JPH0746840A - 自励式dc−dcコンバータ - Google Patents
自励式dc−dcコンバータInfo
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- JPH0746840A JPH0746840A JP5188094A JP18809493A JPH0746840A JP H0746840 A JPH0746840 A JP H0746840A JP 5188094 A JP5188094 A JP 5188094A JP 18809493 A JP18809493 A JP 18809493A JP H0746840 A JPH0746840 A JP H0746840A
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- capacitor
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- transformer
- transistor
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 自励式DC−DCコンバータの出力電圧を容
易に調整し、複数のスイッチング素子を流れる電流の量
を均一化する。 【構成】 本発明による自励式DC−DCコンバータで
は、整流回路の出力電圧のレベルに対応してオペアンプ
32及びフォトカプラによりコンデンサ21、22を充
電する電流の量を制御して、トランジスタ3、4をオフ
に切り替えるタイミングを調整するので、自励式DC−
DCコンバータの出力電圧を容易に調整できる。また、
トランジスタ3、4に流れる電流の多い方の制御用トラ
ンジスタ17及び18の一方が早くオンとなり、電流の
多い方のトランジスタ3、4が早くオフするので、これ
らを流れる電流の量が均一化され、2個のトランジスタ
3、4のオン時間のバラツキを解消することができる。
易に調整し、複数のスイッチング素子を流れる電流の量
を均一化する。 【構成】 本発明による自励式DC−DCコンバータで
は、整流回路の出力電圧のレベルに対応してオペアンプ
32及びフォトカプラによりコンデンサ21、22を充
電する電流の量を制御して、トランジスタ3、4をオフ
に切り替えるタイミングを調整するので、自励式DC−
DCコンバータの出力電圧を容易に調整できる。また、
トランジスタ3、4に流れる電流の多い方の制御用トラ
ンジスタ17及び18の一方が早くオンとなり、電流の
多い方のトランジスタ3、4が早くオフするので、これ
らを流れる電流の量が均一化され、2個のトランジスタ
3、4のオン時間のバラツキを解消することができる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチングレギュレ
ータ、特に自励式型DC−DCコンバータに関するもの
である。
ータ、特に自励式型DC−DCコンバータに関するもの
である。
【0002】
【従来の技術】図4に示す従来のプッシュプル型DC−
DCコンバータの動作について説明する。公知の手段に
より、スイッチング用のトランジスタ41がオンする
と、可飽和トランス39の第1の1次巻線39aに直流
電源1の電圧が印加される。これにより、第1の駆動巻
線39eに電圧が発生して、抵抗43を通してトランジ
スタ41のベースに制御電流が流れ、トランジスタ41
はオンに維持される。第2の駆動巻線39fには、第2
のトランジスタ42を逆バイアスさせる方向の電流が誘
起し、第2のトランジスタ42がオフに維持される。第
1の2次巻線39cには、整流ダイオード24をオンさ
せる方向の電圧が発生して、平滑コンデンサ28を通し
て負荷34に電圧が供給される。
DCコンバータの動作について説明する。公知の手段に
より、スイッチング用のトランジスタ41がオンする
と、可飽和トランス39の第1の1次巻線39aに直流
電源1の電圧が印加される。これにより、第1の駆動巻
線39eに電圧が発生して、抵抗43を通してトランジ
スタ41のベースに制御電流が流れ、トランジスタ41
はオンに維持される。第2の駆動巻線39fには、第2
のトランジスタ42を逆バイアスさせる方向の電流が誘
起し、第2のトランジスタ42がオフに維持される。第
1の2次巻線39cには、整流ダイオード24をオンさ
せる方向の電圧が発生して、平滑コンデンサ28を通し
て負荷34に電圧が供給される。
【0003】一定時間を経過すると、可飽和トランス3
9が飽和し、各巻線に発生した電圧は急速に無くなるか
ら、トランジスタ41はオフとなる。トランジスタ41
のオフにより、可飽和トランス39は飽和から開放され
てリンキングが発生する。このリンキングにより、第2
のトランジスタ42がオンし、可飽和トランス39の第
2の1次巻線39bに直流電源1の電圧が印加される。
したがって、第2の駆動巻線39fに電圧が発生して、
抵抗44を通して第2のトランジスタ42のベースに制
御電流が流れ、第2のトランジスタ42はオンに維持さ
れる。第1の駆動巻線39eには、トランジスタ41を
逆バイアスさせる方向の電流が誘起し、トランジスタ4
1がオフに維持される。第2の2次巻線39dには整流
ダイオード40をオンさせる方向の電圧が発生して、平
滑コンデンサ28を通して負荷34に電圧が供給され
る。
9が飽和し、各巻線に発生した電圧は急速に無くなるか
ら、トランジスタ41はオフとなる。トランジスタ41
のオフにより、可飽和トランス39は飽和から開放され
てリンキングが発生する。このリンキングにより、第2
のトランジスタ42がオンし、可飽和トランス39の第
2の1次巻線39bに直流電源1の電圧が印加される。
したがって、第2の駆動巻線39fに電圧が発生して、
抵抗44を通して第2のトランジスタ42のベースに制
御電流が流れ、第2のトランジスタ42はオンに維持さ
れる。第1の駆動巻線39eには、トランジスタ41を
逆バイアスさせる方向の電流が誘起し、トランジスタ4
1がオフに維持される。第2の2次巻線39dには整流
ダイオード40をオンさせる方向の電圧が発生して、平
滑コンデンサ28を通して負荷34に電圧が供給され
る。
【0004】一定時間経過すると、ふたたび可飽和トラ
ンス39が飽和する。以上、前記動作の反復により、直
流電源1の電圧が可飽和トランス39の巻数比に応じて
変圧され、負荷34に印加される。
ンス39が飽和する。以上、前記動作の反復により、直
流電源1の電圧が可飽和トランス39の巻数比に応じて
変圧され、負荷34に印加される。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】図4に示すDC−DC
コンバータの出力電圧は、可飽和トランス39の巻数比
で決定されるため、入力電圧の変動及び負荷電流の変動
に伴うラインドロップ等による出力電圧の変動を補償で
きず、このため、出力電圧を全く調整できない欠点があ
った。また、従来より他励方式コンバータでは出力電圧
を調整する方法があったが、回路構造が複雑になる欠点
があった。
コンバータの出力電圧は、可飽和トランス39の巻数比
で決定されるため、入力電圧の変動及び負荷電流の変動
に伴うラインドロップ等による出力電圧の変動を補償で
きず、このため、出力電圧を全く調整できない欠点があ
った。また、従来より他励方式コンバータでは出力電圧
を調整する方法があったが、回路構造が複雑になる欠点
があった。
【0006】本発明は、出力電圧を容易に調整できる自
励式DC−DCコンバータを提供することを目的とす
る。
励式DC−DCコンバータを提供することを目的とす
る。
【0007】また、本発明は複数のスイッチング素子に
流れる電流の量を均一化できる自励式DC−DCコンバ
ータを提供することを目的とする。
流れる電流の量を均一化できる自励式DC−DCコンバ
ータを提供することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】本発明による自励式DC
−DCコンバータは、トランスの1次巻線に第1の方向
の直流電圧を印加するように、前記1次巻線と直流電源
との間に接続された第1のスイッチング素子と、前記ト
ランスの1次巻線に第2の方向の直流電圧を印加するよ
うに、前記1次巻線と、直流電源との間に接続された第
2のスイッチング素子と、前記トランスの2次巻線に接
続された整流平滑回路とからなる自励式DC−DCコン
バータにおいて、前記第1のスイッチング素子の制御端
子に接続された前記トランスの第1の駆動巻線と、前記
第2のスイッチング素子の制御端子に接続された前記ト
ランスの第2の駆動巻線と、前記第1の駆動巻線に第1
の抵抗を介して接続された第1のコンデンサと、前記第
2の駆動巻線に第2の抵抗を介して接続された第2のコ
ンデンサと、前記平滑回路の出力電圧のレベルに対応し
て前記第1及び第2のコンデンサの充電電流を制御し、
前記第1のコンデンサが一定の充電レベルに達したとき
に前記第1のスイッチング素子をオフに切り替え、前記
第2のコンデンサが一定の充電レベルに達したときに前
記第2のスイッチング素子をオフに切り替える制御回路
とを備えている。
−DCコンバータは、トランスの1次巻線に第1の方向
の直流電圧を印加するように、前記1次巻線と直流電源
との間に接続された第1のスイッチング素子と、前記ト
ランスの1次巻線に第2の方向の直流電圧を印加するよ
うに、前記1次巻線と、直流電源との間に接続された第
2のスイッチング素子と、前記トランスの2次巻線に接
続された整流平滑回路とからなる自励式DC−DCコン
バータにおいて、前記第1のスイッチング素子の制御端
子に接続された前記トランスの第1の駆動巻線と、前記
第2のスイッチング素子の制御端子に接続された前記ト
ランスの第2の駆動巻線と、前記第1の駆動巻線に第1
の抵抗を介して接続された第1のコンデンサと、前記第
2の駆動巻線に第2の抵抗を介して接続された第2のコ
ンデンサと、前記平滑回路の出力電圧のレベルに対応し
て前記第1及び第2のコンデンサの充電電流を制御し、
前記第1のコンデンサが一定の充電レベルに達したとき
に前記第1のスイッチング素子をオフに切り替え、前記
第2のコンデンサが一定の充電レベルに達したときに前
記第2のスイッチング素子をオフに切り替える制御回路
とを備えている。
【0009】前記制御回路は、前記第1のスイッチング
素子と直列に接続された第1の電流検出手段を備え、前
記第1の電流検出手段より得られた電圧を前記第1のコ
ンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値に達した
ときに前記第1のスイッチング素子をオフに切り替え
る。第2のスイッチング素子と直列に接続された第2の
電流検出手段を備え、前記第2の電流検出手段より得ら
れた電圧を前記第2のコンデンサの電圧に重畳して得ら
れた値が所定値に達したときに前記第2のスイッチング
素子をオフに切り替える。
素子と直列に接続された第1の電流検出手段を備え、前
記第1の電流検出手段より得られた電圧を前記第1のコ
ンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値に達した
ときに前記第1のスイッチング素子をオフに切り替え
る。第2のスイッチング素子と直列に接続された第2の
電流検出手段を備え、前記第2の電流検出手段より得ら
れた電圧を前記第2のコンデンサの電圧に重畳して得ら
れた値が所定値に達したときに前記第2のスイッチング
素子をオフに切り替える。
【0010】本発明の他の実施例では、トランスの1次
巻線に第1の方向の直流電圧を印加するように、前記1
次巻線と、直流電源に並列接続された分圧用コンデンサ
との間に接続された第1のスイッチング素子と、前記ト
ランスの1次巻線に第2の方向の直流電圧を印加するよ
うに、前記1次巻線と前記直流電源に並列接続された分
圧用コンデンサとの間に接続された第2のスイッチング
素子と、前記トランスの2次巻線に接続された整流平滑
回路とからなる自励式DC−DCコンバータにおいて、
前記第1のスイッチング素子の制御端子に接続された前
記トランスの第1の駆動巻線と、前記第2のスイッチン
グ素子の制御端子に接続された前記トランスの第2の駆
動巻線と、前記第1の駆動巻線に第1の抵抗を介して接
続された第1のコンデンサと、前記第2の駆動巻線に第
2の抵抗を介して接続された第2のコンデンサと、前記
整流平滑回路の出力電圧レベルに対応して前記第1のコ
ンデンサの充電電流を制御し、前記第1のコンデンサが
一定の充電レベルに達したときに前記第1のスイッチン
グ素子をオフに切り替える第1の制御回路と、前記整流
平滑回路の出力電圧レベルに対応して前記第2のコンデ
ンサの充電電流を制御し、前記第2のコンデンサが一定
の充電レベルに達したときに前記第2のスイッチング素
子をオフに切り替える2の電圧制御回路とが設けられ
る。
巻線に第1の方向の直流電圧を印加するように、前記1
次巻線と、直流電源に並列接続された分圧用コンデンサ
との間に接続された第1のスイッチング素子と、前記ト
ランスの1次巻線に第2の方向の直流電圧を印加するよ
うに、前記1次巻線と前記直流電源に並列接続された分
圧用コンデンサとの間に接続された第2のスイッチング
素子と、前記トランスの2次巻線に接続された整流平滑
回路とからなる自励式DC−DCコンバータにおいて、
前記第1のスイッチング素子の制御端子に接続された前
記トランスの第1の駆動巻線と、前記第2のスイッチン
グ素子の制御端子に接続された前記トランスの第2の駆
動巻線と、前記第1の駆動巻線に第1の抵抗を介して接
続された第1のコンデンサと、前記第2の駆動巻線に第
2の抵抗を介して接続された第2のコンデンサと、前記
整流平滑回路の出力電圧レベルに対応して前記第1のコ
ンデンサの充電電流を制御し、前記第1のコンデンサが
一定の充電レベルに達したときに前記第1のスイッチン
グ素子をオフに切り替える第1の制御回路と、前記整流
平滑回路の出力電圧レベルに対応して前記第2のコンデ
ンサの充電電流を制御し、前記第2のコンデンサが一定
の充電レベルに達したときに前記第2のスイッチング素
子をオフに切り替える2の電圧制御回路とが設けられ
る。
【0011】
【作用】前記整流平滑回路の出力電圧のレベルに対応し
て制御回路により前記第1及び第2のコンデンサを充電
する電流の量を制御して、第1のスイッチング素子及び
第2のスイッチング素子をオフに切り替えるタイミング
を調整するので、自励式DC−DCコンバータの出力電
圧を容易に調整できる。
て制御回路により前記第1及び第2のコンデンサを充電
する電流の量を制御して、第1のスイッチング素子及び
第2のスイッチング素子をオフに切り替えるタイミング
を調整するので、自励式DC−DCコンバータの出力電
圧を容易に調整できる。
【0012】また、前記第1のスイッチング素子に接続
された第1の電流検出手段より得られた電圧を前記第1
のコンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値に達
したときに、前記第1のスイッチング素子をオフに切り
替えるとともに、前記第2のスイッチング素子に接続さ
れた第2の電流検出手段より得られた電圧を前記第2の
コンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値に達し
たときに前記第2のスイッチング素子をオフに切り替え
る。このため、電流の多い方のスイッチング素子が早く
オフするので、これらを流れる電流の量が均一化され、
2個のスイッチング素子のオン時間のバラツキを解消す
ることができる。
された第1の電流検出手段より得られた電圧を前記第1
のコンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値に達
したときに、前記第1のスイッチング素子をオフに切り
替えるとともに、前記第2のスイッチング素子に接続さ
れた第2の電流検出手段より得られた電圧を前記第2の
コンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値に達し
たときに前記第2のスイッチング素子をオフに切り替え
る。このため、電流の多い方のスイッチング素子が早く
オフするので、これらを流れる電流の量が均一化され、
2個のスイッチング素子のオン時間のバラツキを解消す
ることができる。
【0013】
【実施例】以下、本発明による自励式DC−DCコンバ
ータの実施例を図1〜図3について説明する。これらの
図面では、図4を含め同一の部分には同一の符号を付
し、重複する説明を省略する。
ータの実施例を図1〜図3について説明する。これらの
図面では、図4を含め同一の部分には同一の符号を付
し、重複する説明を省略する。
【0014】図1は本発明による自励方式のセンタータ
ップ型DC−DCコンバータの第1の実施例を示す回路
図である。図1において、2はトランス、3と4はそれ
ぞれ第1及び第2のスイッチング素子としてのトランジ
スタ、5と6は電流検出用抵抗、7と8は起動用抵抗、
9と10は直流阻止用コンデンサ、11と12は充放電
用抵抗、13と14は共振用コンデンサ、15と16は
逆流防止用ダイオード、17と18は制御用トランジス
タ、19と20は逆流防止用ダイオード、21と22は
時定数用コンデンサ、23はリアクトル、24と25は
整流ダイオード、26と27はコンデンサ、29と30
は分圧用抵抗、31は基準電圧、32はオペアンプ、3
3はフォトカプラの発光ダイオード、35はフォトカプ
ラの電源、36はフォトカプラを構成する受光トランジ
スタである。制御用トランジスタ17、18、分圧用抵
抗29、39、基準電圧31、オペアンプ32、発光ダ
イオード33、電源35及び受光トランジスタ36は制
御回路を構成する。
ップ型DC−DCコンバータの第1の実施例を示す回路
図である。図1において、2はトランス、3と4はそれ
ぞれ第1及び第2のスイッチング素子としてのトランジ
スタ、5と6は電流検出用抵抗、7と8は起動用抵抗、
9と10は直流阻止用コンデンサ、11と12は充放電
用抵抗、13と14は共振用コンデンサ、15と16は
逆流防止用ダイオード、17と18は制御用トランジス
タ、19と20は逆流防止用ダイオード、21と22は
時定数用コンデンサ、23はリアクトル、24と25は
整流ダイオード、26と27はコンデンサ、29と30
は分圧用抵抗、31は基準電圧、32はオペアンプ、3
3はフォトカプラの発光ダイオード、35はフォトカプ
ラの電源、36はフォトカプラを構成する受光トランジ
スタである。制御用トランジスタ17、18、分圧用抵
抗29、39、基準電圧31、オペアンプ32、発光ダ
イオード33、電源35及び受光トランジスタ36は制
御回路を構成する。
【0015】次に、図1の回路図の動作について説明す
る。直流電源1から起動用抵抗7、8を通してトランジ
スタ3、4のゲートに制御電圧が印加される。トランジ
スタ3が4より先にオンする場合、直流電源1の電圧が
トランス2の第1の1次巻線2aに印加される。これに
より、第1の駆動巻線2dに電圧が発生し、コンデンサ
9を通してトランジスタ3のゲートに制御電圧が印加さ
れ、トランジスタ3はオンに維持される。第2の駆動巻
線2eには、トランジスタ4を逆バイアスさせる方向の
電圧が発生し、トランジスタ4はオフに維持される。ま
た、第1の駆動巻線2dに発生した電圧により、抵抗1
1を通って第1のコンデンサ21に充電電流が流れる。
一定時間経過後に、第1のコンデンサ21の電圧が制御
用のトランジスタ17のしきい値を超えると、トランジ
スタ17がオンするから、ダイオード15を通してトラ
ンジスタ3のゲート電圧がしきい値以下に低下し、トラ
ンジスタ3はオフとなる。トランジスタ3のオフによっ
て、トランス2に前記とは逆方向のリンギング電圧が発
生して、トランジスタ4がオンする。これにより、直流
電源1の電圧がトランス2の第2の1次巻線2bに印加
される。また、第2の駆動巻線2eに電圧が発生して、
コンデンサ10を通して、トランジスタ4のゲートに制
御電圧が印加され、トランジスタ4はオンに維持され
る。第1の駆動巻線2dには、トランジスタ3を逆バイ
アスさせる方向に電圧が印加され、トランジスタ3をオ
フに維持する。また、第2の駆動巻線2eに発生した電
圧により、抵抗12を通って第2のコンデンサ22に充
電電流が流れる。一定時間経過後に、第2のコンデンサ
22の電圧が制御用のトランジスタ18のしきい値を超
えると、トランジスタ18がオンするから、ダイオード
16を通してトランジスタ4のゲート電圧がしきい値以
下に低下し、トランジスタ4はオフとなる。以降前記動
作の反復により、トランジスタ3と4が交互にオン・オ
フする。
る。直流電源1から起動用抵抗7、8を通してトランジ
スタ3、4のゲートに制御電圧が印加される。トランジ
スタ3が4より先にオンする場合、直流電源1の電圧が
トランス2の第1の1次巻線2aに印加される。これに
より、第1の駆動巻線2dに電圧が発生し、コンデンサ
9を通してトランジスタ3のゲートに制御電圧が印加さ
れ、トランジスタ3はオンに維持される。第2の駆動巻
線2eには、トランジスタ4を逆バイアスさせる方向の
電圧が発生し、トランジスタ4はオフに維持される。ま
た、第1の駆動巻線2dに発生した電圧により、抵抗1
1を通って第1のコンデンサ21に充電電流が流れる。
一定時間経過後に、第1のコンデンサ21の電圧が制御
用のトランジスタ17のしきい値を超えると、トランジ
スタ17がオンするから、ダイオード15を通してトラ
ンジスタ3のゲート電圧がしきい値以下に低下し、トラ
ンジスタ3はオフとなる。トランジスタ3のオフによっ
て、トランス2に前記とは逆方向のリンギング電圧が発
生して、トランジスタ4がオンする。これにより、直流
電源1の電圧がトランス2の第2の1次巻線2bに印加
される。また、第2の駆動巻線2eに電圧が発生して、
コンデンサ10を通して、トランジスタ4のゲートに制
御電圧が印加され、トランジスタ4はオンに維持され
る。第1の駆動巻線2dには、トランジスタ3を逆バイ
アスさせる方向に電圧が印加され、トランジスタ3をオ
フに維持する。また、第2の駆動巻線2eに発生した電
圧により、抵抗12を通って第2のコンデンサ22に充
電電流が流れる。一定時間経過後に、第2のコンデンサ
22の電圧が制御用のトランジスタ18のしきい値を超
えると、トランジスタ18がオンするから、ダイオード
16を通してトランジスタ4のゲート電圧がしきい値以
下に低下し、トランジスタ4はオフとなる。以降前記動
作の反復により、トランジスタ3と4が交互にオン・オ
フする。
【0016】トランス2の2次巻線2cには、整流ダイ
オード24と25とを交互にオン・オフさせる方向の電
圧が発生して、リアクトル23を通してコンデンサ26
と27に交互に共振電流が流れる。コンデンサ26と2
7の電圧の和が平滑コンデンサ28により平滑されて出
力電圧となる。出力電圧は、分圧抵抗29と30により
分圧されて、オペアンプ32により基準電圧31と比較
される。オペアンプ32の出力はフォトカプラを構成す
る発光ダイオード33を通じて受光トランジスタ36を
制御する。受光トランジスタ36は、第1のコンデンサ
21と第2のコンデンサの充電電流の量を増加して、ト
ランジスタ17と18のオン時点を調整する。これによ
り、トランジスタ3、4のオン時間を制御し、出力電圧
を一定に保持することができる。
オード24と25とを交互にオン・オフさせる方向の電
圧が発生して、リアクトル23を通してコンデンサ26
と27に交互に共振電流が流れる。コンデンサ26と2
7の電圧の和が平滑コンデンサ28により平滑されて出
力電圧となる。出力電圧は、分圧抵抗29と30により
分圧されて、オペアンプ32により基準電圧31と比較
される。オペアンプ32の出力はフォトカプラを構成す
る発光ダイオード33を通じて受光トランジスタ36を
制御する。受光トランジスタ36は、第1のコンデンサ
21と第2のコンデンサの充電電流の量を増加して、ト
ランジスタ17と18のオン時点を調整する。これによ
り、トランジスタ3、4のオン時間を制御し、出力電圧
を一定に保持することができる。
【0017】本実施例のプッシュプル型DC−DCコン
バータでは、トランジスタ3と4とでオン時間が不均一
になると、トランジスタ3、4に流れる電流の値が相違
する。トランジスタ3と4に流れる電流の大きさは電流
検出手段としての抵抗5と6によって検出する。抵抗5
と6に印加された電圧はそれぞれ第1のコンデンサ21
と第2のコンデンサ22に重畳される。したがって、対
応するトランジスタ3、4に流れる電流の多い方のトラ
ンジスタ17と18の一方が早くオンする。即ち、電流
の多い方のトランジスタ3、4が早くオフするので、こ
れらを流れる電流の量が均一化され、2個のトランジス
タ3、4のオン時間のバラツキを解消することができ
る。
バータでは、トランジスタ3と4とでオン時間が不均一
になると、トランジスタ3、4に流れる電流の値が相違
する。トランジスタ3と4に流れる電流の大きさは電流
検出手段としての抵抗5と6によって検出する。抵抗5
と6に印加された電圧はそれぞれ第1のコンデンサ21
と第2のコンデンサ22に重畳される。したがって、対
応するトランジスタ3、4に流れる電流の多い方のトラ
ンジスタ17と18の一方が早くオンする。即ち、電流
の多い方のトランジスタ3、4が早くオフするので、こ
れらを流れる電流の量が均一化され、2個のトランジス
タ3、4のオン時間のバラツキを解消することができ
る。
【0018】図1に示す回路では、共振用コンデンサ1
3と14が各トランジスタ3、4の両端に接続されてい
るので、トランジスタ3、4のスイッチング波形中にリ
アクトルLと共振コンデンサCの共振波形の一部の正弦
波が現れる。これにより、大幅なスイッチングロスの低
減と低ノイズ化が可能となる。
3と14が各トランジスタ3、4の両端に接続されてい
るので、トランジスタ3、4のスイッチング波形中にリ
アクトルLと共振コンデンサCの共振波形の一部の正弦
波が現れる。これにより、大幅なスイッチングロスの低
減と低ノイズ化が可能となる。
【0019】図2は、図1の回路の各部の波形を示す。
図2(a)はトランジスタ3の両端の電圧波形、図2
(b)はトランジスタ4の両端の電圧波形、図2(c)
はトランジスタ3を流れる電流波形、図2(d)はトラ
ンジスタ4を流れる電流波形である。
図2(a)はトランジスタ3の両端の電圧波形、図2
(b)はトランジスタ4の両端の電圧波形、図2(c)
はトランジスタ3を流れる電流波形、図2(d)はトラ
ンジスタ4を流れる電流波形である。
【0020】次に、本発明の第2の実施例を示す図3に
ついて説明する。図1と共通する部分には同一の符号を
付す。図中、36と38はフォトカプラの受光トランジ
スタ、35と37はフォトカプラのバイアス用電源、4
5はトランス、46は平滑用リアクトル、33と48は
フォトカプラの発光ダイオード、49と50は直流電源
1の分圧用コンデンサである。
ついて説明する。図1と共通する部分には同一の符号を
付す。図中、36と38はフォトカプラの受光トランジ
スタ、35と37はフォトカプラのバイアス用電源、4
5はトランス、46は平滑用リアクトル、33と48は
フォトカプラの発光ダイオード、49と50は直流電源
1の分圧用コンデンサである。
【0021】上記の構成において、トランジスタ3、4
のうち、トランジスタ3が先にオンした場合、コンデン
サ49の電圧がリアクトル23を通って、トランス45
の1次巻線45aに印加される。これにより、第1の駆
動巻線45bに電圧が発生し、コンデンサ9を通してト
ランジスタ3のゲートに制御電圧が印加されるから、ト
ランジスタ3はオンに維持される。第2の駆動巻線45
cは、逆バイアス方向の電圧をトランジスタ4のゲート
に印加し、トランジスタ4をオフに維持する。また、第
1の駆動巻線45bに発生した電圧により、抵抗11を
通って第1のコンデンサ21に充電電流が流れる。一定
時間経過後に、第1のコンデンサ21の電圧がトランジ
スタ17のしきい値以上に上昇すると、トランジスタ1
7がオンとなる。このため、ダイオード15を通してト
ランジスタ3のゲート電圧がしきい値以下に低下するか
ら、トランジスタ3はオフとなる。トランジスタ3のオ
フによって、逆方向のリンギング電圧がトランス45に
発生して、トランジスタ4がオンとなる。これにより、
コンデンサ50の電圧が前記とは逆極性でリアクトル2
3を通ってトランス45の1次巻線45aに印加され
る。これにより、第2の駆動巻線45cに電圧が発生し
て、コンデンサ10を通してトランジスタ4のゲートに
制御電圧が印加され、トランジスタ4がオンに維持され
る。第1の駆動巻線45bには、トランジスタ3を逆バ
イアスさせる方向の電圧が印加され、トランジスタ3は
オフに維持される。また、第2の駆動巻線45cの巻線
に発生した電圧により、抵抗12を通って第2のコンデ
ンサ22に充電電流が流れる。一定時間経過後に、第2
のコンデンサ22の電圧がトランジスタ18のしきい値
以上に上昇するとトランジスタ18がオンする。したが
って、ダイオード16を通してトランジスタ4のゲート
電圧はしきい値以下に低下し、トランジスタ4はオフと
なる。以降、前記動作の反復により、トランジスタ3と
4が交互にオン・オフする。
のうち、トランジスタ3が先にオンした場合、コンデン
サ49の電圧がリアクトル23を通って、トランス45
の1次巻線45aに印加される。これにより、第1の駆
動巻線45bに電圧が発生し、コンデンサ9を通してト
ランジスタ3のゲートに制御電圧が印加されるから、ト
ランジスタ3はオンに維持される。第2の駆動巻線45
cは、逆バイアス方向の電圧をトランジスタ4のゲート
に印加し、トランジスタ4をオフに維持する。また、第
1の駆動巻線45bに発生した電圧により、抵抗11を
通って第1のコンデンサ21に充電電流が流れる。一定
時間経過後に、第1のコンデンサ21の電圧がトランジ
スタ17のしきい値以上に上昇すると、トランジスタ1
7がオンとなる。このため、ダイオード15を通してト
ランジスタ3のゲート電圧がしきい値以下に低下するか
ら、トランジスタ3はオフとなる。トランジスタ3のオ
フによって、逆方向のリンギング電圧がトランス45に
発生して、トランジスタ4がオンとなる。これにより、
コンデンサ50の電圧が前記とは逆極性でリアクトル2
3を通ってトランス45の1次巻線45aに印加され
る。これにより、第2の駆動巻線45cに電圧が発生し
て、コンデンサ10を通してトランジスタ4のゲートに
制御電圧が印加され、トランジスタ4がオンに維持され
る。第1の駆動巻線45bには、トランジスタ3を逆バ
イアスさせる方向の電圧が印加され、トランジスタ3は
オフに維持される。また、第2の駆動巻線45cの巻線
に発生した電圧により、抵抗12を通って第2のコンデ
ンサ22に充電電流が流れる。一定時間経過後に、第2
のコンデンサ22の電圧がトランジスタ18のしきい値
以上に上昇するとトランジスタ18がオンする。したが
って、ダイオード16を通してトランジスタ4のゲート
電圧はしきい値以下に低下し、トランジスタ4はオフと
なる。以降、前記動作の反復により、トランジスタ3と
4が交互にオン・オフする。
【0022】トランス45の第1の2次巻線45dと第
2の2次巻線45eには、整流ダイオード24と25と
を交互にオン・オフさせる方向の電圧が発生し、平滑用
リアクトル46と平滑コンデンサ28により平滑されて
出力電圧となる。出力電圧は、分圧抵抗29と30によ
り分圧されて、オペアンプ32の基準電圧31と比較さ
れる。発光ダイオード33と受光トランジスタ36は第
1のフォトカプラを構成し、発光ダイオード48と受光
トランジスタ38は第2のフォトカプラを構成する。オ
ペアンプ32の出力は、第1のフォトカプラを構成する
発光ダイオード33と第2のフォトカプラを構成する発
光ダイオード48に供給され、これにより、1次側の受
光トランジスタ36と38がそれぞれ制御される。第1
のフォトカプラの受光トランジスタ36は、トランジス
タ17のしきい値以上に上昇する第1のコンデンサ21
の充電電流の量を増加することにより、トランジスタ3
のオン時間を制御する。また、第2のフォトカプラの受
光トランジスタ38は、トランジスタ18のしきい値以
上に上昇する第2のコンデンサ22の充電電流を制御す
ることにより、トランジスタ4のオン時間を制御する。
これにより、出力電圧を一定に保持することができる。
2の2次巻線45eには、整流ダイオード24と25と
を交互にオン・オフさせる方向の電圧が発生し、平滑用
リアクトル46と平滑コンデンサ28により平滑されて
出力電圧となる。出力電圧は、分圧抵抗29と30によ
り分圧されて、オペアンプ32の基準電圧31と比較さ
れる。発光ダイオード33と受光トランジスタ36は第
1のフォトカプラを構成し、発光ダイオード48と受光
トランジスタ38は第2のフォトカプラを構成する。オ
ペアンプ32の出力は、第1のフォトカプラを構成する
発光ダイオード33と第2のフォトカプラを構成する発
光ダイオード48に供給され、これにより、1次側の受
光トランジスタ36と38がそれぞれ制御される。第1
のフォトカプラの受光トランジスタ36は、トランジス
タ17のしきい値以上に上昇する第1のコンデンサ21
の充電電流の量を増加することにより、トランジスタ3
のオン時間を制御する。また、第2のフォトカプラの受
光トランジスタ38は、トランジスタ18のしきい値以
上に上昇する第2のコンデンサ22の充電電流を制御す
ることにより、トランジスタ4のオン時間を制御する。
これにより、出力電圧を一定に保持することができる。
【0023】図1と同様に図3に示す自励式ハーフブリ
ッジ型DC−DCコンバータでも、トランジスタ3と4
のオン時間が不均一になると、トランジスタ3、4に流
れる電流の値が相違するので、トランジスタ3と4に流
れる電流の大きさを抵抗5と6によって検出する。抵抗
5と6に印加された電圧はそれぞれ第1のコンデンサ2
1と第2のコンデンサ22に重畳される。したがって、
対応するトランジスタ3、4に流れる電流の多い方のト
ランジスタ17と18の一方が早くオンする。即ち、電
流の多い方のトランジスタ3、4が早くオフするので、
これらを流れる電流の量が均一化され、2個のトランジ
スタ3、4のオン時間のバラツキを解消することができ
る。
ッジ型DC−DCコンバータでも、トランジスタ3と4
のオン時間が不均一になると、トランジスタ3、4に流
れる電流の値が相違するので、トランジスタ3と4に流
れる電流の大きさを抵抗5と6によって検出する。抵抗
5と6に印加された電圧はそれぞれ第1のコンデンサ2
1と第2のコンデンサ22に重畳される。したがって、
対応するトランジスタ3、4に流れる電流の多い方のト
ランジスタ17と18の一方が早くオンする。即ち、電
流の多い方のトランジスタ3、4が早くオフするので、
これらを流れる電流の量が均一化され、2個のトランジ
スタ3、4のオン時間のバラツキを解消することができ
る。
【0024】図3に示す回路でも、図1の回路と同様に
トランジスタ3、4の両端に共振用コンデンサ13と1
4を付けて、大幅なスイッチングロスの低減と低ノイズ
化が可能となる。図3の回路の各部の波形は、図2の回
路の各部の波形とほぼ同様である。
トランジスタ3、4の両端に共振用コンデンサ13と1
4を付けて、大幅なスイッチングロスの低減と低ノイズ
化が可能となる。図3の回路の各部の波形は、図2の回
路の各部の波形とほぼ同様である。
【0025】本発明の実施態様は、前記実施例に限定さ
れず、その他の変形例が可能である。
れず、その他の変形例が可能である。
【0026】図1の回路では、整流ダイオード24と2
5に変えてブリッジ整流回路を使用してもよい。また、
センタータップ型の整流回路にしてもよい。1次側にリ
アクトル23を設けてもよい。リアクトル23を複数の
巻線としてもよい。リアクトル23の代わりに、トラン
スのリーケージインダクタンスを用いることができる。
出力平滑回路を平滑用リアクトルを用いたLC平滑とす
ることが可能である。
5に変えてブリッジ整流回路を使用してもよい。また、
センタータップ型の整流回路にしてもよい。1次側にリ
アクトル23を設けてもよい。リアクトル23を複数の
巻線としてもよい。リアクトル23の代わりに、トラン
スのリーケージインダクタンスを用いることができる。
出力平滑回路を平滑用リアクトルを用いたLC平滑とす
ることが可能である。
【0027】図3の回路では、平滑用リアクトル46を
省略することが可能である。ブリッジ型又は倍電圧型の
何れかに出力整流回路を変更することも可能である。リ
アクトル23を2次側に移すことも可能である。リアク
トル23を複数の巻線としてもよい。
省略することが可能である。ブリッジ型又は倍電圧型の
何れかに出力整流回路を変更することも可能である。リ
アクトル23を2次側に移すことも可能である。リアク
トル23を複数の巻線としてもよい。
【0028】図1及び図3の実施例では第1のコンデン
サ21と第2のコンデンサ22に供給される電流の増加
量を制御するように構成したが、第1のコンデンサ21
と第2のコンデンサ22に供給される電流の供給量を減
少するように構成することもできる。
サ21と第2のコンデンサ22に供給される電流の増加
量を制御するように構成したが、第1のコンデンサ21
と第2のコンデンサ22に供給される電流の供給量を減
少するように構成することもできる。
【0029】
【発明の効果】前記のように、本発明では、自励式DC
−DCコンバータにおいて出力電圧を容易に調整するこ
とができ、また、複数のスイッチング素子に流れる電流
を均一化することもできる。
−DCコンバータにおいて出力電圧を容易に調整するこ
とができ、また、複数のスイッチング素子に流れる電流
を均一化することもできる。
【図1】 本発明による自励式センタータップ型DC−
DCコンバータの回路図
DCコンバータの回路図
【図2】 図1の各部の波形図
【図3】 本発明の他の実施例を示す回路図
【図4】 従来のプッシュプル型DC−DCコンバータ
の回路図
の回路図
1..直流電源、 2、45..トランス、 2a..
第1の1次巻線、 2b..第2の1次巻線、 2
c..2次巻線、 2d..第1の駆動巻線、 2
e..第2の駆動巻線、 3、4..トランジスタ(ス
イッチング素子)、 5、6..電流検出用抵抗、
7、8..起動用抵抗、 17、18..トランジスタ
(制御回路)、 21..第1のコンデンサ、 2
2..第2のコンデンサ、 23..リアクトル、 2
4、25..整流ダイオード(整流回路)、 26、2
7..コンデンサ、 29、30..分圧用抵抗、 3
1..基準電圧、32..オペアンプ、 33..発光
ダイオード、 34..負荷、36..受光トランジス
タ、 45a..1次巻線、 45b..第1の駆動巻
線、 45c..第2の駆動巻線、 45d..第1の
2次巻線、 45e..第2の2次巻線、
第1の1次巻線、 2b..第2の1次巻線、 2
c..2次巻線、 2d..第1の駆動巻線、 2
e..第2の駆動巻線、 3、4..トランジスタ(ス
イッチング素子)、 5、6..電流検出用抵抗、
7、8..起動用抵抗、 17、18..トランジスタ
(制御回路)、 21..第1のコンデンサ、 2
2..第2のコンデンサ、 23..リアクトル、 2
4、25..整流ダイオード(整流回路)、 26、2
7..コンデンサ、 29、30..分圧用抵抗、 3
1..基準電圧、32..オペアンプ、 33..発光
ダイオード、 34..負荷、36..受光トランジス
タ、 45a..1次巻線、 45b..第1の駆動巻
線、 45c..第2の駆動巻線、 45d..第1の
2次巻線、 45e..第2の2次巻線、
Claims (4)
- 【請求項1】 トランスの1次巻線に第1の方向の直流
電圧を印加するように、前記1次巻線と直流電源との間
に接続された第1のスイッチング素子と、 前記トランスの1次巻線に第2の方向の直流電圧を印加
するように、前記1次巻線と、直流電源との間に接続さ
れた第2のスイッチング素子と、 前記トランスの2次
巻線に接続された整流平滑回路とからなる自励式DC−
DCコンバータにおいて、 前記第1のスイッチング素子の制御端子に接続された前
記トランスの第1の駆動巻線と、 前記第2のスイッチング素子の制御端子に接続された前
記トランスの第2の駆動巻線と、 前記第1の駆動巻線に第1の抵抗を介して接続された第
1のコンデンサと、 前記第2の駆動巻線に第2の抵抗を介して接続された第
2のコンデンサと、 前記平滑回路の出力電圧のレベルに対応して前記第1及
び第2のコンデンサの充電電流を制御し、 前記第1のコンデンサが一定の充電レベルに達したとき
に前記第1のスイッチング素子をオフに切り替え、 前記第2のコンデンサが一定の充電レベルに達したとき
に前記第2のスイッチング素子をオフに切り替える制御
回路と、 を備えたことを特徴とする自励式DC−DCコンバー
タ。 - 【請求項2】 前記制御回路は、前記第1のスイッチン
グ素子と直列に接続された第1の電流検出手段を備え、
前記第1の電流検出手段より得られた電圧を前記第1の
コンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値に達し
たときに前記第1のスイッチング素子をオフに切り替
え、 第2のスイッチング素子と直列に接続された第2の電流
検出手段を備え、前記第2の電流検出手段より得られた
電圧を前記第2のコンデンサの電圧に重畳して得られた
値が所定値に達したときに前記第2のスイッチング素子
をオフに切り替える「請求項1」に記載の自励式DC−
DCコンバータ。 - 【請求項3】 トランスの1次巻線に第1の方向の直流
電圧を印加するように、前記1次巻線と、直流電源に並
列接続された分圧用コンデンサとの間に接続された第1
のスイッチング素子と、 前記トランスの1次巻線に第2の方向の直流電圧を印加
するように、前記1次巻線と前記直流電源に並列接続さ
れた分圧用コンデンサとの間に接続された第2のスイッ
チング素子と、 前記トランスの2次巻線に接続された整流平滑回路とか
らなる自励式DC−DCコンバータにおいて、 前記第1のスイッチング素子の制御端子に接続された前
記トランスの第1の駆動巻線と、 前記第2のスイッチング素子の制御端子に接続された前
記トランスの第2の駆動巻線と、 前記第1の駆動巻線に第1の抵抗を介して接続された第
1のコンデンサと、 前記第2の駆動巻線に第2の抵抗を介して接続された第
2のコンデンサと、 前記整流平滑回路の出力電圧レベルに対応して前記第1
のコンデンサの充電電流を制御し、 前記第1のコンデンサが一定の充電レベルに達したとき
に前記第1のスイッチング素子をオフに切り替える第1
の制御回路と、 前記整流平滑回路の出力電圧レベルに対応して前記第2
のコンデンサの充電電流を制御し、 前記第2のコンデンサが一定の充電レベルに達したとき
に前記第2のスイッチング素子をオフに切り替える第2
の制御回路と、 を備えたことを特徴とする自励式DC−DCコンバー
タ。 - 【請求項4】 前記第1の制御回路は、前記第1のスイ
ッチング素子と直列に接続された第1の電流検出手段を
備え、前記第1の電流検出手段より得られた電圧を前記
第1のコンデンサの電圧に重畳して得られた値が所定値
に達したときに前記第1のスイッチング素子をオフに切
り替え、 第2の制御回路は、前記第2のスイッチング素子と直列
に接続された第2の電流検出手段を備え、前記第2の電
流検出手段より得られた電圧を前記第2のコンデンサの
電圧に重畳して得られた値が所定値に達したときに前記
第2のスイッチング素子をオフに切り替える「請求項
3」に記載の自励式DC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5188094A JPH0746840A (ja) | 1993-07-29 | 1993-07-29 | 自励式dc−dcコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5188094A JPH0746840A (ja) | 1993-07-29 | 1993-07-29 | 自励式dc−dcコンバータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0746840A true JPH0746840A (ja) | 1995-02-14 |
Family
ID=16217601
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5188094A Pending JPH0746840A (ja) | 1993-07-29 | 1993-07-29 | 自励式dc−dcコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0746840A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7046526B2 (en) | 2003-05-23 | 2006-05-16 | Rohm Co., Ltd. | DC-AC converter, and method for supplying AC power |
EP2475087A1 (en) * | 2011-01-11 | 2012-07-11 | Osram AG | Power supply device, for example for light sources |
-
1993
- 1993-07-29 JP JP5188094A patent/JPH0746840A/ja active Pending
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7046526B2 (en) | 2003-05-23 | 2006-05-16 | Rohm Co., Ltd. | DC-AC converter, and method for supplying AC power |
US7126831B2 (en) | 2003-05-23 | 2006-10-24 | Rohm Co. Ltd. | DC-AC converter, and method for supplying AC power |
US7248488B2 (en) | 2003-05-23 | 2007-07-24 | Rohm Co., Ltd. | DC-AC converter, and method for supplying AC power |
US7633769B2 (en) | 2003-05-23 | 2009-12-15 | Rohm Co., Ltd. | DC-AC converter, and method for supplying AC power |
EP2475087A1 (en) * | 2011-01-11 | 2012-07-11 | Osram AG | Power supply device, for example for light sources |
US8901839B2 (en) | 2011-01-11 | 2014-12-02 | Osram Ag | Two-switch flyback power supply device |
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