KR20070026558A - 저가의 고성능 국부 발진기 구조를 갖는 주파수 변환반복기 - Google Patents

저가의 고성능 국부 발진기 구조를 갖는 주파수 변환반복기 Download PDF

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KR20070026558A
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케니쓰 엠. 게이니
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위데피, 인코포레이티드
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Abstract

시분할 듀플렉스(TDD) 무선 프로토콜 통신 시스템에 사용하기 위한 주파수 변환 반복기(120)는 분리, 감소된 위상 잡음, 감소된 풀링 등을 제공함으로써 반복을 용이하게 하기 위해 국부 발진기(LO) 회로(210, 310, 410)를 포함한다. 튜닝가능 LO(441, 442)은 증가된 분리, 감소된 위상 잡음, 적은 엄격한 주파수 정밀도 및 감소된 풀링에 대한 잠재력을 위해 하향 변환기(413, 414) 및 상향 변환기(426, 427)에 직접 결합될 수 있다.

Description

저가의 고성능 국부 발진기 구조를 갖는 주파수 변환 반복기{FREQUENCY TRANSLATING REPEATER WITH LOW COST HIGH PERFORMANCE LOCAL OSCILLATOR ARCHITECTURE}
본 출원은, 2004년 6월 3일에 출원된 계류중인 미국 가특허 출원 번호 60/576,290호에 관한 것이고 이로부터 우선권을 청구하고, 추가로 2005년 3월 24일에 출원된 "WIRELESS LOCAL AREA NETWORK WITH REPEATER FOR ENHANCING NETWORK COVERAGE"(pct 출원 PCT/US03/28558의 우선권을 청구함)라는 명칭의 미국 특허 출원 번호 10/529,037호와, 2005년 5월 3일에 출원된, "WIRELESS LOCAL AREA NETWORK REPEATER WITH DETECTION"(pct 출원 PCT/US03/35050의 우선권을 청구함)라는 명칭의 미국 특허 출원 번호에 관한 것이며, 이들의 내용은 본 명세서에 참고용으로 병합된다.
본 발명은 일반적으로 무선 네트워크에 관한 것으로, 특히 주파수 변환 반복기에서 국부 발진기(LO)에 관한 것이다. 특히, 실질적인 고려사항은 LO 회로를 포함하는 반복기의 많은 또는 모든 구성요소가 집적 회로로 구현되는 시스템에서 그러한 반복기를 구현할 때 다루어져야 한다. 한가지 중요한 실질적인 고려사항은 집적 회로에서 수신 채널과 송신 채널 사이의 온-칩 분리도(degree of on-chip isolation)이다.
대부분의 주파수 변환 반복기 시스템에서, 송신 신호 경로와 수신 신호 경로 사이의 분리는 주요한 관심사이다. 특히, 신호 입력 스테이지 및 심지어 LO 스테이지와 같은 보조 회로 입력 스테이지는 임의의 인-밴드(in-band) 신호 에너지를 받기 쉬어서, 의도된 입력 신호 외의 다른 것으로부터의 신호 에너지는 인식되는 바와 같이 간섭 또는 "재밍(jamming)"과 같은 신호 이상(signal anormalies)을 야기할 수 있다. 예를 들어, 주파수 하향 변환에 사용된 LO가 주파수 상향 변환기의 LO 입력으로 누출되도록 한다면, 수신기에서 재밍 효과를 갖는 신호 이미지가 송신될 것이다. 더욱이, 송신 경로에서 주파수 상향 변화에 사용된 LO가 수신기 주파수 하향 변환기로 누출되도록 하면, 송신된 신호는 수신 대역으로 하향 변환되고, 또한 재밍 효과를 가질 것이다.
LO 회로로부터의 신호 에너지가 교차-결합될 수 있는 대부분의 공통 방식은 높은-Q 탱크 회로(high-Q tank circuit), 특정 주파수에서 공진하도록 동조된 LC 회로를 통하는 것이다. 80dB의 분리가 일반적으로 송신 LO와 수신 LO 사이에 필요하기 때문에, 그리고 실제 관점에서, 80dB의 분리가 일반적으로 단일 반도체 칩 상의 그러한 2개의 탱크 회로 사이에서 거의 불가능한 것으로 고려되기 때문에, 송신 경로 및 수신 경로에 대한 LO 회로는 상이한 주파수에 있어야 한다. LO 스테이지에 결합하는데 충분한 신호 에너지의 누출에 대한 제 2 경로는 칩 기판을 통하는 것이다. 기판을 통해 결합된 신호 에너지가 일반적으로 설명된 바와 같이 탱크 회로를 통한 결합보다 더 낮은 레벨에 있지만, 동일한 기판 상의 2개의 상이한 LO 회로 사 이의 80dB의 절연을 달성하는 것은 여전히 어렵다.
광역 위상 잡음은 수신기 감도 저하(desensitization)를 초래하는 신호 이상의 다른 형태이다. 예를 들어 8dB의 잡음 지수(noise figure)를 갖는 일반적인 시스템은 -166dBc/Hz에서 결과적인 시스템 잡음 플로워(noise floor)를 가질 수 있다. 따라서, 시스템에서 LO가 잡음 플로워보다 높은 -50dBc/Hz의 광대역 위상 잡음을 가지면, 위상 잡음은 상향 변환기를 통과할 때 상향 변환된 신호에 첨가될 것이다. 더욱이, LO와 연관된 믹서의 출력이 -10dBm이면, 전력 증폭기(PA)에 입력될 총 위상 잡음은 약 -160dBm/Hz에 있을 것이다. PA는 일반적으로 6dB의 잡음 지수를 갖는 25dB의 이득을 가져서, 잡음 레벨을 약 -135dBm/Hz까지 이동시킨다. 수신기에서 송신기로의 30dB의 절연이 주어지면, 시스템 입력에서의 결과적인 누출 잡음은 -165dBm/Hz이다. LO 신호 및 상향 변환된 신호가 일반적으로 코히어런트(coherent)하지 않기 때문에, 이들 신호는 직접 추가되지 않는다는 것이 인식되어야 한다. 전술한 -165dBm/Hz의 결과적인 누출 잡음은 약 1-1.5dB의 감도 저하를 초래한다. 따라서, 예를 들어 10MHz보다 큰 LO 주파수 오프셋을 통해, -150dBc/Hz보다 큰 LO 광대역 잡음 레벨은 1 수신기 감도 저하에 대해 1이 된다. 즉 예를 들어 -149dBc/Hz에서 잡음 레벨을 통해, 시스템은 2dB만큼 감도 저하되고, -148dBc/Hz에서 잡음 레벨을 통해, 시스템은 3dB만큼 감도 저하되고, 이하 이와 같이 이루어진다.
임의의 스위칭된 LO 구조와 연관된 또 다른 문제는 풀링(pulling)이다. 풀링은 이들에 제공된 출력 임피던스에서의 변화로 인해 LO의 불안정성에 관련된다. LO 풀링은 LO가 주파수에서 되돌아갈 때까지 LO와 혼합되는 신호에서 중단을 초래할 것이다. LO 풀링과 연관된 시간의 양이 임피던스 변화의 양 및 루프 대역폭의 함수인 것이 인식될 것이다. 특정 예에서, 예를 들어 802.11 신호 시나리오에서, 802.11(g) 신호가 일반적으로 8㎲ 길이의 매우 짧은 프리앰블을 갖기 때문에, 더 작은 양의 풀링이라도 심각할 수 있다. 따라서, 예시적인 LO 회로는 신호 동기 손실 등을 방지하기 위해 1㎲ 내에서 LO 설정을 가질 필요가 있다.
주파수 변환을 이용하여 반복기에서 분리의 예는 위에서 기술되고 병합된 미국 특허 출원 번호 10/529,037에서 발견될 수 있다. 그러나, 강력하고 효과적인 동작을 보장하기 위해, 주파수 변환 반복기는 신호의 존재를 빨리 검출할 수 있어야 하고, 송신을 효과적으로 반복하기 위해 발진기 등으로부터의 에너지를 포함하는 신호 에너지로부터 적절한 분리를 제공함으로써 반복하는 환경에서 협력하여 동작해야 한다는 것이 주지되어야 한다.
따라서, 다양한 예시적이고 대안적인 예시적인 실시예에서, 본 발명은 WLAN 환경과 같은 무선 환경에서, 그리고 대체적으로, IEEE 802.11b/g 기반 시스템을 포함하는 임의의 TDD 시스템에서 유효 영역을 확장하도록 구성된 주파수 변환 반복기에서의 국부 발진기(LO) 구조를 제공한다. 예시적인 주파수 변환 반복기는 신호 검출 및 분리를 이용하고, 802.11 기반의 시스템과 같은 TDD 시스템에서 수행할 수 있다.
유사한 참조 번호가 개별적인 도면 전체에 동일하거나 기능적으로 유사한 요소를 나타내고, 아래의 상세한 설명과 함께 본 명세서에 병합되고, 본 명세서를 형성하는 첨부된 도면은 다양한 실시예를 더 예시하고 본 발명에 따른 다양한 원리 및 장점을 설명한다.
도 1은 예시적인 주파수 변환 반복기의 구성요소를 도시하는 블록도.
도 2는 본 발명에 따른 예시적인 국부 발진기(LO) 회로의 하나의 실시예를 예시하는 개략적인 도면.
도 3은 본 발명에 따른 예시적인 국부 발진기(LO) 회로의 다른 실시예를 예시하는 개략적인 도면.
도 4는 본 발명에 따른 예시적인 국부 발진기(LO) 회로의 또 다른 실시예를 예시하는 개략적인 도면.
예시적인 반복기의 기본 구성요소를 더 잘 이해하기 위해, 도 1을 참조한다. 예시적인 주파수 변환 반복기의 주요 구성요소의 개략도가 도시되고, 제 1 안테나(111) 및 제 2 안테나(112)를 포함하는 RF 모듈(110)을 포함한다. RF 모듈(110)은 라인(113, 114, 115, 116)을 통해 모뎀(121)을 갖는 기저대역 모듈(120)에 양방향으로 결합된다. 비컨 복구 및 처리를 위해 비컨 모뎀 등일 수 있는 모뎀(121)이 복조를 위한 샘플링 클록 및 변조를 위한 주파수 캐리어를 필요로 한다는 것이 이해될 것이다. 다양한 예시적인 실시예에 따라, 주파수 채널 모두의 동시 복조가 바람직하다는 것이 주지되어야 한다. 따라서, 허용가능한 IF 주파수 및 필요한 클록 및 LO 주파수의 수는 제한된다. 표 1은 다양한 실시예에 따라 IF 및 샘플링 클록에 대한 허용가능한 주파수의 세트를 기술한다. 변조를 위한 캐리어 주파수 또는 주파수들이 표 1에서 IF 주파수 중 하나로부터 선택될 수 있다는 것이 이해될 것이다. 변조는 예시적인 반복기에 지원된 임의의 채널 상에서 수행될 수 있다.
다수의 22MHz 3 4 5 6 7 8 9 10
디지털 IF, MHz 66 88 110 132 154 176 198 220
필요한 샘플링 주파수, MHz 264 352 440 528 616 704 792 880
IF 후보 1, MHz 198 264 330 396 462 528 594 660
IF 후보 2, MHz 330 440 550 660 770 880 990 1100
IF 후보 3, MHz 462 616 770 924 1078 1232 1386 1540
IF 후보 4, MHz 594 792 990 1188 1386 1584 1782 1980
IF 후보 5, MHz 726 968 1210 1452 1694 1936 2178 2420
IF 후보 6, MHz 858 1144 1430 1716 2002 2288 2574 2860
예시적인 반복기는 데이터 버스(123)와 같은 데이터 링크를 통해 기저대역 모듈(120)에 연결된 프로세서(120)를 또한 포함하고, 일련의 아날로그 연결일 수 있는 아날로그 제어 연결(122)을 또한 가질 수 있다. 기저대역 모듈(120)은 약어로 도시되고, 이후에 구체적으로 설명될 것이다. 그러나, 예시적인 반복기에서, 임의의 자동 이득 제어(AGC) 및 LO 불안정성은 1㎲ 내에서 안정되어야만 한다는 것이 인식될 것이다. 100KHz의 루프 대역폭을 가정하면, LO가 100KHz 또는 1 루프 대역폭에 의해 풀링되면, LO를 동기로 풀링하는데 10㎲가 필요하다. 10㎲가 안정 요구조건을 초과하기 때문에, 루프 대역폭을 확장하거나 풀링도를 제한시킴으로써 감소되어야 한다. 그러나, 대역폭을 크게 확장시키기 위해, 더 복잡한 위상 동기 루프(PLL) 회로가 필요하다. 따라서, 실질적인 해결책은 1KHz미만으로 풀링하는 것을 제한하거나, 2802MHz의 LO 주파수에 대해 1KHz/2802MHz=0.356ppm이다.
예시적인 반복기가 송신 신호를 필터링하기 위한 기준 발진기 대역 통과 필터, 송신 채널을 선택하기 위한 채널 선택 스위치, 고역 통과 필터, 및 저역 통과 필터와 같은 다양한 구성요소를 포함할 수 있음이 인식될 것이다. 응용 주문형 집적 회로(ASIC)에서 개별적으로 구현될 수 있는 RF 모듈(110)은 송신 스위치를 통해 2개의 송신 안테나 중 하나로 송신 신호를 라우팅할 수 있다. 송신 신호는 채널 선택 스위치에서 TX_A 또는 TX_B와 같은 송신 채널 중 하나로부터 선택될 수 있고, 전력 검출기를 수반하는 전력 증폭기(PA)에 입력될 수 있다. 전력을 조심스럽게 제어하기 위해, 전력 조정이 사용될 수 있음이 인식될 것이다.
검출 동안, A 및 B 채널 모두가 FET 믹서, LNA, 및 표면 탄성파(SAW) 필터, SAW 필터, 분할기, 및 로그 증폭기를 포함하는 다운 변환기를 통해 신호를 라우팅하도록 구성된다. 디지털 신호는, 여기서 아래에 구체적으로 설명되는 바와 같이 존재시 A 및 B 채널로부터 추출되고, 디지털 복조기에 입력될 수 있고, 비컨 패킷, 제어 패킷 등을 통해 네트워크 제어 등을 수행하는데 사용될 수 있다.
상향 변환 및 하향 변환은 또한 아래에 설명되는 바와 같이 튜닝가능 주파수 합성기를 통해 수행될 수 있다. 튜닝가능 합성기 또는 튜닝가능 국부 발진기(LO)로부터의 주파수 출력이 하향 변환 및 상향 변환을 위해 버퍼를 통해 믹서로 출력될 수 있거나, 직접 결합될 수 있음이 주지되어야 한다. 그러나, 버퍼가 사용되는 경우에, 버퍼는 본 명세서에 설명된 실시예에 따라 스위칭되거나 항상 스위치 온될 수 있지만, 버퍼는 이후에 더 설명되는 바와 같이 반복기 성능에 대한 스위칭 전환(transient)의 악영향을 감소시키도록 가능해야 한다.
디지털 신호가 디지털 변조기 회로에 의해 또한 변조될 수 있고, 일련의 스위치를 통해 송신 스트림으로 출력될 수 있음이 인식될 것이다. 디지털 변조기 회로는 I 및 Q 데이터를 필터링하기 위한 3차, 버터워쓰(butterworth) 유형 저역 통과 필터와 같은 필터와, 채널 주파수에 대응하는 클록 주파수, 가변 이득 제어 등으로 I 및 Q 데이터를 혼합하기 위한 믹서를 포함할 수 있다. 변조기의 출력은 스위치를 설정함으로써 개시될 수 있다. 검출 측 상에서, 송신 채널로부터의 대향 채널은 턴 오프될 수 있어서, 송신된 신호로부터 더 높은 분리도를 허용한다. 주파수 변환이 하향 변환에 사용된 LO의 대향하는 것으로 상향 변환에 사용된 LO를 설정함으로써 달성된다.
주지된 바와 같이, 디지털 복조기 및 디지털 변조기는 당업자에게 이해되는 바와 같이 비컨, 프로브 응답, 및 XOS 패킷을 수신 및 송신하는데 사용된다. 추가적으로, 프로세서 또는 시퀀서는 예시적인 반복기의 다양한 동작 모드를 제어하고, 예시적인 수신기로 하여금 데이터를 실험 동작 시스템, 자일란 동작 시스템, 극단 네트워크 동작 시스템(XOS) 등과 같은 네트워크 관리 동작 시스템을 실행할 수 있는 액세스 포인트(AP) 또는 다른 반복기로 송신하도록 하는데 사용될 수 있다.
도 2, 도 3 및 도 4를 참조하면, 몇몇 예시적인 LO 구조는 2개의 튜닝가능 LO 및 하나의 고정 LO를 이용하여 도시된다. 모든 구조는 적어도 2개의 상이한 IF 주파수를 이용하고, 몇몇 경우에는 3개를 이용한다. 몇몇 구조는 오프셋 LO 접근법을 이용하는 한편, 다른 구조는 LO 분리를 얻기 위해 높은 측파/낮은 측파 접근법을 이용한다. 위상 잡음은 수신기 측상에 위상 잡음을 희생하여 송신측에 대해 최적화될 수 있거나, 송신 및 수신 스테이지 모두에서 위상 잡음에 대해 최적화될 수 있다. 각 구조는 변하는 복잡도를 갖는다.
다양한 예시적인 실시예에 따라, 저속의 안테나 다이버시티를 갖는 것이 바람직하다는 것이 주지되어야 한다. 저속의 다이버시티는 초기 시스템 구성 동안 안테나를 선택하고, 하나의 패킷 송신으로부터 다음 패킷 송신으로의 안테나 구성을 유지하는 것을 수반한다. 저속의 다이버시티 구성은, 하나의 안테나에 연결된 하나의 하향 변환기를 이용하여 모든 채널 상에서 비컨을 검색하고, 그 다음에 대향하는 안테나에 연결된 다른 하향 변환기를 이용하여 다시 상기 검색을 수행함으로써 수행된다. 모든 예시적인 구조는 저속의 안테나 다이버시티를 지원해야 한다.
도 2를 참조하면, 예시적인 LO 회로(210)가 도시되고, 이것은 전술한 바와 같이 당업자에게 인식되는 바와 같이 본 명세서에 설명된 모든 LO 회로에 대해 이루어지는, RF ASIC 또는 ASIC 내의 셀 또는 모듈 등으로서 구현될 수 있다. 예시적인 LO 회로(210)의 장점은 예를 들어 단일 스테이지 상향 변환기를 갖는 구조의 상대적인 간략성이다. LO 회로(210)의 몇몇 단점은 80dB TX-RX 분리가 필요하고, 불량한 RX 위상 잡음 성능이 TX 측에서 잠재적 풀링 문제가 있는 것으로 예상된다는 것이다.
도 3은 예시적인 LO 회로(310)를 도시한다. LO 회로(310)의 한가지 장점은, LO 분리의 80dB을 필요로 하지 않다는 것이다. 몇몇 단점은, 복잡도가 2 스테이지 상향 변환의 포함으로 증가하고, 3개의 상이한 IF 주파수가 사용되어 3개의 상이한 SAW 필터 설계를 필요로 하고, 불량한 RX 위상 잡음 성능이 예측되며, TX 측 상의 잠재적 풀링 문제가 예측된다는 것이다.
도 4는 예시적인 LO 회로(410)를 도시한다. LO 회로(410)의 몇몇 장점은, LO 분리의 80dB을 필요로 하지 않고, 구조가 비교적 간단하고, RX 및 TX 위상 잡음 성능이 우수하다는 것이다. 몇몇 단점은, 2개의 스테이지 상향 변환이 복잡도를 증가시키고, 잠재적 풀링 문제가 TX 및 RX 측 상에 존재한다는 것이다.
전술한 장점 및 단점을 고려하여, 표 2와 같은 표가 LO 분리, 위상 잡음, 풀링, 및 복잡도와 같은 특성 상의 각 LO 회로(210, 310, 410)를 등급화(rate)하도록 해석될 수 있다는 것을 알 수 있다.
메트릭 LO 회로(210) 등급화 LO 회로(310) 등급화 LO 회로(410) 등급화
LO 분리 2 4 4
위상 잡음 3 3 4
풀링 3 3 3
복잡도 4 2 4
표 2에서 등급화의 검토 이후에, "점수"가 모든 메트릭의 총 등급화에 기초하여 각 회로에 할당될 수 있음을 알 수 있다. 따라서, LO 회로(210)와 연관된 점수는 12이고, LO 회로(310)는 12이고, LO 회로(410)는 15이다. 따라서, LO 회로(410)는 가장 높은 점수를 제공하고, LO 회로(210) 또는 LO 회로(310)가 비용 및/또는 성능 절충(tradeoff)에 대해 교환하여 다양한 고려사항을 충족하는데 사용될 수 있지만 효과적인 결과를 제공할 것이다. 최대 5차 고조파를 생성할 수 있는 구성요소를 이용하는 종래에 공통적인 자극 분석은, 어떠한 톤도 채널에서 나타나지 않고 회로(410)가 사용될 때 수신기를 재밍한다는 것을 확인하는데 사용될 수 있다. 추가로, 시험을 적절히 수행하기 위해, IF 회로 체인에서 구성요소의 적절한 제어가, 대향하는 채널이 사용될 때, 이득이 감소되고, 선택 증폭기가 디스에이블되고, 능동 IF 상향 변환기가 디스에이블되도록 필요하다는 것이 주지되어야 한다.
도 2를 다시 참조하면, LO 회로(210)는 2412MHz에서 채널(1)로부터 2472MHz에서의 채널(13)로의 반복을 용이하게 하도록 구성될 수 있다. 따라서, 채널(1) 및 채널(13)로부터의 신호 입력(211 및 212) 각각은 RF 모듈(110)과 같은 예시적인 RF 모듈로부터 수신될 수 있다. 신호 입력(211 및 212)은 LO 유도된 측파대 신호로 혼합하기 위해 각각 믹서(213 및 214)에 입력될 수 있다. 본 예에서, 입력 신호(211)는 수신을 위해 지정되고, 따라서, 인식되는 바와 같이 하향 변환을 위해 1950MHz 신호로 믹서(213)에 혼합된다. 하향 변환 신호는, 단일 측파대(SSB) 믹서의 상부 측파대역 부분(229)에서 1818MHz로부터 2010MHz로 튜닝가능한 LO 1(220)로부터 생성된 1818MHz 신호를 혼합함으로써 생성된 후에 선택적으로 가능한 버퍼(231)로부터 출력된다. 채널(13)이 하향 변환을 위해 선택된 경우, 1878MHz 하향 변환 신호가 예시적인 SSB 믹서의 하부 측파대 부분(230)에서 1818MHz에서 2010MHz로의 튜닝가능한 LO 2(222)로부터 생성된 2010MHz 신호를 혼합함으로써 생성된 후에 선택적으로 가능한(본 예에서 디스에이블되는) 버퍼(232)로부터 출력된다.
일단 하향 변환되면, 신호(211)는, 임의의 비컨 신호, 패킷 등이 264MHz 디지털 클록율을 이용하여 입력 신호(211)로부터 추출될 수 있는 비컨 복조기(215)로 전달될 수 있다. 디지털 복조기가 예를 들어 디지털 복조기 및 시퀀스와 연계하여 전술한 바와 같이 프로세서, 시퀀서, 제어기 등에 결합되는 것이 인식될 것이다. 송신기 측상에서, 네트워크 제어 또는 신호 발신 정보는 비컨 변조기(217)를 이용하여 외부 신호(outbound signal)와 혼합될 수 있다. 변조기(217)를 구동하기 위해, 132MHz 신호는 분리기(223, 224, 225)에서 1056MHz에서 고정 LO(221)를 분리시킴으로써 생성된다. 132MHz 신호는, 426MHz 신호를 생성하기 위해 가능할 때 버퍼(228)로부터 출력된 528MHz 신호와 믹서(227)에서 혼합하기 위한 66MHz 신호를 생성하도록 분리기(226)를 이용하여 추가로 분리될 수 있다. 변조된 출력 신호는, 비컨 변조기(217)가 회로 외부에 있도록 정상적으로 구성되는 스위치(216)에서 신호 경로에 삽입될 수 있다.
하향 변환된 신호는 출력 믹서(217)에 결합될 수 있고, 예를 들어 칩 외부에 위치한 GaAs 스위치와 같은 스위치(201)를 이용하여 채널(13)로 스위칭된다. 믹서(217)가 LO 2(222)에 의해 생성된 2010MHz에서 상향 변환 신호를 제공하도록 가능한 버퍼(213)에 결합될 수 있음이 인식될 것이다. 반복이 채널(13)로부터 채널(1)로 이루어지는 경우에, 채널(13) 상의 신호(212)는, 고정 LO(221)로부터 생성된 1056MHz 신호를 분리시키기 위해 분리기(223, 224, 225)를 이용하여 전술한 바와 같이 생성된 132MHz 신호와 LO 2(222)로부터 생성된 2010MHz 신호를 혼합함으로써 버퍼(232)로부터 생성된 1878MHz를 이용하여 믹서(214)에서 하향 변환될 수 있다. 하향 변환된 신호는 임의의 변조된 신호 발신 데이터를 검색하기 위해 설명된 비컨 복조기(215)에 입력될 수 있다. 그 다음에 하향 변환된 신호는 LO 1(220)로부터 생성된 1818MHz 신호를 이용하여 상향 변환될 수 있는 믹서(218)에 입력될 수 있고, 가능할 때 버퍼(213)로부터 출력될 수 있다. 신호는 스위치(201)가 도시된 것으로부터 교대 위치에 있을 때 채널(1) 상에서 반복할 수 있다. 전술한 LO 회로(210)가 가장 간단한 구조이지만, 표 2에 기술된 영역에서 성능을 희생시킨다는 것이 이해된다.
도 3을 참조하면, 상기 예에서와 같이, LO 회로(310)는 2412MHz에서의 채널(1)로부터 2472MHz에서의 채널(13)로의 반복을 용이하게 하도록 구성될 수 있다. 따라서, 채널(1)과 채널(13)로부터 각각의 신호 입력(211 및 212)은 전술한 RF 모듈(110)과 같은 예시적인 RF 모듈로부터 수신될 수 있다. 신호 입력(211 및 212)은 LO 유도된 측파대 신호와 혼합하기 위해 각각 믹서(213 및 314)에 입력될 수 있다. 본 예에서, 입력 신호(211)는 수신을 위해 지정되고, 따라서, 전술한 바와 같이 믹서(213)에서 1950MHz 하향 변환 신호와 혼합된다. 1950MHz 하향 변환 신호는 단일 측파대(SSB) 믹서의 상부 측파대 부분(329)에서 1686MHz에서 1746MHz로의 튜닝가능한 LO 1(320)로부터 생성된 1686MHz 신호를 혼합함으로써 생성된 후에 선택적으로 가능한 버퍼(231)로부터 출력된다.
일단 하향 변환되면, 신호(211)는, 임의의 비컨 신호, 패킷 등이 분리기(223 및 224)에서 1056MHz에서 고정 LO(221)를 분리함으로써 생성된 264MHz 디지털 클록율을 이용하여 입력 신호(211)로부터 추출될 수 있는 비컨 복조기(215)로 전달될 수 있다. 송신기 측상에서, 네트워크 제어 또는 신호 발신 정보는 비컨 변조기(317)를 이용하여 외부 신호와 혼합될 수 있다. 변조기(317)를 구동하기 위해, 132MHz 신호는, 594MHz 신호를 생성하기 위해 가능할 때 버퍼(228)로부터 출력된 528MHz 신호와 믹서(327)에서 혼합하기 위한 66MHz 신호를 생성하도록 분리기(226)를 이용하여 추가로 분리될 수 있다. 변조된 출력 신호는, 비컨 변조기(317)가 회로 외부에 있도록 정상적으로 구성되는 스위치(316)에서 신호 경로에 삽입될 수 있다.
하향 변환된 신호는 중간 믹서(333) 및 출력 믹서(217)에 결합될 수 있고, 스위치(201)를 이용하여 채널(13)로 스위칭된다. 믹서(333)는 믹서(217)에 결합되는 594MHz 중간 신호를 생성하기 위해 462MHz 신호와 132MHz 신호를 혼합한다. 믹서(217)가 LO 2(222)에 의해 생성된 1878MHz에서 상향 변환 신호를 제공하도록 가능한 버퍼(213)에 결합될 수 있음이 인식될 것이다. 반복이 채널(13)로부터 채널(1)로 이루어지는 경우에, 채널(13) 상의 신호(212)는, 예시적인 SSB 믹서의 하부 측파대 부분(330)에서 1818MHz로부터 1878MHz 및 132MHz로의 튜닝가능한 LO 2(322)로부터 생성된 1878MHz 신호를 혼합함으로써 버퍼(232)로부터 생성된 2010MHz를 이용하여 믹서(314)에서 하향 변환될 수 있다. 채널(13)로부터의 신호(212)가 하향 변환에 사용되면, 하향 변환된 신호는 726MHz 중간 신호를 출력하는 중간 믹서(334)에 결합된다. 중간 신호는 LO 1(320)로부터 생성된 1686MHz 신호를 이용하여 상향 변환될 수 있는 믹서(218)에 입력될 수 있고, 가능하면 버퍼(213)로부터 출력된다. 신호는 스위치(201)가 도시된 것으로부터 교대 위치에 있을 때 채널(1) 상에서 반복할 수 있다. 전술한 LO 회로(310)가 뛰어난 분리를 제공하지만, 더 많은 회로 복잡도가 예를 들어 중간 믹서(333 및 334)와 같은 추가 믹서의 형태로 필요하다.
또 다른 예시적인 실시예에 따라, 도 4에 도시된 LO 회로(410)는 풀링 성능에서 약간의 감소가 있는, 표 2에 기술된 모든 영역에서 뛰어난 성능을 제공한다. LO 회로(410)는, 구성요소가 하나의 채널 상에서 인에이블되고 다른 채널 상에서 디스에이블될 필요가 없이 반복을 제공하도록 구성되는 더 고정된 해결책을 제공한다. 예를 들어, 2412MHz에서 채널(1)과 연관된 입력 신호(411)는 1818MHz와 1878MHz 사이에 튜닝가능한, LO 1(441)로부터의 1818MHz 신호와 믹서(413)에서 혼합될 수 있다. LO 1(441)로부터의 1818MHz 신호가 또한 상향 변환 믹서(427)에 결합되는 것이 주지된다. 2472MHz에서 채널(13)과 연관된 입력 신호(412)는 2742MHz와 2802MHz 사이에 튜닝가능한, LO 2(442)로부터 2802MHz 신호와 믹서(414)에서 혼합될 수 있다. LO 2(442)로부터의 2802MHz 신호가 상향 변환 믹서(426)에 또한 결합되는 것이 주지된다. LO 회로(310) 및 LO 회로(410)와 달리, LO 회로(410)가 상향 변환 및 하향 변환 회로에서 버퍼를 포함하지 않기 때문에, 회로 복잡도는 감소된다. 믹서(413 및 414)로부터 출력된 하향 변환된 신호는 분리기(417)에 의해 분리된 924MHz에서 고정 LO(440)로부터 생성된 264MHz 신호를 이용하여 구동될 수 있는 비컨 복조기(415)에 입력될 수 있다. 비컨 복조기(415)는 예를 들어 전술한 바와 같이 신호(411 및 412) 상에 존재할 수 있는 신호 발신 정보를 복조하기 위한 것이다. 이제 각각 594MHz 및 330MHz의 중간 주파수에서 하향 변환된 신호(411 및 412)는, 고정 LO(440)로부터 924MHz 신호와 혼합되는, 각각 중간 믹서(420 및 419)에 입력될 수 있다.
중간 믹서(419 및 420)에서 혼합하는 효과는 각 채널 상에서 주파수를 교환하는 것이다. 따라서, 채널(13)로부터의 330MHz 하향 변환된 신호는 594MHz로 변환되고, 채널(1)로부터의 594MHz 하향 변환된 신호는 330MHz로 변환된다. 중간 믹서(419 및 420)의 출력으로부터 교환된 중간 신호는 상향 변환을 위해 믹서(427 및 426)에 결합될 수 있다. 믹서(427)는 LO 1(441)로부터의 1818MHz 신호와, 채널(13)로부터 유래하는 중간 믹서(419)로부터의 594MHz 신호를 혼합하여, 채널(1)과 연관된 2412MHz 신호를 형성한다. 유사하게, 믹서(426)는 LO 2(442)로부터의 2802MHz 신호와, 채널(1)로부터 유래하는 중간 믹서(420)로부터의 330MHz 신호를 혼합하여, 채널(13)과 연관된 2472MHz 신호를 형성한다. 믹서(427 및 426)로부터의 신호는 채널(13) 상에서 2472MHz의 주파수를 반복하기 위한 위치에 도시된 출력 선택 스위치(430)로 버퍼(429 및 428)를 통해 출력될 수 있다. 따라서, 예시적인 LO 회로(410)는 반복기 채널에서 빠른 변화를 용이하게 하는데, 이는 반복기가 주지된 바와 같이 출력 선택 스위치(430)에 의해 수행된 최종 출력 신호로 양쪽 채널 상에서 검출, 하향 변환 및 상향 변환을 하도록 구성되기 때문이다.
LO 회로(410)와 연관된 하나의 상당한 이점은, 동일한 기준 클록에 대해 LO 1(441) 및 LO 2(442)를 동기하는 것에 기초한 반복 신호에 대한 주파수 에러에서 상당한 감소가 있다는 것이다. 예로서, LO 회로(410)에서, 임의의 신호 경로에서, 반복된 신호는 "높은 측파, 높은 측파, 낮은 측파" 또는 "낮은 측파, 높은 측파, 높은 측파"으로서 구성된 3개의 믹서를 알 것이다. "높은 측파"가 신호 경로 주파수보다 더 큰 LO 혼합 주파수로 지칭된다는 것이 인식될 것이다. 각 높은 측파 혼합이 스펙트럼 반전을 초래하기 때문에, 임의의 하나의 높은 측파 혼합에 의해 야기된 스펙트럼 반전을 정정하기 위해 각 신호 경로에서 2개의 높은 측파 혼합을 갖는 것이 필요하다. 2개의 높은 측파 믹서 사이의 임의의 오프셋은 LO의 주파수 및 ppm 단위의 에러 인자에 따라 삭제될 것이다.
예를 이용하여, 15ppm의 드리프트 등급화에 대한 기준이 "높은 측파, 높은 측파, 낮은 측파" 경우에 대해 10ppm에 의해 높게 드리프트된다고 가정해보자. RF 주파수, 즉 2412GHz를 갖는 신호가 일반적으로 3006MHz에서 높은 측파 LO를 갖는 믹서에 입력되지만, 3006.030060MHz 즉 10ppm으로 드리프트되면, 3006.030060MHz-2412GHz=594.030060MHz의 주파수에서의 IF 신호가 초래되며, 이것은 너무 높은데, 그 이유는 IF가 정상적으로 594MHz에 있기 때문이다. 다음으로, 높은 IF 신호는 정상적으로 1056MHz에서 높은 측파 LO를 갖는 다른 믹서에 삽입되지만, 1056.010560MHz 하이로 드리프트된다. 결과적인 IF 신호는 1056.010560MHz-594.030060MHz=461.980500MHz인데, 이는 너무 낮은데, IF가 정상적으로 462MHz이기 때문이다. IF 신호는 정상적으로 2000MHz에서 낮은 측파 LO를 갖는 상향 변환 믹서에 삽입되지만, 이제 2000.020000MHz로 드리프트된다. 결과적인 신호는 2000.020000MHz+461.980500MHz=2462.000500MHz이고, 이는 높은데, 상향 변환된 신호가 정상적으로 2462MHz이기 때문이다. 결과적인 총 TX 에러는 기준에서 본래 발생하는 실제 10ppm 시프트보다 적은 500Hz/2462MHz=0.203ppm이다.
다른 예에서, 15ppm 드리프트 등급화를 갖는 기준이 "낮은 측파, 높은 측파, 높은 측파" 경우에서 10ppm만큼 높게 드리프트된다고 다시 가정된다. RF 주파수=2462GHz를 갖는 신호가 2000MHz에서 정상적으로 낮은 측파 LO를 갖는 믹서에 입력되지만, 이제 2000.020000MHz로 드리프트된다면, 2462MHz-2000.020000MHz=461.980000MHz의 주파수에서 IF 신호가 초래되고, 이것은 너무 낮은데, 그 이유는 IF 신호가 정상적으로 462MHz이기 때문이다. 다음으로, IF 신호는 1056MHz에서 정상적으로 높은 측파 LO를 갖는 다른 믹서에 삽입되지만, 1056.010560Mhz로 드리프트된다. 결과적인 IF는, IF 신호가 정상적으로 594MHz에 있기 때문에 너무 높은 1056.010560MHz-461.980000MHz=594.030560MHz이다. 신호는 이 때 3006.030060MHz로 드리프트된 정상적으로 3006MHz에서 높은 측파 LO를 갖는 상향 변환 믹서에 삽입된다. 결과적인 상향 변환된 신호는 3006.030060MHz-594.030560MHz=2411.999500MH이고, 이것은 너무 낮은데, 그 이유는 상향 변환된 신호가 정상적으로 2412MHz에 있기 때문이다. 결과적인 총 TX 에러는 500Hz/2412MHz=0.207ppm 에러이다.
따라서, 반복된 신호는 본질적으로 LO 회로의 구성에 기초하여 0 근처로 정정된다. 2개의 높은 측파 혼합을 이용하는 정정 효과의 결과는, 주파수 정밀도가 2450MHz와 같은 절대 시스템 RF 주파수에 관련되는 기준을 필요로 하는 대신에, 기준의 정밀도가 반복기의 입력 주파수와 출력 주파수 사이의 차이에 관련될 수 있는데, 이것은 예시적인 실시예에 따라, 일반적으로 802.11b/g 시스템에 대해 100MHz보다 낮다는 것이다. 관련 에러만이 비컨 복조기에 입력된 신호와 연관된 에러인데, 이는 신호가 복조기의 입력 스테이지에 결합되기 전에 하나의 하향 변환만을 겪기 때문이다. 50ppm의 에러 마진이 직교 위상 시프트 키잉(QPSK) 신호를 성공적으로 복조하는데 필요하기 때문에, 15ppm 발진기가 적절하다. 예시적인 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM) 검출기가 더 큰 에러를 허용할 수 있다. 15ppm보다 큰 에러 마진을 갖는 발진기가 사용될 수 있어서, 비용을 절감시킨다. 15ppm이 표준 WLAN 발진기이기 때문에, 20ppm보다 크지 않은 클록 에러에 대한 802.11g 표준 호출이 특히 주어진 예시적인 발진기 소스에 대한 적절한 선택일 것이다.
예를 들어 본 명세서에 참고용으로 병합된 전술한 미국 가특허 출원 번호 60/576,290에 설명된 것과 같은 실행된 시험에 따라, 예시적인 반복기는 11Mps에서의 802.11b 파형 뿐 아니라 54Mbps 및 6Mbps에서 802.11g 파형을 수신할 수 있고, 과도 신호 저하 없이 이들을 반복한다. 각 시험은 CH1 상의 최소 감도에서 특수 파형을 삽입하고, 다음에 전체 전력에서 CH11로 그리고 감소된 전력에서 후속 시험 CH6에서 신호를 반복한다. 반복된 파형은 이 때 적절한 EVM이 반복되는 것을 보장하기 위해 체크한다. 더 좁은 SAW 필터로, 인접 채널 반복에 대한 송신 전력은 심지어 더 개선될 것이다. 따라서, 예시적인 반복기가 최소 감도에서 CH1 상의 신호를 쉽게 수신할 수 있고, 최대 전력에서 CH11로의 신호를 반복할 수 있다는 것이 설명된다. 반복기는 이격의 6(5MHz) 채널이 수신기와 송신기 사이에 있는 한 최대 전력으로 신호를 반복할 수 있다. 따라서, CH1 상에 수신된 신호는 최대 전력으로 CH8-11 상에 반복될 수 있다. 반복이 CH6 또는 CH7 상에서 바람직하면, 출력 전력은 감소되어야 한다. 다시, 개선된 SAW 필터 저하는 인접 채널에 대해서만 1-2dB이어야 한다.
다양한 예시적인 실시예에 따라, 예시적인 반복기와 연관된 몇몇 파라미터는 다음 표에 설명된다. 에시적인 ASIC은 예를 들어 0.35μ SiGe BiCMOS 프로세스를 이용하여 제조될 수 있다. 규격은 임피던스가 ASIC 내부에서 매우 다르기 때문에 변할 것이다.
파라미터 최대 일반적
케이스 온도 저장 -65 내지 150℃ 동작 0~70℃
접합 온도 동작 0-110℃ 65℃
서플라이 전압 일반적 전압 ±5% 3.3V 및 5.0V
정전기 방전 허용치 2000V
RF 인 TBD
I/O 전압 TBD
낮은 측파 튜닝가능 합성(Synth1)은, 낮은 측파 및 높은 측파 튜닝가능 합성기 모두에 대해 상이한 국가에 속할 때 지원된 RF 주파수, 및 연관된 LO 주파수를 기술하는 아래의 표 4에 따라 설정될 수 있다. 모든 합성기에 대한 기준이 22MHz TCXO이고, 튜닝가능한 합성기가 1MHz 비교 주파수를 이용한다고 가정하자. 표 5는 Synth1을 특징짓는데 사용될 수 있다.
CH 번호 RF 주파수 (GHz) LO 주파수 낮은 측파(GHz) LO 주파수 높은 측파(GHz) 북미 유럽 스페인 프랑스 일본-MKK
1 2.412 1.950 3.006 x x x
2 2.417 1.955 3.011 x x x
3 2.422 1.960 3.016 x x x
4 2.427 1.965 3.021 x x x
5 2.432 1.970 3.026 x x x
6 2.437 1.975 3.031 x x x
7 2.442 1.980 3.036 x x x
8 2.447 1.985 3.041 x x x
9 2.452 1.990 3.046 x x x x
10 2.457 1.995 3.051 x x x x x
11 2.462 2.000 3.056 x x x x
12 2.467 2.005 3.061 x x x
13 2.472 2.010 3.066 x x x
14 2.484 2.022 3.078 x
주의: x는 표시된 국가에 사용된 ch을 나타냄.
파라미터 최소 일반적 최대
중심 주파수@1MHz.step 1950MHz 2022MHz
기준 주파수 22MHz 50MHz
합성기 Ref 자극 -50dBc -55dBc
주파수 스텝 크기 1MHz
동기 시간 TBD 10ms
위상 잡음@10KHz* -82dBc/Hz -80dBc/Hz
위상 잡음@100KHz* -92dBc/Hz -90dBc/Hz
위상 잡음#1MHz* -130dBc/Hz -128dBc/Hz
위상 잡음#10MHz* -152dBc/Hz -150dBc/Hz
* 50KHz 루프 BW 및 10MHz(±10ppm) 기준 발진기를 가정
합성기(2)는 다음과 같이 표 6에서 특징될 수 있다.
파라미터 최소 일반적 최대
중심 주파수@1MHz.step 3006MHz - 3078MHz
기준 주파수 22MHz 50MHz
합성기 Ref 스퍼 -50dBc -55dBc
주파수 스텝 크기 1MHz
동기 시간 TBD 10ms
위상 잡음@10KHz* -80dBc/Hz -78dBc/Hz
위상 잡음@100KHz* -90dBc/Hz -88dBc/Hz
위상 잡음#1MHz* -128dBc/Hz -126dBc/Hz
위상 잡음#10MHz* -150dBc/Hz -148dBc/Hz
* 50KHz 루프 BW 및 10MHz(±10ppm) 기준 발진기
고정 주파수 합성기는 다음과 같이 표 7에 특징될 수 있다.
파라미터 최소 일반적 최대
중심 주파수 1056MHz
기준 주파수 22MHz 50MHz
합성기 Ref 스퍼 -55dBc -60dBc
주파수 스텝 크기 1MHz
동기 시간 TBD 10ms
위상 잡음@10KHz* -85dBc/Hz -83dBc/Hz
위상 잡음@100KHz* -106dBc/Hz -103dBc/Hz
위상 잡음#1MHz* -138dBc/Hz -136dBc/Hz
위상 잡음#10MHz* -152dBc/Hz -150dB/Hz
* 50KHz 루프 BW 및 10MHz(±10ppm) 기준 발진기
당업자는 전술한 바와 같이, 다양한 기술이 본 명세서에 설명되고 논의된 예에 도시된 것 이외에 본 발명에서 상이한 국부 발진기 등을 결정하는데 사용될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 예는 채널(1)로부터 채널(13)로 또는 그 반대로 반복에 집중한다. 그러나, 당업자는, 그러한 예가 예시적이고, 다른 반복 채널 구성이 사용될 수 있음을 인식할 것이다. 추가적으로, RF 모듈(210) 및 반복기 모듈(200) 및 다른 요소와 같은 다양한 구성요소는 단일 집적 디바이스에 결합될 수 있거나 부분적으로 ASIC 및 별도 구성요소 등에서 구현될 수 있다. 특정 구성요소 및 이들의 상호 연결에 대한 다른 변화 및 변경은 본 발명의 범주 및 사상에서 벗어나지 않고도 당업자에 의해 이루어질 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 일반적으로 무선 네트워크에 관한 것으로, 특히 주파수 변환 반복기에서 국부 발진기(LO)에 관한 것으로, 특히, 실질적인 고려사항은 LO 회로를 포함하는 반복기의 많은 또는 모든 구성요소가 집적 회로에서 구 현되는 시스템에서 그러한 반복기를 구현할 때 다루어져야 지는, 국부 발진기 등에 이용된다.

Claims (20)

  1. 무선 프로토콜에 따라 동작하는 주파수 변환 반복기에서 제 1 주파수 채널 상의 제 1 지국으로부터 제 2 주파수 채널 상의 제 2 지국으로 송신된 신호의 반복을 용이하게 하기 위한 국부 발진기(LO) 회로로서,
    제 1 주파수 채널과 연관된 제 1 튜닝가능 LO로서, 상기 제 1 튜닝가능 LO는 제 1 주파수 채널의 주파수보다 더 낮은 제 1 주파수 범위에서 튜닝가능한, 제 1 튜닝가능 LO와;
    제 2 주파수 채널과 연관된 제 2 튜닝가능 LO로서, 상기 제 2 튜닝가능 LO는 제 2 주파수 채널의 주파수보다 더 높은 제 2 주파수 범위에서 튜닝가능하고, 제 2 주파수 범위는 제 1 주파수 범위와 다른, 제 2 튜닝가능 LO와;
    제 1 주파수 채널 상의 신호를 제 1 중간 주파수를 갖는 제 1 중간 신호로 하향 변환하기 위한 제 1 하향 변환기로서, 상기 하향 변환은 제 1 튜닝가능 LO에 결합된 제 1 하향 변환 믹서를 이용하고, 제 2 주파수 채널 상의 신호를 제 2 중간 주파수를 갖는 제 2 중간 신호로 하향 변환하고, 상기 하향 변환은 제 2 튜닝가능 LO에 결합된 제 2 하향 변환 믹서를 이용하는, 제 1 하향 변환기 회로를
    포함하는, 국부 발진기 회로.
  2. 제 1항에 있어서,
    제 2 중간 주파수에서 제 1 중간 신호를 생성하도록 제 1 중간 주파수보다 너 높은 주파수를 이용하여 제 1 중간 신호를 하향 변환하고, 제 1 중간 주파수에서 제 2 중간 신호를 생성하도록 제 2 중간 주파수보다 더 높은 주파수를 이용하여 제 2 중간 신호를 하향 변환하기 위한 제 2 하향 변환기 회로와;
    상기 제 1 튜닝가능 LO에 결합된 제 1 상향 변환 믹서를 이용하여 제 2 중간 주파수에서의 제 1 중간 신호와, 제 2 튜닝가능 LO에 결합된 제 2 상향 변환 믹서를 이용하는 제 1 중간 주파수에서의 제 2 중간 신호를 상향 변환하기 위한 상향 변환기 회로를 더 포함하고,
    상기 제 1 및 제 2 하향 변환기 회로에서 생성된 하나 이상의 스펙트럼 반전은 상향 변환기 회로에서 제거되는, 국부 발진기 회로.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 제 1 튜닝가능 LO 및 제 2 튜닝가능 LO는 상향 변환기 회로 및 제 1 하향 변환기 회로에 직접 결합되는, 국부 발진기 회로.
  4. 제 1항에 있어서, 하향 변환기 및 고정 LO에 결합된 비컨 복조기 회로를 더 포함하고, 상기 비컨 복조기는 무선 프로토콜과 연관된 제어 신호를 복조하도록 구성되는, 국부 발진기 회로.
  5. 제 1항에 있어서, 상기 무선 프로토콜은 시분할 듀플렉스(TDD) 프로토콜, 802.11b 프로토콜, 및 802.11g 프로토콜 중 하나를 포함하는, 국부 발진기 회로.
  6. 제 1항에 있어서, 상기 제 1 튜닝가능 LO, 제 2 튜닝가능 LO, 제 1 하향 변환기, 제 2 하향 변환기, 및 상향 변환기는 집적 회로, 응용 주문형 집적 회로(ASIC), 및 혼성 집적 회로 중 하나를 포함하는 집적 회로로서 형성되는, 국부 발진기 회로.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 집적 회로는 0.35μ 실리콘 게르마늄(SiGe) 바이폴라 상보 금속 산화물 반도체(BiCMOS) 집적 회로를 포함하는, 국부 발진기 회로.
  8. 제 1항에 있어서, 상기 제 1 튜닝가능 LO 및 제 2 튜닝가능 LO는 동일한 클록 기준에 동기되는, 국부 발진기 회로.
  9. 무선 프로토콜에 따라 동작하는 주파수 변환 반복기에서 제 1 주파수 채널 상의 제 1 지국으로부터 제 2 주파수 채널 상의 제 2 지국으로 송신된 신호의 반복을 용이하게 하기 위한 반복기 회로로서,
    제 1 주파수 채널 및 제 2 주파수 채널 중 하나 상에서 상기 신호를 수신하고, 상기 제 1 주파수 채널 및 제 2 주파수 채널 중 다른 하나 상에서 신호의 반복된 버전을 송신하도록 구성된 RF 회로와;
    상기 RF 회로에 결합된 국부 발진기(LO) 회로를 포함하고, 상기 국부 발진기 회로는,
    제 1 주파수 채널과 연관된 제 1 튜닝가능 LO로서, 상기 제 1 튜닝가능 LO는 제 1 주파수 채널의 주파수 및 제 2 주파수 채널의 주파수 중 하나보다 더 높은 제 1 주파수 범위에서 튜닝가능한, 제 1 튜닝가능 LO와;
    제 2 주파수 채널과 연관된 제 2 튜닝가능 LO로서, 상기 제 2 튜닝가능 LO는 다른 제 1 주파수 채널의 주파수 및 다른 제 2 주파수 채널의 주파수보다 더 낮은 제 2 주파수 범위에서 튜닝가능한, 제 2 튜닝가능 LO와;
    제 1 높은 측파 믹서 및 제 1 낮은 측파 믹서를 갖는 제 1 하향 변환기 회로로서, 상기 높은 측파 믹서는 제 1 주파수 채널 및 제 2 주파수 채널 중 하나와 연관되고, 상기 제 1 낮은 측파 믹서는 제 1 주파수 채널 및 제 2 주파수 채널 중 다른 하나와 연관되고, 상기 제 1 하향 변환기는 하나로부터 제 1 중간 신호를 생성하고, 다른 하나로부터 제 2 중간 신호를 생성하는, 제 1 하향 변환기 회로를
    포함하는, 반복기 회로.
  10. 제 9항에 있어서,
    제 2 높은 측파 믹서 및 제 3 높은 측파 믹서를 갖는 제 2 하향 변환기 회로로서, 상기 제 2 높은 측파 믹서는 제 1 중간 신호와 연관되고, 제 3 높은 측파 믹서는 제 2 중간 신호와 연관되는, 제 2 하향 변환기 회로와;
    제 4 높은 측파 믹서 및 제 2 낮은 측파 믹서를 갖는 상향 변환기 회로로서, 상기 제 4 높은 측파 믹서는 제 2 중간 신호를 혼합하는 것과 연관되고, 제 2 낮은 측파 믹서는 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 생성하기 위해 제 1 중간 신호를 혼합하는 것과 연관되고, 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호는 정정된 스펙트럼 반 전 특성을 갖는, 상향 변환기 회로를
    더 포함하는, 반복기 회로.
  11. 제 10항에 있어서, 상기 제 1 튜닝가능 LO는 제 1 높은 측파 믹서 및 제 4 높은 측파 믹서에 직접 결합되고, 제 2 튜닝가능 LO는 제 1 낮은 측파 믹서 및 제 2 낮은 측파 믹서에 직접 결합되는, 반복기 회로.
  12. 제 9항에 있어서, 상기 제 1 튜닝가능 LO 및 제 2 튜닝가능 LO는 동일한 기준으로부터 동작하는, 반복기 회로.
  13. 제 9항에 있어서, 상기 무선 프로토콜은 시분할 듀플렉스(TDD) 프로토콜, 802.11b 프로토콜, 및 802.11g 프로토콜 중 하나를 포함하는, 반복기 회로.
  14. 제 9항에 있어서, 상기 LO 회로는 집적 회로, 응용 주문형 집적 회로(ASIC), 및 혼성 집적 회로 중 하나를 포함하는 집적 회로로서 형성되는, 반복기 회로.
  15. 제 14항에 있어서, 상기 집적 회로는 0.35μ 실리콘 게르마늄(SiGe) 바이폴라 상보 금속 산화물 반도체(BiCMOS) 집적 회로를 포함하는, 반복기 회로.
  16. 무선 프로토콜에 따라 동작하는 주파수 변환 반복기에서 제 1 주파수 채널 상의 제 1 지국으로부터 제 2 주파수 채널 상의 제 2 지국으로 송신된 신호의 반복을 용이하게 하기 위한 비 재생 주파수 변환 반복기로서,
    제 1 튜닝가능 LO 및 제 2 튜닝가능 LO를 갖는 국부 발진기(LO)로서, 상기 제 1 튜닝가능 LO는 제 1 주파수 채널과 연관되고, 제 2 튜닝가능 LO는 제 2 주파수 채널과 연관되는, 국부 발진기와;
    제 1 튜닝가능 LO 및 제 2 튜닝가능 LO에 결합된 하향 변환기 회로로서, 상기 제 1 튜닝가능 LO는 하향 변환기 회로와 연관된 제 1 믹서에 결합되고, 제 2 튜닝가능 LO는 LO 회로와 연관된 제 2 믹서에 결합되고, 상기 하향 변환기 회로는 제 1 중간 신호 및 제 2 중간 신호를 생성하는, 하향 변환기 회로와;
    제 1 중간 신호로부터 생성된 제 1 상향 변환된 중간 신호와 연관된 제 3 믹서와, 제 2 중간 신호로부터 생성된 제 2 상향 변환된 중간 신호와 연관된 제 4 믹서를 구비하는 제 1 상향 변환기를
    포함하는, 주파수 변환 반복기.
  17. 제 16항에 있어서, 제 5 믹서 및 제 6 믹서를 구비하는 제 2 상향 변환기로서, 상기 제 5 믹서는 제 1 상향 변환된 중간 신호와 연관되고, 제 6 믹서는 제 2 상향 변환된 중간 신호와 연관되는, 주파수 변환 반복기.
  18. 제 16항에 있어서, 상기 제 1 튜닝가능 LO 및 제 2 튜닝가능 LO는 상기 하향 변환기 회로에 직접 결합되는, 주파수 변환 반복기.
  19. 제 16항에 있어서,
    고정 LO 회로와;
    상기 하향 변환기 및 고정 LO에 결합된 비컨 복조기 회로로서, 상기 비컨 복조기는 무선 프로토콜과 연관된 제어 신호를 복조하도록 구성된, 비컨 복조기 회로를
    더 포함하는, 주파수 변환 반복기.
  20. 제 16항에 있어서, 상기 무선 프로토콜은 시분할 듀플렉스(TDD) 프로토콜, 802.11b 프로토콜, 및 802.11g 프로토콜 중 하나를 포함하는, 주파수 변환 반복기.
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