JP3337795B2 - 中継装置 - Google Patents
中継装置Info
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- JP3337795B2 JP3337795B2 JP31024393A JP31024393A JP3337795B2 JP 3337795 B2 JP3337795 B2 JP 3337795B2 JP 31024393 A JP31024393 A JP 31024393A JP 31024393 A JP31024393 A JP 31024393A JP 3337795 B2 JP3337795 B2 JP 3337795B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/10—Polarisation diversity; Directional diversity
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＳＫ（位相シフトキ
ーイング）及びＱＡＭ（直交振幅変調）等の直交変調方
式を採用した無線伝送路の中継のための中継装置に関す
る。
ーイング）及びＱＡＭ（直交振幅変調）等の直交変調方
式を採用した無線伝送路の中継のための中継装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】中継装置は、受信信号からベースバンド
信号を再生する復調器（ＤＥＭ）と、再生されたベース
バンド信号を再度変調する変調器（ＭＯＤ）とから成っ
ている。ＤＥＭでは、周波数オフセットおよび位相ジッ
タを含む受信信号の搬送波に同期した局部発振信号で受
信信号を直交検波してベースバンド信号を得るため、電
圧制御発振器（ＶＣＯ）が使用される。ＭＯＤでは、高
安定、高精度の発振器が使用され、これを用いてベース
バンド信号が再度直交変調される。
信号を再生する復調器（ＤＥＭ）と、再生されたベース
バンド信号を再度変調する変調器（ＭＯＤ）とから成っ
ている。ＤＥＭでは、周波数オフセットおよび位相ジッ
タを含む受信信号の搬送波に同期した局部発振信号で受
信信号を直交検波してベースバンド信号を得るため、電
圧制御発振器（ＶＣＯ）が使用される。ＭＯＤでは、高
安定、高精度の発振器が使用され、これを用いてベース
バンド信号が再度直交変調される。
【０００３】この様にＤＥＭ，ＭＯＤでそれぞれ局部発
振器が使用されるので、これがコスト高、回路規模の増
大を招いていた。また、２つの発振器の周波数は非同期
で非常に接近しているので、両者の干渉を避けるため、
ＤＥＭ，ＭＯＤを同一のプリント基板上に搭載すること
ができず、これも又、回路規模増大の原因となってい
た。
振器が使用されるので、これがコスト高、回路規模の増
大を招いていた。また、２つの発振器の周波数は非同期
で非常に接近しているので、両者の干渉を避けるため、
ＤＥＭ，ＭＯＤを同一のプリント基板上に搭載すること
ができず、これも又、回路規模増大の原因となってい
た。
【０００４】したがって本発明の目的は、小型化、低コ
ストを実現した中継装置を提供することにある。
ストを実現した中継装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、直交変
調された受信信号を復調してベースバンド信号を再生
し、該再生ベースバンド信号を直交変調して出力する中
継装置であって、該受信信号の搬送波の周波数とほぼ等
しい固定周波数の局部発振信号を出力する局部発振器
と、該受信信号に該局部発振信号を作用させて直交検波
する直交検波器と、該直交検波器の出力に含まれる搬送
波と局部発振信号との間の誤差の成分を除去することに
よってベースバンド信号を再生する誤差成分除去器と、
該再生ベースバンド信号に前記局部発振信号を作用させ
て該再生ベースバンド信号を直交変調する直交変調器と
を具備する中継装置が提供される。
調された受信信号を復調してベースバンド信号を再生
し、該再生ベースバンド信号を直交変調して出力する中
継装置であって、該受信信号の搬送波の周波数とほぼ等
しい固定周波数の局部発振信号を出力する局部発振器
と、該受信信号に該局部発振信号を作用させて直交検波
する直交検波器と、該直交検波器の出力に含まれる搬送
波と局部発振信号との間の誤差の成分を除去することに
よってベースバンド信号を再生する誤差成分除去器と、
該再生ベースバンド信号に前記局部発振信号を作用させ
て該再生ベースバンド信号を直交変調する直交変調器と
を具備する中継装置が提供される。
【０００６】
【作用】上記の構成の採用により、ＤＥＭとＭＯＤの局
部発振器が共通化されて１つで済み、小型化低コスト化
が実現される。
部発振器が共通化されて１つで済み、小型化低コスト化
が実現される。
【０００７】
【実施例】図１は本発明の一実施例に係る中継装置の構
成を表わすブロック図である。本発明の中継装置の復調
器（ＤＥＭ）においては、受信信号の搬送波に同期した
局部発振信号を用いて同期直交検波を行なう代わりに、
受信信号の搬送波と非同期な局部発振信号による直交検
波を行ない、検波信号に残留する、搬送波と局部発振信
号との間の周波数差及び／又は位相差による誤差成分
（周波数オフセット及び／又は位相ジッタ）をディジタ
ル信号処理により補償するディジタルキャリアリカバリ
（ＤＣＲ）方式が採用されている。
成を表わすブロック図である。本発明の中継装置の復調
器（ＤＥＭ）においては、受信信号の搬送波に同期した
局部発振信号を用いて同期直交検波を行なう代わりに、
受信信号の搬送波と非同期な局部発振信号による直交検
波を行ない、検波信号に残留する、搬送波と局部発振信
号との間の周波数差及び／又は位相差による誤差成分
（周波数オフセット及び／又は位相ジッタ）をディジタ
ル信号処理により補償するディジタルキャリアリカバリ
（ＤＣＲ）方式が採用されている。
【０００８】図１において、受信信号は同相ハイブリッ
ド１０で２つに分岐され、ミキサ１２の一方の入力及び
ミキサ１４の一方の入力へ入力される。局部発振器１６
から出力される局部発振信号は直角ハイブリッド１８に
より、互いに位相が直交する２つの信号に分岐され、そ
れぞれミキサ１２及び１４の他方の入力へ入力される。
ミキサ１２及び１４の出力信号はそれぞれ低域フィルタ
２０及び２２により高域成分が除去されて、周波数オフ
セット及び位相ジッタを含む同相（Ｉ相）信号及び直交
（Ｑ相）信号が出力される。Ｉ相信号及びＱ相信号はそ
れぞれＡ／Ｄ変換器２４及び２６でディジタル信号に変
換され、位相回転部２８を経てトランスバーサル等化器
３０において波形等化されてＩ相信号及びＱ相信号から
なるベースバンド信号が再生される。制御部３２、ルー
プフィルタ３４、ディジタル電圧制御発振器（ＶＣＯ）
３６及び位相回転部２８は検波信号に残留する周波数オ
フセット及び位相ジッタを除去するためのフィードバッ
クループを形成し、制御部３２において検出される位相
誤差がゼロになるように、位相回転部２８における位相
回転が制御される。なお、波形等化の必要がない場合
は、トランスバーサル等化器３０は省略される。位相回
転部２８、制御部３２、ループフィルタ３４、及びディ
ジタルＶＣＯ３６の詳細な構成については後述する。
ド１０で２つに分岐され、ミキサ１２の一方の入力及び
ミキサ１４の一方の入力へ入力される。局部発振器１６
から出力される局部発振信号は直角ハイブリッド１８に
より、互いに位相が直交する２つの信号に分岐され、そ
れぞれミキサ１２及び１４の他方の入力へ入力される。
ミキサ１２及び１４の出力信号はそれぞれ低域フィルタ
２０及び２２により高域成分が除去されて、周波数オフ
セット及び位相ジッタを含む同相（Ｉ相）信号及び直交
（Ｑ相）信号が出力される。Ｉ相信号及びＱ相信号はそ
れぞれＡ／Ｄ変換器２４及び２６でディジタル信号に変
換され、位相回転部２８を経てトランスバーサル等化器
３０において波形等化されてＩ相信号及びＱ相信号から
なるベースバンド信号が再生される。制御部３２、ルー
プフィルタ３４、ディジタル電圧制御発振器（ＶＣＯ）
３６及び位相回転部２８は検波信号に残留する周波数オ
フセット及び位相ジッタを除去するためのフィードバッ
クループを形成し、制御部３２において検出される位相
誤差がゼロになるように、位相回転部２８における位相
回転が制御される。なお、波形等化の必要がない場合
は、トランスバーサル等化器３０は省略される。位相回
転部２８、制御部３２、ループフィルタ３４、及びディ
ジタルＶＣＯ３６の詳細な構成については後述する。
【０００９】再生されたベースバンド信号はＤ／Ａ変換
器３８，４０においてアナログ信号に変換され、低域フ
ィルタ４２，４４を経てミキサ４６，４８へ供給され
る。ミキサ４６，４８の他方の入力へは前述の局部発振
器１６からの信号をもとにして直角ハイブリッド５０に
おいて生成された、位相が互いに直交する局部発振信号
が供給される。ミキサ４６，４８の出力信号は同相ハイ
ブリッド５２において合成される。この様に、単一の局
部発振器１６からの信号がＤＥＭ５４及びＭＯＤ５６に
おいて共通に用いられる。
器３８，４０においてアナログ信号に変換され、低域フ
ィルタ４２，４４を経てミキサ４６，４８へ供給され
る。ミキサ４６，４８の他方の入力へは前述の局部発振
器１６からの信号をもとにして直角ハイブリッド５０に
おいて生成された、位相が互いに直交する局部発振信号
が供給される。ミキサ４６，４８の出力信号は同相ハイ
ブリッド５２において合成される。この様に、単一の局
部発振器１６からの信号がＤＥＭ５４及びＭＯＤ５６に
おいて共通に用いられる。
【００１０】中継装置の折り返し試験においては、ＭＯ
Ｄへ試験信号を入力し、ＭＯＤの出力をＤＥＭへ折り返
して、試験信号とＭＯＤの出力を比較して良否を判定す
ることが行なわれる。しかし、本発明の中継装置では、
ＭＯＤの局部発振信号とＤＥＭの局部発振信号とが常に
同期しているため、このままでは周波数変動への耐力試
験を行なうことができない。そこで、図２に示すよう
に、局部発振器１６からＭＯＤ５６への信号線を外部接
続端子５８を介して切り離し可能にし、折り返し試験の
際には、図３に示すように、ＭＯＤ５６への局部発振信
号として外部発振器６０からの信号を入力するようにす
れば、周波数変動への耐力試験が可能となる。
Ｄへ試験信号を入力し、ＭＯＤの出力をＤＥＭへ折り返
して、試験信号とＭＯＤの出力を比較して良否を判定す
ることが行なわれる。しかし、本発明の中継装置では、
ＭＯＤの局部発振信号とＤＥＭの局部発振信号とが常に
同期しているため、このままでは周波数変動への耐力試
験を行なうことができない。そこで、図２に示すよう
に、局部発振器１６からＭＯＤ５６への信号線を外部接
続端子５８を介して切り離し可能にし、折り返し試験の
際には、図３に示すように、ＭＯＤ５６への局部発振信
号として外部発振器６０からの信号を入力するようにす
れば、周波数変動への耐力試験が可能となる。
【００１１】図４は図１の制御部３２の構成の一例を表
わす図である。図４に示した例では、特開昭５７−３１
２５３号公報に記載されているように、ベースバンド信
号における位相のずれφe を φe ≒Ｉd ・Ｑe −Ｉe ・Ｑd と近似することに基づいてφe をを算出している。上式
中、Ｉd 及びＱd はそれぞれシンボルタイミングにおい
て判定器６２で判定されて得られたＩ相及びＱ相の判定
値であり、Ｉe 及びＱe はそれぞれＩ相及びＱ相の判定
誤差である。位相誤差φe の算出方法にはこれ以外にも
種々考えられているが、いずれも適用可能であることは
勿論である。また、実際の構成においては、例えば２５
６ＱＡＭの場合、シンボルタイミングにおけるＩ相及び
Ｑ相のディジタル値の上位４ビットがそれぞれＩd 及び
Ｑd に相当し、下位ビットがＩe 及びＱe に相当するよ
うに、Ａ／Ｄ変換器２４，２６の閾値が設定される。
わす図である。図４に示した例では、特開昭５７−３１
２５３号公報に記載されているように、ベースバンド信
号における位相のずれφe を φe ≒Ｉd ・Ｑe −Ｉe ・Ｑd と近似することに基づいてφe をを算出している。上式
中、Ｉd 及びＱd はそれぞれシンボルタイミングにおい
て判定器６２で判定されて得られたＩ相及びＱ相の判定
値であり、Ｉe 及びＱe はそれぞれＩ相及びＱ相の判定
誤差である。位相誤差φe の算出方法にはこれ以外にも
種々考えられているが、いずれも適用可能であることは
勿論である。また、実際の構成においては、例えば２５
６ＱＡＭの場合、シンボルタイミングにおけるＩ相及び
Ｑ相のディジタル値の上位４ビットがそれぞれＩd 及び
Ｑd に相当し、下位ビットがＩe 及びＱe に相当するよ
うに、Ａ／Ｄ変換器２４，２６の閾値が設定される。
【００１２】図５は図１のループフィルタ３４の詳細な
構成の一例を表わす図である。入力された位相誤差φe
は乗算器６４を通る第１のパス及び乗算器６６を通る第
２のパスに分岐される。第１のパスにおいては、乗算器
６４において定数Ａが乗算され、加算器６８及び遅延器
７０により積分される。第２のパスにおいては、乗算器
６６において定数Ｂが乗算され、加算器７２において第
１のパスの出力に加算され、位相制御値φc として出力
される。上記のように、第１のパスからは位相誤差φe
の平均値に比例した値が出力されるので、第１のパスか
らは周波数オフセットを補償するための制御値がつくり
出される。また、第２のパスからは位相誤差φe の瞬時
値に比例した値が出力されるので、第２のパスからは位
相ジッタを補償するための制御値がつくり出される。
構成の一例を表わす図である。入力された位相誤差φe
は乗算器６４を通る第１のパス及び乗算器６６を通る第
２のパスに分岐される。第１のパスにおいては、乗算器
６４において定数Ａが乗算され、加算器６８及び遅延器
７０により積分される。第２のパスにおいては、乗算器
６６において定数Ｂが乗算され、加算器７２において第
１のパスの出力に加算され、位相制御値φc として出力
される。上記のように、第１のパスからは位相誤差φe
の平均値に比例した値が出力されるので、第１のパスか
らは周波数オフセットを補償するための制御値がつくり
出される。また、第２のパスからは位相誤差φe の瞬時
値に比例した値が出力されるので、第２のパスからは位
相ジッタを補償するための制御値がつくり出される。
【００１３】図６はディジタルＶＣＯ３６の詳細な構成
の一例を表わす図である。位相制御値φc は加算器７４
及び遅延器７６によって積算され、回転する位相θが生
成される。さらに、位相θはＲＯＭ７８によりｓｉｎθ
及びｃｏｓθに変換されて出力される。図７は位相回転
部２８の詳細な構成を表わす図である。この位相回転部
２８においては次式に従って、直交信号Ｉ，Ｑの位相を
θだけ回転させてＩ′，Ｑ′を得ている。
の一例を表わす図である。位相制御値φc は加算器７４
及び遅延器７６によって積算され、回転する位相θが生
成される。さらに、位相θはＲＯＭ７８によりｓｉｎθ
及びｃｏｓθに変換されて出力される。図７は位相回転
部２８の詳細な構成を表わす図である。この位相回転部
２８においては次式に従って、直交信号Ｉ，Ｑの位相を
θだけ回転させてＩ′，Ｑ′を得ている。
【００１４】 Ｉ′＝Ｉｃｏｓθ−Ｑｓｉｎθ Ｑ′＝Ｉｓｉｎθ＋Ｑｃｏｓθ 上記の構成の制御部３２、ループフィルタ３４、ディジ
タルＶＣＯ３６、及び位相回転部２８によってフィード
バック制御を行なうことにより、受信搬送波と局部発振
信号との間の周波数差及び／又は位相差による位相誤差
φe がゼロとなるように制御され、周波数オフセットに
よる回転及び／又は位相ジッタを含まないベースバンド
信号が再生される。
タルＶＣＯ３６、及び位相回転部２８によってフィード
バック制御を行なうことにより、受信搬送波と局部発振
信号との間の周波数差及び／又は位相差による位相誤差
φe がゼロとなるように制御され、周波数オフセットに
よる回転及び／又は位相ジッタを含まないベースバンド
信号が再生される。
【００１５】図８は本発明の他の実施例に係る中継装置
の構成を表わすブロック図である。本実施例では局部発
振器１６だけでなく直角ハイブリッドについても、直角
ハイブリッド８０としてＤＥＭ５４及びＭＯＤ５６にお
いて共用化されている。この場合、同相ハイブリッド１
０、及びミキサ１２，１４からなるＤＥＭ側の直交検波
部と、ミキサ４６，４８及び同相ハイブリッド５２から
なる直交変調部とを近傍に配置する。直角ハイブリッド
をＤＥＭとＭＯＤで共用することにより、部品点数が減
少するだけでなく、９０°調整の工程が減少する。
の構成を表わすブロック図である。本実施例では局部発
振器１６だけでなく直角ハイブリッドについても、直角
ハイブリッド８０としてＤＥＭ５４及びＭＯＤ５６にお
いて共用化されている。この場合、同相ハイブリッド１
０、及びミキサ１２，１４からなるＤＥＭ側の直交検波
部と、ミキサ４６，４８及び同相ハイブリッド５２から
なる直交変調部とを近傍に配置する。直角ハイブリッド
をＤＥＭとＭＯＤで共用することにより、部品点数が減
少するだけでなく、９０°調整の工程が減少する。
【００１６】図９は、本発明の他の実施例に係り、周波
数の有効利用のため周波数が同一で偏波面が直交する２
つの偏波（Ｖ偏波及びＨ偏波）を利用する偏波共用方式
が採用されている無線伝送路の中継のための中継装置の
構成を表わすブロック図である。図９中、ＤＥＭ５４及
びＭＯＤ５６は図１又は図８に示した構成を有してい
る。交差偏波干渉補償器（ＸＰＩＣ）８２及び８４は、
交差偏波識別度（ＸＰＤ）の改善のため、他方の偏波の
受信信号から補償信号を生成して減算器８６，８８にお
いて減算することにより、交差偏波干渉歪を補償する。
数の有効利用のため周波数が同一で偏波面が直交する２
つの偏波（Ｖ偏波及びＨ偏波）を利用する偏波共用方式
が採用されている無線伝送路の中継のための中継装置の
構成を表わすブロック図である。図９中、ＤＥＭ５４及
びＭＯＤ５６は図１又は図８に示した構成を有してい
る。交差偏波干渉補償器（ＸＰＩＣ）８２及び８４は、
交差偏波識別度（ＸＰＤ）の改善のため、他方の偏波の
受信信号から補償信号を生成して減算器８６，８８にお
いて減算することにより、交差偏波干渉歪を補償する。
【００１７】既に説明したように、Ｖ偏波側のＤＥＭ５
４及びＭＯＤ５６には共通の局部発振器９０から局部発
振信号が供給される。さらに、ＸＰＩＣを使用するため
にはＶ偏波側とＨ偏波側とで送信機の局部発振信号の同
期がとれている必要があるので、Ｈ偏波側のＤＥＭ５４
及びＭＯＤ５６にも局部発振器９０から信号が供給され
る。
４及びＭＯＤ５６には共通の局部発振器９０から局部発
振信号が供給される。さらに、ＸＰＩＣを使用するため
にはＶ偏波側とＨ偏波側とで送信機の局部発振信号の同
期がとれている必要があるので、Ｈ偏波側のＤＥＭ５４
及びＭＯＤ５６にも局部発振器９０から信号が供給され
る。
【００１８】図９の構成では局部発振器９０に障害が発
生すると、Ｖ偏波側だけでなくＨ偏波側も使用不能にな
る。図１０はこの点を改良した中継装置の構成を表わす
ブロック図である。図１０において、Ｖ偏波側のＤＥＭ
５４及びＭＯＤ５６には局部発振器９０の出力が直接供
給されるが、Ｈ偏波側のＤＥＭ５４及びＭＯＤ５６には
ＰＬＬ回路９２を介して供給される。ＰＬＬ回路９２は
位相比較器９４、ループフィルタ９６及び電圧制御発振
器９８からなる周知の構成であり、局部発振器９０の出
力信号に位相同期した信号をＨ偏波側のＤＥＭ５４及び
ＭＯＤ５６へ供給する。
生すると、Ｖ偏波側だけでなくＨ偏波側も使用不能にな
る。図１０はこの点を改良した中継装置の構成を表わす
ブロック図である。図１０において、Ｖ偏波側のＤＥＭ
５４及びＭＯＤ５６には局部発振器９０の出力が直接供
給されるが、Ｈ偏波側のＤＥＭ５４及びＭＯＤ５６には
ＰＬＬ回路９２を介して供給される。ＰＬＬ回路９２は
位相比較器９４、ループフィルタ９６及び電圧制御発振
器９８からなる周知の構成であり、局部発振器９０の出
力信号に位相同期した信号をＨ偏波側のＤＥＭ５４及び
ＭＯＤ５６へ供給する。
【００１９】図９の構成において、仮に局部発振器９０
に障害が発生しても、ＶＣＯ９８が自走するので、Ｈ偏
波側は使用可能である。
に障害が発生しても、ＶＣＯ９８が自走するので、Ｈ偏
波側は使用可能である。
【００２０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、局
部発振器を復調器と変調器で共用できるので、コスト低
減、小型化、調整作業の簡略化が実現される。
部発振器を復調器と変調器で共用できるので、コスト低
減、小型化、調整作業の簡略化が実現される。
【図１】本発明の一実施例に係る中継装置を表わすブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】本発明の他の実施例に係り、折り返し試験が可
能な中継装置を表わすブロック図である。
能な中継装置を表わすブロック図である。
【図３】図２の中継装置の折り返し試験方法を説明する
ための図である。
ための図である。
【図４】図１の制御部３２の詳細な構成を表わすブロッ
ク図である。
ク図である。
【図５】図１のループフィルタ３４の詳細な構成を表わ
す図である。
す図である。
【図６】図１のディジタルＶＣＯ３６の詳細な構成を表
わすブロック図である。
わすブロック図である。
【図７】図１の位相回転部２８の詳細な構成を表わすブ
ロック図である。
ロック図である。
【図８】本発明の他の実施例に係る中継装置を表わすブ
ロック図である。
ロック図である。
【図９】本発明の他の実施例に係る中継装置を表わすブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１０】本発明の他の実施例に係る中継装置を表わす
ブロック図である。
ブロック図である。
１０，５２…同相ハイブリッド １２，１４，４６，４８…ミキサ １６…局部発振器 １８，５０…直角ハイブリッド ２０，２２，４２，４４…低域フィルタ
Claims (6)
- 【請求項１】 直交変調された受信信号を復調してベー
スバンド信号を再生し、該再生ベースバンド信号を直交
変調して出力する中継装置であって、 該受信信号の搬送波の周波数とほぼ等しい固定周波数の
局部発振信号を出力する局部発振器と、 該受信信号に該局部発振信号を作用させて直交検波する
直交検波器と、 該直交検波器の出力に含まれる搬送波と局部発振信号と
の間の誤差の成分を除去することによってベースバンド
信号を再生する誤差成分除去器と、 該再生ベースバンド信号に前記局部発振信号を作用させ
て該再生ベースバンド信号を直交変調する直交変調器と
を具備する中継装置。 - 【請求項２】 前記局部発振器からの局部発振信号から
第１の直交信号を生成して前記直交検波器へ供給する第
１の直角ハイブリッドと、 該局部発振信号から第２の直交信号を生成して前記直交
変調器へ供給する第２の直角ハイブリッドとをさらに具
備する請求項１記載の中継装置。 - 【請求項３】 前記局部発振器からの局部発振信号から
直交信号を生成して前記直交検波器及び前記直交変調器
へ供給する直角ハイブリッドをさらに具備する請求項１
記載の中継装置。 - 【請求項４】 前記誤差成分除去器は、一方の入力に前
記直交検波器の出力が入力される乗算器と、 該乗算器の出力に残留する誤差成分を抽出して該乗算器
の他方の入力へフィールドバックする誤差成分抽出器と
を含む請求項１，２又は３記載の中継装置。 - 【請求項５】 前記受信信号は主偏波に搬送される主偏
波側受信信号と該主偏波に交差する交差偏波に搬送され
る交差偏波側受信信号とを含み、 前記直交検波器は該主偏波側受信信号に前記局部発振信
号を作用させて直交検波する第１の直交検波回路と、該
交差偏波側受信信号に該局部発振信号を作用させて直交
検波する第２の直交検波回路とを含み、 前記誤差成分除去器は、該第１の直交検波回路の出力に
含まれる誤差成分を除去して主偏波側のベースバンド信
号を再生する第１の誤差成分除去回路と、該第２の直交
検波回路の出力に含まれる誤差成分を除去して交差偏波
側のベースバンド信号を再生する第２の誤差成分除去回
路とを含み、 前記直交変調器は、該主偏波側の再生ベースバンド信号
に前記局部発振信号を作用させることによって該主偏波
側の再生ベースバンド信号を直交変調する第１の直交変
調回路と、該交差偏波側の再生ベースバンド信号に該局
部発振信号を作用させることによって該交差偏波側の再
生ベースバンド信号を直交変調する第２の直交変調回路
とを含む請求項１記載の中継装置。 - 【請求項６】 前記局部発振信号に同期した同期局部発
振信号を出力するＰＬＬ回路をさらに具備し、 前記受信信号は主偏波に搬送される主偏波側受信信号と
該主偏波に交差する交差偏波に搬送される交差偏波側受
信信号とを含み、 前記直交検波器は該主偏波側受信信号に前記局部発振信
号を作用させて直交検波する第１の直交検波回路と、該
交差偏波側受信信号に該同期局部発振信号を作用させて
直交検波する第２の直交検波回路とを含み、 前記誤差成分除去器は、該第１の直交検波回路の出力に
含まれる誤差成分を除去して主偏波側のベースバンド信
号を再生する第１の誤差成分除去回路と、該第２の直交
検波回路の出力に含まれる誤差成分を除去して交差偏波
側のベースバンド信号を再生する第２の誤差成分除去回
路とを含み、 前記直交変調器は、該主偏波側の再生ベースバンド信号
に前記局部発振信号を作用させることによって該主偏波
側の再生ベースバンド信号を直交変調する第１の直交変
調回路と、該交差偏波側の再生ベースバンド信号に前記
同期局部発振信号を作用させることによって該交差偏波
側の再生ベースバンド信号を直交変調する第２の直交変
調回路とを含む請求項１記載の中継装置。
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