FI98020C - Digitaalisen signaalin modulointimenetelmä ja modulaattori - Google Patents

Description

98020

Digitaalisen signaalin modulointimenetelmä ja modulaattori -ModulermgsfÖrfarande och modulator for en digital signal 5 Esillä oleva keksintö koskee menetelmää ja modulaattoria digitaalisen signaalin mo-duloimiseksi analogiseksi signaaliksi korkeammalle taajuudelle, jossa kantataajuinen digitaalinen signaali viedään digitaali-analogiamuuntimeen, jossa mainitusta digitaalisesta signaalista otetaan näytteitä määrätyllä näytetaajuudella ja muunnetaan analogiseksi signaaliksi ja muunnoksen tuotteena digitaali-analogiamuunnin tuottaa 10 kantataajuisen signaalin ja näytetaajuuden monikerroilla olevia signaaleja. Modu lointi suoritetaan radiotaajuuksilla lähettävissä matkapuhelimissa kantataajuisen puhe- tai signalointi-informaation moduloimiseksi radiotaajuiseen kantoaaltoon lähetystä varten. Keksintö liittyy digitaalisissa matkapuhelimissa suoritettavaan modulointiin.

15

Yleisesti matkapuhelin voidaan jakaa toiminnan mukaan neljään osaan: käyttäjäosaan eli käyttöliittymään, ohjausosaan, audio-osaan ja radiotaajuusosaan, joista kolme viimeistä muodostavat matkapuhelimen radioyksikön. Matkapuhelimen 10 lohkokaavio on yleisesti esitetty kuviossa 1, jossa näkyy matkapuhelimen eri osien 20 sisältämiä lohkoja. Matkapuhelimen käyttäjä kommunikoi matkapuhelimen kanssa käyttäjäliitynnän 20 kautta, johon kuuluu tavallisesti kaiutin 21, mikrofoni 22, näppäimistö 23 ja näyttö 24. Käyttäjäliityntä 20 voi sisältää myös muita rajapintoja, kuten modeemin tiedonsiirtoa varten, "kädet vapaana" -toiminnon (hands free) ja puheella aktivoinnin. Radioyksikkö 30 muodostuu matkapuhelimen kantataajuisista 25 osista, johon kuuluu tavallisesti ohjausosa 40 ja audio-osa 50, sekä radiotaajuus-osasta 60.

Ohjausosassa 40 on tavallisesti keskusyksikkönä mikroprosessori 41, joka suorittaa puhelun muodostamiseen tarvittavat proseduurit ja ohjaa matkapuhelimen toimintaa 30 erilaisten ohjelmistojen avulla. Näitä ovat esim. solukko-ohjelmisto, käyttäjäliityn-täohjelmisto sekä erityyppiset valvontaohjelmat (esim. akun varaustilan valvonta) ja huoltoa helpottavat testiohjelmat. Solukko-ohjelmisto huolehtii matkapuhelimen ja tukiaseman välisestä signaloinnista. Käyttäjäliityntäohjelmisto ohjaa käyttäjän ja muun ohjelmiston välistä kommunikointia, kuten näppäinpainallusten tulkitsemista, 35 näytön ohjausta jne. Ohjausosaan 40 sisältyy myös matkapuhelimessa käytettäviä muisteja 42, joihin on tallennettu esim. käyttöjärjestelmä, matkapuhelimen sarjanumero ja puhelinnumeroja käyttöoikeudet erilaisia palveluita varten ja joita käytetään myös työmuistina puhelun muodostamisen aikana.

2 98020

Digitaalisen matkapuhelimen kantataajuusosa sisältää mm. puhe- ja kanavakoodauksen, informaation kompressoinnin purskeiksi ja purskeiden purkamisen jatkuvaksi signaaliksi sekä kanavakorjaimen. Audio-osa 50 voidaan toteuttaa esim. ohjelmallisesti signaaliprosessorilla 51.

5

Radiotaajuusosassa 60 kantataajuusosan tuottama puhe- ja signalointi-informaatio siirretään radiotielle ja vastaavasti vastaanotetaan radiotieltä. Kommunikointi matkapuhelimen kantataajuusosan kanssa tapahtuu erityisen radiotaajuusrajapinnan kautta, jossa suoritetaaan mm. tarvittavat A/D-ja D/A-muunnokset. Radiotaajuusosa 10 60 sisältää mm. antennin 61 ja duplekserin 62 sekä lähettimen 63, vastaanottimen 64 ja taajuussynteesiosan 65.

Lähetinosassa 63 puhe- ja signalointi-informaatio moduloidaan radiotaajuiseen kantoaaltoon ja tehovahvistetaan. Useimmiten modulointi tapahtuu välitaajuudella (mo-15 dulaattorissa), joka sekoitetaan halutulle lähetystaajuudelle (lähettimessä). Erilaisia modulointimenetelmiä käytetään riippuen signaalin tyypistä ja lähetykselle asetetuista vaatimuksista. Informaation siirtämiseksi analogisesti voidaan käyttää esim. FM-modulaatiota (Frequency Modulation) tai FSK-modulaatiota (Frequency Shift Keying) ja informaation siirtämiseksi digitaalisesti voidaan käyttää esim. π/4-20 DQPSK -modulaatiota (π/4-shifted Differential Quadrature Phase Shift Keying) tai GMSK-modulaatiota (Gaussian Minimum Shift Keying), joissa molemmissa signaalia käsitellään kompleksisena I/Q-signaalina.

Tässä hakemuksessa käsitellään lähinnä digitaalisen, edullisesti kompleksisen sig-25 naalin modulointia, jossa signaalia käsitellään kahtena toistensa suhteen vaihesiirret-tynä signaalina, jotka moduloidaan ja lopuksi yhdistetään. Tavallisesti kyse on kahden 90° vaihesiirrossa olevan signaalin yhdistämisestä. Seuraavassa selostetaan tavallista kompleksisen signaalin modulointiin käytettyä menetelmää sekä modulaattoria viittaamalla kuvioihin 2 ja 3.

30

Kuviossa 2 on esitetty tekniikan tasosta tunnettu modulaattori, jossa aluksi käsitellään tuleva bittivirta an (esim. puhe- ja kanavakoodauksen tuloksena saatava bittivirta) digitaalisessa signaalinkäsittelylohkossa 70, jossa sarjamuotoinen bittivirta muunnetaan kahdeksi erilliseksi bittivirraksi ja koodataan I- ja Q-haaran signaa-35 leiksi. I- ja Q-signaalit D/A-muunnetaan D/A-muuntimilla 71, jolloin muunnoksen tuloksena saadaan kuviossa 3 esitetyn kaltainen spektri, jossa fsjg esittää hyötysig-naalin maksimitaajuutta, jolloin otettaessa D/A-muuntimeen näytteitä taajuudella f[n toistuu signaalin spektri tämän näytetaajuuden fin monikerroilla, kuten kuviossa 3 li 3 98020 on esitetty. Tavallisen D/A-muunnoksen tuloksena syntyvät monikerrat fhffsig ja niiden peilitaajuudet fjn+fsig ovat häiriötaajuuksia, jotka täytyy alipäästösuodattaa, jotteivät ne häiritse muita (viereisiä) radiokanavia. Alipäästösuodatuksen tuloksena alipäästösuodattimesta 72 saadaan lähtönä pyöristetty analoginen kantataajuinen 5 signaali fsig· Alipäästösuodattimen 72 taajuusvaste on esitetty kuviossa 3 viitteellä f(LP)· Alipäästösuodattimesta 72 saatavat kantataajuiset signaalit It ja Qt moduloidaan kantoaaltotaajuudelle kertomalla ne kantoaaltotaajuisella paikallisoskillaattori-signaalilla fc, jolloin If ja Qf signaali kerrotaan toistensa suhteen 90° vaihesiirre-tyillä paikallisoskillaattorisignaaleilla, esim. kertomalla Ifsignaali signaalilla cos(2n 10 fct) jä QfSignaali signaalilla -sin^fct). 90° :n vaihesiirto voidaan muodostaa vai-heensiirtimellä 76. Signaalien kertominen toteutetaan sekoittimilla 73 ja 74, jolloin sekoittimien lähdöistä saadaan analogisten If ja Qf signaalien ja paikallisoskillaatto-risignaalin fc sekoitustuloksen sisältävä kantoaaltotaajuinen eli tavallisesti välitaa-juinen signaali. Sekoittimien 73, 74 lähtösignaalit summataan summaimessa 75, 15 jolloin modulaattorin lähtösignaali fjp saadaan summaimesta 75 sekoittimien lähtö-signaalien summasignaalina.

Vastaavanlainen ratkaisu on esitetty US-patentissa 5 325 396, jossa modulaattoriin tuodaan erillisen generaattorin generoimat kantoaaltotaajuiset (välitaajuiset) sini-ja 20 kosinisignaalit I- ja Q-signaalien moduloimiseksi välitaajuudelle.

Tällaisten tekniikan tasosta tunnettujen modulointimenetelmien ja modulaattoreiden haittana on niiden laitetoteutuksen vaatima suuri tila. Modulaattori sisältää niin paljon komponentteja alipäästösuodatuksesta ja sekoituksesta johtuen sekä eri taa-25 juisten signaalien käsittelystä johtuen, että sen toteutus vaatii yleensä ainakin kaksi integroitua piiriä: D/A-muuntimet ja alipäästösuodattimet yhdellä (esitetty kuviossa viitteellä IC1) ja sekoitukseen vaadittavat komponentit toisella piirillä IC2. Lisäksi ongelmana on usein alipäästösuodattimen 72 taajuuskaistaan (ks. kuvio 3) sisältyvän DC-komponentin pääsy sekoittimille 73 ja 74, mikä aiheuttaa ei-toivottua kantoaal-30 lon läpivuotoa. DC-komponenttia voidaan tosin suodattaa sijoittamalla I- ja Q-haa-raan alipäästösuodattimen 72 ja sekoittunen 73, 74 väliin kondensaattori. Tässä on tosin ongelmana se, että koska signaali fsjg sijaitsee aivan nollataajuuden läheisyydessä, täytyy DC-suodatuskondensaattorin olla suuri (jotta saavutetaan ylipäästö-suodatus, jossa päästökaistan rajataajuus jää lähelle nollataajuutta). Suuren konden-35 saattorin lataamiseen kuluu paljon aikaa, jolloin aikajakomonikäyttöjärjestelmissä ei päästä hyödyntämään järjestelmän aikajakoisuutta, jossa modulaattori kytkettäisiin pois päältä purskeiden välissä. Lisäksi johtuen kahden haaran signaalien käsittelystä joudutaan käyttämään kahta suurta kondensaattoria.

4 98020

Esillä olevan keksinnön tarkoituksena on välttää edellä mainitut ongelmat ja esittää sellainen modulaatiomenetelmä ja modulaattori, jolla saadaan kompleksinen signaali moduloitua ja siirrettyä suoraan kantataajuudelta välitaajuudelle tai jopa suoraan kantataajuudelta lähetystaajuudelle. Tämä on mahdollista ottamalla tulevasta bitti-5 virrasta näytteitä D/A-muuntimella, edullisesti sigma-delta -tyyppisellä D/A-muuntimella, ja valitsemalla lähdöksi suoraan jokin D/A-muuntimen antama näytetaajuu-den monikerta. Edullisesti D/A-muuntimen lähdöstä valitaan sellainen monikerta, joka on toivotulla välitaajuudella tai lähetystaajuudella. Keksinnön mukainen modulaattori voidaan toteuttaa pienemmällä komponenttimäärällä ja siten saavutetaan 10 kustannussäästöä ja keksinnön mukaisella menetelmällä ja modulaattorilla saavute taan tekniikan tason ratkaisuihin nähden pienempi virrankulutus. Lisäksi koska signaali on jokin näytetaajuuden monikerta, jolloin se ei ole nollataajuuden läheisyydessä, DC-komponentin suodattamiseen riittää pieni kondensaattori (sillä DC-suo-datuskondensaattorin toteuttaman ylipäästösuodatusfunktion päästökaistan rajataa-15 juuden ei tarvitse olla nollataajuuden lähellä, eli siirtofunktion ei tarvitse nousta jyrkästi vaimennuskaistalta päästökaistalle nollataajuuden jälkeen, kuten tekniikan tasossa).

Keksinnön mukaiselle menetelmälle on tunnusomaista se, että lähtösignaaliksi vali-20 taan jokin mainituista näytetaajuuden monikerroilla olevista signaaleista.

Vastaavasti keksinnön mukaiselle modulaattorille on tunnusomaista se, että se käsittää välineet lähtösignaalin valitsemiseksi mainituista näytetaajuuden monikerroilla olevista signaaleista.

25

Keksinnön edullisessa suoritusmuodossa kompleksisen digitaalisen I/Q-signaalin modulointi välitaajuudelle tehdään suoraan sigma-delta-D/A-muuntimella. Sigma-delta D/A-muuntimen etuja ovat suuri tarkkuus, hyvä luotettavuus, hyvä stabiilius ja hyvä lineaarisuus.

30

Keksintöä selostetaan seuraavassa yksityiskohtaisemmin viittaamalla oheisiin piirustuksiin, joissa kuvio 1 esittää matkapuhelimen lohkokaaviota yleisesti, 35 kuvio 2 esittää tekniikan tasosta tunnettua modulaattoria, kuvio 3 esittää kuvion 2 mukaisen modulaattorin tuottamaa taajuusspektriä D/A-muuntimien lähdöissä, kuvio 4 esittää sigma-delta -modulaattorin toteutusta digitaalisesti, li 5 98020 kuvio 5 esittää sigma-delta-D/A-muuntimen lohkokaaviota, kuvio 6 esittää erästä toteutusta kuviossa 5 esitetystä sigma-delta -modulaattorista, kuvio 7 esittää erästä toteutusta kuviossa 5 esitetystä interpolaattorilohkosta, 5 kuvio 8 esittää keksinnön mukaisen sigma-delta-D/A-muuntimen avulla toteutetun modulaattorin, kuvio 9 esittää keksinnön mukaisen modulaattorin tuottamaa taajuusspektriä ja lähtönä saatavaa taajuusvastetta, kuvio 10a esittää tunnettua Johnson-laskuria 90 asteen vaihesiirron toteuttami- 10 seksi digitaalisti, kuvio 10b esittää kuviossa 10a esitetyn Johnson-laskurin signaalikaaviota, kuvio 11 esittää paikallistaajuuksien muodostamista lähetin-vastaanottimessa, ja kuvio 12 esittää vaihtoehtoisen toteutuksen kuvion 11 tyyppiselle lähetin-vas- taanottimelle.

15

Kuvio 4 esittää ns. sigma-delta -modulaattorin toteutusta digitaalisesti. Nimi '"sigma-delta" tulee sigma-delta -modulaattorin rakenteesta, jossa on ensin summain 80 (summauspiste), jota yleisesti kuvataan kreikkalaisella kirjaimella "sigma" (Σ), ja integroinnin toteuttava lohko 81, jonka jälkeen tulee ns. delta-modulaattori, johon 20 kuuluu kvantisoija 82, joka perustuu peräkkäisten näytteiden erotuksen kvantisoin-tiin, siitä nimitys "delta" (Δ). Lohko 81 voi toteuttaa esim. siirtofunktion H(z) =

Sigma-delta-D/A-muuntimissa näytetaajuus nostetaan ensin e.>im. interpoloimalla ja sen jälkeen näytteiden bittimäärää vähennetään, jolloin esim. useita bittejä käsittävien sanojen virta voidaan muuttaa 1-bittisten sanojen virraksi eli bittivirraksi.

25 Näytetaajuuden nostamisen jälkeen ja ennen bittien määrän vähentämistä kohinaa suodatetaan. Käytännössä muokataan kvantisointikohinaa (valkoista kohinaa) siten, että suurin osa kohinasta jää signaalikaistan ulkopuolelle. Kuvassa 4 esitetty takaisinkytketty silmukka toimii tulosignaalin alipäästösuodattimena ja kvantisoijan aiheuttaman kohinan ylipäästösuodattimena, mitä ominaisuutta kutsutaan kohinan 30 muokkaukseksi (noise shaping).

Kuviossa 5 on esitetty esimerkki sigma-delta-tyyppisen D/A-muuntimen lohkokaaviosta. Taajuudella fin sisään tuleva n-bittinen signaali, jossa n on jokin kokonaisluku, viedään aluksi interpolaattoriin 90, joka toteuttaa näytetaajuuden nostamisen 35 monikertaiseksi, eli N-kertaiseksi N:n ollessa jokin kokonaisluku, esim. luku 64, jolloin lähtönä saadaan n-bittinen signaali näytetaajuudella 64*fjn. Interpolaattorista 90 saatava interpoloitu digitaalinen signaali viedään kohinan muokkauslohkoon 91 (sigma-delta -modulaattoriin), joka suorittaa kuvion 4 tyyppisen sigma-delta -modu- 98020 6 loinnin sisältäen n-bittisen signaalin kvantisoinnin 1-bittiseksi signaaliksi. Kohinan muokkauslohkon 91 lähtönä saadaan 1-bittinen signaali näytetaajuudella 64*fjn, joka D/A-muunnetaan 1-bittisellä D/A-muuntimella 92 analogiseksi signaaliksi. D/A-muuntimesta 92 saatava analoginen signaali viedään alipäästösuodattimeen 93, joka 5 pyöristää signaalia sekä suodattaa pois signaalin monikerrat päästäen läpi maksimissaan taajuudella fsjg olevat signaalit, jolloin lähtönä saadaan halutulle taajuudelle suodatuksella valittu analoginen signaali.

Interpolaattori on sinänsä tunnettu alan ammattimiehelle. Kuviossa 7 on kuitenkin 10 esitetty eräs esimerkki interpolaattorin toteuttamiseksi, jota voidaan käyttää kuvion 5 mukaisessa sigma-delta-D/A-muuntimessa. Kuviossa 7 esitetty interpolaattori sisältää yksinkertaisimmillaan ns. sinc-tyyppisen digitaalisen suodattimen, joka tässä toteuttaa kolmannen asteen sinc-suodatuksen eli sinc^-funktion ja jossa interpoloin-tisuhde on tässä esimerkissä 64, jolloin näytetaajuus nousee taajuudesta taajuu-15 teen 64*f[n. Kolmannen asteen sinc-funktio toteutuu peräkkäin kytketyillä derivaat-toreilla 901, 902, 903 ja integraattoreilla 904, 905, 906, jossa interpolointilohkolla 907 interpoloidaan loogisia "0"-näytteitä derivaattoreista tulevien näytteiden väliin.

Kohinan muokkauslohkona 91 voidaan kuviossa 5 käyttää esim. kuviossa 6 esitettyä 20 viidennen asteen kohinan muokkauslohkoa. Kohinan muokkauslohko suorittaa ns. sigma-delta -moduloinnin eli se on toiminnaltaan ja rakenteeltaan samankaltainen kuin kuviossa 4 esitetty ensimmäisen asteen sigma-delta -modulaattori. Kuten kuviosta 6 voidaan nähdä siinä esitetyssä viidennen asteen kohinan muokkauslohkossa on viisi integraattoria ja kvantisoija 82, joka on yksinkertaisesti etumerkin ilmaisin. 25 Kuvion 6 muokkauslohkon tuloon saadaan n-bittinen signaali Din ja lähtöön saadaan kylläkin kaikki n-bittiä (n-bits), mutta lähtöön Dout valitaan esim. pelkästään n-bittisen sanan eniten merkitsevä bitti msb (most significant bit) 1-bittisen signaalin antamiseksi lähtönä.

30 Kuviossa 8 on esitetty keksinnön mukaisen modulaattorin toteutus sigma-delta -periaatteeseen perustuvaa D/A-muunninta 710 soveltaen. Kuvion 8 mukaisessa esimerkissä käsitellään kompleksista I/Q-signaalia, jota varten modulaattorissa on erilliset haarat I-ja Q-signaaleja varten ja molemmissa haaroissa digitaaliset I-ja Q-signaalit syötetään aluksi digitaaliseen interpolointi-/suodatinlohkoon 90, esim. kuviossa 5 ja 35 7 esitetynlaiseen sinc-suodatinfunktion ja interpoloinnin suorittavaan interpolaatto- riin 90, jossa näytetaajuudella sisään tulevan n-bittisen signaalin, jossa n on jokin kokonaisluku, näytetaajuus nostetaan N-kertaiseksi, jolloin lähtönä saadaan n-bittinen signaali näytetaajuudella N*^ ja sen monikertoja (jossa kaikkia lähtöjä

II

7 98020 voidaan siten merkitä viitteellä fNi=i*N*fin, jossa i=0,1,2,3,.., jolloin fNi=N*fin, 2N*fin, 3Ν*ί^, jne). Selvyyden vuoksi todettakoon, että N*^ on jo näytetaajuu-den fin monikerta.

5 Interpolaattoreista/sinc-suodattimista 90 saatavat signaalit viedään edelleen sigma-delta -modulaattoreihin 91 (kohinan muokkauslohkoihin), joista lähtöinä saadaan 1-bittiset signaalit näytetaajuudella ί[\ίΐ=ϊ*Ν*^, jolloin signaalin näyteväli on T=l/i*N5|tfin. Tässä vaiheessa monikertoja fNi=N*fjn, 2N*fin, SN*^, dN*^,... (joiden näytevälit ovat vastaavasti T=l/2N*fin, l/SN*^ jne) ei ole suodatettu pois, 10 joten sigma-delta -muuntimien 91 lähdöksi voidaan valita näistä sopiva välitaajuu-della tai lähetystaajuudella oleva signaali.

Sigma-delta -modulaattorin 91 jälkeen Q-haaraan lisätään 90°:n vaiheensiirrin 76, joka voi olla esim. logiikkapiireillä toteutettu viive-elin. 90°:n vaiheensiirto saadaan 15 aikaan jakajalla viivästämällä Q-haaran signaalin näyteväli neljänneksellä, jolloin Q- haaran signaalin näyteväli pysyy samana (T=l/f^f) viivästyksen ollessa T=l/4*f[\ji. Tämä jakaminen voidaan tehdä esimerkiksi ns. Johnson-laskurilla, joka on esitetty kuviossa 10a ja jossa kahden D-kiikun avulla saadaan kellosignaalista CLK muodostettua kaksi toistensa suhteen 90° vaihesiirrettyä lähtöä A ja B sekä niiden invertoi-20 dut myös toistensa suhteen 90° vaihesiirretyt lähdöt XA ja XB. Nämä signaalit ja niiden vaiheet on esitetty kuviossa 10b.

Toistensa suhteen 90° vaihesiirretyt 1-bittiset I-ja Q-signaalit viedään tämän jälkeen omissa haaroissaan 1-bittisiin D/A-muuntimiin 92, joista saatavat analogiset lähtö-25 signaalit summataan summaimessa 95. Vaihtoehtoisesti I- ja Q-signaalit voidaan summata digitaalisesti ennen muuntamista analogiseksi, jolloin toistensa suhteen 90 asteen vaihesiirrossa olevat digitaaliset I-ja Q-signaalit viedään ensin digitaaliselle summaimelle. Sen jälkeen yhdistetty digitaalinen signaali muunnetaan yhdessä D/A-muuntimessa, jonka tosin tällöin täytyy olla 2-bittinen D/A-muunnin. Tällöin kui-30 tenkin vältettäisiin kahden D/A-muuntimen käyttö.

Summaimesta 95 (tai mahdollisesta 2-bittisestä D/A-muuntimesta) saatava analoginen signaali kaistanpäästösuodatetaan kaistanpäästösuodattimessa 96, josta saadaan välitaajuudelle moduloitu modulaattorin lähtösignaali fip. Kuviossa 9 on esitetty 35 kuvion 8 mukaisen sigma-delta-D/A-muuntimen signaali spektrin käyttäytymistä eri vaiheissa ja kuvion oikeaan reunaan on merkitty viitenumeroin signaali, joka vie-dään/saadaan sigma-delta-D/A-muuntimen eri lohkoihin/lohkoista. Kuvion 9 alimmainen käyrä esittää esimerkin vuoksi monikertataajuuden N*fjn (= fjsji) valitsemi- 8 98020 sen lähtösignaaliksi kaistanpäästösuodattimella, jossa f(BP)on sen taajuusvaste. Kuvion 9 toiseksi alimmaisessa käyrässä on esitetty harmaana alueena signaalikais-tan fsjg ja sen monikerran N*^ välille (mutta ei niiden kohdalle) sigma-delta -moduloinnissa muokattu kvantisointikohina. Vastaavasti sen yläpuolella olevassa käy-5 rässä on harmaana alueena esitetty taajuusalueen yli tasaisesti jakautunut kvanti-sointikohina sinc-suodatuksen jälkeen (ennen sigma-delta -modulointia).

Ennen kaistanpäästösuodatinta 96 voidaan sijoittaa kondensaattori suodattamaan pois DC-komponentit ja siten varmistaa, ettei DC-komponentti pääse modulaattorin 10 lähtöön OUT. Tekniikan tasoon verrattuna keksinnön etuja on tällöin se, että DC-komponentti on helpompi suodattaa, koska lähtösignaali valitaan kaistanpäästösuodattimella suoraan näytetaajuuden välitaajuisesta tai lähetystaajuisesta monikerrasta eli kaukaa DC-komponentista. Tällöin DC-komponentin suodattamiseen riittää pieni kondensaattori (sillä DC-suodatuskondensaattorin toteuttama ylipäästösuodatus-15 funktion päästökaistan rajataajuuden ei tarvitse olla nollataajuuden lähellä eli siirto-funktion ei tarvitse nousta jyrkästi vaimennuskaistalta päästökaistalle nollataajuuden jälkeen, kuten tekniikan tasossa). Pieni kondensaattori latautuu nopeammin, jolloin aikajakoisuutta voidaan paremmin hyödyntää. Mikäli suoraan välitaajuuden suuruisista monikerroista ei löydy sopivia taajuuksia, voidaan summaimen 95 jälkeen jär-20 jestää alipäästösuodatin tai kaistanpäästösuodatin 97 ja sekoitin 98, jolloin jostakin alemmasta taajuudesta, esim. pienemmästä näytetaajuuden fin monikerrasta N*fin (N valitaan pienemmäksi) sekoittamalla saadaan sopiva välitaajuus lähtösignaaliksi fip. Tämä on esitetty kuviossa 8 viivoitetulla alueella, johon on piirretty myös edellä mainittu DC-suodatuskondensaattori 99, joka voitaisiin myös sijoittaa ennen sekoit-25 tajaa 98 tai vasta kaistanpäästösuodattimen 96 jälkeen. Vaikka keksinnön mukaisessa ratkaisussa käytettäisiin sekoitinta 98, säästetään kuitenkin komponentteja tekniikan tasoon nähden, sillä sekoitus tehdään vain yhdelle signaalille. Tällaisella ratkaisulla saavutetaan tällöin se etu, että sigma-delta-D/A-muunninta voidaan kellottaa pienemmällä kellotaajuudella N*^, millä saavutetaan esim. tehonsäästöä.

30

Vertaamalla kuviota 8 ja kuviota 2 ja niissä esitettyjä ratkaisuja nähdään, että esillä olevan keksinnön mukaisella ratkaisulla säästetään huomattavasti komponentteja ja toimenpiteitä, jolloin modulaattori voidaan toteuttaa ainoastaan yhdellä integroidulla piirillä. Kuviossa 2 on D/A-muuntimet 71 ja alipäästösuodattimet 72 omissa haa-35 roissaan omalla integroidulla piirillä IC1 sekä sekoituksen suorittavat lohkot omalla toisella integroidulla piirillä IC2, kun taas keksinnön mukaisessa kuviossa 8 esitetyssä ratkaisussa tarvitaan ainoastaan molemmissa haaroissa omat D/A-muuntimet 710 ja yksi vaiheensiirrin 76. Lisäksi I-ja Q-signaalien yhdistämiseksi tarvitaan

II

9 98020 summain 95, mutta suodatukseen riittää pelkästään yksi yhteinen suodatin 96, joka voi olla esim. dielektrinen, helix- tai vastaavanlainen RF-suodatin. Näin ollen moduloimalla digitaalinen signaali suoraan välitaajuudelle keksinnön mukaisesti saadaan modulaattorin toteutuksessa huomattava komponenttisäästö. Lisää komponent-5 teja voidaan säästää matkapuhelimen lähetinosassa valitsemalla modulaattorista suoraan lähetystaajuinen signaali. Tällöin lähettimessä ei tarvitse enää sekoittaa välitaa-juista signaalia lähetystaajuudelle, vaan riittää, kun modulaattorista saatava signaali vahvistetaan ja suodatetaan lähetystä varten.

10 Seuraavassa esitetään esimerkki keksinnön soveltamisesta matkapuhelimessa viittaamalla kuvioihin 11 ja 12. Esimerkki käsittelee menetelmää ja kytkentää, jolla erityisesti heterodyne-periaatteella toimivan matkapuhelimen paikallistaajuudet voidaan muodostaa yksinkertaisella taajuussyntesoijarakenteella. Esillä olevaa keksintöä voidaan käyttää kuvioiden Ilja 12 mukaisessa lähetin-vastaanottimessa lähetti-15 men ensimmäisen välitaajuuden muodostamiseksi. Seuraavassa esitettävän esimerkin mukaisesti voidaan toteuttaa toimiva analogisen, digitaalisen tai kaksitoimisen matkapuhelimen taajuussyntesointi, jota voidaan käyttää esim. samanaikaiseen lähetykseen ja vastaanottoon perustuvassa TDMA-matkapuhelinjärjestelmissä, joka voi olla käytössä tulevaisuudessa, sekä CDMA-matkapuhelinjäijestelmässä.

20

Seuraavan sovellusesimerkin paikallistaajuuksien muodostaminen perustuu siihen, että kahden välitaajuuden jatkuvatoimisessa lähetin/vastaanottimessa eli ns. kaksois-super-rakenteessa vastaanottimen ensimmäisestä välitaajuudesta ja lähettimen toisesta välitaajuudesta toisen ollessa kaksinkertainen duplex-väliin nähden ja vastaa-25 vasti toisen duplex-välin suuruinen, lähettimen ja vastaanottimen UHF-paikallistaa-juuksien lisäksi voidaan myös VHF-paikallistaajuudet muodostaa yhdellä taajuus-syntesoijalla. Tämä toteutuu valitsemalla lähettimen ensimmäiseksi välitaajuudeksi vastaanottimen toiseen välitaajuuteen nähden 2-kertainen taajuus, jos lähettimen toinen välitaajuus on vastaanottimen ensimmäistä välitaajuutta suurempi, tai vastaa-30 vasti valitsemalla vastaanottimen toiseksi välitaajuudeksi lähettimen ensimmäiseen välitaajuuteen nähden 2-kertainen taajuus, jos vastaanottimen ensimmäinen välitaajuus on lähettimen toista välitaajuutta suurempi. VHF-paikallistaajuudet saadaan joko suoraan taajuussyntesoijan lähdöstä tai ne muodostetaan jakamalla tai kertomalla syntesoijan lähtötaajuus sopivasti 2:11a. Edullisesti vastaanottimen toiseksi välitaa-35 juudeksi valitaan vastaanotettavan signaalin symbolitaajuuden monikerta ja lähettimen ensimmäinen välitaajuus muodostetaan keksinnön mukaisella modulaattorilla. Käytännön matkapuhelinjärjestelmissä vastaanottokanavan taajuusalue on yleensä lähetyskanavan taajuusalueen yläpuolella duplex-välin verran. Tällöin käytettäessä 10 98020 vastaanottimen ja lähettimen UHF-paikallistaajuuksien muodostamiseen yhteistä taajuussyntesoijaa ja vastaanottimen ensimmäisessä sekoitinasteessa yläpuolista UHF-injektiota, lähettimen toinen välitaajuus on vastaanottimen ensimmäistä väli-taajuutta suurempi. Kuviossa 11 esitetty toteutus valaisee asiaa.

5

Vastaanottimen toiseksi välitaajuudeksi valitaan tyypillisesti digitaalisen järjestelmän symbolitaajuuden monikerta, jolloin signaalin näytteistäminen A/D-muunti-milla digitaalista ilmaisua varten on yksinkertaista. Näytteistyskellotaajuus on tunnetusti symbolitaajuuden monikerta ja vähintään kaksinkertainen symbolitaajuuteen 10 nähden. Myös analogisen jäijestelmän mukainen vastaanotettava FM-signaali voidaan ilmaista edellä kuvatulla tavalla näytteistämällä.

Kuvion 11 mukaisesessa esimerkissä vastaanottimen taajuusalue on 869 - 894 MHz ja lähettimen taajuusalue 824 - 849 MHz. Taajuusjako noudattaa USDMR-spesifi-15 kaation mukaisia taajuuksia. Aiemmin esitetyn mukaisesti vastaanottimen ensimmäiseksi välitaajuudeksi fRXiFl valitaan duplex-välin suuruinen 45MHz:n taajuus ja lähettimen toiseksi välitaajuudeksi fjxiF2 duplex-väliin nähden 2-kertainen taajuus 90 MHz. UHF-taajuinen syntesoija 101 muodostaa sekä lähettimen että vastaanottimen UHF-paikallistaajuuden fLOUHF’ J°^a on tässä tapauksessa välillä 914 20 - 939 MHz. Paikallistaajuus sekoitetaan lähettimen toisen välitaajuuden fxxiF2 kanssa sekoittimessa 103 yläpuolista injektiota käyttäen ja kantoaaltotaajuisen vas-taanotinsignaalin fj^x kanssa sekoittimessa 104. Syntesoijan referenssioskillaatto-rina toimii esimerkiksi 19.44 MHz kideoskillaattori 105, jota säädetään AFC-jännit-teellä, Automatic Frequency Control.

25

Vastaanottimen toiseksi välitaajuudeksi fRXiF2 valitaan 2.43 MHz, joka on vastaanotettavan signaalin symbolitaajuuden monikerta. Vastaanottimen VHF-paikallis-taajuudeksi fLORX’ joka johdetaan sekoittuneen 112 toisen välitaajuuden muodostamiseksi, saadaan siten 42.57 MHz. Vastaanotetun signaalin näytteistys suoritetaan 30 AD-muuntimella 106, jonka kellotaajuudeksi fcLK valitaan tässä tapauksessa vastaanottimen toiseen välitaajuuteen nähden kaksinkertainen taajuus eli 4.86 MHz.

Lähettimen ensimmäinen välitaajuus fjXIFl ja vastaanottimen toinen välitaajuus fRXIF2 °vat keskenään kahdella jaollisia. Lähettimen ensimmäiseksi välitaajuudeksi 35 fyxiFl on tässä tapauksessa valittu näytteistyskellotaajuuden fcLK suuruinen taajuus eli 4.86 MHz. Lähettimen VHF-paikallistaajuus fLOTX 85.14 MHz voidaan muodostaa vastaanottimen VHF-paikallistaajuudesta fLORX kertomalla se 2-kerto-jalla 107. Eräs vaihtoehto on myös halutun välitaajuuden fTXIF2 suodattaminen li 11 98020 suoraan lähettimen sekoittunen 108 lähdöstä. Kahdella kertominen voidaan toteuttaa myös käyttämällä sekoitdmena 108 aliharmonista sekoitinta, engl. subharmonic mixer.

5 Toteutuksen kannalta on edullista, että myös lähettimen ensimmäinen välitaajuus fTXlFl ja näytteistyskellotaajuus fcLK ovat keskenään jaollisia. Tällöin modulaatio voidaan toteuttaa suoraan lähettimen ensimmäiselle välitaajuudelle frxiFl esillä olevan keksinnön mukaisella rf-modulaattorilla, jota kuvaa lohko 109.

10 Jänniteohjatun oskillaattorin (VCO:n) 111 resonaattorina voidaan käyttää 42.57 MHz kidettä, sillä VCOilta ei vaadita laajaa säätöaluetta kuten tunnetuissa ratkaisuissa, joissa lähtötaajuutta joudutaan vaihtamaan. Kiteen etuna on pieni vaiheko-hina verrattuna diskreeteillä komponenteilla toteutettuun LC-resonaattoriin. Tästä johtuen kiteellä saavutetaan hyvä häiriöiden sieto, mikä on erityisen edullista pyrit-15 täessä häiriösietoisempiin rakenteisiin.

Kiteen käyttö sallii myös vaihelukkosilmukan sammuttamisen virrankulutuksen pienentämiseksi. Tämä on mahdollista, sillä kiteellä muodostettu, paikallistaajuuden taajuusstabiilius on riittävä vastaanotossa ilman vaihelukitustakin. Tätä ominaisuutta 20 voidaan edullisesti käyttää esimerkiksi kaksitoimisessa DAMPS-verkossa puhelimen ollessa valmiustilassa, jolloin tukiasema lähettää analogisella kontrollikanavalla sig-nalointisanomia.

VHF-taajuiseksi kideoskillaattoriksi voidaan kuvion 12 rakenteen mukaisesti valita 25 myös 85.14 MHz:n yliaaltokideoskillaattori 211, jolloin kuvion 11 mukainen 2- kertoja 107 voidaan poistaa ja lisätä kytkentään vastaavasti 2-jakaja 207 vastaanottimen VHF-paikallistaajuuden fLORX muodostamiseksi. Jakajaa voidaan edullisesti soveltaa kvadratuuridemodulaation vaatimien balansoitujen paikallistaajuuksien muodostamisessa. Muilta osin kuvion 12 lähetin-vastaanotin on identtinen kuvion 30 11 lähetin-vastaanottimen kanssa, vaikka kuviossa 11 viitenumerot ovat 100-alkuisia ja kuviossa 12 200-alkuisia.

Yleisesti, radiopuhelimen välitaajuuksien lukumäärästä riippu akatta, voidaan todeta, että kun lähettimen signaalitiellä olevan sekoittunen lähdöstä saadaan lähettimen 35 (k+l):s välitaajuus ja vastaanottimen signaalitiellä olevaan sekoittuneen johdetaan vastaanottimen k:s välitaajuus ja välitaajuuksista toinen on duplex-välin suuruinen ja toinen duplex-väliin nähden kaksinkertainen, voidaan mainituille sekoittimille johdetut lähettimen ja vastaanottimen paikallistaajuudet muodostaa yhdellä taajuus- 12 98020 syntesoijalla ilman taajuushyppyä. Tällöin valitaan lähettimen sekoittimelle johdetun k:nen välitaajuuden ja vastaanottimen sekoittunen lähdöstä saadun (k+l):nnen välitaajuuden lukuarvot siten, että ne ovat keskenään 2:11a jaollisia. Tässä k on positiivinen kokonaisluku. Sovellettuna edellä esitettyyn kaksoissuper-ratkaisuun, k 5 saa arvon 1.

Edellä on esitetty kuinka voidaan yksinkertaisella rakenteella toteuttaa radiopuhelimen taajuussyntesointi, joka soveltuu analogiseen, digitaaliseen ja kaksitoimiseen radiopuhelimeen ja jossa voidaan käyttää keksinnön mukaista modulaattoria.

10 Esitetty taajuussyntesointi soveltuu käytettäväksi myös yhtäaikaiseen lähetykseen ja vastaanottoon perustuvassa vaihelukitussa TDMA- ja CDMA-järjestelmässä. Käyttämällä syntesoijan VCO:n resonaattorina kidettä, voidaan paikallistaajuuden vaihekohinaa ja häiriöherkkyyttä pienentää tunnettuihin ratkaisuihin nähden. Vir-rankulutusta voidaan edelleen pienentää sammuttamalla vaihelukkopiiri puhelimen 15 ollessa valmiustilassa kuuntelemassa analogista kontrollikanavaa.

Esillä olevan keksinnön mukaisesti digitaalinen signaali, edullisesti kompleksinen I/Q-signaali, moduloidaan suoraan välitaajuudelle tai lähetystaajuudelle ottamalla lähtösignaaliksi jokin näytetaajuuden monikerroista. Edullisesti moduloinnissa käy-20 tetään näytetaajuutta monikertaisesti nostavaa modulaattoria. Keksinnön edullisessa suoritusmuodossa kompleksisen digitaalisen I/Q-signaalin modulointi välitaajuudelle tai lähetystaajuudelle tehdään suoraan sigma-delta-D/A-muuntimella tai vastaavan tyyppisellä D/A-muuntimella.

Claims (16)

13 98020

1. Menetelmä digitaalisen signaalin moduloimiseksi analogiseksi signaaliksi korkeammalle taajuudelle, jossa kantataajuinen digitaalinen signaali (I, Q) viedään digi-taali-analogiamuuntimeen (71, 710), jossa mainitusta digitaalisesta signaalista (I, Q) 5 otetaan näytteitä määrätyllä näytetaajuudella (fin) ja muunnetaan analogiseksi signaaliksi ja muunnoksen tuotteena digitaali-analogiamuunnin (71,710) tuottaa kantataajuisen signaalin (fsig) ja näytetaajuuden (¾¾) monikerroilla olevia signaaleja (ffvii), tunnettu siitä, että lähtösignaaliksi (fjp) valitaan jokin mainituista näytetaajuuden (fjn) monikerroilla olevista signaaleista (ijsfi). 10

2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että lähtösignaaliksi (fjp) valitaan välitaajuudella sijaitseva digitaali-analogiamuuntimen tuottama näytetaajuuden (fjn) monikerralla oleva signaali (f^STi)-

3. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että lähtösignaa liksi (fjp) valitaan lähetystaajuudella sijaitseva digitaali-analogiamuuntimen tuottama näytetaajuuden (f[n) monikerralla oleva signaali (f[\[j).

4. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että lähtösignaalin 20 valinta tapahtuu suodattamalla.

5. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että ennen lähtö-signaalin valitsemista mainitun digitaalisen signaalin näytetaajuutta (f[n) kasvatetaan digitaali-analogiamuuntimessa (90). 25

6. Patenttivaatimuksen 5 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että näytetaajuutta (fin) kasvatetaan interpoloimalla.

7. Patenttivaatimuksen 5 tai 6 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että mainitun 30 digitaalisen signaalin näytetaajuuden (fin) kasvattamisen jälkeen signaalia käsitellään sigma-delta -moduloinnilla (91). 1 Patenttivaatimuksen 7 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että mainittu digitaalinen signaali on kompleksinen I-komponentin ja Q-komponentin käsittävä digi- 35 taalinen signaali ja ennen digitaalisen signaalin muuntamista analogiseksi signaaliksi mainitun Q-komponentin vaihetta muutetaan 90 asteen vaihesiirtoon mainitun I-komponentin suhteen. 14 98020

9. Jonkin patenttivaatimuksen 1 - 8 mukaisen menetelmän käyttö matkapuhelimessa.

10. Modulaattori digitaalisen signaalin moduloimiseksi analogiseksi signaaliksi 5 korkeammalle taajuudelle, joka käsittää digitaali-analogiamuuntimen (71,710) kantataajuisen digitaalisen signaalin (I, Q) näytteistämiseksi määrätyllä näytetaaj uudella (fin) Ja muuntamiseksi analogiseksi signaaliksi, joka digitaali-analogiamuunnin (71, 710) tuottaa lähtönä kantataajuisen signaalin (fsig) ja näytetaajuuden (f^) moniker-roilla olevia signaaleja (fjsfi), tunnettu siitä, että se käsittää välineet (90, 96) lähtö-10 signaalin (fjp) valitsemiseksi mainituista näytetaajuuden (fin) monikerroilla olevista signaaleista (f[sji).

11. Patenttivaatimuksen 10 mukainen modulaattori, tunnettu siitä, että digitaali-analogiamuunnin (71, 710) käsittää välineet (90) näytetaajuuden (fjn) kasvattami- 15 seksi.

12. Patenttivaatimuksen 11 mukainen modulaattori, tunnettu siitä, että mainitut välineet (90) näytetaajuuden (fjn) kasvattamiseksi käsittävät interpolaattorin.

13. Patenttivaatimuksen 10 mukainen modulaattori, tunnettu siitä, että mainitut välineet lähtösignaalin (fjp) valitsemiseksi mainituista näytetaajuuden (fm) moni-kerroilla olevista signaaleista (ffsfi) käsittävät suodatinvälineet (90, 96).

14. Patenttivaatimuksen 10 mukainen modulaattori, tunnettu siitä, että mainitut 25 suodatinvälineet (90, 96) käsittävät digitaalisen suodattimen (90).

15. Patenttivaatimuksen 14 mukainen modulaattori, tunnettu siitä, että mainittu digitaalinen suodatin (90) on sinc-suodatin.

16. Jonkin patenttivaatimuksen 10 - 15 mukaisen modulaattorin käyttö matkapu helimessa. Il 15 98020