KR880001579B1 - 유도 전동기 제어 방식 - Google Patents

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내용 없음.

Description

유도 전동기 제어 방식

제 1(a)도는 종래의 승압용 변압기를 필요로 하는 다이리스터 브리지로써 된 희생 제동 장치를 갖는 유도전동기의 운전 제어 장치를 나타낸 회로도.

제 1(b)도는 본 발명자들이 이미 제안한 스위칭 트랜지스터를 갖는 희생 회로도.

제 2(a)도는 본 발명의 실시예의 주 회로도.

제 2(b)도는 본 발명자들이 이미 제안한 희생 제어 회로를 나타낸 회로도.

제 2(c)도는 제 2(a)도의 트랜지스터 인버어터 및 제 2(b)도의 희생 제어 회로의 동작을 제어하는 회로이며 또 본 발명의 목적을 달성하기 위한 회로도.

제 3(a)도 및 제 3(b)도는 제 2(b)도에 나타낸 회생 제어 회로에 의하여 야기되는 동작시의 각부의 동작 파형도.

본 발명은 유도 전동기 제어 방식에 관한 것으로, 특히 회생 에너지가 증대하여도 사고가 일어나지 않는 한 운전을 속행할 수 있을 뿐 아니라 회생 제동을 효율적으로 실행할 수 있는 유도 전동기 제어 방식에 관한 것이다.

종래 유도 전동기는 여러 가지의 산업 분야에 사용되고 있으며 그 대상으로 하는 부하도 여러 가지 있다. 예를 들면, 어떤 것은 가속, 감속을 급속히 또 빈번하게 실행하며 또 어떤 것은 권상, 권하와 같이 부하 토크가 정·부로 변화하느 것도 있다. 따라서, 구동 원인 유도 전동기도 정토크를 발생하거나 제동토크를 발생하는 등의 운전을 요구한다. 근자에 꽤 많이 채용되게 된 가변 전압 가변 주파수 인버어터를 사용하는 형의 유도 전동기의 운전제어에 있어서는 전동기로서의 구동 태양으로 운전하는 경우는 그리 문제가 없으나 감속시의 제동 태양으로 운전할 때에 전동기의 회전자의 갖는 회전 에너지의 처리의 방식이 문제이었다. 이 회전 에너지의 처리법으로 종래는 제동시에 유동 전동기에의 통전을 차단하고 부하의 기계 손에 따른 자연 감속에 맡기는 방법이나 아니면 감속시의 미끄럼을 적의 제어하여 전동기 중에 소비시키는 방법이 사용되고 있다.

그러나, 전자는 감속에 시간이 걸리어 제어의 응답성이 극히 불량하며 후자는 전동기가 과열하여 빈번히 가감속 운전에 감당할 수가 없다. 또한 기타의 방법으로서 전술의 인버어터 회로 중의 평활용 콘덴서를 충전하고 그 충전 전압이 소정치 이상이 되면 그 인버어터 회로에 별렬로 접속된 제동용 저항에 방전하여 회전자의 회전 에너지를 소비하는 방법도 채용되고 있다. 그러나, 이 방법으로서는 평활용 콘덴서의 충전 전압이 지나치게 높아져서 장치를 파괴하는 원인이 됨도 동시에 대형 기계를 운전하는 전동기에 있어서는 제어용 저항도 이에 수반하여 대형을 되어 고가로 된다. 또 제동 에너지로 열 손실이 되어 낭비하게 되므로 효율상 바람직한 방법은 아니었다. 그러므로, 이들 결점을 개량한 겻으로서 제 1(a)도 및 제 1(b)도에 나타내는 바와 같은 회생 제동 방식이 제안되었다.

제 1(a)도는 종래의 회생 제동형의 유도 전동기의 운전 제어 장치의 회로도이다.

제 1(a)도에 있어서 (1)은 3상 유도 전동기. (2)는 교류 전원 U상, V상, W상의 전압을 정류하는 다이오드 D₁~D₆로써 구성된 전파 정류기, (3)은 다이리스터 S₁~S₆으로써 된 다이리스터 브리지를 갖는 회생 회로, (4)는 평활용 콘덴서 C₁을 갖는 평활 회로, (5)는 트랜지스터 TA₁~TA₆로써 구성되는 가변 전압 가변 주파수형의 트랜지스터 인버어터, (6)은 D'₁~D'₁로써 된 정류기, (7)은 전원 전압의 승압용 변압기이다. 이와같은 구성의 종래 장치에 있어서는 예를 들면 유도 전동기(1)을 감속시키기 위하여 지령 속도를 저하시키면 동기속도는 전동기의 속도보다 작아져서 부의 미끄럼 상태로 된다. 그러므로, 회생 제동 영역에서 전동기를 운전하는 것이 되므로 그 결과 전동기의 유기 전압은 정류기(6)에 의하여 정류되어서 직류선측의 전압을 상승시킨다. 평활용 콘데서 C₁은 평활 기능을 발휘하기 위하여 통상의 구동 운전시도 교류 전원 전압의 1.3~1.4배의 높이에 충전되어 있는데 여기에 더하여 유도 전동기가 회생 영역에서 운동될 때는 전압은 더욱 높은 전압으로 충전 유지된다. 예를 들면, 교류 전원 전압이 200V일때 평활용 콘덴서 C₁의 충전 전압은 290V정도로 상승한다. 이와 같은 상태에서 다이리스터 S₁~S₆로써 구성되는 회생용 다이리스터 브리지 회로(3)을 점호 제어하면 점호는 가능하여도 교류 전원 전압이 직류선측 전압보다도 낮으므로 전류가 안되므로 회생이 불가능하게 된다.

즉 다이리스터 S₁~S₆은 순 바이어스 되어 있으므로 이미 점호하고 있는 다이리스터는 소호할 수 없으므로 회생이 불가능하게 되나. 그러므로, 이와 같은 결함을 피하기 위하여 다이리스터 브리지(3)과 교류 전원과의 사이에 승압용 변압기(7)을 통하여 교류 전원 전압이 꼭 직류선측 전압보다도 높은 기간이 생기도록 하여 다이리스터 S₁~S₆의 전류를 확보하고 유도 전동기의 회생 제어 영역에서의 운전을 가능하게 하고 있다. 그러나, 이 방식을 채용한 장치에 있어서는 상술한 바와 같이 승압용 변압기(7)이 필요하며 그 용량도 큰 것이어야 하므로 장치를 크게 하게 되어 가격이 높아졌다.

그러므로, 본 발명자들은 승압용 변압기를 배제함과 동시에 제 1(b)도에 나타내는 바와 같이 다이리스터 브리지 회로(31)에 직렬로 2개의 스위칭 트랜지스터 TR₁, 및 TR₂를 접속하고 각 다이리스터 S₁~S₆의 전류시에 트랜지스터 TR₁, TR₂를 각각 오프하고 이에 의하여 다이리스터 S₁~S₆을 라인 A, B로 부터 분리하여(순바이어스가 아닌 상태로 하여), 점호하고 있던 다이리스터가 소호하고 나서 재차 트랜지스터 TR₁, TR₂을 온하여 전류가 확실하게 실행될 수 있도록 하고 방식을 제안하고 있다. 이 방식은 대단히 유효하기는 하지만 회생 에너지가 커지므로 평활용 콘덴서 C₁(제 1(a)도)의 전압이 상승했을 때의 배려를 하지 않은 결점이 있다. 다음에 이점에 대하여 간단하게 설명한다.

그런데 회생 에너지가 커지면 평활용 콘덴서 C₁의 전압이 상승하여 회생 전류 I_R은 점차로 증대하여 간다. 그리하여 이 회생 전류 I_R이 허용 전류치를 넘으면 스위칭 트랜지스터 TR₁, TR₂또는 다이리스터 S₁~S₆을 파괴해 버린다. 그러므로, 종래의 방식에 있어서는 평활용 콘덴서 C₁의 전압(직류 링크 전압이라 함)을 감시하여 그 전압이 미리 설정해 있는 위험 전압에 도달하였을 때 알럼하게 하고 회생 회로(3) 및 트랜지스터 인버어터(6)의 기능을 완전히 정지(전정지)시키고 있었다. 즉, 종래의 방식에 있어서는 회생 에너지가 커져서 직류 링크 전압이 설정 전압을 넘으면 이후 전동기의 운전을 완전히 정지하였다. 그러나, 설정 전압을 넘은 원인은 사고 등에 의한 것은 아니고 단지 회생 에너지가 커졌음으로써 생긴 경우가 많다. 그리하여, 이와 같은 경우에는 평활용 콘데서에 축적된 에너지를 방출하면 재차 유도 전동기의 운전이 가능하게 된다. 또, 사고가 일어났을 경우에는 직류 링크 전압은 설정치를 훨씬 넘어서 상승한다. 그리고, 이상과 같은 일은 직류 링크 전압으로 바꾸어서 모우터 전류, 회생 전류를 고찰할 때도 같다.

본 발명의 첫째의 목적을 제 1 제 2 의 설정치를 준비하고 회생 에너지가 커져서 제 1 의 설정치를 넘어서 직류 링크 전압 또는 모우터 전류가 커진 경우에는 전정지하지 않고 트랜지스터 인버어터만이 그 기능을 일시적으로 정지하여 콘덴서에 축적된 에너지를 회생 회로를 통하여 방출시켜서 이에 의하여 제 1 의 설정치 이하로 하고 그런 후에 재차 전동기의 회생 제동 제어를 속행할 수 있는 유도 전동기 제어 방식을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 직류 링크 전압 또는 모우터 전류가 제 2 의 설정치 이상으로 되었을 때에는 어떠한 사고가 발생한 것으로 하여 즉시 알럼을 발생함과 동시에 운전을 완전히 정지시킬 수가 있는 유도 전동기의 제어 방식을 제공함에 있다.

다음에 본 발명을 샐시예에 따라서 상세히 설명한다.

제 2(a)도, 제 2(b)도 및 제 2(c)도는 본 발명에 관한 유도 전동기 제어 회로의 블록도로서 제 1(a)도, 제 1(b)도와 동일 부분에는 동일 부호를 붙이고 그 상세한 설명은 생략한다.

도면 중(11)은 회생 제어 회로로서 다이리스터 브리지 회로(31)을 구성하는 각 다이리스터 S₁~S₆의 점호 제어 신호 SG₁~SG₆을 각각 발생함과 동시에 스위칭 트랜지스터 TR₁, TR₂을 온/오프하는 제어 신호 TRB₁, TRB₂를 발생한다. 즉, 회생 제어 회로(11)은 3상의 교류 전원 전압을 입력하여 상간 전압이 최대로 되는 2상으로 접속된 다이리스터를 점호하도록

(T는 교류의 주기)의 폭을 갖는 점호 제어 신호 SG₁~SG₆을 시간

마다 순차로 발생하며 또한 전류의 타이밍에 동기 하여서 제어 신호 TRB₁,TRB₂를 발생한다. 그리고, 회생 제어 회로(11)에 대하여는 뒤에서 상술하겠지만 본 발명자가 이미 제안하고 있는 회로(일본 특원소 54-104443호)를 사용하여 구성할 수가 있다.

또, 이 회생 제어 회로(11)은 직류 링크 전압 V_C가 후술하는 제 2 의 설정치 E₂를 넘었을 때에는(알럼 신호 ALM="1"), 점호 제어 신호 SG₁~SG₂, TRB₁을 더 이상 출력하지 않도록 내부적으로 구성되어 있다.

제 2(c)도에 있어(12)는 트랜지스터 인버어터(5)를 구성하는 각 트랜지스터 TA₁~TA₆의 스위칭을 제어하는 인버어터 제어 회로로서 지령 회전 속도와 실회전 속도와의 편차에 따른 실효치 및 주파수를 갖는 3상의 1차 전압이 트랜지스터 인버어터 (5)로 부터 유도 전동기(1)에 입력되도록 트랜지스터 구동 신호 TAD'₁~TAD'₆을 출력한다. 그리고, 이 인버어터 제어 회로(12)는 당해 기술 분야에서는 극히 보통으로 사용되는 회로이므로 그 상세한 설명은 생략한다. (13)은 평활용 콘덴서 C₁의 단자 전압(직류 링크 전압 V_C를 감시하는 감시 회로로서 제 1 의 설정치인 기준 전압 E₁과 직류 링크 전압 V_C를 입력하고 이들 E₁과 V_C의 대소를 비교하여 V_C

E₁인때 로우레벨(논리 "0")이 되며 또, V_C＜E₁인때 하이 레벨이 되는 신호 RGS를 출력한다. (14)는 직류 링크 전압 V_C와 제 2 의 설정치 E₂를 입력하고 이들 E₂와 V_C의 대소를 비교하여 V_C

E₂인 때 하이 레벨이 되는 신호 TGS를 출력한다. 그리고, V_C＜E₂인 때 신호 TGS는 로우 레벨이다. (15)는 플립-플롭으로 초기시 리세트 되어 있으며 TGS="1"에 의하여 세트되어 알럼 신호 ALM을 출력한다. (16)은 NOR 게이트, (17)은 신호 RGS로 하여 알럼 신호의 부정 신호 "ALM와 각 트랜지스터 구동 신호 TAD'₁~TAD'₂의 논리적을 취하는 AND 게이트군, (18)은 각 AND 게이트에 접속되어 구동 신호 TAD₁~TAD₆를 출력하는 증폭기이다.

그러면 이와 같이 구성된 본 발명 장치의 동작을 다음에 설명한다.

유도 전동기로써 된 교류 전동기(1)의 통상이 구동 태양으로 운전되고 있을 때는 교류 전원의 각상 전압은 정류기(2)에 의하여 정류되어서 직류로 되며 도한 트랜지스터 인버어터(5)에 의하여 소정의 주파수와 전압을 갖는 교류로 변환되어서 유도 전동기(1)에 공급되어 그 전동기를 지령 속도에 합치하여 운전한다. 여기서 그 인버어터(5)의 출력 주파수는 인버어터를 구성하는 트랜지스터 소자 TA₁~TA₆의 구동신호 TAD₁~TAD₆의 반복 주파수를 조정함으로써 가변으로 하며 출력 전압은 인버어터(5)의 각 트랜지스터 소자 TA₁~TA₆의 통전 시간 폭을 조정함으로써 가변으로 할 수가 있다. 다음에 부하의 운전 조건에 따라서 전동기의 감속이 필요하게 되었을 때 감속 지령 신호가 주어지면 동기 속도보다도 현재 운전 중의 전동기의 회전 속도가 높으므로 유도 전동기(1)은 슬립 S가 부의 영역 즉, 회생 제동의 영역에서 운전되게 된다. 따라서, 유도 전동기(1)의 출력은 정류기(6)에 의하여 정류되어서 직류선측의 전압을 높이게 된다. 그 값은 예를 들면 200V의 교류전원으로 운전 중이라면 평활용 콘덴서 C₁의 단자는 290V 정도로 상승한다. 그리고, 본 발명에서는 전술과 같이 회생용 브리지 회로의 다이리스터군과 직렬로 스위칭 트랜지스터 TR₁및TR₂를 접속하고 그 스위칭 트랜지스터 TR₁,TR₂를 회생 동작 중의 통상은 도통 상태로 하고 각 다이리스터 S₁~S₆중 어는 다이리스터가 전류 동작에 들어갈때 트랜지스터 TR₁,TR₂를 동시에 순간적으로 부도통 상태로 하고 이에 의하여 전류를 차단하며 또한, 다이리스터가 완전히 소호하는 시간을 고려하여 재차 트랜지스터 TR₁및 TR₂를 재점호하고 있으므로 가사 직류선측의 전압을 전원의 교류 전압보다 높아도 각 다이리스트는 전류 실패를 일으키지 않고 회생 전류 I_R을 항상 전원으로 반환할 수 있다.

여기서, 본 발명자가 이미 제안하고 있는 회생 제어 회로(11)의 구성과 회생 동작에 대하여 다시 한버 설명한다. 제 2(b)도에 있어 (8)은 포토커플러를 구성하는 일방으로서 P'₁~P'₆은 예를 들면, 발광다이오드 등의 소자, D''₁~D''₆은 다이오드이다. 그리고, 이들 발광 다이오드 P'₁~P'₆과 다이오드 D''₁~D''₆으로써 브리지 회로를 구성하며 그 브리지 회로의 교류 입력단에서는 전동기의 교류 전원의 3상 즉, U상, V상, W상으로 부터 회생용 다이리스터 브리지(3)의 각 다이리스터에 대응하는 상관계로 전원을 접속 공급한다. 그리고, 다이오드 D''₁~D''₆은 역전압 내압용으로 삽입된 다이오드이다. P'₁~P''₆은 같은 포토커플러를 구성하는 타반의 소자로서 예를 들면 포토트랜지스터 등을 사용하여 발광다이오드 P'₁에 전류가 흘러서 발광하면 소자 P''₁가 이들 수광하여 도통 상태로 되는 것이다. (9)는 신호 반전용의 인버어터 회로로서 수광 소자 P''₁~P''₆의 각각의 출력단자에 각각 1개씩 설정되어 있다. (10)은 전인버어터 회로의 출력 신호를 입력하는 OR 회로이다. (19)는 OR회로(10)의 출력은 입력하여 일정의 시간 폭을 갖는 부의 펄스를 발생하는 제 1 의 단안정 멀티바이브레이터 회로, (20)은 2단 안정 멀티바이브레이터 회로 (19)의 출력에 의하여 동작하여 일정의 시간 폭을 갖는 펄스를 발생하는 제 2 의 단안정 멀티바이브레이터 회로이다. AND 게이트는 인버어터 회로(9)의 출려과 제 2 의 단안정 멀티바이브레이터 회로(20)의 출력이 입력되어 그 논리적을 출력하는 회로로서 이것도 또한 전인버어터 회로와 동수 설정한다.

이들 AND 회로의 출력은 각각 회생용 다이리스ㅌ 브리지터(3)을 구성하는 다이리스터 S₁~S₆의 각 게이트에 각각 대응하여 주어지는 게이트 신호 SG₁~SG₆이 된다. 또, 제 1 의 단안정 멀티바이브레이터 회로(19)의 출력은 회생용 다이리스터 브리지(3)의 다이리스터군과 직렬로 접속된 스위칭 트랜지스터 TR₁, TR₂에 동시에 주어지는 베이스 신호 TRB₁및 TRB₂가 된다.

그러면 이와 같이 구성된 회생 제어 회로에 의한 제어 신호의 형성에 대하여 다음에 설명한다.

포토커플러를 구성하는 발광다이오드 등의 소자 P'₁~P'₆으로써 된 브리지 회로(8)은 그 교류 입력을 전동기 구동원의 각각의 상, 즉 U상, V상, W상에 접속한다. 이와 같이 하면 브리지 회로(8)과 회생용 다이리스터 브리지(3)에는 동위상의 상간전압이 인가되게 되어 회생용 다이리스터 브리지(3)을 구성하는 다이리스터 중 회생시에 점호되지 않으면 안될 상에 대응한 다이리스터가 검지할 수 있게 된다. 이들 제 3(a)도를 참조하여 고찰해 보면 동 도면의 정현파형으로 나타낸 U-V 상간전압, V-W 상간전압, W-U 상간 전압이 포토커플러를 구성하는 브리지의 각각의 상에 인가되게 된다. 인가된 상간 전압 중 가장 높은 상간 전압에 걸려 있는 발광다이오드만에 전류가 흐르며 그 기간 그 발광다이오드는 빛을 발한다. 발광다이오드 P''₁~P''₆은 상간 전압의 시간적 변화에 따라서 순차로 동작한다. 그리하여 발광다이오드가 빛을 발하면 이와 대향하여 광결합 상태로 배치된 포토카플러를 구성하는 타방의 수광 소자(예를 들면 포토트랜지스터 등)는 빛을 받음으로써 도통 상태로 되어 콜렉터 진위를 영으로 하여 빛을 받고 있는 기간 중 그 영값은 유지된다. 그 모양은 제 3(a)도의 파형 P₁, P₂, P₃, P₄, P₅, P₆으로서 나타낸다. 이들 신호 P₁~P₆은 각각 다음 단의 신호 반전용의 인버어터(9)에 의하여 반전되어서 신호

₁,

₂,

₃,

₄,

₅,

₆을 얻는다. 이 반전된 신호의 일방은 다음단의 AND 회로(22)의 일입력이 됨과 동시에 타방은 모두 모아서 OR회로(10)의 입력단에 인가한다.

그리하면 OR호로(10)은 신호

₁~

₆이 입력될 때마다 순차로 다음단의 단안정 멀티바이브레이터 회로(19)에 펄스를 출력한다. 단안정 멀티바이브레이터 회로(19)는 인가된 퍼트스의 기립단에서 트리거되어 일정 시간 만큼 도통하고 재차 원전위로 복귀하는 동작을 반복한다. 이 결과 단안정 멀티바이브레이터 회로(10)로 부터 출력되는 펄스는 제 3(a)도의 M₁로 나타내는 바와 같은 약 0.5㎳의 도통 폭을 갖는 영전위의 펄스열이 얻어진다. 이 영전위의 펄스열의 일방은 회생용 다이리스터 브리지에 직렬 접속된 스위칭 트랜지스터 TR₁및 TR₂의 베이스에 공급되어 그 전위를 영전위로 하고 그 트랜지스터를 부도통으로 함과 동시에 타방 동일의 펄스열은 다음단의 두번째의 단안정 멀티바이브레이터 회로(20)에 주어진다. 단안정 멀티바이브레이터 회로(20)은 펄스 입력이 있을 때마다 그 입력펄스의 복귀시의 기립단에 있어 제 3(a)도의 M₂에 나타내는 바와 같은 펄스폭이 약 10㎲의 정의 펄스를 발생하며 그 입력 펄스는 앞의 AND 회로(22)의 모두에 입력된다. 여기서, 각각의 AND 회로(22)는 인버어터 회로(9)의 출력

₁~

₆과 단안정 멀티바이브레이터 회로(20)의 출력 펄스 M₂와 NOR게이ㅌ(21)을 통하여 입력되는 알럼 신호 ALM의 논리적을 취한다. AND회로(22)의 출력은 각각 회생용 다이리스터 브리지를 구성하는 다이리스터 S₁~S₆의 게이트에 점호 신호 SG₁, SG₂, SG₃, SG₄, SG₅, SG₆로서 주어진다.

그리하여 그 위상 관계는 당연히 포토커플러로 부터의 출력신호 P₁~P₆에 규제된 것으로서 제 3(b)도의 점호 신호 SG₁~SG₆에 나타낸 것이다. 따라서 여기서 회생에 적합한 교류 전원의 2상간 전압이 최대인 상이 U-V 상간이라 하면 제 3(b)도의 TB₁및 TB₂의 영전위 펄스 신호가 회생용 다이리스터 브리지(3)의 스위칭 트랜지스터 TR₁및 TR₂에 주어져서 동시에 부도통으로 하여 그 다이리스터 브리지(3)에의 전류를 일단 소멸하여 다이리스터 군 S₁~S₆을 모두 소호한 후 다이리스터 S₁및 S₄의 게이트에 점호 신호를 재차 주어서 다이리스터 S₁및 S₄를 점호함으로써 회생 전류 I_R은 전원 U상으로 부터 V상으로 흘러서 에너지를 반환한다. 또한 소정 시간 후 스위칭 트랜지스터 TR₁및 TR₂에 영전위 펄스를 주어서 재차 부도통으로 하여 회생용 다이리스터 브리지(3)의 모든 다이리스터를 일단 소호하고 소호가 완료하면 재차 스위칭 트랜지스터를 도통으로하고 동시에 다이리스터 S₁및 S₆에 점호 신호를 줌으로써 U상으로 부터 W상으로 회생 전류를 흘릴 수 있다. 이후 같이 다이리스터의 전류에 앞서서 스위칭 트랜지스터 TR₁및 TR₂에 영전위 펄스를 줌으로써 그양 트랜지스터를 부도통으로 하여 전 다이리스터를 소호하고 순차로 다이리스터 S₂와 S₆에 점호 신호 SG₃및 SG₆을, 다이리스터 S₃와 S₂에 점호 신호 SG₃및 SG₂를, 다이리스터 S₅와 S₂에 점호 신호 SG₅와 SG₂를 줌으로써 교류 전원의 상간 전압이 최대인 2상간에 회생 전류를 공급할 수가 있다. 그리하여, 다이리스터는 전류에 있어 꼭 스위칭 트랜지스터 TR₁및 TR₂에 의하여 통전을 절단되기 때문에 점호 신호가 주어지기 전에 일단 소호하므로 전류를 확실하게 실행할 수가 있다.

이와 같은 동작에 의한 다이리스터 S₁~S₆의 통전의 모양과 회생 전류의 파형을 제 3(b)도의 S₁~S₆및 I_R에 나타낸다.

그런데, 회생 에너지가 커지면 전 에너지를 전원으로 반환할 수가 없게 되므로 평활용 콘덴서 C₁의 단자 전압(직류 링크 전압) V_C가 점차로 상승한다. 이 결과 다음 식에 나타내는 회생전류 I_R도 상승한다.

I_R=(V_C-V_AC)/(r₁+r₂)

그리고, V_C는 직류 링크 전압으로서 평활용 콘덴서 C₁의 단자 전압, V_AC는 전원 전압의 실효치, r₁, r₂는 스위칭 트랜지스터 TR₁, TR₂에 직렬로 접속된 저항 R₁, R₂의 저항치이다.

그런데, 직류 링크 전압 V_R는 제 2(c)도의 감시 회로 (13)에 의하여 기준 저압 E₁과 비교되고 있다. 그리고, 이 기준전압 E₁의 크기는 스위칭 트랜지스터 TR₁, TR₂의 최대 허용 전류를 발생하는 직류 링크 전압의 크기를 고려하여 결정되어 있다.

이상으로 부터 회생 에너지가 증대하여 V_C

E₁이 되면 감시 회로(13)은 신호 RGS를 "0"으로 한다. 이 결과, AND 게이트(17)의 출력은 모두 "0"이 되며 또 구동 신호 TAD₁~TAD₆도 모두 "0"이 되어 트랜지스터 인버어터(5)를 구성하는 전 트랜지스터 TAD₁~TAD₆이 오프되며 그 트랜지스터 인버어터(5)는 그 기능을 정지한다. 트랜지스터 인버어터(5)가 그 기능을 정지하면 에너지는 전동기로 부터 반환되지 않으므로 평활용 콘덴서 C₁에 축적된 에너지는 회생회로(3)을 통하여 전원으로 반환되며 그 단자 전압 V_C는 서서히 감소되어 V_C＜E₁이 된다. V_C＜E₁이 되면 신호 RGS가 "1"이 되므로 트랜지스터 인버어터(5)는 그 인버어터 기능을 회복하여 재차 회생 에너지를 전원으로 반환한다. 이후 V_C와 E₁의 대소에 따라서 회생 에너지의 반환 및 트랜지스터 인버어터(5)의 인버어터 기능의 일시적 정지(그 사이에 콘덴서 C₁에 축적된 에너지가 방출된다)가 반복된다.

한편, 직류 링크 전압 V_C는 감시회로(14)에 있어 제 1 의 설정치 E₁보다 큰 제 2 의 설정치 E₂와 비교되고 있다. 그리고, 제 2 의 설정치 E₂는 어떠한 사고가 발생하였을 때 직류 링크전압치가 어느 정도의 크기로 되는 가를 고려하여 결정되어 있다. 따라서, 어떠한 사고에 의하여 직류 링크 전압 V_C가 제 2 의 설정치 E₂이상으로 되면 감시회로(14)는 곧 이를 검지하여 신호 TGS(="1")을 출력하며 플립-플롭(15)를 세트여 그 세트상태를 유지한다. 이에 의하여 알럼 신호 ALM="1"이 되며 알럼 표시됨과 동시에 전 AND게이트(17)이 닫혀서 트랜지스터 구동신호 TAD₁~TAD₆은 모두 "0"이 된다. 즉, 트랜지스터 인버어터(5)는 그 인버어터 기능을 완전히 정지한다. 또, 알럼 신호 ALM(="1")은 회생제어회로(11)에 입력되므로 그 회생 제어 회로는 이미 점호 제어 신호 SG₁~SG₆을 발생하지 않으며 회생 회로(3)은 그 회생 동작을 정지한다. 그리고, SG₁~SG₆의 발생을 정지함에는 SG₁~SG₆과^*ALM의 논리적을 취하면 된다. 이 결과 유도 전동기의 속도 제어 운전은 완전히 정지한다. 그리하여, 사고를 제거한후 플립-플롭(16)을 리세트함으로써 재차 운전이 가능하게 된다.

이상 본 발명을 실시예에 따라서 상세히 설명하였지만 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니다. 예를 들면, 직류 링크 전압 대신에 모우터 전류를 사용할 수가 있다. 즉, 제 1, 제 2 의 전류 검출 레벨 I₁, I₂(I₁＜I₂)을 설정하여 놓고 모우터 전류 I_C가 I₁이상으로 되었을 때 트랜지스터 인버어터의 인버어터 기능을 일시적으로 정지시키고 또, I₂이상으로 되었을 때 알럼 신호를 출력함과 동시에 트랜지스터 인버어터 및 회생 회로의 기능을 완전히 정지하고 전동기의 운전을 정지시킬 수가 있다. 그리고, 모우터 전류의 검출법으로서는 변류기등을 사용함으로써 실행된다.

이상 본 발명에 의하면 회생 에너지가 비교적 커져서 직류 링크 전압 V_C또는 모우터 전류 I_C가 제 1 의 설정치 E₁또는 I₁이상으로 되어도 전정지함이 없이 운전제어를 속행할 수가 있다. 그리하여 사고등에 의한 V_C, I₂가 제 2 의 설정치 E₂또는 이상으로 되었을 때만 회생 회로 및 트랜지스터 인버어터를 구성하는 각 소자를 보호하기 위하여 운전을 정지하도록 하고 있다. 그러므로 운전이 정지하는 일은 거의 없으며 신뢰성이 높은 이상적인 제어가 실행된다.

Claims (2)

1. 교류 전원에 접속되고 교류를 직류로 변환하는 정류기와, 그 직류를 지령 속도와 실 속도와의 편차에 따른 전압치 및 주파수를 갖는 3상 교류 신호로 변환하는 트랜지스터 인버어터와, 이 트랜지스터 인버어터를 구성하는 각 트랜지스터의 스위칭을 제어하는 인버어터 제어 회로와, 제동시에 회생 전류를 흘리고 전기 트랜지스터 인버어터에 병렬로 접속된 회생 회로와 전기 트랜지스터 인버어터에 병렬로 접속된 평활용 콘덴서와, 상기 회생 회로를 구성하는 스위칭 소자를 제어하는 회생 제어 회로를 갖추고 전기 3상 교류 신호에 의하여 유도 전동기를 구동함과 동시에 제동시에 교류 전원측에 에너지를 회생하는 유도 전동기 제어 방식에 있어서, 제 1 및 제 2 의 전류 검출 레벨 I₁, I₂(I₂＞I₁)을 설정하고 모우터 전류가 제 1 의 전류 검출 레벨 I₁이 상이 되었을 때 트랜지스터 인버어터의 기능을 일시적으로 정지시키고 제1의 설치 이하로 되었을 때 트랜지스터 인버터의 기능을 회복시키며 또한 모우터 전류가 제 2 의 전류 검출 레벨 I₂이상으로 되었을 때 알럼 표시함과 동시에 유도 전동기의 운전을 완전히 정지시킴을 특징으로 하는 유도 전동기 제어 방식.
2. 교류 전원에 접속되고 교류를 직류로 변환하는 정류기와, 이 직류를 지령 속도와 실 속도와의 편차에 따른 전압치 및 주파수를 갖는 3상 교류 신호로 변환하는 트랜지스터 인버어터와, 이 트랜지스터 인버어터를 구성하는 각 트랜지스터의 스위칭을 제어하는 인버어터 제어 회로와, 제동시에 회생 전류를 흘리고 전기 트랜지스터 인버어터에 병렬로 접속된 회생 회로와, 전기 트랜지스터 인버어터에 별렬로 접속된 평활용 콘덴서와, 그 회생회로를 구성하는 스위칭 소자를 제어하는 회생 제어 회로를 갖추고 전기 3상 교류 신호에 의하여 유도 전동기를 구동함과 동시에 제동시에 교류 전원측에 에너지를 회생하는 유도 전동기 제어 방식에 있어서, 제 1 및 제 2 의 직류 링크 전압 검출 레벨 E₁, E₂(E₂＞E₁)을 설정하고 직류 링크 전압이 제 1 의 직류 링크 전압 검출 레벨 E₁이상이 되었을 때 트랜지스터 인버어터의 기능을 일시적으로 정지시키고 제 1 의 설정치 이하로 되었을 때 트랜지스터 인버어터의 기능을 회복시키며 또한 직류 링크 전압이 제 2 의 직류 링크 전압 검출 레벨 E₂이상이 되었을 때 알럼 표시함과 동시에 유도 전동기의 운전을 완전히 정지시킴을 특징으로 하는 유도 전동기 제어 방식.

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