KR20100053522A - 저손실 튜닝 가능 무선 주파수 필터 - Google Patents

저손실 튜닝 가능 무선 주파수 필터 Download PDF

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Abstract

튜닝 가능한 RF 필터는 입력과 출력을 갖는 신호 전송 경로; 상기 신호 전송 경로를 따라, 상기 입력과 상기 출력 사이에 배치되는 복수의 공진 요소; 및 상기 공진 요소들을 함께 결합하여, 상기 공진 요소들의 각각의 주파수에 대응하는 복수의 전송 제로 및 상기 전송 제로들 사이의 적어도 하나의 부대역을 갖는 차단 대역을 형성하는 한 세트의 비공진 요소들을 포함한다. 상기 비공진 요소들의 세트는 상기 공진 요소들과 병렬로 각각 결합되는 제1 복수의 비공진 요소, 및 상기 공진 요소들과 직렬로 각각 결합되는 제2 복수의 비공진 요소를 포함한다. 상기 제1 복수의 비공진 요소는, 상기 제2 복수의 비공진 요소 중 어느 비공진 요소의 변경도 없이 상기 적어도 하나의 부대역 중 하나의 부대역 내에 통과 대역을 형성하기 위해, 상기 차단 대역 내에 적어도 하나의 반사 제로를 선택적으로 도입하기 위한 적어도 하나의 가변 비공진 요소를 포함한다.

Description

저손실 튜닝 가능 무선 주파수 필터{LOW-LOSS TUNABLE RADIO FREQUENCY FILTER}
본 발명은 일반적으로 마이크로파 회로에 관한 것으로서, 구체적으로는 마이크로파 대역 통과 필터에 관한 것이다.
전기 필터들은 전기 신호들의 처리에 오랫동안 사용되어 왔다. 특히, 전기 필터들은 원하는 전기 신호 주파수들을 통과시키는 반면에 다른 원하지 않는 전기 신호 주파수들을 감쇠시킴으로써 입력 신호로부터 원하는 전기 신호 주파수들을 선택하는 데 사용된다. 필터들은 필터에 의해 선택적으로 통과되는 주파수들의 타입을 지시하는 저역 통과 필터들, 고역 통과 필터들, 대역 통과 필터들 및 대역 차단 필터들을 포함하는 몇몇 일반 카테고리들로 분류될 수 있다. 또한, 필터들은 이상적인 주파수 응답에 대해 필터가 제공하는 대역형상(bandshape) 주파수 응답(주파수 컷오프 특성들)의 타입을 지시하는 Butterworth, Chebyshev, 역 Chebyshev 및 타원형과 같은 타입에 의해 분류될 수 있다.
사용되는 필터의 타입은 종종 의도하는 용도에 의존한다. 통신 응용들에서, 대역 통과 필터들은 통상적으로 하나 또는 그 이상을 제외한 모든 소정 대역의 RF 신호들을 필터링 또는 차단하기 위해 셀룰러 기지국들 또는 다른 통신 장비에서 사용된다. 예를 들어, 그러한 필터들은 통상적으로 기지국 또는 통신 장비의 수신기의 컴포넌트들에 유해한 잡음 및 다른 원하지 않는 신호들을 필터링하기 위해 수신기 전단에서 사용된다. 예리하게 정의된 대역 통과 필터를 수신기 안테나 입력에 직접 배치하는 것은 종종 원하는 신호 주파수 근처의 주파수들을 갖는 강한 간섭 신호들로부터 유발되는 다양한 악영향을 제거할 것이다. 수신기 안테나 입력에 필터를 배치함으로 인해, 잡음 지수를 저하시키지 않도록 삽입 손실(insertion loss)이 매우 낮아야 한다. 대부분의 필터 기술들에서, 낮은 삽입 손실의 달성은 그에 상응하는 필터 스티프니스(filter steepness) 또는 선택도(selectivity)의 저하를 요구한다.
상업적 통신 응용들에서는, 협대역 필터들을 이용하여 최소의 가능한 통과 대역을 필터링하여, 고정 주파수 스펙트럼이 최대로 가능한 수의 주파수 대역들로 분할되는 것을 가능하게 함으로써, 고정 스펙트럼에서 적합할 수 있는 사용자들의 실제 수를 늘리는 것이 종종 바람직하다. 무선 통신의 급격한 증가에 따라, 그러한 필터링은 점점 불리한 주파수 스펙트럼에서 고도의 선택도(selectivity; 작은 주파수 차이로 분리되는 신호들을 구별하는 능력) 및 감도(sensitivity; 약한 신호들을 수신하는 능력) 양자를 제공해야 한다. 아날로그 셀룰러 통신을 위한 800-900 MHz 범위 및 개인 통신 서비스(PCS)를 위한 1,800-2,200 MHz 범위의 주파수 범위들이 특히 가장 중요하다.
셀룰러를 포함하는 다양한 통신 응용들에서와 같이, 군사용(예를 들어, RADAR) 통신들 및 ELINT(electronic intelligence), 및 상업 분야들 양자에서, 광범위한 마이크로파 및 RF 응용들에서의 높은 품질 팩터(Q)(즉, 에너지를 저장하는 능력, 따라서 전력 소비 또는 손실과 역으로 관련된 능력), 낮은 삽입 손실, 튜닝 가능 필터에 대한 필요가 본 발명에 특히 중요하다. 많은 응용에서, 수신기 필터는 원하는 주파수를 선택하거나 간섭 신호 주파수를 트랩핑(trap)하도록 튜닝 가능해야 한다. 따라서, 수신기에서 수신기 안테나와 제1 비선형 요소(통상적으로는 저잡음 증폭기 또는 믹서) 사이에 선형의 튜닝 가능한 대역 통과 필터를 도입(introduction)하는 것은, 삽입 손실이 매우 낮은 경우에, 광범위한 RF 마이크로파 시스템들에서 상당한 이익들을 제공한다.
예를 들어, 상업적 응용들에서, PCS에 의해 사용되는 1,800-2,200 MHz 주파수 범위는 여러 개의 더 좁은 주파수 대역(A-F 대역들)으로 분할될 수 있으며, 이들의 서브세트만이 임의의 주어진 영역에서 전기 통신 운영자에 의해 사용될 수 있다. 따라서, 기지국들 및 핸드헬드 유닛들은 이러한 주파수 대역들 중 임의의 선택된 서브세트에서 동작하도록 재구성될 수 있는 것이 이로울 것이다. 다른 예로서, RADAR 시스템들에서, "우호적인" 이웃 소스들 또는 재머(jammer)들로부터의 고진폭 간섭 신호들은 수신기들의 감도를 저하시키거나, 고진폭 클러터 신호 레벨들과 상호 변조되어 잘못된 타겟 지시들을 제공할 수 있다. 따라서, 고밀도 신호 환경들에서, RADAR 경고 시스템들은 종종 완전히 사용할 수 없게 되며, 이 경우에는 주파수 홉핑이 유용할 것이다.
마이크로파 필터들은 일반적으로 두 가지 회로 형성 블록, 즉 하나의 주파수(f0)에서 매우 효율적으로 에너지를 저장하는 복수의 공진기, 및 다수의 스테이지 또는 극(pole)을 형성하기 위해 공진기들 사이에서 전자기 에너지를 결합하는 커플링들을 이용하여 형성된다. 예를 들어, 4극 필터가 4개의 공진기를 포함할 수 있다. 주어진 커플링의 강도는 그의 리액턴스(reactance; 즉, 인덕턴스 및/또는 커패시턴스)에 의해 결정된다. 커플링들의 상대적 강도들은 필터 형상을 결정하며, 커플링들의 토폴로지는 필터가 대역 통과 기능을 수행하는지 또는 대역 차단 기능을 수행하는지를 결정한다. 공진 주파수(f0)는 각각의 공진기의 인덕턴스 및 커패시턴스에 의해 주로 결정된다. 종래의 필터 설계들에서, 필터가 활동하는 주파수는 필터를 구성하는 공진기들의 공진 주파수들에 의해 결정된다. 각각의 공진기는 전술한 이유들로 인해 필터의 응답이 예리하고 매우 선택적인 것을 가능하게 하기 위해 매우 낮은 내부 저항을 가져야 한다. 이러한 낮은 저항에 대한 요구는 주어진 기술에 대해 공진기들의 크기 및 비용을 강제하는(drive) 경향이 있다.
통상적으로, 고정 주파수 필터들은 소정의 형상을 달성하는 데 필요한 공진기들의 수를 최소화하도록 설계되는데, 이는 종래의 필터의 크기 및 비용이 필터를 구현하는 데 필요한 공진기들의 수에 따라 선형으로 증가하기 때문이다. 반도체 장치들의 경우와 같이, 포토리소그라피 방식으로 정의된 필터 구조들(예를 들어, 고온 초전도체(HTS), 마이크로 전기 기계 시스템(MEMS) 및 필름 벌크 음향 공진기(FBAR) 필터들의 구조들)은 통상의 콤라인(combline) 또는 유전체 필터들보다 그러한 종류의 크기 및 비용 스케일링에 훨씬 덜 민감하다.
오늘날, 튜닝 가능한 필터들을 설계하는 데 이용되는 접근법들은 고정 주파수 필터들과 관련하여 전술한 것과 동일한 접근법을 따른다. 따라서, 이들은 매우 효율적이고, 효과적이고, 단순한 회로들을 제공하는데, 즉 이들은 주어진 필터 응답을 구현하는 데 필요한 가장 간단한 회로를 제공한다. 종래의 튜닝 기술들에서는, 필터의 주파수를 튜닝하기 위해 필터의 모든 공진 주파수가 조정된다. 예를 들어, 장치의 동작 주파수 대역을 50 MHz만큼 증가시키는 것이 필요한 경우, 협대역 필터의 모든 공진 주파수가 50 MHz만큼 증가되어야 한다. 이러한 종래 기술은 주파수 대역을 조정하는 데에는 대체로 성공적이었지만, 불가피하게 공진기들 내에 저항을 도입하며, 따라서 불리하게도 필터의 삽입 손실을 증가시킨다.
HTS 필터들은 필터의 공진 주파수를 변경하기 위해 필터 내의 각각 공진기 위에서 HTS 플레이트를 기계적으로 이동시킴으로써 공진기들 내에 큰 저항을 도입하지 않고도 튜닝될 수 있지만, 이러한 기술은 본질적으로 느리며(수초 정도), 비교적 큰 3차원 튜닝 구조들을 필요로 한다. 삽입 손실은 이른바 스위치식 필터 설계들에서 감소될 수 있지만, 이러한 설계들은 여전히 스위칭 시간들 사이에 상당한 양의 손실을 유발하며, 추가적인 공진기들을 필요로 한다. 예를 들어, 필터 시스템의 삽입 손실은 2개의 필터, 및 필터들을 선택하기 위한 한 쌍의 단일 극 이중 스로우(SP2T) 스위치를 제공함으로써 감소될 수 있으며, 따라서 튜닝 범위 요구를 효과적으로 줄일 수 있지만, 공진기들의 수가 2배로 증가하고, 스위치로부터 손실이 발생할 수 있다. 필터 시스템의 손실은 더 많은 스위치 및 필터를 도입함으로써 더 감소될 수 있지만, 각각의 추가 필터는 오리지널 필터와 동일한 수의 공진기들을 필요로 할 것이며, 필요한 스위치들로부터 더 많은 손실을 유발할 것이다.
따라서, 삽입 손실을 줄이면서 빠르게 튜닝될 수 있는 대역 통과 필터를 제공하는 것이 필요하다.
본 발명의 일 양태에 따르면, 무선 주파수(RF) 필터가 제공된다. RF 필터는 입력과 출력을 갖는 신호 전송 경로, 신호 전송 경로를 따라 입력과 출력 사이에 배치되는 복수의 공진 요소, 및 공진 요소들을 함께 결합하는 복수의 비공진 요소를 포함한다. 공진 요소들은 함께 결합되어, 공진 요소들의 각각의 주파수에 대응하는 복수의 전송 제로(transmission zero), 및 전송 제로들 사이의 적어도 하나의 부대역을 갖는 차단 대역(stop band)을 형성한다. 비공진 요소들은 적어도 하나의 부대역 중 하나의 부대역 내에 통과 대역을 생성하기 위하여 차단 대역 내에 적어도 하나의 반사 제로를 배치하는 서셉턴스(susceptance) 값들을 갖는다.
일 실시예에서 비공진 요소들이 일정할 수 있는 반면, 특별한 이로운 실시예들에서 비공진 요소들은 부대역(들) 중 하나의 부대역 내에 통과 대역을 생성하기 위해 차단 대역 내에 적어도 하나의 반사 제로를 선택적으로 도입하기 위한 적어도 하나의 가변 비공진 요소를 포함한다. 가변 비공진 요소는 예를 들어 조정 가능한 서셉턴스를 가질 수 있으며, 가변 커패시터(variable capacitor), 손실-손실 스위치(loss-loss switch), 버랙터(varactor) 및 스위치식 커패시터(switched capacitor) 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 공진 요소들의 각각은 박막 집중 요소 구조(thin-film lumped element structure)(예를 들어, 고온 초전도체(HTS) 등)를 포함하지만, 공진 요소는 원하는 주파수에서 공진하는 임의의 구조의 형태를 취할 수 있다.
일 실시예에서, 가변 비공진 요소(들)는 하나의 부대역 내에서 통과 대역을 선택적으도 이동시키기 위해 차단 대역을 따라 반사 제로(들)를 변위시키도록 구성된다. 복수의 부대역이 전송 제로들 사이에 있는 경우, 가변 비공진 요소(들)는 부대역들 중 선택된 부대역들 내에 통과 대역을 형성하기 위하여 차단 대역을 따라 반사 제로(들)를 변위시킬 수 있다. 대안으로 또는 추가로, 가변 비공진 요소(들)는 부대역들 중 다른 하나의 부대역 내에 다른 통과 대역을 형성하기 위해 차단 대역 내에서 적어도 다른 하나의 반사 제로를 변위시킬 수 있다. 일 실시예에서, 통과 대역은 선택된 부대역들 내에서 실질적으로 상이한 대역폭들을 갖는다. 그러나, 본 발명은 그의 가장 넓은 양태에서 그렇게 한정되지 않아야 한다. 가변 비공진 요소(들)를 조정함으로써 부대역들 중 선택된 하나의 부대역 내에 통과 대역을 도입하는 능력은 공진 요소들의 주파수들을 조정해야 하는 필요성을 제거하거나, 적어도 최소화하며, 따라서 필터에 의해 유발되는 삽입 손실을 감소시킨다.
다른 실시예에서, RF 필터는 공진 요소들 중 적어도 하나의 공진 요소의 주파수를 변경하도록 구성되는 적어도 하나의 튜닝 요소를 더 포함한다. 예를 들어, 튜닝 요소(들)는 반사 제로(들)에 대해 공진 요소(들)의 각각의 전송 제로를 차단 대역을 따라 변위시키기 위하여 공진 요소(들)의 주파수를 변경하도록 구성될 수 있다. 다른 예로서, RF 필터는 차단 대역과 통과 대역을 주파수 범위를 따라 동시에 변위시키기 위하여 공진 요소들의 주파수들을 변경하도록 구성되는 복수의 튜닝 요소를 포함한다. 선택적인 실시예에서, RF 필터는 가변 비공진 요소(들)를 조정하기 위한 전기 신호를 생성하도록 구성되는 제어기를 포함한다.
본 발명의 다른 양태에 따르면, 다른 RF 필터가 제공된다. RF 필터는 입력과 출력을 갖는 신호 전송 경로, 신호 전송 경로를 따라 배치되는 복수의 노드, 노드들로부터 각각 연장하는 복수의 공진 분기(resonant branch), 및 노드들로부터 각각 연장하는 복수의 비공진 분기를 포함한다. RF 필터는 공진 분기들에 각각 결합되는 복수의 공진 요소, 복수의 비공진 요소-이들 중 일부는 비공진 분기들에 각각 결합됨-, 공진 요소들의 공진 주파수들에 대응하는 복수의 전송 제로, 및 통과 대역을 형성하기 위해 전송 제로들 사이에 형성되는 적어도 하나의 반사 제로를 더 포함한다.
일 실시예에서, 비공진 요소들은 전송 제로들에 대해 반사 제로(들)를 선택적으로 변위시키기 위한 적어도 하나의 가변 비공진 요소를 포함한다. 다른 실시예에서, 복수의 전송 제로는 둘보다 많은 전송 제로를 포함한다. 다른 실시예들에서, 공진 요소들의 각각은 박막 집중 요소 구조(예를 들어, 고온 초전도체(HTS) 등)를 포함하지만, 공진 요소는 원하는 주파수에서 공진하는 임의의 구조의 형태를 취할 수 있다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 튜닝 범위를 정의하는 차단 대역을 갖는 RF 필터를 튜닝하는 방법이 제공된다. 방법은 RF 필터를 제1 주파수 구성에서 제2 주파수 구성으로 변경하는 단계를 포함한다. RF 필터는 제1 주파수 구성으로 되어 있을 때, 그 튜닝 범위 내에서 제1 세트의 통과 대역 특성들을 가지며, 제2 주파수 구성으로 되어 있을 때에는 차단 대역의 튜닝 범위 내에서 제2의 상이한 세트의 통과 대역 특성들을 갖는다. 비제한적인 예로서, 제1 및 제2 통과 대역 특성들은 상이한 중심 주파수, 상이한 대역폭 및/또는 상이한 수의 불연속 통과 대역들을 갖는다. 하나의 방법에서, RF 필터는 차단 대역 내에서 적어도 하나의 반사 제로를 변위시킴으로써 제1 주파수 구성에서 제2 주파수 구성으로 변경된다. 이 경우, 차단 대역은 복수의 전송 제로를 가지며, 적어도 하나의 기준 제로(들)는 전송 제로들이 주파수 변위되는 것보다 더 많이 주파수 변위된다. 이 경우, RF 필터를 제1 주파수 구성에서 제2 주파수 구성으로 변경할 때, RF 필터의 삽입 손실이 최소화된다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 또 다른 RF 필터가 제공된다. RF 필터는 입력과 출력을 가진 신호 전송 경로, 신호 전송 경로를 따라 입력과 출력 사이에 배치되는 복수의 공진 요소, 및 공진 요소들을 함께 결합하는 한 세트의 비공진 요소들을 포함한다. 공진 요소들은 함께 결합되어, 공진 요소들의 각각의 주파수에 대응하는 복수의 전송 제로를 갖는 차단 대역, 및 전송 제로들 사이의 적어도 하나의 부대역을 형성한다. 비공진 요소들은 적어도 하나의 부대역 중 하나의 부대역 내에 통과 대역을 형성하기 위해 차단 대역 내에 적어도 하나의 반사 제로를 배치하는 서셉턴스 값들을 갖는다.
비공진 요소들의 세트는 공진 요소들과 병렬로 각각 결합되는 제1 복수의 비공진 요소, 및 공진 요소들과 직렬로 각각 결합되는 제2 복수의 비공진 요소를 포함한다. 제1 복수의 비공진 요소는 제2 복수의 비공진 요소 중 어떠한 비공진 요소도 변경하지 않고 적어도 하나의 부대역(들) 중 하나의 부대역 내에 통과 대역을 형성하기 위하여 차단 대역 내에 적어도 하나의 반사 제로를 선택적으로 도입하기 위한 적어도 하나의 가변 비공진 요소를 포함한다. RF 필터의 상세들은 본 발명의 일 양태의 RF 필터에 관하여 전술한 상세들과 동일할 수 있다.
도면들은 본 발명의 실시예들의 설계 및 이용을 도시하며, 도면들에서 유사한 요소들은 공통 참조 번호들에 의해 참조된다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 튜닝 가능한 무선 주파수(RF) 필터의 블록도이다.
도 2는 8개의 공진 요소를 사용하는 예시적인 넓은 차단 대역의 모델링된 주파수 응답의 그래프이다.
도 3은 통과 대역이 차단 대역의 부대역 내에 삽입된, 도 2의 주파수 응답의 그래프이다.
도 4a-4g는 통과 대역이 차단 대역의 선택된 부대역들 내에 삽입된, 도 2의 주파수의 응답의 그래프이다.
도 5a-5d는 차단 대역이 주파수 시프트되고, 통과 대역이 시프트된 차단 대역의 부대역의 다양한 위치에 삽입된, 도 2의 주파수의 응답의 그래프이다.
도 6은 도 4a-4g의 차단 대역의 선택된 부대역들 내에 삽입된 통과 대역의 범위를 확장하기 위해 도 2의 주파수 응답의 전송 제로들을 동시 시프트하는 것을 나타내는 그래프이다.
도 7a-7f는 개인 통신 서비스(PCS) 주파수 범위를 커버하기 위해 통과 대역이 차단 대역의 선택된 부대역들 내에 삽입된, 9개의 공진 요소를 이용하는 예시적인 넓은 차단 대역의 모델링된 주파수 응답의 그래프이다.
도 8은 차단 대역의 선택된 부대역들 내의 통과 대역의 삽입을 수용하기 위해 도 7a-7f의 주파수 응답의 전송 제로들을 독립적으로 시프트하는 것을 나타내는 그래프이다.
도 9a-9f는 다수의 통과 대역이 차단 대역 내의 선택된 부대역들 내에 삽입된, 도 2의 모델링된 주파수 응답의 그래프이다.
도 10은 본 발명의 다른 실시예에 따라 구성된 튜닝 가능 RF 필터의 블록도이다.
도 11은 통과 대역이 시프트된 차단 대역의 부대역의 다양한 위치에 삽입된, 도 10의 모델링된 주파수 응답의 그래프이다.
도 12는 도 10의 튜닝 가능 RF 필터에서 사용되는 비공진 요소들의 커플링 값들의 변화 대 도 11의 통과 대역의 주파수 변위를 나타내는 그래프이다.
도 13a-13d는 도 1의 튜닝 가능 RF 필터의 회로도이다.
도 14는 3개의 필터 상태에 대한 도 14의 RF 필터의 모델링 시에 사용되는 성분 값들을 나타내는 테이블이다.
도 15a-15c는 특히 다양한 필터 상태 및 그에 대응하는 주파수 응답들을 나타내는 도 1의 튜닝 가능 RF 필터의 회로도이다.
도 16a-16c는 3개의 상태에서의 도 14의 RF 필터의 주파수 응답의 그래프이다.
도 17은 도 14의 RF 필터의 튜닝 대 필터의 삽입 손실을 나타내는 그래프이다.
도 18은 동일 주파수 범위를 통해 튜닝될 때, 도 14의 RF 필터의 삽입 손실 대 종래의 필터의 삽입 손실을 비교하는 그래프이다.
도 19는 동일 주파수 범위를 통해 튜닝될 때, 도 1의 필터의 삽입 손실 대 스위치식 필터의 삽입 손실을 비교하는 그래프이다.
도 20은 본 발명에 따른 구성되는 2 공진기, 4 공진기 및 6 공진기 튜닝 가능 필터들 사이의 주파수 응답들과 표준 대역 통과 필터의 주파수 응답을 비교하는 그래프이다.
도 21은 도 1의 튜닝 가능 RF 필터의 다른 회로도이다.
도 22는 도 21의 회로도의 커플링 매트릭스를 나타내는 도면이다.
도 23a-23c는 도 21의 RF 필터의 주파수 응답들 및 이에 대응하는 커플링 매트릭스들의 그래프이다.
도 24는 도 21의 RF 필터를 튜닝하는 데 사용되는 도 23a-23c의 커플링 매트릭스들에서의 커플링 값들을 나타내는 그래프이다.
도 25는 도 21의 RF 필터를 튜닝하는 데 사용될 수 있는 커플링 값들의 다른 세트를 나타내는 그래프이다.
도 26은 도 21의 RF 필터를 튜닝하는 데 사용될 수 있는 커플링 값들의 또 다른 세트를 나타내는 그래프이다.
이제, 도 1을 참조하여, 본 발명에 따라 구성된 튜닝 가능 무선 주파수(RF) 필터(10)가 설명된다. 도시된 실시예에서, RF 필터(10)는 원하는 주파수 범위, 예컨대 800-900 MHz 또는 1,800-2,220 MHz 내에서 튜닝 가능한 통과 대역을 갖는 대역 통과 필터이다. 통상적인 시나리오에서, RF 필터(10)는 원하는 주파수 범위 밖의 에너지를 제거하는 넓은 통과 대역 필터 뒤의 수신기(도시되지 않음)의 전단(front-end) 내에 배치된다. 일반적으로, RF 필터(10)는 입력(14)과 출력(16)을 갖는 신호 전송 경로(12), 신호 전송 경로(12)를 따라 배치되는 복수의 노드(17), 노드들(17)로부터 각각 연장하는 복수의 공진 분기(branch)(19), 및 노드들(17)로부터 각각 연장하는 복수의 비공진 분기(21)를 포함한다. RF 필터(10)는 입력(14)과 출력(16) 사이에 위치하고, 특히 공진 분기들(21)과 접지 사이에 결합되는 복수의 공진 요소(18)(이 예에서는 4개), 공진 요소들(18)의 주파수들을 조정하기 위한 복수의 튜닝 요소(20), 공진 요소들(18)을 함께 결합하는 복수의 비공진 요소(22)를 더 포함하며, 비공진 요소들 중 4개는 비공진 분기들(21)과 접지 사이에 결합된다. RF 필터(10)는 RF 필터(10)를 주파수 범위 내의 선택된 좁은 대역에 튜닝하도록 구성되는 전기적 제어기(24)를 더 포함한다.
신호 전송 경로(12)는 비공진 요소들(22)이 직접 또는 간접 결합되는 물리적 전송 라인을 포함할 수 있지만, 대안 실시예들에서는 물리적 전송 라인이 사용되지 않는다. 도시된 실시예에서, 공진 요소들(18)은 인덕터들 및 커패시터들과 같은 집중 요소 전기 컴포넌트들, 및 특히 평면 나선 구조들, 지그재그 곡선 구조들, 단일 코일 구조들 및 이중 코일 구조들과 같은 박막 집중 구조들을 포함한다. 그러한 구조들은 저손실 기판 상에 커패시터들 및 인덕터들을 형성하도록 패터닝되는 박막 에피텍셜 고온 초전도체(HTS)를 포함할 수 있다. 고온 초전도체 집중 요소 필터들을 설명하는 추가 상세들은 미국 특허 제5,616,539호에 설명되어 있다.
도시된 실시예에서, 공진 요소들(18)은 서셉턴스 BR로 표현되며, 비공진 요소들(22)은 공진 요소들(18)과 병렬로 결합되는 서셉턴스 BN 및 공진 요소들(18) 사이에 결합되는 어드미턴스 인버터들 J로 표현된다. 비공진 요소들(22) 중 선택된 비공진 요소들은 변할 수 있는 반면, 비공진 요소들(22) 중 임의의 나머지 비공진 요소들은 일정하게 유지된다.
아래에 더 상세히 설명되는 바와 같이, 비공진 요소들(22)은 전체 주파수 범위에 걸쳐 통과 대역을 실질적으로 튜닝하도록 변경될 수 있으며, 필요한 경우에 공진 요소들(18)의 주파수들은 주파수 범위의 비교적 일부 내에 통과 대역을 수용 및/또는 이동시키도록 약간만 조정될 수 있다. 이러한 방식으로, 필터(10)의 삽입 손실이 크게 감소하는데, 이는 필터(10)를 튜닝하기 위한 주요 수단으로 사용되는 것이 공진 요소들(18)이 아니라 비공진 요소들(22)이기 때문이다. 즉, 비공진 요소들(22)의 조정은 손실에 상당히 민감한 공진 요소들(18)의 조정보다 필터(10)의 손실에 더 적게 기여하므로, 필터(10)는 필터(10)를 튜닝하기 위한 주요 수단으로서 공진 요소들을 사용하는 종래 기술의 필터들보다 적은 손실을 가질 것이다. 또한, 공진 요소들(18)의 주파수들은 조정되더라도 매우 적게 조정되므로, 필터(10)의 튜닝 속도가 증가된다.
RF 필터(10)는 넓은 차단 대역의 선택된 영역들에 좁은 통과 대역을 삽입함으로써 상기한 바를 달성한다. 즉, RF 필터(10)는 궁극적으로 통과 대역 필터로서 사용되지만, 공진 요소들(18)은 비공진 요소들(22)에 의해 실제로 함께 결합되어, 통과 대역을 생성하는 것이 아니라, 오히려 공진 요소들(18)의 각각의 주파수에 대응하는 전송 제로들(이 예에서는 4개)을 갖는 넓은 차단 대역 응답을 생성한다. 이어서, 전기적 제어기(24)는 비공진 요소들(22)을 조정하여, 차단 대역을 따라 반사 제로들을 삽입하고 변위시킴으로써, 원하는 주파수 범위 내에서 좁은 통과 대역을 이동시킨다. 전기적 제어기(24)는 또한 튜닝 요소들(20)을 통해 공진 요소들(18)의 주파수들을 조정하여, 주파수 범위를 따라 전송 제로들을 이동시킴으로써, 필터 응답을 최적화할 수 있다. 도시된 실시예에서, 전기적 제어기(24)는 주파수 범위 내에 통과 대역의 원하는 배치를 달성하는 데 필요한 비공진 요소들(22)의 값들을 저장하기 위한 메모리(도시되지 않음)를 포함한다.
이러한 기술은 이제 아래의 식에 따라 모델링되는 다양한 예시적인 필터 응답과 관련하여 설명되는데,
Figure pct00001
여기서, S11은 필터의 입력 반사 계수이고, S21은 순방향 전송 계수이고, s는 정규화된 주파수이고, F 및 P는 일반화된 복소 주파수 s의 N차 다항식(N은 공진 요소들의 수)이며, ε은 동등한 리플(ripple) 반환 손실을 정의하는 상수이다. 계수들 S11 및 S21의 각각은 최대 N개의 제로 포인트를 가질 수 있는데, 이는 분자가 N차를 갖기 때문이다. 계수들 S11, S21의 양자가 모두 N개의 제로 포인트를 갖는 경우, 필터 응답은 완전히 타원형인 것으로 간주된다. 필터들의 모델링을 설명하는 추가 상세들은 "Microstrip Filters for RF/Microwave Application," Jia-Shen G. Hong and M.J. Lancaster, Wiley-Interscience 2001에 설명되어 있다. 정규화된 주파수 s=iw는 식
Figure pct00002
에 따라 실제 주파수로 맵핑될 수 있는데, 여기서 f는 실제 주파수이고, fc는 중심 주파수이며, BW는 필터의 대역폭이다. 정규화된 주파수의 실제 주파수로의 변환을 설명하는 추가 상세들은 "Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling Structures," G. Matthaei, L. Young and E.M.T. Jones, McGraw-Hill (1964)에 설명되어 있다.
도 2는, 8개의 공진 요소를 이용하여, 차단 대역(32)을 형성하기 위해 (도 2의 우측 도면 내에 최상으로 도시된 바와 같은) 각각의 공진 요소 주파수들에서 8개의 대응 전송 제로들(30)(6개만 도시됨)을 생성하고, (도 2의 좌측 도면 내에 최상으로 도시된 바와 같은) 차단 대역(32)의 밖에 위치하는 8개의 반사 제로들(34)(6개만 도시됨)을 생성하도록 모델링된 예시적인 광대역 차단 필터 응답을 나타낸다. 이러한 특정 예에서, 전송 제로들(30)은 정규화된 주파수 범위 내에 -1.05, -0.75, -0.45, -0.15, 0.15, 0.45, 0.75 및 1.05에 위치하며, 따라서 -1.05와 1.05 사이의 정규화된 주파수 범위를 갖는 차단 대역을 형성한다. 도 2의 우측 도면에 도시된 바와 같이, 필터 응답은 -0.90, -0.60, -0.30, 0.0, 0.30, 0.60 및 0.90에 각각 위치하는 전송 제로들(30) 사이의 영역들(36) 내의 7개의 "바운스-백(bounce-back)"을 포함한다. 따라서, 일반적으로, 차단 대역 필터는 N개의 전송 제로들(N개의 공진 요소들에 대응함), 최대 N개의 반사 제로들 및 N-1개의 바운스 백 영역들(36)을 포함한다.
중요하게도, 반사 제로들(34) 중 적어도 하나를 차단 대역(32)으로 변위시킴으로써(즉, 비공진 요소들의 값들을 조정함으로써) (이하, "부대역들"로서 지칭되는) 도 2에 도시된 영역들(36) 내의 바운스 백들 중 어느 하나로부터 통과 대역이 형성될 수 있다. 예를 들어, 도 3은 중심 부대역 36(4) 내에(즉, 0에) 통과 대역(38)을 형성하기 위해 반사 제로들(34) 중 4개가 도 2의 차단 대역 내에 삽입된 예시적인 필터 응답을 나타낸다. 반사 제로들(34)은 차단 대역(32)을 따라 (즉, 비공진 요소들의 값들을 조정함으로써) 변위될 수 있으며, 따라서 부대역들(36) 중 선택된 부대역들 내에 통과 대역(38)을 형성한다. 즉, 반사 제로들(34)은 부대역들(36) 사이에 통과 대역(38)을 "홉핑(hopping)"하기 위해 차단 대역(32)을 따라 변위될 수 있다.
예를 들어, 도 4a-4g는 7개의 모든 부대역들(36)의 중심들에 통과 대역(38)을 선택적으로 형성하기 위해 4개의 반사 제로들(34)이 차단 대역(32) 내에서 변위된 예시적인 필터 응답들을 나타낸다. 즉, 도 4a-4g를 통해 순차적으로 진행하면서, 통과 대역(38)은 제1 부대역 36(1)(도 4a)에서 제2 부대역 36(2)(도 4b)으로, 제3 부대역 36(3)(도 4c)으로, 제4 부대역 36(4)(도 4d)으로, 제5 부대역 36(5)(도 4e)으로, 제6 부대역 36(6)(도 4f)으로, 그리고 마지막으로 제7 부대역 36(7)(도 4g)으로 홉핑된다. 따라서, 도시된 실시예에서, 통과 대역(38)의 중심은 -0.90, -0.60, -0.30, 0.0, 0.30, 0.60 및 0.90 사이에서 홉핑될 수 있다. 도 4a-4g의 시퀀스는 통과 대역(38)이 인접하는 부대역들(36) 사이에서 홉핑됨을 암시하지만, 통과 대역(38)은 인접하지 않는 부대역들(36) 사이에서, 예를 들어 제2 부대역 36(2)에서 제5 부대역 36(5)으로 홉핑될 수도 있다는 점에 유의해야 한다.
통과 대역(38)이 부대역들(36) 사이에서 홉핑되어, 원하는 주파수 범위가 이산적으로 커버될 수 있지만, 전송 제로들(30)이 그들의 명목 위치들로부터 (즉, 공진 요소들의 주파수들을 조정함으로써) 일제히 동시에 이동되어, 전체 차단 대역(32) 및 따라서 통과 대역(38)이 정규화된 주파수 범위 내에서 변위될 수 있다. 따라서, 원하는 주파수 범위의 연속체를 커버하기 위해 통과 대역(38)이 부대역들(36)의 중심들(즉, -0.90, -0.60, -0.30, 0.0, 0.30, 0.60 및 0.90)로부터 이동될 수 있다. 따라서, 전송 제로들(30)의 모두가 그들의 명목 위치들로부터 +/-0.15만큼 변위될 수 있는 경우에(즉, 공진 요소들이 +/-0.15의 주파수 범위에서 함께 튜닝될 수 있는 경우에), 도 4a-4g에 도시된 각각의 통과 대역(38)은 -1.05에서 1.05까지의 정규화된 주파수 범위의 15%를 커버할 것이다.
예를 들어, -0.20에 통과 대역(38)의 중심을 갖는 것이 필요한 경우, 통과 대역(38)은 (도 4c에서 -0.30에 중심을 갖는) 제3 부대역 36(3)에 배치될 수 있으며, 전송 제로들(30)은 그들의 명목 위치들로부터 0.10만큼 변위되어, 통과 대역(38)을 -0.30에서 -0.20으로 이동시킬 수 있다. 0.85에 통과 대역(38)의 중심을 갖는 것이 필요한 경우, 통과 대역(38)은 (도 4g에서 0.90에 중심을 갖는) 제7 부대역 36(7)에 배치될 수 있으며, 전송 제로들(30)이 그들의 명목 위치들로부터 -0.05만큼 변위되어, 통과 대역(38)을 0.90에서 0.85로 이동시킬 수 있다.
도 4a-4g에서 통과 대역(38)은 부대역들(36) 내에 중심을 갖는 것으로 도시되지만, 선택된 부대역(36) 내에서 통과 대역(38)을 선택적으로 이동시키기 위해 반사 제로들(34)이 차단 대역(32) 내에서 (즉, 비공진 요소들의 값들을 조정함으로써) 변위될 수 있다. 이 경우, 통과 대역(38)은 부대역들(36) 사이에서 홉핑되는 것은 물론, 각각의 부대역(36) 내에서 이동될 수 있으며, 따라서 원하는 주파수 범위의 연속체를 커버하기 위해 통과 대역(38)에 대해 조정될 필요가 있는 전송 제로들(30)의 양이 감소될 수 있다. 예를 들어, 도 5a-5d는 중심 부대역 36(4)과 관련된 예시적인 주파수 응답을 나타내는데, 여기서 전송 제로들(30) 모두는 그들의 명목 위치들로부터 (즉, 공진 요소들(18)의 주파수들을 0.05만큼 증가시킴으로써) 0.05만큼 변위되며, 반사 제로들(34)은 그들의 명목 위치들로부터 0.05만큼 (즉, 비공진 요소들(22)을 조정함으로써) 증가 변위된다.
구체적으로, 도 5a-5d를 통해 순차적으로 진행하면서, 전송 제로들(30)은 그들의 명목 위치들로부터 0.05만큼 변위되며, 따라서 통과 대역(38)을 0(도 5a)에서 0.05(도 5b)로 이동시킨다. 이어서, 전송 제로들(30)을 그 자리에 고정한 후에, 반사 제로들(34)이 그들의 명목 위치들로부터 0.05만큼 증가 변위되어, 통과 대역(38)을 부대역 36(4)의 중심(도 5b에서 0.05)으로부터 부대역 36(4)의 중심에서 0.05 우측의 위치(도 5c에서 0.10)로, 이어서 부대역 36(4)의 중심에서 0.10 우측의 위치(도 5d에서 0.15)로 이동시킨다.
이러한 양태는 대역 통과 필터의 차단 기울기의 대칭성을 손상시킬 수 있지만, 이 예에서는 전송 제로들(30)의 필요한 변위, 및 따라서 공진 요소들의 튜닝 범위를 15%에서 5%로 감소시켜, 반사 제로들(34)이 부대역(36) 내에서 변위되지 않는 예와 동일한 튜닝 범위를 얻는다. 결과적으로, 필터의 손실이 더 감소된다.
명백히, 전송 제로들(30)은 이론적으로 부대역(36)의 전체 내에서 변위될 수 있고, 이 경우에 공진 요소들을 튜닝할 필요 없이, 각각의 통과 대역(38)은 전체 차단 대역(32)의 약 15%를 커버할 수 있지만, 실제로 필터 손실은 반사 제로(34)가 전송 제로(30)에 가까이 접근함에 따라 크게 증가한다. 따라서, 전송 제로들(30)이 반사 제로들(34)과 더불어 변위되어, 큰 손실 없이 통과 대역(38)이 전체 주파수 범위 내에서 이동하는 것을 가능하게 하는 것이 바람직하다.
예를 들어, 도 6을 참조하면, 전송 제로들(30)은 (수평 점선들로 도시된) 그들의 명목 위치들에 대해 +/-0.05의 범위 내에서 변위되어, 통과 대역(38)이 (대각 점선으로 표시된 바와 같은) -1.05 내지 1.05의 명목 주파수 범위 내의 어느 곳에나 위치하는 것을 가능하게 한다. 통과 대역(38)의 주파수가 -1.05에서 1.05로 이동함에 따라, 반사 제로들(34)은 하나의 부대역(36)에서 다음 부대역으로 홉핑되는데, 반사 제로들(34)은 +/-0.10의 범위 내에서 부대역(36)을 따라 변위되고, 전송 제로들(30)은 홉들 사이의 총 0.30의 범위에 대해 +/-0.05의 범위 내에서 변위된다.
구체적으로, 튜닝 범위의 시작에서, 전송 제로들(30)은 처음에 그들의 명목 위치들(즉, -1.05, -0.75, -0.45, -0.15, 0.15, 0.45, 0.75, 1.05)에 대해 -0.05에 위치할 것이고, 이는 제1 부대역 36(1)의 중심을 -0.95에 배치하며, 이 경우에 반사 제로들(34)은 처음에 제1 부대역 36(1) 내의 그들의 명목 위치들에 대해 -0.10에 위치하여, 통과 대역(38)을 -1.05에 배치할 것이다. 전송 제로들(30)이 고정되는 동안, 반사 제로들(34)이 제1 부대역 36(1) 내의 그들의 명목 위치들로 변위되어, 통과 대역(38)을 -1.05에서 -0.95로 이동시킬 수 있다. 이어서, 반사 제로들(34)이 고정되는 동안, 전송 제로들(30)이 그들의 명목 위치들에 대해 0.05만큼 변위되어, 제1 부대역 36(1)의 중심을 -0.85로 이동시킴으로써, 통과 대역을 -0.95에서 -0.85로 이동시킬 수 있다. 전송 제로들(30)이 다시 고정되는 동안, 반사 제로들(34)이 그들의 명목 위치들에 대해 0.10만큼 변위되어, 통과 대역(38)을 -0.85에서 -0.75로 이동시킬 수 있다.
이어서, 통과 대역(38)이 -0.75에 도달하면, 반사 제로들(34)은 제1 부대역 36(1)에서 제2 부대역 36(2)으로 홉핑될 것이며, 이어서 전송 제로들(30)은 그들의 명목 위치들에 대해 -0.05만큼 다시 변위되어, 제2 부대역 36(2)의 중심을 -0.65로 이동시키며, 이 경우에 반사 제로들(34)은 처음에 그들의 명목 위치들에 대해 -0.10에 위치하여, 통과 대역(38)을 -0.75에 유지할 것이다. 이어서, 전송 제로들(30) 및 반사 제로들(34)은 제1 부대역 36(1)과 관련하여 전술한 동일 방식으로 서로 연계하여 이동되어, 통과 대역(38)을 -0.75에서 -0.45로 이동시킨다. 일단, 통과 대역(38)이 -0.45에 도달하면, 반사 제로들(34)은 제2 부대역 36(2)에서 제3 부대역 36(3)으로 홉핑될 것이며, 통과 대역(38)이 1.05에 도달할 때까지, 기타 등등으로 홉핑이 계속될 것이다.
RF 필터(10)는 원하는 주파수 범위의 연속체 내에서 좁은 통과 대역을 튜닝할 수 있는 것으로(즉, RF 필터(10)는 연속적인 방식으로 재구성될 수 있는 것으로) 위에서 설명되었지만, RF 필터(10)는 이산 방식으로 재구성될 수 있으며, 따라서 통과 대역(38)은 주파수 대역의 선택된 영역들에 이산적으로 중심을 가질 수 있다. 예를 들어, PCS 응용들에서, RF 필터(10)는 6개의 A-F 주파수 대역들 중 선택된 하나의 주파수 대역에 좁은 통과 대역을 배치함으로써 그러한 주파수 대역들 중 임의의 주파수 대역에서 동작하도록 재구성될 수 있다.
도 7a-7f는 RF 필터의 6개의 상이한 재구성된 상태에 대응하는 예시적인 필터 응답들을 나타낸다. 이 예에서, 모델링된 필터는 9개의 전송 제로들(30)(7개만 도시됨)을 구비하여, 각각의 전송 제로들(30) 사이에 배치된 8개의 부대역(36)을 갖는 차단 대역(32)을 생성하며, 차단 대역(32) 내로 변위될 수 있는 7개의 반사 제로들(34)을 구비하여, 6개의 중간 부대역들(36) 중 선택된 부대역들 내에 통과 대역(38)을 생성한다. 따라서, RF 필터는 PCS 통신 프로토콜의 A 대역(도 7a), D 대역(도 7b), B 대역(도 7c), E 대역(도 7d), F 대역(도 7e) 또는 C 대역(도 7f)에서 동작하도록 재구성될 수 있다. 도시된 바와 같이, 통과 대역(38)의 폭은 인접 전송 제로들(30)의 분리에 의해 지시되는 바와 같이 부대역들(36) 내에서 상이하다. 구체적으로, A, B 및 C 대역들의 폭들은 D, E 및 F 대역들의 폭들보다 약 2.5배만큼 더 크다.
명백히, 이러한 재구성 가능한 구현에서, 통과 대역(38)은 원하는 주파수 범위의 연속체 내에서 이동되는 것이 필요한 것이 아니라, 원하는 주파수 범위를 커버하도록 충분히 넓게 설계되므로, 전송 제로들(30)은 통과 대역(38)의 범위를 확장하도록 변위되지 않는다. 오히려, 도 8에 도시된 바와 같이, 전송 제로들(30)은 그들의 명목 위치들로부터 독립적으로 변위되어, 통과 대역(38)에 대한 공간을 만들거나, 차단 성능을 향상시킨다. 예를 들어, A 대역에서 제2 및 제3 전송 제로들 30(2), 30(3)은 서로 떨어지게 이동되어, 반사 제로들(34)에 대한 공간을 만들고, B 대역에서 제4 및 제5 전송 제로들 30(4), 30(5)는 서로 떨어지게 이동되어, 반사 제로들에 대한 공간을 만들고, C 대역에서 제7 및 제8 전송 제로들 30(7), 30(8)은 서로 떨어지게 이동되어, 반사 제로들(34)에 대한 공간을 만들고, D 대역에서 제3 및 제4 전송 제로들 30(3), 30(4)는 서로 떨어지게 이동되어, 반사 제로들(34)에 대한 공간을 만들고, E 대역에서 제5 및 제6 전송 제로들 30(5), 30(6)은 서로 떨어지게 이동되어, 반사 제로들(34)에 대한 공간을 만들고, F 대역에서 제6 및 제7 전송 제로들 30(6), 30(7)은 서로 떨어지게 이동되어, 반사 제로들(34)에 대한 공간을 만든다.
전술한 기술들은 차단 대역(32) 내에 단일 통과 대역(38)(즉, 한꺼번에 하나의 통과 대역)을 삽입하는 것으로 설명되었지만, 차단 대역(32) 내에 다수의 통과 대역이 삽입될 수 있다. 예를 들어, 도 9a-9f는 부대역들(36)의 선택된 쌍들의 중심들에 2개의 통과 대역 38(1), 38(2)을 선택적으로 형성하기 위하여 2 세트의 4개 반사 제로(34)가 차단 대역(32) 내에 삽입된 예시적인 필터 응답들을 나타낸다. 즉, 도 9a-9f를 통해 순차적으로 진행하면서, 통과 대역들 38(1), 38(2)이 제2 및 제3 부대역들 36(2), 36(3)(도 9a) 내에, 제3 및 제5 부대역들 36(3), 36(5)(도 9b) 내에, 제3 및 제4 부대 역들 36(3), 36(4)(도 9c) 내에, 제 2 및 제4 부대역들 36(2), 36(4)(도 9d) 내에, 제2 및 제6 부대역들 36(2), 36(6)(도 9e) 내에, 그리고 제2 및 제5 부대역들 36(2), 36(5)(도 9f) 내에 삽입된다.
이제, 도 10 및 11을 참조하여, (커플링 값들의 관점에서의) 가변 비공진 요소들의 값들과 넓은 차단 대역 내의 결과적인 좁은 통과 대역의 이동 사이의 상관성을 설명하기 위해, 기본적인 튜닝 가능 필터(50)가 설명될 것이다. 도 10에 도시된 바와 같이, RF 필터(50)는 일반적으로 입력(54)과 출력(56)을 갖는 신호 전송 경로(52), 입력(54)과 출력(56) 사이의 복수의 공진 요소(58)(이 예에서는 2개), 및 공진 요소들(58)을 함께 결합하는 복수의 비공진 요소(62)를 포함한다. 튜닝 요소들(도시되지 않음)을 이용하여, 공진 요소들(58)의 주파수들을 조정할 수 있으며, 전기적 제어기(도시되지 않음)를 이용하여, RF 필터(50)를 주파수 범위 내의 선택된 좁은 대역에 튜닝할 수 있다. 도 1에 도시된 필터(10)와 같이, 필터(50)의 공진 요소들(58)은 서셉턴스 BR로 표현되며, 비공진 요소들(62)은 공진 요소들(58)과 병렬로 결합되는 서셉턴스 BN 및 공진 요소들(58) 사이에 결합되는 어드미턴스 인버터들 J로 표현된다. 비공진 요소들(22) 중 선택된 비공진 요소들(이 예에서는 서셉턴스 BN)은 변할 수 있는 반면, 비공진 요소들(62) 중 임의의 나머지 비공진 요소들(이 예에서는 어드미턴스 인버터들 J)은 일정하게 유지된다.
필터(50)는 도 11에 도시된 예시적인 필터 응답을 생성하도록 모델링되었다. 2개의 공진 요소(58), 따라서 2개의 전송 제로(70)의 주파수들은 0.95 GHz 및 1.05 GHz로 설정되었고, 따라서 0.95 GHz와 1.05 GHz 사이의 정규화된 주파수 범위를 갖는 차단 대역(도시되지 않음)이 형성된다. 이 예에서는, 2개의 공진 요소(58)만이 존재하므로, 전송 제로들(70) 사이에 1.00 GHz에 단일 부대역(76)이 중심을 갖는다. 따라서, 반사 제로들(도시되지 않음)은 차단 대역만을 따라 삽입되고 변위되어, 단일 부대역(76) 내에서 통과 대역(78)을 이동시킨다(통과 대역(78)의 5개 위치가 도시됨).
도 11 및 12에 더 도시된 바와 같이, (도 12에 BN(L) 및 BN(S)로 표시된) 가변 비공진 요소들(66)을 조정하여, 그들의 커플링 값들을 변경함으로써, 1.00 GHz의 명목 주파수에 대해 통과 대역(78)을 이동시킬 수 있다. 구체적으로, 부하측 비공진 요소 BN(L)의 백분율 커플링 값이 증가하고, 소스측 비공진 요소 BN(S)의 백분율 커플링 값이 감소함에 따라, 통과 대역(78)의 주파수가 감소할 것이며(좌측으로 이동), 부하측 비공진 요소 BN(L)의 백분율 커플링 값이 감소하고, 소스측 비공진 요소 BN(S)의 백분율 커플링 값이 증가함에 따라, 통과 대역(78)의 주파수가 증가할 것이다(우측으로 이동).
도 13a-13c를 참조하면, 도 1의 필터(10)의 비공진 요소들(22)은 실제 컴포넌트들로 대체될 수 있으며, 따라서 필터(10)는 모델링되고 구현될 수 있다. 도 13a에 도시된 바와 같이, 먼저 회로는 비공진 요소들(22)만을 이용하여 필터(10)를 재구성하는 데 필요한 구성 컴포넌트들로 단순화되었다. 이 예에서, 튜닝 요소들(20)은 필터(10)의 재구성을 시뮬레이션(모델링)하는 데 필요하지 않으며, 따라서 도 13a의 회로도에서 제거되었다. 도 13b에 도시된 바와 같이, 도 13a의 회로도의 블록 컴포넌트들은 실제 회로 컴포넌트들로 대체되었다. BN으로 표현된 비공진 요소들(22)은 커패시터들로 대체되었고, J로 표현된 비공진 요소들(22)은 용량성 파이 네트워크들로 대체되었으며, BR로 표현된 공진 요소들(20)은 병렬 커패시터-인덕터 조합들로 대체되었다. 도 13b의 회로도는 도 13c의 회로도로 더 단순화되었으며, 그의 비공진 요소들(22)은 필터(10)의 재구성을 수행하기 위해 변경될 수 있다.
도 13c의 필터(10)는 실제 회로 컴포넌트 값들을 이용하여 에뮬레이션되었다. 도 13c의 회로는, 컴포넌트 값들이 다항식들의 계수와 관련되는 것을 예외로 하여, 전술한 다항식들에 따라 모델링되었다. 전술한 바와 같이, 필터(10)는 4개의 공진 요소(18), 따라서 4개의 전송 제로를 가지며, 그의 주파수 응답에서 이들 사이에는 3개의 부대역이 형성된다. 따라서, 도 13c의 회로도에서 커패시터들인 비공진 요소들(22)의 값들을 도 14에 도시된 3개 세트의 값들 중 하나에 따라 조정하여, 3개 부대역 사이에서 통과 대역을 홉핑함으로써, 필터(10)를 3개 상태 중 선택된 하나의 상태로 배치할 수 있다. 도 13c의 회로도 내의 커패시터들의 각각은 도 13d의 회로도에 따라 모델링되었다. 구체적으로, 각각의 커패시터(C)는 가변 커패시터(Cd)와 병렬인 고정 커패시터(Co) 및 가변 커패시터(Cd)와 직렬인 저항기(R)(스위치를 나타냄)를 구비하는 회로로서 표현되었다.
이제, 도 15a-15c를 참조하면, 도 13c에 도시된 기본 아키텍처를 이용하는 필터(10)는 비공진 요소들(22) 중 선택된 비공진 요소들을 조정함으로써 3개의 상태 중 하나로 재구성될 수 있다. 도시된 바와 같이, 필터(10)의 주파수 응답들 모두는 4개의 공진 요소(18)의 주파수들에 대응하는 4개의 전송 제로(30), 및 전송 제로들(30) 사이에 형성되는 3개의 부대역(26)을 갖는다. 따라서, 통과 대역(38)이 3개의 부대역(36)의 각각에 생성되어, 총 3개의 상이한 상태, 즉 통과 대역(38)이 제1 부대역 36(1)에 생성되는 좌측 상태, 통과 대역(38)이 제2 부대역 36(2)에 생성되는 중앙 상태, 및 통과 대역(38)이 제3 부대역 36(3)에 생성되는 우측 상태를 가능하게 할 수 있다.
도시된 바와 같이, 각각의 비공진 요소(22)는 병렬인 3개의 커패시터(C1-C3)를 구비하는데, 외측의 두 커패시터(C1, C2)는 스위치들(S1, S2)의 저항 손실을 자극하는 저항기들(R1, R2)과 직렬인 각각의 스위치식 커패시턴스를 갖는다. 따라서, 커패시터들(C1, C2)은 스위치들(S2, S3)을 닫음으로써 회로 내에 포함되고, 스위치들(S1, S2)을 독립적으로 개방함으로써 회로로부터 배제될 수 있다. 따라서, 커패시터들(C1-C3)이 동일한 값들을 갖는 것으로 가정하면, 각각의 비공진 요소(22)는 3개의 값, 즉 C1(스위치 S1, S2 모두 닫히지 않음), C2+C3(스위치들 S1, S2 중 하나가 닫힘) 또는 C1+C2+C3(양 스위치 S1, S2가 닫힘) 중 선택된 하나를 가질 수 있다. 스위치들(S1, S2)은 예를 들어 저손실 GaAs 스위치와 같은 임의의 적절한 손실 스위치일 수 있다. 대안으로, 가변 커패시터, GaAs 버랙터 또는 스위치 커패시터와 같이 커패시턴스 값을 조정할 수 있는 다른 가변 요소들이 사용될 수 있다.
통과 대역(38)은, 비공진 요소들(22)이 도 15a에 도시된 스위치 상태들에 의해 지시되는 값들을 가질 때, 제1 부대역 36(1)에 배치되고(좌측 상태), 비공진 요소들(22)이 도 15b에 도시된 스위치 상태들에 의해 지시되는 값들을 가질 때, 제2 부대역 36(2)에 배치되며(중앙 상태), 비공진 요소들(22)이 도 15c에 도시된 스위치 상태들에 의해 지시되는 값들을 가질 때, 제3 부대역 36(3)에 배치될 수 있는(우측 상태) 것으로 판정되었다. 필터(10)는 미국 특허 출원 공개 번호 2006-0202775에 개시된 파라미터 추출 및 분석 기술들을 이용하여 튜닝될 수 있다. 설명의 목적으로, 폐쇄 상태의 스위치들에 인접하는 전구들이 점등된 것으로 도시되었으며(전구 안이 색칠됨), 개방 상태의 스위치들에 인접하는 전구들은 점등되지 않은 것으로 도시되었다(전구 안이 색칠되지 않음). 필터(10)는 도 15a-15c와 관련하여 부대역들(36) 사이에서만 통과 대역(38)을 홉핑하는 능력을 갖는 것으로 설명되었지만, 선택된 부대역(36) 내에서의 통과 대역(38)의 이동을 가능하게 하기 위해 더 많은 스위치식 커패시터를 추가함으로써 회로의 해상도가 향상될 수 있다. 또한, 통과 대역(38)은 부대역들(36)의 중심들에 배치되므로, 어떠한 튜닝 요소도 공진 요소들(18)에 결합되지 않는다.
이제, 도 17을 참조하면, 도 13c에 도시된 에뮬레이션된 필터(10)는 삽입 손실을 최소화하기 위해 770 MHz 내지 890 MHz의 주파수 범위를 따라 튜닝된다. 이러한 시나리오에서, 필터(10)는 (도 16a-16c에 도시된 바와 같이) 부대역들(36)의 중심들 사이에서 통과 대역(38)을 홉핑하도록 비공진 요소들(22)을 조정하고, 부대역들(36) 내에서 통과 대역(38)을 이동시키기 위해(즉, 부대역들(36)의 중심들 사이의 주파수 범위를 커버하기 위해) 공진 요소들(18)의 주파수들을 변경함으로써 튜닝되었다. 도시된 바와 같이, 통과 대역(38)은 890 MHz에 있는 (도 15c에 도시된) 제3 부대역 36(3)의 중심에서 850 MHz에 있는 제3 부대역 36(3)의 좌측으로 이동되어, 필터(10)의 삽입 손실이 약 -0.2 dB에서 약 -1.5 dB로 증가한다. 통과 대역(38)이 850 MHz에 도달하면, 통과 대역(38)은 제3 부대역 36(3)에서 (도 15b에 도시된) 제2 부대역 36(2)의 중심으로 홉핑되어, 삽입 손실을 약 -1.5 dB에서 약 -0.25 dB로 감소시킨다. 이어서, 통과 대역(38)은 850 MHz에 있는 제2 부대역 36(2)의 중심에서 810 MHz에 있는 제2 부대역 36(2)의 좌측으로 이동되어, 필터(10)의 삽입 손실을 약 -0.25에서 약 -1.5 dB로 증가시킨다. 통과 대역이 810 MHz에 도달하면, 통과 대역(38)은 제2 부대역 36(2)에서 (도 15a에 도시된) 제1 부대역 36(1)의 중심으로 홉핑되어, 삽입 손실을 약 -1.5 dB에서 -0.7 dB로 감소시킨다. 이어서, 통과 대역(38)은 810 MHz에 있는 제1 부대역 36(1)의 중심에서 770 MHz에 있는 제1 부대역 36(1)의 좌측으로 이동되어, 필터(10)의 삽입 손실을 약 -0.7 dB에서 -1.9 dB로 증가시킨다. 따라서, 삽입 손실을 최소화하기 위해 통과 대역(38)을 주파수 범위를 따라 이동시키면서 부대역들(36) 사이에서 홉핑함으로써 필터(10)에 의해 770 MHz 내지 890 MHz의 주파수 범위의 전체 범위가 커버될 수 있다는 것을 알 수 있다.
도 15에 도시된 모델링된 파라미터들을 이용하는 경우, 공진 요소들(18)만이 아니라, 비공진 요소들(22)을 이용하여 필터를 튜닝할 때 주파수 범위에 걸쳐 삽입 손실이 크게 감소되는 것으로 밝혀졌다. 예를 들어, 도 18에 도시된 바와 같이, 770 MHz 내지 890 MHz의 주파수 범위에 걸쳐 필터(10)를 튜닝하기 위하여 공진 요소들(18)의 주파수들과 함께 비공진 요소들(22)을 조정할 때의 필터(10)의 최악의 삽입 손실은 동일 주파수 범위에 걸쳐 필터(10)를 튜닝하기 위하여 공진 요소들의 주파수들만을 조정할 때의 필터(10)의 삽입 손실보다 약 8 dB 적다.
또한, 도 15에 도시된 파라미터들에 따라 모델링되는 바와 같은 필터(10)는 종래의 스위치식 필터 튜닝 기술들보다 상당히 적은 삽입 손실을 갖는 것으로 밝혀졌다. 예를 들어, 도 19에 도시된 바와 같이, 770 MHz 내지 890 MHz의 주파수 범위에 걸쳐 필터(10)를 튜닝하기 위해 공진 요소들의 주파수들과 함께 가변 비공진 요소들을 조정할 때의 필터(10)의 최악의 삽입 손실은 동일 주파수 범위에 걸쳐 튜닝되는 스위치식 필터의 삽입 손실(스위치의 추가로부터의 적은 삽입 손실을 가정하고, 스위칭 사이의 전체 튜닝 범위의 절반을 커버하도록 공진 요소들의 주파수들을 조정함)보다 훨씬 적다.
명백히, 통과 대역 필터의 삽입 손실이 공진 요소들의 수의 증가에 따라 증가한다는 것이 보편적인 생각이었지만, 여기에 설명되는 설계 기술들을 이용하는 필터에서는 사용되는 공진 요소들의 수에 따라 삽입 손실이 증가하지 않는다는 것이 밝혀졌다. 예를 들어, 도 20에 도시된 바와 같이, 여기에 설명되는 기술들을 이용한 2 공진기, 4 공진기 및 6 공진기 필터 설계들과 표준 필터 설계의 주파수 응답이 750 MHz 내지 950 MHz의 주파수 범위를 따라 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 공진 요소들의 수가 아니라, 가장 가까운 공진 요소들의 Q가 삽입 손실을 좌우한다.
공진 요소들(18)과 직렬로 결합되는 비공진 요소들(22)의 값들의 변화는 전송 제로들을 약간 변경할 수 있다는 점에 유의해야 한다. 최적의 성능을 갖는 필터를 제공하기 위하여 그러한 전송 제로들이 부주의로 이동되지 않는 것이 바람직하다.
구체적으로, 도 21에 도시된 바와 같이, 회로는 비공진 요소들(22)만을 이용하여 필터(10)를 재구성하는 데 필요한 구성 컴포넌트들로 다시 단순화되었다. 이 예에서, 튜닝 요소들(20)은 필터(10)의 재구성을 시뮬레이션(모델링)하는 데 필요하지 않았으며, 따라서 도 21의 회로도에서 제거되었다.
도시된 실시예에는, 서셉턴스 BR(구체적으로, B1 R, B2 R, B3 R, B4 R)로 표현된 4개의 공진 요소(18), 및 서셉턴스 BN(구체적으로, BS N, B1 N, B2 N, B3 N, B4 N, BL N)으로 표현된 6개의 비공진 요소들 22(1)(NRN 접지(션트 비공진 요소)로도 지칭됨), 어드미턴스 인버터들 J(구체적으로, J01, J12, J23, J34, J45)로 표현된 5개의 비공진 요소 22(2)(NRN-NRN(직렬 비공진 요소)으로도 지칭됨) 및 어드미턴스 인버터들 J(구체적으로, J1, J2, J3, J4)로 표현된 4개의 비공진 요소 22(3)(NRN 공진기(공진기 커플링)로도 지칭됨)로 배열될 수 있는 15개의 비공진 요소(22)가 존재한다. 비공진 요소들 22(1), 22(2)는 각각의 공진 요소들(18)에 병렬로 결합되는 반면, 비공진 요소들 22(3)은 각각의 공진 요소들(18)에 직렬로 결합된다. 비공진 요소들(22) 중 선택된 비공진 요소들이 변경될 수 있는 반면, 비공진 요소들(22) 중 모든 나머지 비공진 요소들은 일정하게 유지된다. 도시된 실시예에서, 실제 솔루션에서 구현될 때 공진 주파수들을 "풀링(pulling)"하는 경향이 있는, 공진 요소들(18)에 직렬로 결합되는 비공진 요소들(22)(즉, 비공진 요소들 22(3))은 일정하게 유지된다.
공진 요소들(18)이 표면 음향파(SAW), 필름 벌크 음향 공진기(FBAR), 마이크로 전기 기계 시스템(MEMS) 공진기들과 같은 음향 공진기들을 이용하여 구현되는 설계들에서, 비공진 요소들(22)은 전기 또는 기계적 커플링 요소들로서 구현될 수 있다는 점에 유의해야 한다. 이 경우, 비공진 요소들 22(3)을 전기 기계 트랜스듀서들로서 구현하여, 회로의 비공진 요소들 22(3) 및 음향 공진 요소들(18)을 일정하게 유지하면서, 여전히 비공진 요소들 22(1)만을 이용하여 전자 튜닝을 허가하는 것이 유리할 수 있다.
도 22는 필터(10)의 커플링 매트릭스 표현을 나타낸다. 도시된 바와 같이, (도 20에 도시된) 노드들(S, 1-4, L, 5-8)은 매트릭스 표현의 좌측에 위치하며, 노드들(S, NRN1-NRN4(비공진 노드들), L) 및 공진 노드들(R1-R4)은 매트릭스 표현의 상측에 위치한다. 도 22에 또한 도시된 바와 같이, 노드들 사이의 커플링 값들은 공진 요소들(18) 및 비공진 요소들(22)의 서셉턴스 값들 및 어드미턴스 인버터 값들이다.
도 21에 도시된 필터 표현은 부대역들(36)의 중심들 사이에서 통과 대역(38)을 홉핑하기 위한 상이한 세트의 커플링 계수들을 이용하여 에뮬레이션되었다. 구체적으로, 도 23a-23c는 3개의 부대역들(36) 모두의 중심들에 통과 대역(38)을 선택적으로 형성하기 위하여 4개의 반사 제로(34)가 차단 대역(32) 내에서 변위된 예시적인 필터 응답들(및 이들에 대응하는 커플링 매트릭스 표현)을 도시한다. 즉, 도 23a-23c를 통해 순차적으로 진행하면서, 통과 대역(38)은 제1 부대역 36(1)(도 23a)로부터 제2 부대역 36(2)(도 23b)로, 이어서 제3 부대역 36(3)(도 23c)로 홉핑된다. 따라서, 통과 대역(38)의 중심은 명목 주파수들 -0.80, 0.0 및 0.80 사이에서 홉핑된다. 도 23a-23c에 도시된 대응하는 매트릭스 표현으로부터 알 수 있듯이, 직렬로 결합된 비공진 요소들 22(3)(즉, J1-J4)의 서셉턴스 값들은 -1로 고정되는 반면, 병렬 결합된 비공진 요소들 22(1), 22(2)의 서셉턴스 값들 및 어드미턴스 인버터 값들은 부대역들(36) 사이에서 통과 대역(38)을 홉핑하도록 변경된다. 통과 대역(38)이 3개의 명목 주파수 사이에서 홉핑됨에 따른 이러한 값들의 변화(및 불변)는 도 24에 그래프로 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 병렬 결합된 비공진 요소들 22(1), 22(2)(즉, J01, J12, J23, J34, J45, B1 N, B2 N, B3 N, B4 N)의 값들은 변하는 반면, 직렬 결합된 비공진 요소들 22(3)(즉, J1, J2, J3, J4)의 값들은 일정하게 유지된다.
도 4a-4g와 관련하여 전술한 바와 같이, 원하는 주파수 범위를 이산적으로 커버하기 위하여 통과 대역(38)이 부대역들(36) 사이에서 홉핑될 수 있는 반면, 정규화된 주파수 범위 내에서 전체 차단 대역(32), 따라서 통과 대역(38)을 변위시키기 위하여 전송 제로들(30)이 그들의 명목 위치들로부터(즉, 공진 요소들의 주파수들을 조정함으로써) 동시에 일제히 이동될 수 있다. 따라서, 도 23a-23c와 관련하여, 원하는 주파수 범위의 연속체를 커버하기 위해 통과 대역(38)은 부대역들(36)의 중심(즉, -0.80, 0.0, 0.80)으로부터 이동될 수 있다. 따라서, 모든 전송 제로들(30)이 그들의 명목 위치들로부터 +/-0.40만큼 변위될 수 있는 경우(즉, 공진 요소들이 +/-0.40의 주파수 범위에서 함께 튜닝될 수 있는 경우), 도 23a-23c에 도시된 각각의 통과 대역(38)은 -1.20 내지 1.20의 정규화된 주파수 범위의 33%를 커버할 것이다.
통과 대역(38)은 도 23a-23c에서 부대역들(36) 내에 중심을 갖는 것으로 도시되지만, 선택된 부대역(36) 내에서 통과 대역(38)을 선택적으로 이동시키기 위하여 반사 제로들(34)이 차단 대역(32) 내에서(즉, 비공진 요소들의 값들을 조정함으로써) 변위될 수 있다. 이 경우, 통과 대역(38)은 부대역들(36) 사이에서 홉핑되는 것은 물론, 각각의 부대역(36) 내에서 이동될 수 있으며, 따라서 원하는 주파수 범위의 연속체를 커버하기 위해 통과 대역(38)에 대해 조정될 필요가 있는 전송 제로들(30)의 양이 감소된다. 예를 들어, 도 25는 통과 대역(38)이 -1.0 내지 1.0의 명목 주파수 범위의 연속체 내에서 이동될 때의 비공진 요소들(22)의 값들의 변화(및 불변)를 나타내는 그래프이다.
명백히, 도 25에 나타난 커플링 값들은 도 24에 나타난 커플링 값들과 완전히 다르며, 따라서 각각의 필터에 대해 둘 이상의 커플링 매트릭스가 존재함을 알아야 한다(즉, 커플링 매트릭스는 고유 솔루션을 갖지 않는다). 예를 들어, 도 26은 통과 대역(38)이 -1.0 내지 1.0의 명목 주파수 범위의 연속체 내에서 이동될 때의 비공진 요소들(22)의 값들의 변화들(및 불변들)의 다른 세트를 나타내는 그래프이다.
동일한 필터 기능을 구현하는 커플링 매트릭스들의 패밀리로부터 이상적인 커플링 매트릭스를 선택하는 것은 전력 핸들링, 상호 변조 또는 삽입 손실과 같은 필터 성능 특성들의 추가 분석에 의해 수행될 수 있다. 함께 계류중인 특허 출원 번호 12/163,837에 설명된 바와 같이, 필터의 내부 구조의 작은 변화는 입력/출력 단자들에서 측정된 S 파라미터들에 나타나는 바와 같이 필터 기능의 변경 없이도 필터의 단자 성능 특성들의 향상을 이룰 수 있다. 전송 제로들의 순서 변경을 포함하는, 미국 특허 출원 번호 12/163,837에 개시된 기술들은 본 출원에서 개시되는 필터 회로들에 적용될 수 있다.

Claims (17)

  1. 무선 주파수(RF) 필터로서,
    입력과 출력을 갖는 신호 전송 경로;
    상기 신호 전송 경로를 따라, 상기 입력과 상기 출력 사이에 배치되는 복수의 공진 요소; 및
    상기 공진 요소들을 함께 결합하여, 상기 공진 요소들의 각각의 주파수에 대응하는 복수의 전송 제로(transmission zero) 및 상기 전송 제로들 사이의 적어도 하나의 부대역을 갖는 차단 대역(stop band)을 형성하는 한 세트의 비공진 요소들
    을 포함하고,
    상기 비공진 요소들의 세트는 상기 공진 요소들과 병렬로 각각 결합되는 제1 복수의 비공진 요소, 및 상기 공진 요소들과 직렬로 각각 결합되는 제2 복수의 비공진 요소를 포함하고, 상기 제1 복수의 비공진 요소는, 상기 제2 복수의 비공진 요소 중 어느 비공진 요소의 변경도 없이 상기 적어도 하나의 부대역 중 하나의 부대역 내에 통과 대역을 형성하기 위해, 상기 차단 대역 내에 적어도 하나의 반사 제로를 선택적으로 도입하기 위한 적어도 하나의 가변 비공진 요소를 포함하는 RF 필터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 부대역은 복수의 부대역을 포함하는 RF 필터.
  3. 제2항에 있어서, 상기 적어도 하나의 가변 비공진 요소는 상기 부대역들 중 선택된 부대역들 내에 통과 대역을 형성하기 위해 상기 차단 대역을 따라 상기 적어도 하나의 반사 제로를 변위시키기 위한 것인 RF 필터.
  4. 제3항에 있어서, 상기 통과 대역은 상기 선택된 부대역들 내에서 실질적으로 상이한 대역폭들을 갖는 RF 필터.
  5. 제2항에 있어서, 상기 적어도 하나의 가변 비공진 요소는 상기 부대역들 중 다른 부대역 내에 다른 통과 대역을 형성하기 위해 상기 차단 대역 내에서 적어도 다른 반사 제로를 변위시키기 위한 것인 RF 필터.
  6. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 가변 비공진 요소는 상기 하나의 부대역 내에서 통과 대역을 선택적으로 이동시키기 위해 상기 차단 대역을 따라 상기 적어도 하나의 반사 제로를 변위시키기 위한 것인 RF 필터.
  7. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 반사 제로는 복수의 반사 제로를 포함하는 RF 필터.
  8. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 가변 비공진 요소는 복수의 가변 비공진 요소를 포함하는 RF 필터.
  9. 제1항에 있어서, 상기 공진 요소들 중 적어도 하나의 공진 요소의 주파수를 변경하도록 구성되는 적어도 하나의 튜닝 요소를 더 포함하는 RF 필터.
  10. 제9항에 있어서, 상기 적어도 하나의 튜닝 요소는 상기 적어도 하나의 반사 제로에 대해 상기 적어도 하나의 공진 요소의 각각의 주파수에 대응하는 전송 제로를 상기 차단 대역을 따라 변위시키기 위해 상기 적어도 하나의 공진 요소의 주파수를 변경하도록 구성되는 RF 필터.
  11. 제9항에 있어서, 상기 적어도 하나의 튜닝 요소는 상기 차단 대역과 상기 통과 대역을 주파수 범위를 따라 동시에 변위시키기 위해 상기 공진 요소들의 주파수들을 변경하도록 구성되는 복수의 튜닝 요소를 포함하는 RF 필터.
  12. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 가변 비공진 요소는 조정 가능한 서셉턴스(susceptance)를 갖는 RF 필터.
  13. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 가변 비공진 요소는 가변 커패시터, 손실-손실 스위치, 버랙터 및 스위치식 커패시터 중 적어도 하나를 포함하는 RF 필터.
  14. 제1항에 있어서, 상기 공진 요소들의 각각은 박막 집중 요소 구조(thin-film lumped element structure)를 포함하는 RF 필터.
  15. 제14항에 있어서, 상기 박막 집중 요소 구조는 고온 초전도체(HTS)를 포함하는 RF 필터.
  16. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 가변 비공진 요소를 조정하기 위한 전기 신호들을 생성하도록 구성되는 제어기를 더 포함하는 RF 필터.
  17. 제1항에 있어서, 상기 공진기들 중 적어도 하나는 음향 공진기이고, 상기 제2 복수의 비공진 요소 중 적어도 하나는 전기 기계 트랜스듀서이며, 상기 적어도 하나의 가변 비공진 요소는 완전히 전기적인(electrical) RF 필터.
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