CH632850A5 - PULSE DOPPLER RADAR FILTER ARRANGEMENT. - Google Patents
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Description
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Filteranordnung im Emp- Q erhalten werden. Die Signale X](tn) und XQ(tn) können jeweils fänger eines Impuls-Dopplerradars zu schaffen, mit dem eine dargestellt werden durch das Signal X(tn) = e>2 nfdtn, Ausfiltrierung der niedrigen Boden- und Meeres-Störflecken- 0 = 0. The object of the invention is to obtain a filter arrangement in the Emp-Q. The signals X] (tn) and XQ (tn) can each create a pulse Doppler radar, with which one can be represented by the signal X (tn) = e> 2 nfdtn, filtering out the low ground and sea clutter 0 = 0.
frequenzen sowie eine Ausfiltrierung der übrigen Störflecken 40 Die Abtastmomente können so gewählt werden, dass eine mit höherer Dopplerfrequenz mittels Digitalfiltern bekannter regelmässige Abtastung durchgeführt wird, d.h. tn = nT (n = 1, Auslegung erfolgen kann. 2,3,...), oder derart, dass die Zeit zwischen aufeinanderfolgen- frequencies and a filtering out of the other interference spots 40. The sampling torques can be selected such that a regular sampling known at a higher Doppler frequency is carried out by means of digital filters, i.e. tn = nT (n = 1, interpretation can take place. 2,3, ...), or such that the time between successive
Diese Aufgabe wird durch eine Filteranordnung, wie sie im den Abtastimpulsen sich innerhalb eines bestimmten Zeitinter-kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 definiert ist, valls NT ändert, jedoch dasselbe Abtastmuster nach dem gelöst. 45 Abtastmoment tn = NT wiedererscheint, wobei es sich um die This object is changed by a filter arrangement, as defined in the sampling pulses within a certain time-characterizing part of patent claim 1, if NT, but the same sampling pattern is solved after. 45 sampling moment tn = NT reappears, which is the
Die Erfindung basiert also auf dem zuvor erwähnten sogenannte «Staffelung» handelt. In dem zuletzt genannten bekannten Verfahren, zeigt jedoch den zusätzlichen Vorteil, Fall gilt, dass die Abtastung zu den Zeitpunkten yNt + tk dass, weil die Berechnung der bewegten Störflecken nach dem erfolgt, worin y = 0,1,... und k = 0,1,2,..., N -1. The invention is thus based on the so-called “staggering” mentioned above. In the last-mentioned known method, however, shows the additional advantage that the case applies that the sampling at the times yNt + tk is because the calculation of the moving interference spots is carried out according to that in which y = 0.1, ... and k = 0,1,2, ..., N -1.
Ausfiltrieren der Bodenstörflecken erfolgt, diese Störflecken Das Prinzip der erfindungsgemässen Dopplerfilteranord- The ground clutter is filtered out, these clutter The principle of the Doppler filter arrangement according to the invention
die Berechnung nicht beeinflussen. 50 nung geht aus Fig. 3 hervor. Die Filteranordnung enthält ein do not affect the calculation. 50 voltage is shown in FIG. 3. The filter arrangement contains a
Weitere Merkmale und Zweckmässigkeiten der Erfindung erstes Digitalfilter DFi von an sich bekannter Art, zweckmäs-ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen sigerweise ein Transversalfilter, das so dimensioniert ist, dass es anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen: - die Echos von Boden-und Meeresstörflecken eliminiert, also Further features and expediencies of the invention first digital filter DFi of a type known per se, expediently result from the description of exemplary embodiments, a transversal filter which is dimensioned such that it is based on the figures. From the figures show: - the echoes of soil and sea clutter eliminated, ie
Fig. 1 ein Frequenzdiagramm, in dem einerseits das Fre- Störflecken mit niedriger Geschwindigkeit bzw. die Filtercha-quenzspektrum eines empfangenen Radarsignals und anderer- 55 rakteristik nach Fig. 1. Da die Filtercharakteristik eines Digital-seits eine bestimmte ausgewählte Filter- oder Siebcharakteri- filters periodisch mit einer Periode gleich dem invertierten stik dargestellt ist; Wert der Abtastfrequenz ist, erscheint es periodisch wieder, 1 shows a frequency diagram in which, on the one hand, the Fre interference spots at low speed or the filter frequency spectrum of a received radar signal and other characteristics according to FIG. 1. Since the filter characteristic of a digital side has a certain selected filter or sieve characteristic. filters are shown periodically with a period equal to the inverted stik; Value of the sampling frequency, it reappears periodically,
Fig. 2 zu Erläuterungszwecken ein Blockschaltbild wenn eine regelmässige Abtastung angewandt wird. Bei sich bestimmter Einheiten, die in einem Radarempfänger enthalten ändernder Abtastfrequenz (Staffelung) ist die Charakteristik sind, wobei diese Einheiten der erfindungsgemässen Doppler- 60 des Filters DFi unregelmässig, und es kann keine bestimmte filteranordnung vorausgehen; Lage seines Sperrbandes ausser für sehr niedrige Frequenzen, Fig. 2 is a block diagram for explanatory purposes when a regular scan is applied. In the case of certain units which contain a changing scanning frequency (staggering) in a radar receiver, the characteristic is, these units of the Doppler filter 60 according to the invention being irregular, and no specific filter arrangement can precede them; Location of its stop band except for very low frequencies,
Fig. 3 das Prinzip eines erfindungsgemässen Dopplerfilters die den Boden- und Meeresstörflecken entsprechen, angegeben in Form eines Blockschaltbildes; werden. Das Filter DFi kann also im letzteren Fall nicht allge- 3 shows the principle of a Doppler filter according to the invention which corresponds to the soil and sea clutter, indicated in the form of a block diagram; will. In the latter case, the DFi filter cannot
Fig. 4 Einzelheiten eines Digitalfilters bekannter Auslegung, mein so dimensioniert werden, dass Störflecken mit sehr niedri-das in der Anordnung nach Fig. 3 enthalten ist, und 65 ger Geschwindigkeit (Boden und Meer) und Störflecken mit Fig. 4 details of a digital filter of known design, my dimensioned so that clutter with very low-that is included in the arrangement of FIG. 3, and 65 ger speed (ground and sea) and clutter with
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfin- höherer Geschwindigkeit gleichzeitig eliminiert werden kön-dungsgemässen Doppler-Filteranordnung. nen. Das Eingangssignal des Filters ist mit xi(tn) und sein Aus in dem in Fig. 1 gezeigten Frequenzdiagramm ist ein Stör- gangssignal mit yi(tn) bezeichnet. 5 shows a block diagram of an embodiment of the higher speed which can be simultaneously eliminated according to the Doppler filter arrangement. nen. The input signal of the filter is denoted by xi (tn) and its off in the frequency diagram shown in FIG. 1 is an interference signal denoted by yi (tn).
632 850 632 850
Mit dem Ausgang des Filters DFi ist der Block HK verbunden, dessen Aufbau anhand von Fig. 5 näher erläutert wird. Der Block HK führt eine Berechnung der Störfleckensignale aus, die nach dem Filtrierungs- bzw. Siebvorgang im ersten Filter DFi verbleiben und führt eine Geschwindigkeitskompensation der Hauptfrequenz fm des dominierenden Störfleckenspektrums durch. Diese Kompensation beinhaltet, dass alle Frequenzkomponenten des ankommenden Signals yi(tn) in der Frequenz so geändert werden, dass die verbleibenden bewegten Störflecken unter eine bestimmte Frequenzgrenze fallen, beispielsweise unter den Wert 1/8 T im Diagramm nach Fig. 1. Das anschliessende Digitalfilter DF2, das dem Block HK nachgeschaltet ist, ist nach demselben Prinzip dimensioniert wie das erste Filter DFi, welches so dimensioniert ist, dass sein Sperrband zusammenfällt mit den Störflecken, deren Frequenzen einen niedrigen Wert aufweisen (Boden- und Meeresstörflek-ken). Hierdurch wird das Dimensionierungsproblem für das zweite Filter DF2 durch Verwendung der «Staffelung» in das relativ einfache Dimensionierungsproblem überführt, das für das erste Filter DFi gilt. Das Filter DF2 eliminiert also die verbleibenden bewegten Störflecken (Niederschläge), und die einzige Annahme besteht darin, dass die verbleibenden Störflek-kensignale ein dominierendes Spektrum aufweisen, dessen Mittelfrequenz fm im Block H K berechnet werden kann. The block HK is connected to the output of the filter DFi, the structure of which is explained in more detail with reference to FIG. 5. The block HK carries out a calculation of the interference signals which remain in the first filter DFi after the filtering or screening process and carries out a speed compensation of the main frequency fm of the dominating interference spectrum. This compensation includes that all frequency components of the incoming signal yi (tn) are changed in frequency so that the remaining moving interference spots fall below a certain frequency limit, for example below the value 1/8 T in the diagram according to FIG. 1. The subsequent digital filter DF2, which is connected downstream of the block HK, is dimensioned according to the same principle as the first filter DFi, which is dimensioned in such a way that its stop band coincides with the interference spots, the frequencies of which have a low value (ground and sea interference spots). As a result, the dimensioning problem for the second filter DF2 is converted into the relatively simple dimensioning problem that applies to the first filter DFi by using the “staggering”. The filter DF2 thus eliminates the remaining moving clutter (precipitation), and the only assumption is that the remaining clutter signals have a dominant spectrum, the center frequency fm of which can be calculated in block H K.
Jedes Filter DFi, DF2 besteht aus einem an sich bekannten Digitalfilter, dessen Auslegung in Fig. 4 gezeigt ist. Das Filter nach Fig. 4 enthält eine Anzahl Verzögerungsschaltungen, bei10 Each filter DFi, DF2 consists of a digital filter known per se, the design of which is shown in FIG. 4. The filter of Figure 4 contains a number of delay circuits, at 10
spielsweise drei Schaltungen DL1-DL3, jeweils mit einer Verzögerung T gleich der Periodenzeit der Radarimpulse. Das Ausgangssignal jeder Verzögerungsschaltung wird an einen Multiplizierer MU0-MU3 angelegt, und zwar mit den Koeffizienten Lo(n), Li(n) und Lî(n) für das Filter DFi und mit den Koeffizienten Ko(n), Ki(n), K2(n), K3(n) für das Filter DF2, wobei der Index (n) anzeigt, dass der Wert der Koeffizienten sich für die verschiedenen Abtastmomente tn ändern kann. Die Ausgangssignale aller Multiplizierer werden einer Addierschaltung ADD zugeführt. Im folgenden wird nur die Ausführung mit Staffelung betrachtet, wo das Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Abtastimpulsen sich entsprechend den vorstehenden Angaben ändert. Der Fall mit regelmässiger Abtastung ist ein Spezialfall, bei dem t„ = n.T. for example three circuits DL1-DL3, each with a delay T equal to the period of the radar pulses. The output signal of each delay circuit is applied to a multiplier MU0-MU3, with the coefficients Lo (n), Li (n) and Lî (n) for the filter DFi and with the coefficients Ko (n), Ki (n), K2 (n), K3 (n) for the filter DF2, the index (n) indicating that the value of the coefficients can change for the different sampling moments tn. The output signals of all multipliers are fed to an adder circuit ADD. In the following, only the staggered version is considered, where the time interval between successive scanning pulses changes in accordance with the above information. The case with regular sampling is a special case in which t "= n.T.
1 s Die gemäss der Erfindung vorgeschlagene Geschwindigkeitskompensation des Ausgangssignals yi(tn) aus dem Filter DFi wird zunächst bezüglich der Signale beschrieben und anschliessend wird eine geeignete Ausführungsform des Blocks HK und des darauffolgenden Filters DF2 (Fig. 3) anhand von 20 Fig. 5 näher erläutert. 1 s The speed compensation of the output signal yi (tn) from the filter DFi proposed according to the invention is first described with regard to the signals and then a suitable embodiment of the block HK and the subsequent filter DF2 (FIG. 3) is explained in more detail with reference to FIG. 20 explained.
Bei der Staffelung ändert sich die Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Abtastimpulsen, die Veränderung ist jedoch periodisch mit der Periode NT, was beinhaltet, dass die Charakteristik der Filter DFi, DF2 sich nach den Zeitpunkten 25 NT, 2NT,... wiederholt. Wenn das Eingangssignal des Filters DFi den Wert x(tn) = e-i2 nfd( vNT+w) aufweist, so ist das Ausgangssignal des Filters DFi: In the staggering, the time changes between successive sampling pulses, but the change is periodic with the period NT, which means that the characteristics of the filters DFi, DF2 are repeated after the times 25 NT, 2NT, ... If the input signal of the filter DFi has the value x (tn) = e-i2 nfd (vNT + w), the output signal of the filter DFi is:
yl(t ) = r Lt<n> e j 2Ttf d (-UNT + = yl (t) = r Lt <n> e j 2Ttf d (-UNT + =
n i=0 n i = 0
= Z Li(n) e-j2nfD(nT-tn-i) ej2nfD<uN + n> T i=0 = Z Li (n) e-j2nfD (nT-tn-i) ej2nfD <uN + n> T i = 0
= Cn (fD) ej21IfD^N + n> T' = Cn (fD) ej21IfD ^ N + n> T '
worin n die Anzahl der Verzögerungsschaltungen im Filter 40 tet, dass das Signal yi(t„) geteilt wird durch das Signal C„(fm) ei2 DFi ist. nfm( vN+n)T, worin fm das Ergebnis einer Messung der Mittelfre- where n is the number of delay circuits in the filter 40 that the signal yi (t ") is divided by the signal C" (fm) ei2 DFi. nfm (vN + n) T, where fm is the result of a measurement of the mean
In diesem Falle gilt, dass die Amplitude und die Phase des quenz des dominierenden Störfleckenspektrums hinter dem Ausgangssignals yi(t„), repräsentiert durch den Faktor Cn(fd), Filter DFi ist. Es gilt also: In this case, the amplitude and the phase of the sequence of the dominant interference spectrum behind the output signal yi (t "), represented by the factor Cn (fd), is filter DFi. So the following applies:
zeitabhängig sind. Die Geschwindigkeitskompensation beinhal- are time-dependent. The speed compensation includes
x,(t ) = 2. n x, (t) = 2. n
-n -n
(fd) (fd)
ej2JI(fd - fm) (VN + n) T ej2JI (fd - fm) (VN + n) T
Das Ausgangssignal des Filters DF2 ist gegeben durch r2 The output signal of the filter DF2 is given by r2
y2 (tJ = 1 Ki •' y2 (tJ = 1 Ki • '
An) cn-l (fd} e-j2n(fd ~ fm) . i An) cn-l (fd} e-j2n (fd ~ fm). I
T T
i=0 Cn-1 (f m') i = 0 Cn-1 (f m ')
j2ü(fd - fm) (vN + n) T, j2ü (fd - fm) (vN + n) T,
worin r2 die Zahl der Verzögerungsschaltungen im Filter DF2 dass: where r2 is the number of delay circuits in filter DF2 that:
ist. a) wenn die Dopplerfrequenz fd » 0, das Signal im ersten Fil- is. a) if the Doppler frequency fd »0, the signal in the first filter
Aus den Ausdrücken für y i(tn), X2(tn) und y2(tn) geht hervor, ter DFi eliminiert werden kann, weil The expressions for y i (tn), X2 (tn) and y2 (tn) show that DFi can be eliminated because
Cn (fd) Cn (fd)
E E
i=0 i = 0
Li ^ ^ - 0 gemacht'werden kann, Li ^ ^ - 0 can be made
632850 632850
b) wenn die Dopplerfrequenz fd # 0 und eine korrekte Berechnung dieser Frequenz des dominierenden Störfleckenspektrums im Block HK ausgeführt wurde, d.h. fm =» fd, das Eingangssignal des Filters DF2 den Wert x2(tn) = e>2 n(fd ~fm) ( vN H b) if the Doppler frequency fd # 0 and a correct calculation of this frequency of the dominant clutter spectrum was carried out in block HK, i.e. fm = »fd, the input signal of the filter DF2 has the value x2 (tn) = e> 2 n (fd ~ fm) (vN H
n)T n) T
yi(tn) » 0, wenn das ankommende Signal aus Bodenstörflek-kensignalen besteht, d.h. fD » 0. Speziell wird gefordert, dass yi(tn) = 0, weil fD = AfK, K = 1,... n. AfK ist innerhalb des Frequenzbereichs des Bodenstörfleckenspektrums gewählt. Diese 5 Forderung kann erfüllt werden, indem folgende Wahl getroffen wird: yi (tn) »0 if the incoming signal consists of interference signals, i.e. fD »0. Specifically, it is required that yi (tn) = 0, because fD = AfK, K = 1, ... n. AfK is chosen within the frequency range of the soil interference spectrum. This 5 requirement can be met by making the following choices:
aufweist, wodurch ein Signal mit niedriger Frequenz repräsentiert wird, das im Filter DF2 auf dieselbe Weise eliminiert werden kann wie das Signal eJ'2 nfdtn, das im Filter DFi für fd 0 eliminiert wurde. which represents a low frequency signal that can be eliminated in filter DF2 in the same way as signal eJ'2 nfdtn that was eliminated in filter DFi for fd 0.
Zur Berechnung der Filterkoeffizienten Lj(n) und K;(n) werden die folgenden Forderungen an die Ausgangssignale yi(tn) und y2(tn) gestellt: To calculate the filter coefficients Lj (n) and K; (n), the following requirements are placed on the output signals yi (tn) and y2 (tn):
Cn( AfK) = 0 K = i,... ri, n = i,... N Cn (AfK) = 0 K = i, ... ri, n = i, ... N
d.h. Filter DFi eliminiert die Bodenstörflecken. Die Gleichung C„( AfK) = 0 führt zum folgenden Gleichungssystem für die Berechnung der Filterkoeffizienten Lj(n): i.e. Filter DFi eliminates the floor clutter. The equation C „(AfK) = 0 leads to the following system of equations for the calculation of the filter coefficients Lj (n):
rl l rl l
i=0 i = 0
L. 1 L. 1
(n)e-j2ïïAfK (n) e-j2ïïAfK
(nT (nT
tn-i) _ tn-i) _
= 0 = 0
Wenn AfK symmetrisch um die Frequenz 0 herum gewählt wird, telfrequenz der Störflecken wurde zu fm ~ fd gemessen. Insbe-so führen die oben angegebenen Beziehungen zu reellen und sondere wird verlangt, dass y2(tn) = 0 für fD - fm = SfK innerhalb zeitabhängigen Koeffizienten L;(n). des Frequenzbereichs der bewegten Störflecken liegt. Diese If AfK is chosen symmetrically around the frequency 0, the interfering spots telfrequency was measured to fm ~ fd. In particular, the relationships given above lead to real and special demands are made that y2 (tn) = 0 for fD - fm = SfK within time-dependent coefficients L; (n). the frequency range of the moving noise spots. These
Das Signal y2(tn) » 0, wenn das Eingangssignal aus Signalen Bedingung ergibt das folgende Gleichungssystem von bewegten Störflecken mit der Frequenz fd besteht. Die Mit- 25 The signal y2 (tn) »0 if the input signal results from condition signals the following system of equations consists of moving noise spots with the frequency fd. The 25
T2 / \ C . (f +<5f T2 / \ C. (f + <5f
^ T, . (n) n-l "m K) ^ T,. (n) n-l "m K)
z ki • c—m— z ki • c — m—
l-O n-i' m e~j211. ôfK l-O n-i 'm e ~ j211. ôfK
T = 0 K = i, . . . r 2 T = 0 K = i,. . . r 2
für die Bestimmung der Filterkoeffizienten K|(n). for the determination of the filter coefficients K | (n).
Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform des in Fig. 3 gezeigten Blocks HK für die Gewinnung einer Geschwindigkeitskompensation, gemeinsam mit den zwei Filtern DFi, DF2. Aus dem Ausdruck für X2(tn) geht nach den obigen Ausführungen hervor, dass die Kompensation bezüglich der Signale ausgeführt wird, indem das Ausgangssignal yi(tn) aus dem Filter DFi dividiert wird durch den Faktor Cn (fm) e'2 nfm( vN+n)T worin fm einen berechneten Wert der Mittelfrequenz des dominierenden Spektrums sd der bewegten Störflecken repräsentiert. Aus dem Filter DFi wird ein Signal Re{yi(tn)l am 1-Kanal und ein Signal Im yi(tn) am Q-Kanal erhalten. Mit jedem Kanal I, Q ist eine Phasenmessschaltung FK verbunden, um die Phasendifferenz A® zwischen zwei aufeinanderfolgenden gefilterten Abtastwerten zu messen. Dies wird in bekannter Weise durchgeführt, indem zunächst die zwei Komponenten des Abtastwertes im I- und Q-Kanal gemessen werden, wobei ein Wert des Phasenwinkels ®i relativ zu einem bestimmten Bezugswert erhalten wird. Danach wird in gleicher Weise der Phasenwinkel ®2 für den nächsten Abtastwert gemessen, und es wird die Differenz A® = ®i - ®2 gebildet. Für jede Staffelungssequenz t„ werden Abtastwerte erhalten, die eine Sequenz von Phasendifferenzen A®n zwischen zwei aufeinanderfolgenden gesiebten bzw. gefilterten Abtastwerten yi(tn) ergeben. Diese Sequenz A®„ wird für die empfangenen Phasendifferenz-werte A®n während der Zeitperiode NT, die einer vollständigen Staffelungssequenz entspricht, einem Akkumulator S zugeführt. Der Akkumulator ist an sich bekannt und kann beispielsweise aus einer Rückkopplungs-Summationseinrichtung beste-35 hen. FIG. 5 shows a block diagram of an embodiment of the block HK shown in FIG. 3 for obtaining speed compensation, together with the two filters DFi, DF2. According to the above statements, the expression for X2 (tn) shows that the compensation with respect to the signals is carried out by dividing the output signal yi (tn) from the filter DFi by the factor Cn (fm) e'2 nfm (vN + n) T where fm represents a calculated value of the center frequency of the dominant spectrum sd of the moving clutter. A signal Re {yi (tn) 1 on the 1-channel and a signal Im yi (tn) on the Q-channel are obtained from the filter DFi. A phase measuring circuit FK is connected to each channel I, Q in order to measure the phase difference A® between two successive filtered samples. This is carried out in a known manner by first measuring the two components of the sample value in the I and Q channels, a value of the phase angle ®i being obtained relative to a specific reference value. Then the phase angle ®2 for the next sample value is measured in the same way, and the difference A® = ®i - ®2 is formed. Sampling values are obtained for each staggering sequence t ", which result in a sequence of phase differences A®n between two successive sifted or filtered sampling values yi (tn). This sequence A® “is fed to an accumulator S for the received phase difference values A®n during the time period NT, which corresponds to a complete staggering sequence. The accumulator is known per se and can, for example, consist of a feedback summation device.
Mit Mi und M2 sind zwei Speichereinheiten bezeichnet, beispielsweise PROMs (programmierbare Nur-Lesespeicher). Der Speicher Mi besteht aus einer Matrix, in der die Werte der Koeffizienten Cn(fm) für verschiedene Werte der Phasendiffe-40 renz A® und für verschiedene Werte von tn in der Staffelungssequenz eingeschrieben werden. Für jedes Wertepaar tn, A® wird also ein bestimmter Wert der Koeffizienten Cn(fm) erhalten, da fm aus dem Wert A®211T • fm berechnet wird, worin T bekannt ist. Mi and M2 are two storage units, for example PROMs (programmable read-only memories). The memory Mi consists of a matrix in which the values of the coefficients Cn (fm) for different values of the phase difference 40 and for different values of tn are written in the staggered sequence. A specific value of the coefficients Cn (fm) is thus obtained for each pair of values tn, A®, since fm is calculated from the value A®211T • fm, in which T is known.
45 Die Speichereinheit M2 besteht aus einer Matrix in Form eines PROMs, in dem die Sinus- und Kosinuswerte für verschiedene Winkel 4> aufgelistet werden, wobei diese Winkel aus dem Akkumulator S erhalten werden. Die Speichereinheit Mi weist nur einen Ausgang auf, an dem der Wert 1/1 Cn(fm) | erscheint, so jedoch zwei Eingänge, an denen jeweils der Eingangswert A® und die Taktimpulse ci erscheinen, letztere zu den Abtastzeitpunkten tn in jedem Intervall vNT. 45 The storage unit M2 consists of a matrix in the form of a PROM in which the sine and cosine values are listed for different angles 4>, these angles being obtained from the accumulator S. The storage unit Mi has only one output at which the value 1/1 Cn (fm) | appears, however, two inputs at which the input value A® and the clock pulses ci appear, the latter at the sampling times tn in each interval vNT.
Die Speichereinheit M2 weist einen I- und Q-Ausgang auf, an dem die Werte - Sinus ® bzw. Kosinus ® erscheinen, wobei 55 ® die akkumulierte Phase ist. Ein Multiplizierer MU ist mit den zwei Ausgängen der Einheit M2 und mit dem Ausgang der Einheit Mi verbunden, um den Faktor 1/1 Cn(fm) | mit den Sinusbzw. mit den Kosinuswerten der akkumulierten Phase zu multiplizieren. Am I- bzw. Q-Ausgang des Multiplizierers MU 60 erscheinen folglich zwei Komponenten The memory unit M2 has an I and Q output at which the values - Sinus ® and Kosinus ® appear, 55 ® being the accumulated phase. A multiplier MU is connected to the two outputs of unit M2 and to the output of unit Mi by a factor of 1/1 Cn (fm) | with the sine or multiply by the cosine values of the accumulated phase. Consequently, two components appear at the I or Q output of the multiplier MU 60
- Sinus (j) !Cn(fm)I - Sine (j)! Cn (fm) I
bzw. respectively.
Kosinus <{) j Cn(fm) I Cosine <{) j Cn (fm) I
die erforderlich sind, um den komplexen Wert 1/Cn(fm) e~'2 nfm< vNT+tn) 2U bilden. which are required to form the complex value 1 / Cn (fm) e ~ '2 nfm <vNT + tn) 2U.
632850 6 632 850 6
Entsprechend obiger Beschreibung gilt bezüglich der tiplizierer MU verbunden ist, führt diese komplexen Mult'iplika- According to the description above applies to the multiplier MU connected, this complex mult'iplica
Signalbehandlung, dass der Faktor Cn(fd) • eJ2 nfd ( vNT+tn> zur tionen aus, da die I- und Q-Komponenten der komplexen Fakto- Signal handling that the factor Cn (fd) • eJ2 nfd (vNT + tn> to act out because the I and Q components of the complex facto-
Geschwindigkeitskompensation mit dem Faktor 1/Cn(fm) • e~-i2 ren als Signalwerte am jeweiligen Kanal verfügbar sind. Am I-nfm( vNT+tn) multipliziert werden muss. Der komplexe Multiplizie- und Q-Ausgang des Multiplizierers MK werden also die entrer MK, der mit dem Ausgang des Filters DFi und mit dem Mul- 5 sprechenden Signalkomponenten von x (tn) = C]1 (£d) . ei2ïï(fd - fm) (vNT+tn) Speed compensation with the factor 1 / Cn (fm) • e ~ -i2 ren are available as signal values on the respective channel. At I-nfm (vNT + tn) must be multiplied. The complex multiplication and Q output of the multiplier MK thus become the entrer MK, the one with the output of the filter DFi and with the multilingual signal components of x (tn) = C] 1 (£ d). ei2ïï (fd - fm) (vNT + tn)
erhalten, nämlich die obigen. received, namely the above.
Das Filter DF2 enthält ein Digital-Transversalfilter DF4 der abgegeben und an den Ausgängen I und Q des Filters erschei-in Fig. 4 gezeigten Auslegung. Um eine gute Störfleckenunter- 15 nen die Quadraturkomponenten des erwünschten gefilterten drückung innerhalb des gesamten Geschwindigkeitsbereiches Signals y2(tn). The filter DF2 contains a digital transversal filter DF4 of the design shown and shown at the outputs I and Q of the filter shown in FIG. 4. The quadrature components of the desired filtered pressure within the entire speed range signals y2 (tn) around a good interference spot.
zu erzielen, ist es allgemein erforderlich, verschiedene Filterko- Die Filter DFi, DF2 sind wie erwähnt gemäss Fig. 4 ausge-effizienten K,(n) für verschiedene gemessene Frequenzen fm zu bildet. Diese Figur zeigt jedoch nur die Auslegung für einen wählen. Die Filterkoeffizienten Kj(n) werden aus der oben Kanal, beispielsweise den I-Kanal, und die Multiplizierer angegebenen Beziehung bestimmt. Mit den im Filter DF4 ent- 20 MU0-MU2 multiplizieren die Signalkomponenten von xi(t„) haltenen Multiplizierern ist eine Speichereinheit MF verbun- und X2(tn) in diesem Kanal mit den entsprechenden Komponen-den, beispielsweise in Form des PROMs, in dem die Koeffizien- ten der Koeffizienten L;(n) und K;(n). Die entsprechenden Fil-ten Ki(n) für jeden Wert von AO und jeden Zeitpunkt t„ in terschaltungen sind im anderen Kanal Q enthalten, und bei der to achieve, it is generally necessary to form different filter coefficients. The filters DFi, DF2 are, as mentioned according to FIG. 4, efficient K, (n) for different measured frequencies fm. However, this figure shows only the interpretation for one choose. The filter coefficients Kj (n) are determined from the relationship given above, for example the I-channel, and the multiplier. With the multipliers contained in the filter DF4 20 MU0-MU2 multiply the signal components of xi (t "), a memory unit MF is connected and X2 (tn) in this channel with the corresponding components, for example in the form of the PROM and the coefficients of the coefficients L; (n) and K; (n). The corresponding filters Ki (n) for each value of AO and each time t "in circuits are contained in the other channel Q, and in the
Matrixform eingeschrieben werden. Die Speichereinheit MF komplexen Multiplikation in den Multiplizierern MU0-MU2 ist hierfür mit ihren zwei Steuereingängen einerseits mit dem 25 werden die Werte in den Kanälen I und Q miteinander Ausgang der Phasenmessschaltung FK, an dem der Wert von gemischt. Die Filter DFi, DF2 weisen für eine gegebene Ord-AO erscheint, und andererseits mit dem Taktimpulsgenerator nung (bestimmt durch die Anzahl von Verzögerungsschaltun-(nicht gezeigt) verbunden, der die Taktimpulse ci zu rechter gen DL1-DL3) ein gegebenes Durchlassband auf, dessen Breite Zeit mit der der Staffelungssequenz tn (innerhalb jedes Inter- in bekannter Weise ausgeweitet werden kann, indem Filter mit valls vNT) erzeugt. Die Werte der Koeffizienten Ki(n), die von 30 hoher Ordnung gewählt werden. Matrix form. The memory unit MF complex multiplication in the multipliers MU0-MU2 is for this with its two control inputs on the one hand with the 25, the values in the channels I and Q are mutually output of the phase measuring circuit FK, at which the value of is mixed. The filters DFi, DF2 appear for a given Ord-AO, and on the other hand connected to the clock pulse generator (determined by the number of delay circuits (not shown) which clock pulses ci to the right gen DL1-DL3) a given pass band, whose width time with which the stagger sequence tn (within each Inter- can be expanded in a known manner by using filters with valls vNT). The values of the coefficients Ki (n) chosen from high order 30.
AO und tn abhängen, werden an die Multiplizierer im Filter DF4 AO and tn depend on the multipliers in the filter DF4
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1 Blatt Zeichnungen 1 sheet of drawings
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