JPS62114469A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPS62114469A JPS62114469A JP25142685A JP25142685A JPS62114469A JP S62114469 A JPS62114469 A JP S62114469A JP 25142685 A JP25142685 A JP 25142685A JP 25142685 A JP25142685 A JP 25142685A JP S62114469 A JPS62114469 A JP S62114469A
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- load
- power supply
- circuit
- switching
- power
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、テレビジョン受像機VTR等の安定化電源回
路を必要とし、特に使用状態により負荷電力が大きく変
動する機器に用いて有用な電源装置に関するものである
。
路を必要とし、特に使用状態により負荷電力が大きく変
動する機器に用いて有用な電源装置に関するものである
。
従来の技術
近年、電源装置として、電力変換効率が優れており小型
・軽量化が可能である等の理由から、スイッチング電源
が多用されつつある。なかでも制御の容易なパルス幅変
調方式のスイッチング電源が最も多く用いられている。
・軽量化が可能である等の理由から、スイッチング電源
が多用されつつある。なかでも制御の容易なパルス幅変
調方式のスイッチング電源が最も多く用いられている。
しかしながら、この方式のものは負荷電力の変動範囲が
大きい場合に、電力が減少したときに正常なスイッチン
グ動作が不能になる場合がある0詳細な動作条件は後述
するが、この現象は磁束の連続条件が崩れるためであり
、従来はスイッチングトランスの1次巻線のインダクタ
ンスを大きくすることで対応している。
大きい場合に、電力が減少したときに正常なスイッチン
グ動作が不能になる場合がある0詳細な動作条件は後述
するが、この現象は磁束の連続条件が崩れるためであり
、従来はスイッチングトランスの1次巻線のインダクタ
ンスを大きくすることで対応している。
また、負荷電力の変動が極端に大きい場合、例えばリモ
コン付テレビジョン受像機の場合には、通常視聴状態と
スタンバイ状態の電力が極端に異なるため、前記の方法
では対応できずそれぞれに応じて2系統の電源が備えら
れている。ここで、スタンバイ状態とはリモコンによっ
て電源オフした状態で、引き続いてリモコンよりの電源
オンへの切換信号を検出、解読するべく待機している状
態である。従って、この状態ではテレビジョン受像機の
全回路のうち前記のリモカン信号検出・解読回路にのみ
電力が供給されるため通常視聴状態に比較し負荷電力が
極端に小さくなる。以下にリモコン付テレビジョン受像
機における従来の電源構成例を述べ、次にパルス幅変調
方式のスイッチング電源の動作原理とならびに負荷電力
との関係について詳述する。
コン付テレビジョン受像機の場合には、通常視聴状態と
スタンバイ状態の電力が極端に異なるため、前記の方法
では対応できずそれぞれに応じて2系統の電源が備えら
れている。ここで、スタンバイ状態とはリモコンによっ
て電源オフした状態で、引き続いてリモコンよりの電源
オンへの切換信号を検出、解読するべく待機している状
態である。従って、この状態ではテレビジョン受像機の
全回路のうち前記のリモカン信号検出・解読回路にのみ
電力が供給されるため通常視聴状態に比較し負荷電力が
極端に小さくなる。以下にリモコン付テレビジョン受像
機における従来の電源構成例を述べ、次にパルス幅変調
方式のスイッチング電源の動作原理とならびに負荷電力
との関係について詳述する。
リモコン付テレビジョン受像機における従来の電源構成
例を第10図に示す。第10図は前述した様に2系統の
電源ブロック、即ち図中Aで示したメイン電源と図中B
で示したスタンバイ電源に大別される。
例を第10図に示す。第10図は前述した様に2系統の
電源ブロック、即ち図中Aで示したメイン電源と図中B
で示したスタンバイ電源に大別される。
これら2つの電源ブロックはACラインに対し並列に接
続され、共にACスイッチ19によりオン・オフされる
。メイン電源Aはテレビジョン受像機が通常視聴状態に
必要な電力を供給するものであり水平偏向出力回路、信
号処理回路、その他の論理回路等に電力を供給する。メ
イン電源となるスイッチング電源の制御方式としては第
10図に示した様にパルス幅変調方式が最も多く、また
回路構成の方法としても第1o図に示した様に1次・2
次間の絶縁が可能で構成の容易なフライバック型が一般
的である。尚、図中esV 、 12Vは各々自動電圧
安定化回路(AVR)5.6を介して供給されるが、A
VRはこれらの電圧のより高い安定性を確保するために
一般的に必要とされる。メイン電源はACスイッチ19
の他にリレースイッチ18によりオン・オフする。リレ
ースイッチ18はリモコン発振器14からのオン・オフ
信号に基づき動作しその結果メイン電源は通常視聴状態
でオン、スタンバイ状態でオフスル。
続され、共にACスイッチ19によりオン・オフされる
。メイン電源Aはテレビジョン受像機が通常視聴状態に
必要な電力を供給するものであり水平偏向出力回路、信
号処理回路、その他の論理回路等に電力を供給する。メ
イン電源となるスイッチング電源の制御方式としては第
10図に示した様にパルス幅変調方式が最も多く、また
回路構成の方法としても第1o図に示した様に1次・2
次間の絶縁が可能で構成の容易なフライバック型が一般
的である。尚、図中esV 、 12Vは各々自動電圧
安定化回路(AVR)5.6を介して供給されるが、A
VRはこれらの電圧のより高い安定性を確保するために
一般的に必要とされる。メイン電源はACスイッチ19
の他にリレースイッチ18によりオン・オフする。リレ
ースイッチ18はリモコン発振器14からのオン・オフ
信号に基づき動作しその結果メイン電源は通常視聴状態
でオン、スタンバイ状態でオフスル。
一方、スタンバイ電源Bはスタンバイ回路に電力を供給
するものである。スタンバイ回路はリモコン発振器14
より信号を検出するリモコン受光部15と、これを解読
するマイクロプロセッサ16と、リレースイッチ18を
ドライブするリレードライブ回路17とで構成される。
するものである。スタンバイ回路はリモコン発振器14
より信号を検出するリモコン受光部15と、これを解読
するマイクロプロセッサ16と、リレースイッチ18を
ドライブするリレードライブ回路17とで構成される。
スタンバイ電源は、通常視聴状態、スタンバイ状態にか
かわらずへ〇スイッチ19によってのみオン・オフする
。
かわらずへ〇スイッチ19によってのみオン・オフする
。
スタンバイ電源の回路構成は図中に示した様にAC電圧
をトランス7で電圧変換し整流ダイオード8.9.平滑
コンデ7す10 、11 、AVRl 2 。
をトランス7で電圧変換し整流ダイオード8.9.平滑
コンデ7す10 、11 、AVRl 2 。
13を介して所望の電圧を得る方法があるが、他にスタ
ンバイ電源をメイン電源とは独立したスイッチング電源
で構成する方法もある。
ンバイ電源をメイン電源とは独立したスイッチング電源
で構成する方法もある。
次に、パルス幅変調方式のスイッチング電源の動作条件
について述べる。ここでは回路構成の方法としてはテレ
ビジョン受像機で最も多用されるフライバック型につい
て述べるが、他のチョークコイルを用いたチョッパ型等
についても基本的に同様のことがいえる。第11図にフ
ライバック型の基本回路構成、第12図に主な動作波形
を示す。
について述べる。ここでは回路構成の方法としてはテレ
ビジョン受像機で最も多用されるフライバック型につい
て述べるが、他のチョークコイルを用いたチョッパ型等
についても基本的に同様のことがいえる。第11図にフ
ライバック型の基本回路構成、第12図に主な動作波形
を示す。
この方式はトランジスタ1をオン・オフしスイッチング
トランス2の1次側に流れ込む電流を断続することによ
り、オン期間にスイッチングトランス2に磁気エネルギ
ーを蓄え、オフ期間にこれを2次側に出力するものであ
る。図中3は整流ダイオード、4は平滑コンデンサでこ
れらにより出力電圧V。uTは直流となる。次に動作に
ついて定量的に述べる。トランジスタ1のオン期間はス
イッチングトランス2の1次側の巻線電流工、は第6図
の電流波彫工、に示した様に時間と共に増加し同時に磁
束ψが増加する。磁束がオン期間に増加する分をψ1
とするとφ1は(1)式で表わせる。
トランス2の1次側に流れ込む電流を断続することによ
り、オン期間にスイッチングトランス2に磁気エネルギ
ーを蓄え、オフ期間にこれを2次側に出力するものであ
る。図中3は整流ダイオード、4は平滑コンデンサでこ
れらにより出力電圧V。uTは直流となる。次に動作に
ついて定量的に述べる。トランジスタ1のオン期間はス
イッチングトランス2の1次側の巻線電流工、は第6図
の電流波彫工、に示した様に時間と共に増加し同時に磁
束ψが増加する。磁束がオン期間に増加する分をψ1
とするとφ1は(1)式で表わせる。
VIN−T1
N1 ・・印・(1)但し VI
N:入力DC電圧 T1:トランジスタ10オン時間幅 N1 ニスイツチングトランス2の1次側巻数一方、オ
フ期間は1次側巻線電流■1は遮断され、2次側に電流
I2が出方されつつ磁束ψは減少する。磁束の減少分を
φ2とすると同様に(2)式で算出される。
N:入力DC電圧 T1:トランジスタ10オン時間幅 N1 ニスイツチングトランス2の1次側巻数一方、オ
フ期間は1次側巻線電流■1は遮断され、2次側に電流
I2が出方されつつ磁束ψは減少する。磁束の減少分を
φ2とすると同様に(2)式で算出される。
但し V。uT ’出力DC電圧
T2 ; トランジスタ1のオフ時間幅N2 ; ス
イッチングトランス2の2次側巻数ここで、磁束の連続
性によりφ1とψ2は等しくなる。従−〕で(1) 、
(2)式より(3)式が得られる。
イッチングトランス2の2次側巻数ここで、磁束の連続
性によりφ1とψ2は等しくなる。従−〕で(1) 、
(2)式より(3)式が得られる。
ψ1−ψ2
ここで
T!!!!!T1+T2ニドランシスターのスイッチン
グ周期 −丁 δタ二;トランジスターのオンデユ −テイ(○くδぐ1) とおけば(3)式は(4)式の様になる。
グ周期 −丁 δタ二;トランジスターのオンデユ −テイ(○くδぐ1) とおけば(3)式は(4)式の様になる。
1 δ
vouT=” ” ”IN ”””(
4)n 1−δ 従って入力電圧V工Nの変動に対してトランジスターの
オンデユーテイδを制御すれば出力電圧VOuTを一定
に保つ事ができる0以上がパルス幅変調方式のフライバ
ンク型スイッチング電源の動作原理である。
4)n 1−δ 従って入力電圧V工Nの変動に対してトランジスターの
オンデユーテイδを制御すれば出力電圧VOuTを一定
に保つ事ができる0以上がパルス幅変調方式のフライバ
ンク型スイッチング電源の動作原理である。
次に負荷電力との関係を述べる。まずオン期間にトラン
スの1次側巻線に流れる電流の波形は一般に第12図の
11のオン期間の様になるがその瞬時値I(1)は(5
)式で表わせる。
スの1次側巻線に流れる電流の波形は一般に第12図の
11のオン期間の様になるがその瞬時値I(1)は(5
)式で表わせる。
(5)式はI(t)の電流増加の傾きが入力電圧■工N
とインダクタンスL1 の比で決定される事を示す。
とインダクタンスL1 の比で決定される事を示す。
またオン時の電流初期値工。は積分定数であるがこれは
負荷電力の大きさによって決まり、例えば同じ入力電圧
に対して負荷電力が小さくなる場合は第12図に破線で
示した様に■。が減少する。
負荷電力の大きさによって決まり、例えば同じ入力電圧
に対して負荷電力が小さくなる場合は第12図に破線で
示した様に■。が減少する。
尚この場合入力電圧は同じであるので増加の傾きは変わ
らない。この様にI。は負荷電力で決定されるが磁束の
連続条件から工。≧0 でなければならずこれを満足し
ない場合は正常なパルス幅制御が不能となる。そこでこ
の制約条件を定量的に表わすために工。と負荷電力の関
係式を求める。そのためにまず(5)式から1次側に流
入する電力を求めこれを負荷電力に換算する。
らない。この様にI。は負荷電力で決定されるが磁束の
連続条件から工。≧0 でなければならずこれを満足し
ない場合は正常なパルス幅制御が不能となる。そこでこ
の制約条件を定量的に表わすために工。と負荷電力の関
係式を求める。そのためにまず(5)式から1次側に流
入する電力を求めこれを負荷電力に換算する。
スイッチングトランスの1次側に流入する電力PINは
電流I(1)と入力電圧vINを用いて(5)式の様に
表わせる。
電流I(1)と入力電圧vINを用いて(5)式の様に
表わせる。
(、’、 I(t)=o a t T 、 (J、 t
≦T ) −=(5)但しPIN;スイッチングトラン
ス1次側の流入電力 従って、(5)式を(5)式に代入してPINは(7)
式となる。
≦T ) −=(5)但しPIN;スイッチングトラン
ス1次側の流入電力 従って、(5)式を(5)式に代入してPINは(7)
式となる。
今、スイッチングトランスの2次側から流出する電力、
即ち負荷電力をP。uT、1次・2次間の電力変換効率
をηとするとP。uT’!:PINの関係は(8)式の
様になる0 PouT−η・PIN・・・・・・(8)但し P。u
T’負荷電力 η ;電力変換効率(0〈η〈1) 従って、(8)式を用いて(7)式は(9)式の様にな
る。
即ち負荷電力をP。uT、1次・2次間の電力変換効率
をηとするとP。uT’!:PINの関係は(8)式の
様になる0 PouT−η・PIN・・・・・・(8)但し P。u
T’負荷電力 η ;電力変換効率(0〈η〈1) 従って、(8)式を用いて(7)式は(9)式の様にな
る。
(9)式が負荷電力P。uTとオン時の電流初期値工。
との関係式である。(9)式を変形すると(10)式と
なる。
なる。
ここで、既に述べた磁束の連続条件は(11)式%式%
(1o) 、 (11)式より各パラメータは(12)
式で制約される。
式で制約される。
ここで、変換効率ηは一定値と仮定する事が可能である
。またオンデユーテイδは入力電圧v工Nが決まれば(
4)式より算出される。従って周期Tを一定とすれば入
力電圧v工Nと負荷電力P。uTよシ(12)式の右辺
は算出できる。その結果入力電圧V工Nが最大、負荷電
力P。uTが最小時に右辺は最大となる。従ってこの場
合に(12)式を満足する様にLl を設定しなければ
ならず、従来はこの様な方法がとられていた。
。またオンデユーテイδは入力電圧v工Nが決まれば(
4)式より算出される。従って周期Tを一定とすれば入
力電圧v工Nと負荷電力P。uTよシ(12)式の右辺
は算出できる。その結果入力電圧V工Nが最大、負荷電
力P。uTが最小時に右辺は最大となる。従ってこの場
合に(12)式を満足する様にLl を設定しなければ
ならず、従来はこの様な方法がとられていた。
発明が解決しようとする問題点
既に述べた様に従来のパルス幅変調方式のスイッチング
電源はスイッチング周期を一定にして(12)式に従っ
てスイッチングトランスのインダクタンスを求めていた
。従って負荷電力の変動が大きい場合は負荷電力が最小
になる場合を考慮してインダクタンスを大きな値に設定
する必要がある。ところがこれをスイッチングトランス
のコアの大きさを変えずに実現するためには巻線径を細
くして巻数を増やしたり或いはコアのギャップ間隔を狭
くする等の方法が考えられるが巻線抵抗が大きくなり電
力ロス・温度上昇が増加する。コアが飽和しやすくなる
という問題点がある。またスイッチングトランスのコア
を大型にしてコアの窓面積を広げた上で巻数を増やす方
法も考えられるがコストアップや実装面でトランスが大
型化し、重量が増加するという問題点がある。またリモ
コン付テレビジョン受像機の例の様に通常視聴状態とス
タンバイ状態で極端に負荷電力が変動する場合は前記の
方法では実際上対応する事が困難であり、電源を2系統
に分けているが部品点数の増加や大幅なコストアップに
なるという問題があった。
電源はスイッチング周期を一定にして(12)式に従っ
てスイッチングトランスのインダクタンスを求めていた
。従って負荷電力の変動が大きい場合は負荷電力が最小
になる場合を考慮してインダクタンスを大きな値に設定
する必要がある。ところがこれをスイッチングトランス
のコアの大きさを変えずに実現するためには巻線径を細
くして巻数を増やしたり或いはコアのギャップ間隔を狭
くする等の方法が考えられるが巻線抵抗が大きくなり電
力ロス・温度上昇が増加する。コアが飽和しやすくなる
という問題点がある。またスイッチングトランスのコア
を大型にしてコアの窓面積を広げた上で巻数を増やす方
法も考えられるがコストアップや実装面でトランスが大
型化し、重量が増加するという問題点がある。またリモ
コン付テレビジョン受像機の例の様に通常視聴状態とス
タンバイ状態で極端に負荷電力が変動する場合は前記の
方法では実際上対応する事が困難であり、電源を2系統
に分けているが部品点数の増加や大幅なコストアップに
なるという問題があった。
問題点を解決するだめの手段
本発明は、以上の様な問題点を解決するために、パルス
幅変調方式のスイッチング電源において負荷電力の大き
さに応じてスイッチング周波数を変化させるものである
。
幅変調方式のスイッチング電源において負荷電力の大き
さに応じてスイッチング周波数を変化させるものである
。
作 用
本発明は、前記の手段により、負荷電力が小さくなる場
合にスイッチング周波数を高く、即ち周期Tを短くして
(12)式の関係を満足させることにより、大きな負荷
変動に対しても常に安定した出力を確保するものである
。
合にスイッチング周波数を高く、即ち周期Tを短くして
(12)式の関係を満足させることにより、大きな負荷
変動に対しても常に安定した出力を確保するものである
。
実施例
本発明の一実施例を図面を参照して説明する0第1図は
第1の実施例でリモコン付テレビジョン受像機における
構成例である。回路構成は第10図に示した従来のもの
と比較すると第10図のスタンバイ電源用のトランス7
、整流ダイオード8゜9、平滑コンデンサ10.1 j
及びυレースイノチ18.リレードライブ回路17が削
除され、周波数可変回路27.AVRスイッチ25.2
6が追加されている。
第1の実施例でリモコン付テレビジョン受像機における
構成例である。回路構成は第10図に示した従来のもの
と比較すると第10図のスタンバイ電源用のトランス7
、整流ダイオード8゜9、平滑コンデンサ10.1 j
及びυレースイノチ18.リレードライブ回路17が削
除され、周波数可変回路27.AVRスイッチ25.2
6が追加されている。
また、リモコン受光部15.マイクロプロセッサ16よ
り成るスタンバイ回路に供給される12V 、5Vは従
来のメイン電源のAVR5,6の入力側からスタンバイ
電源のAVR12,13を介して得られる。
り成るスタンバイ回路に供給される12V 、5Vは従
来のメイン電源のAVR5,6の入力側からスタンバイ
電源のAVR12,13を介して得られる。
次に、動作について説明する。ACスイッチ19をオン
するとテレビジョン受像機が通常視聴状態。
するとテレビジョン受像機が通常視聴状態。
スタンバイ状態にかかわらずトランジスタ1が発捜しス
イッチング電源として動作する。本電源の特徴は前記通
常視聴状態及びスタンノくイ状態に応じてスイッチング
周波数が周波数可変回路27によって切換えられ、また
AVRスイッチ25.26がオン、オフする事である。
イッチング電源として動作する。本電源の特徴は前記通
常視聴状態及びスタンノくイ状態に応じてスイッチング
周波数が周波数可変回路27によって切換えられ、また
AVRスイッチ25.26がオン、オフする事である。
以下にこれらについて述べる。まずリモコン発振器14
によりテレビジョン受像機が通常視聴状態に設定される
とリモコン受光部15を介してマイクロプロセッサ16
ばこれを解読する。その結果マイクロプロセッサ16は
AVR25,26をオンし信号処理回路。
によりテレビジョン受像機が通常視聴状態に設定される
とリモコン受光部15を介してマイクロプロセッサ16
ばこれを解読する。その結果マイクロプロセッサ16は
AVR25,26をオンし信号処理回路。
論理回路等に電力が供給される。同様にスイッチング周
波数についてもマイクロプロセッサ16からの信号で周
波数可変回路27が動作し、例えばテレビジョン信号の
水平同期信号の周波数に設定される。
波数についてもマイクロプロセッサ16からの信号で周
波数可変回路27が動作し、例えばテレビジョン信号の
水平同期信号の周波数に設定される。
次に、リモコン発振器14によりスタンバイ状態に切換
えられるとマイクロプロセッサ16はAVRスイッチ2
5.26をオフしその結果テレビジョン受像機の信号処
理回路、論理回路等に電力は供給されなくなる。また周
波数は前記の水平周波数の数倍になる様に周波数可変回
路27が切換わる。
えられるとマイクロプロセッサ16はAVRスイッチ2
5.26をオフしその結果テレビジョン受像機の信号処
理回路、論理回路等に電力は供給されなくなる。また周
波数は前記の水平周波数の数倍になる様に周波数可変回
路27が切換わる。
尚、水平偏向出力回路の116vは印加されたままであ
るがトランジスタ22を駆動する同期偏向IC20に電
源12Vが供給されないためトランジスタ22はベース
が抵抗21で接地されカットオフする。従って水平出力
トランジスタ23もベースがトランス24の2次側巻線
で接地されカットオフする。従って116vラインに電
力は供給されない。
るがトランジスタ22を駆動する同期偏向IC20に電
源12Vが供給されないためトランジスタ22はベース
が抵抗21で接地されカットオフする。従って水平出力
トランジスタ23もベースがトランス24の2次側巻線
で接地されカットオフする。従って116vラインに電
力は供給されない。
次に、AVRスイッチ25.26と周波数可変回路27
の具体的な構成例を示す。第2図がAVRスイッチの一
例でトランジスタ28がスイッチとして動作する。まず
制御信号がハイの時はトランジスタ28がオンしAvR
トランジスタ29のベースを接地しこれをカットオフす
る。また制御信号がロー(アースレベル)の時は逆にト
ランジスタ28がオフしAVRトランジスタ29はオン
する。
の具体的な構成例を示す。第2図がAVRスイッチの一
例でトランジスタ28がスイッチとして動作する。まず
制御信号がハイの時はトランジスタ28がオンしAvR
トランジスタ29のベースを接地しこれをカットオフす
る。また制御信号がロー(アースレベル)の時は逆にト
ランジスタ28がオフしAVRトランジスタ29はオン
する。
第3図は周波数可変回路27の一例である〇一般にスイ
ッチング電源の1次・2次間を絶続する事を考慮しマイ
クロプロセッサからの制御信号はフォトカプラ3Qを介
して1次側へ送る。パルス幅制御部36は一般にIC化
され例えば発振器70、誤差増幅器71.パルス幅変換
器72で構成される。ここで発振器70の動作波形は図
中に示した様に抵抗32とコンデンサ33の積で決まる
時定数で充電しIC内部で決められた閾値に達した時、
IC内部の低抵抗で急峻に放電される事を操り返す。従
って周波数はほぼ外付の抵抗32とコンデンサ33で決
まる。そこで周波数を可変するためにフォトカプラ30
を図示した様に接続する。この様にすれば、通常視聴状
態にマイクロプロセ、すよりの制御信号をロー(アース
レベル)とするとトランジスタ31はカットオフし、フ
ォトカプラの1次側ダイオードに電流は流れず2次側も
カットオフする。その結果発振周波数は前述した様に抵
抗32の抵抗値とコンデンサ33の容量値の積で決定す
る。一方スタンバイ状態の制御信号を・・イとするとそ
:ttぞれ通常視聴状態とは逆に動作しフォトカプララ
3oはオンする。その結果、コンデンサ33への充電電
流が抵抗32からの電流に加えてフォトカプラ30から
流れ込むため充電時定数は短くなる。この様にして図中
破線の様に発掘周波数を高くすることができる0尚周波
数を設定するためには抵抗34或いは35を変更しフォ
トカプラの導通電流の大きさを変えればよい。
ッチング電源の1次・2次間を絶続する事を考慮しマイ
クロプロセッサからの制御信号はフォトカプラ3Qを介
して1次側へ送る。パルス幅制御部36は一般にIC化
され例えば発振器70、誤差増幅器71.パルス幅変換
器72で構成される。ここで発振器70の動作波形は図
中に示した様に抵抗32とコンデンサ33の積で決まる
時定数で充電しIC内部で決められた閾値に達した時、
IC内部の低抵抗で急峻に放電される事を操り返す。従
って周波数はほぼ外付の抵抗32とコンデンサ33で決
まる。そこで周波数を可変するためにフォトカプラ30
を図示した様に接続する。この様にすれば、通常視聴状
態にマイクロプロセ、すよりの制御信号をロー(アース
レベル)とするとトランジスタ31はカットオフし、フ
ォトカプラの1次側ダイオードに電流は流れず2次側も
カットオフする。その結果発振周波数は前述した様に抵
抗32の抵抗値とコンデンサ33の容量値の積で決定す
る。一方スタンバイ状態の制御信号を・・イとするとそ
:ttぞれ通常視聴状態とは逆に動作しフォトカプララ
3oはオンする。その結果、コンデンサ33への充電電
流が抵抗32からの電流に加えてフォトカプラ30から
流れ込むため充電時定数は短くなる。この様にして図中
破線の様に発掘周波数を高くすることができる0尚周波
数を設定するためには抵抗34或いは35を変更しフォ
トカプラの導通電流の大きさを変えればよい。
以上、リモコン付テレビジョン受像機における本発明の
実施例を述べたがこの場合の負荷電力の変動はマイクロ
プロセッサによる通常及びスタンバイ状態の切換信号に
応じて発生するためこの信号を用いて周波数制御信号と
することができた。
実施例を述べたがこの場合の負荷電力の変動はマイクロ
プロセッサによる通常及びスタンバイ状態の切換信号に
応じて発生するためこの信号を用いて周波数制御信号と
することができた。
従って、この実施例では負荷の大きさを検出する回路を
新たに付加する必要がない。
新たに付加する必要がない。
一般に、前記の様な制御信号が存在しない場合は負荷電
力を自動検出してこれに応じてスイッチング周波数を可
変する方法が考えられる。
力を自動検出してこれに応じてスイッチング周波数を可
変する方法が考えられる。
以下これについて実施例を述べる。
第4図は本発明の第2の実施例で、負荷検出回路ア3を
備えた構成を示す。これは電源装置の出力が単出力の場
合に適用される。負荷に供給される電圧は安定化されて
いるため負荷電力の変動に依らず一定である。従って、
負荷電力は負荷に供給される電流に比例するため、これ
を検出すればよい。図中抵抗37が電流検出抵抗でこれ
によって電圧に変換された信号が抵抗38.コンデンサ
39より成る積分回路で平均化され、反転増幅器40、
周波数可変回路27を介してパルス幅制御部36に到る
。
備えた構成を示す。これは電源装置の出力が単出力の場
合に適用される。負荷に供給される電圧は安定化されて
いるため負荷電力の変動に依らず一定である。従って、
負荷電力は負荷に供給される電流に比例するため、これ
を検出すればよい。図中抵抗37が電流検出抵抗でこれ
によって電圧に変換された信号が抵抗38.コンデンサ
39より成る積分回路で平均化され、反転増幅器40、
周波数可変回路27を介してパルス幅制御部36に到る
。
ここで、一般に二次巻線を流れる電流は第12図中の電
流波形I2に示されたスイッチング状のものとなり負荷
電流はこの直流成分である。従ってこれを検出するため
に前記の積分回路を挿入しその時定数をスイッチング周
期に比較して充分大きく設定する。
流波形I2に示されたスイッチング状のものとなり負荷
電流はこの直流成分である。従ってこれを検出するため
に前記の積分回路を挿入しその時定数をスイッチング周
期に比較して充分大きく設定する。
周波数可変回路及びパルス幅制御部は第3図で示したも
のと同一のものである。反転増幅器40は検出した負荷
電流信号が減少した時に周波数可変回路27に加える電
圧を増加し周波数を高くするためのもので第3図に示し
た周波数可変回路を使用した場合の負荷電流と周波数増
減の方向を合わせるためのものである。尚、第3図に示
した周波数可変回路は同図のトランジスタ310ベース
に入力する制御信号が連続的に変化した場合、抵抗34
に流れる電流が連続的に変化しスイッチング周波数は連
続的に変化する。従って第3図の周波数可変回路は負荷
電力の連続的な変化に対して周波数を連続的に可変する
際にも使用できることはいうまでもない〇 第5図は本発明の第3の実施例で負荷検出回路74を備
えた構成を示す0これは電源装置の出力が複数出力の場
合に適用される。この場合は複数ある出力のうち負荷が
変動する出力についても各負荷電流を検出する。第5図
は3つの負荷のうち2つが変動する場合である。この場
合前記の2つの出力線に電流検出抵抗41.42を挿入
しその両端電圧を差動増幅器43.44で増幅する。こ
こで各々の差動増幅器の増幅度を各負荷に供給される電
圧に比例した数値に設定すると各々の差動増幅器の出力
は各負荷に供給される負荷電力を表わす。従ってこれら
を加算器45で加算したものは負荷電力の全ての変動成
分を表わし、これを制御信号として周波数可変回路27
に入力する。
のと同一のものである。反転増幅器40は検出した負荷
電流信号が減少した時に周波数可変回路27に加える電
圧を増加し周波数を高くするためのもので第3図に示し
た周波数可変回路を使用した場合の負荷電流と周波数増
減の方向を合わせるためのものである。尚、第3図に示
した周波数可変回路は同図のトランジスタ310ベース
に入力する制御信号が連続的に変化した場合、抵抗34
に流れる電流が連続的に変化しスイッチング周波数は連
続的に変化する。従って第3図の周波数可変回路は負荷
電力の連続的な変化に対して周波数を連続的に可変する
際にも使用できることはいうまでもない〇 第5図は本発明の第3の実施例で負荷検出回路74を備
えた構成を示す0これは電源装置の出力が複数出力の場
合に適用される。この場合は複数ある出力のうち負荷が
変動する出力についても各負荷電流を検出する。第5図
は3つの負荷のうち2つが変動する場合である。この場
合前記の2つの出力線に電流検出抵抗41.42を挿入
しその両端電圧を差動増幅器43.44で増幅する。こ
こで各々の差動増幅器の増幅度を各負荷に供給される電
圧に比例した数値に設定すると各々の差動増幅器の出力
は各負荷に供給される負荷電力を表わす。従ってこれら
を加算器45で加算したものは負荷電力の全ての変動成
分を表わし、これを制御信号として周波数可変回路27
に入力する。
第6図は本発明の第4の実施例で負荷検出回路75を備
えた構成を示す。これは電源装置の出力の数に依らず適
用される。電源の電力変換効率は負荷変動に依らずほぼ
一定とすることができるため負荷電力はスイッチングト
ランス2の1次側に供給される電力に比例する。従って
1次側の電力を検出して周波数を可変すればよい。図中
抵抗46が電流検出抵抗でこれによって電圧に変換した
信号を抵抗4了、コンデンサ48より成る積分回路で平
均化し、これと入力直流電圧を分圧したものを乗算器5
1で乗算した信号を制御信号として周波数可変回路27
に入力する。ここで積分回路はスイッチング状の電流波
形から直流成分を検出するためのもので時定数はスイッ
チング周波数よりも充分に大きく設定する必要がある。
えた構成を示す。これは電源装置の出力の数に依らず適
用される。電源の電力変換効率は負荷変動に依らずほぼ
一定とすることができるため負荷電力はスイッチングト
ランス2の1次側に供給される電力に比例する。従って
1次側の電力を検出して周波数を可変すればよい。図中
抵抗46が電流検出抵抗でこれによって電圧に変換した
信号を抵抗4了、コンデンサ48より成る積分回路で平
均化し、これと入力直流電圧を分圧したものを乗算器5
1で乗算した信号を制御信号として周波数可変回路27
に入力する。ここで積分回路はスイッチング状の電流波
形から直流成分を検出するためのもので時定数はスイッ
チング周波数よりも充分に大きく設定する必要がある。
また入力直流電圧は一般に一定ではないため前記の入力
直流電流だけでは1次側に供給される電力を検出するこ
とができず、従って入力直流電圧を抵抗49゜50で分
圧したものと乗算する必要がある。
直流電流だけでは1次側に供給される電力を検出するこ
とができず、従って入力直流電圧を抵抗49゜50で分
圧したものと乗算する必要がある。
第7図は本発明の第5の実施例で負荷検出回路76を備
えた構成を示す。これはスイッチングトランス2の1次
巻線電流の瞬時値を検出する方法をとる。既に説明した
様に1次巻線電流波形は第12図中の電流波形I、に示
した様にスイッチング状である。そして負荷電力の変動
により波高値が変化し、負荷電力が減少した場合は第1
2図中に破線で示した様に変化する。従ってトランジス
タ1がオンした直後の電流の初期値工。を検出すれば負
荷電力を検出する事ができる。第7図の概略を説明する
と抵抗46が電流検出抵抗で、電流初期値検出回路53
はタイミング発生回路62よりのタイミングパルスに基
づきトランジスタ1がオンした直後の電流初期値を検出
する。ホールド回路64は前記電流初期値を次のタイミ
ングパルスが入るまでの期間保持するものでこの出力を
制御信号として周波数可変回路27に入力する。
えた構成を示す。これはスイッチングトランス2の1次
巻線電流の瞬時値を検出する方法をとる。既に説明した
様に1次巻線電流波形は第12図中の電流波形I、に示
した様にスイッチング状である。そして負荷電力の変動
により波高値が変化し、負荷電力が減少した場合は第1
2図中に破線で示した様に変化する。従ってトランジス
タ1がオンした直後の電流の初期値工。を検出すれば負
荷電力を検出する事ができる。第7図の概略を説明する
と抵抗46が電流検出抵抗で、電流初期値検出回路53
はタイミング発生回路62よりのタイミングパルスに基
づきトランジスタ1がオンした直後の電流初期値を検出
する。ホールド回路64は前記電流初期値を次のタイミ
ングパルスが入るまでの期間保持するものでこの出力を
制御信号として周波数可変回路27に入力する。
第8図がこれらの各ブロックの構成例で、第9図が各部
の動作波形である。第8図でタイミング発生回路52は
コンデンサ55.抵抗56.ダイオード57より構成さ
れスイッチングのドライブ波形Aを微分したのち半波整
流して第9図のタイミングパルス波形Cに示した様にオ
フからオンに切換わる瞬間にパルスを出力する。電流初
期値検出回路63は入力された電流波形Bを反転増幅す
るトランジスタ682次段のホールド回路54をドライ
ブするプッシュプル回路となるトランジスタ59.60
及びタイミングパルスが入力された期間のみ前記ブツシ
ュプルトランジスタ59.80をオンしそれ以外の期間
これらをカントオフするためのトランジスタ61,62
,63.64より構成される。これらは第9図に示した
様にスイッチングオンごとにその直後のわずかな期間の
電流を検出し次段のホールド回路に出力する。ホールド
回路54は一周期の間ホールドするためのコンデンサ6
5と次段の周波数可変回路をドライブするためのエミッ
タフォロワとなるトランジスタ66よ多構成される。
の動作波形である。第8図でタイミング発生回路52は
コンデンサ55.抵抗56.ダイオード57より構成さ
れスイッチングのドライブ波形Aを微分したのち半波整
流して第9図のタイミングパルス波形Cに示した様にオ
フからオンに切換わる瞬間にパルスを出力する。電流初
期値検出回路63は入力された電流波形Bを反転増幅す
るトランジスタ682次段のホールド回路54をドライ
ブするプッシュプル回路となるトランジスタ59.60
及びタイミングパルスが入力された期間のみ前記ブツシ
ュプルトランジスタ59.80をオンしそれ以外の期間
これらをカントオフするためのトランジスタ61,62
,63.64より構成される。これらは第9図に示した
様にスイッチングオンごとにその直後のわずかな期間の
電流を検出し次段のホールド回路に出力する。ホールド
回路54は一周期の間ホールドするためのコンデンサ6
5と次段の周波数可変回路をドライブするためのエミッ
タフォロワとなるトランジスタ66よ多構成される。
以上により、周波数可変回路には第9図中に電圧波形り
で示した信号が入力される。この様な検出の方法は基本
的に積分定数を含まないため応答が速いという特徴があ
る。
で示した信号が入力される。この様な検出の方法は基本
的に積分定数を含まないため応答が速いという特徴があ
る。
発明の効果
以上の様に、本発明によれば、パルス幅変調方式のスイ
ッチング電源において負荷電力の大きさに応じてスイッ
チング周波数を変化させることにより、安価な方法で非
常に広い負荷変動範囲に対して安定した出力電圧を確保
するスイッチング電源が実現できる。
ッチング電源において負荷電力の大きさに応じてスイッ
チング周波数を変化させることにより、安価な方法で非
常に広い負荷変動範囲に対して安定した出力電圧を確保
するスイッチング電源が実現できる。
具体的には、負荷電力が変動する場合にスイッチングト
ランスのインダクタンスを従来より小さい値に設定する
ことができるため、トランスのコストダウンや巻線抵抗
による電力ロス・温度上昇の低減或いは部品実装面での
スイッチングトランスの小型化が期待できる。
ランスのインダクタンスを従来より小さい値に設定する
ことができるため、トランスのコストダウンや巻線抵抗
による電力ロス・温度上昇の低減或いは部品実装面での
スイッチングトランスの小型化が期待できる。
さらに、リモコン付テレビジョン受像機の様に負荷電力
の変動範囲が極端に大きい場合については従来の2系統
の電源回路を1系統のスイッチング電源で構成すること
ができるため、大幅なコストダウンと部品点数の削減に
よる電源回路の小型化が期待できる。
の変動範囲が極端に大きい場合については従来の2系統
の電源回路を1系統のスイッチング電源で構成すること
ができるため、大幅なコストダウンと部品点数の削減に
よる電源回路の小型化が期待できる。
第1図は本発明の第1の実施例でリモコン付テレビジョ
ン受像機における電源装置の回路図、第2図は第1図中
に示したAVRスイッチの構成回路図、第3図は第1図
中に示した周波数可変回路27の構成回路図、第4図は
本発明の第2の実施例で電源出力が単出力の場合の負荷
電力検出回路を示した構成回路図、第6図は本発明の第
3の実施例で電源出力が複数出力の場合の負荷電力検出
回路を示した構成回路図、第8図は本発明の第4の実施
例でスイッチングトランスの1次側の流入電力を検出す
ることにより負荷電力を検出する回路を示した構成回路
図、第7図は本発明の第6の実施例でスイッチングトラ
ンスの1次側の巻線電流の瞬時値を検出することにより
負荷電力を検出する回路を示した構成回路図、第8図は
第7図中に示した各ブロックの構成回路図、第9図は第
8図中に示した各部の動作波形図、第10図は従来例で
リモコン付テレビジョン受像機における電源装置回路図
、第11図は従来例のフライバック型パルス幅変調方式
のスイッチング電源回路の構成回路図、第12図は第1
1図中に示した各部の動作波形図である。 7o・・・・・・発振器、71・・−・・誤差増幅器、
72・・・・・・パルス幅変換器、27・・・・・・周
波数可変回路、73.74,75.76・・印・負荷検
出回路。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名2s
tttr)−−−、■ツナ 3δ−−−1を介丁姥 し−−−−−−−一 J 4G・−・を上槽を取抗 7s−勇荷夜亡回9 52−−’l”+s>q’le丁回路 第9図 第11図 第12図 −間
ン受像機における電源装置の回路図、第2図は第1図中
に示したAVRスイッチの構成回路図、第3図は第1図
中に示した周波数可変回路27の構成回路図、第4図は
本発明の第2の実施例で電源出力が単出力の場合の負荷
電力検出回路を示した構成回路図、第6図は本発明の第
3の実施例で電源出力が複数出力の場合の負荷電力検出
回路を示した構成回路図、第8図は本発明の第4の実施
例でスイッチングトランスの1次側の流入電力を検出す
ることにより負荷電力を検出する回路を示した構成回路
図、第7図は本発明の第6の実施例でスイッチングトラ
ンスの1次側の巻線電流の瞬時値を検出することにより
負荷電力を検出する回路を示した構成回路図、第8図は
第7図中に示した各ブロックの構成回路図、第9図は第
8図中に示した各部の動作波形図、第10図は従来例で
リモコン付テレビジョン受像機における電源装置回路図
、第11図は従来例のフライバック型パルス幅変調方式
のスイッチング電源回路の構成回路図、第12図は第1
1図中に示した各部の動作波形図である。 7o・・・・・・発振器、71・・−・・誤差増幅器、
72・・・・・・パルス幅変換器、27・・・・・・周
波数可変回路、73.74,75.76・・印・負荷検
出回路。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名2s
tttr)−−−、■ツナ 3δ−−−1を介丁姥 し−−−−−−−一 J 4G・−・を上槽を取抗 7s−勇荷夜亡回9 52−−’l”+s>q’le丁回路 第9図 第11図 第12図 −間
Claims (5)
- (1)発振器と、出力電圧をフィードバックし基準電圧
との誤差を増幅する誤差増幅器と、誤差増幅器の出力を
前記発振器の発振パルス幅デューティに変換するパルス
幅変換器と、電源の負荷の大きさを検出する負荷検出回
路と、その出力に応じて前記発振器の発振周波数を変化
させる周波数可変回路とを有することを特徴とする電源
装置。 - (2)出力電圧が単出力の場合に負荷検出回路が負荷電
流の大きさを検出することにより負荷の大きさを検出す
ることを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の電源装
置。 - (3)出力電圧が複数出力の場合に、負荷検出回路が各
出力のうちの負荷変動が生じるものについて負荷電流を
検出し、各々にその出力電圧に比例した係数を乗じたも
のの総和を検出することにより負荷の大きさを検出する
ことを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の電源装置
。 - (4)負荷検出回路が入力電圧と入力電流の積を検出す
ることで負荷の大きさを検出することを特徴とする特許
請求の範囲第1項記載の電源装置。 - (5)負荷検出回路がスイッチングトランジスタが遮断
状態から導通状態となった直後のスイッチングトランス
の1次巻線に流れる電流を検出することにより負荷の大
きさを検出することを特徴とする特許請求の範囲第1項
記載の電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25142685A JPS62114469A (ja) | 1985-11-08 | 1985-11-08 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25142685A JPS62114469A (ja) | 1985-11-08 | 1985-11-08 | 電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62114469A true JPS62114469A (ja) | 1987-05-26 |
Family
ID=17222666
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP25142685A Pending JPS62114469A (ja) | 1985-11-08 | 1985-11-08 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62114469A (ja) |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01134987U (ja) * | 1988-03-04 | 1989-09-14 | ||
JPH0255572A (ja) * | 1988-08-17 | 1990-02-23 | Murata Mfg Co Ltd | スイッチングコンバータ |
JP2000014147A (ja) * | 1998-06-12 | 2000-01-14 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | スイッチトモ―ド電源及びマイクロプロセッサを有する配置 |
WO2000044085A1 (fr) * | 1999-01-22 | 2000-07-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Alimentation a decoupage |
JP2005354801A (ja) * | 2004-07-02 | 2005-12-22 | Giga-Byte Technology Co Ltd | 電気回路仕事周波数自動調整用交換式給電システム及び電気回路仕事周波数自動調整方法 |
JP2006288192A (ja) * | 2005-04-01 | 2006-10-19 | Harmer + Simmons (France) Sas | 複数のチャネルを有するコンバータ |
JP2014007872A (ja) * | 2012-06-25 | 2014-01-16 | Omron Automotive Electronics Co Ltd | 充電装置 |
-
1985
- 1985-11-08 JP JP25142685A patent/JPS62114469A/ja active Pending
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01134987U (ja) * | 1988-03-04 | 1989-09-14 | ||
JPH0255572A (ja) * | 1988-08-17 | 1990-02-23 | Murata Mfg Co Ltd | スイッチングコンバータ |
JP2000014147A (ja) * | 1998-06-12 | 2000-01-14 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | スイッチトモ―ド電源及びマイクロプロセッサを有する配置 |
JP4562826B2 (ja) * | 1998-06-12 | 2010-10-13 | ドイチェ トムソン−ブラント ゲーエムベーハー | スイッチトモード電源及びマイクロプロセッサを有する装置 |
WO2000044085A1 (fr) * | 1999-01-22 | 2000-07-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Alimentation a decoupage |
US6373730B1 (en) | 1999-01-22 | 2002-04-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Switching power supply |
JP2005354801A (ja) * | 2004-07-02 | 2005-12-22 | Giga-Byte Technology Co Ltd | 電気回路仕事周波数自動調整用交換式給電システム及び電気回路仕事周波数自動調整方法 |
JP2006288192A (ja) * | 2005-04-01 | 2006-10-19 | Harmer + Simmons (France) Sas | 複数のチャネルを有するコンバータ |
JP2014007872A (ja) * | 2012-06-25 | 2014-01-16 | Omron Automotive Electronics Co Ltd | 充電装置 |
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