SE409148B - FILTER DEVICE INCLUDED IN THE RECEIVER OF A PULSE DOPPER RADAR - Google Patents
FILTER DEVICE INCLUDED IN THE RECEIVER OF A PULSE DOPPER RADARInfo
- Publication number
- SE409148B SE409148B SE7709119A SE7709119A SE409148B SE 409148 B SE409148 B SE 409148B SE 7709119 A SE7709119 A SE 7709119A SE 7709119 A SE7709119 A SE 7709119A SE 409148 B SE409148 B SE 409148B
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- filter
- graffiti
- radar
- frequency
- signals
- Prior art date
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
- G01S13/522—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves
- G01S13/524—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi
- G01S13/526—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi performing filtering on the whole spectrum without loss of range information, e.g. using delay line cancellers or comb filters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Surgical Instruments (AREA)
- Sheet Holders (AREA)
- Electrotherapy Devices (AREA)
Description
71091194 ' .2. tagaren blandade signalen kommer således att innehålla ett antal önskade och icke önskade frokvenskonmonenter. 71091194 '.2. the receiver mixed signal will thus contain a number of desired and undesired frequency components.
Det är förut känt att i enlnettagnreför pulsdopplerradar anordna filter (s k dopplerfilter), vilkas uppgift är att i så hög grad som möjligt nndertrycka de frekvenskomponenter tum härrör från icke önskade mål, dvs främst de från mark, sjö och nederbörd härrörnude lågfrekvenlu hunmonenlvrna. Dopplorfíltret kan bestå av ett digitalt filter, vilket filtrerar bort de honmouenter, vilkas frekvens är mindre än ett visst värde svarande mot en viss målhastighet. Ett sådant dopplerfilter uppvisar inom det frekvensband som bestäms av radarsända- rens periodtid T en viss karukteristik, vilken nutylts i bifogade figur 1 med streckude linjer. Det är därvid önskvärL att för lngn frekvenser, exempelvis mindre än 1'8T filtret u visar s1ärre~enska»er medan för högre irekvensvärden ¶ PP l n I i c _ filtret_uppvisar bandpasskaraktür varigenom eventuella rörliga mül, vilkas, radialhastighet är större än k1otterhnstigheterna~kanidetekterass-Dopplerfiltrets användbarhet begränsas emellertid av storleken av dess spärrband. Om exempelvis filterspärrbandets övre gränsfrekvens fmaxzl/BT och om radarpulsernas periodtid T nedåt begränsas av den önskade räckvidden Rmax gäller att T = 2Rmax/c, där c = ubbredningshnstigheten, och den högsta klotterhasiigheten inom filterspärrbandet blir vmax = Äc/lßllnnax, :lär Ä = radarvâglängden. För exempelvis Ä: 'ldm (S-bandet) 1 och Rmax = 10.10'm blir rmaxz 2nMs, vilket medför att endast nmrkklotter kan undertryckns av filtret, medan kvarvarande klotter med högre frekvenskomponenter fölblir bpåverkat.It is previously known to arrange filters (so-called Doppler filters) in single-line registers of pulse Doppler radar, the task of which is to suppress as much as possible the frequency components which originate from undesired targets, ie mainly those from land, sea and precipitation which are low-frequency. The Doppler filter can consist of a digital filter, which filters out the female components, the frequency of which is less than a certain value corresponding to a certain target speed. Such a Doppler filter has, within the frequency band determined by the period time T of the radar transmitter, a certain characteristic, which is now illustrated in the attached figure 1 with dashed lines. It is then desirable that for no frequencies, for example less than 1'8T the filter u shows smaller ~ English »while for higher frequency values ¶ PP ln I ic _ the filter_ exhibits bandpass character whereby any movable mills, whose radial velocity is greater than the cutter speeds However, the usefulness of the Doppler filter is limited by the size of its barrier band. For example, if the upper cut-off frequency of the filter cut-off band fmaxzl / BT and if the period time T downward of the radar pulses is limited by the desired range Rmax, T = 2Rmax / c, where c = the propagation speed, and the highest graffiti velocity within the filter cut-off band becomes vmax = Äc / lßllnnax radar wavelength. For example, for Ä: 'ldm (S-band) 1 and Rmax = 10.10'm, rmaxz becomes 2nMs, which means that only nominal gradients can be suppressed by the filter, while remaining graffiti with higher frequency components is affected.
I det fall att radarn arbetar i låg PRF-mod, dvs periodtiden T är avpassad så att alla radarekon av intresse reflekteras och mottages innan nästa radarpuls utsändes, innebär detta att målets dopplerfrekvens fd kan vara större än pulsrepetitions- frekvensen 1/T. Detta innebär i sin tur, såsom det framgår av figur 1, att även målekot kan undertryckas av dopplerfiltret för vissa s k blinda hastigheter, när- mare bestämt för de hastigheter, vilka ger en dopplerfrekvens som utgör en mnlti~ pel av frekvensen 1/T. Det är känt att undvika undertxyckning av sådana målekon genom.att införa staggering, dvs periodtiden T bringas att variera från en puls till en nästföljande hos de utsända radarpulserna.In the event that the radar operates in low PRF mode, ie the period time T is adjusted so that all radar echoes of interest are reflected and received before the next radar pulse is transmitted, this means that the target's Doppler frequency fd may be greater than the pulse repetition frequency 1 / T. This in turn means, as can be seen from Figure 1, that the target echo can also be suppressed by the Doppler filter for certain so-called blind speeds, more specifically for the speeds which give a Doppler frequency which constitutes a minimum of the frequency 1 / T. It is known to avoid suppression of such target cones by introducing staggering, i.e. the period time T is caused to vary from one pulse to a next of the transmitted radar pulses.
En annan känd metod att eliminera det icke önskade klotterspektrat är att utföra hastighetskompensering före-filtrering i dopplerfiltret. Detta innebär att klotter- hastigheten uppskattas, exempelvis genom fasmäining, under successixn svep. Genom 1 att exempelvis styra mottagárens lokaloscillator kan klotterspektrat förskjutas så att dess dominerande konmonent antar värdet noll och såleds blir beläget inom filterspärrbandet. Metoden förutsätter dock att klotterspektrat har en dominerande konmonent som korrekt ken uppskattas. 7709119-7 I __ _ 3.Another known method of eliminating the unwanted graffiti spectrum is to perform rate compensation pre-filtering in the Doppler filter. This means that the graffiti speed is estimated, for example by phase measurement, during the successive sweep. By, for example, controlling the receiver oscillator's local oscillator, the graffiti spectrum can be shifted so that its dominant component assumes the value zero and is thus located within the filter barrier band. However, the method presupposes that the graffiti spectrum has a dominant component that is correctly estimated. 7709119-7 I __ _ 3.
Föreliggande uppfinning bygger på denna tidigare i och för sig kända metod men' uppvisar den ytterligare fördelen att, genom att uppskattningen av det rörliga klottrets hastighet utföres efter filtrering av markklottret, detta klotter ej kommer att påverka uppskattningen. Ändamålet med föreliggande uppfinning är att åstadkomma en dopplerfilteranord- ning ingående i mottagaren hos en pnlsdopplerradar medelst vilken anordning filtrering av såväl lågfrekvent mark- och sjöklotter som filtrering av kvar- varande klotter med högre dopplorfrckvens kan utföras med utnyttjande av digi- tala filter av i och för sig känt slag.The present invention is based on this previously known method, but has the further advantage that, since the estimation of the speed of the moving graffiti is carried out after filtering the ground graffiti, this graffiti will not affect the estimation. The object of the present invention is to provide a Doppler filter device included in the receiver of a pen Doppler radar by means of which device filtering of both low frequency ground and sea graffiti and filtering of remaining graffiti with higher Doppler frequency can be performed using digital filters of i and known kind.
Uppfinningen, vars kännetecken framgår av efterföljande patentkrav, skall när- 'mare beskrivas med hänvisning till bifogade ritningar.The invention, the features of which appear from the appended claims, will be described in more detail with reference to the accompanying drawings.
Figur 1 visar ett frckvensdiagram, som åskådliggör dels frekvensspektrat hos en mottagen radarsignal, dels en viss vald filterkarakteristik.Figure 1 shows a frequency diagram, which illustrates both the frequency spectrum of a received radar signal and a certain selected filter characteristic.
Figur 2 visar i förklarande syfte ett blockschomn över vissa i en radarnmt- tagare ingående enheter, vilka föregår dopplerfílteranordningen enligt upp- finningen.Figure 2 shows for explanatory purposes a block diagram of certain units included in a radar receiver, which precede the Doppler filter device according to the invention.
Figur 5 visar i form av ett blockschema principen hos dopplerfilteranordningen enligt uppfinningen. I \ Figur å visar närmare utseendet av ett i och för sig känt digitalt filter in- gående i anordningcn enligt_figur 3.Figure 5 shows in the form of a block diagram the principle of the Doppler filter device according to the invention. Figure 1 shows in more detail the appearance of a digital filter known per se included in the device according to Figure 3.
Figur 5 visar ett blockschenm över en utföringsferm av dopplerfilteranordningen enligt uppfinningen.Figure 5 shows a block diagram of an embodiment of the Doppler filter device according to the invention.
I frekvensdiagrammet enligt figur 1 är visat ett klotterspektrum, samt spektrat hos ett inkommande måleko på visst avstånd från radarn Filterkarakteristíken hos ett i dopplerfilternnordningen ingående digitalt filter är antydd med streckade linjer och uppvisar spärrband dels för låga frekvenser exempelvis för frekvenser < 1/8T, dels för frekvenser mellan T/BT och 1/T samt däremellan ett passband.The frequency diagram according to Figure 1 shows a graffiti spectrum, as well as the spectrum of an incoming target echo at a certain distance from the radar. The filter characteristics of a digital filter included in the Doppler filter device are indicated by dashed lines and have barrier bands for low frequencies, for example for frequencies <1 / 8T for frequencies between T / BT and 1 / T and in between a passband.
Filterkarakteristiken är därvid periodisk med en period 1/T. Det önskade måleis spektrum är betecknat s och det rörliga kloltret hur ett dominerande spektrum sm vars medelfrekvens är betecknad fm. Dopplerfiltreb, vars uppbyggnad närmare kommer att förklaras i samband med figurerna Ä och 5 har därvid till uppgift att undertrycka dels markklotterspektrat sg, dels spektrat sm hos det domi- nerande rörliga klottret härrörande främst från nederbörd (regn och snö).The filter characteristic is then periodic with a period 1 / T. The spectrum of the desired measure is denoted s and the moving scale how a dominant spectrum sm whose average frequency is denoted fm. Doppler filter trebe, the structure of which will be explained in more detail in connection with Figures Ä and 5, has the task of suppressing both the ground graffiti spectrum sg and the spectral sm of the dominant moving graffiti originating mainly from precipitation (rain and snow).
För att bättre belysa sígnalbehandlingen och uppbpggnaden av fílteranordningen enligt uppfinningen skall först i samband med figur 2 enheterna som föregår l71o91_19-'1__ ' IlI filteraxxordixillgexx niirmare beskrivas.- Üver ingiingxrnx A uppträder en signal Mt) = = cos [21'[(fo+i'd)t+q):| :från radurmottagarens SlI-våixlurnn Frekvens-vxl fd lltgiíz- Idopplerfrekvensen för det önskade målet. Signalen A(t) tillföres tvà kanaler, I och Q, vilka vardera innehåller en blandare Bi respektive H2 samt en unu1og~_ dígitalomvandlare AD1 respektive AD2. Till vardera blandaren BI, B2 tillförs en referenssigxlznl cos 2-TEfot respelrtive sin Zlïfot från en refcrensoscillutor OSC ' i lnottagaren. Därvid erhålles utsignulcrna cos(2'l1'fd+k[>) respektive sin(2”¶fd+kP), vilka tillföres vardera analog-digga'talomvaxxdlarexl AD1,AD2. 1 dessa omvandlare samples signalerna vid 'samplingstidpuukterna tu medelst kloclipulser från en klockkrets CL så att utsignalerna XI = cos(2TIïfdtn+\P) _ XQ = Sí11(2“f<1l711+q7) i respektive lcanal I och Q erhålles.In order to better elucidate the signal processing and the structure of the filter device according to the invention, it will first be described in more detail in connection with Figure 2 that the filter axxordixillgexx is further described. A signal Mt) = = cos [21 '[(fo + i'd) t + q): | : from the radar receiver's SlI-våixlurnn Frequency-vxl fd lltgiíz- Idoppler frequency for the desired target. The signal A (t) is applied to two channels, I and Q, which each contain a mixer B1 and H2, respectively, and a digital converter AD1 and AD2, respectively. To each mixer B1, B2 is supplied a reference signal cos 2-TEfot respelrtive its Zlïfot from a reference oscillator OSC 'in the receiver. Thereby the output signals cos (2'11'fd + k [>) and sin (2 "¶fd + kP) are obtained, which are each applied to analog-digga'talomvaxxdlarex1 AD1, AD2. In these transducers, the signals at the sampling time points tu are sampled by clock pulses from a clock circuit CL so that the output signals XI = cos (2TIïfdtn + \ P) _ XQ = Sí11 (2 "f <1l711 + q7) in the respective channels I and Q are obtained.
Signalerna XIfl-n) och Xqflzn) han båda representeras av signalen xun) = cjeflffarn, xp = o ' Sonxplingsticllnxznl: terna kan infalla så att regelbunden sannplírng ntförzes, dvs tn = nT (n = 1, 2, 3, ....) eller också att tiden mellan succc-ssíva szunplixxgs- pulser varierar inom ett visst tidsintervall NT, :nen -salnma szunplingsxnxöxlstei' åter- kommer efter samplingstidpnnkten in = NT, s k stuggering: I det sistnämnda fallet gäller att sampling sker vid tidpunkterna V NT+tk, där'V = 0,1... och k = 0, 1, 2,.., N-1. ' Principen hos dopplerfilteranordningen enligt uppfinningiexl framgår av blocksclxerrnat 'enligt figur 3. l-“ilteranordningeu innehåller ett första digitalt filter DI-'l av i och för sig känd-typ; ]ämpligen_ett-irnnšversnlfílier, vilket dímensiunernis så att det elixniln-rzlr- mark- oeh sjöklotter, dvs klotter :ned låg: hastighet, jäsnföi- - ; filterkaraktcristilcelz elllištl figur 1. l-Iftersolll filterkaral:Leristiken hos ett digi» i talt filter är periodisk med en period lika med ínvertcrade värdet av sumplings- frekvensen, återkommer .spärrbanndet vid frekvenser svarande lnotzvissa högre hastig- heter och återkomruer periodiskt om regelbunden szunplixxg föreligger. 1 fallet att samplingsfrelivensen varierar (st-uggerizng) är harakteristiken hos filt-ret DI-“J oregel- bunden och något bestämt läge på dess spärrband kan ej fastställas utom för nyckct låga frekvenser svarande mot mflrk- och sjöklottret. Filtret DI-“l laan således i detta senare fall i allmänhet ej dimensioneras så att lilotter-llxecl mveket- låg lnastighet (lnark och sjö) och klotter med högre hastighet samtidigt kan bortfiltreras. Filireis insignal är b-eteclfnad x1(tn) och dess utsignul yofln).The signals XI fl- n) and Xq fl zn) he are both represented by the signal xun) = cje fl ffarn, xp = o 'Sonxplingsticllnxznl: terna can fall in so that regular sannplírng ntförzes, ie tn = nT (n = 1, 2, 3, .... ) or that the time between succc-ssíva szunplixxgs pulses varies within a certain time interval NT,: nen -salnma szunplingsxnxöxlstei 'reappears after the sampling time point in = NT, so-called stuggering: In the latter case, sampling takes place at the times V NT + tk, where 'V = 0.1 ... and k = 0, 1, 2, .., N-1. The principle of the Doppler filter device according to the invention is apparent from the block filter according to Figure 3. The filter device contains a first digital filter DI-'l of a type known per se; ] ämpligen_ett-irnnšversnlfílier, which dímensiunernis so that it elixniln-rzlr- mark- oeh sea graffiti, ie graffiti: down low: speed, jäsnföi- -; filter charactercristilcelz elllištl figure 1. l-Iftersolll filterkaral: The leristics of a digi »i spoken filter is periodic with a period equal to the inverse value of the sampling frequency, the blocking band returns at frequencies corresponding to . In the case that the sampling freedom varies (st-uggerizng), the characteristic of the filter DI- “J is irregular and a certain position on its barrier band can not be determined except for slightly low frequencies corresponding to the dark and sea graffiti. Thus, in this latter case, the filter DI- “l laan is generally not dimensioned so that lilotter-llxecl mveket- low llast (lnark and lake) and graffiti with higher speed can be filtered out at the same time. Filirei's input signal is b-eteclfnad x1 (tn) and its output signal yo fl n).
Till utgången av filtret DFI är lml-oclíet lllx' anslutet,- vars xxpplrvggnzxd :lširnmrc skall beskrivas i samband med figur §. Blocket HK utför en uppskattning av det klotter som kvarstår eftelnfiltreríngen i det första filtret DI-'i och utför en hastighets- koxnpenseríng av medelfrehveilson fm hos det donninerande klotte-rspelfbrat. 7709119-7 5.To the output of the filter DFI is connected lml-oclíet lllx ', - whose xxpplrvggnzxd: lširnmrc shall be described in connection with figure §. The block HK performs an estimate of the graffiti remaining after the filtering in the first filter DI-'i and performs a velocity coefficient of average frequency fm of the donating graffiti filter. 7709119-7 5.
Denne kompensering innebär att sumtlíga frekvensknmponentvr i insignulen y1(tn) förflyttas i frekvens så att det kvarstående rörliga klottrot faller under en viss gränsfrekvens, exempelris under värdet 1/ST i diagrammet enligt figur 1. Det till blocket HK anslutna efterföljande digitala filtret DF2 är dimensionerat enligtflsanmm princip som det första filtret Idö, vilket är dimen- sionerat så att dess spärrband sammanfaller med de klotter, vilkas frekvenser har lågt värde (mark och sjöklotter). Härigenom har dimensioneringsproblemet för det andra filtret DF2 i och med att staggering utnyttjas iransformerats till det förhållandevis enkla dimensioneringsproblem som gäller för det första filtret DF1. Filtret DF2 eliminerar således resterande rörligt klotter (neder- börd) och enda förutsättningen är att det resterande klottret har ett_domine- rande spektrum vars medelfrekvens fm kan uppskattas i blocket HK.This compensation means that the total frequency component in the input signal y1 (tn) is moved in frequency so that the remaining moving ball root falls below a certain cut-off frequency, for example below the value 1 / ST in the diagram according to Figure 1. The subsequent digital filter DF2 connected to block HK is dimensioned according to the same principle as the first filter Idö, which is dimensioned so that its barrier band coincides with the graffiti whose frequencies have a low value (land and sea graffiti). As a result, the dimensioning problem for the second filter DF2, as staggering is used, has been transformed into the relatively simple dimensioning problem that applies to the first filter DF1. The filter DF2 thus eliminates the remaining moving graffiti (precipitation) and the only condition is that the remaining graffiti has a predominant spectrum whose average frequency fm can be estimated in the block HK.
Vardera filtret DFI, DF2 utgörs av ett digitalt filter av i och för sig känt utseende visat i figur k. Filtret enligt figur 4 innehåller ett antal för- dröjningskretsar, exenmelvis tre kretsar DLl - DL3, vardera med fördröjningen T = radarpulsernas periodtid. Uigången hos varje fördröjningskrets är ansluten till en multiplikator MUO - NU3 med koefficíenterna L0(n), L1(n), L2(n) och L3(n) för filtret DF1 och med koeffieienterna K0(n), K1(n), K2(n), K3(n) för filtret DF2, där index (n) anger att koefficienternas värden kan variera för olika samp~ lingstidpunkter'tn. Samtliga nmltiplikatorutgângar är anslutna till en adder- krets ADD. I fortsättningen betraktas endast fallet med staggering då tidsinter« vallct mellan två suecessiva samplíngspulser varierar i enlighet med vad som ovan omnämnts. Fallet med regelbunden sampling är ett specialiall då tn = nl.Each filter DFI, DF2 consists of a digital filter of a per se known appearance shown in Figure k. The filter according to Figure 4 contains a number of delay circuits, for example three circuits DL1 - DL3, each with the delay T = the period time of the radar pulses. The output of each delay circuit is connected to a multiplier MUO - NU3 with the coefficients L0 (n), L1 (n), L2 (n) and L3 (n) for the filter DF1 and with the coefficients K0 (n), K1 (n), K2 (n), K3 (n) for the filter DF2, where the index (n) indicates that the coefficient values may vary for different sampling times. All multiplier outputs are connected to an adder circuit ADD. In the following, only the case of staggering is considered as the time interval between two suessive sampling pulses varies in accordance with what has been mentioned above. The case of regular sampling is a special one when tn = nl.
Den enligt uppfinningstanken föreslagna hastighetskompenseringeu av utsignalen yi (tn) från filtret DF1 skall först beskrivas signalmässigt, varefter en lämplig utföringsform av blocket HK och det efterföljande filtret DP2 (figur Z) närmare skall beskrivas i samband med figur 5.The speed compensation ee of the output signal yi (tn) from the filter DF1 proposed according to the inventive idea will first be described in terms of signal, after which a suitable embodiment of the block HK and the subsequent filter DP2 (figure Z) will be described in more detail in connection with figure 5.
Vid staggering varierar tiden mellan suocessiva samplingspulser, men variationer är periodisk med perioden NT, vilket innebär att filterkarakteristíken hos filtren DF1, DF2 upprepas efter tidpunkternu NT, 2NT.... . Om insignaler till filtret DF1 ej2Trfd(vNT+tn) blir utsignalen från filtret DFI l: är x(tn) = r ' 1- . 1 Lí(n) eJ21tfD (Väl + tn_. y1(tn) = 23 1 =0 :g Lime -jzrrfnçflr-tnd) e jefiffbbrx + u) T i=0 Cn (ID) e i filtret DF1. j2TffD(VN + n) T, där rl = antalet fördröjningskretsar II 17o9119-7) . 6_ Således gäller i detta. fall att mnplitxxd och fm: hos utslglxznlenz ylflzn), represen- terad av faktorn (Infld) är tidshcroende.During staggering, the time varies between suocessive sampling pulses, but variations are periodic with the period NT, which means that the filter characteristics of the filters DF1, DF2 are repeated after the time now NT, 2NT ..... If inputs to the filter DF1 ej2Trfd (vNT + tn), the output of the filter DFI becomes l: is x (tn) = r '1-. 1 Lí (n) eJ21tfD (Väl + tn_. Y1 (tn) = 23 1 = 0: g Lime -jzrrfnçflr-tnd) e je fi ffbbrx + u) T i = 0 Cn (ID) e i filtret DF1. j2TffD (VN + n) T, where rl = number of delay circuits II 17o9119-7). 6_ Thus applies in this. case that mnplitxxd and fm: in uitsglxznlenz yl fl zn), represented by the factor (In fl d) are time-dependent.
Hastíghetskoxnpeuscrínge11 innebär att 5-1 (lividcfrzxs med signalen Cn(i'nl) efjgïrfxnxßyïlldlyr där fm är resultatet av en mätning av det dominerauxde k] otterspektrats uledel- frekvens fd efter filter DFI. Således en (fa) e ¿21r(fd_- fin) (vr: + n) n' x“%)=% Utsígxlnlen från filter DF2 ges av K (n) Cn-l (få) e -JIQ-nzud _ finn) ' 1 ' T < > rfi 3:2 tu = Z 1 1=0 Cn-l (få) _-;2rr(fd - fm) (vx + n) a' . e där r2 = antalet fördröjningskrvtsar i filtret DF2.The velocity coexistence11 means that 5-1 (lividcfrzxs with the signal Cn (i'nl) efjgïrfxnxßyïlldlyr where fm is the result of a measurement of the non-conductivity frequency fd after filter DFI. F ) (vr: + n) n 'x “%) =% The output from filter DF2 is given by K (n) Cn-1 (few) e -JIQ-nzud _ finn)' 1 'T <> r fi 3: 2 tu = Z 1 1 = 0 Cn-l (få) _-; 2rr (fd - fm) (vx + n) a '. e where r2 = the number of delay curves in the filter DF2.
Ur lflrbrjfclcen för yIÜ-n), XQU-n) och yfiflu) frunxgår ntí' a) om dopplc-všrekvuxlsr-xl fdï-O kan signalen c-lilllixlxrraxs i det förslu fillmc-L DFI, ty (2n(|'d)z ! hihi) kan göras = 0. 1=0 b) om (luppl.crfrelivcuxsen fd =,4 O och korrekt- uppslaarizl-uíng :w denna frolcx-c-lrs hos det dominerande k]ol.lorspeld21'aí- ulfiírls i lsloclwt HK dvs fm x fd, blir :ínsiggnxanlølx till filtret lu-'e xgüu) = 05mm" ' ÜÜÜ" '* “W signal och vilken kan bofifilt-reras i :filtret Dl-'Q på sanuna sill-t annu signalen ejgmltn bortfiltreraaes 1 filma Dm för m wo. , villu-'L represenlerax' cn- lägf1'ck\'<-nt För beräkning av filterkoeffícienterna 1.161) och K (n) ställes följande krav på _ l utsignalerna ylflu) och y,¿(tn): y1(tn) *'10 då insígnalen utgöres av markkl'oí.ter, dvs fD”r0. Speciellt krävs att yl (tu) = Oíör fn = MK, K = 1,. ...rr AfK väljes inom marlclzlottcrspclctmms: Irekvensområde. Detta krav kan uppfyllas genom att välja cn (lAfK)=o K=1,......r1 í n=1,......N avs filter 1 eliminerar marklnoifret. lalvafiolleu en (Ark) = o leder fin följande ekwíatifnnssystem för beräkning av filterkoefficienírerxla.From the l fl rbrjfclcen for yIÜ-n), XQU-n) and y fifl u) frunxgår ntí 'a) about dopplc-všrekvuxlsr-xl fdï-O, the signal c-lilllixlxrraxs in the proposed fillmc-L DFI, ty (2n (|' d) z! hihi) can be made = 0. 1 = 0 b) if (luppl.crfrelivcuxsen fd =, 4 O and correct- uppslaarizl-uíng: w this frolcx-c-lrs of the dominant k] ol.lorspeld21'aí- ulfiírls in lsloclwt HK ie fm x fd, becomes: ínsiggnxanlølx to the filter lu-'e xgüu) = 05mm "'ÜÜÜ"' * “W signal and which can be fi filtered in: the filter Dl-'Q on the sanuna sill-t annu signal ejgmltn awayfiltreraaes 1 film Dm for m wo. , villu-'L represenlerax 'cn- lägf1'ck \' <- nt For the calculation of the filter coefficients 1.161) and K (n) the following requirements are set for _ l the output signals yl fl u) and y, ¿(tn): y1 (tn) * '10 when the insignia consists of markkl'oí.ter, ie fD "r0. In particular it is required that yl (tu) = Oíör fn = MK, K = 1 ,. ... rr AfK is selected within marlclzlottcrspclctmms: Irekvensområde. This requirement can be met by selecting cn (lAfK) = o K = 1, ...... r1 í n = 1, ...... N avs filter 1 eliminates the ground line. lalvafiolleu en (Ark) = o leads to the following equation system for calculating filter coefficients.
L. n) n) -j2TEÅIK (nT - tn_ ) lr 1 ( i 21:. G =0 1 1=0 » 1709119-7 .'7- Om ÅfK väljas symmetriskt liring frelcvensen 0 leder ovanstíiende samband till reella tidsberoende kocfi'ie.ie11tv.\1' Li n . y2(tn) 'Å-'O då ínsignalerx utgöres av rörligt klotler med frekvensen fd. lšlottrelzs mcdelfrelnrens iir uppmätt till finn; fd. Speciellt krävs att yèftn) = O för :FD - fm = SfK, K = 1, ...r2. GfK väljes så att fm + SfK hamnar inom frekvensområdet för det rörliga klottret. Detta leder till ekvabíoxassysiexnel: r - n 2 I, (n) CM (fm+ SfK) e -Jevr . gfK . 1 . 1 e o 1<= 1,... 1-2 1 , :o Cn-l fm) (n) för bestämning av filterkoefficíenternn Kl .L. n) n) -j2TEÅIK (nT - tn_) lr 1 (i 21 :. G = 0 1 1 = 0 »1709119-7 .'7- If ÅfK is chosen symmetrically liring frelcvensen 0 leads the above connection to real time-dependent kocfi ' ie.ie11tv. \ 1 'Li n. y2 (tn)' Å-'O when ínsignalerx consists of a moving globe with the frequency fd. lšlottrelzs mcdelfrelnrens iir measured to finn; fd. It is especially required that yèftn) = O for: FD - fm = SfK, K = 1, ... r2. GfK is chosen so that fm + SfK ends up within the frequency range of the moving graffiti. This leads to equabiooxassysiexnel: r - n 2 I, (n) CM (fm + SfK) e -Jevr. gfK. 1. 1 e o 1 <= 1, ... 1-2 1,: o Cn-l fm) (n) for determination of the filter coefficient Kl.
Figur 5 visar ett hlocksclxenxn över en ull'öríngs.l'nrn1 av blocket. IIK enligt figur 3 för att ästudliolunus. luxstighetskmnpensering 'Lillsnnunauxls med de laädo filtren lll-l, lll-ll.Figure 5 shows a hlocksclxenxn over a ull'öríngs.l'nrn1 of the block. IIK according to Figure 3 to ästudliolunus. luxstighetskmnpensering 'Lillsnnunauxls med de laädo filters lll-l, lll-ll.
Av uttrycket för x2(tn) (rnligb ovan framgår ut! koxnpexxseringaeli signalxniissigt nl~ föres genom ett dividera 'utsignalen ylfln) från filtret DFI nzed faktorn Cn(f|n) ej2 fm (vwnylu där fm representerar* ett uppskattat värde :Lv medelfrelava-nsexl av det donlineraxxzle spektrat sd hos det rörliga liloltret. Från filtret lll-'l fås en signal Re{y1('tn)} över l-lcanalen och en signal I111{y'1(t11)} över (i-kaarzxlell. Till vardera kanalen I och Q är ansluten en fasmätlirets FK för lnätliíng av fasskill- naden Atpxnellai) tvaå på varandra sucecssiva och filtrerade sampel. llettza. utföres på känt sätt genom att först uppmäta sanlpelvärdets båda konnpoxlexxter i ll- och Q- kanalen, varvid ett värde på fasx-'inlccln LP! relativt en viss referens erhålles.From the expression for x2 (tn) (rnligb above it appears! Koxnpexxseringaeli signalxniissigt nl ~ is passed through a divide 'output signal yl fl n) from the filter DFI nzed the factor Cn (f | n) ej2 fm (vwnylu where fm represents * an estimated value: Lv average rela -nsexl of the donlineraxxzle spectrum sd of the moving lilol filter From the filter lll-'1 a signal Re {y1 ('tn)} is obtained over the l-l channel and a signal I111 {y'1 (t11)} over (i-kaarzxlell Connected to each channel I and Q is a phase meter FK for networking the phase difference Atpxnellai). Two successive and filtered samples are to be performed in a known manner by first measuring both sample epoxlexes of the sample value in the II and Q channels. a value of fasx-'inlccln LP! relative to a certain reference is obtained.
Därefter lnätes på sanmla sätt fasvinkeln *P2 för :lästa sampelvärde och skillnaden Åq)=\p2 -Lpl bildas. För varje staggerföljd tn fås sampelvêirden, vilka ger en följd av fasskillnader llxpn nxellan två på varandra följande och filtrerade sampel ylfln). Denna följdALpn tillföres en ackumulator S för av de nxottaglm. fnsslcillxmads- värdena. Åflpn Imdei' tidsperioden NP, svarmnde mot en fullständig staggerföljd. Ackn- mulatorzn är i och för sig lišíml och kan bestå av exempelvis en återkopplad sununator.Then, in the same way, the phase angle * P2 is read for: read sample value and the difference Åq) = \ p2 -Lpl is formed. For each stagger sequence tn, the sample values are obtained, which give a sequence of phase differences llxpn nxellan two consecutive and filtered samples yl fl n). This sequence ALpn is supplied to an accumulator S for by the nxottaglm. fnsslcillxmads- values. Å fl pn Imdei 'time period NP, corresponded to a complete staggering sequence. The accumulator is in itself lišíml and can consist of, for example, a feedback solar unit.
Med M1 och M2 betecknas två minnesenhcvter exempelvis PROll-nuflnnen (progrannnabl e- read-only-nlemoryfl Minnet M1 utgörs av en matris, i vilken värdena på koefficienterna Cn (fun) är antecknade för olika värden på fasskillxladen Ål? och för de olika värdena på tn i staggerföljden. För varje värdepar fn, Acpfíu' således ett visst värde på kcefficíenterna C11(fn) eftersom fm beräknas nr värdet på /llP = 2 “ - fm där 'll är liåincl. llínnese11heter1 M2 utgörs av en matris ti form av ell' Pllflll i vilken sinus och eos;inu.~'=~ viirdenn för olika vinlslnr *P åix- listade, vlllm vinklar erhålles frän uekulnulzxiion H. lli|1nesex1lnrl=se11 M1 hur (endast en nlgiivugg iivor vilken vširdel. 1/l(ï1x(1'n|)| upplrâimler alu-n två ingångar ilver vilka .1'.11g'z"|111:s\'ii1-del- Åtp respektive klockpnlsrerna cl upptrâicler, de senare vid sznupel'cíclpunlrtcrna in inom varje 'intervall 9N'l'. llínnescnlxetcn bl!! hur . 77091 19"? .8. en I- och en Q-utoäno över vilka värdena - sin res ektive cos naxträder där s s P Il Q är den ackumulerade fasen. En mnltiplikntnr HU är ansluten till de båda utgångar- na av enheten M2 och till utgången av enheten M1 för multiplicering av faktorn 1/ICn(fm)[ med sinus respektive cosinnsvärdena av den ackumulerade fasen Q .With M1 and M2, two memory units are denoted, for example, the PROll-nu prog nnen (progrannnabl e- read-only-nlemory fl The memory M1 consists of a matrix, in which the values of the coefficients Cn (fun) are recorded for different values of the phase difference Ål? And for the different values For each value pair fn, Acpfíu 'is thus a certain value of the coefficients C11 (fn) since fm is calculated when the value of / llP = 2 “- fm where' ll is liåincl. llínnese11heter1 M2 consists of a matrix ti form of ell 'Pllflll in which sine and eos; inu. ~' = ~ viirdenn for different vinlslnr * P åix- listed, vlllm angles are obtained from uekulnulzxiion H. lli | 1nesex1lnrl = se11 M1 how (only a nlgiivugg iivor which lširdel. 1 / (ï1x (1'n |) | upplrâimler alu-n two entrances ilver which .1'.11g'z "| 111: s \ 'ii1-del- Åtp respectively klockpnlsrerna cl upptrâicler, de latter vid sznupel'cíclpunlrtcrna in innan hver 'interval 9N'l'. llínnescnlxetcn bl !! hur. 77091 19 "? .8. an I- and a Q-utoäno over which values - sin res ective cos naxt raids where s s P Il Q is the accumulated phase. A multiplier number HU is connected to the two outputs of the unit M2 and to the output of the unit M1 for multiplying the factor 1 / ICn (fm) [by the sine and cosine values of the accumulated phase Q, respectively.
Således erhålles på I- och Q- utgångarna av mnltíplikatorn HU de båda komponenterna -Sifl *v m v . .. _ .. . _ och , v: lku m' erforderliga for att bilda det lwmlælexu lCnliml{ [Cu ñnl 1 e -j2¶ïmCVNT+fn).Thus, at the I and Q outputs of the multiplier HU, the two components -Si fl * v m v are obtained. .. _ ... _ och, v: lku m 'erforderliga for at bilda det lwmlælexu lCnliml {[Cu ñnl 1 e -j2¶ïmCVNT + fn).
C11(1'1n) värdet Enligt signalbeskrivningen ovan gäller att faktorn Cn(fd) - e j21rfd(vNT+t“) skall multipliceras med faktorn --3-- . e-Jgïtfm (0Ä1+tn) Cn(fm) för hastighetskoumen- seringen.C11 (1'1n) value According to the signal description above, the factor Cn (fd) - e j21rfd (vNT + t “) must be multiplied by the factor --3--. e-Jgïtfm (0Ä1 + tn) Cn (fm) for speed coupling.
Den komplexa multíplikatorn MM ansluten till utgången av filtret DF1 och multi- plikatorn MU utför på i och för sig känt sätt denna komplexa multiplicering, efter- som de komplexa faktorernas I- och Q-komponenter är tillgängliga som signolvärden över respektive kanal. Över I- och Q-ntgângen från multíplikatorn MK fås således motsvarande signalkomponentor hos ' Cnüa) e j21t(f<1 - fm)(v.\'r+tn), jämför ovan. x (tn) = . 2 cnrfnd Filtret DF2 utgörs av ett digitalt transversalfilter Dïh av sådan uppbyggnad som framgår av figur Ä. För att åstadkomma god klotterundertryckning inom hela hastig- hetsområdet är det i allmänhet nödvändigt att välja olika filterkoeïficienter Kí n) för olika uPPhätta frekvenser fm. Fílterkoefficienterna Ki n bestäms därvid ur sam- bandet ovan. Till multiplikatorerna ingående i filtret DPh är därför anslutet ett minne MF, exempelvis i form av ett FROM i vilket koefficienterna Kl n för varje värde på Amp och för varje tidpunkt in är fast inskrivna i matrisform. Minnet MP är därför med sina bädd styringnngor anslutet till dels utgången av fosmätkretscn FK över vilken värdet på ÅKP uppträder, dels till den icke visade klockpnls- generatorn, vilken alstrar klockpulserna cl i takt med staggerföljden tn (inom varje intcrvdll VN"). Värdena på koeffieientelma Kl n beroende av'Ŷ)och tn avges till multiplikatorernu ingående i filtret DFÅ och över filtrets utgångar I och Q erhålles kvadraturkomponenterna-av den önskade filtrerade signalen y2(tn).The complex multiplier MM connected to the output of the filter DF1 and the multiplier MU performs this complex multiplication in a manner known per se, since the I and Q components of the complex factors are available as signal values over each channel. The corresponding signal component of 'Cnüa) e j21t (f <1 - fm) (v. \' R + tn) is thus obtained over the I and Q outputs from the multiplier MK. x (tn) =. 2 cnrfnd The filter DF2 consists of a digital transverse filter Dïh of such construction as shown in figure Ä. In order to achieve good graffiti suppression within the entire speed range, it is generally necessary to select different filter coefficients Kí n) for different uPPhätta frequencies fm. The filter coefficients Ki n are then determined from the relationship above. Therefore, a memory MF is connected to the multipliers included in the filter DPh, for example in the form of a FROM in which the coefficients Kl n for each value of Amp and for each time in are fixedly written in matrix form. The memory MP is therefore connected with its bed controllers partly to the output of the phase measuring circuit FK over which the value of ÅKP appears, partly to the clock pulse generator (not shown), which generates the clock pulses c1 in step with the staggered sequence tn (within each input VN "). coefficient telma Kl n depending on'Ŷ) and tn is output to the multiplier now included in the filter DFÅ and over the filters' outputs I and Q the quadrature components of the desired filtered signal y2 (tn) are obtained.
Filtren DFI, DF2 är som ovan nämnts uppbyggda så som det frnnmår av figur h.Uenna figur- vífiur emellertid endns! uppbyggnaden för en knnnI,e\ómpelvis I-knnnlen och multiplika- torerne MUO - NU2 multiplieerar signnlkompunenternn av X1(tn), x2(tn) i denna kann] med motsvarande komponenter hos koefficienterna hi n , K] H . Motsvarande filter- kretsar finnes i den andra kanalen Q och vid den konmlexa multiplikationen i multi- plikatorerna MUO - MU2 blandas värdena i I- och Q-kanalerna. Filtren DF1, DF2 harThe filters DFI, DF2 are, as mentioned above, constructed as it appears from figure h. However, this figure does not end! the structure of a knnnI, e.g. the I-knnnlen and the multipliers MUO - NU2 multiply the signal components of X1 (tn), x2 (tn) in this kann] by the corresponding components of the coefficients hi n, K] H. Corresponding filter circuits are present in the second channel Q and at the complex multiplication in the multipliers MUO - MU2 the values in the I and Q channels are mixed. The filters DF1, DF2 have
Claims (3)
Priority Applications (10)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SE7709119A SE409148B (en) | 1977-08-12 | 1977-08-12 | FILTER DEVICE INCLUDED IN THE RECEIVER OF A PULSE DOPPER RADAR |
GB7830900A GB2002617B (en) | 1977-08-12 | 1978-07-24 | Radar receiver for pulse doppler radar equipment |
FR7822113A FR2400212A1 (en) | 1977-08-12 | 1978-07-26 | PULSE DOPPLER RADAR FILTER |
DE2833050A DE2833050C2 (en) | 1977-08-12 | 1978-07-27 | Pulse Doppler radar filter arrangement |
FI782352A FI65863C (en) | 1977-08-12 | 1978-07-28 | FILTER ANORDER IN PULSDOPPLERRADAR |
NLAANVRAGE7808152,A NL187872C (en) | 1977-08-12 | 1978-08-02 | FILTER FOR THE RECEIVER OF A PULSE DOPPLER RADAR. |
IT26665/78A IT1098359B (en) | 1977-08-12 | 1978-08-10 | DOPPLER PULSE RADAR FILTERING DEVICE |
CH855578A CH632850A5 (en) | 1977-08-12 | 1978-08-11 | PULSE DOPPLER RADAR FILTER ARRANGEMENT. |
NO782748A NO145964C (en) | 1977-08-12 | 1978-08-11 | FILTERING DEVICE INCLUDING A PULSE DOPPING WIRE |
DK356178A DK147428C (en) | 1977-08-12 | 1978-08-11 | FILTER EQUIPMENT TO REMOVE UNSUSED ECHO SIGNALS IN AN IMPULS-Doppler RADAR RECEIVER |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SE7709119A SE409148B (en) | 1977-08-12 | 1977-08-12 | FILTER DEVICE INCLUDED IN THE RECEIVER OF A PULSE DOPPER RADAR |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
SE7709119L SE7709119L (en) | 1979-02-13 |
SE409148B true SE409148B (en) | 1979-07-30 |
Family
ID=20331986
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SE7709119A SE409148B (en) | 1977-08-12 | 1977-08-12 | FILTER DEVICE INCLUDED IN THE RECEIVER OF A PULSE DOPPER RADAR |
Country Status (10)
Country | Link |
---|---|
CH (1) | CH632850A5 (en) |
DE (1) | DE2833050C2 (en) |
DK (1) | DK147428C (en) |
FI (1) | FI65863C (en) |
FR (1) | FR2400212A1 (en) |
GB (1) | GB2002617B (en) |
IT (1) | IT1098359B (en) |
NL (1) | NL187872C (en) |
NO (1) | NO145964C (en) |
SE (1) | SE409148B (en) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2632420B1 (en) * | 1987-10-16 | 1990-10-12 | Thomson Csf | METHOD AND DEVICE FOR COMPENSATING THE SPEED OF CLOUD IN A COHERENT DOPPLER RADAR AT AMBIGUOUS VARIABLE SPEED |
DE19654769A1 (en) * | 1996-12-30 | 1998-07-02 | Teves Gmbh Alfred | Method and device for vehicle control or regulation |
US6049302A (en) * | 1999-05-04 | 2000-04-11 | Boeing North American | Pulsed doppler radar system with small intermediate frequency filters |
GB0301614D0 (en) * | 2003-01-24 | 2013-05-08 | Qinetiq Ltd | Target visibility enhancement system |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3742500A (en) * | 1970-08-24 | 1973-06-26 | Raytheon Co | Mti radar |
DE2212272A1 (en) * | 1971-03-17 | 1972-09-28 | Int Standard Electric Corp | Impulse Doppler radar device |
US3962704A (en) * | 1974-05-31 | 1976-06-08 | Hughes Aircraft Company | Moving target indicator clutter tracker |
US4035799A (en) * | 1975-11-04 | 1977-07-12 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Digital mean clutter doppler compensation system |
-
1977
- 1977-08-12 SE SE7709119A patent/SE409148B/en not_active IP Right Cessation
-
1978
- 1978-07-24 GB GB7830900A patent/GB2002617B/en not_active Expired
- 1978-07-26 FR FR7822113A patent/FR2400212A1/en active Granted
- 1978-07-27 DE DE2833050A patent/DE2833050C2/en not_active Expired
- 1978-07-28 FI FI782352A patent/FI65863C/en not_active IP Right Cessation
- 1978-08-02 NL NLAANVRAGE7808152,A patent/NL187872C/en not_active IP Right Cessation
- 1978-08-10 IT IT26665/78A patent/IT1098359B/en active
- 1978-08-11 CH CH855578A patent/CH632850A5/en not_active IP Right Cessation
- 1978-08-11 NO NO782748A patent/NO145964C/en unknown
- 1978-08-11 DK DK356178A patent/DK147428C/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FR2400212A1 (en) | 1979-03-09 |
CH632850A5 (en) | 1982-10-29 |
NO782748L (en) | 1979-02-13 |
FR2400212B1 (en) | 1984-12-28 |
DK147428C (en) | 1985-02-11 |
NO145964B (en) | 1982-03-22 |
IT1098359B (en) | 1985-09-07 |
DE2833050A1 (en) | 1979-03-01 |
NO145964C (en) | 1982-06-30 |
FI782352A (en) | 1979-02-13 |
NL187872B (en) | 1991-09-02 |
SE7709119L (en) | 1979-02-13 |
DK147428B (en) | 1984-07-30 |
IT7826665A0 (en) | 1978-08-10 |
GB2002617B (en) | 1982-02-10 |
GB2002617A (en) | 1979-02-21 |
NL187872C (en) | 1992-02-03 |
DK356178A (en) | 1979-02-13 |
DE2833050C2 (en) | 1986-08-07 |
FI65863C (en) | 1984-07-10 |
FI65863B (en) | 1984-03-30 |
NL7808152A (en) | 1979-02-14 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Zrinc et al. | Two methods of ambiguity resolution in pulse Doppler weather radars | |
US3701149A (en) | Frequency averaging controlled false alarm rate (cfar) circuit | |
CN106597429A (en) | Radar-signal-processing-system-based speed tracking subsystem | |
US3631490A (en) | Signal processor for reducing clutter and eliminating range ambiguities in target detection systems | |
US6382022B1 (en) | Shipboard wave measurement system | |
CN106646451A (en) | Angle tracking subsystem based on radar signal processing system | |
CN106814356A (en) | It is a kind of based on Radar Signal Processing System apart from tracing subsystem | |
AU2009264363A1 (en) | Method and apparatus for passive determination of target parameters | |
CN109883392A (en) | A kind of inertial navigation heave measurement method based on phase compensation | |
US3480953A (en) | Moving target indicator having staggered pulse repetition frequency | |
CN109682597A (en) | A kind of gear-box vibration signal processing and analysis method | |
SE409148B (en) | FILTER DEVICE INCLUDED IN THE RECEIVER OF A PULSE DOPPER RADAR | |
CA1320752C (en) | Moving target indication unit | |
US4176338A (en) | High resolution acoustic navigation system | |
CN116774264B (en) | Moving target positioning method based on low orbit satellite opportunistic signal Doppler | |
Steinberg et al. | Fixed‐system studies of underwater acoustic propagation | |
CN111983579B (en) | Method for eliminating radar speed ambiguity by using pulse repetition time of difference | |
RU2413237C1 (en) | Interference suppression method | |
DE3243606C2 (en) | ||
CN106248991A (en) | ADCP solution under a kind of low signal-to-noise ratio tests the speed blur method | |
CN106291531A (en) | A kind of irregular tracking using Gao Zhongying Step Frequency to be combined with pulse Doppler system | |
CN114167412B (en) | River width extraction method by using river meter | |
Allison et al. | Bedrock and ice surface topography of the coastal regions of Antarctica between 48 E and 64 E | |
EP0178983B1 (en) | Slowly moving target-cancelling circuit for a doppler radar | |
LIU et al. | Measurement Error Analysis of Combined Doppler Sonar Using Adaptive Algorithm |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
NAL | Patent in force |
Ref document number: 7709119-7 Format of ref document f/p: F |
|
NUG | Patent has lapsed |
Ref document number: 7709119-7 Format of ref document f/p: F |