KR20150004761A - 아날로그-디지털 컨버터를 위한 내장형 자체 테스트 - Google Patents

아날로그-디지털 컨버터를 위한 내장형 자체 테스트 Download PDF

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Abstract

내장형 자체 테스트 회로를 갖는 반도체칩은 입력에서 수신된 아날로그 입력 전압 신호를, 제 1 아날로그 디지털 컨버터(ADC)를 특징화하는 디지털 출력 전압 신호로 변환하도록 구성된 제 1 ADC와, 제 1 ADC의 입력에 연결되고, 그 입력에서 수신된 아날로그 입력 전압 신호를 디지털 피드백 전압 신호로 변환하도록 구성된 제 2 ADC를 포함하고, 아날로그 입력 전압 신호는 디지털 피드백 신호에 기초하여 생성된다.

Description

아날로그-디지털 컨버터를 위한 내장형 자체 테스트{BUILT-IN-SELF-TEST FOR AN ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTER}
본 발명은 아날로그-디지털 컨버터를 위한 내장형 자체 테스트에 관한 것이다.
아날로그-디지털 컨버터(ADC)는 많은 반도체 장치에서 공통 구성요소이다. ADC는 아날로그 입력 전압 신호를 수신하고, 이 전압 신호를 디지털 전압 신호 표현으로 변환하는 것에 의해 동작한다. 많은 상이한 타입의 ADC가 이용 가능하다.
마이크로컨트롤러는 동일한 반도체 칩에 내장된 다수의 ADC를 갖는다. 이들 내장형 ADC는 여러번 샘플링되는 특성 변환 곡선 및 긴 설정 시간을 갖는 높은 정확도 ADC로 인해 긴 측정에 관련되는 방식으로 특성 곡선을 측정함으로써 생산 중에 테스트되었다. 또한, 높은 정확도를 갖는 ADC는 비용이 비싸고, ATE(automatic test equipment) 하드웨어와 반도체 칩 사이에 라우팅되는 대량의 신호를 갖는 고정밀 ATE 하드웨어를 필요로 한다. 이들 각각의 요소는 제조 비용에 부정적 영향을 미친다.
이와 달리, ADC는 ADC 특성 변환 곡선을 측정하기 위해 서보 루프(servo loop)를 이용하여 생산 중에 테스트되었다. 측정 시간은 거의 일정하게 되고, 전압 생성기가 전압 측정 기구로 대체됨에 따라 복잡도가 감소된다. 그러나, 반도체 칩으로부터의 신호는 여전히 전압 측정 기구에 라우팅되어야 하기 때문에, 이 서보 루프 기술은 아직도 제한적이다.
도 1은 예시적 실시예에 따라 내장형 자체 테스트(BIST)의 회로도를 도시하는 도면,
도 2는 또 다른 예시적 실시예에 따라 BIST 회로의 회로도를 도시하는 도면,
도 3은 예시적 실시예에 따라 BIST를 수행하는 방법에 대한 흐름도를 도시하는 도면이다.
본 개시물은 BIST 회로를 갖는 반도체 칩에 관한 것으로, 더 자세하게는, 동일한 반도체 칩에 배치된 제 2 ADC를 이용하여 ADC를 위한 BIST 회로를 갖는 반도체 칩에 관한 것이다.
이 BIST 회로를 이용할 수 있는 하나의 전자 장치는 마이크로 컨트롤러이다. 여기서 기술된 BIST 회로는 마이크로 컨트롤러에서의 사용을 결코 제한하려는 의도가 아니고, 오히려, BIST 회로는 ADC를 채용하는 임의의 전자 장치와 함께 사용될 수 있다.
도 1은 예시적 실시예에 따라 BIST 회로의 회로도(100)를 도시한다. 더 자세하게는, BIST 회로(180)는 피드백 루프의 추가 구성요소와 함께, 그 후 축차 근사형 레지스터(SAR) ADC(110)에 대한 아날로그 입력 전압 Vin으로서 사용되는 아날로그 입력 전압 Vin을 생성하는 시그마-델타(ΣΔ)ADC(120)를 포함한다. 칩에서 생성되는 아날로그 입력 전압 Vin에 의해, SAR ADC(110)를 위한 BIST가 가능하다.
SAR ADC(110)의 이 BIST는 특히 동일한 반도체 칩(100) 내에 이미 배치된 다른 ADC, 이 경우에는 ΣΔADC(120)가 있으면 실현 가능하다. SAR ADC(110) 및 ΣΔADC(120)는 통상 동작 중에 독립적으로 사용될 수 있는 것을 주목한다. 한편, 반도체 칩(100) 내에 이용 가능한 다른 ADC가 없으면, ΣΔADC(120)는 BIST에 전용되도록 구현될 수 있다. 경제적인 이유로, 이 전용 ΣΔADC에 대한 추가 영역이 최소화되어야 한다.
목표는 최소의 추가 구성요소만을 부가하는 것이다. 도 1에 도시된 구현예에서는, 2개의 전류원(156, 158) 및 2개의 스위치(152, 154)를 포함하는 푸시풀 전류원(150)이 BIST를 지원하기 위해 구현된다.
동작 중에, ΣΔADC(120)는 아날로그 입력 전압 Vin을 생성하기 위해 푸시/풀 전류원(150)을 구동하는 디지털 비교기(140)와 피드백 루프 내에 있다. 더 자세한 설명이 이어진다.
이에 한정되지 않지만 도 1에서 1비트 ΣΔADC로서 도시되는 ΣΔADC(120)는 그 입력에서 수신된 아날로그 입력 전압 신호 Vin을 1비트 디지털 피드백 전압 신호 Vfb로 변환한다. 그 후, 데이터 속도를 감소시키기 위해, 2n 클럭 사이클에 대한 합인 데시메이터(decimator)(160)는 디지털 피드백 전압 신호 Vfb를 n비트의 데시메이트된 디지털 피드백 전압 신호 Vdfb로 다운샘플링한다.
높은 증폭을 갖는 디지털 비교기(140)는 그 입력 "a"에서 수신된 데시메이트된 디지털 피드백 전압 신호 Vdfb를, 그 입력 "b"에서 레지스터(130)로부터 수신된 n 비트 디지털 레지스터 전압 신호 Vr과 비교하기 위해 제공된다. 디지털 레지스터(130)는 카운터, CPU, 메모리, 또는, 당업자에게 이해되는 바와 같이, 아날로그 입력 전압 신호 Vin으로서 아날로그 형태로 반영될, 바람직한 디지털 레지스터 전압 신호 Vr을 공급하기에 적합한 임의의 다른 구성요소일 수 있다. 예컨대, 디지털 레지스터(130)는 아날로그 입력 전압 신호 Vin으로서 아날로그 형태로 반영될, 디지털 전압 램프를 생성하도록 구성된 카운터일 수 있다.
디지털 레지스터 전압 신호 Vr의 값이 데시메이트된 피드백 전압 신호 Vdfb의 값보다 큰 경우, 비교기 출력 "a"는 논리 "1"이 업 스위치(152)를 폐쇄 위치로 되게 하는 것을 가정하고, 비교기 출력 "b"는 논리 "0"이 다운 스위치(154)를 개방 위치로 되게 하는 것을 가정한다. 이 회로 구성의 충전 전류원 Ich(156)는 SAR ADC(110) 및 ΣΔADC(120)의 입력에 연결되고, 그에 따라 아날로그 입력 전압 신호 Vin의 값은 증가한다. 한편, 데시메이트된 피드백 전압 신호 Vdfb의 값이 디지털 레지스터 전압 신호 Vr의 값보다 큰 경우, 비교기 출력 "a"는 논리 "0"이 업 스위치(152)를 개방 위치로 되게 하는 것을 가정하고, 비교기 출력 "b"는 논리 "1"이 다운 스위치(154)를 폐쇄 위치로 되게 하는 것을 가정한다. 이 회로 구성의 방전 전류원 Idis(158)는 SAR ADC(110) 및 ΣΔADC(120)의 입력에 연결되고, 그에 따라 아날로그 입력 전압 신호 Vin의 값은 감소한다. 명백한 바와 같이, 데시메이트된 피드백 전압 신호 Vdfb 및 디지털 레지스터 전압 신호 Vr의 값이 동일한 경우, 업 스위치(152) 및 다운 스위치(154) 모두 개방되고, 아날로그 입력 전압 Vin은 안정적으로 유지된다.
푸시/풀 전류원(150)은 전압 Vmax와 Vmin 사이에 연결된다. 생성된 아날로그 입력 전압 Vin이 전체 전원 범위에 걸쳐 연장되도록, Vmax의 값은 전원의 그것보다 높고, Vmin의 값은 접지의 그것보다 낮다. 또한, 스위치(152, 154)와 접지 사이에서 노드에 연결되는 입력 캐패시터는, 아날로그 입력 전압 Vin의 리플을 감소시키도록 기능한다. 전압 Vmax, Vmin 및 디커플링 캐패시터는 마이크로컨트롤러 외부의 회로로부터 제공된다.
생성된 아날로그 입력 전압 Vin은, 테스트되는 ADC인 SAR ADC(110)에 대한 입력 전압 신호로서 사용된다. SAR ADC(110)는 아날로그 입력 전압 Vin을 디지털 출력 전압 Vo로 변환한다. 도 1에서 Histy 및 Histx로 도시되는 SAR ADC(110) 및 ΣΔADC(120)의 출력은, SAR ADC(110)의 특성을 판정하기 위해 각각 마이크로 컨트롤러 내의 펌웨어에 의해 처리되거나, 또는 ATE 하드웨어에 의해 추정될 수 있다. 예로서, 레지스터 전압 신호 Vr가 램프인 경우, 적절히 기능하는 SAR ADC(110)에 대한 결과의 히스토그램은 평평한 선이다. 이와 달리, 레지스터 전압 신호 Vr가 사인파인 경우, 적절히 기능하는 SAR ADC(110)에 대한 결과의 히스토그램은 욕조와 비슷한 형상을 갖는다. 따라서 디지털 출력 전압 Vo는 SAR ADC(110)의 특징이 된다.
ADC(110)는 도 1에 SAR ADC로 도시되고, ADC(120)는 ΣΔADC로 도시된다. 그러한 SAR ADC 및 ΣΔADC는 당업자에게 공지되어 있고, 본 개시물의 국면을 불필요하게 모호하게 하지 않도록 하기 위해 여기에 더 상세히 논의되지 않을 것이다. 그러나, ADC(110)는 SAR ADC로 기술되고, ADC(120)는 ΣΔADC로 기술되지만, 본 개시물이 이들 사항에 한정되지 않는 것을 주의하는 것이 중요하다. ADC(110) 및 ADC(120)의 각각은 그들의 의도된 목적에 적합한 임의의 종류의 ADC일 수 있다.
도 2는 다른 예시적 실시예에 따른 BIST 회로(280)의 회로도(200)를 도시한다. 본 실시예는 도 1에 도시된 실시예와 대체로 동일한 목적을 갖는다. 즉, 이 대안적인 BIST 회로(280)는 피드백 루프의 추가 구성요소와 함께, 후에 SAR ADC(110)에 대한 아날로그 입력 전압 Vin으로서 사용되는 아날로그 입력 전압 Vin을 생성하는 ΣΔADC(120)를 포함한다.
이 대안적인 실시예의 주된 차이점은, 푸시풀 전류원(150)이 푸시/풀 구성에서 디지털 출력(270)에 의해 대체된다는 것이다. 디지털 출력(270)은 비교기(240)로부터의 비교 전압 Vcomp에 의해 구동된다. 캐패시터 및 저항으로 구성된 RC 로우패스 필터는 전압 사이의 리플을 잘라내는 기능을 한다. 이 대안적인 구성은 도 1의 전류원에 대한 요구를 회피하지만, 0dB의 전원 제거비(power supply ratio)를 갖고, 이는 BIST 설정중에 허용 가능한 것일 수 있다. 도 1과 연관지어 기술되는 것과 동일한 다른 구성요소가 동일한 참조부호로 표기되고, 간결함을 위해 그들의 설명은 반복되지 않는다.
도 3은 예시적 실시예에 따라 BIST를 수행하는 방법(300)의 흐름도를 도시한다.
처음에, 단계 310에서, ΣΔADC(120)는 그 입력에서 수신된 아날로그 입력 전압 신호 Vin을 디지털 피드백 전압 신호 Vfb로 변환한다. 그 후 단계 320에서 데시메이터(160)는 ΣΔADC(120)로부터 수신된 디지털 피드백 전압 신호 Vfb의 데시메이트된 디지털 피드백 전압 신호 Vdfb를 생성한다.
단계 330에서, 비교기(140/240)는 데시메이트된 디지털 피드백 전압 신호 Vdfb를 레지스터(130)로부터의 디지털 입력 전압 신호 Vr과 비교하고, 비교 결과를 출력한다. 그 후 단계 340에서, 이 비교 신호는 아날로그 입력 전압 신호 Vin을 생성하도록 사용된다. 상술한 바와 같이, 아날로그 입력 전압 신호 Vin은, 도 1에 도시된 바와 같이, 푸시풀 전류원(150)을 이용하여, 또는 이와 달리 도 2에 도시되는 바와 같이, 디지털 출력 패드(270)을 이용하여 비교 신호에 기초하여 생성될 수 있다.
마지막으로, 테스트 대상 장치인 SAR ADC(110)는 그 입력에서 수신된 아날로그 입력 전압 신호 Vin을 SAR ADC(110)를 특징화하는 디지털 출력 전압 신호 Vo로 변환한다(단계 350).
여기서 개시된 BIST 구현예는 많은 다른 국면에서 유리하다. 우선, 아날로그 입력 전압 Vin은 ADC를 테스트하기에 충분히 정확하고, ADC에 관련되지 않은 다른 테스트 목적에 사용될 수도 있다. 아날로그 입력 전압 Vin의 정확도에도 불구하고, 테스트 시간은 종래의 테스트 구현예에 비교하여 여전히 감소된다.
또한, 아날로그 입력 전압 Vin은 마이크로 컨트롤러 또는 다른 애플리케이션 내에 내부적으로 생성된다. 아날로그 입력 전압 Vin을 생성하는 ADC가 기능하는 것으로 증명된 후에, 마이크로 컨트롤러 내의 임의의 다른 ADC가 ATE 하드웨어에 대한 필요없이 내부적으로 테스트될 수 있다. 대신 ATE 하드웨어는 다른 목적으로 사용될 수 있고, 따라서, 병렬 테스팅에 대한 잠재력이 증가한다. 따라서, 테스트 보드 설계는 더 적은 접속을 필요로 하고, 이는 높은 병렬화 요인을 갖는 테스트에 대해 특히 중요하다.
마지막으로, BIST에 대해 필요한 모든 신호는 디지털 도메인 내에 있다. 내부적으로 수행되는 테스트와 연결되는 이 요인은, 선적 전 또는 현장에서 등, 생산 중 뿐만 아니라 패키징 후에도 수행될 수 있는 것을 의미한다. 따라서, 측정 데이터는 시스템 소비자의 건강 모니터링 목적으로 이용 가능하거나 또는 안전 통합 레벨을 증가시키기 위해 이용할 수 있다.
상기에 예시적 실시예에 연관되어 기술되었지만, 용어 "예시적"은 최선 또는 최적인 것이 아니라 단지 일례로서 의미가 있는 것이 이해된다. 따라서, 본 개시물은 그 범위 내에 포함될 수 있는 대안, 수정예, 및 등가물을 포함하는 것을 의도한다.
부가적으로, 상세한 설명에서, 예시적 실시예의 완전한 이해를 제공하기 위해 다수의 특정 세부사항이 언급되었다. 그러나, 실시예는 이들 특정 세부사항 없이 실시될 수 있음이 당업자에게 명백할 것이다. 다른 경우에, 공지의 방법, 프로시저, 구성요소 및 회로는 본 개시물의 국면을 불필요하게 모호하게 하지 않도록 세부적으로 설명되지 않는다.

Claims (20)

  1. 내장형 자체 테스트 회로(a built-in-self-test circuit)를 갖는 반도체칩에 있어서,
    입력에서 수신된 아날로그 입력 전압 신호를 디지털 출력 전압 신호로 변환하도록 구성된 제 1 아날로그 디지털 컨버터(ADC)―상기 디지털 출력 전압 신호는 상기 제 1 ADC를 특징화함―와,
    상기 제 1 ADC의 입력에 연결되고, 상기 제 1 ADC의 입력에서 수신된 상기 아날로그 입력 전압 신호를 디지털 피드백 전압 신호로 변환하도록 구성된 제 2 ADC를 포함하고,
    상기 아날로그 입력 전압 신호는 상기 디지털 피드백 신호에 기초하여 생성되는
    내장형 자체 테스트 회로를 갖는 반도체칩.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 ADC에 연결되고, 상기 제 2 ADC의 제 1 입력에서 상기 제 2 ADC로부터 수신된 상기 디지털 피드백 전압 신호를 상기 제 2 ADC의 제 2 입력에서 수신된 디지털 입력 전압 신호와 비교하고, 비교 신호를 출력하도록 구성되는 비교기를 더 포함하고,
    상기 아날로그 입력 전압 신호는 상기 비교 신호에 기초하여 생성되는
    내장형 자체 테스트 회로를 갖는 반도체칩.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 2 ADC는 단일 비트 델타 시그마(a single-bit delta sigma) ADC인
    내장형 자체 테스트 회로를 갖는 반도체칩.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 2 ADC와 상기 비교기의 제 1 입력 사이에 연결되고, 데시메이트된 디지털 피드백 전압 신호를 생성하도록 구성된 데시메이터(decimator)를 더 포함하는
    내장형 자체 테스트 회로를 갖는 반도체칩.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 비교기의 출력과 상기 제 1 ADC 및 상기 제 2 ADC의 각각의 입력 사이에 연결되고, 상기 비교 신호에 기초하여 상기 아날로그 입력 전압 신호를 생성하도록 구성된 푸시풀 전류원(a push-pull current source)을 더 포함하는
    내장형 자체 테스트 회로를 갖는 반도체칩.
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 디지털 입력 전압 신호로서 전압 램프(a voltage ramp)를 생성하도록 구성된 카운터를 더 포함하는
    내장형 자체 테스트 회로를 갖는 반도체칩.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 디지털 입력 전압 신호로서 사인파 신호를 제공하도록 구성된 레지스터를 더 포함하는
    내장형 자체 테스트 회로를 갖는 반도체칩.
  8. 제 2 항에 있어서,
    상기 비교기의 출력과 상기 제 1 ADC 및 상기 제 2 ADC의 각각의 입력 사이에 연결되고, 상기 비교 신호에 기초하여 상기 아날로그 입력 전압 신호를 생성하도록 구성된 푸시풀 구성의 디지털 출력 패드를 더 포함하는
    내장형 자체 테스트 회로를 갖는 반도체칩.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 ADC는 축차 근사형 레지스터(successive approximation register:SAR) ADC인
    내장형 자체 테스트 회로를 갖는 반도체칩.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 ADC는 시그마 델타 ADC인
    내장형 자체 테스트 회로를 갖는 반도체칩.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 ADC 및 상기 제 2 ADC는 마이크로 컨트롤러 내에 위치하는
    내장형 자체 테스트 회로를 갖는 반도체칩.
  12. 반도체 칩의 내장형 자체 테스트(a built-in-self-test;BIST)를 수행하는 방법에 있어서,
    반도체 칩 상에 배치된 제 1 아날로그-디지털 컨버터(ADC)의 입력에서 수신된 아날로그 입력 전압 신호를, 상기 제 1 ADC를 특징화하는 디지털 출력 전압 신호로 변환하는 단계와,
    상기 제 1 ADC의 입력에 연결되고 상기 반도체 칩 상에 배치되는 제 2 ADC의 입력에서 수신된 아날로그 입력 전압 신호를, 디지털 피드백 전압 신호로 변환하는 단계를 포함하고,
    상기 아날로그 입력 전압 신호는 상기 디지털 피드백 신호에 기초하여 생성되는
    반도체 칩의 내장형 자체 테스트를 수행하는 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    비교기의 제 1 입력에서 상기 제 2 ADC로부터 수신된 상기 디지털 피드백 전압 신호를, 상기 비교기의 제 2 입력에서 수신된 디지털 입력 전압 신호와 비교하여, 비교 신호를 출력하는 단계를 더 포함하고,
    상기 아날로그 입력 전압 신호는 상기 비교 신호에 기초하여 생성되는
    반도체 칩의 내장형 자체 테스트를 수행하는 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    데시메이터에 의해, 상기 비교기의 제 1 입력에 입력될, 상기 제 2 ADC로부터 수신된 상기 디지털 피드백 전압 신호의 데시메이트된 디지털 피드백 전압 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는
    반도체 칩의 내장형 자체 테스트를 수행하는 방법.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 비교기의 출력과 상기 제 1 ADC 및 상기 제 2 ADC의 각각의 입력 사이에 연결된 푸시풀 전류원에 의해, 상기 비교 신호에 기초하여 상기 아날로그 입력 전압 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는
    반도체 칩의 내장형 자체 테스트를 수행하는 방법.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 디지털 입력 전압 신호로서 전압 램프를 생성하는 단계를 더 포함하는
    반도체 칩의 내장형 자체 테스트를 수행하는 방법.
  17. 제 12 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 반도체 칩의 생산 중에 수행되는
    반도체 칩의 내장형 자체 테스트를 수행하는 방법.
  18. 제 12 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 반도체 칩이 패키징된(packaged) 후에 수행되는
    반도체 칩의 내장형 자체 테스트를 수행하는 방법.
  19. 제 12 항에 있어서,
    상기 방법은 마이크로컨트롤러 내에서 수행되는
    반도체 칩의 내장형 자체 테스트를 수행하는 방법.
  20. 내장형 자체 테스트 회로를 갖는 반도체칩에 있어서,
    아날로그 입력 전압 신호를 디지털 출력 전압 신호로 변환하는 제 1 아날로그 디지털 변환 수단―상기 디지털 출력 전압 신호는 제 1 아날로그 디지털 변환 수단을 특징화함―과,
    상기 아날로그 입력 전압 신호를 디지털 피드백 전압 신호로 변환하는 제 2 아날로그 디지털 변환 수단을 포함하고,
    상기 아날로그 입력 전압 신호는 상기 디지털 피드백 신호에 기초하여 생성되는
    내장형 자체 테스트 회로를 갖는 반도체칩.
KR1020140082696A 2013-07-03 2014-07-02 아날로그-디지털 컨버터를 위한 내장형 자체 테스트 KR101634435B1 (ko)

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