KR20060007812A - Ｉｅｅｅ 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비송수신기 - Google Patents

Ｉｅｅｅ 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비송수신기 Download PDF

Info

Publication number
KR20060007812A
KR20060007812A KR1020040057195A KR20040057195A KR20060007812A KR 20060007812 A KR20060007812 A KR 20060007812A KR 1020040057195 A KR1020040057195 A KR 1020040057195A KR 20040057195 A KR20040057195 A KR 20040057195A KR 20060007812 A KR20060007812 A KR 20060007812A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
frequency
band
output
modulated signal
signal
Prior art date
Application number
KR1020040057195A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100635535B1 (ko
Inventor
서해문
원광호
박용국
윤명현
유준재
Original Assignee
전자부품연구원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 전자부품연구원 filed Critical 전자부품연구원
Priority to KR1020040057195A priority Critical patent/KR100635535B1/ko
Priority to US10/981,789 priority patent/US7260360B2/en
Publication of KR20060007812A publication Critical patent/KR20060007812A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100635535B1 publication Critical patent/KR100635535B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M1/00—Substation equipment, e.g. for use by subscribers
    • H04M1/72—Mobile telephones; Cordless telephones, i.e. devices for establishing wireless links to base stations without route selection
    • H04M1/724—User interfaces specially adapted for cordless or mobile telephones
    • H04M1/72403—User interfaces specially adapted for cordless or mobile telephones with means for local support of applications that increase the functionality
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M2250/00—Details of telephonic subscriber devices
    • H04M2250/06—Details of telephonic subscriber devices including a wireless LAN interface

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Human Computer Interaction (AREA)
  • Transceivers (AREA)

Abstract

본 발명은 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비(Zigbee) 송수신기에 있어서, 수신 신호에 따라 IEEE 802.15.4 규격 중 860 MHz 대역을 사용하는 유럽향 방식과 920 MHz 대역을 사용하는 북미향 방식과 2.4 GHz ISM 대역을 사용하는 국제향(worldwide version) 방식 중 하나의 전송방식을 선택하며 상기 선택된 전송방식 및 전송 채널에 따라 기저대역에서 디지털 변복조를 수행하는 다중모드 모뎀과, 상기 다중모드 모뎀에 의해 선택된 전송방식에 대응하여 반송 주파수를 가변 조정하여 출력하는 주파수 합성부와, 상기 다중모드 모뎀으로부터 출력되는 디지털 변조 신호를 입력받으며 상기 전송방식에 따라 대역폭을 가변 조정하여 저역 필터링하고 상기 반송 주파수를 이용하여 상기 전송 채널에 대응하는 무선 변조 신호로 상향 변환하는 송신부와, 상기 반송 주파수를 이용하여 무선 변조 신호를 기저대역으로 하향 변환하며 상기 전송방식에 따라 대역폭을 가변 조정하여 저역 필터링하고 디지털 변조 신호로 변환하여 상기 다중모드 모뎀에 입력하는 수신부와, 상기 송신부로부터 입력되는 무선 변조 신호를 안테나로 출력하거나 안테나로부터 수신되는 무선 변조 신호를 상기 수신부로 출력하는 송수신 전환부를 포함하는 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기에 관한 것이다.
본 발명에 따르면, 지능형 채널 선택을 포함하여 수많은 간섭신호의 영향을 최소화하도록 채널을 선택할 수 있고 다중모드 모뎀을 포함하여 무선 센서 네트워크를 지원하는 지그비용 유럽향/미국향/국제향 방식을 선택적으로 동시에 지원할 수 있으므로, 본 발명에 따른 다중대역 지그비 송수신기는 가격 및 하드웨어 자원 사용, 면적, 전력 소모 면에서 기존의 단일 대역 송수신기에 비교해서 장점이 있다.
IEEE 802.15.4, 유럽향, 북미향 방식, 국제향, 다중모드모뎀, 다중모드 RF/아날로그 블록, 지그비

Description

ＩＥＥＥ 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기{MULTI-BAND ZIGBEE TRANSCEIVER SUPPORTING IEEE 802.15.4 WIRELESS COMMUNICATION}
도 1은 종래의 무선통신 송수신기의 구조도.
도 2는 본 발명에 따른 다중대역 지그비 송수신기의 구조도.
도 3은 본 발명에 따른 다중대역 지그비 송수신기에서 LO 생성기의 일 예를 나타내는 도면.
도 4는 본 발명에 따른 다중대역 지그비 송수신기에서 LO 생성기의 다른 예를 나타내는 도면.
도 5는 본 발명에 따른 다중대역 지그비 송수신기에서 다중대역 VCO의 구현예를 나타내는 도면.
도 6은 본 발명에 따른 지능형 채널 선택부의 블록도.
도 7은 일반적인 통신시스템에서의 주파수 오프셋과 수신된 신호 채널 파워에 따른 가중치 계수(α)의 변화를 도시하는 도면.
도 8은 채널 선택 및 할당 상황에서 채널 선택을 위한 신호 채널 파워를 도시하는 도면.
도 9는 본 발명에 따른 지능형 채널 선택 방법의 흐름도.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>
100: 기저대역 모뎀 105: RF/아날로그 블록
110: 안테나 115: DAC
120: DC-보정 및 LPF 125: 주파수 상향 변환 믹서
130: 주파수 상향 변환 믹서 135: 가산기
140: 전력 증폭기 145: 송수신 전환부
150: 대역 통과 필터 155: 오실레이터
160: 프로그래머블 디바이더 165: 주파수 합성기
170: 저잡음 증폭기 175: 주파수 하향 변환 믹서
180: 주파수 하향 변환 믹서 185: LPF & PGA
190: ADC 200: 다중모드 모뎀
300: 다중모드 RF/아날로그 블록 310: 프로그래머블 DAC
315: DC-보정& 프로그래머블 LPF 320: 주파수 상향 변환 믹서
325: 주파수 상향 변환 믹서 330: 가산기
335: 전력 증폭기 340: 송수신 전환부
345: 대역 통과 필터 350: 대역 통과 필터
355: 저잡음 증폭기 360: 주파수 하향 변환 믹서
365: 주파수 하향 변환 믹서 370: 프로그래머블 LPF & PGA
375: 프로그래머블 ADC 380: 단일/다중 대역 VCO
385: LO 생성기 390: 주파수 합성기
410: 안테나 420: 안테나
600: ICS 650: RSSI
본 발명은 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비(Zigbee) 송수신기에 관한 것으로, 더욱 구체적으로는 지능형 채널 선택을 포함하여 수많은 간섭신호의 영향을 최소화하도록 채널을 선택할 수 있고 다중모드 모뎀을 포함하여 무선 센서 네트워크를 지원하는 지그비용 유럽향/미국향/국제향(worldwide version) 방식을 선택적으로 동시에 지원할 수 있는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기에 관한 것이다.
최근 무선통신의 급증과 더불어 무선 네트워크에 대한 여러 가지 응용 중에서 무선 센서 네트워크에 대한 요구가 커지고 있다. 저전력 및 낮은 데이터율(data rate)을 가지는 IEEE 802.15.4 규격을 기초로 한 지그비 무선통신은 유비쿼터스 컴퓨팅에서 중요한 역할을 수행할 것으로 생각되고 있다.
지그비 무선통신은 크게 860 MHz 대역을 사용하는 유럽향 방식, 920 MHz 대역을 사용하는 북미향 방식, 그리고 2.4 GHz ISM 대역을 사용하는 국제향 방식으로 나눌 수가 있다.
도 1은 종래의 무선통신 송수신기의 구조도이다. 도시된 바와 같이, 종래의 무선통신 송수신기는 각 표준의 물리 계층 규격에서 정의된 변복조 방식에 따라 변복조를 수행하는 기저대역 모뎀(Baseband MODEM, 이하 "BB 모뎀"이라 함, 100)과, BB 모뎀(100)으로부터 출력되는 디지털 변조 신호를 무선 변조 신호로 변환하고 안테나(110)로부터 수신되는 무선 변조 신호를 디지털 변조 신호로 변환하는 무선 주파 전처리부(RF front-end block, 105)[또는 "RF/아날로그 블록"이라고도 칭함]와, 무선 변조 신호를 무선으로 송수신하는 안테나(110)로 구성되어 있다.
전처리 블록(105)의 송신 동작을 살펴보면, 먼저 디지털-아날로그 변환기(이하, "DAC"라 함)(115)는 BB 모뎀(100)에 의해 디지털 변조된 신호를 선택 표준에 적합한 비트 분해도(bit resolution)에 따라 아날로그 변조 신호로 변환하며, 직류 성분 보정부(이하 "DC-보정부"라 함) 및 저역 통과 필터(LPF)는 상기 디지털-아날로그 변환부로부터 출력되는 아날로그 변조 신호의 DC 오프셋을 제거하고, 아날로그 변조 신호를 전송 표준에 상응하는 대역폭으로 저역 필터링한다.
주파수 상향 변환 믹서(I, Q)(125, 130)는 DC-보정 및 LPF(120)로부터 출력되는 기저대역 아날로그 변조 신호의 동상 성분(I; in-phase, 이하 "I"라 함) 및 직교 성분(Q; quadrature, 이하 "Q"라 함)을 선택된 전송 표준에 상응하는 무선 주파수(RF) 대역으로 각각 상향 변환하여 무선 변조 신호를 출력한다. 상기 무선 변조 신호는 가산기(135)에서 I 및 Q 성분이 합쳐지며, 전력 증폭기(Power Amp)(140)에 의해 출력이 증폭된다.
상기 무선 변조 신호는 송수신 전환부(T/R SW, 145)를 거쳐 시분할 다중화(TDD)에 의해 할당된 송신 주기 동안에 안테나(110)로 출력되며, 이 때 대역외 스퓨리어스 신호(out-of band spurious signal)를 제거하기 위해 대역 통과 필터(BPF, 150)를 거친다.
다음으로 전처리 블록(105)의 수신 동작을 살펴보면, 먼저 안테나(110)로부터 입력되는 무선 변조 신호는 전술한 대역 통과 필터(BPF, 150)를 거쳐 대역외 스퓨리어스 신호가 제거되고, 전술한 송수신 전환부(145)에 입력된다.
송수신 전환부(145)는 시분할 다중화 방식에 의해 송수신 시간 간격별로, 전술한 송신부의 전력 증폭기(140)로부터 출력되는 무선 변조 신호를 대역 통과 필터(150)를 거쳐 안테나(110) 방향으로 출력하거나, 안테나(110)로부터 수신되어 대역 통과 필터(150)를 거친 무선 변조 신호를 수신부의 저잡음 증폭기(LNA, 170)에 입력한다.
저잡음 증폭기(170)는 상기 송수신 전환부로부터 출력되는 아날로그 변조 신호(무선 변조 신호)를 무선 주파 대역에서 저잡음 증폭하며, 저잡음 증폭된 아날로그 변조 신호는 주파수 하향 변환 믹서(175, 180)에 의해 I 및 Q 성분 각각에 대하여 기저대역 변조 신호로 변환된다. 저역 통과 필터 및 프로그래머블 이득 증폭기(LPF & PGA, 185)는 상기 하향 변환된 기저대역 변조 신호를 I 및 Q 성분 각각에 대하여 전송 표준에 상응하는 채널 대역폭으로 저역 필터링하고 기저대역 증폭을 수행한다.
아날로그-디지털 변환기(ADC, 190)는 전술한 기저대역 변조 신호를 선택된 전송 표준에 상응하는 비트 분해도에 따라 디지털 변조 신호로 변환하여 BB 모뎀(100)에 출력한다.
마지막으로, 반송 주파수의 생성과 관련하여, 프로그래머블 디바이더(160)는 오실레이터(155)로부터 발진된 국부 발진 주파수를 체감하며, 주파수 합성기(165) 는 프로그래머블 디바이더(160)로부터 출력되는 주파수를 이용하여 반송 주파수를 생성한다.
전술한 종래의 무선통신 송수신기의 구조는 단지 하나의 방식을 지원하는 송수신기 구조이다. 하나의 방식만을 지원하는 송수신기 구조에 있어서, 다중모드를 지원하기 위해서는 각 방식을 지원하는 송수신기 구조를 병렬 결합하여 다중모드 송수신기를 설계하는 것이 가능하다. 그러나, 이 경우에는 각종 애플리케이션에서 요구되는 단가, 면적, 전력 소모 등의 한계를 극복하기가 용이하지 않다. 즉, 다수의 단일 방식 송수신기를 하나의 시스템에 단순 집적하는 방식은 기능 블록의 중복으로 인하여 구현 면적이 증가할 뿐만 아니라 상당한 전력 소모를 유발하기 때문에 제품 경쟁력 차원에서 선택하기가 용이하지 않다. 따라서 하나의 무선 송수신기 구조를 이용하여 다양한 대역의 다중모드를 지원하는 방식에 대한 필요성이 증가되고 있다.
본 발명의 목적은 지능형 채널 선택을 포함하여 수많은 간섭신호의 영향을 최소화하도록 채널을 선택할 수 있고 다중모드 모뎀을 포함하여 무선 센서 네트워크를 지원하는 지그비용 유럽향/미국향/국제향을 선택적으로 동시에 지원할 수 있는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기를 제공하는 데 있다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위하여, 본 발명은 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기에 있어서, 수신 신호에 따라 IEEE 802.15.4 규격 중 860 MHz 대역을 사용하는 유럽향 방식과 920 MHz 대역을 사용하는 북미향 방식과 2.4 GHz ISM 대역을 사용하는 국제향(worldwide version) 방식 중 하나의 전송방식을 선택하며 상기 선택된 전송방식 및 전송 채널에 따라 기저대역에서 디지털 변복조를 수행하는 다중모드 모뎀과, 상기 다중모드 모뎀에 의해 선택된 전송방식에 대응하여 반송 주파수를 가변 조정하여 출력하는 주파수 합성부와, 상기 다중모드 모뎀으로부터 출력되는 디지털 변조 신호를 입력받으며 상기 전송방식에 따라 대역폭을 가변 조정하여 저역 필터링하고 상기 반송 주파수를 이용하여 상기 전송 채널에 대응하는 무선 변조 신호로 상향 변환하는 송신부와, 상기 반송 주파수를 이용하여 무선 변조 신호를 기저대역으로 하향 변환하며 상기 전송방식에 따라 대역폭을 가변 조정하여 저역 필터링하고 디지털 변조 신호로 변환하여 상기 다중모드 모뎀에 입력하는 수신부와, 상기 송신부로부터 입력되는 무선 변조 신호를 안테나로 출력하거나 안테나로부터 수신되는 무선 변조 신호를 상기 수신부로 출력하는 송수신 전환부를 포함하는 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기를 제공한다.
또한 본 발명은 IEEE 802.15.4 규격 중 860 MHz 대역을 사용하는 유럽향 방식과 920 MHz 대역을 사용하는 북미향 방식과 2.4 GHz ISM 대역을 사용하는 국제향 방식 중 선택된 전송방식에 대응하여 다중모드 모뎀에 의해서 무선 변복조를 수행하는 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기에서 사용되는 다중모드 RF/아날로그 블록에 있어서, 상기 선택된 전송방식에 대응하여 반송 주파 수를 가변 조정하여 출력하는 주파수 합성부와, 디지털 변조 신호를 입력받으며 상기 전송방식에 따라 대역폭을 가변 조정하여 저역 필터링하고 상기 반송 주파수를 이용하여 상기 전송 채널에 대응하는 무선 변조 신호로 상향 변환하는 송신부와, 상기 반송 주파수를 이용하여 무선 변조 신호를 기저대역으로 하향 변환하며 상기 전송방식에 따라 대역폭을 가변 조정하여 저역 필터링하고 디지털 변조 신호로 변환하는 수신부와, 상기 송신부로부터 입력되는 무선 변조 신호를 안테나로 출력하거나 안테나로부터 수신되는 무선 변조 신호를 상기 수신부로 출력하는 송수신 전환부를 포함하는 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기에서 사용되는 다중모드 RF/아날로그 블록을 제공한다.
이하, 본 발명의 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기를 도면을 참조로 하여 보다 구체적으로 설명한다.
도 2는 본 발명에 따른 0.8~2.4GHz 주파수대역을 이용하는 무선 센서 네트워크를 지원하는 지그비용 유럽향/미국향/국제향 방식을 동시에 지원할 수 있는 무선통신 송수신기의 구조도이다. 본 발명에 따른 다중대역 지그비 송수신기는 크게 다중모드 모뎀(multi-mode modem, MMM, 200)과 다중모드 RF/아날로그 블록(300)으로 구성된다.
먼저, 다중모드 모뎀(200)은 0.8~2.4GHz 주파수대역을 이용하는 지그비 무선통신 표준, 즉 860 MHz 대역을 사용하는 유럽향, 920 MHz 대역을 사용하는 북미향, 그리고 2.4 GHz ISM 대역을 사용하는 국제향 방식을 포함하는 것인 IEEE 802.15.4 규격을 기초로 한 지그비 무선통신을 지원하며, 수신 신호에 따라 상기 유럽향, 미 국향, 국제향 중에서 하나의 방식을 선택하여 OQPSK/BPSK 변복조를 수행한다. 즉, 선택된 방식에 따라 860 MHz 대역을 사용하는 유럽향, 920 MHz 대역을 사용하는 북미향, 그리고 2.4 GHz ISM 대역을 사용하는 국제향에 대한 변복조를 수행할 수 있다.
또한 다중모드 모뎀은, 2.4 GHz 대역의 IEEE 802.11b 및 IEEE 802.11g 규격 중 적어도 하나와 2.3 GHz 대역의 휴대 인터넷 표준 규격에 대한 디지털 변복조를 추가적으로 수행할 수 있다.
다중모드 모뎀(200)은 상기 선택된 방식에 따른 채널들 중에서 간섭(interference)의 영향이 적은 채널을 선택하는 지능형 채널 선택부(ICS, 600)를 포함할 수 있다. 지능형 채널 선택부(600)는 기저대역으로 변환된 수신 신호의 세기와 주파수 오프셋들의 관계에 의해 전송 채널을 결정한다. 지능형 채널 선택부(600)에 대한 보다 상세한 사항은 도 6내지 도 9와 관련하여 후술하도록 한다.
한편, 본 발명의 주요한 특징은 860 MHz 대역을 사용하는 유럽향, 920 MHz 대역을 사용하는 북미향, 그리고 2.4 GHz ISM 대역을 사용하는 국제향과 관련된 IEEE 802.15.4 물리 계층(PHY)을 지원하기 위해 무선 주파 전처리부[즉, 다중모드 RF/아날로그 블록(300)]의 기능 블록을 공유하는 데 있으며, 향후IEEE 802.15.4의 기저대역 변조 방식 등에 선택 사항(option)이 추가되더라도 본 발명의 다중모드 모뎀(200)에 상기 추가 선택 사항을 지원하도록 기능을 추가할 수 있다.
다중모드 RF/아날로그 블록(300)은 무선 주파 전처리부로서, 송신부(310, 315, 320, 325, 330, 335), 수신부(355, 360, 365, 370, 375), 주파수 합성부(380, 385, 390, 395) 및 송수신 전환부(340)로 구분할 수 있다. 송신부 및 수신부는 직접 변환 구조(direct-converion 또는 zero-IF)를 사용할 수 있으며, 광대역을 지원할 수 있는 증폭기(335, 355)와, 프로그래머블 DAC 및 ADC(310, 375)와, 통과 대역폭을 가변적으로 조정할 수 있는 프로그래머블 LPF(315, 370) 등을 이용하여 전술한 다양한 방식을 지원할 수 있다. 주파수 합성부는 LO(Local Oscillator) 생성기(385) 및 디지털 보상 수정 발진기(DCXO, 395)를 이용하여 전송 표준 및 전송 채널에 대응하는 반송 주파수를 가변적으로 생성할 수 있다.
다중모드 RF/아날로그 블록(300)의 송신부를 보다 구체적으로 살펴 보면, 먼저 프로그래머블 DAC(310)는 비트 분해도를 선택하여 다중모드 모뎀(200)에 의해 디지털 변조된 신호를 아날로그 변조 신호로 변환한다. IEEE 802.15.4 규격의 경우 4 비트의 비트 분해도를 가진다.
DC-보정 및 프로그래머블 LPF(315)는 프로그래머블 DAC(310)로부터 출력되는 아날로그 변조 신호의 DC 오프셋을 보정하고, 프로그래머블 LPF의 통과 대역폭을 상기 선택된 각 방식에 상응하는 채널 대역폭(유럽향의 경우 860 MHz, 미국향의 경우 920 MHz, 국제향의 경우 2.4 GHz)으로 가변적으로 조정하여 저역 필터링함으로써, 선택된 방식에 해당하는 스펙트럼 파형을 형성한다.
주파수 상향 변환 믹서(I, Q)(320, 325)는 주파수 합성부로부터 제공되는 반송 주파수 신호를 이용하여, DC-보정 및 프로그래머블 LPF(315)로부터 출력되는 아날로그 변조 신호의 I 성분 및 Q 성분을 상기 선택된 전송 표준 및 전송 채널에 대응하는 무선 주파 신호로 상향 변환한다. 즉, 유럽향이 선택된 경우 860 MHz 대역 의 전송채널로, 미국향이 선택된 경우 920 MHz 대역의 전송채널로, 국제향이 선택된 경우 2.4 GHz 대역의 전송채널로 주파수 변환한다. 무선 주파 신호는 가산기(330)에서 I 및 Q 성분이 합쳐진다.
출력 제어가 가능한 전력 증폭기(파워 앰프, 335)는 전술한 무선 변조 신호의 출력을 증폭하며, 선택된 방식에 따라 860 MHz, 920 MHz 또는 2.4 GHz의 무선 변조 신호를 증폭한다.
상기 증폭된 무선 변조 신호는 송수신 전환부(T/R SW, 340)를 거쳐 소정의 송신 주기 동안에 안테나(410 또는 420) 방향으로 출력되며, 대역외 스퓨리어스 신호를 제거하기 위해 안테나(410 또는 420)에 입력되기에 앞서 대역 통과 필터(345 또는 350)를 거칠 수 있다. 상기 안테나(410)는 868 내지 928 MHz의 주파수를 가지는 신호의 송수신에 사용되고, 상기 안테나(420)는 2400 내지 2485 MHz의 주파수를 가지는 신호의 송수신에 사용될 수 있다.
또한, 송수신 전환부(340)는 소정의 수신 주기 동안에, 안테나(410 또는 420)로부터 수신되어 대역 통과 필터(345 또는 350)를 거친 무선 변조 신호를 수신부(350)에 입력한다.
다음으로 다중모드 RF/아날로그 블록(300)의 수신부를 설명한다.
저잡음 증폭기(LNA, 355)는 출력 제어(Power Control)가 가능하며, 상기 송수신 전환부(340)로부터 출력되는 무선 변조 신호를 무선 주파 대역에서 저잡음 증폭한다. 즉, 저잡음 증폭기(355)는 선택된 전송방식에 따라 860 MHz, 920 MHz 또는 2.4 GHz 무선 변조 신호를 증폭한다.
주파수 하향 변환 믹서(360, 365)는 LO 생성기(385)로부터 제공되는 반송 주파수 신호를 이용하여, 저잡음 증폭기(355)에 의해 저잡음 증폭된 무선 변조 신호의 I 및 Q 성분 각각을 기저대역의 아날로그 변조 신호로 변환한다.
프로그래머블 LPF 및 프로그래머블 이득 증폭기(프로그래머블 LPF&PGA, 370)는 전송방식에 대응하여 채널 대역폭을 가변적으로 조정하며(예컨대, 유럽향의 경우 860 MHz, 미국향의 경우 920 MHz, 국제향의 경우 2.4 GHz), 상기 하향 변환된 아날로그 변조 신호의 I 및 Q 성분 각각을 상기 가변 조정된 대역폭으로 저역 필터링하고 이득 증폭함으로써, 아날로그 채널 선택(ACS; Analog-mode Channel Selection, 이하 "ACS"라 함) 기능을 수행할 수 있다.
프로그래머블 LPF 및 PGA(370)로부터 출력되는 기저대역의 디지털 변조 신호는 각 수신 채널의 강도를 나타내는 수신 강도 표시 신호를 생성하기 위해 수신 신호 강도 표시부(RSSI)(650)에 제공될 수 있으며, 상기 수신 강도 표시 신호는 지능형 채널 선택부(600)에서 사용될 수 있다.
프로그래머블 ADC(375)는 전송 표준에 적합한 비트 분해도를 선택하며(IEEE 802.15.4 규격의 경우 4 비트급), 프로그래머블 LPF 및 PGA(370)로부터 출력되는 기저대역의 아날로그 변조 신호를 디지털 변조 신호로 변환한다. 프로그래머블 아날로그-디지털 변환부(375)로부터 출력되는 디지털 변조 신호는 다중모드 모뎀(200)에 입력된다.
마지막으로 주파수 합성부(380, 385, 390, 395)를 살펴보면, 단일/다중 대역 전압제어 발진기(VCO, 380)는 예컨대, 4.8 내지 5.0 GHz 또는 3.4 내지 3.8 GHz 무 선 주파대의 국부 발진 주파수 신호를 생성한다. 단일/다중 대역 전압제어 발진기(380)는 LO 생성기(385)와 관련하여 도 3, 도 4 및 도 5를 참조로 후술한다.
주파수 합성기(390)는, 예컨대 정수형 위상 고정 루프(integer-PLL) 또는 비율형 위상 고정 루프(fractional-PLL)]로 구성되며, 프로그래머블 디바이더(도시되지 않음)의 주파수 출력 및 디지털 보상 수정 발진기(DCXO; digitally compensated crystal oscillator)(395)로부터 출력되는 기준 주파수를 이용하여 전송 채널에 상응하는 전송 주파수를 가변 생성한다. 즉 다양한 표준을 지원하기 위해 프로그래머블 디바이더와 DCXO(395)를 이용하여 원하는 표준의 I/Q-LO신호를 생성시켜 준다.
LO 생성기(385)는 단일/다중 대역 전압제어 발진기(380)의 출력신호와 주파수 합성기(390)의 출력 신호를 입력받아 원하는 대역의 주파수를 합성한다. LO 생성기(385)에 의해 생성된 I/Q 전송 주파수 신호는 전술한 주파수 상향 변환 믹서(320, 325) 및 주파수 하향 변환 믹서(360, 365)에 I 및 Q 성분 별로 입력되어 주파수 상향 변환 및 주파수 하향 변환에 사용된다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중대역 지그비 송수신기에서 LO 생성기의 일 예를 나타내는 도면이다. 도시되듯이, 다중대역 무선통신 지그비를 지원하기 위해 단일 VCO(510)를 이용한 LO 생성기가 도시되어 있다.
도 3의 (a)는 1.6~1.9GHz로 발진하는 단일 VCO(510)에 LO 생성기(520)가 구현된 것이다. 도시된 바와 같이, LO 생성기(520)는 상기 단일 VCO(510)의 출력 주파수를 입력받아 0.8 내지 0.95 GHz의 주파수를 출력하는 2-디바이더(530)와, 입력되는 주파수를 3분주하는 3-디바이더(535)와, 상기 단일 VCO(510)의 출력 주파수를 입력받아 상기 3-디바이더(535)에 제공하며 상기 3-디바이더(535)에서 피드백되는 신호와 상기 단일 VCO(510)의 출력 주파수를 혼합하는 믹서(525)와, 상기 믹서(525)의 출력신호를 필터링하여 2.4 GHz 대역의 주파수를 출력하는 필터(540)를 포함한다.
크리스털(Xtal)에서 발진되는 신호는 오실레이터(Nr)를 통해서 안정적인 주파수를 생성하고 위상검출기(PFD)에서 분주기(Nv)를 통해서 나뉘어져 들어오는 주파수와 비교되며 이는 전하펌프(CP)에 의해서 위상검출기(PFD)의 출력 펄스폭에 비례하는 전류를 생성하게 되며, 루프필터에서는 주파수를 필터링하여 VCO 조절 단자의 전압을 가변시킨다. VCO는 피드백되어 안정화된 주파수를 가지는 신호를 전달하며 이 경우 단일 VCO는 1.6 내지 1.9 GHz의 주파수를 가지는 신호를 출력한다.
단일 VCO(510)에서 출력되는 주파수 신호는 2-디바이더(530)에 의해 유럽/미국향의 0.8~0.95GHz를 합성하게 된다[출력신호 LOI(1)과 LOQ(1)]. 또한 VCO(510)에서 출력된 신호를 믹서(525)에 인가하고 3-디바이더(535)에 의해서 신호를 피드백시켜 다시 믹서(525)에 인가하여 안정 상태(steady-state)에 이르면 믹서(525)의 출력 중에서 원하지 않는 측대역의 신호를 필터링하면 국제향의 2.4 GHz 대역의 주파수 합성이 가능하다[출력신호 LOI(2)과 LOQ(2)].
도 3의 (b)는 1.6~1.9GHz로 발진하는 단일 VCO(510')에 LO 생성기(520')가 구현된 다른 실시예를 도시한 것이다. 도시된 바와 같이 LO 생성기(520')는, 상기 단일 VCO(510')의 출력 주파수를 입력받아 0.8 내지 0.95 GHz의 주파수를 출력하는 2-디바이더(530')와, 단일 VCO(510')의 출력 주파수를 입력받아 주파수를 3분주하 는 3-디바이더(535')와, 상기 3-디바이더(535')의 출력 주파수와 단일 VCO(510')의 출력 주파수를 혼합하는 믹서(525')와, 상기 믹서(525')의 출력신호를 필터링하여 2.4 GHz 대역의 주파수를 출력하는 필터(540')를 포함한다.
단일 VCO(510')는 도 3의 (a)의 단일 VCO(510)와 동일하므로 설명을 생략한다.
단일 VCO(510')에서 출력되는 주파수 신호는 2-디바이더(530')에 의해 유럽/미국향의 0.8~0.95GHz를 합성하게 된다[출력신호 LOI(1)과 LOQ(1)]. 또한 VCO(510')에서 출력된 신호를 3-디바이더(535')에 인가하고 이후 믹서(525')에 인가하며 또한 단일 VCO(510')에서 믹서(525')로 인가한 신호와 혼합되어 안정상태에 이른 후 필터(540')에 의해 필터링하면 국제향의 2.4 GHz 대역의 주파수 합성이 가능하다[출력신호 LOI(2)과 LOQ(2)].
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중대역 지그비 송수신기에서 LO 생성기의 다른 예를 나타내는 도면이다. 도시되듯이, 다중대역 무선통신 지그비를 지원하기 위해 다중대역 VCO를 이용한 LO 생성기가 도시되어 있다.
도 4의 (a)는 이중대역 VCO(550) 즉 4.8 내지 5.0 GHz의 대역과 3.4 내지 3.8 GHz의 대역을 가지는 주파수를 다중모드 모뎀(200)으로부터의 제어 신호에 의해서 선택적으로 출력하는 이중대역 VCO(550)를 사용하여 주파수를 합성하는 것이다. 도시되듯이 LO 생성기는 이중대역 VCO(550)의 출력 주파수를 입력받아 0.8 내지 0.95 GHz의 유럽/미국향 주파수[출력신호 LOI(1)과 LOQ(1)]를 출력하는 제1의 2-디바이더(560)와, 상기 제1의 2-디바이더(560)의 출력을 입력받아 2.4 내지 2.5 GHz 대역의 주파수[출력신호 LOI(3)과 LOQ(3)]를 출력하는 제2의 2-디바이더(570)를 포함한다.
도 4의 (b)는 삼중대역 VCO(550') 즉 4.8 내지 5.0 GHz 대역과 3.4 내지 3.8 GHz대역과 3.45 GHz대역을 가지는 주파수를 다중모드 모뎀(200)으로부터의 제어 신호에 의해서 선택적으로 출력하는 삼중대역 VCO(550')를 사용하여 주파수를 합성하는 것이다. 도시되듯이, LO 생성기는 삼중대역 VCO(550')의 출력 주파수를 입력받아 0.8 내지 0.95 GHz의 유럽/미국향 신호[출력신호 LOI(4)과 LOQ(4)]를 출력하는 제1의 2-디바이더(560')와, 상기 제1의 2-디바이더(560')의 출력을 입력받아 2.4 내지 2.5 GHz 대역의 국제향 신호[출력신호 LOI(5)과 LOQ(5)] 또는 0.863 GHz 대역의 신호[출력신호 LOI(5)과 LOQ(5)]를 출력하는 제2의 2-디바이더(570')를 포함한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중대역 지그비 송수신기에서 다중대역 VCO의 구현예를 나타내는 도면이다.
도 5의 (a)는 다중대역 LC-탱크를 사용한 LC-발진기 형태의 다중대역 VCO의 예이다. 도 5의 (a)에서 다중대역 LC-탱크는 다중모드모뎀(200)으로부터 대역 선택 비트를 수신하여 원하는 주파수의 신호를 출력하게 된다.
도 5의 (b)는 다중대역 지연셀을 이용한 링 발진기 형태의 다중대역 VCO의 예이다. 도시된 바와 같이 지연셀들은 다중모드모뎀(200)으로부터 대역 선택 비트를 수신하여 원하는 주파수의 신호를 출력하게 된다.
도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 다중모드 모뎀(200)에 포함되는 지능형 채널 선택부(ICS; Intelligent Channel selection, 600)의 상세한 구성을 도시한 것이다. 도시된 바와 같이, 본 발명의 지능형 채널 선택부(600)는 예컨대 RSSI(650)로부터 수신된 채널의 파워(강도)를 측정하여 신호 채널 파워 데이터로 저장하는 채널 파워 측정부(610)와, 다중모드 모뎀(200) 내의 복조부로부터 입력되는 데이터를 이용하여 사용가능한 채널을 정렬하고 이를 채널 리스트로 저장하는 채널 리스트 저장부(620)와, 신호 채널 파워 데이터와 채널 리스트 내의 채널들의 주파수 오프셋을 기초로 채널 선택을 위한 데이터를 생성하는 채널 선택 데이터 생성부(630)와, 채널 선택을 위한 데이터를 기초로 채널 리스트 내의 채널 중에서 우선 순위가 높은 채널을 선택하고 이 데이터를 주파수 합성기(390)로 전달하는 채널 선택부(640)를 포함한다. 한편, 도 2의 수신 신호 강도 표시부(RSSI)(650)는 전술한 채널 파워 측정부(610)의 기능 중 일부 또는 전부를 대체할 수 있다.
좀 더 구체적으로 설명하면, 채널 파워 측정부(610)에서는 각 채널에 대해서 수신된 채널의 파워를 나타내는 수신 신호 강도 표시(RSSI) 신호를 생성하여 신호 채널 파워 데이터로 저장한다. 즉, 채널 파워 측정부(610)는 안테나로부터 수신된 각 채널의 신호들에 대해서 RSSI 신호를 생성하여 채널 선택 데이터 생성부(630)에 제공된다.
채널 파워를 측정하기 위해서는 도 2의 프로그래머블 LPF 및 PGA(370)로부터 입력되는 아날로그 데이터를 처리하여 아날로그 RSSI 신호를 생성하고 이를 A/D 변환하여 디지털 RSSI 신호를 생성하여 채널 선택 데이터 생성부(630)로 제공할 수 있다. 혹은 전술한 아날로그 데이터를 A/D 변환하여 이를 디지털 신호 처리하여 디 지털 RSSI 신호를 생성하여 채널 선택 데이터 생성부(630)로 제공할 수 있다.
채널 리스트 저장부(620)는 송수신기가 소속된 네트워크 상에서 사용가능한 모든 채널을 정렬하여 채널 리스트로 생성하고 이를 저장하는 역할을 한다. 예컨대, 다중모드 모뎀(200)의 복조부(도시되지 않음)의 네트워크 층으로부터 송수신기가 속해 있는 셀 네트워크 상에서 점유되지 않은 모든 채널을 정렬하여 이를 채널 리스트로 저장한다.
채널 선택 데이터 생성부(630)는 채널 파워 측정부(610)에서 측정된 신호 채널 파워 데이터와, 채널 리스트 저장부(620)에서 생성된 채널 리스트 내의 채널들의 주파수 오프셋을 기초로 채널 선택을 위한 데이터를 생성한다. 채널 선택을 위한 데이터는 여러 가지가 있을 수 있지만, 본 발명의 실시예에서는 예컨대, 다음과 같은 [수학식 1]을 이용하여 생성할 수 있다.
Figure 112004032544130-PAT00001
여기서, wk는 각각의 채널 번호에 대한 주파수 오프셋 파라미터 기여도(contribution)를 포함한 자신의 채널의 수신된 신호 채널 파워와 다른 간섭신호들의 파워들의 차이들의 합을 나타낸다. 또한, pk는 수신된 신호 채널 파워를 나타낸 다. αk는 채널 번호에 따른 주파수 오프셋 계수(factor)를 포함한 가중치(weighting) 파라미터로서
Figure 112004032544130-PAT00002
이며, k는 채널 번호이고, ρ는 주파수 오프셋에 의한 기여도에 대한 수신된 신호 채널 파워에 의한 기여도에 대한 정규화된 일종의 비례계수이며, fch는 채널의 주파수이다. 실질적으로, ρ는 수신기의 선택도(selectivity)와 관련된 간섭신호 감쇄(attenuation) 함수로 표현될 수 있다.
다음의 [수학식 2]는 [수학식 1]의 데이터를 채널 선택 할당 매트릭스(channel selection assign matrix, CSAM) Wk 형태로 변환한 것이다.
Figure 112004032544130-PAT00003
이와 같이 채널 선택을 위한 데이터, 예컨대 상기 CSAM 데이터 Wk가 생성되면 채널 선택부(640)에서는 채널 선택을 위한 데이터를 기초로 상기 채널 리스트 내의 채널 중에서 우선 순위가 높은 채널을 선택한다. 단순히 신호 채널 파워, 예컨대 RSSI 신호만을 사용하여 채널을 선택하는 것이 아니라 주파수 오프셋을 고려한 CSAM 데이터를 기초로 하여 채널을 선택하도록 하는 것이다. 이렇게 선택된 채널에 대한 정보는 도 2의 다중모드 RF/아날로그 블록(300) 내의 주파수 합성기(390) 및/또는 디지털 보상 수정 발진기(DCXO)(395)에 전달되어 해당 채널을 사용하도록 구성할 수 있다.
도 7은 일반적인 통신시스템에서의 주파수 오프셋과 수신된 신호 채널 파워에 따른 가중치 계수(α)의 변화를 보여 주는 그림이다. 도시된 바와 같이, 주파수 오프셋이 증가할수록 α는 증가할 것이고, 수신된 채널 파워가 증가할수록 α는 감소하는 경향을 보인다. 즉, 주파수 오프셋에 의한 효과와 수신된 채널 파워에 의한 효과는 서로 반비례함을 확인할 수 있다.
도 8은 채널 선택 및 할당 상황에서 채널 선택을 위한 신호 채널 파워를 나타내는 도면이다. 도시된 바와 같이, 특정 이동국에 대해 사용가능한 채널에 대해서 신호 채널 파워를 나타내면, 각 채널 중에서 채널 번호 2번에 대해서 신호 채널 파워가 가장 작음을 알 수가 있다. 이에 따라 통상의 디지털 모드 채널 선택(DCS) 방법을 적용한다면, 신호 채널 파워가 가장 작은 채널 2번을 상기 이동국에 대한 채널로서 할당하도록 할 것이다. 그러나, 전술한 통상의 DCS 방법은 주파수 오프셋을 전혀 고려하지 않은 것이다. 특히 주변의 간섭신호에 대한 영향을 고려하면, 이러한 채널 선택은 주변 채널들에서의 보다 큰 간섭신호들에 의한 변조간 왜곡 (IMD; Inter-modulation distortion) 및 가역 혼합 (reciprocal mixing) 등으로 인하여 수신기의 최소 검출가능 신호 레벨을 상승시킬 뿐만 아니라, 파워 소모를 높이게 된다. 이러한 영향을 고려하면, 도 6에 도시된 채널 중에서 본 발명의 지능형 채널 선택에 따라서 예컨대 CSAM을 계산하면 주파수 오프셋과 채널 파워 모두를 고려한 채널 번호 7번(ch 7)을 이동국에 대한 통신 채널로서 할당하는 것이다.
도 9는 본 발명에 따른 지능형 채널 선택 방법의 흐름도이다.
우선 복수의 사용가능한 채널을 정렬하여 채널 리스트로 저장한다(S910). 전 술하듯이, 예컨대, 다중모드 모뎀(MMM)의 복조부의 네트워크 층으로부터 송수신기가 소속되어 있는 셀 네트워크 상에서 점유되지 않은 모든 채널을 정렬하여 이를 채널 리스트로 저장한다.
이후 복수의 사용가능한 채널에 대해서 수신된 신호 채널 파워를 측정하여 신호 채널 파워 데이터로 저장한다(S930). 이 단계는 예컨대, 각각의 채널에 대해서 수신된 채널의 파워를 나타내는 수신 신호 강도 표시(RSSI) 신호를 생성하여 이를 신호 채널 파워 데이터로 저장한다.
신호 채널 파워 데이터와 채널 리스트 내의 채널들의 주파수 오프셋을 기초로 채널 선택을 위한 데이터를 생성한다(S950). 이 단계는 예컨대 전술한 CSAM 데이터를 생성한다.
이후 상기 채널 선택을 위한 데이터를 기초로 상기 채널 리스트 내의 채널 중에서 우선 순위가 높은 채널을 선택한다(S970). 이러한 우선 순위는 예컨대 CSAM 값이 가장 작은 채널을 우선적으로 선택하는 것으로 설정할 수 있다.
이상에서 본 발명을 예시적으로 설명하였으나, 이는 예시적인 것에 불과하며 당해 분야에서 통상적 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 여타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 보호 범위는 이하의 특허청구범위에 의해서 정해져야 할 것이다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 따르면 지능형 채널 선택을 포함하여 수많은 간섭신호의 영향을 최소화하도록 채널을 선택할 수 있고 다중모드 모뎀을 포 함하여 무선 센서 네트워크를 지원하는 지그비용 유럽향/미국향/국제향을 선택적으로 동시에 지원할 수 있다. 본 발명에 따른 다중대역 지그비(Zigbee) 송수신기는 가격 및 하드웨어 자원 사용, 면적, 전력 소모 면에서 기존의 단일 대역 송수신기에 비교해서 장점이 있다.

Claims (16)

  1. IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비(Zigbee) 송수신기에 있어서,
    수신 신호에 따라 IEEE 802.15.4 규격 중 860 MHz 대역을 사용하는 유럽향 방식과 920 MHz 대역을 사용하는 북미향 방식과 2.4 GHz ISM 대역을 사용하는 국제향(worldwide version) 방식 중 하나의 전송방식을 선택하며 상기 선택된 전송방식 및 전송 채널에 따라 기저대역에서 디지털 변복조를 수행하는 다중모드 모뎀과,
    상기 다중모드 모뎀에 의해 선택된 전송방식에 대응하여 반송 주파수를 가변 조정하여 출력하는 주파수 합성부와,
    상기 다중모드 모뎀으로부터 출력되는 디지털 변조 신호를 입력받으며 상기 전송방식에 따라 대역폭을 가변 조정하여 저역 필터링하고 상기 반송 주파수를 이용하여 상기 전송 채널에 대응하는 무선 변조 신호로 상향 변환하는 송신부와,
    상기 반송 주파수를 이용하여 무선 변조 신호를 기저대역으로 하향 변환하며 상기 전송방식에 따라 대역폭을 가변 조정하여 저역 필터링하고 디지털 변조 신호로 변환하여 상기 다중모드 모뎀에 입력하는 수신부와,
    상기 송신부로부터 입력되는 무선 변조 신호를 안테나로 출력하거나 안테나로부터 수신되는 무선 변조 신호를 상기 수신부로 출력하는 송수신 전환부
    를 포함하는 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 다중모드 모뎀은, 2.4 GHz 대역의 IEEE 802.11b 및 IEEE 802.11g 규격 중 적어도 하나와 2.3 GHz 대역의 휴대 인터넷 표준 규격에 대한 디지털 변복조를 추가적으로 수행하는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 송신부는,
    상기 다중모드 모뎀에 의해 디지털 변조된 신호를 아날로그 변조 신호로 변환하는 프로그래머블 디지털-아날로그 변환부와,
    상기 전송방식에 따라 대역폭을 가변 조정하여, 상기 프로그래머블 디지털-아날로그 변환부로부터 출력되는 아날로그 변조 신호를 저역 필터링하는 파형 성형부와,
    상기 주파수 합성부로부터 출력되는 반송 주파수를 이용하여, 상기 파형 성형부로부터의 아날로그 변조 신호를 상기 전송 채널에 대응하는 무선 변조 신호로 상향 변환하는 주파수 상향 변환부와,
    상기 상향 변환된 무선 변조 신호를 증폭하는 전력 증폭부
    를 포함하는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기.
  4. 제3항에 있어서, 상기 파형 성형부는,
    상기 프로그래머블 디지털-아날로그 변환부로부터 출력되는 아날로그 변조 신호의 직류(DC) 성분을 보정하는 DC 보정부를 포함하는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기.
  5. 제1항에 있어서, 상기 수신부는,
    상기 송수신 전환부로부터 출력되는 무선 변조 신호를 저잡음 증폭하는 저잡음 증폭부와,
    상기 주파수 합성부로부터 출력되는 반송 주파수를 이용하여 상기 저잡음 증폭부로부터의 무선 변조 신호를 기저대역의 아날로그 변조 신호로 하향 변환하는 주파수 하향 변환부와,
    상기 전송방식에 따라 대역폭을 가변 조정하여 상기 주파수 하향 변환부로부터 출력되는 아날로그 변조 신호를 저역 필터링하는 아날로그 채널 선택부와,
    상기 아날로그 채널 선택부로부터 출력되는 아날로그 변조 신호를 디지털 변조 신호로 변환하는 프로그래머블 아날로그-디지털 변환부
    를 포함하는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기.
  6. 제5항에 있어서, 상기 아날로그 채널 선택부는,
    상기 전송방식에 따라 대역폭을 가변 조정하여 상기 하향 변환된 아날로그 변조 신호를 저역 필터링하는 프로그래머블 저역 통과 필터와,
    상기 프로그래머블 저역 통과 필터에 의해 필터링된 아날로그 변조 신호를 상기 전송방식에 따라 가변적으로 증폭하는 프로그래머블 증폭기
    를 포함하는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기.
  7. 제5항에 있어서, 상기 수신부는,
    상기 아날로그 채널 선택부에 의해 필터링된 아날로그 변조 신호의 강도를 계산하여 상기 채널 선택부에 제공하는 수신 강도 표시부를 더 포함하는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기.
  8. 제1항에 있어서, 상기 다중모드 모뎀은,
    채널의 수신 신호 강도 및 주파수 오프셋에 기초하여 채널을 선택하는 지능형 채널 선택부를 포함하는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기.
  9. 제1항에 있어서, 상기 주파수 합성부는,
    단일 대역 또는 다중대역의 무선 주파대의 국부 주파수를 발진하는 단일/다중 대역 전압제어 발진기와,
    상기 선택된 방식에 따라 기준 주파수를 생성하는 디지털 보상 수정 발진기(DCXO)와,
    상기 디지털 보상 수정 발진기로부터 출력되는 기준 주파수를 이용하여 전송 채널에 상응하는 전송 주파수를 가변 생성하는 주파수 합성기와,
    상기 단일/다중 대역 전압제어 발진기의 출력신호 및 상기 주파수 합성기로부터 출력되는 주파수를 입력받아 상기 전송 채널에 대응하는 반송 주파수로 변경하여 출력하는 LO(Local Oscillator) 생성기
    를 포함하는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기.
  10. 제9항에 있어서, 상기 LO 생성기는,
    상기 단일/다중 대역 전압제어 발진기에서 출력되는 1.6 내지 1.9 GHz의 단일대역 주파수를 입력받는 것이며,
    상기 단일/다중 대역 전압제어 발진기의 출력 주파수를 입력받아 0.8 내지 0.95 GHz의 주파수를 출력하는 2-디바이더와,
    입력되는 주파수를 3분주하는 3-디바이더와,
    상기 단일/다중 대역 전압제어 발진기의 출력 주파수를 입력받아 상기 3-디바이더에 제공하며 상기 3-디바이더에서 피드백되는 신호와 상기 단일/다중 대역 전압제어 발진기의 출력 주파수를 혼합하는 믹서와,
    상기 믹서의 출력신호를 필터링하여 2.4 GHz 대역의 주파수를 출력하는 필터
    를 포함하는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기.
  11. 제9항에 있어서, 상기 LO 생성기는,
    상기 단일/다중 대역 전압제어 발진기에서 출력되는 1.6 내지 1.9 GHz의 단일대역 주파수를 입력받는 것이며,
    상기 단일/다중 대역 전압제어 발진기의 출력 주파수를 입력받아 0.8 내지 0.95 GHz의 주파수를 출력하는 2-디바이더와,
    상기 단일/다중 대역 전압제어 발진기의 출력 주파수를 입력받아 주파수를 3분주하는 3-디바이더와,
    상기 3-디바이더의 출력 주파수와 상기 단일/다중 대역 전압제어 발진기의 출력 주파수를 혼합하는 믹서와,
    상기 믹서의 출력신호를 필터링하여 2.4 GHz 대역의 주파수를 출력하는 필터
    를 포함하는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기.
  12. 제9항에 있어서, 상기 LO 생성기는,
    상기 단일/다중 대역 전압제어 발진기에서 출력되는 4.8 내지 5.0 GHz 대역과 3.4 내지 3.8 GHz 대역의 다중대역 주파수를 상기 다중모드모뎀의 제어비트에 의해서 선택적으로 입력받는 것이며,
    상기 단일/다중 대역 전압제어 발진기의 출력 주파수를 입력받아 0.8 내지 0.95 GHz의 주파수를 출력하는 제1 2-디바이더와,
    상기 제1 2-디바이더의 출력을 입력받아 2.4 내지 2.5 GHz 대역의 주파수를 출력하는 제2 2-디바이더
    를 포함하는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기.
  13. 제9항에 있어서, 상기 LO 생성기는,
    상기 단일/다중 대역 전압제어 발진기에서 출력되는 4.8 내지 5.0 GHz 대역과 3.6 내지 3.8 GHz 대역과 3.45 GHz 대역의 다중대역 주파수를 상기 다중모드모뎀의 제어비트에 의해서 선택적으로 입력받는 것이며,
    상기 단일/다중 대역 전압제어 발진기의 출력 주파수를 입력받아 0.8 내지 0.95 GHz의 주파수를 출력하는 제1 2-디바이더와,
    상기 제1 2-디바이더의 출력을 입력받아 2.4 내지 2.5 GHz 대역의 주파수 또는 0.863 GHz 대역의 주파수를 출력하는 제2 2-디바이더
    를 포함하는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기.
  14. 제9항에 있어서, 상기 단일/다중 대역 전압제어 발진기는,
    상기 다중모드모뎀으로부터의 대역 선택비트를 수신하고 다중대역 LC-탱크를 사용하여 다중대역의 무선 주파대의 국부 주파수를 발진하는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기.
  15. 제9항에 있어서, 상기 단일/다중 대역 전압제어 발진기는,
    상기 다중모드모뎀으로부터의 대역 선택비트를 수신하고 다단으로 된 지연 셀을 이용하여 다중대역의 무선 주파대의 국부 주파수를 발진하는 것인 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기.
  16. IEEE 802.15.4 규격 중 860 MHz 대역을 사용하는 유럽향 방식과 920 MHz 대역을 사용하는 북미향 방식과 2.4 GHz ISM 대역을 사용하는 국제향 방식 중 선택된 전송방식에 대응하여 다중모드 모뎀에 의해서 무선 변복조를 수행하는 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기에서 사용되는 다중모드 RF/아날로그 블록에 있어서,
    상기 선택된 전송방식에 대응하여 반송 주파수를 가변 조정하여 출력하는 주파수 합성부와,
    디지털 변조 신호를 입력받으며 상기 전송방식에 따라 대역폭을 가변 조정하여 저역 필터링하고 상기 반송 주파수를 이용하여 상기 전송 채널에 대응하는 무선 변조 신호로 상향 변환하는 송신부와,
    상기 반송 주파수를 이용하여 무선 변조 신호를 기저대역으로 하향 변환하며 상기 전송방식에 따라 대역폭을 가변 조정하여 저역 필터링하고 디지털 변조 신호로 변환하는 수신부와,
    상기 송신부로부터 입력되는 무선 변조 신호를 안테나로 출력하거나 안테나로부터 수신되는 무선 변조 신호를 상기 수신부로 출력하는 송수신 전환부
    를 포함하는 IEEE 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비 송수신기에서 사용되는 다중모드 RF/아날로그 블록.
KR1020040057195A 2004-07-22 2004-07-22 Ｉｅｅｅ 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비송수신기 KR100635535B1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020040057195A KR100635535B1 (ko) 2004-07-22 2004-07-22 Ｉｅｅｅ 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비송수신기
US10/981,789 US7260360B2 (en) 2004-07-22 2004-11-05 Multi-band ZigBee transceiver supporting IEEE 802.15.4 wireless communication

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020040057195A KR100635535B1 (ko) 2004-07-22 2004-07-22 Ｉｅｅｅ 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비송수신기

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20060007812A true KR20060007812A (ko) 2006-01-26
KR100635535B1 KR100635535B1 (ko) 2006-10-17

Family

ID=35657931

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020040057195A KR100635535B1 (ko) 2004-07-22 2004-07-22 Ｉｅｅｅ 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비송수신기

Country Status (2)

Country Link
US (1) US7260360B2 (ko)
KR (1) KR100635535B1 (ko)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100806725B1 (ko) * 2006-12-15 2008-02-27 전자부품연구원 Ｕｗｂ 무선 단말기 및 ｕｗｂ 단말기의 전원 공급 방법 및이를 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 판독가능한 기록 매체
KR100831365B1 (ko) * 2006-11-15 2008-05-21 삼성전자주식회사 무선통신을 위한 통신장치 및 그 주파수 생성방법
KR100901692B1 (ko) * 2007-03-27 2009-06-08 한국전자통신연구원 저속 무선 개인 통신 네트워크에서 다중모드 송수신 장치및 그 방법
KR100915374B1 (ko) * 2007-08-07 2009-09-03 (주)이지모바일 지그비를 이용한 이미지 데이터 송수신 장치 및 그제어방법
KR101450498B1 (ko) * 2010-11-17 2014-10-13 퀄컴 인코포레이티드 멀티-대역 트랜시버에서 ｌｏ 생성 및 분배

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8249533B2 (en) * 2003-12-19 2012-08-21 Vixs Systems, Inc. Rapidly adjustable local oscillation module and applications thereof
US7522898B2 (en) * 2005-06-01 2009-04-21 Wilinx Corporation High frequency synthesizer circuits and methods
US7657286B2 (en) * 2006-05-11 2010-02-02 Nokia Corporation Multiradio control interface element in modem
EP1863191B1 (en) * 2006-06-02 2012-03-14 STMicroelectronics N.V. Method for managing eventual interferences with antenna switching and corresponding device
US7664532B2 (en) * 2006-06-02 2010-02-16 Nokia Corporation Radio transmission scheduling according to multiradio control in a radio modem
CN100428720C (zh) * 2006-06-14 2008-10-22 秦毅 一种支持ZigBee的电能数据采集方法和电能计量装置
US7894778B2 (en) * 2006-06-30 2011-02-22 Broadcom Corporation LO generator to reject unwanted sideband
KR100743368B1 (ko) 2006-09-19 2007-07-26 에스케이 텔레콤주식회사 지그비를 이용한 음성 데이터 송수신 장치 및 방법
US7949364B2 (en) * 2006-10-03 2011-05-24 Nokia Corporation System for managing radio modems
US20080291830A1 (en) * 2007-05-25 2008-11-27 Nokia Corporation Multiradio control incorporating quality of service
US20090096586A1 (en) * 2007-10-12 2009-04-16 Icontrol, Inc. Radiofrequency Tracking and Communication Device and Method for Operating the Same
TWI387294B (zh) * 2007-10-31 2013-02-21 Uniband Electronic Corp ＺｉｇＢｅｅ無線網路資料安全傳輸系統
KR100946674B1 (ko) 2007-12-03 2010-03-12 한국전자통신연구원 이종 변복조 방식을 지원하는 저속 무선 개인 통신네트워크 구성 방법
US20100102958A1 (en) * 2008-10-29 2010-04-29 Ardi Technology Corporation Object tracking and locating apparatus
KR101136136B1 (ko) * 2008-12-12 2012-04-17 한국전자통신연구원 다중 대역 사용 가능한 근거리 무선 송수신기
US20100186234A1 (en) 2009-01-28 2010-07-29 Yehuda Binder Electric shaver with imaging capability
US9142586B2 (en) * 2009-02-24 2015-09-22 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Pad design for backside illuminated image sensor
KR101651201B1 (ko) * 2009-07-07 2016-08-25 삼성전자주식회사 고조파 제거 믹서 및 그 방법
TWI414163B (zh) 2009-12-04 2013-11-01 Ind Tech Res Inst 異質無線感測網路橋接裝置以及異質無線感測網路橋接裝置之控制方法以及流量平衡方法
US8547207B2 (en) * 2010-03-11 2013-10-01 Checkpoint System, Inc. RFID converter module
US8432842B2 (en) 2010-05-29 2013-04-30 Marcus KRIETER System and method for providing Wi-Fi access to electronic devices in a personal area network (PAN)
CN102385907A (zh) * 2011-11-10 2012-03-21 江南大学 基于Zigbee的mp5播放器
WO2014025915A1 (en) * 2012-08-07 2014-02-13 Tektone Sound & Signal Mfg., Inc. Dual band nurse call system
US20140176336A1 (en) * 2012-12-21 2014-06-26 eLuminon, LLC. System, method, and apparatus for remotely monitoring surge arrester conditions
EP3211802B1 (en) * 2016-02-26 2019-01-02 Nxp B.V. Multi-mode transceiver arrangement
US9887869B2 (en) 2016-05-06 2018-02-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Method of compensating carrier frequency offset in receivers
US10514411B2 (en) * 2016-11-30 2019-12-24 Norfolk Southern Corporation Testing system for multiple-unit locomotives
KR20200086889A (ko) * 2019-01-10 2020-07-20 엘지전자 주식회사 공기조화기

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5887020A (en) * 1991-05-13 1999-03-23 Omnipoint Corporation Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system
FI98020C (fi) * 1995-06-06 1997-03-25 Nokia Mobile Phones Ltd Digitaalisen signaalin modulointimenetelmä ja modulaattori
US6741638B2 (en) * 1997-06-23 2004-05-25 Schlumbergersema Inc. Bandpass processing of a spread spectrum signal
US6704549B1 (en) * 1999-03-03 2004-03-09 Parkvision, Inc. Multi-mode, multi-band communication system
US6658237B1 (en) * 1999-03-02 2003-12-02 Skyworks Solutions, Inc. Multi-Band transceiver utilizing direct conversion receiver
US6570458B2 (en) * 2001-06-12 2003-05-27 Teradyne, Inc. Low noise microwave synthesizer employing high frequency combs for tuning drift cancel loop
US6842081B2 (en) * 2002-06-06 2005-01-11 International Business Machines Corporation Dual frequency voltage controlled oscillator circuit
US7167708B2 (en) * 2003-02-24 2007-01-23 Autocell Laboratories Inc. Wireless channel selection apparatus including scanning logic
US20050090208A1 (en) * 2003-08-19 2005-04-28 Rich Liao General radio frequency synthesizer (GRFS)
US7057466B2 (en) * 2004-03-31 2006-06-06 Broadcom Corporation Varactor-based ring oscillator

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100831365B1 (ko) * 2006-11-15 2008-05-21 삼성전자주식회사 무선통신을 위한 통신장치 및 그 주파수 생성방법
KR100806725B1 (ko) * 2006-12-15 2008-02-27 전자부품연구원 Ｕｗｂ 무선 단말기 및 ｕｗｂ 단말기의 전원 공급 방법 및이를 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 판독가능한 기록 매체
KR100901692B1 (ko) * 2007-03-27 2009-06-08 한국전자통신연구원 저속 무선 개인 통신 네트워크에서 다중모드 송수신 장치및 그 방법
KR100915374B1 (ko) * 2007-08-07 2009-09-03 (주)이지모바일 지그비를 이용한 이미지 데이터 송수신 장치 및 그제어방법
KR101450498B1 (ko) * 2010-11-17 2014-10-13 퀄컴 인코포레이티드 멀티-대역 트랜시버에서 ｌｏ 생성 및 분배
US9160396B2 (en) 2010-11-17 2015-10-13 Qualcomm Incorporated LO generation and distribution in a multi-band transceiver

Also Published As

Publication number Publication date
KR100635535B1 (ko) 2006-10-17
US20060019700A1 (en) 2006-01-26
US7260360B2 (en) 2007-08-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100635535B1 (ko) Ｉｅｅｅ 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비송수신기
KR100622646B1 (ko) 2.3 - 2.4 ＧＨｚ　무선 통신을 위한 다중표준 송수신기구조
US9065537B2 (en) Method and system for calibrating a multi-mode, multi-standard transmitter and receiver
US6516184B1 (en) Multi-band transceiver having multi-slot capability
EP2396890B1 (en) Multi-band aggregated spectrum receiver employing frequency source reuse
US8838049B1 (en) Method and arrangement for transmitting and receiving RF signals through various radio interfaces of communication systems
US7567786B2 (en) High-dynamic-range ultra wide band transceiver
US10560128B2 (en) Carrier aggregated signal transmission and reception
US6415001B1 (en) System and process for shared frequency source multi-band transmitters and receivers
US20150244548A1 (en) Frequency adjustment of signals
US20100048196A1 (en) Method and system for a variable system on demand
US20020022465A1 (en) Apparatus and method for integrated frequency hopping and GPS receiver
US9379930B2 (en) Transmitter devices of I/Q mismatch calibration, and methods thereof
US8218693B2 (en) Gain control for wireless receiver
CN112166581B (zh) 射频发射机和信号处理方法
WO2016160145A1 (en) Transmit phase measurement and signaling in wifi circuits
EP1500205B1 (en) Frequency synthesizers for supporting voice communication and wireless networking standards
KR20060025150A (ko) 공유 기능 블록 멀티 모드 멀티 밴드 통신 트랜시버
JP2000124829A (ja) 無線通信装置及びこれに用いる集積回路
EP2615740B1 (en) Wireless communication device and wireless communication device control method
CN109889225B (zh) 载波聚合信号发射与接收
JP2008098965A (ja) 無線通信機

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130621

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140708

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150626

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161011

Year of fee payment: 11

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20181008

Year of fee payment: 13

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20191001

Year of fee payment: 14