JP3471750B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Description
ング電源回路に関し、特に、出力誤差検出回路にフォト
カプラなどのオプトデバイスを用いてスイッチング電源
の出力電圧の安定化制御を行う回路に関する。
ける出力電圧安定のための帰還制御方式について図3を
参照して説明する。図3に示すように、この従来のスイ
ッチング電源回路は、入力DC(直流)電源29と、入
力DC電源29を入力とする端子I1、I2間に接続さ
れた入力フィルタ(コンデンサ)30と、電力変換トラ
ンスの一次巻線32a及び電力変換スイッチング素子3
1と、電力変換トランスの二次巻線32bの一端にアノ
ード端子が接続されたダイオードよりなる整流素子33
と、整流素子33のカソード端子にカソード端子が接続
され、アノード端子が二次巻線32bの他端に接続され
たダイオードよりなる整流素子35と、整流素子33の
カソード端子に一端が接続されたチョークコイル34
と、チョークコイル34の他端に一端が接続され、二次
巻線32bの他端に他端が接続されたコンデンサ36で
構成されるフィルタ52と、を備えた電力変換回路53
を備えており、電力変換回路53の出力端O1、O2間
に負荷37が接続されている。
出力電圧Voを一定の精度で安定化させるための誤差検
出回路48を備えている。この誤差検出回路48は、電
力変換回路53の出力端O1に一端が接続された抵抗器
43と、電力変換回路53の出力端O2に一端が接続さ
れ、他端が抵抗器43の他端に接続された抵抗器44
と、電力変換回路53の出力端O2に一の入力端が接続
され、抵抗器43と抵抗器44の接続点電位を他の入力
端に入力とする誤差増幅器47と、誤差増幅器47の出
力端と誤差増幅器47の他の入力端(抵抗器43と抵抗
器44の接続点)との間に接続される抵抗器42と、抵
抗器42とは並列形態に、直列に接続された抵抗器48
及びコンデンサ46と、を備えている。
接続されたダイオードよりなる整流素子38と、整流素
子33のカソード端子と二次巻線32cの他端間に接続
されたコンデンサ40と、整流素子33のカソード端子
のコンデンサ40の接続点電圧を一端に入力し、二次巻
線32cの他端に接続された定電圧回路39(3端子レ
ギュレータ回路)と、定電圧回路39の出力端と二次巻
線32cの他端間に接続されたコンデンサ41と、を備
え、二次巻線32cの他端とコンデンサ40と定電圧回
路39とコンデンサ41の接続点は、電力変換回路53
の出力端O2に接続されている。そして定電圧回路39
の出力端とコンデンサ41の接続点がアノード端子に接
続されたダイオード50aと、ダイオード60aのカソ
ード端子に一端が接続された抵抗49とを備え、抵抗4
9の他端は、誤差増幅器47の出力端に接続されてい
る。ダイオード50aと、ダイオード50aからの発光
を受けるフォトトランジスタ50bはフォトカプラ50
を構成しており、フォトトランジスタ50bの出力は、
PWM(Pulse Width Modulation;パルス幅変調)回
路51に入力され、PWM回路51から出力されるパル
ス制御信号が、電力変換スイッチング素子31(NMO
SFET)の制御端子(ゲート端子)に入力され、電力
変換スイッチング素子31のスイッチングを制御する。
2cに発生した交流電圧から整流素子38、コンデンサ
40にて直流電圧を生成し定電圧回路39へ入力され、
定電圧回路39の出力電圧を、コンデンサ41で平滑化
して、ダイオード50aに駆動電圧を供給している。
源装置の動作について、図4のタイムチャートを参照し
て説明する。
回路51から電力変換スイッチング素子31の制御端子
に出力される周期性のあるパルス制御信号(「Vg」と
いう)によりスイッチング動作を行い、電力変換用トラ
ンス32の一次側32aおよび二次側32b、32cに
交流電圧を発生させる。
整流素子33、整流素子35によって整流する。整流さ
れた電圧は、チョークコイル34とコンデンサ36で構
成されたフィルタ52(平滑回路)にて直流平滑され、
負荷37に対して、直流電圧が供給される。
流平滑された出力電圧を監視しており、出力電圧が常に
一定の直流電圧になるように、フォトカプラ50を用い
て絶縁された形で、PWM回路51に対して、帰還信号
(「VFB」という)を送出している。
れる順電流の量を、誤差増幅器47の出力レベル(「V
K」という)で調整することで、帰還信号VFBのレベ
ルが可変に制御される。
フォトカプラ50のフォトトランジスタ50bから入力
された帰還信号VFBにより、電力変換スイッチング素
子31の制御端子に出力するパルス制御信号(Vg)の
パルス幅を随時変化させて、電力変換スイッチング素子
31をスイッチングさせ(パルス制御信号VgがHig
h/Lowレベルのとき、電力変換スイッチング素子3
1はそれぞれオン/オフする)、これにより、安定され
た出力電圧を生成する。
と、スイッチング電源装置53の出力電圧(Vo)が徐
々に上昇し、また二次側に伝達した電力の消費が少なく
なるので、誤差増幅器47の出力レベル(VK)が上昇
し、ダイオード50aに流れる順電流(Io)の量が減
少し、ダイオード50aの発光量が減少し、フォトトラ
ンジスタ50bに流れる電流が減少して帰還信号(VF
B)が下がり、周期性があったPWM回路51によるパ
ルス制御信号(Vg)のパルス間隔は狭くなるか、もし
くは間欠信号になる。なお、PWM回路51において、
帰還信号(VFB)は、フォトトランジスタ50bに流
れる電流を電圧に変換され、帰還信号(VFB)と三角
波の振幅とが比較され、帰還信号(VFB)と三角波の
振幅以上である期間に対応するパルス幅のパルス制御信
号(Vg)が出力される。
らかの理由で、スイッチング電源装置53から切り離さ
れたときは、電力が消費されるまで、PWM回路51か
らのパルス制御信号(Vg)が出力されない状態で、出
力電圧(Vo)を安定化しようと動作する。すなわち出
力電圧(Vo)が上昇すると、誤差増幅器47の出力端
の電位も上昇し、ダイオード50aに順電流(Io)に
流れなくなり(図4の順電流Ioの0%領域)、フォト
トランジスタ50bにも電流は流れず、VFBは、三角
波の振幅範囲以下となる。
53に接続されていた負荷37が無負荷領域(0%領
域)から重負荷領域に瞬時に移行したとする。負荷率が
急激に変化したことで、出力電圧(Vo)が低下する
が、誤差増幅器47の出力レベル(VK)が下がり、ダ
イオード50aに流れる順電流(Io)が増加し、PW
M回路51内の発振器の範囲から外れていた地点から低
下した電圧を補正しようと、必要なVFBレベルまで移
行させようとするが、誤差増幅器47の出力レベル(V
K)が、フォトカプラ50のダイオード50aの順電流
を流さない領域から流し始めて、VFBとして、一次側
PWM回路51に伝達されるため、VFBがPWM回路
51内の発振器の範囲内に移行するまでには、t3分の
遅れが発生し、t3期間分だけ、電力変換スイッチング
素子31を駆動させるパルス制御信号(Vg)は送出さ
れない。従って、伝達時間の遅れにより、必要以上の出
力電圧低下になってしまう。
動電流量が大きく、且つ変動時間が速い負荷急変現象が
発生したとき、出力電圧が異常低下してしまい、その結
果、負荷素子の動作不安定を引き起こす可能性がある。
は、急峻な負荷急変が発生したときの出力電圧の変動を
補正するための帰還信号源が、負荷急変が発生する寸前
ではPWM回路の発振器の範囲から十分外れてしまう領
域に位置しており、負荷急変が発生したときに、帰還信
号がPWM回路の発振器の範囲に到達するまでに、遅延
が発生してしまう、ためである。
解決しようとする課題は、スイッチング電源装置に接続
されている負荷素子が無負荷および軽負荷状態から急峻
に重負荷状態に移行したときに、スイッチング電源装置
の帰還信号の伝達遅れにより必要以上の出力電圧の低下
を生じてしまうことを抑制する、スイッチング電源装置
を提供することである。
の手段を提供する本発明のスイッチング電源回路は、直
流入力電源を入力端に受け電圧変換用トランスの一次側
に接続されたスイッチング手段の開閉により前記電圧変
換用トランスの二次側に交流電圧を発生させ、前記交流
電圧を整流回路、及び平滑フィルタを介して直流電圧に
変換して出力し、出力端に接続された負荷へ電力を供給
する構成とされており、出力電圧を監視し前記出力電圧
の状態を二次側から一次側に絶縁された状態で伝達する
ため伝達素子の動作を制御する出力誤差検出回路と、前
記伝達素子の出力を受ける受信素子の出力を帰還信号と
して入力し、前記帰還信号のレベルに基づき前記スイッ
チング手段の制御端子へ供給するパルス制御信号を出力
する制御信号生成回路と、を備え、前記出力誤差検出回
路の前記伝達素子には所定のバイアス電圧がかけられて
おり、負荷軽減もしくは無負荷状態で前記制御信号生成
回路に前記スイッチング手段へのパルス制御信号を送出
しないレベルの帰還信号が入力されている状態から、負
荷が変化し前記出力電圧が低下したときに、前記帰還信
号は、前記制御信号生成回路が前記スイッチング手段に
対してパルス制御信号を出力するレベルにまでに速やか
に移行する構成とされている。
する。本発明のスイッチング電源回路は、その好ましい
一実施の形態において、直流入力電源を入力端から受け
電圧変換用トランスの一次側に接続された電力変換スイ
ッチング素子(4)の開閉により、前記電圧変換用トラ
ンスの二次側に交流電圧を発生させ、交流電圧を整流回
路(7、8)、平滑フィルタ(11)を介して直流電圧
に変換して出力し、出力端に接続された負荷へ電力を供
給する構成とされており、負荷への安定した電力を供給
するための回路手段として、出力電圧を監視し前記出力
電圧に基づき発光素子(6a)の発光を制御する出力誤
差検出回路(22)を備えており、発光素子(6a)か
ら光を受光し電気信号を出力する受光素子(6b)の出
力を帰還信号(VFB)として入力し、前記帰還信号
と、発振手段で生成する周期信号波形とのレベルの大小
関係に基づき、前記スイッチング手段の制御端子へ供給
する制御信号を出力する制御信号生成回路(5)を備え
ており、出力誤差検出回路(22)において、発光素子
には常にバイアス電圧がかけられている。
ードよりなり、ダイオードのアノードには前記電圧変換
用トランスの二次側の補助電源回路(27)で二次側交
流電圧を整流し定電圧化してなる補助電源電圧が供給さ
れ、ダイオードのカソードには、前記補助電源電圧を抵
抗で分圧した電圧が供給されており、ダイオードのカソ
ードには、このダイオードに流れる順電流を調整する誤
差増幅器(19)の出力端が接続されている。誤差増幅
器(19)の出力電圧によってダイオードがバイアスさ
れない状態になると、ダイオードは補助電源電圧を抵抗
で分圧した電圧でバイアスされる。
力誤差検出回路の一次二次伝達素子(二次側の出力電圧
の状態を一次側で伝達するための発光素子)へバイアス
をかける機能を備えている。
変換スイッチング素子(4)への駆動パルス制御信号を
ださない帰還信号を入力されていても、常に、帰還信号
源となるフォトカプラのダイオード(6a)にバイアス
がかかっているので、負荷急変が発生して出力電圧が低
下したときに、PWM回路が必要とする電力変換スイッ
チング素子のパルス制御信号の帰還信号レベルまで即座
に移行するため、帰還信号の発振器内への到達遅延が短
くなる。このため、短縮された遅延時間分、出力電圧の
低下が抑制され、この結果、負荷素子の動作電圧不足に
よる不安定動作の発生をし難くすることができる。
詳細に説明すべく、本発明の実施例について図面を参照
して詳細に説明する。図1は、本発明の一実施例の構成
を示す図である。図1を参照すると、本発明の一実施例
は、入力DC電源1が接続される入力端I1、I2間に
接続される入力フィルタコンデンサ2と、入力端I1、
I2間にコンデンサ2と並置され、直列に接続された電
力変換用絶縁トランス3の一次巻線3a及び電力変換用
スイッチング素子4を備え、電力変換用絶縁トランス3
の二次巻線3bの一端に一端(アノード端子)が接続さ
れたダイオードよりなる整流素子7と、整流素子7の他
端(カソード端子)と二次巻線3bの他端間に接続され
たダイオードよりなる整流素子8と、整流素子7、8の
接続点に一端が接続されたチョークコイル9と、チョー
クコイル9の他端と二次巻線3bの他端間に接続された
コンデンサ10からなる整流平滑回路11と、を備え、
チョークコイル9とコンデンサ10の一端の接続点と、
コンデンサ10の他端はそれぞれ出力端O1、O2に接
続され、出力端O1、O2間に負荷12が接続される。
線)の一端にアノード端子が接続されたダイオードより
なる整流素子23と、整流素子23のカソード端子と二
次巻線3cの他端間に接続されたコンデンサ24と、整
流素子23のカソード端子のコンデンサ24の接続点電
圧を第1の端子に入力し、二次巻線3cの他端に第3の
端子が接続された定電圧回路25と、定電圧回路25の
第3の端子(出力端)と二次巻線3cの他端間に接続さ
れたコンデンサ26とを備えた補助電源回路27を備え
ている。
端子と他の端子間に、該コンデンサ26と並列に接続さ
れた抵抗器20、抵抗器21と、コンデンサ26と抵抗
器20との接続点に一端が接続された抵抗Rと、抵抗R
の他端にアノード端子が接続されたダイオード6aと、
ダイオード6aのカソード端子に出力端が接続された誤
差増幅器19とを備え、出力端O1に一端が接続された
抵抗器13と、抵抗器13の他端に一端が接続され他端
が出力端O2間に接続された抵抗器14と、抵抗器13
と抵抗器14の接続点と、誤差増幅器19の出力端間に
接続された、抵抗15と、該抵抗15と並列に接続され
た、抵抗16とコンデンサ17よりなる直列回路と、を
備え、抵抗器14の一端が誤差増幅器19に入力される
とともに、抵抗20と21の接続点が、ダイオード6a
のカソード端子に接続されている出力誤差回路22を備
えている。二次巻線3cの他端と、コンデンサ24、2
6と、定電圧回路25と、抵抗器21と、誤差増幅器1
9と、抵抗器14の接続点は、出力端O2に接続されて
いる。
成するフォトトランジスタ6bからの信号(VFB)
は、PWM回路5に供給され、PWM回路5は、駆動パ
ルス制御信号Vgを、NMOSEFETよりなる電力変
換用スイッチング素子4の制御端子(ゲート端子)に供
給し、電力変換用スイッチング素子4をオン・オフ制御
する。
二次側補助巻線3cに発生した交流電圧を、整流素子2
3、コンデンサ24にて平滑し、定電圧回路25へ入力
し、定電圧回路25の出力を、フィルタコンデンサ26
で平滑化した電圧を、出力誤差検出器22の動作電圧源
として供給する。
ラを構成するダイオード6aは、補助電源回路27の出
力電圧でアノード端子が駆動され、カソード端子は、補
助電源回路27の出力電圧を分圧抵抗で分圧した電圧
で、バイアスされている。
について、図2に示すタイムチャートを参照して説明す
る。図2において、Voは出力電圧、Ioはダイオード
6aの順電流、VFBは帰還信号(フォトトランジスタ
6bに流れる電流を電圧に変換した信号)、三角波はP
WM回路5の不図示の発振器から出力される周期信号波
形(三角波)、VgはPWM回路5から出力されるパル
ス制御信号、VKは、誤差増幅器19の出力レベルであ
る。DC入力電源1から供給される任意の電圧によっ
て、PWM回路5が動作を開始しスイッチング素子4の
動作を制御し、トランス3の二次側に交流電圧を発生さ
せ、整流素子7、整流素子8、フィルタ10を介し誤差
増幅器13の帰還制御により所望の安定した直流電圧を
得ることは、一般的なスイッチング電源回路方式として
知られているため詳しい動作説明は省略する。
置28は、負荷率A%で負荷素子12に必要電力を供給
している。
B)は、PWM回路5内に設けられている発振器(図示
されない)の三角波内に位置しており、三角波とVFB
の交点で、スイッチング素子4の駆動パルス制御信号
(Vg)(VgはVFBが三角波よりもレベルが大きな
期間のパルス幅を有する)を送出している。
(ただし、A>B)へ移行し、出力電圧(Vo)は、負
荷率の減少に合わせ上昇していくと共に、負荷が軽減さ
れたことに伴い、二次側への供給パルス電力を低減させ
るために、パルス制御信号(Vg)を抑制するよう、誤
差検出回路22が、帰還信号VFBを調整するよう働
く。
ら0%になると、二次側に伝送された電力を吸収する負
荷が、スイッチング電源装置28の出力側に接続された
回路しかなく、ほとんどゼロに等しくなるので、パルス
制御信号(Vg)を送出しないように、VFBのレベル
が調整される。
(Vg)を送出しないということは、フォトカプラのダ
イオード6a側の順電流が流れないように、誤差増幅器
19が動作しており、誤差増幅器19の出力(VK)に
よって、フォトカプラのダイオード6aはバイアスされ
ないことになる。
イアスされない状態になると、フォトカプラのダイオー
ド6aは、抵抗器21にてバイアスされ、VKのレベル
は、抵抗器20と抵抗器21により固定される。
振器(図示されない)の三角波にかからない位置に抑え
るように設定されている。
が、急峻にC%に到達し始め、負荷率が上昇するに従い
出力電力は消費されていく。
パルス制御信号(Vg)が送出されていなかったため、
消費された電力を補おうと、必要なパルス制御信号(V
g)を送出するために、誤差検出回路19は、出力電圧
(Vo)の低下を検出し、誤差増幅器19はフォトカプ
ラのダイオード6aに順電流を流そうとする。
トカプラのダイオード6aはバイアスされているため、
誤差増幅器19により出力レベル(VK)が調整され、
フォトカプラ6のダイオード6aへ順電流が流れ始めて
から、帰還信号(VFB)のレベルが、駆動パルス制御
信号(Vg)として必要な三角波の位置まで移行する遅
れ時間は、t4程度で抑えられる。すなわち、フォトカ
プラのダイオード6aがバイアスされていなかった従来
の方式に比べて、VFBが必要なパルス制御信号(V
g)送出のレベルに到達するまでの期間が短縮できる。
復旧するまでの時間および復旧してから設定された出力
電圧で安定されるまでの時間が短縮される。
出回路に設けた一次二次間信号伝達用素子であるフォト
カプラの発光素子にバイアスをかけているため、出力に
接続された負荷がほとんどなくなり、電力変換スイッチ
ング素子を駆動させるパルス信号をださないように出力
誤差検出回路がPWM回路に負帰還制御をかけている状
態から、急峻に重負荷領域に移行した場合でも、必要と
なる帰還信号への到達時間が速くなり、出力電圧の補正
が早く行われる。
ング電源回路は、出力電圧の誤差検出回路に設けた一次
二次間信号伝達用素子であるフォトカプラの発光素子に
対して常に所定のバイアス電圧をかけているため、スイ
ッチング電源回路の出力に接続された負荷がほとんどな
くなり、電力変換スイッチング素子を駆動させるパルス
制御信号を出力しないように、出力誤差検出回路が、P
WM回路に負帰還制御をかけている状態から、急峻に重
負荷領域に移行した場合でも、必要となる帰還信号への
到達時間が速くなり、出力電圧の補正を素早く行うこと
ができる。
が生じた場合でも、出力誤差検出からPWM制御までの
負帰還応答が高速化されているため、過渡的な状態での
出力電圧の落ち込みを少なくすることができ、負荷素子
の動作電圧不足による不安定動作を発生しにくくするこ
とができる、という効果を奏する。
図である。
ャート図である。
Claims (9)
- 【請求項1】直流入力電源を入力端に受け電圧変換用ト
ランスの一次側に接続されたスイッチング手段の開閉に
より前記電圧変換用トランスの二次側に交流電圧を発生
させ、前記交流電圧を整流回路、及び平滑フィルタを介
して直流電圧に変換して出力し、出力端に接続された負
荷へ電力を供給する構成とされており、 出力電圧を監視し前記出力電圧の状態を二次側から一次
側に絶縁された状態で伝達するため伝達素子の動作を制
御する出力誤差検出回路と、 前記伝達素子の出力を受ける受信素子の出力を帰還信号
として入力し、前記帰還信号のレベルに基づき前記スイ
ッチング手段の制御端子へ供給するパルス制御信号を出
力する制御信号生成回路と、を備え、 前記出力誤差検出回路の前記伝達素子には、二次側の交
流電圧を整流回路で整流し定電圧回路で定電圧化してな
る補助電源電圧を基準に生成される所定のバイアス電圧
がかけられており、負荷軽減もしくは無負荷状態で前記
制御信号生成回路に前記スイッチング手段へのパルス制
御信号を送出しないレベルの帰還信号が入力されている
状態から、負荷が変化し前記出力電圧が低下したとき
に、前記帰還信号は、前記制御信号生成回路が前記スイ
ッチング手段に対してパルス制御信号を出力するレベル
にまでに速やかに移行する、ことを特徴とするスイッチ
ング電源回路。 - 【請求項2】直流入力電源を入力端に受け電圧変換用ト
ランスの一次側に接続されたスイッチング手段の開閉に
より、前記電圧変換用トランスの二次側に交流電圧を発
生させ、前記交流電圧を整流回路、及び平滑フィルタを
介して直流電圧に変換して出力し、出力端に接続された
負荷へ電力を供給する構成とされており、 出力電圧を監視し前記出力電圧に基づき発光手段の発光
を制御する出力誤差検出回路と、 前記発光手段から光を受光し電気信号を出力する受光手
段の出力を帰還信号として入力し、前記帰還信号と、発
振手段で生成する周期信号波形との振幅の大小に基づ
き、前記スイッチング手段の制御端子へ供給する制御信
号を出力する制御信号生成回路と、を備えたスイッチン
グ電源装置において、 前記出力誤差検出回路が、前記発光手段に対して、二次
側の交流電圧を整流回路で整流し定電圧回路で定電圧化
してなる補助電源電圧を基準に生成される所定のバイア
ス電圧をかけておく構成とされている、ことを特徴とす
るスイッチング電源回路。 - 【請求項3】前記発光手段がダイオードよりなり、前記
ダイオードの一端には、前記電圧変換用トランスの二次
側補助巻線に発生した交流電圧を整流し定電圧化してな
る補助電源電圧が供給され、前記ダイオードの他端に
は、前記出力誤差検出回路の誤差増幅器の出力端が接続
され順電流の量が調整され、さらに前記ダイオードの他
端には前記補助電源電圧を分圧した電圧が供給され、 前記誤差増幅器の出力電位によって前記ダイオードがバ
イアスされない状態になると、前記ダイオードは前記補
助電源電圧を分圧した電圧でバイアスされる、ことを特
徴とする請求項2記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項4】直流入力電源を入力端に受け電圧変換用ト
ランスの一次側に接続されたスイッチング素子のオン及
びオフにより、前記電圧変換用トランスの二次側に交流
電圧を発生させ、前記交流電圧を整流回路、及び平滑フ
ィルタを介して直流電圧に変換して出力し、出力端に接
続された負荷に電力を供給するスイッチング電源回路に
おいて、 出力電圧を監視し前記出力電圧に基づき発光素子の発光
を制御する出力誤差検出回路が、二次側の交流電圧を整
流回路で整流し定電圧回路で定電圧化してなる補助電源
電圧を基準に生成されるバイアス電圧を、前記発光素子
に対してかける構成とされており、 前記発光素子とフォトカプラをなし、前記発光素子から
の光を受光し電気信号を出力する受光素子の出力を帰還
信号として入力とする一次側のPWM(パルス幅変調)
回路が、発振回路で生成する三角波信号波形と前記帰還
信号との振幅の大小に基づき、一次側の前記スイッチン
グ素子の制御端子へ供給するパルス制御信号を出力す
る、ことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項5】直流電源を入力し電圧変換用トランスの一
次側に接続されたスイッチング素子のオン及びオフによ
り該トランス二次側に交流電圧を発生させ、前記交流電
圧を整流回路、及び平滑フィルタを介して直流電圧に変
換して出力端から出力し該出力端に接続された負荷へ電
力を供給する構成とされており、 前記出力端の出力電圧を監視し前記出力電圧に応じて発
光素子に流れる電流を可変させる制御を行う出力誤差検
出回路と、 前記発光素子の光を受光する受光素子からの電気信号を
帰還信号として入力し、該帰還信号の振幅に基づき、前
記一次側のスイッチング素子の制御端子に供給するパル
ス制御信号の送出の有無、及びパルス幅を制御する制御
信号生成回路と、を備えたスイッチング電源回路であっ
て、 前記出力誤差検出回路の前記発光素子には、前記電圧変
換用トランスの二次側の補助電源回路で二次側の交流電
圧を整流回路で整流し定電圧回路で定電圧化してなる補
助電源電圧を基準に生成される所定のバイアス電圧が供
給されており、 前記負荷が軽減して前記出力電圧の上昇に伴い前記発光
素子に流れる電流が減少し、前記帰還信号のレベルが低
下して前記一次側のスイッチング素子へのパルス制御信
号の供給が途絶えた状態から、前記負荷が増加して前記
出力電圧が下降し前記一次側のスイッチング素子の制御
端子に供給するパルス制御信号を再開する必要が生じた
場合、速やかに前記発光素子に電流が流れはじめ、前記
帰還信号は、前記スイッチング素子に対してパルス制御
信号を出力するレベルにまでに速やかに移行して前記ス
イッチング素子の制御端子にパルス制御信号が出力され
る、ことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項6】前記補助電源回路が、前記トランスの二次
側補助巻線の一端に入力端が接続された整流素子と、 前記整流素子の出力端と、前記二次側補助巻線の他端の
間に接続された第1のコンデンサと、 前記整流素子の出力端を入力端に入力する三端子の定電
圧回路と、 前記定電圧回路の出力端と前記二次側補助巻線の他端の
間に接続された第2のコンデンサと、を備え、 前記第2のコンデンサの端子電圧が補助電源電圧とし
て、前記出力誤差検出回路に供給される、ことを特徴と
する請求項5記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項7】前記出力誤差検出回路が、前記負荷に供給
される出力電圧を入力とする誤差増幅器を備え、前記発
光素子の一端には前記補助電源回路から出力される前記
補助電源電圧が供給され、前記誤差増幅器の出力端と前
記発光素子の他端との接続点には、前記補助電源電圧を
抵抗で分圧した電圧が供給され、 前記誤差増幅器の出力電位によって前記発光素子がバイ
アスされない状態になると、前記発光素子は前記補助電
源電圧を分圧した電圧でバイアスされる、ことを特徴と
する請求項5又は6記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項8】前記出力誤差検出回路が、前記負荷に供給
される出力電圧を入力とする誤差増幅器を備え、前記発
光素子をなすダイオードのアノードには、前記補助電源
回路から出力される前記補助電源電圧が供給され、前記
ダイオードのカソードは、前記誤差増幅器の出力端に接
続されるとともに、前記補助電源電圧を抵抗で分圧した
電圧がバイアス電圧として供給され、 前記誤差増幅器の出力電位によって前記ダイオードがバ
イアスされない状態になると、前記ダイオードは前記補
助電源電圧を抵抗で分圧した電圧でバイアスされ、前記
バイアス電圧は、前記帰還信号が制御信号生成回路でパ
ルス制御信号を出力しないレベルとなるように設定され
ている、ことを特徴とする請求項5又は6記載のスイッ
チング電源回路。 - 【請求項9】前記制御信号生成回路が、前記受光素子か
ら出力される帰還信号と、発振器から発振出力される周
期的な三角波信号のレベルの大小関係でそのパルス幅が
規定されるパルス制御信号を生成するPWM(パルス幅
変調)回路よりなる、ことを特徴とする請求項5記載の
スイッチング電源回路。
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