SE430289B - PROTECTIVE DEVICE IN A VIDEO SIGNAL PROCESSING SYSTEM - Google Patents

Description

79421 1 3,5- 9 2 Id kontinuerliga flöde av brus medför att förstärkarsteget leder ström praktiskt taget kontinuerligt, varigenom.förstärkarstegets effektförbrukning och driftstemperatur bringas att öka under en utdragen tid. Detta kan i sin tur medföra att förstärkaren blir förstöra såsom följa av att sn-.tför mycket värme bildas (avs. ' otransistorerna som bildar förstärkarsteget överhettas). Under_ vissa signalbetingelser-(t.ex. mottagning vid en ledig kanal)' kan effektförbrukningen bli många gånger större än vad som före- kommer under normala signalmottagningsbetingelser. Alltför stor effektförbrukning kan också uppträda när signalen som skall förstärkas representerar komplexa bildmönster, exempelvis så- dana mönster som kan återges av en televisionsmottagare som används i samband med "videospel" eller när testbilder av icke- -standardtyp utnyttjas. t t ' Strömbegränsningskretsar som är tilldelade varje enskild - förstärkare som utsätts för överbelastning under de ovannämnda betingelserna anses vara ofördelaktiga av flera skäl. kretsar *av denna typ kan i regel inte särskilja videoinformation från brussignaler eller enbart brus, och man kan därför vänta sig att de på ett icke önskvärt sätt begränsar toppsignalströmmar som är representativa för videoinformation. Dessa kretsar be- höver vanligtvis också åtminstone en förhållandevis stor ooht t dyrbar högspänningseffekttransistor. Vidare skulle tre kretsar av ifrågavarande typ behövas i fallet med en färgtelevisions- mottagare med trs arivförstarksre för tillförsel av tförstärkts färgrepresentativa videosignaler till de respektive elektroder- na för reglering av bildrörets intensitet. i p “Det är också ofördelaktigt att använda sig av värme- 'stràlare~för videoutgångssteg med låg- och.mellaneffekt för att kompensera för den alltför stora.effektförbrukningen Som uppträder under de beskrivna betingëlserna. Värmestrålare är jämförelsevis stora och dyrbara, och de kan ha en ogynn- sam inverkan på utgângsstegens högfrekvensgensvar genom att de kapacitansbelastar videoutgångssignalen. 79421 1 3,5- 9 2 In continuous flow of noise causes the amplifier stage to conduct current practically continuously, whereby the power consumption and operating temperature of the amplifier stage are caused to increase for a prolonged time. This in turn can cause the amplifier to be destroyed as a result of too much heat being generated (the transistors forming the amplifier stage overheat). Under certain signal conditions (eg reception at a free channel), the power consumption can be many times greater than that which occurs under normal signal reception conditions. Excessive power consumption can also occur when the signal to be amplified represents complex picture patterns, for example such patterns that can be reproduced by a television receiver used in connection with "video games" or when test images of non-standard type are used. Current limiting circuits assigned to each individual amplifier which are subjected to overload under the above conditions are considered to be disadvantageous for several reasons. circuits * of this type can generally not distinguish video information from noise signals or noise alone, and it can therefore be expected that they undesirably limit peak signal currents representative of video information. These circuits also usually need at least a relatively large and expensive high voltage power transistor. Furthermore, three circuits of the type in question would be needed in the case of a color television receiver with a three-preamplifier for supplying amplified color-representative video signals to the respective electrodes for regulating the picture tube intensity. i p “It is also disadvantageous to use heat radiators for low and medium power video output stages to compensate for the excessive power consumption which occurs under the conditions described. Heat radiators are comparatively large and expensive, and they can have an adverse effect on the high frequency response of the output stages by loading the capacitance of the video output signal.

En från_automatiska förstärkningsregleringskretsar som vanligen används i televisionsmottagare härrörande spänning för automatisk förstärkningsreglering är inte lämplig såsom ett medel för att ange en indikering av de onormala signalbetingel- 799113-5- 9 3 serna som sannolikt kan medföra alltför stor effektförbrukning:mm“* eftersom denna spänning i regel inte gör någon åtskillnad mellan normala och onormala signalbetingelser (dvs. mellan normal sig- nalmottagning och mottagning i lediga kanaler). En automatisk förstärkningsregleringsspänning är således olämplig såsom ett medel för att reglera driften hos videoutgångsstegen i syfte att begränsa alltför stor effektförbrukning som uppstår till följd av onormala överbelastningsbetingelser.e En krets för att åstadkomma förstärkaröverbelastnings- skydd i närvaro av onormala, komplexa signaler, brussignaler och enbart brus (t.ex. genom att en signal går förlorad eller när mottagaren är inställd till en ledig kanal) bör helst und- vika de ovannämnda olägenheterna, samtidigt som ifrågavarande krets bör vara relativt ekonomisk och okomplicerad. Kretsen bör också kunna göra en åtskillnad mellan normala och onormala signaler, och den bör reagera för potentiellt nedbrytande sig- nalbetingelser med lång varaktighet och i stånd att överbe- -lasta videoförstärkarsteget i stället för att den reagerar för signalöverbelastningsbetingelser med jämförelsevis kort varaktighet. En krets som uppnår de ovan antydda resultaten åstadkommas i enlighet med föreliggande uppfinning.An automatic gain control circuit commonly used in television receivers for automatic gain control voltage is not suitable as a means of indicating the abnormal signal conditions which are likely to cause excessive power consumption: mm. as a rule, does not distinguish between normal and abnormal signal conditions (ie between normal signal reception and reception in free channels). An automatic gain control voltage is thus unsuitable as a means of regulating the operation of the video output stages in order to limit excessive power consumption arising from abnormal overload conditions. A circuit for providing amplifier overload protection in the presence of abnormal signals and complex signals, noise noise (eg when a signal is lost or when the receiver is tuned to a free channel) should preferably avoid the above-mentioned inconveniences, while at the same time the circuit in question should be relatively economical and uncomplicated. The circuit should also be able to distinguish between normal and abnormal signals, and it should respond to potentially degrading signal conditions with a long duration and be able to overload the video amplifier stage instead of reacting to signal overload conditions with a comparatively short duration. A circuit which achieves the above indicated results is provided in accordance with the present invention.

En skyddskrets enligt uppfinningen inkluderas således i ett videosignalbehandlingssystem som innefattar en video- signalöverföringsbana inklusive en videosignalförstärkare.A protection circuit according to the invention is thus included in a video signal processing system which comprises a video signal transmission path including a video signal amplifier.

Videosignalförstärkaren är på ett icke önskvärt sätt känslig e för alltför stor strömledning och effektförbrukning när in- gångssignalen till förstärkaren innehåller högfrekvenskompo- santer med avsevärd storlek, varjämte dessa högfrekvenskompo- santer uppträder tätt. Skyddskretsen inkluderar ett ingångsnät som är kopplat till videosignalbanan och som är selektivt på- verkbart i beroende av högfrekvenssignaler för att alstra en signal som är indikativ för närvaron av högfrekvenssignaler.The video signal amplifier is undesirably sensitive to excessive power conduction and power consumption when the input signal to the amplifier contains high frequency components of considerable size, and these high frequency components appear dense. The protection circuit includes an input network which is connected to the video signal path and which is selectively actuated in dependence on high frequency signals to generate a signal indicative of the presence of high frequency signals.

Ett reglerbart strömledningsorgan är påverkbart i beroende av den härledda signalen och avger vid dylik påverkan en utgångs- reglersignal när den härledda signalen överskrider en bestämd nivå som är indikativ för närvaron av högfrekvenskomposanter som uppträder tätt och som har en avsevärd storlek..?Regler- signalen matas till videosignalbanan och får därvid variera l7901135'9_ 4 _4' dennas förstärkning, och således videosignalens nivå, i sådan riktning att videosignalens storlek minskas. Strömledningen och effektförbrukningen hos videoförstärkaren såsom gensvar på de med stor täthet uppträdande högfrekvenskomposanterna kommer att minskas i motsvarande grad. _ ' i Uppfinningen beskrives i detalj i det följande under hänvisning till bifegeae ritning, på vilken rig. 1 viser dei; .vis i blockform och delvis i kopplingsschemaform en översikt av en del av en färgtelevisionsmottagare som inkluderar en skyddskrets enligt föreliggande uppfinning, fig. 2 visar en -del av fig. l mera i detalj och inkluderar en i enlighet med föreliggande uppfinning 'utfermea krets, een rig. 3 viser en utföringsform av en alternativ användning av en skyddskrets enligt uppfinningen.A controllable current conductor means can be actuated in dependence on the derived signal and emits an output control signal in such an action when the derived signal exceeds a certain level which is indicative of the presence of high-frequency components which occur densely and which have a considerable magnitude. is fed to the video signal path and is thereby allowed to vary its gain, and thus the level of the video signal, in such a direction that the size of the video signal is reduced. The power line and power consumption of the video amplifier in response to the high frequency components occurring at high density will be reduced accordingly. The invention is described in detail in the following with reference to the accompanying drawing, in which rig. 1 shows the day; Fig. 2 shows in block form and partly in wiring diagram form an overview of a part of a color television receiver which includes a protection circuit according to the present invention, Fig. 2 shows a part of Fig. 1 in more detail and includes a circuit according to the present invention. a rig. 3 shows an embodiment of an alternative use of a protection circuit according to the invention.

Enligt fig. 1 matar televisionssignalbehandlingskretsar 10, som exempelvis inkluderar mellanfrekvensförstärkarf och videodetektorsteg, jämte frekvensvalnät utgående luminans- och krominanssignalkomposanter (och andra lämpliga signaler) till ingångar till en mellansignalbehandlingsenhet 17. I detta exempel svarar enheten 17 mot en integrerad krets av typen TDA 2560, vilken är visad i fig. 2 och kommer att beskrivas nere i aeveij under nänvisning tili nännae figur neaen. xremi- nans- och luminanskomposanter från utgångarna hos signalbe- handlingsenheten 17 matas vidare till en krominanssignal- processor l8 och en luminanssignalproeessor 19, där de för- stärks och behandlas ytterligare. Krominansprooessorn l8 ger upphov till R-Y-, G-Y- och B-Y-färgdifferenssignaler, vilka kombineras med en förstärkt luminanssignal Y från processorn eller enheten 19 i en demodulatormatris 20, varvid man erà håller R-, G- och B~färgvideosignaler (dvs. röd-, grön- och blåfärgbildrepresentativa signaler). Dessa signaler förstärks derefter i iikerteae iågeffektviaeeariveveg 22, 25 resp. 50, varvid det sistnämnda steget är visat i form av en strömkrets. _ Förstärkaren 50 innefattar ett par transistorer 32 och 34 av komplementär konduktivitetstyp och anordnade som en video~ förstärkare i mottaktkoppling. Bland transistorer som lämpligen kan användas såsom transistorerna 32 och 54 kan nämnas typerna BF 470 resp. BF 469. En videosignal B från matrisens 20 utgång 7f9~fi113=5~ 9 5 ' " kopplas till en basingång hos NPN-transïsfifi 3r6m°tnrerr~-~~~ basingång hos PNP-transistorn 32 via en kondensator 36. En förstärkt utgångssignal B' i steget 30 uppträder vid förbind- ningspunkten mellan transistorernas 32 och 34 kollektormot- stånd 35 resp. 38. Ett nät 40 tillhandahåller degenerativ återkoppling till förstärkaren 30. Ãterkopplingsnätet 40 kan innefatta exempelvis en resistiv spänningsdelare och det kan kopplas via lämpliga kretsar till transistorns 34 basingâng eller till en ingång hos ett förförstärkarsteg (inte visat) framfià~steget 30, varvid ett sådant steg kan vara inkluderat i matrisen eller enheten 20. Återkopplingsnätet 40 kan even- tuellt inkludera kretsar för inreglering av videosignalens svart- och vitnivå, och det kan också ha frekvensselektiv återkoppling för att åstadkomma signaltoppbildning vid en eller flera utvalda videosignalfrekvenser. Omfattningen av växelström- och likströmåterkoppling kan varieras för inregle- ring av kretsens förstärkning resp. arbetspunkt.According to Fig. 1, television signal processing circuits 10, which include, for example, intermediate frequency amplifier and video detector stages, as well as frequency selection networks output luminance and chrominance signal components (and other suitable signals) supply inputs to an intermediate signal processing unit 17. In this example, the unit 17 corresponds to a TDA integrated circuit 60. which is shown in Fig. 2 and will be described below in aeveij with reference to the following figure neaen. xreminance and luminance components from the outputs of the signal processing unit 17 are passed on to a chrominance signal processor 18 and a luminance signal processor 19, where they are further amplified and processed. The chrominance processor 18 gives rise to RY, GY and BY color difference signals, which are combined with an amplified luminance signal Y from the processor or unit 19 in a demodulator matrix 20, thereby maintaining R, G and B color video signals (i.e., red). , green and blue color image representative signals). These signals are then amplified in the current effect via the path 22, 25 and 25, respectively. 50, the latter step being shown in the form of a circuit. The amplifier 50 comprises a pair of transistors 32 and 34 of complementary conductivity type and arranged as a video amplifier in reception circuit. Among the transistors which can be suitably used such as the transistors 32 and 54, the types BF 470 and BF 469. A video signal B from the output of the array 20 7f9 ~ fi113 = 5 ~ 9 5 '"is connected to a base input of the NPN transistor bas 3r6m ° tnrerr ~ - ~~~ base input of the PNP transistor 32 via a capacitor 36. An amplified output signal B 'in step 30 occurs at the connection point between the collector resistors 35 and 38 of the transistors 32 and 34, respectively. A network 40 provides degenerative feedback to the amplifier 30. The feedback network 40 may comprise, for example, a resistive voltage divider and it may be connected via suitable circuits to the transistor. 34 base input or to an input of a preamplifier stage (not shown) up to stage 30, such a stage may be included in the matrix or unit 20. The feedback network 40 may optionally include circuits for adjusting the black and white level of the video signal, and the may also have frequency selective feedback to provide signal peaking at one or more selected video signal frequencies. can be varied to adjust the gain of the circuit resp. working point.

Videoförstärkarna 22 och 25 är analoga med förstärkar- kretsen 30 som inkluderar nätet 40. Förstärkta videosignaler R'-, G'- och B'- från förstärkarna 22, 25 och 30 matas till var sin elektrod (dvs. katod) för reglering av intensiteten 1 ett fargbiiarör 45. i Arrangemanget enligt fig. l inkluderar också en skydds- krets 50 som är kopplad till mellansignalbehandlingsenheten 17. Skyddskretsen 50 har till uppgift att reglera amplituden hos signalerna som behandlas av luminanssignalbehandlingsdelen i enheten l? i närvaro av onormala signalbetingelser, såsom alltför mycket brus, vilka signalbetingelser sannolikt kan skada transistorerna som bildar de mottaktkopplade förstärkar- na 22, 25 och 30 (dvs. transistorerna 32 och 34 i förstärka- ren 30). Ehuru mottagararrangemanget enligt fig. 1 inkluderar tre mottaktkopplade förstärkare 22, 25 och 30, vilka kan skadas under dessa betingelser,ger en enda skyddskrets 50 (såsom kommer att beskrivas nedan) det önskade skyddet för alla tre av dessa förstärkare, eftersom skyddskretsen är tilldelad luminanssignalbanan som är gemensam för samtliga drivför- stärkarstegen. 5 lællansignalbehandlingsenheten 17 och den motsvarande _. ..__..\ _- ......___.............___...___ T9fi1135~9 skvddskretsen 50 är visade mera i detalíniïšfigfïfl”äÉí“šígñäïI“' behandlingsenheten är representerad av en integrerad krets av typen_ïDA 2560 för videosignalbehandling; vilken krets kan er- hållas från Mullard Limited 1 London, England. Den såsom en 6 integrerad krets utformade signalbehandlingsenheten 17 inklu- derar ett flertal yttre uttag som är numrerade l-l6 och som har till uppgift att koppla skilda signaler och arbetsspänningar mellan behandlingsenheten 17 och andra kretsar i mottagaren på det med text angivna sättet. Dessa numrerade uttag svarar mot uttag hos den integrerade kretsen TDA 2560, vilka 1 verk- ligheten är numrerade på samma sätt. För att beskrivningen skall hållas kortfattad kommer endast de delar av behandlings- enheten 17 som hör samman med skyddskretsen 50 och som således 'är relevanta då det gäller att förstå föreliggande uppfinning' att beskrivas." 5 ' 6 Skyddskretsen 50 innefattar en normalt oledande gemensam- emitterreglertransistor 52 med en basingång som är anordnad att mottaga en sampel av signalen som uppträder vid signalbehand- lingsenhetens 1? uttag 15 jämte en till en kontrastreglerkrets 60 kopplad kollektorutgångslikström. Kbntrastreglerkretsen 60 inkluderar en manuellt inställbar kontrastpotentiometer 62 som är inkopplad mellan en källa för likspänning (+ 12 volt) och jord medelst spänningsdelarmotstånd 65 och 70. En släp- xontakt nos potentiometern 62 är kopplad till ett kontrast- regleringångsuttag l6 hos den såsom en integrerad krets upp- byggda behandlingsenheten 17, varvid nämnda ingângsuttag 16 i sin tur är kopplat till signalförstärkningsreglerkretsar i behandlingsenheten l7 för att variera amplituden och därmed kontrasten hos luminanssignalerna som behandlas av enhetens l? i överensstämmelse med potentiometerns 62 inställningsläge.The video amplifiers 22 and 25 are analogous to the amplifier circuit 30 which includes the network 40. Amplified video signals R ', G' and B 'from the amplifiers 22, 25 and 30 are fed to each electrode (ie cathode) for controlling the intensity. The arrangement according to Fig. 1 also includes a protection circuit 50 which is connected to the intermediate signal processing unit 17. The protection circuit 50 has the task of controlling the amplitude of the signals processed by the luminance signal processing part in the unit 1? in the presence of abnormal signal conditions, such as too much noise, which signal conditions are likely to damage the transistors forming the receive-coupled amplifiers 22, 25 and 30 (ie the transistors 32 and 34 in the amplifier 30). Although the receiver arrangement of Fig. 1 includes three receiver-coupled amplifiers 22, 25 and 30, which can be damaged under these conditions, a single protection circuit 50 (as will be described below) provides the desired protection for all three of these amplifiers, since the protection circuit is assigned to the luminance signal path. which is common to all drive amplifier stages. The corresponding signal processing unit 17 and the corresponding _. ..__ .. \ _- ......___.............___...___ T9 fi1135 ~ 9 the circuit 50 is shown more in detail fi gfï fl ”äÉí“ šígñäïI “'treatment unit is represented by an integrated circuit of type_ïDA 2560 for video signal processing; which circuit can be obtained from Mullard Limited 1 London, England. The signal processing unit 17 designed as an integrated circuit includes a plurality of external sockets which are numbered 16-16 and which have the task of connecting different signals and operating voltages between the processing unit 17 and other circuits in the receiver in the manner indicated by text. These numbered sockets correspond to sockets of the integrated circuit TDA 2560, which in reality are numbered in the same way. In order to keep the description brief, only those parts of the processing unit 17 which are associated with the protection circuit 50 and which are thus 'relevant in understanding the present invention' will be described. "The protection circuit 50 comprises a normally non-conductive common circuit. emitter control transistor 52 with a base input arranged to receive a sample of the signal appearing at the socket 15 of the signal processing unit 1 and a collector output DC coupled to a contrast control circuit 60. The contrast control circuit 60 includes a manually adjustable contrast potentiometer 62 which is connected to a + 12 volts) and ground by means of voltage divider resistors 65 and 70. A trailing contact nozzle potentiometer 62 is connected to a contrast control input terminal 16 of the processing unit 17 constructed as an integrated circuit, said input terminal 16 in turn being connected to signal amplification control circuits. in the treatment unit 17 to vary the amplitude and thus the contrast of the luminance signals processed by the unit l? in accordance with the setting position of the potentiometer 62.

Reglertransistorns 52 kollektor är-kopplad till förbindnings- punkten mellan motståndet 65 och potentiometern 62.The collector of the control transistor 52 is connected to the connection point between the resistor 65 and the potentiometer 62.

Signalen som uppträder vid enhetens 17 uttag 15 behand- las inte särskilt mycket av enheten 17 (dvs. signalen blir opåverkad av de med enheten l7 sammanhörande reglerorganen för kontrast och ljusintensitet), utan nämda signal kopplas' till en synkseparator 42 för avskiijning av luminanssignaiens synkkomposant på i och för sig känt sätt. Signalen från uttaget v9o11zs-9 7 l5 kopplas till transistorn 52 via en vänelströmkopplingskon- densator 55 och en iikrixtaraioa 55. kondensatorn 55 bildar tillsammans med impedanserna hos de korresponderande ström- kretselementen ett signaldifferentieringsnät för att differen- tiera de från uttaget 15 kopplade signalerna. En mellan diodens 55 anod och jord kopplad diod 56 tjänar till att låsa fast de negativt riktade amplituddelarna hos den differentierade sig- nalen som kopplas via kondensatorn 55. En laddningslagrings- integratorkondensator 57 och ett läckmotstând 58 är inkopplade .mellan transistorns 52 bas och jord.The signal appearing at the socket 15 of the unit 17 is not very much processed by the unit 17 (ie the signal is unaffected by the control means for contrast and light intensity associated with the unit 17), but said signal is connected to a sync separator 42 for separating the sync component of the luminance signal. in a manner known per se. The signal from the terminal v9o11zs-97 15 is coupled to the transistor 52 via an angular current coupling capacitor 55 and a circuit 55. the capacitor 55 together with the impedances of the corresponding circuit elements form a signal differentiating network to differentiate them from the signal terminal 15. A diode 56 coupled between the anode and ground of the diode 55 serves to lock the negatively directed amplitude portions of the differentiated signal coupled via the capacitor 55. A charge storage integrator capacitor 57 and a leakage resistor 58 are connected between the base and ground of the transistor 52.

Signalen vid enhetens 17 uttag l5, från vilken signal krominans- och ljudbärvågsignalerna har avlägsnats, är inver- terad i förhållande till den till uttaget 14 matade ingångs- luminanssignalen och inkluderar positivt riktade synkpulser V som är anordnade på en piedestalnivå (som är approximativt lika med bildens svartnivà), varvid nämnda synkpulser upp- träder under varje horisontallinjesläckintervall, jämte för- hållandevis negativt riktade bilddelar mellan släckinter- vallen. I detta exempel har luminanssignalen som uppträder vid uttaget 15 en nominell topp-till-toppamplitud som uppgår till mellan ca 5 och 4 volt, inklusive en synkpuls-topp-till- -toppamplitud på ca l volt; Den differentierade signalen som kopplas via kondensatorn 55 likriktas av dioden 55 så att skyddskretsen får en referensspänning.The signal at the terminal 17 of the unit 17, from which the chrominance and sound carrier signals have been removed, is inverted in relation to the input luminance signal fed to the terminal 14 and includes positively directed sync pulses V which are arranged at a pedestal level (which is approximately equal to the black level of the image), said sync pulses occurring during each horizontal line blanking interval, as well as relatively negatively directed image portions between the blanking intervals. In this example, the luminance signal appearing at terminal 15 has a nominal peak-to-peak amplitude of between about 5 and 4 volts, including a sync pulse peak-to-peak amplitude of about 1 volt; The differentiated signal coupled via the capacitor 55 is rectified by the diode 55 so that the protection circuit has a reference voltage.

Differentieringskondensatorn 55 ëenomsläpper endast högfrekvenssignalamplitudövergångar. Kbndensatorn 55 genom- släpper således högfrekvent brus då sådant förekommer, även- som högfrekvensamplitudövergångar i både normala videosig- naler och videosignaler som representerar komplexa mönster eller bilder som skall återges i ett "videospel". I detta samband bör det observeras att högfrekvenssignaltätheten hos en normalt förväntad videosignal och högfrekvenssignaltät- heten för brus inte är lika. Normala högfrekvnnskomposanter hos en videosignal kan anses vara av sådan natur att de kan betraktas såsom sporadiska i tiddomänen, medan, i motsats till detta, högfrekvensbruskomposanter kan betraktas såsom varande relativt kontinuerliga i tiddomänen. Analogt är bild- mönster i ett videospel ofta kontinuerliga i tiddomänen i fan m1 1 35-9 jämförelse med normalt mottagna televisionssignaler. 5 Dioden 56 (som t.ex. kan vara av typen lN9l4) låser fast negativt riktade amplitudtoppar hos den differentierade sig- nalen från kondensatorn 55 vid ca 0,7 volt. Likriktardioden' 55 kan företrädesvis vara en germaniumdiod (t.ex. av typen OA 91) med en låg tröskelvärdesströmledningsnivå för att . minska spänningsfallet hos den likriktade, låsta signalen.' Filterkondensatorn 57 integrerar den från dioden 55 härrörande likriktarsignalen och ger därvid upphov till en referenslik- spänning vid transistorns 52 bas. Arrangemanget med låsdioden 56 och likriktardioden 55 samt kondensatorerna 55 och 57 ger upphov till en lämplig referensspänning vid transistorns 52 bas, varvid nämnda spänning är indikativ för närvaron av nor- mala videosignaler eller onormala signaler, såsom högfrekvens- komposanter som uppträder med en stor täthet i sin varaktig- het (och som i det följandeknmmer att benämnas "högdensitets- signaler"). Eftersom den vid reglertransistorns 52 bas alstrade referensspänningen i första hand erhålls från den likriktade, positivt riktade delen av videosignalen (som i första hand inkluderar synkpulsen), medför detta arrangemang att man er- håller en avsevärd skillnad mellan en på grund.av normala sig- naler uppträdande referensspänning vid transistorns 52 bas och en referensspänning som kan tillskrivas de onormala högdensiÄ tetssignalerna, särskilt under betingelser med signaler med låg nivå. 2 Den normalt oledande transistorns 52 bas-emittertröskel- värdesströmledningsnivå överskrids endast i det fallet att. högdensitetssignalerna från uttaget l5 har tillräckligt stor amplítud, eftersom endast dylika rsignaler kan bringa konden- satorn 57 att uppladdas i tillräcklig omfattning förrätt tran- sistorn 52 skall bringas att bli strömledande när man önskar kompensera för dessa signaler, såsom nu kommer att beskrivas.The differentiating capacitor 55 transmits only high frequency signal amplitude transitions. The capacitor 55 thus transmits high frequency noise when it occurs, as well as high frequency amplitude transitions in both normal video signals and video signals representing complex patterns or images to be reproduced in a "video game". In this connection, it should be noted that the high frequency signal density of a normally expected video signal and the high frequency signal density of noise are not equal. Normal high frequency components of a video signal can be considered to be of such a nature that they can be considered sporadic in the time domain, while, in contrast, high frequency noise components can be considered to be relatively continuous in the time domain. Analogously, picture patterns in a video game are often continuous in the time domain in fan m1 1 35-9 compared to normally received television signals. The diode 56 (which may be of the type NN914), for example, locks negatively directed amplitude peaks of the differentiated signal from the capacitor 55 at about 0.7 volts. The rectifier diode '55 may preferably be a germanium diode (eg of the type OA 91) with a low threshold current line level in order to. reduce the voltage drop of the rectified, locked signal. ' The filter capacitor 57 integrates the rectifier signal originating from the diode 55 and thereby gives rise to a reference DC voltage at the base of the transistor 52. The arrangement of the locking diode 56 and the rectifier diode 55 and the capacitors 55 and 57 give rise to a suitable reference voltage at the base of the transistor 52, said voltage being indicative of the presence of normal video signals or abnormal signals, such as high frequency components appearing at a high density in their duration (and hereinafter referred to as "high density signals"). Since the reference voltage generated at the base of the control transistor 52 is primarily obtained from the rectified, positively directed part of the video signal (which primarily includes the sync pulse), this arrangement results in a considerable difference between a due to normal signals. reference voltage at the base of transistor 52 and a reference voltage attributable to the abnormal high density signals, especially under low level signal conditions. 2 The base-emitter threshold current level of the normally non-conducting transistor 52 is exceeded only in the case of. the high density signals from the terminal 15 have a sufficiently large amplitude, since only such signals can cause the capacitor 57 to be charged to a sufficient extent. The transistor 52 must be made to become conductive when it is desired to compensate for these signals, as will now be described.

Under normala signalbetingelser är transistorn 52 oledande därför aüsdess bas har otillräcklig förspänning.Under normal signal conditions, transistor 52 is non-conductive because its base has insufficient bias voltage.

Närmare bestämt uppladdar högfrekvenskomposanterna hos den positiva delen av videosignalen, likriktade medelst dioden 55, filterkondensatorn 57 till en spänning som är proportionell umtmæwäætwdeMMmwæh%fi&ÃfiR@æm%mm 759% 1 3. 5 - 9 Eftersom denna genomsnittsspänníng erhålls från förhållandevis sporadisk högfrekvensvideoinformation och tack vare urladd- ningsverkan hos läokmotståndet 58 är kondensatorn 57 normalt inte i stånd att kunna uppladdas till en spänningsnivå som är tillräcklig för attge förspänning i framriktningen åt transis- torns 52 bas-emitterövergång så.att transistorn 52 blir ström- ledande. 5 Spänningen som bildas vid transistorns 52 bas ökar avse- värt i närvaro av högdensitetssignalerna, då ett jämförelsevis kontinuerligt flöde av högfrekvenskomposanter med tillräcklig amplitud föreligger i utgångssignalen från uttaget 15, efter- som högdensitetshögfrekvenssignalerna uppladdar kondensatorn 57 snabbare än den kan urladdas av läokmotståndet 5&; När bas- spänningen överskrider transistorns 52 bas-emittertröskel- värdesströmledningsnivå (ca 0,7 volt) kommer transistorn 52 att få en sådan förspänning i framriktningen att nämnda tran- sistor blir strömledande. Transistorn 52 kommer då att leda kollektorström genom motståndet 65 i kontrastreglerkretsen 60; varvid kollektorspänningen hos transistorn 52 och däri- genom kontrastreglerspänningen som uppträder vid potentio- meterns 62 släpkontakt avtar i enlighet med transistorns 52 strömledningsnivå. Den minskade kontrastreglerspänningen som erhålls vid potentiometerns 62 släpkontakt har sådan storlek och riktning att den medför att förstärkningsreglerkretsarna som är kopplade till uttaget 16 i enheten 17 minskar video- signalens amplitud i motsvarande omfattning. Sålunda kommer amplituden hos utgångssignalen från enhetens 17 uttag lO att dämpas i motsvarande grad. Den omfattning i vilken signalför- stärkningen minskas under dessa betingelser kan styras hgenom att man inkopplar ett motstånd med lämpligt resistansvärde i serie med transistorns 52 kollektor.More specifically, the high frequency components of the positive part of the video signal, rectified by the diode 55, charge the filter capacitor 57 to a voltage proportional to the mean frequency and high frequency frequency information of this track video. Due to the discharge effect of the leakage resistor 58, the capacitor 57 is not normally able to be charged to a voltage level sufficient to provide bias voltage in the forward direction of the base-emitter junction of the transistor 52 so that the transistor 52 becomes current conducting. The voltage formed at the base of the transistor 52 increases considerably in the presence of the high density signals, when a comparatively continuous flow of high frequency components of sufficient amplitude is present in the output signal from the terminal 15, since the high density high frequency signals charge the capacitor 57 faster than the capacitor 57; When the base voltage exceeds the base-emitter threshold current level of the transistor 52 (about 0.7 volts), the transistor 52 will have such a bias voltage in the forward direction that said transistor becomes current-conducting. Transistor 52 will then conduct collector current through resistor 65 in contrast control circuit 60; wherein the collector voltage of the transistor 52 and thereby the contrast control voltage which occurs at the trailing contact of the potentiometer 62 decreases in accordance with the current line level of the transistor 52. The reduced contrast control voltage obtained at the trailer contact of the potentiometer 62 is of such a size and direction that it causes the gain control circuits connected to the socket 16 in the unit 17 to reduce the amplitude of the video signal to a corresponding extent. Thus, the amplitude of the output signal from the terminal 10 of the unit 17 will be attenuated to a corresponding degree. The extent to which the signal gain is reduced under these conditions can be controlled by connecting a resistor with a suitable resistance value in series with the collector of the transistor 52.

Den dämpade signalen från enhetens 17 uttag 10 svarar mot luminansinformation plus brus i fallet med en svag video- signal eller mot enbart brus när mottagaren exempelvis är av- stämd till en ledig kanal. I bada fallen tjänar den dämpade signalen från uttaget 10 till att hindra utgångsförstärkarna 22, 25 och ao (rig. 1) från att skadas 'C111 följa av överbe- i rain 1 se s- 9 10 lastning under de onormala högfrekvenssignalbetingelserna, efter- som signaldrivningen till dessa förstärkare minskas. Alla tre videoutgångsstegen är skyddade på detta sätt, eftersom utgångs- isignalen från enheten 17 kopplas via luminansprocessorn 19 till matrisen 20 (fig. l), där nämnda signal kombineras med färgdifferenssignalerna under alstring av R-, G- och B-signaler- na som driver utgångsförstärkarna 22, 25 och 30; Den reglerade signalen från_enhetens 17 uttag l0 är således gemensam för samtliga de tre utgångsförstärkarna. 2Det sätt på vilket skyddskretsen 50 är anordnad ger också en viss grad av temperaturkompensering. En temperatur- 'stegring som är gemensam för utgångsvideodrivstegen och för skyddskretsen 50 medför såsom ett exempel en ökning av för- stärkningen ooh därför en ökning av förlusterna i videodriv- stegen, varjämte reglertransistorns 52 förstärkning ökas. _Den sistnämnda verkan medför i sin tur en minskning av video- signalamplituden och därmed av drivnivàn till videoutgångs- *stegenß I _ 0 I Fig. 3 visar en alternativ utföringsform av föreliggande uppfinning ilen krets som åstadkommer bildförstärkning medelst bildrörstrålströmhastighetsmodulering i en televisionsmottagare.The attenuated signal from the socket 10 of the unit 17 corresponds to luminance information plus noise in the case of a weak video signal or to only noise when the receiver is, for example, tuned to a free channel. In both cases, the attenuated signal from the terminal 10 serves to prevent the output amplifiers 22, 25 and ao (rig. 1) from being damaged as a result of overload in the rain 1 see s-9 10 under the abnormal high frequency signal conditions, as the signal drive to these amplifiers is reduced. All three video output stages are protected in this way, since the output signal from the unit 17 is coupled via the luminance processor 19 to the matrix 20 (Fig. 1), where said signal is combined with the color difference signals while generating the R, G and B signals which operates the output amplifiers 22, 25 and 30; The regulated signal from the output 10 of the unit 17 is thus common to all the three output amplifiers. The manner in which the protection circuit 50 is arranged also provides a certain degree of temperature compensation. An increase in temperature which is common to the output video drive stages and to the protection circuit 50 leads, for example, to an increase in the gain and therefore to an increase in the losses in the video drive stages, and to the increase of the control transistor 52. The latter effect in turn results in a reduction of the video signal amplitude and thus of the drive level to the video output stage. In Fig. 3, an alternative embodiment of the present invention shows a circuit which provides image amplification by means of picture tube beam current modulation in a television receiver.

Denne metod för bndföretärming är inte väsentlig för ett men skall kunna förstå föreliggande uppfinnings principer tillämpa- de vid arrangemanget enligt fig. 3, och ifrågavarande metod kommer därför endast att beskrivas i korthet.This method of bonding is not essential for one but should be able to understand the principles of the present invention applied to the arrangement of Fig. 3, and the method in question will therefore only be described briefly.

Enligt fig. 3 kopplas luminanssignaler (Y) från en källa 110 till luminanssignalbehandlingskretsar i mottagaren via 'I en konventionell luminansfördröjningsledning llš som ger en signalfördröjning inom ett intervall av mellan 400 och 700 ns.According to Fig. 3, luminance signals (Y) are connected from a source 110 to luminance signal processing circuits in the receiver via a conventional luminance delay line llš which provides a signal delay within a range of between 400 and 700 ns.

En från ett uttag på fördröjningsledningen 113 erhållen lumi- nanssignal Y' matas till en emitterföljartransistor ll6,tsom tjänstgör sonx buffert, och differentieras av en kondensator ll8 samt kopplas via ett motstånd 119 till en förförstärkar- transistor 122 av gemensamemittertyp. En förstärkt version av den differentierade luminanssignalen uppträder vid en kollek- 2 torutgång hos transistorn 122, varifrån nämnda signal växel- _ etrönkeppiee till en iageffentviaenfzsretarxere 125 ev netteætt- typ, varvid nämda förstärkare innefattar i klass C arbetande ingångstransistorer 123 och 124 av komplementär konduktivitets- ' typ resp. utgångstransistorer 126 och 128 av komplementär kon- 71599113 5- 9 11 duktivitetstyp, varvid alla dessa transistorer är inkopplade på det visade sättet. ' « Utgångssignalen från transistorn 122 matas till basin- gångar hos transistorerna 123 och 124, och en förstärkt ut- gångssignal uppträder vid en punkt A i de sammankopplade kollektorelektroderna hos utgångstransistorerna 126 och 128.A luminance signal Y 'obtained from an outlet on the delay line 113 is fed to an emitter-follower transistor 166, which serves as a buffer, and is differentiated by a capacitor 111 and connected via a resistor 119 to a preamplifier transistor 122 of the common emitter type. An amplified version of the differentiated luminance signal appears at a collector output of the transistor 122, from which said signal switches to an open source repeater 125 or mains type, said amplifier comprising Class C operating input transistors 123 and 124 'type resp. output transistors 126 and 128 of complementary conductivity type, all of these transistors being connected in the manner shown. The output signal from transistor 122 is applied to base inputs of transistors 123 and 124, and an amplified output signal appears at a point A in the interconnected collector electrodes of output transistors 126 and 128.

Denna signal får sedan driva en liten hjälpokspole 130, som är belägen under huvudoket på halsen på televisionsmottagarens bildrör (inte visat). I detta exempel är anordningen sådan, att signalen som uppträder vid punkten A innefattar positivt riktade linjesvepåtergångspulser som alstras av avböjnings- laretsarna samt förstärkta, differentierade pulser med positiv och negativ polaritet (bildade genom kondensatorns 118 differentieringsverkan), vilka differentierade pulser är be- lägna mellan angränsande positiva svepåtergångspulser.This signal is then driven by a small auxiliary ox coil 130, which is located below the main yoke on the neck of the television receiver's picture tube (not shown). In this example, the device is such that the signal appearing at point A comprises positively directed line sweep return pulses generated by the deflection starters and amplified, differentiated pulses with positive and negative polarity (formed by the differentiating effect of capacitor 118), which differentiated pulses are located between adjacent positive sweep regression pulses.

Eftersom förstärkaren 125 förstärker en differentierad luminanssignal kommer endast luminanssignalens amplitudöver- gångar från avart nu vite rasa. 'från vice 6111 svart an: förstärkas av förstärkaren 125. Dessa övergångar och de korresponderande högfrekvenskomposanterna uppträder spora- diskt under normala programbetingelser. Förstärkartransis- torerna 123, 1211 och 126, 128 leder därför ström endast under mycket korta perioder under varje horisontalbildlinje, varför lågeffekttransistorer kan utnyttjas såsom dessa transistorer.Since the amplifier 125 amplifies a differentiated luminance signal, only the amplitude transitions of the luminance signal from deviation will now be fine. from vice 6111 black on: amplified by amplifier 125. These transitions and the corresponding high frequency components occur sporadically under normal program conditions. The amplifier transistors 123, 1211 and 126, 128 therefore conduct current only for very short periods below each horizontal picture line, so that low power transistors can be used as these transistors.

Bland transistorer som är lämpliga för användning såsom tran- sistorerna 123 och 124 kan nämnas typerna 2N4l26 och 2N4l24, och då det gäller transistorer som är lämpliga för användning såsom transistorerna 126 och 128 kan nämnas typerna MPS6551 resp. MPS6534.Among the transistors suitable for use such as transistors 123 and 124 may be mentioned the types 2N4126 and 2N4124, and in the case of transistors suitable for use such as transistors 126 and 128 may be mentioned the types MPS6551 and MPS6534.

Liksom då det gäller fallet med videoutgångsstegen en- ligt fig. 2 gäller att då förstärkaren 125 matas med en onor- mal ingângssignal, som kan innehålla en betydande mängd ospo- radiska högfrekvenskomposanter som uppträder med stor täthet, kan förstärkartransistorerna bringas att leda ström nästan kontinuerligt under hela den onormala signalens varaktighet.As in the case of the video output stages of Fig. 2, when the amplifier 125 is supplied with an abnormal input signal, which may contain a significant amount of unsporated high frequency components which occur at high density, the amplifier transistors may be caused to conduct current almost continuously. throughout the duration of the abnormal signal.

Detta medför att dessa transistorers effektförbrukning ökar, varigenom sannolikheten att ifrågavarande transistorer kommer T9B113$f9 12 n atttförstöras till följd av överhettning och det medföljande fenomenet termisk utlöpning ökas. En skyddskrets 150 inkmüderas för att hindra detta från att ske. Kretsen 150 är till stor del konstruktionsmässigt och driftsmässigt analog med skyddskretsen o 5o enligt fig. 2.This causes the power consumption of these transistors to increase, thereby increasing the probability that the transistors in question will be destroyed as a result of overheating and the accompanying phenomenon of thermal expiration. A protection circuit 150 is incubated to prevent this from happening. The circuit 150 is largely structurally and operationally analogous to the protection circuit o 5o according to Fig. 2.

I kretsen 150 kopplas en sampel av utgångssignalen som uppträder vid punkten A via ett motstånd 154 till en likriktar- diod 155. I detta exempel likriktar dioden 155 den negativt riktade delen av utgångssignalen i stället för den mera posi- tiva delen av signalen. Detta tillvägagångssätt är att före- draga i ifrågavarande exempel, eftersom signalens negativa del inte innehåller den positiva svepåtergångspulsen som alstras under horisontalsvepåtergångsintervallen och som induceras in i njalponot 150. Till följa av närvaron av aan positiva svep- återgångspulsen blir den mera positiva delen av signalen mindre användbar för brusavkänningsändamål än vid fallet en- ligt fig. 2. _ Den likriktade signalen från dioden 155 uppladdar en integratorkondensator 157 till en spänning som är proportionell mot medelvärdet av den likriktade signalen. Kbndensatorn 157 och ett läckmotstånd 158 är parallellkopplade över bas-emitter- övergången hos en normalt oledande PNP-reglertransistor 152 2 (t.ex. av typen 2N4126). Under signalbetingelser som normalt är att förvänta kommer laddningen som uppstår vid kondensa- torn l57 vid transistorns 152 baselektrod att bli otillräck-_ lig-för att ge transistorn 152 sådan förspänning.i framrikt- ningen att nämnda transistor blir strömledande, detta till följd av den sporadiska naturen hos högfrekvensinnehållet i en normal videosignal samt läckverkan hos motståndet 158, så- som har nämnts i anslutning till fig. 2.In the circuit 150, a sample of the output signal appearing at point A is connected via a resistor 154 to a rectifier diode 155. In this example, the diode 155 rectifies the negatively directed part of the output signal instead of the more positive part of the signal. This approach is preferable in the example in question, since the negative part of the signal does not contain the positive sweep regression pulse generated during the horizontal sweep regression intervals and induced into the nylon ponot 150. Due to the presence of a positive sweep regression pulse, the more positive part of the signal becomes smaller. usable for noise sensing purposes than in the case of Fig. 2. The rectified signal from diode 155 charges an integrator capacitor 157 to a voltage proportional to the average value of the rectified signal. The capacitor 157 and a leakage resistor 158 are connected in parallel across the base-emitter junction of a normally non-conductive PNP control transistor 152 2 (eg of the type 2N4126). Under signal conditions which are normally to be expected, the charge which occurs at the capacitor 157 at the base electrode of the transistor 152 will become insufficient to give the transistor 152 such a bias voltage in the direction that said transistor becomes current-conducting, this due to the the sporadic nature of the high frequency content of a normal video signal and the leakage action of the resistor 158, as mentioned in connection with Fig. 2.

I närvaro av avsevärda mängder av högdensitetssignalerna kommer emellertid kondensatorn 157 att uppladdas snabbare än den kan urladdas via motståndet 158, varför den ütvecklar en spänning som ar tillraoklig för att bringa translatorn 152 att bli strömledande. Den strömledande transistorns 152 kollek- torström flyter genom ett motstånd 156 och motståndet 119 och tillför därvid ytterligare baostronarivning till rorföratarkar- transistorn 122. Denna ytterligare basström medför att transis- -' torn 122 kommer att bli mättad, varigenom utgångssignalen vidm- v9n11zs-9 1 13 transistorns 122 kollektor dämpas eller begränsas. Den pulsade utgångssignalen vid punkten A och därmed ingångssignalen till skyaaskretsen iso nnnskas tills ett jamviktstiilstånd uppnås, vid vilket transistorn 152 leder tillräckligt mycket ström för att hålla signalen vid punkten A vid en maximal förutbestämd nivå. Detta resultat uppnås under tiden som de onormala be- tingelserna råder, varefter transistorn 152 återgår till sitt normala spärrade tillstånd.However, in the presence of significant amounts of the high density signals, the capacitor 157 will charge faster than it can be discharged through the resistor 158, so that it develops a voltage sufficient to cause the translator 152 to become current conducting. The collector current of the current-conducting transistor 152 flows through a resistor 156 and the resistor 119, thereby supplying further baostron tearing to the rudder driver transistor 122. This additional base current causes the transistor 122 to become saturated, whereby the output signal is amplified. The collector of the transistor 122 is attenuated or limited. The pulsed output signal at point A and thus the input signal to the cloud circuit is equalized until an equilibrium state is reached, at which transistor 152 conducts sufficient current to keep the signal at point A at a maximum predetermined level. This result is achieved while the abnormal conditions prevail, after which the transistor 152 returns to its normal off state.

Nivån hos signalen vid punkten A bestäms av resistans- värdena hos motstånden 154 och 158 samt av kapacitansvärdet hos kondensatorn 157. En ökande signal vid punkten A medför att spänningen som bildas över motstånden 154 och 158 kommer att öka, vilket i sin tur medför en ökning av strömledningen hos transistorn 152 och transistorn 122, vilken sistnämda mättas, varigenom kollektorutgångssignalen från transistorn 122 minskas såsom följd av transistorns 122 begränsnings- verkan. Motstånden 154 och 158 bildar en spänningsdelare som är sådan, att när resistansvärdet hos motståndet 154 ökas för ett givet resistansvärde hos motståndet 158 kommer sig- nalen vid punkten A att få öka till en högre nivå innan tröskelvärdesströmledningsnivån hos transistorn 152 nås.The level of the signal at point A is determined by the resistance values of resistors 154 and 158 and by the capacitance value of capacitor 157. An increasing signal at point A causes the voltage formed across resistors 154 and 158 to increase, which in turn causes an increase. of the current line of the transistor 152 and the transistor 122, the latter being saturated, whereby the collector output signal from the transistor 122 is reduced as a result of the limiting effect of the transistor 122. Resistors 154 and 158 form a voltage divider which is such that when the resistance value of resistor 154 is increased for a given resistance value of resistor 158, the signal at point A will increase to a higher level before the threshold current line level of transistor 152 is reached.

Kbndensatorn 157 tjänar till att integrera signalpulserna som uppträder vid transistorns 152 bas för att därigenom hindra sporadiska signaler från att ge transistorn 152 för- spänning 1 framriktningen.The capacitor 157 serves to integrate the signal pulses occurring at the base of the transistor 152 to thereby prevent sporadic signals from biasing the transistor 152 in the forward direction.

Motståndet 156 tjänstgör såsom ett strömbegränsnings- motstånd för att skydda transistorn 122 om reglertransistorn 152 blir felaktig. Om exempelvis en bildrörljusbåge förstör transistorn 152 genom att ge upphov till en kortslutning i transistorns 152 bas-emitterövergång eller bas-kollektoröver- gång kommer motståndet 156 att begränsa transistorns 122 bas- ström, vilken ström annars skulle kunna öka till en potentiellt förstörande nivå.The resistor 156 serves as a current limiting resistor to protect the transistor 122 if the control transistor 152 becomes faulty. For example, if a picture arc destroys the transistor 152 by causing a short circuit in the base-emitter junction or base-collector junction of the transistor 152, the resistor 156 will limit the base current of the transistor 122, which current could otherwise increase to a potentially destructive level.

Den begränsade utgångssignalen från transistorn 122 begränsar strömledningen hos transistorerna som bildar för- stärkarsteget 125 till en nivå som är tillräcklig för att säkerställa att dessa transistorer inte kommer att skadas .fa-fm 1 ses-ss p -14 _ eller förstöras till följd av alltför sïóíéšèfiïöíššííidiingfï Såsom ett bestämt exempel kan nämnas att det under normala sig-' nalbetingelser har visat sig att genomsnittseffektförbrukningen hos utgångssteget 125 är ca 0,35 watt. Med antennen bortkopplad från mottagaren för att simulera avbrott i signalöverföringen eller en ledig kanal stiger nämda effektförbrukning till sju watt, varjämte den ökar med tiden om skyddskretsen 150 inte finns. Med skyddskretsen 150 begränsas effektförbrukningen till det acceptabla och konstanta värdet 1,3 watt. _ Temperaturkompensering erhålls också i detta exempel.The limited output of transistor 122 limits the current conduction of the transistors forming the amplifier stage 125 to a level sufficient to ensure that these transistors will not be damaged or destroyed as a result of excessive sïóíéšè fi ïöíššííidiingfï As a specific example, it can be mentioned that under normal signal conditions it has been found that the average power consumption of the output stage 125 is about 0.35 watts. With the antenna disconnected from the receiver to simulate interruptions in the signal transmission or a free channel, said power consumption rises to seven watts, and it increases with time if the protection circuit 150 does not exist. With the protection circuit 150, the power consumption is limited to the acceptable and constant value of 1.3 watts. Temperature compensation is also obtained in this example.

Närmare bestämt medför en av temperaturen alstnad ökning i förstärkningen och den tillhörande effektförbrukningen hos videoförstärkarsteget 125 en ökning av nivån hos signalen som övervakas av skyddskretsen 150. Strömledningen hos reglertran- sistorn 152 ökar såsom gensvar på denna signal, varigenom transistorn 152 tillför ytterligare temperaturinducerad bas- strömdrivning till förförstärkartransistorn 122. Denna ström har sådan riktning att den motverkar effekten hos signal- strömmen som matas till transistorn 122, och den tjänar där- vid till att minska transistorns 122 signalförstärkning och således effektförbrukningen i utgångssteget 125. 5 Totalt setthar en okomplicerad, ekonomisk och energisnål överbelastningsskyddskrets beskrivits ovan. Inga speciella komponenter, såsom högeffekttransistorer, erfordras, och ingen effekt förbrukas under normala driftsbetingelser, eftersom z skyddskretsreglertransistorn (dvs. transistorn 152 i fig. 5) normalt är oledande. lidare kan man i en anordning där man.ut- nvttjar den beskrivna skyddskretsen använda sig av videoutgångs- transistorer utan värmestrålare som annars skulle behövas för' att kompensera för alltför stor effektförbrukning som föror- sakas av de ovannämnda ogynnsamma signalbetingelserna.More specifically, an increase in temperature caused by the temperature and the associated power consumption of the video amplifier stage 125 causes an increase in the level of the signal monitored by the protection circuit 150. The current conduction of the control transistor 152 increases in response to this signal, whereby the transistor 152 provides additional temperature induced base. current current to the preamplifier transistor 122. This current has such a direction that it counteracts the power of the signal current supplied to the transistor 122, and it thereby serves to reduce the signal amplification of the transistor 122 and thus the power consumption in the output stage 125. Overall, an uncomplicated, economical and energy-efficient overload protection circuit described above. No special components, such as high power transistors, are required, and no power is consumed under normal operating conditions, since the z protection circuit control transistor (ie, transistor 152 in Fig. 5) is normally non-conductive. In a device where the described protection circuit is used, video output transistors without heat radiators which would otherwise be needed to compensate for excessive power consumption caused by the above-mentioned unfavorable signal conditions can be used.

Ehuru uppfinningen har beskrivits under hänvisning till vissa utföringsformer kan skilda ytterligare modifikationer göras inom uppfinningens ram.Although the invention has been described with reference to certain embodiments, various further modifications may be made within the scope of the invention.

,Exempelvis skulle, vid utföringsformen enligt fig. 2, skyddskretsen kunna anordnas på så sätt att den övervakar ut- gångssignalen som uppträder vid enhetens 17 uttag 10 i stället för signalen som uppträder vid enhetens 17 uttag 15 i överens- stämmelse med kraven hos en bestämd anordning. I det sistnämda ' faïiet kommer verkan hos kontrast- och ljusintensitetsregler- 719m 13 5- 9 15 organen på utgångsvideosignalen vid uttaget 10 inte att ändra den ovan beskrivna skyddskretsens arbetssätt. a Det kan också vara önskvärt att anordna skyddskretsen på så sätt att övervakning sker av brus i en tillämpning för “brusstrypning", varvid signalen inkluderar högfrekvenskompo- santer med högdensitetsdelar oberoende av bildsignaler under linjeintervallet. Detta kan utföras genom att man övervakar utgångssignalen från synkseparatorn 52 som inte innehåller någon bildinformation. 7For example, in the embodiment of Fig. 2, the protection circuit could be arranged to monitor the output signal appearing at the socket 10 of the unit 17 instead of the signal appearing at the socket 15 of the unit 17 in accordance with the requirements of a particular device. In the latter case, the effect of the contrast and light intensity controls on the output video signal at the terminal 10 will not change the operation of the protection circuit described above. a It may also be desirable to arrange the protection circuit in such a way that noise is monitored in a "noise throttling" application, the signal including high frequency components having high density portions independent of image signals below the line interval, this may be done by monitoring the output signal which does not contain any image information 7

Claims (7)

faim 1 z s- 9 »16 Patentkravfaim 1 z s- 9 »16 Patentkrav 1. l. Skyddsanordning i ett videosignalbehandlingssystem som inkluderar en videosignalöverföringsbana, i vilken ingår en videosignalförstärkare' som på ett icke önskvärt sätt är käns- lig för alltför stor strömledning och effektförbrukning när en till nämde förstärkare matad ingångssignal innehåller tätt uppträdande högfrekvenskomposanter med avsevärd storlek, vilken anordning är k ä n n e t e c k.n a d av organ som är kopplade t till nämnda signalbana och som är selektivt påverkbara av hög- frekvenssignaler och är anordnade att vid dylik påverkan alstra en signal som är indikativ för närvaron av högfrekvenssig- naler, reglerbara strömledningsorgan som är kopplade till nämnda signalalstringsorgan och som är påverkbara i beroende av nämda alstrade signal för att åstadkomma en utgångsregler- signal när nämda alstrade signal överskrider en given nivå som är indikativ för närvaron av nämnda tätt uppträdande hög- frekvenskomposanter med avsevärd storlek, och organ för att koppla nämnda reglersignal till nämnda videosignalbana.för att variera dennas signalförstärkning och därigenom den via nämnda signalbana kopplade signalens nivå i en sådan riktning att storleken hos nämnda kopplade signal minskas, varigenom strömledningen och effektförbrukningen hos nämnda förstärkare såsom gensvar på nämnda tätt uppträdande högfrekvenskomposanter minskas i motsvarande grad.1. A protection device in a video signal processing system which includes a video signal transmission path which includes a video signal amplifier which is undesirably sensitive to excessive power conduction and power consumption when an input signal fed to said amplifier contains frequently occurring high frequency components. which device is characterized by means which are connected to said signal path and which are selectively actuated by high-frequency signals and are arranged to generate in such an action a signal indicative of the presence of high-frequency signals, controllable current conductor means which are coupled to said signal generating means and operable in dependence on said generated signal to provide an output control signal when said generated signal exceeds a given level indicative of the presence of said closely occurring high frequency component of considerable size, and means for coupling said rules signal to said video signal path. In order to vary its signal amplification and thereby the level of the signal coupled via said signal path in such a direction that the magnitude of said coupled signal is reduced, whereby the power line and power consumption of said amplifier in response to said frequently occurring high frequency components are reduced. 2. Anordning enligt krav l, k ä n n e t e c k n a d där- av, att nämnda signalalstringsorgan innefattar signaldifferen- tieringsorgan som är kopplade till nämnda signalbana för att selektivt genomsläppa högfrekvenssignalkomposanter, i beroende av amplitud pâverkbara organ som är kopplade till nämnda differentieringsorgan för att genomsläppa en given polaritet av signaler från nämnda differentieringsorgan, och organ för att integrera signaler med nämnda givna polaritet från nämnda i beroende av amplituden påverkbara organ för att därvid ge upphov till nämnda alstrade signal.Device according to claim 1, characterized in that said signal generating means comprises signal differentiating means coupled to said signal path for selectively transmitting high frequency signal components, in dependence on amplitude sensing means coupled to said differentiating means for transmitting a given polarity of signals from said differentiating means, and means for integrating signals with said given polarity from said means depending on the amplitude controllable means to thereby give rise to said generated signal. 3. o Anordning enligt krav 2, k ä n n e t e c-k n a d där- av, att nämnda integreringsorgan innefattar ett laddningslag- ringsorgan och att nämda signalalstringsorgan ytterligare inkluderar organ för urladdning av nämnda laddningslagringsl ' organ i en given takt. 79161135-'9 f 173. An apparatus according to claim 2, characterized in that said integrating means comprises a charge storage means and that said signal generating means further includes means for discharging said charge storage means at a given rate. 79161135-'9 f 17 4. s Anordning enligt krav 2 eller 5, k ä n n e t e c k - n a d därav, att nämda i beroende av amplituden päverkbara organ innefattar en likriktare som är inkopplad mellan nämnda differentieringsorgan och nämnda integreringsorgan.4. A device according to claim 2 or 5, characterized in that said means, which can be actuated depending on the amplitude, comprise a rectifier which is connected between said differentiating means and said integrating means. 5. e Anordning enligt något av kraven 1 ~ 4, k ä n n e - t e o k n a d därav, att nämnda reglerbara strömledningsorgan innefattar en normalt oledande transistor som bringas att bli strömledande såsom gensvar på nämnda alstrade signal för att avge nämnda utgångsreglersignal när den alstrade signalen över- skrider en given nivå.5. An apparatus according to any one of claims 1 to 4, characterized in that said controllable current conduction means comprises a normally non-conducting transistor which is caused to become current-conducting in response to said generated signal to output said output control signal when the generated signal is transmitted. progresses to a given level. 6. Anordning enligt krav l, k ä n n e t e c k n a d där- av, att nämda signalalstringsorgan är kopplad till nämda videoförstärkare för avkänning av videoutgårxgssigrialer från nämda förstärkare.Device according to claim 1, characterized in that said signal generating means is connected to said video amplifier for sensing video output signals from said amplifier. 7. Anordning enligt krav l, k ä n n e t e c k n a d där- av, att nämnda signalbana inkluderar däri anbragta organ fram- för nämnda förstärkare för att selektivt koppla högfrekvens- komposanter hos nämnda videosignal till nämnda förstärkare och att nämnda signalalstringsorgan är kopplade till nämnda signal- bana efter nämnda frekvensselektiva organ.Device according to claim 1, characterized in that said signal path includes means arranged therein in front of said amplifier for selectively coupling high frequency components of said video signal to said amplifier and that said signal generating means are coupled to said signal path after said frequency selective means.