CN106059351A - 用于产生三相逆变器的偏移电压的方法及偏移电压生成器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种偏移电压生成器，其包括：第一限制器，其配置为将第一相电压信号与最大限制值和最小限制值进行比较以输出第一限制电压信号；第二限制器，其配置为将第二相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进行比较以输出第二限制电压信号；第三限制器，其配置为将第三相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进行比较以输出第三限制电压信号；以及加法器，其配置为将所述第一相电压信号与所述第一限制电压信号之间的差值、所述第二相电压信号与所述第二限制电压信号之间的差值以及所述第三相电压信号与所述第三限制电压信号之间的差值进行累加，以输出偏移电压。

Description

用于产生三相逆变器的偏移电压的方法及偏移电压生成器

技术领域

本公开涉及一种用于产生偏移电压以控制三相逆变器的连续调制和不连续调制的方法以及偏移电压生成器。

背景技术

随着功率半导体技术的发展，通过使用可以在高速被切换的电力装置来实现变压变频(VVVF)驱动器已经变得更加容易。典型地接收直流(DC)电压源以产生交流(AC)可变电压源的电压源逆变器通常地用作用于产生变压变频的电路。这样的电压源逆变器通常地由储能***(ESS)、光伏(PV)逆变器、电机驱动技术使用。

在调制由这样的电压源逆变器所产生的电压中，可以采用多种类型的调制方案。最常用的调制方案之一是脉宽调制(PWM)方案。PWM方案可以分为连续调制方案和不连续调制方案。连续调制方案的示例可以包括正弦脉宽调制(SPWM)、空间矢量脉宽调制(SVPWM)，等等。不连续调制方案的示例可以包括用于减少功率半导体的开关损耗的60°断续脉宽调制(DPWM)。

在这样的连续或不连续调制模式中，将偏移电压与载波(例如三角波)进行比较以调制电压。在这样做时，不同的偏移电压被用在连续和不连续调制模式中。在相关技术中，存在一个问题：当三相逆变器从连续调制模式切换至不连续调制模式时，不连续调制模式的偏移电压务必根据调制指数MI来计算。此外，根据现有的使用偏移电压的电压调制方案，即使在偏移电压不是必要的时间段中，偏移电压也被连续地引入，并且因此零序电压总是存在于逆变器中。

发明内容

本公开的一个方面是提供用于产生三相逆变器的偏移电压的方法及偏移电压生成器，其允许三相逆变器的电压调制模式在没有任何额外计算过程的情况下从连续调制模式容易地切换至不连续调制模式。

本公开的另一个方面是提供产生三相逆变器的偏移电压的方法以及偏移电压生成器，其调整不连续调制时间段，使得与相关技术中的不连续调制方案相比，总谐波失真(THD)可以在调制指数为低的时间段中减少；并且与相关技术中的连续调制方案相比，开关损耗可以在调制指数为高的时间段中减少。

本公开的另一个方面是提供产生三相逆变器的偏移电压的方法以及偏移电压生成器，其产生具有最小(均方根)RMS的偏移电压以使得不必要的零序电压可以被减少。

本公开的其他对象不限于上面描述的对象以及其他对象，并且优点可以由参考本公开的实施例所描述的以下描述所理解。此外，其将容易理解，本发明的目的和优点可以由所附权利要求中引用的方法及其组合被实现。

根据本公开的一个方面，偏移电压生成器包括：第一限制器，其配置为将第一相电压信号与最大限制值和最小限制值进行比较以输出第一限制电压信号；第二限制器，其配置为将第二相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进行比较以输出第二限制电压信号；第三限制器，其配置为将第三相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进行比较以输出第三限制电压信号；以及加法器，其配置为将所述第一相电压信号与所述第一限制电压信号之间的差值、所述第二相电压信号与所述第二限制电压信号之间的差值以及所述第三相电压信号与所述第三限制电压信号之间的差值进行累加，以输出偏移电压。最大限制值和最小限制值由三相逆变器的DC链路电压所确定。

根据本公开的另一个方面，用于控制在三相逆变器中的多个开关元件的开关操作的三相逆变器控制装置包括：极电压信号生成器，其配置为将第一相电压信号、第二相电压信号以及第三相电压信号分别与最大限制值和最小限制值进行比较，以产生偏移电压，并且将所述偏移电压增加至所述第一相电压信号、所述第二相电压信号以及所述第三相电压信号以分别产生第一极电压信号、第二极电压信号以及第三极电压信号；以及控制信号生成器，其配置为将所述第一极电压信号、所述第二极电压信号以及所述第三极电压信号与载波进行比较，以产生用于所述多个开关元件的控制信号，其中，最大限制值和最小限制值由三相逆变器的DC链路电压所确定。

如上所述，根据本公开的示例性实施例，三相逆变器的电压调制模式可以从连续调制模式容易地切换至不连续调制模式而没有任何额外计算过程。

此外，根据本公开的示例性实施例，不连续调制时间段被调整，使得与相关技术中的不连续调制模式相比总谐波失真(THD)可以在调制指数为低的时间段中减少，并且与相关技术中的连续调制模式相比开关损耗可以在调制指数为高的时间段中减少。

此外，根据本公开的示例性实施例，具有最小RMS的偏移电压被产生，使得不必要的零序电压可以被减少。

附图说明

图1示出了三相逆变器的示例，根据本公开的示例性实施例的用于产生三相逆变器的偏移电压的方法被应用于该三相逆变器；

图2示出了由相关技术中的PWM控制单元中的极电压信号生成器产生三相极电压信号的过程；

图3示出了在PWM控制单元中的控制信号生成器通过使用相关技术中的三相极电压信号来产生开关元件的控制信号的过程；

图4是根据本公开的示例性实施例的包括在PWM控制单元中的极电压信号生成器的框图；

图5根据本公开的示例性实施例的偏移电压生成器的框图；

图6至图8是用于通过改变调制指数MI来将根据本公开的PWM控制模式、相关技术中的SPWM控制模式、相关技术中的SVPWM控制模式以及相关技术中的60°DPWM的极电压和偏移电压的波形进行相互比较的图；

图9是示出了根据功率因数的每个调制模式中的开关损耗相对于连续调制模式中的开关损耗的比率的图；以及

图10是用于将相关技术中的不连续调制模式和连续调制模式中的加权总谐波失真(WTHD)与根据本公开的示例性实施例的用于产生偏移电压的方法中的WTHD进行比较的图。

具体实施方式

从使用参考附图的详细描述，上面的对象、特征和优点将变得明显。实施例以足够细节的描述以使能那些本领域技术人员容易地实践本公开的技术思想。已知的功能或配置的详细公开可以被省略以免不必要地掩盖本公开的要点。在下文中，本发明的实施例将使用参考附图被详细地描述。贯穿附图，类似参考数字指的是类似元件。

图1示出了三相逆变器的示例，根据本公开示例性实施例的用于产生三相逆变器的偏移电压的方法被应用于该三相逆变器。在图1中示出的三相逆变器是用于驱动ESS或电机驱动的典型的二级三相电压源逆变器。

参考图1，三相逆变器包括平滑部分101和开关部分102。三相逆变器通过整流器(未示出)将来自外部装置的三相交流电压整流为直流电压。经由在图1中示出的平滑部分101使被整流的直流电压平滑为在两个DC链路处的V_dc/2的DC链路电压。在图1中的符号n表示虚拟DC链路中心点。

被平滑的DC链路电压V_dc/2经由在开关部分102中的一些开关元件a1、a2、b1、b2、c1和c2被转换为三相交流电压。开关元件a1与开关元件a2以互补的方式被闭合/断开。同样地，开关元件b1与开关元件b2以互补的方式被闭合/断开，并且开关元件c1与开关元件c2以互补的方式被闭合/断开。

经由开关单元102的开关操作所产生的三相交流电压被输入至负载103(例如电动机)。

在开关部分102中的开关元件a1、a2、b1、b2、c1和c2分别地以互补的方式被闭合/断开，以产生三相交流电压。根据来自如图1所示的PWM控制单元104的控制信号输出，开关元件a1、a2、b1、b2、c1和c2的开关操作(闭合/断开操作)被执行。PWM控制单元104产生控制信号以使用来自外部设备的三相电压信号来控制a1、a2、b1、b2、c1和c2的开关操作。

图2示出了由相关技术中的PWM控制单元104中的极电压信号生成器产生三相极电压信号的过程。

参考图2，分别地，PWM控制单元104中的极电压信号生成器将包括第一相电压信号V^* _as、第二相电压信号V^* _bs以及第三相电压信号V^* _cs的三相电压信号201增加至在偏移电压生成器202中产生的偏移电压V^* _sn，从而产生包括第一极电压信号V^* _an、第二极电压信号V^* _bn以及第三极电压信号V^* _cn的三相极电压信号203。偏移电压V^* _sn是通常地存在于极电压信号203中的组分，并且其是零序电压以使得其不影响相间电压的组合。

因此，如等式1所表示的在极电压信号203、相电压信号201以及偏移电压信号V^* _sn之间的关系被建立了：

[等式1]

$v_{an}^{*}=v_{as}^{*}+v_{sn}^{*}$

$v_{bn}^{*}=v_{bs}^{*}+v_{sn}^{*}$

$v_{cn}^{*}=v_{cs}^{*}+v_{sn}^{*}$

图3示出了在PWM控制单元104中的控制信号生成器通过使用相关技术中的三相极电压信号来产生开关元件的控制信号的过程。

如图3所示，经由图2的过程所产生的极电压信号301，即，第一极电压信号V^* _an、第二极电压信号V^* _bn以及第三极电压信号V^* _cn与载波302进行比较。虽然在图3中所示出的载波302是三角载波，根据调制模式，载波的其他类型也可以被使用。如图3所示，载波302的频率等于开关频率。峰值具有V_dc/2的最大值和–V_dc/2的最小值。

在相关技术中，如图3所示，每个极电压信号201与载波302之间的差值被计算，并且如果该差值等于或大于0，则1的值被输出，并且如果该差值小于0，则0的值被输出(如参考数字303所表示的)。因此，如果每个极电压信号201与载波302之间的差值大于0，则闭合信号(on-signal)被输出至开关元件a1、b1和c1，并且如果每个极电压信号201与载波302之间的差值小于0，则闭合信号由非门304被输出至开关元件a2、b2和c2。

如图2和图3所示，在由相关技术中的PWM控制单元104产生控制信号的过程中，基于在偏移电压生成器202中所产生的偏移电压V^* _sn，调制模式被最终地确定。例如，正弦PWM(SPWM)的偏移电压V^* _sn(其是连续调制模式)如下：

[等式2]

$v_{sn}^{*}=0$

此外，空间矢量PWM(SVPWM)的偏移电压V^* _sn如下：

[等式3]

$v_{sn}^{*}=-\frac{v_{max}+v_{min}}{2}$

其中，V_max表示第一相电压信号V^* _as、第二相电压信号V^* _bs和第三相电压信号V^* _cs中最大的一个，并且V_min表示其中最小的一个。在等式3中所表示的空间矢量脉宽调制(SVPWM)是连续调制方案，其中所有的开关元件的控制信号针对载波的周期而变化。

相比之下，在不连续调制方案中，在相位中的开关元件的控制信号不改变，以为了减少开关损耗。一个最常用的不连续电压调制方案是60°断续脉宽调制(DPWM)，其中60°的开关不连续时间段存在于相电压信号的峰值附近。60°DPWM具有偏移电压V^* _sn如下：

[等式4]

(如果，v_max+v_min≥0)

(如果，v_max+v_min＜0)

如上所述，在使用偏移电压的PWM控制中，为了从连续调制模式切换至不连续调制模式，务必计算不同的偏移电压，如等式2至等式4所表示的。

此外，在相关技术中存在缺点在于，虽然降低了开关损耗，但是在输出电流中的总谐波失真(THD)增加了。此外，在相关技术中存在缺点在于，虽然与不连续调制模式相比，在输出电流中的THD比较低，但是开关损耗增加了。

此外，根据现有的使用偏移电压的不连续调制模式，不连续调制间隔总是设置为参考波的周期的120°。因此，当调制指数MI低时，在输出电流中的THD在不连续调制模式中是非常大的。结果，在调制指数中存在另一个问题：为了减少开关损耗，不连续调制由该调制指数而启动被限制。

此外，根据上面所描述的现有的使用偏移电压的电压调制方案，即使在偏移电压是不必要的并且其经由PWM控制单元104被引入至逆变器中的时间段中，偏移电压也连续被产生。偏移电压是零序电压并且可以导致电源效率的降低或连接至逆变器的负载的故障。例如，如果这样的零序电压使用并网逆变器、光伏组件被施加至ESS，则漏电流可以被产生以使得电源效率可以被降低。此外，在驱动典型的感应电动机中，如果零序电压变大，则在轴向方向或轴承电流中的扭矩变大，可能导致介电击穿。

为了克服这样的问题，提供了用于产生三相逆变器的偏移电压的方法以及偏移电压生成器，其允许三相逆变器的电压调制模式在不进行额外计算另一个偏移电压的情况下从连续调制模式切换至不连续调制模式。此外，在根据本公开的示例性实施例的用于产生偏移电压的方法以及偏移电压生成器中，具有最小RMS的偏移电压被产生以被引入至逆变器中，并且因此使零序电压最小化，从而防止电源效率的降低以及由逆变器所驱动的负载的故障。

图4是根据本公开示例性实施例的包括在PWM控制单元104中的极电压信号生成器的框图。

参考图4，分别地，极电压信号生成器将包括第一相电压信号V^* _as、第二相电压信号V^* _bs以及第三相电压信号V^* _cs的三相电压信号401增加至在偏移电压生成器402中产生的偏移电压V^* _sn，(如由参考数字403所表示的)，从而产生包括第一极电压信号V^* _an，第二极电压信号V^* _bn以及第三极电压信号V^* _cn的三相极电压信号404。

在图4中，根据本公开的示例性实施例的偏移电压生成器402通过使用三相逆变器的DC链路电压V_dc以及相电压信号401产生偏移电压V^* _sn。

图1的逆变器的偏移电压V^* _sn具有如下面的等式5所表示的范围：

[等式5]

$-\frac{V_{dc}}{2}-v_{\min }\≤v_{sn}^{*}\≤\frac{V_{dc}}{2}-v_{\max }$

如果在等式5中则被确定。即，具有最小绝对值的偏移电压成为在另一方面，如果则被确定，使得具有最小绝对值的偏移电压成为

因此，由根据本公开示例性实施例的偏移电压生成器所产生的偏移电压被定义如下：

[等式6]

(如果，)

(如果，)

(如果，)

在下文中，根据等式6由偏移电压生成器402产生偏移电压V^* _sn的过程将参考图5被详细描述。

图5是根据本公开的示例性实施例的偏移电压生成器402的框图。

参考图5，根据示例性实施例的偏移电压生成器402分别地产生三相电压信号V^* _as、V^* _bs和V^* _cs以及对应的限制信号Vas、Vbs和Vcs，根据下面的等式7：

[等式7]

$v_{sn}^{*}=-(v_{as}^{*}-v_{as}+v_{bs}^{*}-v_{bs}+v_{cs}^{*}-v_{cs})$

其中，限制信号Vas、Vbs和Vcs被定义如下：

[等式8]

$v_{as}=bound(-\frac{V_{dc}}{2},\frac{V_{dc}}{2},v_{as}^{*})$

$v_{bs}=bound(-\frac{V_{dc}}{2},\frac{V_{dc}}{2},v_{bs}^{*})$

$v_{cs}=bound(-\frac{V_{dc}}{2},\frac{V_{dc}}{2},v_{cs}^{*})$

其中，函数bound()被定义如下：

[等式9]

根据本公开的示例性实施例的偏移电压生成器402产生如以下面的方式在等式7中所表示的偏移电压V^* _sn。参考图5，根据本公开的示例性实施例的偏移电压生成器402包括第一限制器502(a)、第二限制器502(b)以及第三限制器502(c)分别地对应于第一相电压信号V^* _as、第二相电压信号V^* _bs和第三相电压信号V^* _cs。

第一限制器502(a)接收第一相电压信号V^* _as，并且将所接收的第一相电压信号V^* _as与最大限制值和最小限制值进行比较以输出第一限制信号Vas。在本示例性实施例中，最大限制值可以被设置为并且最小限制值可以被设置为

在本示例性实施例中，如果第一相电压信号V^* _as等于或大于最小限制值并且等于或小于最大限制值，则第一限制器502(a)将第一相电压信号V^* _as作为第一限制信号Vas输出。此外，如果第一相电压信号V^* _as小于最小限制值，则第一限制器502(a)将最小限制值作为第一限制信号Vas输出。此外，如果第一相电压信号V^* _as大于最大限制值，则第一限制器502(a)将最大限制值作为第一限制信号Vas输出。

第二限制器502(b)和第三限位器502(c)也以与上面所描述的与第一限制器502(a)相同的方式分别地输出第二限制信号Vbs和第三限制信号Vcs。

然后，402输出(作为偏移电压V^* _sn)第一限制信号Vas与第一相电压信号V^* _as之间的差值、第二限制信号Vbs与第二相电压信号V^* _bs之间的差值以及第三限制信号Vcs与第三相电压信号V^* _cs之间的差值的总和，如图5所示。

在图5中，如果三相电压信号501在最小限制值与最大限制值之间，则由偏移电压生成器402所产生的偏移电压V^* _sn变为0。当偏移电压V^* _sn为0时，图1的PWM控制单元104运行在SPWM模式中，该SPWM模式是连续调制方案。

在另一方面，如果相电压信号501大于最大限制值或小于最小限制值，则偏移电压变为或

因此，极电压信号变为V_dc/2或–V_dc/2，使得PWM控制单元104被切换至不连续调制模式。

根据本公开的示例性实施例，PWM控制单元104运行在不连续调制模式中的不连续运行范围由调制指数MI所确定。调制指数被定义为如在下面的等式10中所表示的：

[等式10]

$MI=\frac{V_m}{V_{dc}/2}$

其中，V_m表示相电压信号的幅值。

因此，如果调制指数等于或小于预定的参考指数(例如，1)，则PWM控制单元104运行在连续调制模式中。此外，如果调制指数大于参考指数，则PWM控制单元104运行在不连续调制模式中。特别地，当调制指数变为线性调制区域的最大值(即，)时，PWM控制单元104运行在60°DPWM模式中。

因此，根据本公开的示例性实施例，三相逆变器的电压调制模式可以在没有任何额外计算过程的情况下容易地从连续调制模式切换至不连续调制模式。此外，根据本公开的示例性实施例，不连续调制时间段被调整，使得与相关技术中的不连续调制方案相比可以在其中调制指数为低的时间段中减少总谐波失真(THD)，并且与相关技术中的连续调制模式相比可以在调制指数为高的时间段中减少开关损耗。

图6至图8是用于通过改变调制指数MI来将根据本公开的PWM控制方案、相关技术中的SPWM控制方案、相关技术中的SVPWM控制方案以及相关技术中的60°DPWM的极电压和偏移电压的波形进行相互比较的图。

在图6中，根据本公开的示例性实施例的PWM控制方案的调制指数MI被设置为1。图6示出了根据本公开的示例性实施例的根据PWM控制方案以及相关技术中的SPWM控制方案的极电压信号的波形601(a)、根据相关技术中的SVPWM控制方案的极电压信号的波形602(a)以及根据相关技术中的60°DPWM控制方案的极电压信号的波形603(a)。

此外，图6示出了根据本公开的示例性实施例的根据PWM控制方案以及相关技术中的SPWM控制方案的偏移电压的波形601(b)、根据相关技术中的SVPWM控制方案的偏移电压的波形602(a)以及根据相关技术中的60°DPWM控制方案的偏移电压的波形603(a)。

如图6所示，根据本公开的PWM控制模式，如果调制指数MI被设置为1或更少，则PWM控制单元104以与相关技术中的SPWM控制方案相同的方式运行。

在图7，根据本公开的示例性实施例的PWM控制方案的调制指数MI被设置为1.7。图7示出了根据相关技术中的SPWM控制方案的极电压信号的波形701(a)、根据相关技术中的60°DPWM控制方案的极电压信号的波形702(a)以及根据本公开的PWM控制方案的极电压信号的波形703(a)。

图7示出了根据相关技术中的SPWM控制方案的偏移电压的波形701(b)、根据相关技术中的60°DPWM控制方案的偏移电压的波形702(b)以及根据本公开的PWM控制方案的偏移电压的波形703(b)。

如图7所示，只要调制指数MI大于1，根据本公开的PWM控制方案的不连续调制时间段就较长。

在图8中，根据本公开的示例性实施例的PWM控制方案的调制指数MI被设置为图8示出了根据相关技术中的SVPWM控制方案的极电压信号的波形801(a)以及根据60°DPWM控制方案和本公开的PWM控制方案的极电压信号的波形802(a)。

此外，图8示出了根据相关技术中的SVPWM控制方案的偏移电压的波形801(b)以及根据60°DPWM控制方案和本公开的PWM控制方案的偏移电压的波形802(b)。

如图8所示，当调制指数MI变为的最大值时，根据本公开的示例性实施例的PWM控制单元104以与相关技术中的60°DPWM控制模式中相同的方式运行，使得其具有周期的最大不连续调制时间段。

特别地，如可以从图7和图8看到的，根据本公开的PWM控制方案，如果调制指数MI在1与的最大值之间，则具有最小绝对值的偏移电压被产生。

图9是示出了根据功率因数的每个调制方案中的开关损耗相对于连续调制模式中的开关损耗的比率的图。

图9示出了在连续调制方案(即，SPWM和SVPWM方案)中的开关损耗901，以及在不连续调制方案(例如，60°DPWM方案)中的开关损耗903。此外，图9示出了根据本公开的PWM控制方案当调制指数MI从1变为时的开关损耗902。

如图9所示，在本公开的PWM控制方案中的开关损耗902等于在SPWM控制方案(即，当调制指数MI为1时的连续电压调制方案)中的开关损耗，并且如果调制指数MI大于1，则当不连续调制时间段增加时，开关损耗902逐渐减少。特别地，从图9可以看出，当调制指数MI是的最大值时，开关损耗902等于在60°DPWM中的开关损耗903。

图10是用于将相关技术中的不连续调制模式和连续调制模式中的加权总谐波失真(WTHD)与用于根据本公开的示例性实施例产生偏移电压的方法中的WTHD进行比较的图。

在图13中示出的WTHD定义如下：

[等式11]

$WTHD=\frac{\sqrt{\underset{n=2}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}{\left(\frac{V_n}{{\mathrm{n\ω}}_{1}L}\right)}^2}}{\frac{V_1}{{\mathrm{\ω}}_{1}L}}=\frac{\sqrt{\underset{n=2}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}{\left(\frac{V_n}{n}\right)}^2}}{V_1}$

其中，ω1表示基波的频率，V1表示基波的幅值，n表示谐波的阶数，以及V_n表示n阶谐波的幅值。

图10示出了相关技术中的60°DPWM模式中的WTHD 1001、相关技术中的SPWM模式中的WTHD 1002、相关技术中的SVPWM模式中的WTHD 1003以及根据本公开的示例性实施例的PWM控制模式中的WTHD 1004。

如图13所示，当调制指数MI等于或小于参考指数1时，根据本公开的示例性实施例的PWM控制模式中的WTHD 1004与相关技术中的SPWM模式中的WTHD 1002相同。然而，当调制指数MI变得大于参考指数1时，不连续调制间隔增加，使得WTHD 1004逐渐增加。即使根据本公开的示例性实施例的PWM控制模式中的WTHD 1004增加，其始终还保持低于相关技术中的60°DPWM模式中的WTHD 1001。

根据上面描述的本公开的示例性实施例的PWM控制模式是电压调制方法，其中零序电压或偏移电压使用相电压信号被计算，限制器和权重与三角波进行比较。从连续电压调制模式至不连续电压调制模式的平滑切换可以通过在通过限制器后在相电压信号和各自的限制电压信号之间累加差值来实现。此外，不连续的电压调制时间段可以通过调整最大限制值和最小限制值输入至限制器来调整。

通过使用因此产生的偏移电压，当调制指数被设置为低于1的参考指数的值时，PWM控制单元运行在连续调制模式中，而当调制指数变为大于1的参考指数时，则PWM控制单元被切换至不连续调制模式。通过将根据本公开的示例性实施例的PWM控制模式施加至ESS的逆变器、光伏组件的逆变器、电机驱动的逆变器，等等，不连续调制时间段可以被调整，使得与相关技术中的不连续调制方案相比在调制指数为低的时间段中减少THD。此外，与相关技术中的连续调制方案相比在第三调制指数为高的时间中减少开关损耗。此外，在根据本公开的示例性实施例的用于产生偏移电压的方法以及偏移电压生成器中，具有最小RMS的偏移电压被产生以被引入至逆变器中，并且因此使零序电压最小化，从而防止电源效率的降低或由逆变器所驱动的负载的故障。

在不脱离本公开的精神和范围的情况下，上面描述的本公开可以由本发明涉及的那些本领域的技术人员各种地取代、改变以及修改。因此，本公开不限于上述示例性实施例和附图。

Claims (8)

1.一种在三相逆变器中的偏移电压生成器，所述三相逆变器运行在连续调制模式或不连续调制模式，所述偏移电压生成器包括：

第一限制器，其配置为将第一相电压信号与最大限制值和最小限制值进行比较以输出第一限制电压信号；

第二限制器，其配置为将第二相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进行比较以输出第二限制电压信号；

第三限制器，其配置为将第三相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进行比较以输出第三限制电压信号；以及

加法器，其配置为将所述第一相电压信号与所述第一限制电压信号之间的差值、所述第二相电压信号与所述第二限制电压信号之间的差值以及所述第三相电压信号与所述第三限制电压信号之间的差值进行累加，以输出偏移电压，

其中，所述加法器取决于由所述三相逆变器的DC链路电压确定的调制指数而输出不同的偏移电压，以在所述三相逆变器的调制模式之间进行切换。

2.根据权利要求1所述的偏移电压生成器，其中所述第一限制器、所述第二限制器以及所述第三限制器配置为：

如果所述第一相电压信号、所述第二相电压信号以及所述第三相电压信号在所述最小限制值和所述最大限制值之间，则分别地输出所述第一相电压信号作为所述第一限制电压信号、输出所述第二相电压信号作为所述第二限制电压信号以及输出所述第三相电压信号作为所述第三限制电压信号；

如果所述第一相电压信号、所述第二相电压信号以及所述第三相电压信号小于所述最小限制值，则分别地输出所述最小限制值作为所述第一限制电压信号、作为所述第二限制电压信号以及作为所述第三限制电压信号；并且

如果所述第一相电压信号、所述第二相电压信号以及所述第三相电压信号大于所述最大限制值，则分别地输出所述最大限制值作为所述第一限制电压信号、作为所述第二限制电压信号以及作为所述第三限制电压信号。

3.根据权利要求1所述的偏移电压生成器，其中，如果所述第一相电压信号、所述第二相电压信号以及所述第三相电压信号在所述最小限制值和所述最大限制值之间，则所述三相逆变器运行在连续调制模式，并且

如果所述第一相电压信号、所述第二相电压信号和所述第三相电压信号小于所述最小限制值或大于所述最大限制值，则所述三相逆变器运行在不连续调制模式。

4.根据权利要求1所述的偏移电压生成器，其中，如果所述三相逆变器的所述调制指数等于或小于参考指数，则所述三相逆变器运行在连续调制模式，并且

如果所述三相逆变器的所述调制指数大于参考指数，则所述三相逆变器运行在不连续调制模式。

5.一种三相逆变器控制装置，其用于控制在三相逆变器中的多个开关元件的开关操作，所述三相逆变器控制装置包括：

极电压信号生成器，其配置为将第一相电压信号、第二相电压信号以及第三相电压信号分别与最大限制值和最小限制值进行比较，以产生偏移电压，并且将所述偏移电压增加至所述第一相电压信号、所述第二相电压信号以及所述第三相电压信号以分别地产生第一极电压信号、第二极电压信号以及第三极电压信号；以及

控制信号生成器，其配置为将所述第一极电压信号、所述第二极电压信号以及所述第三极电压信号与载波进行比较，以产生用于所述多个开关元件的控制信号，

其中，所述三相逆变器取决于由所述三相逆变器的DC链路电压所确定的调制指数以及所述偏移电压而运行在不同的调制模式。

6.根据权利要求5所述的三相逆变器控制装置，其中，所述极电压信号生成器包括偏移电压生成器，其配置为产生所述偏移电压，并且

所述偏移电压生成器包括：

第一限制器，其配置为将所述第一相电压信号与最大限制值和最小限制值进行比较以输出第一限制电压信号；

第二限制器，其配置为将第二相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进行比较以输出第二限制电压信号；

第三限制器，其配置为将第三相电压信号与所述最大限制值和所述最小限制值进行比较以输出第三限制电压信号；以及

加法器，其配置为将所述第一相电压信号与所述第一限制电压信号之间的差值、所述第二相电压信号与所述第二限制电压信号之间的差值以及所述第三相电压信号与所述第三限制电压信号之间的差值进行累加，以输出偏移电压。

7.根据权利要求5所述的三相逆变器控制装置，其中，如果所述第一相电压信号、所述第二相电压信号以及所述第三相电压信号在所述最小限制值和所述最大限制值之间，则所述三相逆变器运行在连续调制模式，并且

如果所述第一相电压信号、所述第二相电压信号以及所述第三相电压信号小于所述最小限制值或大于所述最大限制值，则所述三相逆变器运行在不连续调制模式。

8.根据权利要求5所述的三相逆变器控制装置，其中，如果所述三相逆变器的所述调制指数等于或小于参考指数，则所述三相逆变器运行在连续调制模式，并且

如果所述三相逆变器的所述调制指数大于参考指数，则所述三相逆变器运行在不连续调制模式。