vallet (fig. 2) för att inhibera signalens r strömledning från matrisen 12 till drivsteget 21, varjämte en svartreferensspänning får utgöra ersättning i r-signalbanan. Härigenom upprättas en given svartreferensförspänningsnivå vid drivstegets 21 video- signalutgång, varigenom bildrörets katod l6a drivs, varvid också en viloreferensnivå för katoden l6a under BLK-intervallet erhålls.In a review of Fig. 1, it should now be mentioned that a gate included in the black level insertion network 20 is opened in response to the signal BLK during the vertical sweep regression and monitoring interval (Fig. 2) to inhibit the signal r current line from the matrix 12 to the drive stage 21, and a black reference voltage may constitute compensation in the r-signal path. As a result, a given black reference bias level is established at the video signal output of the drive stage 21, whereby the cathode 16a of the picture tube is driven, whereby also a rest reference level of the cathode 16a during the BLK interval is obtained.

Bildröret arbetar såsom en katodföljare såsom gensvar på galler- pulsen GP, varvid en version av gallerpulsen med väsentligen lika fas uppträder vid bildrörets katodelektrod under gallerpulsinter- vallet. Amplituden hos den på detta sätt inducerade katodpulsen CP är proportionell mot nivån hos katodströmledningen men är något dämpad i förhållande till gallerpulsen till följd av den förhållandevis låga bildrörelektronkanongallerdrivkarakteristi- kens transkonduktans i framriktningen. Storleken hos katodpulsen känns av medelst kretsar i processorn 22 för att fastställa huruvida elektronkanonen leder en önskad mängd svartnivåström eller leder en alltför stor eller liten ström.The picture tube acts as a cathode follower in response to the grating pulse GP, a version of the grating pulse having a substantially equal phase appearing at the cathode electrode of the picture tube during the grating pulse interval. The amplitude of the cathode pulse CP induced in this way is proportional to the level of the cathode current line but is somewhat attenuated in relation to the grid pulse due to the transconductance of the relatively low picture tube electron gun grating characteristic in the forward direction. The magnitude of the cathode pulse is sensed by circuits in the processor 22 to determine whether the electron gun is conducting a desired amount of black level current or conducting an excessive or small current.

Den från processorn 22 härrörande regleringsutgångsspän- ningen VB för förspänningen matas till drivstegets 21 förspän- ningsregleringsingång för att modifiera likström-(förspännings-) arbetspunkten hos drivsteget när så erfordras och i sådan rikt- ning att vid drivstegets 21 signalutgång erhålls en förspän- ningsnivå som är tillräcklig för att ge upphov till den önskade katodsläckströmnivån genom verkan i en sluten slinga. Grinden i nätet 20 återgår till sitt stängda tillstånd efter det att över- vakningsintervallet har upphört, varigenom färgsignaler från matrisens 12 utgång kopplas till drivstegets 21 signalingång.The bias control output voltage VB from the processor 22 is supplied to the bias control input input of the drive stage 21 to modify the DC (bias) operating point of the drive stage when required and in such a direction that a bias level is obtained at the signal output of the drive stage 21. is sufficient to give rise to the desired cathode quench current level by action in a closed loop. The gate in the network 20 returns to its closed state after the monitoring interval has ceased, whereby color signals from the output of the matrix 12 are connected to the signal input of the drive stage 21.

Fig. 3 visar strömkretsdetaljer i svartnivåinförings- nätet 20 och videodrivsteget 21 i fig. l. 451 75 Û un.. 8 I fig. 3 är svartniváinföringsnätet 20 visat omfattande en enpolig tvávägs elektronisk omkopplare 30 samt en tilldelad referensspänningskälla 33. I spänningskällan 33 ingar en zener- diod 34 som samverkar med en varierbar spänningsdelare som in- kluderar en potentiometer 35. Videodrivsteget 21 innefattar en kaskodförstärkare som inkluderar transistorer 40 och 42.Fig. 3 shows circuit details of the black level input network 20 and the video drive 21 of Fig. 1. 451 75 Û un. 8 In Fig. 3, the black level input network 20 is shown comprising a single-pole two-way electronic switch 30 and an assigned reference voltage source 33. In the voltage source 33. a zener diode 34 cooperating with a variable voltage divider including a potentiometer 35. The video drive 21 includes a cascading amplifier that includes transistors 40 and 42.

Videodrivsignalen R matas till bildrörets katod från transis- torns 42 emitterkrets via ett motstånd 43. Katodpulsen CP som induceras under övervakningsintervallet erhålls från transis- torns 42 kollektorkrets via ett skyddsmotstànd 44. När omkopp- laren 30 står i öppet läge (såsom är visat) under vertikalsvep- âtergángs- och övervakningsintervallet bortkopplas videosignalen r från drivsteget 21, varJämte en svartnivàreferensspänning från potentiometerns 35 glidkontakt pàläggs transistorns 40 basin- gàngskrets via omkopplarkontakterna a och b. En referensvilo- spänning bringas således att uppträda vid transistorns 42 emitter som är likströmkopplad till bildrörets katod. Vid alla andra tidpunkter star omkopplaren 30 i sitt andra läge, varvid videosignalen r kopplas via omkopplarkontakterna c och b till transistorns 40 basingångskrets för förstärkning medelst driv- steget 21.The video drive signal R is fed to the cathode of the picture tube from the emitter circuit of the transistor 42 via a resistor 43. The cathode pulse CP induced during the monitoring interval is obtained from the collector circuit of the transistor 42 via a protection resistor 44. When the switch 30 is in the open position (as shown) below In the vertical sweep return and monitoring interval, the video signal r is disconnected from the drive stage 21, and a black level reference voltage from the slider contact of the potentiometer 35 is applied to the base input circuit of the transistor 40 via the switch contacts a and b. . At all other times, the switch 30 is in its second position, the video signal r being connected via the switch contacts c and b to the base input circuit of the transistor 40 for amplification by means of the drive stage 21.

Den frán katodpulsprocessorns 22 (fig. l) utgång erhållna föfspäflfliflåsfeålefiflësSpäflfliflåen VÉ likströmkopplas till förstär- kartransistorns 40 basingángskrets. Ökande (dvs. mera positiva) nivåer hos regleringsspänningen VB medför en proportionell minskning i den vid transistorns 42 emitter bildade bildrör- katodförspänningen, vilket i sin tur innebär att bildrörets katods svartnivàströmledning ökas. Omvänt resulterar minskande nivåer i spänningen VB 1 proportionellt minskad katodström- ledning.The current obtained from the output of the cathode pulse processor 22 (Fig. 1) is connected to the base input circuit of the amplifier transistor 40 by direct current to the base input circuit of the amplifier transistor 40. Increasing (ie more positive) levels of the control voltage VB lead to a proportional decrease in the picture tube cathode bias formed at the emitter of the transistor 42, which in turn means that the black level current conduction of the picture tube cathode is increased. Conversely, decreasing levels in the voltage VB 1 result in proportionally reduced cathode current conduction.

Katodpulsen CP kan också, bland andra metoder, erhållas genom att man utnyttjar ett spänningsdelarnät sásom är beskrivet i den amerikanska patentskriften 4 263 622. Det är emellertid fördelaktigt att härleda katodpulsen från den aktiva belast- ningstransistorns 42 kollektorutgàng på det i fig. 3 visade sättet eftersom man därvid erhåller en större katodpulsamplitud och samtidigt har en lägre utgångsimpedans.The cathode pulse CP can also, among other methods, be obtained by using a voltage divider network as described in U.S. Pat. No. 4,263,622. However, it is advantageous to derive the cathode pulse from the collector output of the active load transistor 42 in the manner shown in Fig. 3. since one thereby obtains a larger cathode pulse amplitude and at the same time has a lower output impedance.

Fig. 4 visar ingångskretsen hos processorn 22, vilken krets innefattar en làsförstärkare 50 och en komparator 65. 451 780 9 I pulsförstärkaren 50 ingår en signalinverterande opera- tionsförstärkare 52 med en inverteringssignalingång (-) och en icke-inverterande referensingång (+). En spänningsdelare bestå- ende av motstånd 55 och 54 jämte en diod 56 tillsammans med ett motstånd 55 och en kondensator 62 bildar nätets 50 ingångskrets.Fig. 4 shows the input circuit of the processor 22, which circuit comprises a lock amplifier 50 and a comparator 65. The pulse amplifier 50 includes a signal inverting operational amplifier 52 with an inverting signal input (-) and a non-inverting reference input (+). A voltage divider consisting of resistors 55 and 54 together with a diode 56 together with a resistor 55 and a capacitor 62 form the input circuit of the mains 50.

En i spänningsdelen alstrad referensspänning Vrl matas till förstärkarens 52 referensingång. För att utgångssignalen från förstärkaren; 52 noggrant skall representera variationer i ka- todpulsens CP toppamplitud är det nödvändigt att utgångssignalen från förstärkaren 52 ställs i referens till en förutsägbar nivå.A reference voltage Vr1 generated in the voltage section is supplied to the reference input of the amplifier 52. To output the signal from the amplifier; 52 must accurately represent variations in the peak amplitude of the cathode pulse CP, it is necessary that the output signal from the amplifier 52 be set to a predictable level.

Detta utförs medelst ett återkopplingslàsnät som inkluderar en enpoliß envägs elektronisk omkopplare 60 (som är visad i öppet tillstånd) och ingångslåskondensatorn 62.This is done by means of a feedback locking network which includes a single-pole one-way electronic switch 60 (shown in the open state) and the input locking capacitor 62.

Nätet 50 arbetar på följande sätt. Vid alla tidpunkter utom under katodpulsintervallet görs omkopplaren 60 strömledande (omkopplaren är sluten) såsom gensvar på låstidregleringssigna- len CLP. Detta inträffar under tidpunkterna To som föregår ka- todpulsintervallet Tp och som följer efter detta intervall. Genom återkopplingsverkan låses förstärkarens 52 inverteringsingång vid förstärkarens 52 utgångsnivå, som då är vid Vrl-referens- potentialen. Denna återkopplingsverkan utförs med hjälp av om- kopplaren 60, då denna är sluten, 1 samverkan med ingångskonden- satorn 62. Under katodpulsintervallet Tp bringas omkopplaren 60 att bli oledande (öppen), såsom är visat, såsom gensvar på sig- nalen CLP, varvid en förstärkt, inverterad version av katodpulsen erhålls vid förstärkarens 52 utgång. Katodutgàngspulsen från förstärkaren 52 har en (variabel) topp-till~toppamplitud i för- hållande till en stabil referensnivå som erhålls genom ifråga- varande låsverkan. Amplituden hos katodpulsen från förstärkaren 52 känns av medelst komparatorn 65.The network 50 operates in the following manner. At all times except during the cathode pulse interval, the switch 60 is made current-conducting (the switch is closed) in response to the lock-time control signal CLP. This occurs during the times To which precede the cathode pulse interval Tp and which follow this interval. Through the feedback effect, the inverting input of the amplifier 52 is locked at the output level of the amplifier 52, which is then at the Vr1 reference potential. This feedback action is performed by means of the switch 60, when it is closed, in cooperation with the input capacitor 62. During the cathode pulse interval Tp, the switch 60 is caused to become non-conductive (open), as shown, in response to the signal CLP, whereby an amplified, inverted version of the cathode pulse is obtained at the output of amplifier 52. The cathode output pulse from the amplifier 52 has a (variable) peak-to-peak amplitude in relation to a stable reference level obtained by the locking action in question. The amplitude of the cathode pulse from the amplifier 52 is sensed by the comparator 65.

Komparatorn 65 omfattar en operationsförstärkare med en inverteringsingång (-) kopplad till utgången från förstärkaren 52 och en icke-inverterande ingång (+) kopplad till en referens- spänning Vrg som också alstras i spänningsdelaren som är bildad av motstånden 55 och 5ü jämte dioden 56. Komparatorn har en logisk "l"-utgångsnivå när amplituden hos den negativt riktade katodpulsen från nätet 50 överskrider en nivå Vrl-Vra. Detta inträffar när katodsvartströmnivån är större än den önskade strömnivån, vilket svarar mot ett tillstånd med låg katodför- 1 780 (fl lO spänning. Komparatorn har en logisk "O"-utgångsnivå när katod- pulsamplituden från nätet 50 är mindre än Vrl-Vrz. Detta in- träffar när katodsvartströmniván är mindre än den önskade nivån, vilket svarar mot ett tillstànd med hög katodförspänning. Korrekt katodförspänning erhålls när katodpulstoppamplituden är väsent- ligen lika med Vrl-Vèg.The comparator 65 comprises an operational amplifier with an inverting input (-) connected to the output of the amplifier 52 and a non-inverting input (+) connected to a reference voltage Vrg which is also generated in the voltage divider formed by the resistors 55 and 5ü together with the diode 56. The comparator has a logic "1" output level when the amplitude of the negatively directed cathode pulse from the network 50 exceeds a level Vr1-Vra. This occurs when the cathode black current level is greater than the desired current level, which corresponds to a state of low cathode bias voltage. The comparator has a logic "0" output level when the cathode pulse amplitude from the network 50 is less than Vr1-Vrz. This occurs when the cathode black current level is less than the desired level, which corresponds to a state with a high cathode bias voltage.Correct cathode bias voltage is obtained when the cathode pulse peak amplitude is substantially equal to Vrl-Vèg.

I fallet med korrekt katodförspänning har komparatorn en slumpvis uppträdande sekvens av utgående "l"~ och ©"-logik- signalnivåer såsom gensvar på en sekvens katodpulser, beroende på oundvikligt, slumpvis uppträdande brus som överlagras på varje katodpuls. Detta brus härrör från bildröret och förstär- karen 52, bland andra källor i mottagaren, och medför att ampli- tuden hos enskilda katodpulser fluktuerar slumpvis något över och.under komparatorns omkopplingsnivà. De utgående logiksigna- lerna som alstras av komparatorn 65 kommer nedan att betecknas såsom signaler CP', och de är lämpliga för ytterligare behand- ling medelst en digital signalprocessor i enlighet med fig. 5.In the case of proper cathode bias, the comparator has a randomly occurring sequence of output "1" ~ and © "logic signal levels in response to a sequence of cathode pulses, due to unavoidable, randomly occurring noise superimposed on each cathode pulse.This noise originates from the picture tube and the amplifier 52, among other sources in the receiver, and causes the amplitude of individual cathode pulses to fluctuate randomly slightly above and below the switching level of the comparator.The output logic signals generated by the comparator 65 will hereinafter be referred to as signals CP ', and they are suitable for further processing by means of a digital signal processor in accordance with Fig. 5.

Värdet hos den till förstärkaren 52 förda referensspän- ningen Vrl överskrider värdet hos den till komparatorn 65 förda referensspänningen Vra i en omfattning lika med diodens 56 för- skjutningsspänning. Spänningsskillnaden mellan Vrl och Vrg i samverkan med förstärkningen hos förstärkaren 52 bestämmer om- fattningen av den reglering av katodpulsamplituden som kan er- hållas medelst den slutna regleringsslingan. Beroende på kraven hos en aktuell anordning kan denna spänningsskillnad ha ett värde som ligger inom ett intervall mellan några millivolt och flera volt. Emellertid uppnås bättre reglering av svartnivàkatodström- men i närheten av bildrörets spärrning för mindre värden hos denna spänningsskillnad.The value of the reference voltage Vr1 applied to the amplifier 52 exceeds the value of the reference voltage Vra applied to the comparator 65 to an extent equal to the offset voltage of the diode 56. The voltage difference between Vr1 and Vrg in conjunction with the gain of the amplifier 52 determines the extent of the control of the cathode pulse amplitude that can be obtained by means of the closed control loop. Depending on the requirements of a particular device, this voltage difference may have a value that is in a range between a few millivolts and several volts. However, better control of the black level cathode current is achieved in the vicinity of the picture tube blocking for smaller values of this voltage difference.

I fig. 5 omfattar den digitala signalprocessorn ett 16-bitars skiftregister 70, ett logiskt reglerings- eller styrnät 76 som inkluderar en logisk OCH-grind 71, första och andra lo- giska VARKEN/ELLER-grindar 72 och 75, och en inverterare 75, jämte en räknare 77 som regleras såsom gensvar på utgàngssignaler fràn regleringsnätet eller styrnätet 76. Grindarna 71, 72 och 75 är anordnade att utföra en logisk EXKLUSIV/ELLER-funktion.In Fig. 5, the digital signal processor comprises a 16-bit shift register 70, a logic control or control network 76 which includes a logic AND gate 71, first and second logic NOT / OR gates 72 and 75, and an inverter 75. , and a counter 77 which is controlled in response to output signals from the control network or the control network 76. The gates 71, 72 and 75 are arranged to perform a logical EXCLUSIVE / OR function.

Signaler CP' matas till serieingången hos skiftregistret 70, som under varje katodpulsintervall klockmatas av trigger- kanten (dvs. framkanten) hos en klockpuls SR som uppträder under Ca 451 780 11 katodpulsintervallet. Varje SR-puls tillåter antingen en logisk "l"-signalnivå eller en logisk "O"-signalnivå (i enlighet med nivåerna hos ingångspulserna CP')att skiftas i tur och ordning in i skiftregisterminnesställena som svarar mot utgångarna Q - Qló, varvid skiftning sker från vänster till höger. Styrnätet 76 undersöker de sexton parallella utgångarna (Ql-Qló) hos skiftregistret 70 medelst den med sexton ingångar försedda OCH-grinden 7l och VARKEN/ELLER-grinden 72 samt alstrar en styrsignal vid utgången från VARKEN/ELLER-grinden 73 för att antingen aktivera eller nedkoppla driften hos räknaren 77 via en styringång INHIBERA. I detta exempel påverkas inverteraren 75 i beroende av nivån hos Q2-utgången från skiftregistret, varvid inverteraren 75 vid dylik påverkan alstrar en styrsignal för att bringa räknaren 77 att antingen räkna UPP eller räkna NED. Emellertid kan inverteraren 75 i andra fall vara anordnad att känna av andra utgångar från skiftregistret.Signals CP 'are fed to the series input of the shift register 70, which during each cathode pulse interval is clocked by the trigger edge (ie the leading edge) of a clock pulse SR which occurs during the Ca 451 780 11 cathode pulse interval. Each SR pulse allows either a logic "1" signal level or a logic "0" signal level (according to the levels of the input pulses CP ') to be shifted in turn into the shift register memory locations corresponding to the outputs Q - Q10, whereby shifting takes place from left to right. The control network 76 examines the sixteen parallel outputs (Q1-Q10) of the shift register 70 by means of the sixteen inputs AND gate 71 and the DOOR / OR gate 72 and generates a control signal at the output of the NOT / OR gate 73 or to either activate disconnect the operation of the counter 77 via a control input INHIBIT. In this example, the inverter 75 is actuated depending on the level of the Q2 output from the shift register, the inverter 75 generating a control signal at such actuation to cause the counter 77 to either count UP or count DOWN. However, in other cases the inverter 75 may be arranged to sense other outputs from the shift register.

Räknaren 77 är en 8-bitars räknare som klockmatas av en pulstidsignal C 1 vertikaldelbildavsökningstakten. Utlösnings- kanten hos denna signal får inte inträffa under katodpulsinter- vallet, detta för att man skall undvika att andra bildrörets katodförspänning under katodpulsintervallet. Utlösningskanten eller triggerkanten hos ifrågavarande signal kan således sam- manfalla med slutet av katodpulsintervallet, eller annars kan den uppträda kort därefter. De åtta utgångarna från räknaren 77, således Ql-Q8, är anslutna till ett digital-analogomvandlarnät (DAG-nät) 78 som är bildat av ett R/en-stegnat.The counter 77 is an 8-bit counter which is clocked by a pulse time signal C 1 vertical field scan rate. The tripping edge of this signal must not occur during the cathode pulse interval, in order to avoid the cathode bias of the second picture tube during the cathode pulse interval. The tripping edge or trigger edge of the signal in question may thus coincide with the end of the cathode pulse interval, or otherwise it may appear shortly thereafter. The eight outputs of the counter 77, thus Q1-Q8, are connected to a digital-to-analog converter network (DAG-network) 78 which is formed by an R / a step.

Nätet 78 alstrar en utgångslikspänning som ligger mellan noll volt och +12 volt såsom gensvar på tillståndet hos räkna- rens utgångar. Eftersom räknaren 77 kan ha 256 utgångstillstånd (dvs. 2 tillstånd), blir digital-analogomvandlarnätets 78 ut- gångsspänningsupplösning eller inkrementala spänningssteg lika med +46,875 miliivoit (avs. +12 voit/256). Nätets 78 utgångs- spänning kopplas via en spänningsföljare 79 till videodrivsteget 21. Denna spänning, VB, används för att reglera bildrörets ka- todförspänning. I praktiken behövs ett intervall omfattande ca 40Tvolt för inreglering av bildrörets svartnivâförspänning vid bildrörets katodelektrod (dvs. från +lÄO volt till +l8O volt).The network 78 generates an output DC voltage which is between zero volts and +12 volts in response to the state of the calculator's outputs. Since the counter 77 may have 256 output states (ie, 2 states), the output voltage resolution or incremental voltage steps of the digital-to-analog converter network 78 will be equal to +46.875 milliviots (section +12 voit / 256). The output voltage of the mains 78 is connected via a voltage follower 79 to the video drive stage 21. This voltage, VB, is used to regulate the cathode bias voltage of the picture tube. In practice, an interval of about 40 volts is needed to adjust the black level bias voltage of the picture tube at the cathode electrode of the picture tube (ie from + 100 volts to + 180 volts).

I detta exempel möjliggör en 8-bitars räknare av det visade sla- get nivåreglering av likförspänningen inom detta intervall i 451 780 12 steg av 156,26 millivolt (dvs. 40 volt/256 räknartillstánd).In this example, an 8-bit counter of the type shown enables level control of the direct bias voltage within this range in 451,780 12 steps of 156.26 millivolts (ie 40 volts / 256 counter states).

Det logiska reglerings- eller styrnätet 76 är anordnat att skilja mellan tre katodförspänningstillstånd och tre mot- svarande utgàngsbitmönster hos skiftregistret 70. När katod~ strömnivån är alltför hög (dvs. katodförspänningen är alltför låg) kommer komparatorns 65 (fig. 4) omkopplingsnivá att över- skridas, varvid signalen CP' blir en logisk "l"~nivåsignal (en positiv puls) för varje katodpuls. Om det antas att detta tillstànd inte ändras kommer alla utgångssignalerna från skift- registret 70 att befinna sig vid den logiska "l"-nivån efter sexton vertikala delbilder. Detta tillstånd känns av medelst OCH-grinden 71 och VARKEN/ELLER-grinden 72 i nätet 76, varvid en logisk "O"-signal bringas att bildas vid utgången från grin- den 75. Eftersom utgángssignalen från utgången Q2 hos skift- registret 70 är en logisk "l"-signal kommer dessutom en logisk "O"-signal att bildas vid utgången från inverteraren 75. Här- igenom kan räknaren 77 räkna ned. Följaktligen minskar spän- ningen VB för reglering av förspänningen i små steg lika med 156,25 millivolt för varje vertikal delbild, medan katodför- spänningen ökar proportionellt i sådan riktning att katodström- Q men minskas fram till dess att det korrekta förspänningstill- ståndet nås.The logic control or control network 76 is arranged to distinguish between three cathode bias states and three corresponding output bit patterns of the shift register 70. When the cathode current level is too high (ie the cathode bias voltage is too low), the switching level of the comparator 65 (Fig. 4) will exceed - the signal CP 'becomes a logic "1" level signal (a positive pulse) for each cathode pulse. Assuming that this state does not change, all the output signals from the shift register 70 will be at the logic "1" level after sixteen vertical frames. This state is sensed by means of the AND gate 71 and the NEAR / OR gate 72 in the network 76, whereby a logic "0" signal is formed at the output of the gate 75. Since the output signal from the output Q2 of the shift register 70 is a logic "1" signal will also form a logic "0" signal at the output of the inverter 75. Through this, the counter 77 can count down. Consequently, the voltage VB for regulating the bias voltage in small steps decreases by 156.25 millivolts for each vertical frame, while the cathode bias voltage increases proportionally in such a direction that the cathode current Q is reduced until the correct bias state is reached.

Omvänt gäller att när katodströmnivàn är alltför låg (dvs. katodförspänningen är alltför hög) har signalen CP' en logisk “O"-nivå för varje katodpuls, varför skiftregisterut- gångarna alla har den logiska "O"-nivån efter sexton vertikala delbilder. I detta fall kan räknaren 77 räkna ned. Följaktligen ökar spänningen VB för förspänningsreglering under varje verti- kal delbild med 156,25 millivolt till dess att det korrekta förspänningstillstándet har nåtts.Conversely, when the cathode current level is too low (ie the cathode bias voltage is too high), the signal CP 'has a logic "0" level for each cathode pulse, so the shift register outputs all have the logic "O" level after sixteen vertical frames. in this case, the counter 77 can count down, consequently the voltage VB for bias control increases during each vertical field by 156.25 millivolts until the correct bias condition has been reached.

När katodförspänningstillstándet är korrekt omfattar signalen CP' en slumpvis serie logiska "l"- och "O"-signaler.When the cathode bias state is correct, the signal CP 'comprises a random series of logic "1" and "0" signals.

Utgángssignalerna fràn skiftregistret 70 kommer således inte längre att utgöras av en likformig serie omfattande antingen logiska "l"-nivåer eller logiska "O"-nivåer. När detta till- stånd känns av medelst nätet 76 bringas grinden 73 att alstra en logisk "l"-signal som har till uppgift att inhibera räknaren 77 för att därvid stoppa förspänningskorrigeringsförloppet.Thus, the output signals from the shift register 70 will no longer consist of a uniform series comprising either logic "1" levels or logic "0" levels. When this condition is sensed by means of the network 76, the gate 73 is caused to generate a logic "1" signal which has the task of inhibiting the counter 77 in order to thereby stop the bias correction process.

Detta resultat erhålls så snart en av skiftregistrets utgångar pvd; :vv 451 780 15 har en komplementär logisk nivå i jämförelse med de andra ut- gàngarna (dvs. endast dá skiftregisterutgàngarna inte har samma logiska nivå).This result is obtained as soon as one of the outputs of the shift register pvd; : vv 451 780 15 has a complementary logic level in comparison with the other outputs (ie only when the shift register outputs do not have the same logic level).

Logikstyrnätet 76 kan modifieras så att räknaren 77 in- hiberas eller spärras endast när en viss andel (t.ex. hälften) av skiftregisterutgàngarna intar ett givet logiskt tillstànd.The logic control network 76 can be modified so that the counter 77 is inhibited or blocked only when a certain proportion (eg half) of the shift register outputs assumes a given logical state.

För att påskynda korrigeringsförloppet samtidigt som god upp- lösning bibehålls kan det dessutom vara fördelaktigt att mata mer än en klockpuls till räknaren under varje delbildperiod då förspänningsnivån är långt från korrekt och att mata en enda klockpuls till räknaren när förspänningsnivån närmar sig den korrekta nivån för att säkerställa god upplösning.In addition, to speed up the correction process while maintaining good resolution, it may be advantageous to feed more than one clock pulse to the counter during each frame period when the bias level is far from correct and to feed a single clock pulse to the counter when the bias level approaches the correct level. ensure good resolution.

Fig. 6 visar en mera detaljerad men modifierad version av anordningen enligt fig. 5, varvid motsvarande element är identifierade med samma hänvisningsbeteckning. Anordningen en- ligt fig. 6 liknar anordningen enligt fig. 5 och arbetar väsent- ligen på samma sätt bortsett fràn att möjlighet finns att uppnå korrekt katodförspänning på kortare tid sedan mottagaren ur- sprungligen har aktiverats.Fig. 6 shows a more detailed but modified version of the device according to Fig. 5, wherein corresponding elements are identified by the same reference numeral. The device according to Fig. 6 is similar to the device according to Fig. 5 and operates in essentially the same way, except that it is possible to achieve the correct cathode bias in a shorter time since the receiver has originally been activated.

I fig. 6 inkluderar räknaren 77 första och andra pà för- hand inställbara räknare 8O och 82, varjämte skiftregistret TO inkluderar första och andra àterställbara skiftregister 84 och 86. En elektronisk omkopplare 90 för "strömmen tillslagen" (t.ex. inkluderande en monostabil multivibrator) arbetar i sam- verkan med mottagarens nätomkopplare och är kopplad till räknar- nas 80, 82 på förhand inställbara ingångar (P) samt till skift- registrens 84 och 86 återställningsingångar (R). När mottagaren ursprungligen aktiveras bildar omkopplaren 90 en negativt riktad puls för återställning av skiftregistren 84 och 86 och för för- handsinställning av räknarna 80, 82 till mitten av räkneområdet.In Fig. 6, the counter 77 includes first and second presettable counters 80 and 82, and the shift register TO includes first and second resettable shift registers 84 and 86. An electronic switch 90 for the "power on" (eg including a monostable multivibrator) works in conjunction with the receiver's mains switch and is connected to the counters 80, 82 presettable inputs (P) and to the shift registers 84 and 86 reset inputs (R). When the receiver is initially activated, the switch 90 forms a negative directional pulse for resetting the shift registers 84 and 86 and for presetting the counters 80, 82 to the center of the counting range.

För detta ändamål är uttagen 4, 12, 13 och 3 hos räknarna 80 och 82 anslutna till jord och till den positiva spänningskälnn (+12 volt) pà det visade sättet, så att då den negativt riktade pulsen pâläggs de på förhand inställda räknaringångarna (P) kom- mer utgàngarna från räknarna 80 och 82 att få logiska tillstànd som svarar mot mitten på räkneomradet. Härigenom erhålls en förspänningsregleringsspänning VB vid regleringsomrádets mitt, varvid nämnda spänning svarar mot ett spänningsvärde som sanno- likt ligger i närheten av ett värde som erfordras för att 451 780 _ 14 korrekt förspänning skall erhållas.For this purpose, the terminals 4, 12, 13 and 3 of the counters 80 and 82 are connected to earth and to the positive voltage source (+12 volts) in the manner shown, so that when the negatively directed pulse is applied to the preset counter inputs (P ) the outputs from counters 80 and 82 will have logical states corresponding to the center of the counting area. As a result, a bias control voltage VB is obtained at the center of the control area, said voltage corresponding to a voltage value which is probably close to a value required for a correct bias voltage to be obtained.

Den ovan beskrivna digitala automatiska anordningen för reglering av bildrörsförspänningen har betydligt större stabilitet än analogt arbetande anordningar av följande skäl.The digital automatic device described above for regulating the picture tube bias has considerably greater stability than analog operating devices for the following reasons.

När bildrörets katodförspänning behöver korrigeras på- läggs en konstant spänning (l56,25 millivolt) för förspännings- korrigering för varje delbildperiod, oberoende av reglerings- slingans förstärkning och oberoende av storleken hos felet som skall korrigeras. Detta innebär att en längre tid åtgår för korrigering av ett stort fel än för ett litet fel, och det finns praktiskt taget ingen möjlighet för "översvängning" av korrigeringen med åtföljande instabilitet i regleringsslingan att uppträda.When the cathode bias voltage of the picture tube needs to be corrected, a constant voltage (l56.25 millivolts) is applied for bias correction for each sub-picture period, independent of the gain of the control loop and independent of the magnitude of the error to be corrected. This means that a longer time is required for the correction of a large error than for a small error, and there is practically no possibility for "overshoot" of the correction with the accompanying instability in the control loop to occur.

Såsom har nämnts ovan fortskrider korrigeringsförloppet så länge som alla skiftregisterutgàngarna har samma logiktill~ stånd (antingen “l" eller "O“). Så snart katodpulsniván blir lika med eller väsentligen lika med en nivå som svarar mot korrekt katodförspänning och CP'-pulsen ändrar sin nivå i för- hållande till den föregående nivån (dvs. blir komplementär 1 förhållande till den föregående nivån) kommer innehållet i skiftregistret 70 inte längre att bli detsamma. Såsom följd av detta kommer korrigeringsförloppet att stoppas praktiskt taget omedelbart och utan dröjsmål. Tillståndet hos räknaren och spänningen för reglering av förspänningen fixeras därvid, var- jämte regleringsslingan väsentligen "öppnas", vilket på ett gynnsamt sätt hindrar katodförspänningen från att fluktuera.As mentioned above, the correction process proceeds as long as all the shift register outputs have the same logic state (either "1" or "0"). As soon as the cathode pulse level becomes equal to or substantially equal to a level corresponding to the correct cathode bias voltage and the CP 'pulse changes its level in relation to the previous level (ie becomes complementary to the previous level), the contents of the shift register 70 no longer to be the same. As a result, the correction process will be stopped practically immediately and without delay. The state of the counter and the voltage for regulating the bias voltage are thereby fixed, and the control loop is substantially "opened", which in a favorable manner prevents the cathode bias voltage from fluctuating.

Emellertid fortsätter logikstyrnätet 76 att övervaka skiftre~ gistrets utgångar under de efterföljande delbildintervallen.However, the logic control network 76 continues to monitor the outputs of the shift register during the subsequent field intervals.

Ett fortskridande slumpvis mönster av komplementära logiknivåer vid skiftregistrets utgångar bekräftar att katodförspänningen är korrekt, och korrigeringsförloppet förblir inhiberat.A progressive random pattern of complementary logic levels at the output of the shift register confirms that the cathode bias voltage is correct, and the correction process remains inhibited.

Om en enda komplementär ingångssignal skulle förorsakas genom att en slumpvis uppträdande bruspuls skulle förekomma under katodpulsintervallet skulle det vara osannolikt att en annan dylik komplementär ingångssignal skulle uppträda under ett förhållandevis stort antal mätintervall, såsom sexton i detta exempel. Därför börjar korrigeringsförloppet på nytt sexton delbildperioder sedan den av brus inducerade komplemen- 15 451 780 tära logiksignalen har medfört att räknaren och korrigerings- förloppet skall stanna, varjämte korrigeringsförloppet fort- sätter tills ett sant slumpvis bitmönster detekteras vid skift- registerutgångarna. Regleringsförloppet har således ett stabilt arbetssätt även vid förekomst av slumpvis uppträdande brus som kan härröra från regleringsanordningen eller från andra delar av mottagaren.If a single complementary input signal were to be caused by a randomly occurring noise pulse occurring during the cathode pulse interval, it would be unlikely that another such complementary input signal would occur during a relatively large number of measurement intervals, such as sixteen in this example. Therefore, the correction process begins again sixteen sub-frame periods after the noise-induced complementary logic signal has caused the counter and the correction process to stop, and the correction process continues until a true random bit pattern is detected at the shift register outputs. The control process thus has a stable mode of operation even in the presence of random noise which may originate from the control device or from other parts of the receiver.

Både den ovan beskrivna anordningen och den alternativa anordningen som kommer att beskrivas nedan har en mycket stor förstärkning i regleringsslingan, nämligen av storleksord- ningen l5O db - 200 db. Denna förstärkning bestäms av förstärk- ningen hos làsförstärkaren 50 och komparatorn 65, vilka är visade 1 fig. 4, och av förstärkningen hos videodrivsteget 21 i fig. 5. sa langt som den hittills har beskrlvlcš arbetar den digi- tala signalprocessorn på grundval av en analys av ett antal N- provdelar eller samplar, varvid N i detta fall.är lika med sexton.Both the device described above and the alternative device which will be described below have a very large gain in the control loop, namely of the order of 150 db - 200 db. This gain is determined by the gain of the lock amplifier 50 and the comparator 65, which are shown in Fig. 4, and by the gain of the video drive 21 in Fig. 5. As far as it has hitherto been described, the digital signal processor operates on the basis of a analysis of a number of N-sample parts or samples, where N in this case is equal to sixteen.

I detta syfte utnyttjar processorn ett sexton-bitars skiftregis- ter samt en med sexton ingångar utformad OCH- och VARKEN/ELLER- konfiguration i enlighet med fig. 5 och 6. För den beskrivna anordningen anses det att värden hos N mellan 4 och 16 kan vara lämpliga. Värdet N = 16 ger stabil drift under betingelser då mycket brus förekommer, medan värdet N = 4 räcker till då an- ordningen arbetar i en omgivning med ringa brus.For this purpose, the processor utilizes a sixteen-bit shift register as well as a sixteen-input AND AND NOT / OR configuration configured in accordance with Figs. 5 and 6. For the described device, it is considered that values of N between 4 and 16 can be appropriate. The value N = 16 provides stable operation under conditions when a lot of noise occurs, while the value N = 4 is sufficient when the device operates in an environment with little noise.

Fig. 7 och 9-13 visar förenklade versioner av den digi- tala signalprocessorn eller -behandlaren som utför samma funktion som den ovan beskrivna processorn men med betydligt minskad storlek, kostnad och komplexitet. I jämförelse med fig. 5 och den motsvarande fig. 6 byts i den förenklade digitala processorn som skall beskrivas skiftregistret 70 och det logiska styrnätet 76 ut. UPP/NED-räknaren 77, digital-analogomvandlaren 78 och spänningsföljaren 79, från vilken spänningen VB för reglering av förspänningen tillförs, förblir oförändrade i en anordning med den förenklade digitala processorn. I den nu följande be- skrivningen kommer kombinationen av räknaren 77, digital-analog- omvandlaren 78 och spänningsdelaren 79 att benämnas "spännings- generatorn för reglering av förspänningen“.Figs. 7 and 9-13 show simplified versions of the digital signal processor or processor which performs the same function as the processor described above but with significantly reduced size, cost and complexity. In comparison with Fig. 5 and the corresponding Fig. 6, in the simplified digital processor to be described, the shift register 70 and the logic control network 76 are replaced. The UP / DOWN counter 77, the digital-to-analog converter 78 and the voltage follower 79, from which the voltage VB for regulating the bias voltage is applied, remain unchanged in a device with the simplified digital processor. In the following description, the combination of the counter 77, the digital-to-analog converter 78 and the voltage divider 79 will be referred to as the "voltage generator for regulating the bias voltage".

Den i fig. 7 visade förenklade digitala signalbehandlaren eller signalprocessorn innefattar en pulssekvensanalysator 95 451 780 16 som är påverkbar i beroende av ingångssignalen CP' (såsom har beskrivits ovan). Pulssekvensanalysatorn ger gensvar på tids- signaler FF och GRIND för alstring av utgångsregleringssignaler- na UPP resp TRIGGER. Signalen TRIGGER matas såsom ingångssig- nal till en inhiberingspulsgenerator 96 för alstring av en utgångssignal INHIBERA. INHIBERA- och UPP~signalerna matas såsom styringångssignaler till UPP/NED-räknaren (dvs. räknaren 77 enligt fig. 5 och 6), och de har samma uppgift som UPP- och INHIBERA-signalerna som har beskrivits ovan i samband med an- ordningen enligt fig. 5. Pulsgeneratorn 98 i anordningen enligt fig. 7 alstrar också signalerna BLK, C, GP och CLP, såsom har beskrivits ovan, varjämte den avger tidssignalerna GRIND och FF. Signalen FF svarar väsentligen mot den i samband med an- ordningen enligt fig. 5 beskrivna tidssignalen SR och används för tidgivning för driften hos en vippkrets i nätet 95.The simplified digital signal processor or signal processor shown in Fig. 7 includes a pulse sequence analyzer which can be actuated depending on the input signal CP '(as described above). The pulse sequence analyzer responds to time signals FF and GRIND for generating the output control signals UP and TRIGGER, respectively. The signal TRIGGER is supplied as an input signal to an inhibition pulse generator 96 for generating an output signal INHIBERA. The INHIBERA and UPP signals are fed as control input signals to the UP / DOWN counter (ie counter 77 according to Figs. 5 and 6), and they have the same task as the UP and INHIBERA signals described above in connection with the device. according to Fig. 5. The pulse generator 98 in the device according to Fig. 7 also generates the signals BLK, C, GP and CLP, as described above, and it also emits the time signals GRIND and FF. The signal FF substantially corresponds to the time signal SR described in connection with the device according to Fig. 5 and is used for timing the operation of a flip-flop circuit 95.

De inbördes tidsförhållandena hos signalerna CP', FF och GRIND är visade medelst vågorna eller kurvorna a, b och c i fig. 8. Signalen CP' är en puls som har antingen en logisk "l"- nivå, såsom är visat, eller en logisk "O"-nivå och som uppträder under katodpulsintervallet. Den stigande positiva kanten hos signalen FF uppträder under katodpulsintervallet och har till uppgift att överföra den logiska nivån som har manifesterats av signalen CP' till minneskretsar 1 pulssekvensanalysatorn 95 på sätt som kommer att beskrivas nedan. Pulsen GRIND, som inte behövs för alla de nedan beskrivna kretsutförandena, uppträder vid slutet av katodpulsintervallet eller kort därefter.The mutual time ratios of the signals CP ', FF and GRIND are shown by the waves or curves a, b and c in Fig. 8. The signal CP' is a pulse which has either a logic "1" level, as shown, or a logic "O" level and which occurs during the cathode pulse interval. The rising positive edge of the signal FF occurs during the cathode pulse interval and has the task of transmitting the logic level manifested by the signal CP 'to memory circuits 1 of the pulse sequence analyzer 95 in a manner which will be described below. The GRIND pulse, which is not required for all of the circuit designs described below, occurs at the end of the cathode pulse interval or shortly thereafter.

Fig, 9, lO och ll visar tre kretsar som är lämpliga för användning såsom pulssekvensanalysatorn 95. Var och en av dessa kretsar arbetar på så sätt att den alstrar en positiv puls TRIGGER endast när signalen CP' har en positiv logisk "l"-nivå under ett bland två på varandra följande katodpulsintervall. Om en puls TRIGGER uppträder anger detta förhållande således ettdera av två tillstånd. För det första anger det att signalen CP' har en logisk "l"-nivå.under det pågående övervakningsintervallet (dvs. katodutgàngspulsnivån har överskridit komparatorns tröskelvär- desomkopplingsnivå) men att signalen CP' har haft en logisk "O"-nivå under det föregående övervakningsintervallet. För det andra anger det att signalen CP' har en logisk "O"-nivå under det pågående övervakningsintervallet (dvs. katodutgångspulsnivån 451 780 17 har legat under komparatorns tröskelvärdesomkopplingsnivà) men att signalen CP' har haft en logisk "l"-nivå under det ti- digare övervakningsintervallet. Dessa två betingelser anger att bildrörkatodförspänningen sannolikt blir korrekt. Triggerpulser alstras inte när signalen CP' har upprepade logiska "l"- eller "O"-nivåer i på varandra följande mätintervall svarande mot ett tillstånd med inkorrekt katodförspänning. I detta fall aktiveras UPP/NED-räknaren, varjämte förspänningskorrigeringsförloppet fortskrider på det ovan beskrivna sättet tills en korrekt för- spänning erhålls. Härvid alstras pulsen TRIGGER jämte en signal fih'inhibering eller spärrning av räknaren, varvid korrigerings- 'förloppet upphör. Med den förenklade digitala processorn fattas således ett beslut att korrigera bildrörets katodförspänning på grundval av två katodpulssamplar (CP'). Emellertid kan ett antal samplar med ett heltalsvärde större än 2 också utnyttjas.Figs. 9, 10 and 11 show three circuits suitable for use as the pulse sequence analyzer 95. Each of these circuits operates in such a way that it generates a positive pulse TRIGGER only when the signal CP 'has a positive logic "1" level. during one of two consecutive cathode pulse intervals. Thus, if a pulse TRIGGER occurs, this ratio indicates one of two states. First, it indicates that the signal CP 'has a logic "1" level during the current monitoring interval (ie, the cathode output pulse level has exceeded the threshold switching level of the comparator) but that the signal CP' has had a logic "0" level during the previous the monitoring interval. Second, it indicates that the signal CP 'has a logic "0" level during the current monitoring interval (i.e., the cathode output pulse level 451 780 17 has been below the comparator threshold switching level) but that the signal CP' has had a logic "1" level during the earlier monitoring interval. These two conditions indicate that the picture tube cathode bias voltage is likely to be correct. Trigger pulses are not generated when the signal CP 'has repeated logic "1" or "0" levels in successive measurement intervals corresponding to a state with incorrect cathode bias. In this case, the UP / DOWN counter is activated, and the bias correction process proceeds in the manner described above until a correct bias voltage is obtained. In this case, the pulse TRIGGER is generated together with a signal 'inhibition' or blocking of the counter, whereby the correction process ceases. With the simplified digital processor, a decision is thus made to correct the cathode bias of the picture tube on the basis of two cathode pulse samples (CP '). However, a number of samples with an integer value greater than 2 can also be used.

Var och en av de i fig. 9-ll visade pulssekvensanalysa- torerna omfattar en vippkrets med ingång av D-typ, till vilken vippkrets klockmatning sker vid ingången CK med signalen FF under katodpulsintervallet. Signalen CP' matas till D-ingången.Each of the pulse sequence analyzers shown in Figs. 9-11 comprises a D-type input flip-flop circuit, to which flip-flop clock is applied at the input CK with the signal FF during the cathode pulse interval. The signal CP 'is fed to the D input.

Vippkretsutgángen Q har logiknivån "l" eller "O" när signalen CP' har den respektive iegiknivàn "i" eiier "o" vid tidpunkten då den positivt riktade kanten hos signalen FF uppträder.The flip-flop output Q has the logic level "1" or "0" when the signal CP 'has the respective logic level "i" eiier "o" at the time when the positively directed edge of the signal FF occurs.

Den i fig. 9 visade kretsen inkluderar ett 2-bitars skiftregister som är bildat av vippkretsarna lOO och 102 av D- typ, vidare av en EXKLUSIV/ELLER-grind 10ë och av en OCH-ut- gångsgrind 106. Utgången från grinden 106 har den logiska "l"- nivån endast när logiktillstånden hos vippkretsarna 100 och 102 inte är lika. Detta uppträder endast när signalen CP' har en logisk "l"-nivå under bara den ena av två på varandra föl- jande katodpulsintervall. Den positiva utgångspulsen TRIGGER alstras när denna utgång från grinden lO4 grindas via OCH- grinden 106 såsom gensvar på den positiva signalpulsen GRIND.The circuit shown in Fig. 9 includes a 2-bit shift register formed by the D-type flip-flops 100 and 102, further by an EXCLUSIVE / OR gate 10ë and by an AND output gate 106. The output of the gate 106 has the logic "1" level only when the logic states of the flip-flops 100 and 102 are not equal. This occurs only when the signal CP 'has a logic "1" level during only one of two consecutive cathode pulse intervals. The positive output pulse TRIGGER is generated when this output from gate 104 is gated via AND gate 106 in response to the positive signal pulse GATE.

Bredden hos utgångspulsen TRIGGER svarar mot bredden hos signalen GRIND. Pulsen GRIND tjänar till att överföra information från grindens 104 utgång till grindens 106 utgång efter slutet av katodpulsövervakningsintervallet. En positivt riktad signal- kantöverföring uppträder således vid utgången från OCH-grinden 106 när grindens 104 utgång har en logisk "l"-nivå och när sig- nalen GRIND initieras, varigenom inhiberingsgeneratorn 96 4-51 7 Vfi 0 18 startas. Stvrsignalen för UPP-räknaren kan erhållas från É- utgången hos den ena eller andra av vippkretsarna lOO resp. 102. UPP-signalen har en "l"-nivå när signalen CP'har en "O"- nivå under två på varandra följande katodpulsintervall, varigenom anges att pulserna CP' då har saknats, varvid räknaren räknar upp för korrigering av ett tillstånd med låg katodström. Omvänt har UPP-signalen en "O"-nivå när signalen CP' har en "l"-nivå under två på varandra följande katodpulsintervall, varigenom närvaro av pulser CP' anges, varvid räknaren räknar ned för korrigering av ett tillstånd med hög katodström.The width of the output pulse TRIGGER corresponds to the width of the signal GRIND. The GRIND pulse serves to transmit information from the output of the gate 104 to the output of the gate 106 after the end of the cathode pulse monitoring interval. A positive directional signal edge transmission thus occurs at the output of AND gate 106 when the output of gate 104 has a logic "1" level and when the signal GRIND is initiated, whereby the inhibition generator 96 4-51 7 V fi 0 18 is started. The control signal for the UP counter can be obtained from the É output of one or the other of the flip-flops 100 and 100, respectively. 102. The UP signal has an "1" level when the signal CP 'has an "0" level during two consecutive cathode pulse intervals, thereby indicating that the pulses CP' have then been missing, the counter counting to correct a state with low cathode current. Conversely, the UP signal has an "0" level when the signal CP 'has an "1" level during two consecutive cathode pulse intervals, thereby indicating the presence of pulses CP', the counter counting down to correct a high cathode current state.

I fig. lO gäller att när de komplementära utgàngarna Q och'§ i en vippkrets llO ändrar sitt logiktillstånd såsom gen- svar på en ändring i logiktiflståndet hos ingångssignalen CP' uppträder en positiv kantövergàng vid antingen utgången Q eller utgángen'§Ä Dessa utgångssignaler kopplas till var sitt RC- differentieringsnät ll2a resp. ll2b, vilka är efterföljda av likriktardioder ll4a och ll4b som har till uppgift att under- trycka negativt riktade pulser som alstras genom differenti- atorverkan såsom gensvar på negativt riktade kantövergángar vid utgångarna Q och §. Således kommer endast positiva pulser som alstras genom differentiatorverkan att matas till ingångarna till en ELLER-grind 118, som avger en positiv utgångspuls TRIGGER för varje gång som tillståndet hos vippkretsutgångarna Q och Ü ändras. Styrsignalen för UP-räknaren erhålls från vippkretsens utgång Ä. RC-tidskonstanten hos vardera differentiatorn ll2a resp. ll2b väljs så, att man erhåller en positiv puls med en varaktighet (dvs. av storleksordningen l mikrosekund) som är tillräcklig för att starta inhiberingspulsgeneratorn 96.In Fig. 10, when the complementary outputs Q and'§ in a flip-flop 110 change their logic state in response to a change in the logic state of the input signal CP ', a positive edge transition occurs at either the output Q or the output. to each RC differentiation network ll2a resp. ll2b, which are followed by rectifier diodes ll4a and ll4b which have the task of suppressing negatively directed pulses generated by differentiating action in response to negatively directed edge transitions at the outputs Q and §. Thus, only positive pulses generated by the differentiating action will be supplied to the inputs of an OR gate 118, which emits a positive output pulse TRIGGER each time the state of the flip-flop outputs Q and Ü is changed. The control signal for the UP counter is obtained from the output of the flip-flop circuit Ä. The RC time constant of each differentiator ll2a resp. 12b is selected so as to obtain a positive pulse with a duration (ie of the order of 1 microsecond) sufficient to start the inhibitory pulse generator 96.

Fig. ll visar en alternativ form av den i fig. lO visade kretsen. Analogt med fallet enligt fig. 10 inkluderar kretsen enligt fig. ll en vippkrets 120 med ingång av D-typ och en ELLER-utgàngsgrind 128 för att avge signalerna UPP resp. TRIGGER.Fig. 11 shows an alternative form of the circuit shown in Fig. 10. Analogous to the case of Fig. 10, the circuit of Fig. 11 includes a D-type flip-flop 120 and an OR output gate 128 for outputting the signals UP and 1, respectively. TRIGGER.

Mellan vippkretsens 102 utgångar Q och Q samt ELLER-grindens 128 ingångar finns ett nät som innefattar OCH-grindar 122 och 125, vilka är kopplade såsom icke-inverterande grindar som arbetar såsom fördröjningselement, och OCH-grindar 124 resp. 125. Denna krets arbetar på samma sätt som kretsen enligt fig. lO men ger pulser TRIGGER med kortare varaktighet än motsvarande pulser som alstras av kretsen enligt fig. 10. 1 451 780 19 Spänningsgeneratorn för reglering av förspänningen bör nedkopplas för ett givet antal (tex. 8 eller 16) vertikala del- bildavsökningsintervall när en puls TRIGGER alstras, eftersom förekomsten av en puls TRIGGER eventuellt kan ange att bildrör- katodförspänningen är korrekt. Detta utförs med hjälp av inhi- beringspulsgeneratorns 96 utgàngspuls INHIBERA såsom gensvar på pulsen TRIGGER. Pulsen INHIBERA har längre varaktighet än pulsen TRIGGER, och varaktigheten hos nämnda puls INHIBERA sva- rar mot varaktigheten hos det givna antalet intervall under vilket spänningsgeneratorn för reglering av förspänningen skall nedkopplas.Between the outputs Q and Q of the flip-flop 102 and the inputs of the OR gate 128 there is a network comprising AND gates 122 and 125, which are connected as non-inverting gates acting as delay elements, and AND gates 124 and 124, respectively. 125. This circuit operates in the same manner as the circuit of Fig. 10 but produces pulses TRIGGER of shorter duration than the corresponding pulses generated by the circuit of Fig. 10. 1 451 780 19 The voltage generator for regulating the bias voltage should be switched off for a given number (e.g. 8 or 16) vertical frame scan intervals when a pulse TRIGGER is generated, as the presence of a pulse TRIGGER may indicate that the tube cathode bias voltage is correct. This is done by means of the output pulse INHIBERA of the inhibit pulse generator 96 in response to the TRIGGER pulse. The pulse INHIBERA has a longer duration than the pulse TRIGGER, and the duration of said pulse INHIBERA corresponds to the duration of the given number of intervals during which the voltage generator for regulating the bias voltage is to be switched off.

När förspänningen är korrekt kommer logiska nivåövergàngar hos signalen CP' att alstras slumpvis och kontinuerligt. Inhi- beringspulsgeneratorn kommer således att utlösas kontinuerligt, varigenom en kontinuerlig signal INHIBERA för nedkoppling av spänningsgeneratorn för reglering av förspänningen kommer att alstras. Å andra sidan skall det antas att katodförspänningen är oriktig och att spänningsgeneratorn för reglering av för- spänningen arbetar för att korrigera detta tillstånd. Om en falsk, av brus inducerad puls TRIGGER alstras innan korrekt katodförspänning uppnås kommer spänningsgeneratorn för reglering av förspänningen att nedkopplas under det givna antalet vertikala intervall, men nämnda generator kommer att återgå till sin av- sedda drift omedelbart därefter.When the bias voltage is correct, logic level transitions of the signal CP 'will be generated randomly and continuously. The inhibition pulse generator will thus be triggered continuously, whereby a continuous INHIBER signal for switching off the voltage generator for regulating the bias voltage will be generated. On the other hand, it must be assumed that the cathode bias voltage is incorrect and that the voltage generator for regulating the bias voltage works to correct this condition. If a false noise-induced pulse TRIGGER is generated before the correct cathode bias voltage is reached, the voltage generator for regulating the bias voltage will be switched off during the given number of vertical intervals, but said generator will return to its intended operation immediately thereafter.

Fig. 12 och 15 visar tva versioner av inhiberingspuls- generatorn 96. I fig. 12 är inhiberingsgeneratorn bildad av en mono- stabil multivibrator (enförloppsmultivibrator) 130 samt ett där- med samverkande RC-tidskonstantnät 155. I detta exempel bestäm- mer värdena hos de i nätet 135 ingående RC-tidelementen en bredd hos räknarens inhiberingspuls svarande mot sexton vertikala del- bildintervall.Figs. 12 and 15 show two versions of the inhibition pulse generator 96. In Fig. 12, the inhibition generator is formed by a mono-stable multivibrator (single-course multivibrator) 130 and a cooperating RC time constant network 155. In this example, the values of the RC timing elements included in the network 135 have a width of the counter's inhibition pulse corresponding to sixteen vertical field intervals.

Arrangemanget enligt fig. 15 arbetar med en pà förhand inställbar räknare lÄO som inte behöver något RC-tidnät. Varje inkommande puls TRIGGER förhandsinställer räknaren 140 till ett tillstànd som programmeras genom att man ger förspänning ät in- gångarna JAM. I detta fall har ingångarna JAM förspänning vid jordpotential så att räknaren skall programmeras på så sätt att den ger räknevärdet noll (dvs. 000 vid utgángarna Ql-Q4) när en puls TRIGGER matas till den på förhand inställda ingången. 451 780 20 Vid denna tidpunkt har utgången Q4 en logisk "O"-nivå, medan inverterarens 142 utgång INHIBERA har en logisk "l"-nivå för att inhibera räknaren. Räknaren räknar då upp i den vertikala delbildtakten hos klocksignalen C. Utgången Q4 har nivån "O", och utgången från inverteraren l42 står kvar vid den positiva logiska nivån "l" tills den åttonde räknarklockpulsen uppträder, vid vilken tidpunkt inverterarens lÄ2 utgång INHIBERA får ni- vån "O", varigenom spänningsgeneratorn för reglering av förspän- ningen aktiveras.The arrangement according to Fig. 15 operates with a presettable counter lÄO which does not need an RC time network. Each incoming pulse TRIGGER presets the counter 140 to a state programmed by biasing the JAM inputs. In this case, the inputs JAM have a bias voltage at ground potential so that the counter is programmed to give the count value zero (ie 000 at outputs Q1-Q4) when a pulse TRIGGER is fed to the preset input. At this time, the output Q4 has a logic "0" level, while the INHIBERA output of the inverter 142 has a logic "1" level for inhibiting the counter. The counter then counts up in the vertical sub-frame rate of the clock signal C. The output Q4 has the level "0", and the output of the inverter l42 remains at the positive logic level "1" until the eighth counter clock pulse occurs, at which time the inverter lÄ2 output INHIBLE level "0", whereby the voltage generator for regulating the bias voltage is activated.

Vid utformning av den enligt uppfinningen beskrivna an- ordningen måste man ta hänsyn till en parameter "avkänning av tröskelvärde" som står i samband med funktionen avkänning av katodsvartströmnivån samt en parameter "reglering av spännings- steget" som har samband med funktionen då man alstrar korrige- ringsspänningen för katodförspänningen.When designing the device described according to the invention, one must take into account a parameter "sensing of threshold value" which is associated with the function sensing of the cathode black current level and a parameter "regulation of the voltage stage" which is related to the function when generating correct the ring voltage of the cathode bias voltage.

För den nedan följande diskussionens syften definieras "reglering av spänningssteget" såsom den lilla katodspännings- ändringen som förorsakas av en (enstegig) ringa ändring i för- spänningsregleringsspänningen VB såsom gensvar på en ökning eller minskning av upp/nedräknaren med ett steg. I de givna exemplen uppgår regleringssteget till 156 millivolt. I anord- ningar där man använder sig av en 6-bitars upp/nedräknare i den digitala processorn uppgår regleringssteget till 625 milli- volt (dvs. det till 40 volt uppgående katodspänningsreglerings- området dividerat med de 64 räknartillstånden).For the purposes of the following discussion, "voltage step control" is defined as the small cathode voltage change caused by a (single stage) small change in the bias voltage voltage VB in response to an increase or decrease of the up / down counter by one step. In the examples given, the control step amounts to 156 millivolts. In devices where a 6-bit up / down counter is used in the digital processor, the control step amounts to 625 millivolts (ie the 40 volt cathode voltage control range divided by the 64 counter states).

Parametern "avkänning av tröskelvärde" definieras såsom den minsta katodspänningsändringen (dvs. inducerad amplitud- ändring i katodpulsen CP) som anordningen kan ge gensvar på, och nämnda tröskelvärde påverkas av brusintervallet som hör samman med katodens utgångspuls. Om katodpulsens amplitud ligger i närheten av tröskelvärdesomkopplingsnivån hos komparatorn 65 (fig. 4) och tillräckligt nära denna, vilket innebär att katod- förspänningen är korrekt eller i stort sett korrekt, kommer omkopplingsnivån att falla inom brusområdet för den inducerade katodpulsen, varvid komparatorns utgångssignal CP' innefattar en slumpvis sekvens komplementära logiknivåer. Förspännings- korrigeringsförloppet bringas att upphöra när detta tillstånd känns av. Parametern "avkänning av tröskelvärde" definieras när- mare bestämt såsom katodspänningsändringen som i den inducerade 451 780 21 katodpulsamplituden ger en ändring som är lika med bredden (storleken) hos brusomràdet. Vàgorna eller kurvorna i fig. 14 visar exempel på detta.The parameter "threshold value sensing" is defined as the smallest cathode voltage change (ie induced amplitude change in the cathode pulse CP) to which the device can respond, and said threshold value is affected by the noise interval associated with the output pulse of the cathode. If the amplitude of the cathode pulse is close to the threshold switching level of the comparator 65 (Fig. 4) and close enough to it, which means that the cathode bias is correct or substantially correct, the switching level will fall within the noise range of the induced cathode pulse, the comparator output signal CP 'includes a random sequence of complementary logic levels. The bias correction process is terminated when this condition is sensed. The parameter "threshold sensing" is more specifically defined as the cathode voltage change which in the induced cathode pulse amplitude gives a change equal to the width (magnitude) of the noise range. The waves or curves in Fig. 14 show examples of this.

Fig. 14 visar vågor eller kurvor a, b och c för katod- pulsen CP tillhörande tre tillstànd av katodsvartniváström- ledning. Katodpulsen CP i vågen b svarar mot ett tillstånd med korrekt katodförspänning. I detta fall omsluter brusomràdet som hör samman med katodpulsen komparatortröskelvärdesomkopp- lingsnivàn på så sätt att brusverkningar medför att amplituderna hos enskilda katodpulser skjuter upp ovanför eller ned under om- kopplingsnivàn, varigenom en slumpvis sekvens logiska "l"- och "O"-nivåer från komparatorutgången alstras. Katodpulserna CP hos vågorna a och c svarar mot tillstånd med lag resp. hög katodström. I fallet med vågen a ligger katodpulsamplituden och det korresponderande brusomràdet under komparatoromkopplingsnivàn, varför komparatorns utgàngssignal innefattar en likformig serie logiska "O"-nivåer och förspänningskorreringsförloppet kan upp- rättas. Korrigeringsförloppet upprättas också i fallet med vå- gen c, enligt vilken katodpulsamplituden och det motsvarande brusomrádet överskrider komparatorns omkopplingsnivà och kompa- H ratorutgàngen omfattar en likformig serie logiska "l"-nivåer.Fig. 14 shows waves or curves a, b and c of the cathode pulse CP associated with three states of cathode black level current conduction. The cathode pulse CP in wave b corresponds to a state with the correct cathode bias voltage. In this case, the noise range associated with the cathode pulse encloses the comparator threshold switching level in such a way that noise effects cause the amplitudes of individual cathode pulses to shoot up above or below the switching level, whereby a random sequence of logic "1" - and "0" the comparator output is generated. The cathode pulses CP of the waves a and c correspond to states with law resp. high cathode current. In the case of wave a, the cathode pulse amplitude and the corresponding noise range are below the comparator switching level, so that the output signal of the comparator comprises a uniform series of logic "0" levels and the bias correction process can be established. The correction process is also established in the case of wave c, according to which the cathode pulse amplitude and the corresponding noise range exceed the switching level of the comparator and the comparator output comprises a uniform series of logic "1" levels.

I en i praktiken använd televisionsmottagare kan bild- rörets katodspänning ändras på grundval av en mångfald faktorer, exempelvis såsom följd av av värmeutveckling inducerad drift av videodrivstegets utgàngslikspänning. Detta medför 1 sin tur att katodsvartnivàströmmen och amplituden hos den inducerade katod- pulsen ändras. För att korrigera detta tillstànd måste brusom- ràdet som har samband med katodpulsamplituden förskjutas helt och hållet ovanför eller under komparatortröskelomkopplingsnivån för att möjliggöra för förspänningskorrigeringsnätet att ge gen- svar.In a television receiver used in practice, the cathode voltage of the picture tube can be changed on the basis of a variety of factors, for example as a result of heat-induced operation of the output DC voltage of the video drive. This in turn causes the cathode black level current and the amplitude of the induced cathode pulse to change. To correct this condition, the noise range associated with the cathode pulse amplitude must be shifted completely above or below the comparator threshold switching level to enable the bias correction network to respond.

I en del fall kan det vara önskvärt att utforma anord- ningen sà, att regleringssteget är av storleksordningen 500 eller 625 millivolt (t.ex. för att påskynda förspänningskorri- geringsförloppet). Om emellertid regleringssteget är tillräckligt stort i förhållande till avkänningen av tröskelvärde kan anord- ningen på ett icke önskvärt sett eventuellt börja utföra "sök- ning", varvid katodspänningen bringas att variera kontinuerligt ett regleringssteg över resp. under den önskade korrekta nivån. 451 780 22 Följande exempel åskådliggör detta tillstånd med "sökning". _ Antag att regleringssteget (den ringa katodspännings- ändringen) är mer än något större än avkänningen av tröskel- värdet (den katodspänningsändring som ger en katodpulsamplitud- ändring lika med bredden hos brusomràdet). Ett enda reglerings- steg kommer således att medföra att katodpulsamplituden ändras i en omfattning som är mer än något större än storleken hos brusomrâdet. Antag också att katodströmmen och därmed den in- ducerade katodpulsen bringas att öka (t.ex. beroende på termisk drift) i sådan omfattning att hela katodpulsbrusomràdet över- skrider komparatorns omkopplingsnivà något. Spänningsgeneratorn för reglering av förspänningen kommer då att medföra ett regle- ringssteg (en ringa katodspänningsändring) i sådan riktning att katodströmökningen motverkas. Eftersom emellertid reglerings- steget är mer än något större än avkänningen av tröskelvärdet medför regleringssteget en minskning av katodpulsamplituden sá att hela katodpulsbrusområdet nu kommer att ligga under kompa- ratorns omkopplingsnivà. I ett förlopp analogt med det som har beskrivits ovan kommer i fortsättningen av sökningen nästa regle- ringssteg som alstras att medföra en ökning av katodpulsampli- tuden så att hela katodpulsbrusomràdet åter ligger över omkopp- lingsnivàn.In some cases it may be desirable to design the device so that the control step is of the order of 500 or 625 millivolts (eg to speed up the bias correction process). However, if the control step is large enough in relation to the sensing of the threshold value, the device can in an undesirable manner possibly start to perform a "search", whereby the cathode voltage is caused to vary continuously a control step over resp. below the desired correct level. 451 780 22 The following example illustrates this state with "search". Assume that the control stage (the small cathode voltage change) is more than slightly larger than the sensing of the threshold value (the cathode voltage change that gives a cathode pulse amplitude change equal to the width of the noise area). A single control step will thus cause the cathode pulse amplitude to change to an extent that is more than slightly larger than the size of the noise area. Also assume that the cathode current and thus the induced cathode pulse is increased (eg due to thermal operation) to such an extent that the entire cathode pulse noise range slightly exceeds the switching level of the comparator. The voltage generator for regulating the bias voltage will then entail a control step (a small cathode voltage change) in such a direction that the cathode current increase is counteracted. However, since the control step is more than slightly larger than the sensing of the threshold value, the control step results in a reduction of the cathode pulse amplitude so that the entire cathode pulse noise range will now be below the switching level of the comparator. In a process analogous to that described above, in the continuation of the search, the next control step generated will result in an increase in the cathode pulse amplitude so that the entire cathode pulse noise range is again above the switching level.

Det beskrivna fenomenet med sökning samt de medel genom vilka dylik sökning förhindras kommer nu att diskuteras under hänvisning till pulsdiagrammen i fig. 15, l6 och 17. Var och en av dessa figurer visar sju pulsgrupper. För den följande för- klaringens syften inkluderar varje grupp nominellt fyra pulser svarande mot inducerade katodpulser och förda till ingången till làsförstärkaren 50 i fig. 4. Tiden mellan varje puls i en given grupp svarar mot ett vertikalt delbildsintervall. Varje grupp omfattande fyra pulser (från grupp 1 till grupp 7) är typisk för en bestämd kauodförspänning (från +15o,624 till +11+9,688 volt i regleringssteg på 156 millivolt). För en given katodspän- ning kan man vänta sig att toppamplituderna hos de korresponde- rande katodpulserna kommer att variera inom ett brusområde NR.The described phenomenon of search and the means by which such search is prevented will now be discussed with reference to the pulse diagrams in Figs. 15, 16 and 17. Each of these figures shows seven pulse groups. For purposes of the following explanation, each group nominally includes four pulses corresponding to induced cathode pulses and applied to the input of the sense amplifier 50 in Fig. 4. The time between each pulse in a given group corresponds to a vertical field interval. Each group comprising four pulses (from group 1 to group 7) is typical of a determined cowod bias voltage (from + 15o, 624 to + 11 + 9.688 volts in 156 millivolt control steps). For a given cathode voltage, it can be expected that the peak amplitudes of the corresponding cathode pulses will vary within a noise range NR.

Genomsnittsvärdet för de förväntade amplitudvariationerna inom brusomràdet är visat såsom AVG.The average value of the expected amplitude variations within the noise range is shown as AVG.

I fig. 15 varierar toppamplituderna hos katodpulserna i ett första brusområde NRI av typen som kan finnas i en ström- .ß-...i 451 780 23 kretsomgivning med stort brus. Pulserna i gruppen l svarar mot ett tillstånd med hög katodspänning, varvid komparatorutgången har en likformig serie logiska "O"-nivåer (000), eftersom puls- brusomrádet NRI i denna grupp faller under komparatorns omkopp- lingsnivà. Omvänt svarar pulser i grupp 7 mot ett tillstånd med låg katodspänning, varvid komparatorutgàngen har en lik- formig sekvens omfattande logiska "l"-nivåer (lll), eftersom pulsbrusomràdet NRl för denna grupp ligger helt ovanför tröskel- värdesnivàn. Om endera av dessa betingelser kvarstår under ett förutbestämt antal vertikala delbildövervakningsintervall (dvs. sexton) kommer spänningsgeneratorn för reglering av förspänningen att aktiveras och att öka eller minska katodspänningen i små regleringssteg på 156 millivolt till dess att den korrekta ka- todförspänningen har uppnåtts. I detta exempel stabiliseras anordningen vid den korrekta förspänningen +l50,l56 volt eller +l50,00 volt (dvs. då en katodsvartström av storleksordningen 2 mikroampere alstras), vid vilken tidpunkt de korresponderande pulserna i grupperna Ä och 5 har sådana toppamplituder i brus- området NRI att komparatorutgàngen har en sekvens av logiska "l"- och "O"-nivåer, varigenom korrigeringsförloppet inhiberas.In Fig. 15, the peak amplitudes of the cathode pulses vary in a first noise range NRI of the type that may be present in a high noise circuit environment. The pulses in group 1 correspond to a state of high cathode voltage, the comparator output having a uniform series of logic "0" levels (000), since the pulse noise range NRI in this group falls below the switching level of the comparator. Conversely, pulses in group 7 correspond to a state of low cathode voltage, the comparator output having a uniform sequence comprising logic "l" levels (lll), since the pulse noise range NR1 for this group is completely above the threshold value level. If either of these conditions persists for a predetermined number of vertical field monitoring intervals (ie, sixteen), the bias voltage voltage generator will be activated and increase or decrease the cathode voltage in small 156 millivolt control steps until the correct cathode bias voltage is reached. In this example, the device is stabilized at the correct bias voltage +150, l56 volts or + l50.00 volts (ie when a cathode black current of the order of 2 microampers is generated), at which time the corresponding pulses in groups Ä and 5 have such peak amplitudes in noise area NRI that the comparator output has a sequence of logic "1" and "0" levels, thereby inhibiting the correction process.

I detta exempel är storlekarna hos regleringssteget och brusom- rådet NRI sådana att "sökning" inte utförs. Ocksà i detta fall anses vilken som helst av katodspänningarna som hör samman med pulsgrupperna_4 eller 5 vara godtagbara, ehuru man om så erford- ras kan uppnå större noggrannhet genom att utnyttja ett mindre regleringssteg.In this example, the sizes of the control stage and the noise area NRI are such that "search" is not performed. Also in this case, any of the cathode voltages associated with the pulse groups_4 or 5 is considered acceptable, although if required, greater accuracy can be achieved by utilizing a smaller control step.

Fig. 16 visar en situation där storleken hos reglerings- steget (156 millivolt såsom i fig. 15) och ett brusomràde NR2 är sådana att sökning utförs. I detta fall är den genomsnittliga pulsamplituden AVG densamma som i fig. 15 för samma katodspän- ning, men brusomràdet NR2 är mindre än brusomràdet NR i fallet enligt fig. 15.Fig. 16 shows a situation where the size of the control stage (156 millivolts as in Fig. 15) and a noise area NR2 are such that search is performed. In this case, the average pulse amplitude AVG is the same as in Fig. 15 for the same cathode voltage, but the noise range NR2 is smaller than the noise range NR in the case of Fig. 15.

I fallet enligt fig. 16 uppstår sökning i samband med pulsgrupperna 4 och 5, såsom framgår av figuren, eftersom en ändring av ett regleringssteg i katodspänningen i närheten av den korrekta förspänningen haller brusomràdet NR2 antingen helt över eller helt under tröskelvärdesnivàn. Komparatorn alstrar l således inte en slumpvis sekvens av logiska "l"- och “O"-nivåer _som behövs för att nedkoppla korrektionsförloppet så att sökning inte utförs. Istället växlar eller söker komparatorutgången - " 4 O 45. 700 24 kontinuerligt mellan en likformig serie logiska "O"-nivåer (pulsgruppen Ä) och logiska "l"-nivåer (pulsgruppen 5).In the case of Fig. 16, a search occurs in connection with pulse groups 4 and 5, as shown in the figure, since a change of a control step in the cathode voltage in the vicinity of the correct bias voltage keeps the noise area NR2 either completely above or completely below the threshold level. Thus, the comparator does not generate a random sequence of logic "1" and "0" levels _which is needed to disable the correction process so that a search is not performed. Instead, the comparator output switches or searches - "4 O 45. 700 24 continuously between a uniform series logic "0" levels (pulse group Ä) and logic "1" levels (pulse group 5).

Det ovan nämnda sökningsförloppet kan godtas så länge som regleringssteget är alltför litet för att en synlig ändring skall erhållas 1 färgbalansen i en av bildröret återgiven bild.The above-mentioned search process can be accepted as long as the control step is too small for a visible change to be obtained in the color balance in an image reproduced by the picture tube.

Detta är vanligen fallet för ett regleringssteg av storleksord- ningen l56 millivolt. Ett regleringssteg av storleksordningen 500 eller 625 millivolt anses emeflertid ge en icke önskvärd synlig ändring i färgbalansen.This is usually the case for a regulation step of the order of l56 millivolts. A control step of the order of 500 or 625 millivolts is always considered to give an undesirable visible change in the color balance.

Den beskrivna, icke önskvärda sökningen kan elimineras eller reduceras till ett tolerabelt minimivärde genom att man utnyttjar en modifierad form av gallerdrivsignal GP såsom nu kommer att beskrivas.The described, undesirable search can be eliminated or reduced to a tolerable minimum value by using a modified form of grid drive signal GP as will now be described.

En version av den modifierade gallerdrivsignalen GP2 är visad såsom vågen d 1 fig. 19. Signalen GP2 är en tvànivågaller- drivsignal med positiva pulser som uppträder i den vertikala delbildstakten. Angränsande pulser har ömsesidigt olika, för- skjutna amplitudnivàer 1 resp. 2. Varje par angränsande pulser upprepas med halva den vertikala delbildstakten. Förskjutningen mellan amplitudnivåerna l och 2 är fixerad och upprättas'sàsom en funktion av storleken hos regleringssteget 1 förhållande till storleken hos brusområdet i en given anordning.A version of the modified grating drive signal GP2 is shown as the scale d in Fig. 19. The signal GP2 is a two-level grating driving signal with positive pulses appearing in the vertical frame rate. Adjacent pulses have mutually different, offset amplitude levels 1 resp. 2. Each pair of adjacent pulses is repeated at half the vertical frame rate. The offset between the amplitude levels 1 and 2 is fixed and is established as a function of the magnitude of the control stage 1 relative to the magnitude of the noise range in a given device.

Såsom framgår av diagrammen i fig. 15 och 16 utförs sök- ning när storleken hos brusområdet är liten i förhållande till storleken hos regleringssteget (som ger upphov till en propor- tionell ändring i katodspänningen och katodpulsamplituden).As can be seen from the diagrams in Figs. 15 and 16, the search is performed when the magnitude of the noise area is small in relation to the magnitude of the control stage (which gives rise to a proportional change in the cathode voltage and the cathode pulse amplitude).

Under sådana förhållanden kan sökning förhindras genom att ampli- tudförskjutningen hos signalen GP2 dimensioneras sa, att skill- naden mellan amplitudnivàerna l och 2 tjänar till att effektivt öka brusområdet. Detta regultat framgår av diagrammet i fig. 17.Under such conditions, search can be prevented by dimensioning the amplitude shift of the signal GP2 so that the difference between the amplitude levels 1 and 2 serves to effectively increase the noise range. This result is shown in the diagram in Fig. 17.

Fig. 17 åskådliggör ett katodpulsgensvar där ett "effek- tivt" brusområde NR; hör ihop med katodpulsernas toppamplituder.Fig. 17 illustrates a cathode pulse response where an "effective" noise range NR; belong to the top amplitudes of the cathode pulses.

Det bör observeras att gensvaret i fig. 17 avser en anordning där själva brusomrádet som kan tillskrivas befintligt slumpvis förekommande brus är detsamma.som det förhållandevis lilla brus- området NR2 enligt fig. 16. Regleringsspänningssteget som ut- nyttjas i detta fall är detsamma som då det gäller fig. 15 och 16 I fallet enligt fig. 17 svarar brusområdet NR3 mot ett simulerat brusområde som är större än brusomràdet NR2 och som -u -»- 451 780 25 i detta exempel väsentligen är lika med brusområdet NRl. Det simulerade efter efterliknade brusområdet erhålls genom att man utnyttjar signalen GP2 med växlande förskjutna nivåer l och 2, varigenom man i sin tur erhåller sådana katodpulser att angrän- sande katodpulser har växelvis liggande, förskjutna toppampli- tudnivåer. Amplitudförskjutningen hos gallersignalen GP2 är så * vald, att man mellan angränsande katodpulser erhåller en ampli- tudförskjutning som är tillräcklig för att själva brusområdet skall ökas effektivt. Det simulerade brusområdet NR5 inkluderar således en verklig brusområdeskomposant (väsentligen lika med NR2 i detta fall) och en simulerad brusområdeskomposant (i detta fall helst lika med skillnaden mellan brusområdena NRl och NR2 så att brusområdet NR3 i praktiken höjs till nivån för brusom- rådet NRl). Ett gensvar av den i fig. l7 visade typen hos anord- ningen svarar således effektivt mot ett gensvar hos anordningen i enlighet med fig. l5 och arbetar på så sätt att sökning för- hindras, såsom har angivits i samband med fig. 15. Med andra ord är det simulerade brusområdet NR större än ändringen i den genomsnittliga katodpulsamplituden i brusområdet (AVG) som er- hålls som gensvar på en ändring i ett regleringssteg. ä En krets som är lämplig för alstring av signalen GP2 är visad 1 fig. 18 och omfattar en vippkrets 150 anordnad såsom en frekvensdelare, vidare transistorer 152 och 155, samt motstånd Bl och RQ. Vertikaltaktsignalen V vid vertikalavsökningsfrekven- sen fv frekvensdelas av vippkretsen 150 så att man erhåller en signal V' vid halva vertikalfrekvensen (1/2 fv) som matas till basingången hos transistorn 152 (jämför diagrammen A och B i fig 19). Transistorns 153 basingång mottar en signal 6? (vågen c enligt fig. 19) som svarar mot en inverterad version av signalen GP, som ar vieed 1 vågen e 1 rig. 2. signalen GPE (vägen <1 1 fig. 19) uttas från transistorns 155 kollektor via ett skydds- motstånd 155. Förhållandet mellan amplitudnivån l och amplitud- nivån 2 bestäms av värdena hos motstånden Rl och RE.It should be noted that the response in Fig. 17 refers to a device where the actual noise area attributable to existing random noise is the same as the relatively small noise area NR2 according to Fig. 16. The control voltage step used in this case is the same as then in the case of Figs. 15 and 16 In the case of Fig. 17, the noise area NR3 corresponds to a simulated noise area which is larger than the noise area NR2 and which in this example is substantially equal to the noise area NR1. The simulated after-simulated noise range is obtained by using the signal GP2 with alternating offset levels 1 and 2, whereby in turn one obtains such cathode pulses that adjacent cathode pulses have alternately horizontal, offset peak amplitude levels. The amplitude shift of the grating signal GP2 is selected so that an amplitude shift is obtained between adjacent cathode pulses which is sufficient for the noise range itself to be increased effectively. The simulated noise area NR5 thus includes an actual noise area component (substantially equal to NR2 in this case) and a simulated noise area component (in this case preferably equal to the difference between the noise areas NR1 and NR2 so that the noise area NR3 is in practice raised to the level of the noise area NR1). . A response of the type shown in Fig. 17 thus corresponds effectively to a response of the device according to Fig. 15 and operates in such a way that search is prevented, as has been indicated in connection with Fig. 15. in other words, the simulated noise area NR is larger than the change in the average cathode pulse amplitude in the noise area (AVG) obtained in response to a change in a control step. A circuit suitable for generating the signal GP2 is shown in Fig. 18 and comprises a flip-flop 150 arranged as a frequency divider, further transistors 152 and 155, and resistors B1 and RQ. The vertical rate signal V at the vertical scan frequency fv is frequency divided by the flip-flop 150 so as to obtain a signal V 'at half the vertical frequency (1/2 fv) which is applied to the base input of transistor 152 (compare diagrams A and B in Fig. 19). The base input of transistor 153 receives a signal 6? (wave c according to Fig. 19) which corresponds to an inverted version of the signal GP, which is vieed 1 wave e 1 rig. 2. the signal GPE (path <1 in Fig. 19) is taken from the collector of transistor 155 via a protection resistor 155. The ratio between the amplitude level 1 and the amplitude level 2 is determined by the values of the resistors R1 and RE.

Vågorna e och f i fig. l9 visar alternativa versioner av den modifierade gallerdrivsignalen, varvid varje gallerpuls har ' en amplitud som är förskjuten mellan nivåerna l och 2. Amplitu- derna hos dessa signaler ändras mer än en gång under varje katodströmövervakningsintervall, varigenom anordningen kan få erhålla mera information för förspänningsregleringsändamâl under Lzsfi 780 26 varje övervakningsintervall. I anordningar där man använder sig av modifierade drivsignaler av detta slag kan man erhålla snabbare regleringsgensvar, och i sådana anordningar är det lämpligt att klockmata ingàngsdigitalskiftregistret på så sätt att det mottar information under tidpunkter då gallerpulsnivâ- erna 1 och 2 föreligger.Waves e and f in Fig. 19 show alternative versions of the modified grating drive signal, each grating pulse having an amplitude shifted between levels 1 and 2. The amplitudes of these signals change more than once during each cathode current monitoring interval, whereby the device can receive obtain more information for bias control purposes during Lzs fi 780 26 each monitoring interval. In devices where modified drive signals of this kind are used, a faster control response can be obtained, and in such devices it is convenient to clock the input digital shift register in such a way that it receives information during times when the grid pulse levels 1 and 2 are present.

Fig. 20 visar en krets som är lämplig för alstring av signalerna CLP, BLK, C, SR och FF, ävensom tvånivágallerdriv- signalen GP2, såsom gensvar på den inkommande vertikaltaktsig- nalen V. Vågor hos signalerna som hör samman med denna krets är visade i fig. l. Signalen GRIND som erfordras för kretsen enligt fig. 9 måste alstras på annat sätt, exempelvis med hjälp av en monostabil enförloppsmultivibrator som utlöses av den positivt riktade (fram-)kanten hos signalen CLP.Fig. 20 shows a circuit suitable for generating the signals CLP, BLK, C, SR and FF, as well as the two-level grating drive signal GP2, in response to the incoming vertical clock signal V. Waves of the signals associated with this circuit are shown in Fig. 1. The signal GRIND required for the circuit of Fig. 9 must be generated in another way, for example by means of a monostable single-course multivibrator which is triggered by the positively directed (leading) edge of the signal CLP.

Principiellt svarar den beskrivna gallersignalmetoden med två nivåer mot ett medel för att bibringa en given amplitud- förskjutning åt den inducerade katodutgángspulsen. Den beskrivna sökningen kan emellertid förhindras på annat sätt. Exempelvis kan, för ett givet brusomràde, regleringssteget minskas i stor- lek på så sätt att storleken hos brusomrádet ökas effektivt i förhållande till regleringssteget. Detta alternativ kräver att bitstorlekarna hos räknaren i spänningsgeneratorn för reglering av förspänningen skall ökas så att man får mindre steg i regle- ringsspänningen VB, varvid resultatet blir att man får längre tid på sig för att uppnå korrekt förspänning. Såsom andra alter- nativ kan tröskelvärdesomkopplingsniván hos komparatorn 65 och förstärkningen hos förstärkaren 50 (fig. 4) omkopplas mellan två värden. Gallerpulstekniken med tva nivåer kan emellertid vara att föredraga i en del anordningar där gallersignalen alst- ras utvändigt i förhållande till katodbehandlingsnätet (som kan innefatta en integrerad krets), eftersom gallersignalamplitudens förskjutning och därmed det simulerade brusomrádet lätt kan in- ställas på sa sätt att kraven hos en aktuell anordning lätt blir uppfyllda i enlighet med den befintliga slumpvisa brusnivàn, parasitsignaler och metoden som används för att få fram katod- pulsen (vilken kan inverka på signal-brusförhàllandet).In principle, the described two-level grating signal method corresponds to a means for imparting a given amplitude shift to the induced cathode output pulse. However, the described search can be prevented in another way. For example, for a given noise area, the control stage can be reduced in size in such a way that the size of the noise area is increased effectively in relation to the control stage. This alternative requires that the bit sizes of the counter in the voltage generator for regulating the bias voltage be increased so that you get smaller steps in the control voltage VB, whereby the result is that you have more time to achieve the correct bias voltage. As other alternatives, the threshold switching level of the comparator 65 and the gain of the amplifier 50 (Fig. 4) can be switched between two values. However, the two-level grid pulse technology may be preferable in some devices where the grid signal is generated externally relative to the cathode processing network (which may include an integrated circuit), since the grid signal amplitude offset and thus the simulated noise range can be easily adjusted so that the requirements of a current device are easily met in accordance with the existing random noise level, parasite signals and the method used to obtain the cathode pulse (which may affect the signal-to-noise ratio).

De integrerade kretsarna av CA- och CD-typ (t.ex. typerna CA 324 och CD 4029), vilka är visade i fig. 3, Ä, 6, 9-13 och 20, är kommersiellt tillgängliga från Solid State Division of RCA Corporation, Somerville, New Jersey, USA. ___...The CA and CD type integrated circuits (eg, types CA 324 and CD 4029), shown in Figs. Corporation, Somerville, New Jersey, USA. ___...

Claims (20)

451 780 27 Patentkrav451 780 27 Patent claims 1. l. Anordning i ett system för behandling av en bildrepre- sentativ videosignal med periodiskt återkommande bildpresenta- tionsintervall och bildsläckintervall under vilka bildinforma- tion som skall presenteras saknas, vilket system inkluderar ett bildpresentationsbildrör med en elektronkanon med katod- och gallerintensitetsregleringselektroder jämte organ för att koppla videosignaler till nämnda bildrörelektronkanon, vilken anordning är avsedd för automatisk reglering av nivån hos ka- todsläckström som leds av nämnda bildrör och innefattar organ för att bibringa nämnda katodelektrod en referensförspänning under ett övervakningsintervall inom nämnda släckintervall när släckströmledningen hos bildröret skall övervakas, organ som är verksamma under nämnda övervakningsintervall för att härleda en signal som är proportionell mot nivån hos katodström som leds under släckintervallet, och signalbehandlingsorgan som är påverk- bara i beroende av nämnda härledda signal, k ä n n e t e c k- n a d av digitala signalbehandlingsorgan (70, 76; 95) för av- känning av tillståndet hos nivån av en sekvens omfattande N här- ledda signaler, där N är ett heltal som är större än l, för alstring av en första signal när en avkänd sekvens av härledda signaler svarar mot ett tillstånd med önskad katodsläckströmnivå och en andra signal när en avkänd sekvens av härledda signaler svarar mot en avvikelse hos katodsläckströmnivån från den önskade nivån och spänningsgeneratororgan (77, 78) för reglering av för- spänningen, vilka sistnämnda organ är påverkbara i beroende av nämnda andra signal och är anordnade att vid dylik påverkan tillföra en förspänningsregleringsspänning till nämnda video- signalkopplingsorgan i en riktning för att modifiera förspän- ningen hos nämnda bildrörskatod i sådan riktning att katodsläck- strömnivån blir inreglerad mot nämnda önskade nivå.Device in a system for processing an image representative video signal with periodically repeated image presentation intervals and image blanking intervals during which image information to be presented is missing, which system includes an image display tube with an electron gun with cathode and grid intensity control electrodes and means for coupling video signals to said picture tube electron gun, the apparatus for automatically controlling the level of cathode quench current conducted by said picture tube and comprising means for imparting to said cathode electrode a reference bias during a monitoring interval within said quench interval when the quench current of the picture tube are operative during said monitoring interval to derive a signal proportional to the level of cathode current conducted during the quench interval, and signal processing means operable in dependence on said derived signal, a d of digital signal processing means (70, 76; 95) for sensing the state of the level of a sequence comprising N derived signals, where N is an integer greater than 1, for generating a first signal when a sensed sequence of derived signals corresponds to a state with the desired cathode extinguishing current level and a second signal when a sensed sequence of derived signals corresponds to a deviation of the cathode extinguishing current level from the desired level and voltage generator means (77, 78) for regulating the bias voltage, the latter means being operable in dependence on said second signal and being arranged in such an effect, supplying a bias control voltage to said video signal coupling means in one direction to modify the bias voltage of said picture tube cathode in such a direction that the cathode quench current level is adjusted to said desired level. 2. Anordning enligt krav l, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda signalbehandlingsorgan inkluderar organ (65) för av- känning av storleken hos den härledda signalen för att åstad- komma en utgångssignal med ett första logiskt tillstånd när den härledda signalen har en storlek svarande mot en katodströmnivå som är större än nämnda önskade nivå och att åstadkomma en ut- gångssignal med ett komplementärt logiskt tillstånd i förhållan- de till nämnda första logiska tillstånd när den härledda signa- Af "70 .då /ÛO len har en storlek svarande mot en katodströmnivå som är mindre än nämnda önskade nivå och organ för att tillföra nämnda ut- gàngssignaler (CP') från nämnda avkänningsorgan såsom ingångs- signaler till nämnda digitala signalbehandlingsorgan.Device according to claim 1, characterized in that said signal processing means includes means (65) for sensing the magnitude of the derived signal to provide an output signal with a first logic state when the derived signal has a size corresponding to against a cathode current level which is greater than said desired level and to provide an output signal with a complementary logic state relative to said first logic state when the derived signal has a magnitude corresponding to a cathode current level which is less than said desired level and means for supplying said output signals (CP ') from said sensing means as input signals to said digital signal processing means. 3. Anordning enligt krav 2, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda spänningsgeneratororgan för reglering av förspänningen inkluderar en digitalräknare (77) som är páverkbar i beroende av ingångstidssignaler och som har ett flertal utgångar, vidare har en aktiveringsregleringsingång för att aktivera eller ned- koppla räknaren såsom gensvar på signaler förda till densamma, och har en räkneregleringsingång för att bestämma räkningsrikt- ningen hos räknaren såsom gensvar på därtill förda signaler, samt en digital-analogsignalomvandlare (78) som är påverkbar 1 beroende av nämnda flertal räknarutgàngar för att åstadkomma nämnda förspänningsregleringsspänning i små steg i tur och ord- ning i enlighet med det logiska tillståndet hos nämnda räknar- utgångar och räknarens tidgivning.Device according to claim 2, characterized in that said voltage generator means for regulating the bias voltage includes a digital counter (77) which is operable in dependence on input time signals and which has a plurality of outputs, further having an activation control input for activating or disconnecting the counter in response to signals applied thereto, and has a counter control input for determining the counting direction of the counter in response to signals transmitted thereto, and a digital-to-analog signal converter (78) operable depending on said plurality of counter outputs to provide said bias voltage. in small steps in turn in order in accordance with the logical state of the said counter outputs and the counter's timing. 4. Anordning enligt krav 3, k ä n n e t e o k n a d därav, att räknarens tidssignaler uppträder i .takten hos nämnda över- vakningsnivåer. '4. A device according to claim 3, characterized in that the time signals of the counter appear at the rate of said monitoring levels. ' 5. Anordning enligt krav 3, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda digital-analogomvandlare (78) inkluderar ett resis- tivt spänningsdelarnät med ett flertal ingångar kopplade till var sin av nämnda flertal räkneutgångar och en utgång kopplad till nämnda videosignalkopplingsorgan.Device according to claim 3, characterized in that said digital-to-analog converter (78) includes a resistive voltage divider network with a plurality of inputs connected to each of said plurality of counting outputs and an output connected to said video signal switching means. 6. Anordning enligt krav 3, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda digitalsignalbehandlingsorgan inkluderar ett serie- skiftregister (70) som är tidsbestämt för drift under intervall när nämnda härledda signal föreligger och som har en ingång för mottagning av utgàngssignaler från nämnda avkänningsorgan samt som har flera utgångar och ett logiskt regleringsnät (76) som är påverkbart i beroende av det logiska tillståndet hos nämnda skiftregisterutgàngar och som har första och andra reglerings- utgàngar som är kopplade till nämnda aktiverings- resp. räkne- regleringsingångar hos räknaren.Device according to claim 3, characterized in that said digital signal processing means includes a serial shift register (70) which is timed for operation during intervals when said derived signal is present and which has an input for receiving output signals from said sensing means and which has several outputs and a logic control network (76) which can be actuated depending on the logic state of said shift register outputs and which has first and second control outputs which are connected to said activation resp. counter control inputs at the counter. 7. Anordning enligt krav 6, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda räknare aktiveras när nämnda första utgång hos det 451 780 29 logiska regleringsnätet företer ett logiskt tillstånd såsom gensvar på en betingelse under vilken ett givet antal av nämnda flertal skiftregisterutgàngar företer ett logiskt tillstånd och ett givet antal av nämnda flertal skiftregisterutgångar företer ett komplementärt logiskt tillstånd och att nämnda räk- nare nedkopplas när nämnda första utgång från det logiska reg- leringsnätet företer ett komplementärt logiskt tillstånd i av- saknad av nämnda betingelse.Device according to claim 6, characterized in that said counter is activated when said first output of the logic control network presents a logic state in response to a condition under which a given number of said plurality of shift register outputs has a logic state and a given number of said plurality of shift register outputs present a complementary logic state and that said counter is disconnected when said first output from the logic control network presents a complementary logic state in the absence of said condition. 8. Anordning enligt krav 7, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda räknare är aktiverad för betingelsen då nämnda fler- tal skiftregisterutgángar företer samma logiska tillstånd.Device according to claim 7, characterized in that said counter is activated for the condition when said plurality of shift register outputs represent the same logic state. 9. Anordning enligt krav 8, k ä n n e t e c k n a d därav, att den andra utgången hos nämnda logiska regleringsnät företer ett logiskt tillstànd för att bringa räknaren att räkna i den ena riktningen så att nämnda förspänningsregleringsspänning inreglerar bildrörets katodförspänning i den ena riktningen mot den önskade nivån och att den andra utgången hos det logiska regleringsnätet företer ett komplementärt logiskt tillstånd för att bringa räknaren att räkna i en annan riktning så att förspän- ningsregleringsspänningen inreglerar bildrörkatodförspänningen i en annan riktning mot den önskade nivån.Device according to claim 8, characterized in that the second output of said logic control network presents a logic state for causing the counter to count in one direction so that said bias control voltage adjusts the cathode bias of the picture tube in one direction to the desired level and that the second output of the logic control network presents a complementary logic state to cause the counter to count in another direction so that the bias control voltage adjusts the picture tube cathode bias voltage in another direction toward the desired level. 10. Anordning enligt krav l, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda signalbehandlingsorgan inkluderar en signalkomparator (65) som är pàverkbar i beroende av en referenssignal och i be- roende av storleken hos nämnda härledda signal och är anordnad att vid dylik påverkan åstadkomma en utgångssignal med första eller andra logiska tillstànd när den härledda signalen känns av och visar sig ha en storlek svarande mot en katodströmnivà som är större resp. mindre än den önskade nivån, en första digi- talräknare (70) som är påverkbar i beroende av komparatorns ut- gàngssignal, varvid nämnda första räknare har flera utgångar och är tidsmässigt anordnad att arbeta under intervall när den här- ledda signalen föreligger, ett logiskt regleringsnät (76) som är pàverkbart i beroende av det logiska tillståndet hos nämnda flertal utgångar hos den första räknaren och är anordnat att vid dylik påverkan åstadkomma första och andra logiska reglerings- utgångssignaler, en andra digitalräknare (77) med aktiverings- resp. räkneregleringsingångar som är pàverkbara i beroende av 4-51 780 30 nämnda första och andra utgångssignaler hos det logiska regle- ringsnätet, varjämte den andra digitalräknaren har ett flertal utgångar, och en digital-analogsignalomvandlare (70) som är på- verkbar i beroende av nämnda flertal utgångar från den andra räknaren och som är anordnad att vid dylik påverkan åstadkomma nämnda förspänningsregleringsspänning i sekventiella små steg i enlighet med det logiska tillståndet hos nämnda utgångar hos den andra räknaren, varvid nämnda andra räknare blir aktiverad såsom gensvar på den första utgangssignalen från det logiska regle- ringsnätet när nämnda flertal utgångar hos den första räknaren företer ett första förutbestämt logiskt tillstånd varjämte nämnda andra räknare är anordnad att räkna upp såsom gensvar på nämnda andra utgångssignal från det logiska regleringsnätet när nämnda flertal utgångar från den första räknaren företer ett andra för- utbestämt logiskt tillstånd och är anordnat att räkna ned såsom gensvar på nämnda andra utgångssignal från det logiska regle- ringsnätet när nämnda flertal utgångar hos den första räknaren företer ett tredje förutbestämt logiskt tillstånd.Device according to claim 1, characterized in that said signal processing means includes a signal comparator (65) which is operable in dependence on a reference signal and depending on the magnitude of said derived signal and is arranged to provide an output signal in such an action. with first or second logic states when the derived signal is sensed and turns out to have a magnitude corresponding to a cathode current level which is greater resp. less than the desired level, a first digital counter (70) which can be actuated depending on the output signal of the comparator, said first counter having several outputs and being arranged to operate during intervals when the derived signal is present, a logical control network (76) which is operable in dependence on the logic state of said plurality of outputs of the first counter and is arranged to produce first and second logic control output signals in such an action, a second digital counter (77) with activation resp. counter control inputs which are operable in dependence on said first and second output signals of the logic control network, and the second digital counter has a plurality of outputs, and a digital-to-analog signal converter (70) which is operable in dependence on said logic control network. a plurality of outputs from the second counter and arranged to cause said bias control voltage in such sequential steps in sequential small steps in accordance with the logic state of said outputs of the second counter, said second counter being activated in response to the first output signal from the logic the control network when said plurality of outputs of the first counter represent a first predetermined logic state and said second counter is arranged to count up in response to said second output signal from the logic control network when said plurality of outputs of the first counter present a second predetermined logical state and is arranged counted down in response to said second output signal from the logic control network when said plurality of outputs of the first counter present a third predetermined logic state. 11. ll. Anordning enligt krav 10, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda flertal utgångar hos den första räknaren i antal sva- rar mot nämnda heltal N, varvid N är större än tre.11. ll. Device according to claim 10, characterized in that said plurality of outputs of the first counter in number correspond to said integer N, where N is greater than three. 12. Anordning enligt krav 10, k ä n n e t e c k n a d av organ (90) för förhandsinställning av den andra räknaren till en förutbestämd punkt i räkneområdet när systemet ursprungligen aktiveras.Device according to claim 10, characterized by means (90) for presetting the second counter to a predetermined point in the counting area when the system is initially activated. 13. Anordning enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda andra räknare är förhandsinställd till mitten av räk- neområdet så att förspänningsregleringsspänningen ursprungligen blir upprättad vid ett mittområdesvärde.13. A device according to claim 12, characterized in that said second counter is preset to the center of the counting area so that the bias control voltage is initially established at a center range value. 14. Anordning enligt krav l, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda signalbehandlingsorgan inkluderar avkänningsorgan (65) som är påverkbara 1 beroende av storleken hos den härledda signalen och som är anordnade att vid dylik påverkan avge en utgångssignal med första eller andra logiska tillstånd när den härledda signalen känns av med en storlek svarande mot en ka- todströmnivå större resp. mindre än den önskade nivån och att nämnda digitalbehandlingsorgan (95) ger gensvar på utgångssig- nalen från nämnda avkänningsorgan för att åstadkomma nämnda 451 780 första signal som är representativ för den önskade strömnivà- betingelsen när utgàngssignaler från avkänningsorganen företer komplementära logiktillstànd under N på varandra följande här- ledda signalintervall och för att åstadkomma nämnda andra sig- nal som är representativ för nämnda avvikelse från den önskade strömbetingelsen när utgångssignaler från avkänningsorganen har samma logiska tillstànd under N på varandra följande här- ledda signalintervall.Device according to claim 1, characterized in that said signal processing means include sensing means (65) which can be actuated depending on the magnitude of the derived signal and which are arranged to emit an output signal with first or second logic states when such action the derived signal is detected by a magnitude corresponding to a cathode current level greater resp. less than the desired level and that said digital processing means (95) responds to the output signal from said sensing means to provide said first signal which is representative of the desired current level condition when output signals from the sensing means present complementary logic states below N derived signal intervals and to provide said second signal representative of said deviation from the desired current condition when output signals from the sensing means have the same logic state during N consecutive derived signal intervals. 15. Anordning enligt krav 14, k ä n n e t e o k n a d därav, att nämnda N på varandra följande intervall hos den härledda signalen svarar mot två pà varandra följande intervall.Device according to claim 14, characterized in that said N consecutive intervals of the derived signal correspond to two consecutive intervals. 16. Anordning enligt krav l4 eller 15, k ä n n e t e c k- n a d därav, att nämnda spänningsgeneratororgan för reglering av förspänningen innefattar en digitalräknare (77) som är pá- verkbar i beroende av ingångsklocksignaler och som har ett fler- tal utgångar, en aktiveringsregleringsingång för att aktivera eller nedkoppla nämnda räknare såsom gensvar på därtill förda signaler, och en räknarregleringsingàng för att fastställa räk- neriktningen hos räknaren såsom gensvar på därtill förda signa- Ik! ler, samt en digital-analogsignalomvandlare (78) som är pàverkbar i beroende av nämnda flertal räknarutgàngar för att àstadkomma nämnda förspänningsregleringsspänning i på varandra följande små steg i enlighet med det logiska tillståndet hos nämnda räk- narutgàngar och klockmatningen hos nämnda räknare.Device according to claim 14 or 15, characterized in that said voltage generator means for regulating the bias voltage comprises a digital counter (77) which is operable in dependence on input clock signals and which has a plurality of outputs, an activation control input. to activate or deactivate said counter in response to signals transmitted thereto, and a counter control input for determining the counter direction of the counter in response to signals transmitted thereto. and a digital-to-analog signal converter (78) operable in dependence on said plurality of counter outputs to provide said bias voltage control voltage in successive small steps in accordance with the logic state of said counter outputs and the clock supply of said counter. 17. Anordning enligt krav 16, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda första och andra signaler från nämnda digitalbehand- lingsorgan är anordnade att matas till nämnda aktiveringsregle- ringsingàng hos räknaren för att aktivera resp. nedkoppla räk- naren såsom gensvar pà de första och andra signalerna och att nämnda digitalsignalbehandlingsorgan vidare inkluderar organ (96) för att spärra räknaren under ett intervall som är större än nämnda N intervall såsom gensvar pà att nämnda utgàngssigna- ler fràn avkänningsorganen har komplementära logiktillstånd under nämnda N pà varandra följande härledda signalintervall.17. A device according to claim 16, characterized in that said first and second signals from said digital processing means are arranged to be fed to said activation control input of the counter to activate resp. disconnecting the counter in response to the first and second signals and that said digital signal processing means further includes means (96) for blocking the counter for an interval greater than said N interval in response to said output signals from the sensing means having complementary logic states during said N consecutive derived signal ranges. 18. Anordning enligt krav 17, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda digitalsignalbehandlingsorgan tillför en räkneregle- ringsutgángssignal till nämnda räknarregleringsingàng hos räkna- ren och att räkneregleringsutgàngssignalen har ett logiskt till- 451 780 . 32 stånd för att möjliggöra för räknaren att räkna upp när den andra signalen likformigt företer ett logiskt tillstànd under N på varandra följande intervall och för att aktivera nämnda räknare att räkna ned när den andra signalen likformigt före- ter ett komplementärt logiskt tillstànd under nämnda N på varandra följande intervall.18. An apparatus according to claim 17, characterized in that said digital signal processing means supplies a counter control output signal to said counter control input at the counter and that the counter control output signal has a logic supply 451 780. 32 to enable the counter to count when the second signal uniformly represents a logic state during N consecutive intervals and to enable said counter to count down when the second signal uniformly represents a complementary logic state below said N on successive intervals. 19. Anordning enligt krav l, k ä n n e t e c k n a d av organ (150, 152, 155) för att bibringa nämnda härledda signaler en förutbestämd amplitudförskjutning i sådan omfattning att an- gränsande härledda signaler i nämnda sekvens av N härledda sig- naler ömsesidigt företer en skillnad 1 storlek inklusive nämnda förskjutning.Apparatus according to claim 1, characterized by means (150, 152, 155) for imparting to said derivative signals a predetermined amplitude shift to such an extent that adjacent derived signals in said sequence of N derived signals mutually represent a difference 1 size including said displacement. 20. Anordning enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda organ för att härleda en proportionell signal är bil- dad av en hjälpsignal som är matad till nämnda gallerelektrod i en riktning för att ge gallerelektroden förspänning i framrikt- ningen under övervakningsintervallet, varvid nämnda hjälpsignal innefattar upprepade pulser som har en förutbestämd amplitudför- skjutning som är sådan, att angränsande pulser i en sekvens om- fattande N pulser ömsesidigt har en skillnad i storlek som svarar mot nämnda förskjutning, och att angränsande härledda signaler i nämnda följd omfattande N härledda signaler ömsesidigt företer en skillnad i storlek inklusive en förskjutning som är proportio- nell mot den föreskrivna förskjutningen.Device according to claim 1, characterized in that said means for deriving a proportional signal is formed by an auxiliary signal which is fed to said grid electrode in a direction to give the grid electrode bias voltage in the forward direction during the monitoring interval, wherein said auxiliary signal comprises repeated pulses having a predetermined amplitude shift which is such that adjacent pulses in a sequence comprising N pulses mutually have a difference in magnitude corresponding to said shift, and that adjacent derived signals in said sequence comprise N derived signals mutually show a difference in size including an offset that is proportional to the prescribed offset.