DE2833050A1 - PULSE DOPPLER RADAR FILTER ARRANGEMENT - Google Patents

Description

BESCHREIBUNGDESCRIPTION

Die Erfindung betrifft eine Filteranordnung in dem Empfänger eines Impuls-Dopplerradars zur Unterdrückung unerwünschter Störflecksignale bzw. Echosignale innerhalb eines bestimmten unteren und bestimmten höheren Geschwindigkeitsbereichs eines empfangenen Zielobjektechos, welches das Ansprechsignal von Radarimpulsen bildet, das von dem Radar mit unregelmäßiger Impulswiederholungsfrequenz ("Staffelung") ausgesendet wird, wobei die Anordnung ein erstes und ein zweites Digitalfilter enthält, wovon die Frequenzgrenze zwsichen dem Durchlaß- und dem Sperrband des ersten Filters so gewählt ist, daß die Störfleckensignale innerhalb des unteren Geschwindigkeitsbereichs in das Sperrband des ersten Filters fallen, jedoch derart, daß das gewünschte Zielobjektechosignal in sein Durchlaßband fällt.The invention relates to a filter arrangement in the receiver of a pulse Doppler radar for suppressing undesirable Clutter signals or echo signals within a certain lower and certain higher speed range of a received target object echo, which the The response signal of radar pulses is generated by the radar with an irregular pulse repetition frequency ("staggering") is sent out, the arrangement containing a first and a second digital filter, of which the frequency limit between the pass band and the stop band of the first filter is chosen so that the clutter signals within of the lower speed range fall within the stop band of the first filter, but in such a way that the desired target echo signal in its passband falls.

Derartige"Störflecksignale" können beispielsweise durch den Boden, das Meer oder Regen verursacht werden.Such "clutter signals" can, for example, by the ground, the sea or rain.

Es gehört zu den Aufgaben eines Radarempfängers, Radarechos bzw. sogenannte "Störflecke" zu unterdrücken, die durch Reflexionen an nicht relevanten Zielobjekten verursacht werden, beispielsweise am Boden, auf dem Meer oder durch Niederschläge (Regen oder Schnee), und nur das gewünschte sich bewegende Zielobjekt, beispielsweise ein Flugzeug, zu erfassen. Zu diesem Zweck wird die Geschwindigkeitsdifferenz der unerwünschten Zielobjekte bezüglich des oder der gewünschten Zielobjekte herangezogen. Bei einem Kohärentimpuls-Dopplerradar bekannter Art wird ein gepulstes Hochfrequenzsignal mit einer bestimmten Trägerfrequenz übertragen, das nach Reflexion an einem bewegten Zielobjekt mit einer bestimmten geänderten Frequenz fo - fd zurückkehrt, während die Änderung fd von der Dopplerverschiebung abhängt, d.h. der Radial-One of the tasks of a radar receiver is to suppress radar echoes or so-called "clutter" that are caused by reflections on irrelevant target objects, for example on the ground, on the sea or by precipitation (rain or snow), and only the desired moving ones To capture target object, for example an aircraft. For this purpose, the speed difference between the undesired target objects and the desired target object or objects is used. In a coherent pulse Doppler radar of known type, a pulsed high-frequency signal with a certain carrier frequency is transmitted, which after reflection on a moving target object returns with a certain changed frequency fo - fd, while the change fd depends on the Doppler shift, i.e. the radial

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geschwindigkeit des bewegten Zielobjektes relativ zu der Radarstation. Das ankommende Echosignal wird in dem Empfänger mit der Trägerfrequenz fo gemischt, wobei die Dopplerfrequenz fd erhalten wird. Würde das ausgesendete Signal (die Trägerfrequenz fο) nicht gepulst, so würde ein reines Sinussignal erhalten, dessen Frequenz die Dopplerfrequenz fd ist. Da das ausgesendete Signal mit einer Impulsfrequenz fp=l/T, worin T die Periodenzeit ist, gepulst wird, gibt der Empfänger ein gepulstes Signal ab, das sinusmoduliert ist, wobei die Modulationsgröße eine Frequenz aufweist, die gleich der Dopplerfrequenz fd ist. Ferner enthält das empfangene Signal Frequenzkomponenten, die von unerwünschten Zielobjekten ausgehen, was dazu führt, daß das empfangene Signal nicht rein sinusförmig moduliert ist. Das empfangene und in dem Empfänger gemischte Signal enthält folglich eine Anzahl von erwünschten und von unerwünschten Frequenzkomponenten.speed of the moving target relative to the Radar station. The incoming echo signal is mixed in the receiver with the carrier frequency fo, the Doppler frequency fd is obtained. Would that sent out Signal (the carrier frequency fο) not pulsed so would get a pure sinusoidal signal, the frequency of which is the Doppler frequency fd. Since the transmitted signal with a pulse frequency fp = l / T, where T is the period time, is pulsed, the receiver emits a pulsed signal that is sine-wave modulated, the modulation size being a Has frequency which is equal to the Doppler frequency fd. Furthermore, the received signal contains frequency components, which emanate from undesired target objects, which means that the received signal is not purely sinusoidal is modulated. The signal received and mixed in the receiver thus contains a number of wanted and of unwanted frequency components.

Es ist bereits bekannt, Filter (sogenannte Dopplerfilter) in einem Empfänger für Impuls-Dopplerradargeräte vorzusehen, wobei die Aufgabe dieser Filter darin besteht, in einem möglichst hohen Ausmaße die Frequenzkomponenten zu unterdrücken, die von den unerwünschten Zielobjekten ausgehen, hauptsächlich die niedrigen Frequenzkomponenten, die vom Boden, von der See und von Niederschlagen verursacht werden. Das Dopplerfilter kann aus einem Digitalfilter bestehen, das die Komponenten eliminiert, deren Frequenzen niedriger sind als ein bestimmter Wert, der einer bestimmten Zielobjektgeschwindigkeit entspricht. Ein derartiges Dopplerfilter zeigt innerhalb des von der Periodenzeit T des Radarsenders bestimmten Frequenzbandes eine bestimmte Charakteristik, die in der Figur 1 der beigefügten Zeichnung gestrichelt eingezeichnet ist. Dabei ist es erwünscht, daß das Filter für niedrige Frequenzen eine Bandsperrencharakteristik aufweist, die beispielsweise kleiner als 1/8T ist, wobei das Filter für hohe Frequenzwerte eine Bandfiltercharakteristik aufweist, wasIt is already known that filters (so-called Doppler filters) to be provided in a receiver for impulse Doppler radar devices, the task of these filters being in to suppress the frequency components emanating from the undesired target objects, mainly the low frequency components, to the greatest possible extent, caused by the ground, the sea and precipitation will. The Doppler filter can consist of a digital filter that eliminates the components whose Frequencies are lower than a certain value corresponding to a certain target object speed. Such a Doppler filter shows within the frequency band determined by the period time T of the radar transmitter a certain characteristic, which is shown in dashed lines in Figure 1 of the accompanying drawing. Included it is desirable that the low frequency filter have a bandstop characteristic such as is less than 1 / 8T, the filter having a band filter characteristic for high frequency values, which

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zu dem Ergebnis führt, daß eventuelle bewegte Zielobjekte, deren Radialgeschwindigkeit größer ist als diejenige der "Störflecken", erfaßt werden können. Die Verwendung eines Dopplerfilters ist jedoch durch die Größe des Durchlaßbandes beschränkt. Wenn beispielsweise die obere Frequenzgrenze des Filter-Sperrbandes fmax^l/eT ist und die Periodenzeit T der Radarimpulse nach unten durch den erwünschten Bereich Rmax begrenzt ist, so gilt T=2Rmax/c, worin c die Ausbreitungsgeschwindigkeit ist; die höchste Störfleckengeschwindigkeit in dem Filter-Sperrband ist vmax = \c/16Rmax, worin A= Radarwellenlänge. Wenn beispielsweise \= ldm (das S-Band) und Rmax = lo.lO m, so gilt vmax^im/s, wodurch impliziert wird, daß nur die Bodenstörflecken durch das Filter unterdrückt werden können, während die übrigen Störflecken mit höheren Frequenzkomponenten unbeeinflußt bleiben.leads to the result that any moving target objects whose radial velocity is greater than that of the "clutter" can be detected. However, the use of a Doppler filter is limited by the size of the passband. If, for example, the upper frequency limit of the filter stop band is fmax ^ l / eT and the period time T of the radar pulses is limited downwards by the desired range Rmax, then T = 2Rmax / c, where c is the propagation speed; the highest clutter velocity in the filter stopband is vmax = \ c / 16Rmax, where A = radar wavelength. For example, if \ = ldm (the S-band) and Rmax = lo.lO m, then vmax ^ im / s, which implies that only the ground clutter can be suppressed by the filter, while the remaining clutter with higher frequency components is unaffected stay.

Wenn das Radar auf der unteren PRF-Hode betrieben wird, d.h. die Periodenzeit T wird so abgestimmt, daß alle interessierenden Radarechos vor der Aussendung des nächsten Radarimpulses reflektiert und empfangen werden, so wird dadurch impliziert, daß die Dopplerfrequenz fd des Zielobjektes größer sein kann als die Impulswiederholungsfrequenz l/T. Wie aus Figur 1 hervorgeht, führt dies jedoch dazu, daß auch das Zielobjektecho von dem Dopplerfilter für sogenannte Blindgeschwindigkeiten unterdrückt werden kann, genauer für solche Geschwindigkeiten, die Dopplerfrequenzen ergeben, welche Vielfache der Frequenz l/T sind. Es ist bereits bekannt, die Unterdrückung derartiger Zielobjektechos zu verhindern, indem eine sogenannte "Staffelung" eingeführt wird, indem also die Periodenzeit T sich von einem ausgesendeten Radarimpuls zu dem darauffolgenden ändert.When the radar is operated on the lower PRF testicle, i.e. the period time T is tuned so that all radar echoes of interest before the transmission of the next Radar pulse are reflected and received, it is thereby implied that the Doppler frequency fd of the target object can be greater than the pulse repetition frequency l / T. As can be seen from Figure 1, however, this leads that also the target object echo from the Doppler filter for so-called blind speeds can be suppressed, more precisely for speeds that Doppler frequencies give which multiples of the frequency l / T are. It is already known to prevent the suppression of such target object echoes by using a so-called "Staggering" is introduced, so that the period time T varies from one transmitted radar pulse to the next changes.

Ein weiteres bekanntes Verfahren zur Eliminierung des unerwünschten Störfleckenspektrums besteht darin, eineAnother known method for eliminating the unwanted clutter spectrum is to use a

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Geschwindigkeitskompensation vor der Siebung in dem Dopplerfilter durchzuführen. Dabei wird die Störfleckengeschwindigkeit geschätzt, beispielsweise durch Phasenmessung während■aufeinanderfolgender Überstreichvorgänge. Beispielsweise durch Regelung des Lokalozillators des Empfängers kann das Störfleckspektrum so verschoben werden, daß seine dominierende Komponente den Wert 0 annimmt und folglich innerhalb des Unterdrückungsbandes des Filters liegt. Bei diesem Verfahren wird jedoch vorausgesetzt, daß das Störfleckenspektrum eine dominierende Komponente aufweist, die leicht berechnet werden kann.Carry out speed compensation before sieving in the Doppler filter. This becomes the clutter speed estimated, for example by phase measurement during ■ successive sweeps. For example, by controlling the local oscillator of the receiver, the clutter spectrum can be shifted so that that its dominant component assumes the value 0 and consequently lies within the suppression band of the filter. However, this procedure assumes that that the clutter spectrum is a dominant component which can be easily calculated.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Dopplerfilteranordnung im Empfänger eines Impuls-Dopplerradars zu schaffen, mit dem eine Ausfiltrierung der niedrigen Boden- und Meeres-Störfleckenfrequenzen sowie eine Ausfiltrierung der übrigen Störflecken mit höherer Dopplerfrequenz mittels Digitalfiltern bekannter Auslegung erfolgen kann.The object of the invention is to provide a Doppler filter arrangement to create in the receiver of a pulse Doppler radar, with which a filtering out of the low ground and sea clutter frequencies as well as filtering out the remaining clutter with a higher Doppler frequency by means of Digital filtering of known design can be done.

Diese Aufgabe wird durch eine Filteranordnung der eingangs beschriebenen Art gelöst, die gemäß der Erfindung gekennzeichnet ist durch eine Schaltungsvorrichtung, die mit dem Ausgang des ersten Filters verbunden ist, zur Berechnung einer dominierenden Frequenzkomponente des Störfleckensignals innerhalb des höheren Geschwindigkeitsbereichs und zur Durchführung einer Frequenzüberführung der aus dem ersten Filter gewonnenen Störfleckensignale derart, daß die Mittelfrequenz der Störfleckensignale innerhalb des höheren Geschwindigkeitsbereichs einen Wert annimmt, der niedriger ist als der Wert vor der Überführung, wobei der Ausgang der Schaltungsvorrichtung mit dem Eingang des zweiten Digitalfilters verbunden ist, dessen Sperrband hauptsächlich zusammenfällt mit dem Sperrband des ersten Filters bei niedrigen Frequenzen, zur Unterdrückung der Störfleckensignale, die vor der Überführung in dem höheren Geschwindigkeitsbereich liegen.This task is achieved by a filter arrangement of the initially introduced described type solved, which is characterized according to the invention by a circuit device with is connected to the output of the first filter for calculating a dominant frequency component of the clutter signal within the higher speed range and to perform a frequency transfer the clutter signals obtained from the first filter such that the center frequency of the clutter signals assumes a value within the higher speed range that is lower than the value before Transfer, the output of the circuit device being connected to the input of the second digital filter, whose stop band mainly coincides with the stop band of the first filter at low frequencies, to suppress the clutter signals that are in the higher speed range before the overpass.

Die Erfindung basiert also auf dem zuvor erwähnten be-The invention is based on the aforementioned

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kannten Verfahren, zeigt jedoch den zusätzlichen Vorteil, daß, weil die Berechnung der bewegten Störflecken nach dem Ausfiltrieren der Bodenstörflecken erfolgt, diese Störflecken die Berechnung nicht beeinflussen.known method, but shows the additional advantage that, because the calculation of the moving clutter after the The ground clutter is filtered out, these clutter do not affect the calculation.

Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen :Further features and usefulnesses of the invention result from the description of exemplary embodiments based on the figures. From the figures show:

Figur 1 ein Frequenzdiagramm, in dem einerseits das Frequenzspektrum eines empfangenen Radars-ignals und andererseits eine bestimmte ausgewählte Filter- oder Siebcharakteristik dargestellt ist;FIG. 1 shows a frequency diagram in which, on the one hand, the frequency spectrum of a received radar signal and, on the other hand, a certain selected filter or sieve characteristic is shown;

Figur 2 zu Erläuterungszwecken ein Blockschaltbild bestimmter Einheiten, die in einem Radarempfänger enthalten sind, wobei diese Einheiten der erfindungsgemäßen Dopplerfilteranordnung vorausgehen;FIG. 2, for explanatory purposes, shows a block diagram of certain units which are contained in a radar receiver are, these units of the Doppler filter arrangement according to the invention precede;

Figur 3 das Prinzip eines erfindungsgemäßen Dopplerfilters in Form eines Blockschaltbildes;FIG. 3 shows the principle of a Doppler filter according to the invention in the form of a block diagram;

Figur k Einzelheiten eines Digitalfilters bekannter Auslegung, das in der Anordnung nach Figur 3 enthalten ist; undFIG. K shows details of a digital filter of known design which is included in the arrangement according to FIG. 3; and

Figur 5 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Doppler-Filteranordnung.Figure 5 is a block diagram of an embodiment of the invention Doppler filter arrangement.

In dem in Figur 1 gezeigten Frequenzdiagramm ist ein Störfleckenfrequenzspektrum gemeinsam mit dem Spektrum eines ankommenden Zielkörperechos in einem bestimmten Abstand von der Radarstation gezeigt. Die Filtercharakteristik eines in der Dopplerfilteranordnung enthaltenen Digitalfilters ist gestrichelt eingezeichnet und zeigt ein Sperrband einerseits für niedrige Frequenzen, beispielsweise für Frequenzen <1/8T und andererseits für Frequenzen zwischen 7/8T und l/T und dazwischen ein Durchlaßband.In the frequency diagram shown in Figure 1, there is a clutter frequency spectrum together with the spectrum of an incoming target body echo at a certain distance shown by the radar station. The filter characteristic of a digital filter contained in the Doppler filter arrangement is shown in dashed lines and shows a Stop band on the one hand for low frequencies, for example for frequencies <1 / 8T and on the other hand for frequencies between 7 / 8T and 1 / T and a pass band in between.

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Die Filtercharakteristik ist dann periodisch mit einer Periode l/T. Das Spektrum des erwünschten Zielkörpers bzw. Targets ist mit s bezeichnet, und der bewegte Störfleck weist ein dominierendes Spektrum sm auf, dessen .Mittjälfrequenz mit fm bezeichnet ist. Das Dopplerfilter, dessen Konstruktion bzw. Auslegung in Verbindung mit den Figuren ή- und 5 näher erläutert wird, hat dabei die Aufgabe, einerseits das Boden-Störfleckenspektrum sg und andererseits das Spektrum sm des dominierenden bewegten Störflecks zu unterdrücken, das hauptsächlich von Niederschlägen (Regen oder Schnee) herrührt.The filter characteristic is then periodic with a period l / T. The spectrum of the desired target body or targets is denoted by s, and the moving clutter has a dominant spectrum sm, its .Mittjälfrequency is denoted by fm. The Doppler filter, the construction or design of which is explained in more detail in connection with Figures ή- and 5, has the Task, on the one hand, the soil clutter spectrum so-called and on the other hand, to suppress the spectrum sm of the dominant moving clutter, which is mainly comes from precipitation (rain or snow).

Zum besseren Verständnis der Signalbehandlung und der Konstruktion der erfindungsgemäßen Filteranordnung werden zunächst anhand von Figur 2 diejenigen Einheiten beschrieben, die der Filteranordnung vorausgehen. Am Eingang A erscheint ein Signal A(t) =_cos [2 7( (fo+fd)t+^1 aus dem Duplexer des Radarempfängers. Die Frequenz fd ist die Dopplerfrequenz für den erwünschten Zielkörper. Das Signal A(t) wird den zwei Kanälen I und Q zugeführt, die jeweils einen Mischer Bl bzw. B2 enthalten, gemeinsam mit jeweils einem Analog/Digital-Umsetzer ADl bzw. AD2. Dem Mischer Bl bzw. B2 wird ein Referenzsignal Kosinus 27Ifot bzw. Sinus 27Tfot aus einem Referenzozillator OSC in d,<em Empfänger zugeführt. Dann werden jeweils die Ausgangssignale Kosinus(27Tf d+tf) und Sinus(2fffd+f) erhalten, die dann dem Analog/Digital-Umsetzer ADl bzw. AD2 zugeführt werden. In diesen Umsetzern werden die Signale zu den Abtastmomenten tn mittels Taktimpulsen aus einer Taktschaltung CL abgetastet, so daß die Ausgangssignale X₁ = Kosinus(2TTfdtn+γ ) im Kanal I bzw. X_Q=Sinus(27Tfdtn+ if ) im Kanal Q erhalten werden. Die Signale X_T(tn) und Xß(tn) können jeweils dargestellt werden durch das Signal X(tn) = 12 TTf dtn, If=O.For a better understanding of the signal handling and the construction of the filter arrangement according to the invention, those units are first described with reference to FIG. 2 which precede the filter arrangement. A signal A (t) = _c os [2 7 ((fo + fd) t + ^ 1 from the duplexer of the radar receiver appears at input A. The frequency fd is the Doppler frequency for the desired target body. The signal A (t) becomes the two channels I and Q, each containing a mixer B1 or B2, together with an analog / digital converter AD1 or AD2, respectively The output signals cosine (27Tf d + tf) and sine (2fffd + f) are then received, which are then fed to the analog / digital converter AD1 and AD2 at the sampling moments tn by means of clock pulses from a clock circuit CL, so that the output _{signals X 1} = cosine (2TTfdtn + γ) in channel I and X _Q = sine (27Tfdtn + if) in channel Q are obtained. The signals X _T (tn ) and Xβ (tn) can each be represented by the signal X (tn) = 12 TTf dtn, If = O.

Die Abtastmomente können so gewählt werden, daß eine regelmäßige Abtastung durchgeführt wird, d.h. tn =nT (n = 1, 2 ,3 ...), oder derart, daß die Zeit zwischenThe sampling moments can be chosen so that regular sampling is carried out, i.e. tn = nT (n = 1, 2, 3 ...), or such that the time between

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aufeinanderfolgenden Abtastimpulsen sich innerhalb eines bestimmten Zeitintervalls NT ändert, jedoch dasselbe Abtastmuster nach dem Abtastmoment tn=Nt wiedererscheint, wobei es sich um die sogenannte "Staffelung" handelt. In dem zuletzt genannten Fall gilt, daß die Abtastung zu den Zeitpunkten yNt + tk erfolgt, worin Y= 0,1... und k = 0, 1, 2,...,N-I.successive sampling pulses are within a specific time interval NT changes, but the same sampling pattern reappears after the sampling moment tn = Nt, which is what is known as "staggering". In the latter case, the sampling is too takes place at times yNt + tk, where Y = 0.1 ... and k = 0, 1, 2, ..., N-I.

Das Prinzip der erfindungsgemäßen Dopplerfilteranordnung geht aus Figur 3 hervor. Die Filteranordnung enthält ein erstes Digitalfilter DFl von an sich-bekannter Art, zweckmäßigerweise ein Transversalfilter, das so dimensioniert ist, daß es die Boden- und Meeresstörflecken eliminiert, also Störflecken mit niedriger Geschwindigkeit bzw. die Filtercharakteristik nach Figur 1. Da die Filtercharakteristik eines Digitalfilters periodisch mit einer Periode gleich dem invertierten Wert der Abtastfrequenz ist, erscheint das Sperrband bei den Frequenzen wieder, die bestimmten höheren Geschwindigkeiten entsprechen, und zwar erscheint es periodisch wieder, wenn eine regelmäßige Abtastung angewandt wird. Bei sich ändernder Abtastfrequenz (Staffelung) ist die Charakteristik des Filters DFl unregelmäßig, und es kann keine bestimmte Lage seines Sperrbandes außer für sehr niedrige Frequenzen, die den Boden- und Meeresstörflecken entsprechen, angegeben werden. Das Filter DFl kann also im letzteren Fall nicht allgemein so dimensioniert werden, daß Störflecken mit sehr niedriger Geschwindigkeit (Boden und Meer) und Störflecken mit höherer Geschwindigkeit gleichzeitig eliminiert werden können. Das Eingangssignal des Filters ist mit x,(tn) und sein Ausgangssignal mit y,(tn) bezeichnet.The principle of the Doppler filter arrangement according to the invention is evident from FIG. 3. The filter arrangement contains a first digital filter DFl of a type known per se, expediently a transversal filter, which is dimensioned so that it is the bottom and sea clutter eliminated, so clutter with low speed or the filter characteristic according to Figure 1. Since the Filter characteristic of a digital filter periodic with a period equal to the inverted value of the sampling frequency the stop band reappears at the frequencies that correspond to certain higher speeds, namely, it reappears periodically when a regular scan is used. With yourself changing sampling frequency (graduation), the characteristic of the filter DFl is irregular, and there can be none certain position of its stop band except for very low frequencies, which correspond to the ground and sea clutter, can be specified. In the latter case, the filter DFl cannot generally be dimensioned in such a way that that clutter at very low speed (ground and sea) and clutter at higher speed can be eliminated at the same time. The input signal of the filter is with x, (tn) and its output signal denoted by y, (tn).

Mit dem Ausgang des Filters DFl ist der Block HK verbunden, dessen Aufbau anhand von Figur 5 näher erläutert wird. Der Block HK führt eine Berechnung der Störflecken aus, die nach dem Filtrierungs- bzw. Siebvorgang in dem erstenThe block HK, the structure of which is explained in more detail with reference to FIG. 5, is connected to the output of the filter DF1. Of the Block HK carries out a calculation of the clutter after the filtering or sieving process in the first

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Filter DFl verbleiben, und führt eine Geschwindigkeitskompensation der Hauptfrequenz fm des dominierenden Störfleckenspektrums durch. Diese Kompensation beinhaltet, daß alle Frequenzkomponenten des ankommenden Signals y,(tn) in der Frequenz so geändert werden, daß die verbleibenden bewegten Störflecken unter eine bestimmte Frequenzgrenze fallen, beispielsweise unter den Wert 1/8T in dem Diagramm nach Figur 1. Das anschließende Digitalfilter DF2, das dem Block Hd nachgeschaltet ist, ist nach demselben Prinzip dimensioniert wie das erste Filter DFl, welches so dimensioniert ist, daß sein Sperrband zusammenfällt mit dein Störflecken, deren Frequenzen einen niedrigen Wert aufweisen (Boden- und Meeresstörflecken). Hierdurch wird das Dimensionierungsproblem für das zweite Filter DF2 durch Verwendung der "Staffelung" in das relativ einfache Dimensionierungsproblem überführt, das für das erste Filter DFl gilt. Das Filter DF2 eliminiert also die verbleibenden bewegten Störflecken ( Niederschläge), und die einzige Annahme besteht darin, daß die verbleibenden Störflecken ein dominierendes Spektrum aufweisen, dessen MiffcteJfrequenz fm in dem Block HK berechnet werden kann.Filter DFl remain, and performs a speed compensation the main frequency fm of the dominating clutter spectrum by. This compensation includes all frequency components of the incoming signal y, (tn) can be changed in frequency so that the remaining moving clutter falls below a certain Frequency limit fall, for example below the value 1 / 8T in the diagram according to FIG. 1. The subsequent digital filter DF2, which is connected downstream of the block Hd, is dimensioned according to the same principle as the first filter DFl, which is dimensioned so that its blocking band coincides with your clutter, the frequencies of which make one have a low value (ground and sea blemishes). This creates the sizing problem for the second By using the "staggering" filter, DF2 leads to the relatively simple dimensioning problem that applies to the first filter DFl. The filter DF2 eliminates the remaining moving clutter (precipitation), and the only assumption is that the remaining clutter is a dominant spectrum have, the MiffcteJfrequenz fm calculated in the block HK can be.

Jedes Filter DFl, DF2 besteht aus einem an sich bekannter Digitalfilter, dessen Auslegung in Figur A gezeigt ist. Das Filter nach Figur A- enthält eine Anzahl Verzögerungsschaltungen, besipielsweise drei Schaltungen DLl -DL3, "jeweils mit einer Verzögerung T gleich der Periodenzeit der Radarimpulse. Das Ausgangssignal Jeder Verzögerungsschaltung wird an einen Multiplizierer MUO-MU3 angelegt, und zwar mit de« Koeffizienten LO(n), Ll(n), L2(n) und L3(n) für das Filter DFl und mit der» Koeffizienten K_Q(n), Κ_χ(η), K₂(n), K₃(n) für das Filter DF2, wobei der index (η) anzeigt, daß der Wert der Koeffizienten sich für die verschiedenen Abtastmomente tn ändern kann. Die Ausgangssignale aller Multiplizierer werden einer Addierschaltung ADD zugeführt. Im folgenden wird nur die Ausführung mit Staffelung betrachtet, wo das Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Abtastimpulsen sich entsprechend den vorstehenden Angaben ändert. DerEach filter DF1, DF2 consists of a digital filter known per se, the design of which is shown in FIG. The filter according to FIG. A contains a number of delay circuits, for example three circuits DL1 -DL3, "each with a delay T equal to the period time of the radar pulses. The output signal of each delay circuit is applied to a multiplier MUO-MU3, with the coefficient LO (n), Ll (n), L2 (n) and L3 (n) for the filter DFl and with the »coefficients K _Q (n), Κ _χ (η), K ₂ (n), K ₃ (n) for the filter DF2, where the index (η) indicates that the value of the coefficients can change for the different sampling moments tn. The output signals of all multipliers are fed to an adder circuit ADD between successive sampling pulses changes as described above

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Fall mit regelmäßiger Abtastung ist ein Spezialfall, bei dem tn = nT.The case with regular sampling is a special case where tn = nT.

Die gemäß der Erfindung vorgeschlagene Geschwindigkeitskompensation des Ausgangssignals y,(tn) aus dem Filter DFl wird zunächst bezüglich der Signale beschrieben, und anschließend wird eine geeignete Ausführungsform des Blocks HK und des darauffolgenden Filters DF2 (Figur 3) anhand von Figur 5 näher erläutert.The proposed according to the invention speed compensation of the output signal y, (tn) from the filter DF1 will first be described with respect to the signals, and then a suitable embodiment of the Block HK and the subsequent filter DF2 (Figure 3) explained in more detail with reference to FIG.

Bei der Staffelung ändert sich die Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Abtastimpulsen, die Veränderung ist jedoch periodisch mit der Periode NT, was beinhaltet, daß die Charakteristik der Filter DFl, DF2 sich nach den Zeitpunkten NT, 2NT,... wiederholt. Wenn das Eingangssignal des Filters DFl den Wert x(tn) = _eJ²^^fd(^YNT+tn) aufweist, so ist das Ausgangssignal des Filters DFl :In the case of staggering, the time between successive sampling pulses changes, but the change is periodic with the period NT, which means that the characteristics of the filters DF1, DF2 are repeated after the times NT, 2NT, ... If the input signal of the filter DFl has the value x (tn) = _e J ² ^ ^fd ( ^{YNT + tn} ), the output signal of the filter DFl is:

= rj= rj

I=OI = O

ι- η) Τι- η) Τ

worin rl die Anzahl der Verzögerungsschaltungen in dem Filter DFl ist.where rl is the number of delay circuits in the filter DFl.

In diesem Falle gilt, daß die Amplitude und die Phase des Ausgangssignals y,(tn), repräsentiert durch den Faktor Cn(fd), zeitabhängig sind. Die Geschwindigkeitskompensation beinhaltet, daß das Signal y,(tn) geteilt wird durch das Signal C_n(f_m) e^^27Tfm^(yN+n)T, worin fm das Ergebnis einer Messung der Mittelfrequenz des dominierenden Störfleckenspektrums hinter dem Filter DFl ist. Es gilt also:In this case it applies that the amplitude and the phase of the output signal y, (tn), represented by the factor Cn (fd), are time-dependent. The speed compensation includes that the signal y, (tn) is divided by the signal C _n (f _m ) e ^ ^27Tf m ^{(yN + n) T} , where fm is the result of a measurement of the center frequency of the dominant clutter spectrum behind the filter DFl . So the following applies:

^Cn ^C n

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Das Ausgangssignal des Filters DF2 ist gegeben durchThe output of the filter DF2 is given by

_(t ) . i ,(n) ^₁Oj) _(t ). i, (n) ^ ₁ Oj)

^ J21t(i_d - f_m) (VS _{+ n}) T,^ J21t (i _d - f _m ) (VS _{+ n} ) T,

worin r2 die Zahl der Verzögerungsschaltungen in dem Filter DF2 ist.where r2 is the number of delay circuits in the Filter DF2 is.

Aus den Ausdrucken für y,(tn), x_(tn) und y₂(tn) geht hervor, daß :The expressions for y, (tn), x_ (tn) and y ₂ (tn) show that:

a) wenn die Dopplerfrequenz fd <*& 0, das Signal in dem ersten Filter DFl eliminiert werden kann, weila) if the Doppler frequency fd <* & 0, the signal in the first filter DFl can be eliminated because

^ri ( \
Cn (fd) ^Ä γ¹ Li* ' =0 gemacht werden kann, ^r i (\
Cn (fd) ^Ä γ ¹ Li * '= 0 can be made,

. i=0. i = 0

b) wenn die Dopplerfrequenz fd Φ 0 und eine korrekte Berechnung dieser Frequenz des dominierenden Störfleckenspektrums in dem Block HK ausgeführt wurde, d.h. fm^fd, das Eingangssignal des Filters DF2 den Wert X₂CtIi) = ei² *<" - ^fm) ^^{N + n)T} aufweist, wodurch ein Signal mit niedriger Frequenz repräsentiert wird, das in dem Filter DF2 auf dieselbe Weise eliminiert werden kann wie das Signal _ei^27ifdtn _f das in dem Filter DFl für fd«*0 eliminiert wurde.b) if the Doppler frequency fd Φ 0 and a correct calculation of this frequency of the dominant clutter spectrum has been carried out in block HK, ie fm ^ fd, the input signal of the filter DF2 has the value X ₂ CtIi) = ei ² * <"- ^fm) ^ ^{N + n) T} , which represents a signal with a low frequency which can be eliminated in the filter DF2 in the same way as the signal _e i ^27ifdtn _f which was eliminated in the filter DF1 for fd «* 0.

Zur Berechnung der Filterkoeffizienten Li*ⁿ^ und K.^ⁿ' werden die folgenden Forderungen an die Ausgangssignale y, (tn) und y~ (tn) gestellt:To calculate the filter coefficients Li * ⁿ ^ and K. ^ ⁿ ' , the following requirements are placed on the output signals y, (tn) and y ~ (tn):

y, (tn)Ä^O, wenn das ankommende Signal aus Bodenstörflecken besteht, d.h. fpÄsO. Speziell wird gefordert, daß y_x(tn) = 0, weil f_Q =Af_K, K = 1,...^. Δ f_K ist innerhalb des Frequenzbereiches des Bodenstörfleckenspektrums gewählt. Diese Forderung kann erfüllt werden, indem folgende Wahl getroffen wird:y, (tn) Ä ^ O, if the incoming signal consists of ground clutter, ie fpÄsO. In particular, it is required that y _x (tn) = 0, because f _Q = Af _K , K = 1, ... ^. Δ f _K is chosen within the frequency range of the ground clutter spectrum. This requirement can be met by making the following choice:

G_n (Af_K) =o κ = ι, T₁ G _n (Af _K ) = o κ = ι, T ₁

η = 1, Nη = 1, N

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d.h. Filter DFl eliminiert die Bodenstörflecken. Die Gleichung Cn(Af₁,) =0 führt zu dem folgenden Gleichungs-ie filter DFl eliminates the ground clutter. The equation Cn (Af ₁ ,) = 0 leads to the following equation

system für die Berechnung der Filterkoeffizienten L. :system for calculating the filter coefficients L.

I* (n) -j21tAf (nT - t . )I * (n) -j21tAf (nT - t.)

y L. e ^{Λ n}~^x = 0 y L. e ^{Λ n} ~ ^x = 0

Wenn Af|/ symmetrisch um die Frequenz 0 herum gewählt wird, so führen die oben angegebenen Beziehungen zu reellen und zeitabhängigen Koeffizienten L. .If Af | / is chosen symmetrically around the frequency 0, so the relationships given above lead to real and time-dependent coefficients L.

Das Signal y_?(t )^0, wenn das Eingangssignal aus bewegten Störflecken mit der Frequenz f . besteht. Die Mittelfrequenz der Störflecken wurde zu f ^f . gemessen. Insbesondere wird verlangt, daß y_?(t ) = 0 fürThe signal y _? (t) ^ 0, if the input signal from moving clutter with the frequency f. consists. The center frequency of the clutter became f ^ f. measured. In particular, it is required that y _? (t) = 0 for

f_n - f = df,,, K = l,...r-. O f., wird dann so gewählt,f _n - f = df ,,, K = l, ... r-. O f., Is then chosen so

daß f + υ f., innerhalb des Frequenzbereichs der bewegten m κthat f + υ f., within the frequency range of the moving m κ

Störflecken liegt. Diese Bedingung ergibt das folgende GleichungssystemSturgeon lies. This condition results in the following system of equations

^T2 (_n) C_n-1 (f_m+ Sf_R) _e -J2TT . £f_K . 1 .T = OK=I,... r_g ^T 2 ( _n ) C _n-1 (f _m + Sf _R ) _e -J2TT. £ f _K. 1 .T = OK = I, ... r _g

für die Bestimmung der Filterkoeffizienten K, .for determining the filter coefficients K,.

Figur 5 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform des in Figur 3 gezeigten Blocks HK für die Gewinnung einer Geschwindigkeitskompensation, gemeinsam mit den zwei Filtern DFl, DF2. Aus dem Ausdruck für Xp(tn) geht nach den obigen Ausführungen hervor, daß die Kompensation bezüglich der Signale ausgeführt wird, indem das Ausgangssignal y,(tn) aus dem Filter DFl dividiert wird durch den Faktor Cn (fm) j27lfm (VN+n)T, worin fm einen berechneten Wert der Mittel frequenz des dominierenden Spektrums sd der bewegten Störflecken repräsentiert. Aus dem FiJter DFl wird ein Signal Re-I y,(tn) ( am I-Kanal und ein Signal Im y,(tn) am Q-Kanal erhalten. Mit jedem Kanal I, QFIG. 5 shows a block diagram of an embodiment of the block HK shown in FIG. 3 for obtaining a speed compensation, together with the two filters DF1, DF2. From the expression for Xp (tn) it follows from the above explanations that the compensation with respect to the signals is carried out by dividing the output signal y, (tn) from the filter DFl by the factor Cn (fm) j27lfm (VN + n ) T, where fm represents a calculated value of the center frequency of the dominant spectrum sd of the moving clutter. A signal Re-I y, (tn) ( on the I channel and a signal Im y, (tn) on the Q channel are obtained from the filter DF1. With each channel I, Q

909809/073S909809 / 073S

ist eine Phasenmeßschaltung FK verbunden, um die Phasendifferenz ^\ W> zwischen zwei aufeinanderfolgenden gefilterten Abtastwerten zu messen. Dies wird in bekannter Weise durchgeführt, indem zunächst die zwei Komponenten des Abtastwertes in dem I- und Q- Kanal gemessen werden, wobei ein Wert des Phasenwinkels U> , relativ zu einem bestimmten Bezugswert erhalten wird. Danach wird in gleicher Weise der Phasenwinkel W*_ für den nächsten Abtastwert gemessen, und es wird die Differenz Δ f =<f 2 -Vl gebildet. Für jede Staffelungssequenz tn werden Abtastwerte erhalten, die eine Sequenz von Phasendifferenzen Δ ψ η zwischen zwei aufeinanderfolgenden gesiebten bzw. gefilterten Abtastwerten y,(tn) ergeben. Diese Sequenz Δ Ψ η wird für die empfangenen Phasendifferenzwerte Δ Vn während der Zeitperiode NT, die einer vollständigen Staffelungssequenz entspricht, einem Akkumulator S zugeführt. Der Akkumulator ist an sich bekannt und kann beispielsweise aus einer Rückkopplungs-Summationseinrichtung bestehen·a phase measuring circuit FK is connected to measure the phase difference ^ \ W> between two successive filtered samples. This is done in a known manner by first measuring the two components of the sample in the I and Q channels, a value of the phase angle U> being obtained relative to a specific reference value. The phase angle W * _ is then measured in the same way for the next sample, and the difference Δ f = <f 2 -Vl is formed. For each graduation sequence tn, sampling values are obtained which result in a sequence of phase differences Δ ψ η between two successive sieved or filtered sampling values y 1 (tn). This sequence Δ Ψ η is fed to an accumulator S for the received phase difference values Δ Vn during the time period NT, which corresponds to a complete staggering sequence. The accumulator is known per se and can, for example, consist of a feedback summation device

Mit Ml und M2 sind zwei Speichereinheiten bezeichnet, beispielsweise PROM's (programmierbare nur-Lesespeicher). Der Speicher Ml besteht aus einer Matrix, in der die Werte der Koeffizienten Cn(fm) für verschiedene Werte der Phasendifferenz Δ ^f und für verschiedene Werte von tn in der Staffelungssequenz eingeschrieben werden. Für jedes Wertepaar ΐη,Δ Ψ wird also ein bestimmter Wert der Koeffizienten Cn(fm) erhalten, da fm aus dem WertAV= 2 TTT . fm berechnet wird, worin T bekannt ist.Ml and M2 denote two memory units, for example PROMs (programmable read-only memories). The memory Ml consists of a matrix in which the values of the coefficients Cn (fm) for different values of the phase difference Δ ^ f and for different values of tn in the graduation sequence are written. For each value pair ΐη, Δ Ψ , a certain value of the coefficients Cn (fm) is obtained, since fm from the value AV = 2 TTT. fm is calculated where T is known.

Die Speichereinheit M2 besteht aus einer Matrix in Form eines PROM's, in dem die Sinus- und Kosinuswerte für verschiedene Winkel Ψ aufgelistet werden, wobei diese Winkel aus dem Akkumulator S erhalten werden. Die Speichereinheit Ml weist nur einen Ausgang auf, an dem der Wert 1//Cn (fm)/ erscheint, jedoch zwei Eingänge, an denen jeweils der EingangswertÄ^und die Taktimpulse el erscheinen, letztere zu den Abtastzeitpunkten tn in jedem Intervall VNT.The memory unit M2 consists of a matrix in the form of a PROM in which the sine and cosine values for various angles Ψ are listed, these angles being obtained from the accumulator S. The memory unit Ml has only one output at which the value 1 // Cn (fm) / appears, but two inputs at which the input value Ä ^ and the clock pulses el appear, the latter at the sampling times tn in each interval VNT.

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Die Speichereinheit M2 weist einen I- und Q-Ausgang auf, an dem die Werte - Sinus Ψ bzw. Kosinus V erscheinen, wobei y* die akkumulierte Phase ist. Ein Multiplizierer MU ist mit den zwei Ausgängen der Einheit M2 und mit dem Ausgang der Einheit Ml verbunden, um den Faktor 1//Cn(fm)/ mit den Sinus- bzw. mit den Kosinuswerten der akkumulierten Phase zu multiplizieren. An dem I- bzw. dem Q-Ausgang des Multiplizierers MU erscheinen folglich zwei Komponenten - ^Sinus y bzw. ^Kosinusf , die erforderlich sind, |cn(fm)| |cn(fm)|The memory unit M2 has an I and Q output at which the values - sine Ψ and cosine V appear, where y * is the accumulated phase. A multiplier MU is connected to the two outputs of the unit M2 and to the output of the unit Ml in order to multiply the factor 1 // Cn (fm) / with the sine or cosine values of the accumulated phase. As a result, two components appear at the I and Q output of the multiplier MU - ^sine y and ^cos f , which are required, | cn (fm) | | cn (fm) |

umaround

den komplexen Wertthe complex value

_{χ e}-j2 7Tfm( VNT+tn) _{χ e} -j2 7Tfm (VNT + tn)

Cn(fm)Cn (fm)

zu bilden.to build.

Entsprechend obiger Beschreibung gilt bezüglich der Signalbehandlung, daß der Faktor Cn(fd) . e^{i2 7}^^{d (} ^NT+tn) _zur Corresponding to the description above, with regard to signal processing, the factor Cn (fd). e ^{i2 7} ^ ^{d (} ^ NT + tn) _for

Geschwindigkeitskompensation mit dem Faktor — _<e-j2fm(VNT+tn)Speed compensation with the factor - _<e -j2fm (VNT + tn)

Cn(fm)Cn (fm)

multipliziert werden muß. Der komplexe Multiplizierer MK, der mit dem Ausgang des Filters DFl und mit dem Multiplizierer MU verbunden ist, führt diese komplexen Multiplikationen aus, da die I- und Q-Komponenten der komplexen Faktoren als Signalwerte an dem jeweiligen Kanal verfügbar sind. An dem I- und dem Q-Ausgang des Multiplizierers MK werden alsq^ die entsprechenden Signalkomponenten vonmust be multiplied. The complex multiplier MK connected to the output of the filter DFl and to the multiplier MU is connected, performs these complex multiplications as the I and Q components of the complex Factors are available as signal values on the respective channel. At the I and Q outputs of the multiplier MK are alsq ^ the corresponding signal components of

^{C (fd>} - ^fm) < ^{C (fd>} - ^fm) <

erhalten, nämlich die obigen.obtained, namely the above.

Das Filter DF2 enthält ein Digital-Transversalfilter DFk der in Figur 4- gezeigten Auslegung. Um eine gute Störflecken unterdrückung innerhalb des gesamten Geschwindigkeitsbereiches zu erzielen, ist es allgemein erforderlich, verschiedene Filterkoeffizienten K,* für verschiedene gemessene Frequenzen fm zu wählen. Die FilterkoeffizientenThe filter DF2 contains a digital transversal filter DFk of the design shown in Figure 4-. In order to achieve good interference suppression within the entire speed range, it is generally necessary to select different filter coefficients K, * for different measured frequencies fm. The filter coefficients

K. *ⁿ* werden aus der oben angegebenen Beziehung bestimmt.K. * ⁿ * are determined from the relationship given above.

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Mit den im Filter DF^ enthaltenen Multiplizierern ist eine Speichereinheit MF verbunden, beispielsweise in Form des PROM's, in dem die Koeffiziente K₁*"* für jeden Wert von^cpund jeden Zeitpunkt tn in Matrixform eingeschrieben werden. Die Speichereinheit MF ist hierfür mit ihren zwei Steuereingängen einerseits mit dem Ausgang der Phasenmeßschaltung FK, an dem der Wert von Δψ erscheint, und andererseits mit dem Taktimpulsgenerator (nicht gezeigt) verbunden, der die Taktimpulse el zu rechter Zeit mit der Staffelungssequenz tn (innerhalb jedes Intervalls rNT) erzeugt. Die Werte der Koeffizienten K, *ⁿ , die von Δψ und tn abhängen, werden an die Multiplizierer in dem Filter DF^ abgegeben, und an den Ausgängen I und Q des Filters erscheinen die Quadraturkomponenten des erwünschten gefilterten Signals y_?(tn) ·A memory unit MF is connected to the multipliers contained in the filter DF ^, for example in the form of the PROM, in which the coefficients K ₁ * "* are written in matrix form for each value of ^ cp and each point in time tn Two control inputs are connected on the one hand to the output of the phase measuring circuit FK, at which the value of Δψ appears, and on the other hand to the clock pulse generator (not shown), which generates the clock pulses el at the right time with the graduation sequence tn (within each interval rNT) of the coefficients K, * ⁿ , which depend on Δψ and tn, are sent to the multipliers in the filter DF ^, and the quadrature components of the desired filtered signal y _? (tn) appear at the outputs I and Q of the filter.

Die Filter DFl, DF2 sind wie erwähnt gemäß Figur h ausgebildet. Diese Figur zeigt jedoch nur die Auslegung für einen Kanal, beispielsweise den I-Kanal, und die Multiplizierer MUO - MU2 multiplizieren die Signalkomponenten von x,(tn) und x_(tn) in diesem Kanal mit den entsprechenden Komponenten der Koeffizienten L,'ⁿ' und K^ ⁿ ♦ Die entsprechenden Filterschaltungen sind in dem anderen Kanal Q enthalten, und bei der komplexen Multiplikation in den Multiplizierern MUO- MU2 werden die Werte in den Kanälen I und Q miteinander gemischt. Die Filter DFl, DF2 weisen für eine gegebene Ordnung (bestimmt durch die Anzahl von Verzögerungsschaltungen DLl -D13) ein gegebenes Durchlaßband auf, dessen Breite in bekannter Weise ausgeweitet werden kann, indem Filter mit hoher Ordnung gewählt werden.As mentioned, the filters DF1, DF2 are designed in accordance with FIG. H. However, this figure only shows the layout for one channel, for example the I-channel, and the multipliers MUO-MU2 multiply the signal components of x, (tn) and x_ (tn) in this channel by the corresponding components of the coefficients L, ' ⁿ 'and K ^ ⁿ ♦ The corresponding filter circuits are contained in the other channel Q, and in the complex multiplication in the multipliers MUO-MU2 the values in the channels I and Q are mixed with one another. The filters DF1, DF2 have a given passband for a given order (determined by the number of delay circuits DL1 -D13), the width of which can be expanded in a known manner by choosing filters with a high order.

909909/073$909909/073 $

Claims (3)

33050 Telefonaktiebolaget L M Ericsson, Stockholm, Schweden Impuls-Dopplerradar-Filteranordnung PATENTANSPRÜCHE33050 Telefonaktiebolaget L M Ericsson, Stockholm, Sweden Pulse Doppler radar filter arrangement 1./ Filteranordnung in dem Empfänger eines Impuls-Dopplerradars zur Reduzierung von unerwünschten Stoffleckensignalen innerhalb eines bestimmten unteren und eines bestimmten höheren Geschwindigkeitsbereichs eines empfangenen Zielobjektechos, welches das Ansprechsignal von Radarimpulsen bildet, das von dem Radar mit unregelmäßiger Impulswiederholungsfrequenz ("Staffelung") ausgesendet wird, wobei die Anordnung ein erstes und ein zweites Digitalfilter enthält, wovon die Frequenzgrenze zwischen dem Durchlaß- und dem Sperrband des ersten Filters so gewählt ist, daß die Störfleckensignale innerhalb des unteren Geschwindig-1. / Filter arrangement in the receiver of a pulse Doppler radar to reduce unwanted cloth leak signals within a given lower and a certain higher speed range of a received target object echo, which forms the response signal of radar pulses, which is transmitted by the radar with irregular Pulse repetition frequency ("graduation") transmitted the arrangement including a first and a second digital filter, the frequency limit of which is chosen between the pass band and the stop band of the first filter so that the clutter signals within the lower speed 909309/0735909309/0735 OWMNAL INSPECTEDOWMNAL INSPECTED keitsbereichs in das Sperrband des ersten Filters fallen, jedoch derart, daß das gewünschte Zielobjektechosignal in sein Durchlaßband fällt, gekennzeichnet durch eine Schaltungsvorrichtung (HK), die mit dem Ausgann des ersten Filters (DFl) verbunden ist, zur Berechnung einer dominierenden Fiequenzkomponente (fm) des Störfleckensignals innerhalb des höheren Geschwindigkeitsbereichs und zur Durchführung einer Frequenzüberführung der aus dem ersten Filter (DFl) gewonnenen Störfleckensignale derart, daß die Mittelfrequenz der Störfleckensignale innerhalb des höheren Geschwindigkeitsbereiches einen Wert annimmt, der niedriger ist als der Wert vor der Überführung, wobei der Ausgang der Schaltungsvorrichtung mit dem Eingang des zweiten Digitalfilters (DF2) verbunden ist, dessen Sperrband hauptsächlich zusammenfällt mit dem Sperrband des ersten Filters (DFl) bei niedrigen Frequenzen, zur Unterdrückung der Störfleckensignale, die vor der Überführung in dem höheren Geschwindigkeitsbereich liegen. Keitsbereich fall in the stop band of the first filter, but in such a way that the desired target object echo signal falls into its pass band, characterized by a circuit device (HK) connected to the output of the first filter (DFl) is connected to calculate a dominant frequency component (fm) of the clutter signal within the higher speed range and to perform a frequency transfer of the clutter signals obtained from the first filter (DFl) such that the Center frequency of the clutter signals within of the higher speed range assumes a value that is lower than the value before the Transfer, the output of the circuit device being connected to the input of the second digital filter (DF2), its stop band mainly coincides with the stop band of the first filter (DFl) at low frequencies, to suppress the clutter signals that are in the higher speed range before the overpass. 2. Filteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsvorrichtung eine Phasenmeßschaltung (FK) zur Bestimmung einer Sequenz von Phasendifferenzen (Δ^η) zwischen zwei aufeinanderfolgenden und in dem ersten Filter (DFl) filtrierten Abtastwerten für jede Sequenz von ausgesendeten Radarimpulsen, eine erste Speichereinheit (Ml) zur Bildung des invertierten Wertes der Koeffizienten (Cn), die gleich den Abtastwerten des Ausgangssignals (y,(tn)) des ersten Filters sind, die einer bestimmten Phasendifferenz entsprechen, eine Multiplizierschaltung (MK), die zwischen das erste und zweite Filter (DFl, DF2) gelegt ist und mit der Speichereinheit (Ml) ver- 2. Filter arrangement according to claim 1, characterized in that the circuit device has a phase measuring circuit (FK) for determining a sequence of phase differences (Δ ^ η) between two successive and in the first filter (DFl) filtered samples for each sequence of transmitted radar pulses, one first memory unit (Ml) for forming the inverted value of the coefficients (Cn), which are equal to the sample values of the output signal (y, (tn)) of the first filter, which correspond to a certain phase difference, a multiplier circuit (MK), which is between the first and second filter (DFL, DF2) is added and to the memory unit (Ml) comparable 23330502333050 bunden ist, zum Multiplizieren des Ausgangssignals mit dem invertierten Wert, und eine zweite Speichereinheit (MF) enthält, die mit der Phasenmeßschaltung und mit dem zweiten Digitalfilter verbunden ist, zum Speichern der Koeffizientenwerte (K, ), die zu dem zweiten Filter (DF2) gehören, und zwar für jede gemessene Phasendifferenz und für jeden Abtastmoment (tn) innerhalb einer Staffelungssequenz.is bound, for multiplying the output signal by the inverted value, and a second storage unit (MF), which is connected to the phase measuring circuit and to the second digital filter, for storing the coefficient values (K,) belonging to the second filter (DF2) for every measured phase difference and for every sampling moment (tn) within a graduation sequence. 3. Filteranordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Multiplizierschaltung (MK) aus einem komplexen Multiplizierer mit zwei Eingangspaaren besteht, von denen jedes Paar dem I- bzw. Q-Kanal des Radarempfängers entspricht, daß das erste Eingangspaar mit dem Ausgang des ersten Filters (DFl) verbunden ist, daß ein Akkumulator (S) mit dem Ausgang der Phasenmeßschaltung (FK) zur Bildung eines Mittelwertes (f) dieser Sequenz von Phasendifferenzen (A^n) verbunden ist, daß eine dritte Speichereinheit vorgesehen ist zur Bildung der Sinus- und Kosinuswerte dieses Mittelwertes und daß ein weiterer Multiplizierer (MU) mit der ersten Speichereinheit (Ml) und mit der dritten Speichereinheit (M2) verbunden ist, zum Multiplizieren dieser Sinus- und Kosinuswerte mit dem invertierten Wert, wobei die multiplizierten Werte dem zweiten Eingangspaar des komplexen Multiplizierers an den zugeordneten Kanälen I bzw. Q zugeführt werden.3. Filter arrangement according to claim 2, characterized in that the multiplier circuit (MK) consists of a complex multiplier with two input pairs, each pair of which corresponds to the I or Q channel of the radar receiver, that the first input pair with the output of the first Filters (DFl) is connected, that an accumulator (S) is connected to the output of the phase measuring circuit (FK) for forming an average value (f) of this sequence of phase differences (A ^ n), that a third storage unit is provided for forming the sine - And cosine values of this mean value and that a further multiplier (MU) is connected to the first memory unit (Ml) and to the third memory unit (M2) for multiplying these sine and cosine values by the inverted value, the multiplied values to the second input pair of the complex multiplier are fed to the assigned channels I and Q, respectively. 909803/0735909803/0735