KR20090132497A

KR20090132497A - Ｄｃ-ｄｃ 컨버터

Info

Publication number: KR20090132497A
Application number: KR1020090041522A
Authority: KR
Inventors: 게이조 구마가이; 다카시 히로시마
Original assignee: 미쓰미덴기가부시기가이샤
Priority date: 2008-06-20
Filing date: 2009-05-13
Publication date: 2009-12-30
Also published as: JP4618339B2; US8193793B2; US20090315523A1; CN101610033A; CN101610033B; EP2136462A1; JP2010004653A

Abstract

PWM 제어 모드와 PFM 제어 모드를 가지고 경부하시에 PFM 제어 모드에서 구동 펄스를 생성하도록 한 DC-DC 컨버터에 있어서, PFM 제어로부터 PWM 제어로의 전환 시에 출력전압이 크게 떨어지는 것을 회피할 수 있는 제어기술을 제공한다.

인덕터(L1)에 전류를 흘리는 구동용 스위칭 소자(SW1)를 PWM 제어 펄스 또는 PFM 제어 펄스로 구동하고, 직류전원으로부터 공급되는 직류 입력전압을 변환하여 상이한 전위의 직류전압을 출력함과 아울러, 부하가 소정값보다도 큰 경우에는 PWM 제어를 행하고, 부하가 소정값보다도 작은 경우에는 PFM 제어를 행하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 적어도 상기 PFM 제어로부터 상기 PWM 제어로 전환할 때 상기 PWM 제어 펄스가 소정의 펄스 폭보다도 작아지지 않게 규제하도록 했다.

인덕터, 스위칭 소자, PWM 제어 펄스, PFM 제어 펄스, 직류전원, 직류전압, DC-DC 컨버터, 펄스 폭 규제 수단, 정류 소자, 오차 앰프, PWM 컴퍼레이터, PFM 컴퍼레이터, 스위칭 제어 회로

Description

ＤＣ-ＤＣ 컨버터{DC-DC CONVERTER}

본 발명은 직류전압을 변환하는 스위칭·레귤레이터 방식의 DC-DC 컨버터에 관한 것으로, 예를 들면, PWM(펄스 폭 변조) 제어 모드와 PFM(펄스 주파수 변조) 제어 모드를 구비하고 부하에 흐르는 전류가 적어진 경우에 PFM 구동을 행하는 DC-DC 컨버터에 적용하기 유효한 기술에 관한 것이다.

입력 직류전압을 변환하여 상이한 전위의 직류전압을 출력하는 회로로서 스위칭·레귤레이터 방식의 DC-DC 컨버터가 있다. 이러한 DC-DC 컨버터에는, 전지 등의 직류전원으로부터 공급되는 직류전압을 인덕터(코일)에 인가하여 전류를 흘리고 코일에 에너지를 축적시키는 구동용 스위칭 소자와, 이 구동용 스위칭 소자가 오프되어 있는 에너지 방출 기간에 코일의 전류를 정류하는 정류 소자와, 상기 구동용 스위칭 소자를 온, 오프 제어하는 제어 회로를 구비한 DC-DC 컨버터가 있다.

이러한 스위칭·레귤레이터 방식 DC-DC 컨버터에서는, 출력전압을 오차 앰프로 검출하여 PWM(펄스 폭 변조) 컴퍼레이터 또는 PFM(펄스 주파수 변조) 컴퍼레이터에 피드백하고, 출력전압이 내려가면 스위칭 소자의 온 시간을 길게 하고, 출력전압이 올라가면 스위칭 소자의 온 시간을 짧게 하는 제어가 일반적으로 행해지고 있다.

또한, PWM 제어에서는, 구동 펄스의 주기(주파수)를 일정하게 하여 부하에 따라 펄스 폭을 변화시키는데, 부하가 대단히 가벼워진 경우에도 회로의 특성으로 결정되는 최소 펄스 폭의 펄스가 출력된다. 또, 부하의 변동폭이 대단히 큰 경우에는, 최소 펄스 폭의 펄스로 구동해도 출력전류가 지나치게 많은 경우가 발생하는 일이 있다. 그래서, PWM 컴퍼레이터와 PFM 컴퍼레이터를 설치하고, 통상은 PWM 제어를 행하고, 부하에 흐르는 전류가 적어진 경우 즉 경부하 시에는 펄스 폭이 일정한 고정 펄스로 구동하고 주기를 부하에 따라 변화시키는 PFM 제어로 이행하도록 한 DC-DC 컨버터도 있다. 이러한 DC/DC 컨버터에 관한 발명으로서는, 예를 들면, 특허문헌 1이나 특허문헌 2에 기재되어 있는 것이 있다.

특허문헌 1: 일본 특허공개 2006-149067호 공보

특허문헌 2: 일본 특허공개 2003-219637호 공보

휴대전화기와 같은 휴대 전자기기에서는, 상기와 같은 PWM 제어와 PFM 제어를 전환하여 행하는 DC-DC 컨버터를 전원장치로서 적용한 경우, 본체부와 표시부를 접은 대기상태에서는 소비전력이 대단히 적기 때문에 PFM 제어로 동작한다. 이 상태에서 표시부를 연 경우, 표시부의 점등 등에 의해 소비전력이 다소 증가하지만 갑자기 크게 소비전력이 증가하는 것은 아니다. 그러나, 계속해서 조작이 행해져 소비전력이 증가할 가능성이 높다. 그래서, 기기로서는, 그러한 조작에 조속히 대응할 수 있게 하기 위하여, 전원장치를 PFM 제어 모드로부터 PWM 제어 모드로 미리 이행해 두는 것이 바람직하다.

그렇지만, PFM 제어에서는 펄스의 주기는 PWM 제어보다도 길지만 펄스의 폭은 PWM 제어보다도 넓기 때문에, 출력전압을 검출하는 오차 앰프의 출력이 크게 변동한다. 그 때문에, 상기와 같은 PFM 제어로부터 PWM으로의 전환을 행한 경우, 전환의 타이밍에 따라서는 출력전압이 크게 떨어질 우려가 있는 것을 알았다.

구체적으로는, 예를 들면, 도 4에 도시하는 바와 같이, PFM 제어에서의 구동 펄스가 출력되고나서 비교적 빠른 타이밍(t1)에 PFM으로부터 PWM으로의 전환이 행해지면, 오차 앰프의 출력(Verror)이 충분히 상승해 있지 않기 때문에, PWM 컴퍼레이터에 입력되는 파형 신호(삼각파)(RAMP)가, 오차 앰프의 출력 레벨에 도달 혹은 출력과 교차하는 타이밍에서, PWM 제어 펄스를 하강하는 제어에서는, PWM 제어 펄스가 PFM 제어 펄스보다도 상당히 좁아지는 경우가 있다. 그 때문에, 출력측의 평 활 컨덴서에 충분한 전하를 공급할 수 없어, 도 4에 부호 A로 나타내는 바와 같이, 출력전압(Vout)이 크게 떨어져, 출력전압(Vout)의 변동이 커진다고 하는 것이다.

본 발명은 상기와 같은 과제에 주목하여 이루어진 것으로, 그 목적으로 하는 바는, PWM 제어 모드와 PFM 제어 모드를 가지고 경부하 시에 PFM 제어 모드에서 구동 펄스를 생성하도록 한 DC-DC 컨버터에 있어서, PFM 제어로부터 PWM 제어로의 전환 시에 출력전압이 크게 떨어지는 것을 회피할 수 있는 제어기술을 제공하는 것에 있다.

본 발명은, 상기 목적을 달성하기 위하여, 인덕터(코일)에 전류를 흘리는 구동용 스위칭 소자를 PWM 제어 펄스 또는 PFM 제어 펄스로 구동하고, 직류전원으로부터 공급되는 직류 입력전압을 변환하여 상이한 전위의 직류전압을 출력함과 아울러, 부하가 소정값보다도 큰 경우에는 PWM 제어를 행하고, 부하가 소정값보다도 작은 경우에는 PFM 제어를 행하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 적어도 상기 PFM 제어로부터 상기 PWM 제어로 전환할 때 상기 PWM 제어 펄스가 소정의 펄스 폭보다도 작아지지 않도록 규제하는 펄스 폭 규제 수단을 설치하도록 했다.

보다 구체적으로는, 전압 변환용의 인덕터와,

직류전원으로부터 공급되는 직류 입력전압을 상기 인덕터에 인가하여 전류를 흘려 인덕터에 에너지를 축적시키는 구동용 스위칭 소자와,

이 구동용 스위칭 소자가 오프되어 있는 에너지 방출 기간에 인덕터의 전류를 정류하는 정류 소자와,

출력전압에 따른 전압을 출력하는 오차 앰프와, 이 오차 앰프의 출력과 소정의 참조전압을 비교하는 PWM 컴퍼레이터 및 PFM 컴퍼레이터를 갖고, 상기 PWM 컴퍼레이터 및 PFM 컴퍼레이터의 출력에 기초하여 상기 구동용 스위칭 소자의 온 시간 제어를 행하는 스위칭 제어 회로,

를 구비하고, 부하가 소정값보다도 큰 경우에는 상기 PWM 컴퍼레이터의 출력 에 따라 PWM 제어를 행하고, 부하가 소정값보다도 작은 경우에는 상기 PFM 컴퍼레이터의 출력에 따라 PFM 제어를 행하는 DC-DC 컨버터에 있어서,

상기 스위칭 제어 회로는, 적어도 상기 PFM 제어로부터 상기 PWM 제어로 전환할 때 상기 오차 앰프의 출력을 클램프하는 클램프 회로를 갖도록 했다.

상기한 바와 같은 구성을 갖는 DC-DC 컨버터에 의하면, PFM 제어로부터 PWM 제어로 전환할 때 PWM 제어 펄스가 좁아져서, 출력전압이 크게 떨어져 출력전압의 변동이 커지는 것을 회피할 수 있게 된다.

여기에서, 바람직하게는, 상기 PWM 컴퍼레이터의 출력 또는 상기 PFM 컴퍼레이터의 출력의 일방을 선택적으로 전달하는 전환 회로를 구비하고, 이 전환 회로를 전환하는 제어신호에 의해 상기 클램프 회로의 동작이 제어되도록 구성한다.

이것에 의해, 클램프 회로의 동작을 제어하는 제어신호를 생성하는 회로 또는 그러한 제어신호를 외부로부터 입력하기 위한 외부단자를 불필요하게 할 수 있다.

상기 클램프 회로는, 상기 오차 앰프의 출력단자와 전원 전압단자 사이에 접속된 트랜지스터와, 상기 오차 앰프의 출력전압과 소정의 참조전압을 입력으로 하 는 차동 증폭 회로를 구비하고, 상기 차동 증폭 회로의 출력에 의해 상기 트랜지스터를 제어하여 상기 오차 앰프의 출력을 소정의 전위로 클램프 하도록 구성하면 된다. 이것에 의해, 차동 증폭 회로의 동작 전류를 차단함으로써 용이하게 클램프 회로의 동작을 정지시킬 수 있다. 또, 클램프 회로의 동작을 정지시킴으로써 소비전력을 저감시킬 수 있다.

본 발명에 따르면, PWM 제어 모드와 PFM 제어 모드를 가지고 경부하 시에 PFM 제어 모드에서 구동 펄스를 생성하도록 한 DC-DC 컨버터에 있어서, PFM 제어로부터 PWM 제어로의 전환 시에 출력전압이 크게 떨어지는 것을 회피할 수 있다고 하는 효과가 있다.

(발명을 실시하기 위한 최선의 형태)

이하, 본 발명의 바람직한 실시형태를 도면에 기초하여 설명한다.

도 1은 본 발명을 적용한 스위칭·레귤레이터 방식의 DC-DC 컨버터의 1실시형태를 도시한다.

이 실시형태의 DC-DC 컨버터는, 인덕터로서의 코일(L1), 직류 입력전압(Vin)이 인가되는 전압 입력단자(IN)와 상기 코일(L1)의 일방의 단자 사이에 접속되고 코일(L1)에 전류를 흘리는 P채널 MOSFET(절연 게이트형 전계효과 트랜지스터)으로 이루어지는 스위칭 소자로서의 구동용 트랜지스터(SW1), N채널 MOSFET으로 이루어지는 정류용 트랜지스터(SW2), 이들 스위칭 트랜지스터(SW1, SW2)를 온, 오프 제어 하는 스위칭 제어 회로(20), 상기 코일(L1)의 타방의 단자와 접지점 사이에 접속된 평활용 컨덴서(C1)를 구비한다.

특별히 한정되는 것은 아니지만, DC-DC 컨버터를 구성하는 소자 중, 코일(L1) 및 평활용 컨덴서(C1) 이외의 소자는 반도체칩 상에 형성되고, 제어 회로(20) 및 스위칭 트랜지스터(SW1, SW2)는 반도체 집적 회로(IC)로서 구성되며, 코일(L1) 및 컨덴서(C1)는 이 IC에 설치되어 있는 외부단자에 외장형 소자로서 접속되게 되어 있다.

이 실시형태의 DC-DC 컨버터에서는, 트랜지스터(SW1과 SW2)를 상보적으로 온, 오프시키는 것과 같은 구동 펄스가 스위칭 제어 회로(20)에 의해 생성되게 되어 있어, 정상상태에서는, 구동용 트랜지스터(SW1)가 온 되면 코일(L1)에 직류 입력전압(Vin)이 인가되어 출력단자로 향하는 전류가 흘려져서 평활용 컨덴서(C1)가 충전되고, 구동용 트랜지스터(SW1)가 오프 되면 대신에 정류용 트랜지스터(SW2)가 온 되고, 이 온 된 트랜지스터(SW2)를 통하여 코일(L1)에 전류가 흘려진다. 그리고, SW1의 제어단자(게이트 단자)에 입력되는 구동 펄스의 펄스 폭이 출력전압과 구동용 트랜지스터(SW1)의 전류에 따라 제어됨으로써, 직류 입력전압(Vin)을 내린 직류 출력전압(Vout)이 발생된다.

스위칭 제어 회로(20)는, 전압 피드백 단자(FB)와 접지점 사이에 직렬로 접속되어 저항비로 출력전압(Vout)를 분압하는 브리더 저항(R1, R2)과, 이 브리더 저항(R1, R2)으로 분압된 전압과 참조전압(Vref1)을 비교하여 전위차에 따른 전압을 출력하는 오차 앰프(21)와, 이 오차 앰프(21)의 출력이 반전 입력단자에 입력되는 PWM 컴퍼레이터(22) 및 PFM 컴퍼레이터(23)와, 톱니 형상의 파형 신호(RAMP)를 생성하는 파형 생성 회로(24)를 갖는다.

또, 스위칭 제어 회로(20)는, PWM 컴퍼레이터(22) 또는 PFM 컴퍼레이터(23)의 출력을 선택하는 전환 스위치(25)와, 발진회로를 구비하고 1MHz와 같은 주파수의 클록펄스(φc)를 생성하여 출력하는 클록 생성 회로(26)와, 이 클록펄스(φc)에 의해 세트 동작되는 RS 플립플롭(FF1)과, 이 플립플롭(FF1)의 출력에 따라 상기 스위칭 트랜지스터(SW1, SW2)를 온, 오프 제어하기 위한 신호를 생성하는 로직 회로(27)와, 로직 회로(27)의 출력에 기초하여 스위칭 트랜지스터(SW1, SW2)를 온, 오프 구동하는 신호를 생성하는 드라이브(28a, 28b)를 갖는다.

이 실시형태에서는, 상기 전환 스위치(25)에 의해 선택된 PWM 컴퍼레이터(22) 또는 PFM 컴퍼레이터(23)의 출력이 RS 플립플롭(FF1)에 입력되도록 구성되어 있다.

상기 PWM 컴퍼레이터(22)의 비반전 입력단자에는, 파형 생성 회로(24)에서 생성된 톱니 형상의 파형 신호(RAMP)가 입력되고, 파형 신호(RAMP)가 오차 앰프(21)의 출력 레벨에 도달하면 PWM 컴퍼레이터(22)의 출력(Ppwm)이 하이레벨로 변화된다. 또, PFM 컴퍼레이터(23)의 비반전 입력단자에는, 참조전압(Vref2)이 인가되고, 이 참조전압(Vref2)보다도 오차 앰프(21)의 출력(Verror)이 높아지면, PFM 컴퍼레이터(23)의 출력이 하이레벨로 변화되도록 구성되어 있다. PFM 컴퍼레이터(23)의 출력부에, 오차 앰프(21)의 출력(Verror)이 참조전압(Vref2)보다도 높아지면, 소정의 펄스 폭의 PFM 펄스(Ppfm)를 출력하는 원샷 펄스 생성 회로를 설치하 도록 구성해도 된다.

상기 전환 스위치(25)는 외부로부터 입력되는 전환 제어신호(CNT)에 의해 전환되고, PWM 제어 모드에서는 PWM 컴퍼레이터(22)의 출력(Ppwm)이 전환 스위치(25)를 통하여 RS 플립플롭(FF1)에 공급되고 이것을 리셋한다. 또, PFM 제어 모드에서는 PFM 컴퍼레이터(23)의 출력(Ppfm)이 전환 스위치(25)를 통하여 RS 플립플롭(FF1)에 공급된다. 이때, 플립플롭(FF1)은 Ppfm을 통과시키고 그대로 로직 회로(27)에 전달한다. 또는, 전환 스위치(25) 대신, Ppwm을 플립플롭(FF1)에 전달하는 게이트와 Ppfm을 로직 회로(27)에 전달하는 게이트를 설치하고, 이들 전달 게이트를 상보적 즉 일방이 전달일 때 타방은 차단으로 되도록, 제어하도록 구성해도 된다.

상기 로직 회로(27)는 스위칭 트랜지스터(SW1, SW2)를 상보적으로 온 시키는 구동 신호(S1, S2)를 생성함과 아울러, SW1과 SW2가 동시에 온 상태로 되어 관통전류가 흐르는 것을 방지하기 위하여, SW1의 구동 신호(S1)의 로 레벨의 기간과 SW2의 구동 신호(S2)의 하이 레벨의 기간이 겹치지 않도록 S1, S2를 생성하는 기능을 갖는다.

본 실시형태의 스위칭 제어 회로(20)에는, 오차 앰프(21)의 출력이 너무 지나치게 내려가지 않도록, PFM 컴퍼레이터(23)의 경계값(Vref2)보다도 ΔV만큼 낮은 전압으로 클램프하는 클램프 회로(29)가 설치되어 있고, 이 클램프 회로(29)에는 상기 전환 제어신호(CNT)가 공급되고, PFM 제어 모드의 기간만큼 오차 앰프(21)의 출력을 클램프 하도록 구성되어 있다. 오차 앰프(21)와 PWM 컴퍼레이터(22)와 클 램프 회로(29)에 의해, 생성되는 PWM 펄스가 소정의 펄스 폭 이하로 되지 않도록 규제하는 펄스 폭 규제 수단이 구성된다.

구체적으로는, 클램프 회로(29)는, 도 2(A)에 도시하는 바와 같이, 오차 앰프(21)의 출력단자와 전원전압(Vdd)가 인가되고 있는 단자 사이에 접속된 P채널 MOS 트랜지스터(Q1)와, 오차 앰프(21)의 출력과 참조전압(Vref3)을 입력으로 하는 차동 증폭 회로(AMP)로 구성되어 있다.

이것에 의해, 오차 앰프(21)의 출력이 참조전압(Vref3)보다도 낮아지면 차동 증폭 회로(AMP)의 출력이 로 레벨로 변화되어 P채널 MOS 트랜지스터(Q1)를 온 시키고, 오차 앰프(21)의 출력을 Vref3과 일치시키도록 차동 증폭 회로(AMP)의 입력에 피드백이 걸리고, 오차 앰프(21)의 출력을 Vref3으로 클램프 한다. 제어신호(CNT)는 컴퍼레이터(CMP) 내의 정전류원을 온, 오프 시키는 신호로서 공급된다. 참조전압(Vref3)은 PFM 컴퍼레이터(23)의 경계값인 Vref2보다도 낮은 전위로 설정된다. 이 Vref3은 내부에서 생성해도 되고, 외부로부터 부여하도록 해도 된다.

파형 생성 회로(24)는, 예를 들면, 도 2(B)에 도시하는 바와 같이, 정전류원(CS)과, 이 정전류원(CS)의 전류에 의해 충전되는 컨덴서(C2)와, 충방전용의 스위치, 클록(φc)을 래치하여 충전용 스위치의 제어신호를 생성하는 플립플롭(FF2) 등으로 이루어지고, 클록 생성 회로(26)로부터의 클록(φc)에 의해 FF2가 세트되고, 그 출력(Q)의 변화로 컨덴서(C2)가 충전을 개시한다. 그리고, 파형 신호(RAMP)가 점점 상승하기 시작하고, 그 레벨이 오차 앰프(21)의 출력에 달하면 PWM 컴퍼레이터(22)의 출력(Ppwm)이 변화되고, 컨덴서(C2)가 방전되어 파형 신 호(RAMP)가 단숨에 하강하게 되어 있다. 이것에 의해, 파형 신호(RAMP)는 톱니 높이가 오차 앰프(21)의 출력에 따라 변화되는 톱니 형상의 파형 신호가 된다.

도 3에는, 본 실시형태의 DC-DC 컨버터의 동작 타이밍이 도시되어 있다. 도 3에서, t1은 PFM 제어로부터 PWM 제어로의 전환 타이밍이며, T1은 PFM 제어 모드에 의한 구동 기간을, T2는 PWM 제어 모드에 의한 구동 기간을 나타내고 있다. 도 3(A)는 PFM 제어와 PWM 제어를 전환하는 전환 제어신호(CNT), 도 3(B)는 PFM 컴퍼레이터(23)의 출력(Ppfm), 도 3(C)는 DC-DC 컨버터의 출력전압(Vout), 도 3(D)는 오차 앰프(21)의 출력(Verror) 및 파형 생성 회로(24)로부터 출력되는 파형 신호(RAMP), 도 3(E)는 PWM 컴퍼레이터(22)의 출력(Ppwm)의 변화를 나타내고 있다.

본 실시형태의 DC-DC 컨버터에서는, 도 3(D)와 같이 PFM 제어 모드 동안(T1), 오차 앰프(21)의 출력(Verror)이 Vref2보다도 ΔV만큼 낮은 Vref3으로 클램프 되기 때문에, 클램프 회로(29)를 설치하지 않는 DC-DC 컨버터의 동작 타이밍을 도시하는 도 4와 비교하면 명확한 바와 같이, 피크점이 오차 앰프(21)의 출력(Verror)에 따라 변화되는 파형 신호(RAMP)의 피크가 도 4보다도 높아진다. 이것에 의해, 도 3(E)에 도시하는 바와 같이, PWM 컴퍼레이터(22)의 출력(Ppwm)은 펄스 폭이 도 4보다도 넓어지고, 출력측의 평활 컨덴서(C1)에 공급되는 전하가 많아지고, 도 3(C)에 도시하는 바와 같이, 출력전압(Vout)의 떨어짐이 도 4보다도 작아져, 출력전압(Vout)의 변동이 작아진다.

이상 본 발명자에 의해 이루어진 발명을 실시형태에 기초하여 구체적으로 설명했지만, 본 발명은 상기 실시형태에 한정되는 것은 아니다. 예를 들면, 상기 실 시형태에서는, 클램프 회로로서 컴퍼레이터(CMP)와 MOSFET(Q1)로 구성된 것을 제시했지만, 다이오드를 이용한 클램프 회로를 사용해도 된다. 또, 상기 실시형태에서는, 클램프 회로(29)를 PWM과 PFM의 전환 제어신호(CNT)에 의해 제어하고 있지만, CNT와는 다른 제어신호에 의해 제어하도록 해도 된다. 그 경우, 클램프 회로가 유효하게 기능하는 기간을, 상기 PFM 제어로부터 상기 PWM 제어로 전환할 때의 소정의 기간에만 한정하는 것도 가능하다.

또한, 상기 실시형태에서는, PWM 컴퍼레이터(22)에 공급되는 파형 신호를 생성하는 파형 생성 회로(24)로서, 피크점이 오차 앰프(21)의 출력(Verror)에 따라 변화되는 톱니 형상의 파형 신호(RAMP)를 생성하는 것을 나타냈지만, 피크값이 일정(진폭이 일정)한 톱니파 혹은 삼각파를 생성하는 회로이어도 된다. 또, 스위칭 소자(SW1, SW2)로서 제어 회로와 동일한 반도체칩 상에 형성된 온칩의 소자를 사용하고 있는데, 외장형 소자를 사용하도록 해도 된다.

또, 상기 실시형태에서는, 구동용 트랜지스터(SW1)와 직렬로 정류용 트랜지스터(SW2)를 접속하여 SW1과 상보적으로 온, 오프 시키는 동기 정류형의 DC-DC 컨버터를 나타냈지만, 정류용 트랜지스터(SW2) 대신에 다이오드를 사용한 다이오드 정류형의 DC-DC 컨버터에 적용하는 것도 가능하다.

이상의 설명에서는, 본 발명을 강압형의 DC-DC 컨버터에 적용한 예를 설명했지만, 본 발명은 그것에 한정되는 것은 아니며, 승압형의 DC-DC 컨버터나 부전압을 발생하는 반전형의 DC-DC 컨버터에도 적용할 수 있다.

도 1은 본 발명을 적용한 DC-DC 컨버터의 실시형태를 나타내는 회로구성도이다.

도 2(A)는 클램프 회로의 구체예를 나타내는 회로구성도, 도 2(B)는 파형 생성 회로의 구체예를 나타내는 회로구성도이다.

도 3은 실시형태의 DC-DC 컨버터에서의 각 부의 신호나 전위의 변화의 모습을 나타내는 타이밍 차트이다.

도 4는 본 발명에 앞서 검토한 클램프 회로를 설치하지 않은 DC-DC 컨버터에서의 각 부의 신호나 전위의 변화의 모습을 나타내는 타이밍 차트이다.

(부호의 설명)

20 스위칭 제어 회로 21 오차 앰프

22 PWM 컴퍼레이터 23 PFM 컴퍼레이터

24 파형 생성 회로 25 전환 스위치

26 클록 생성 회로 27 로직 회로

28a, 28b 드라이브 29 클램프 회로

FF1 플립플롭 L1 코일(인덕터）

C1 평활 용량

SW1 코일 구동용 트랜지스터(구동용 스위칭 소자）

SW2 동기 정류용 트랜지스터(정류용 스위칭 소자)

Claims

인덕터에 전류를 흘리는 구동용 스위칭 소자를 PWM 제어 펄스 또는 PFM 제어 펄스로 구동하고, 직류전원으로부터 공급되는 직류 입력전압을 변환하여 상이한 전위의 직류전압을 출력함과 아울러, 부하가 소정값보다도 큰 경우에는 PWM 제어를 행하고, 부하가 소정값보다도 작은 경우에는 PFM 제어를 행하는 DC-DC 컨버터로서,

적어도 상기 PFM 제어로부터 상기 PWM 제어로 전환할 때 상기 PWM 제어 펄스가 소정의 펄스 폭보다도 작아지지 않도록 규제하는 펄스 폭 규제 수단을 갖는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
전압변환용의 인덕터와,

직류전원으로부터 공급되는 직류 입력전압을 상기 인덕터에 인가하여 전류를 흘리고 인덕터에 에너지를 축적시키는 구동용 스위칭 소자와,

이 구동용 스위칭 소자가 오프 되어 있는 에너지 방출기간에 인덕터의 전류를 정류하는 정류 소자와,

출력전압에 따른 전압을 출력하는 오차 앰프와, 이 오차 앰프의 출력과 소정의 참조전압을 비교하는 PWM 컴퍼레이터 및 PFM 컴퍼레이터를 갖고, 상기 PWM 컴퍼레이터 및 PFM 컴퍼레이터의 출력에 기초하여 상기 구동용 스위칭 소자의 온 시간 제어를 행하는 스위칭 제어 회로,

를 구비하고, 부하가 소정값보다도 큰 경우에는 상기 PWM 컴퍼레이터의 출력 에 따라 PWM 제어를 행하고, 부하가 소정값보다도 작은 경우에는 상기 PFM 컴퍼레이터의 출력에 따라 PFM 제어를 행하는 DC-DC 컨버터로서,

상기 스위칭 제어 회로는, 적어도 상기 PFM 제어로부터 상기 PWM 제어로 전환할 때 상기 오차 앰프의 출력을 클램프 하는 클램프 회로를 갖는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 2 항에 있어서, 상기 PWM 컴퍼레이터의 출력 또는 상기 PFM 컴퍼레이터의 출력의 일방을 선택적으로 전달하는 전환 회로를 구비하고, 이 전환 회로를 전환하는 제어신호에 의해 상기 클램프 회로의 동작이 제어되도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 3 항에 있어서, 상기 클램프 회로는, 상기 오차 앰프의 출력단자와 전원전압단자 사이에 접속된 트랜지스터와, 상기 오차 앰프의 출력전압과 소정의 참조전압을 입력으로 하는 차동 증폭 회로를 구비하고, 상기 차동 증폭 회로의 출력에 의해 상기 트랜지스터를 제어하여 상기 오차 앰프의 출력을 소정의 전위로 클램프 하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 4 항에 있어서, 상기 차동 증폭 회로는 상기 제어신호에 의해 동작 전류가 차단 가능하게 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.