KR19990008260A - 고주파수 노이즈 모니터링에 의한 ａｃ 전력 시스템내의 아킹검출 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

AC 전력 시스템내의 아킹은 광대역 고주파수 노이즈에 대한 전력 파형을 모니터링하고, 상기 전력 파형에 동기화된 그것의 진폭 변화 패턴에 대해 검출된 노이즈를 시험함으로써 검출된다. 협대역, 스위프 주파수 검출기와 동기 평균화는 백그라운드 간섭으로부터 아크 노이즈의 식별을 개선하기 위해 사용될 수 있다. 단일 회로를 제어하기 위한 아킹 결함 인터럽터, 및 집안 어디든지 아킹을 검출하기 위한 집안 전체 모니터가 개시되어 있다.

Description

고주파수 노이즈 모니터링에 의한 ＡＣ 전력 시스템내의 아킹 검출 방법 및 장치

전기적 아크는 대부분의 공통 가연성 재료의 점화 레벨 이상으로 열을 발생할 수 있어 상당한 화재 위험을 가진다. 예를 들면, 가정의 낡은 전력 코드는 발화를 시작하기에 충분할 만큼 아킹할 수 있다. 다행히, 저전압 아킹은 고유의 불안정한 현상이고 통상 발화를 시작할만큼 충분히 오래동안 지속되지 않는다. 특정 상태하에서, 생성된 전기적 방해의 특별한 특성으로 초래되는 아킹 지속과 발화 시작 가능성이 무척 더 높다. 본 발명의 목적은 저력 라인상의 전기적 방해를 모니터링함으로써 잠재적 위험을 검출하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

가정에서 발생하는 것과 유사한 위험한 아킹의 2가지 타입은 고전류 결함에 의해 초래되는 순간적 고주파수 아크 및 지속적 저전류 콘택 아킹이다. 라인과 중성 또는 라인과 접지 사이의 부주의한 직접 접속에 의해 초래된 고전류 결함은 일반적으로 1) 전류의 정격 용량까지 또는 그 이상으로 전류를 유인하고; 2) 콘택이 물리적으로 형성되어 파손되는 것처럼 폭발적으로 아킹하고; 3)유인되는 초과 부하를 표시하는 광과 다른 부하를 약하게 하며; 4) 회로가 회로 차단기에 의해 적절히 보호된다면 상기 차단기를 트립하여 아크에 대한 전류를 인터럽트시킬 것이다. 이런 라인 결함은 일시적이기 때문에, 공급 도체의 온도 상승은 제한되고 발화 위험은 가까운 가연성 재료를 연소할 수 있는 콘택 영역으로부터 미소하게 백열하는 구리로된 작은 구체의 폭발성 배제로부터 주로 초래한다. 비록 발화가 시작되더라도, 결함의 높은 가시도와 가까이에 어떤 사람(접촉하여 도체를 야기하는 물리적 운동량이 제공된 사람)이 있을 가능성이 제어되지않은 발화용 전위를 급격하게 완화시킨다.

다른 한편, 콘택 아킹은 부하와 직렬의 접속부에서 발생하는 아킹이다. 이와같이, 상기 아크의 최대 전류는 부하 전류로 제한되어 과전류 또는 연관된 회로 차단기의 '트립' 속도 미만이 될 것이다. 콘택 아킹은 느슨한 접속, 산화된 콘택, 도전 경로와 간섭하는 외래 비도전 재료, 콘택 재료의 차이, 콘택 형태 및 다른 인자에 의해 유도된 복잡한 물리 현상이다. 특정 상태하에서, 이런 아킹은 지속할 수 있어 실질적 화재 위험이 존재할 수 있다.

콘택 아킹을 일으킬 수 있는 상태의 한 예는 콘택에 의해 제공된 스프링 압력이 수명과 사용을 통해 감소되어버린 꽤 사용된 벽 코드 구멍인데, 그결과 불충분한 압력이 낮은 저항 접속을 보장하는 삽입된 플러그 콘택에 인가된다.

또한 콘택 아킹은 일반적으로 불충분한 전류 캐리어 용량의 확장 코드 사용에 의해 초래된다. 예를 들면, 상기 플러그는 저항 열에 의해 가열될 수 있고, 재료가 콘택 영역내로 부분적으로 흐를 때까지 콘택 둘레의 엘라스토머 절연 재료를 분해시키며, 적절한 콘택이 형성되는 것을 방지한다. 이런 과정은 초기 아킹이 더많은 열을 발생할 때 재현될 수 있고, 절연물을 탄소화시켜 접촉 표면상에 얇은 절연층을 형성한다.

콘택 아킹의 제 3 원인은 종종 산화물 콘택을 포함하는 알루미늄 배선에서 관찰된다. 이런 경우에, 화학적 처리, 대체로 산화물은 콘택 표면상에 반도체 또는 비도전 층을 형성한다. 바람직하게, 콘택 재료가 산화에 민감할 때, 접속부는 산소가 산화 시작 및 조장하지 못하도록 가스 밀폐체로 제조된다. 그러나, 상기 접속부가 시간에 걸쳐 느슨하게 된다면, 산화가 시작되어 아킹이 초래할 수 있다.

또한 콘택 아킹은 스냅 스위치가 온 또는 오프되는 스피링이 닳아질 때 공통이며, 밀봉할 시간을 증가시키고 서로 콘택을 유지하는 힘을 감소시킨다.

콘택 아킹의 제 5 예는 일반적 전구의 중심 콘택에서 쉽게 발견할 수 있다. 디자인이 간단하고, 고열을 받게되며 반복적으로 사용되는 중심 콘택은 종종 느슨하게 되어 산화되며, 그결과 아킹 가능성을 증가시킨다. 아킹이 발생할 때, 통상 저용융점 숄더로 제조되는 램프 콘택은 녹아서 재형성되어 콘택을 차단하거나 또는 새로운 콘택을 형성한다. 매우 낡은 램프 고정물의 공통 결과는 중심 콘택 또는 알루미늄 나사선 둘레에서의 아킹이 램프가 소켓에 결합되게 하여 제거를 매우 어렵게 한다는 것이다.

최종적으로, 또한 상기 라인에 걸친 고저항 결함은 본 문맥에서 콘택 아킹이 고려된다. 회로 차단기의 트리핑을 방지하기에 충분한 저항을 나타내는 부주의한 쇼트가 그럼에도 불구하고 상기 콘택점에서 아킹을 형성할 수 있고, 콘택 아킹이 고려된다. 광 또는 간헐성 콘택과 만나는 마모된 도체, 또는 배선 절연물을 부주의하게 관통하는 U자 못은 특히 습기가 존재한다면 오염물과 산화층을 통해 저항성 쇼트를 형성할 수 있다.

콘택 아킹의 대부분의 보기는 전류 캐리어 콘택의 단게적인 변성으로부터 초래한다. 위험한 아크는 아킹이 발화를 시작하기에 충분히 불변할때까지 점차적으로 시간에 걸쳐 형성하는 작고 수시의 아킹으로서 시작할 수 있다. 또한, 라인 결함, 이를테면 하드(hard) 또는 볼트 쇼트에 의해 형성된 아킹의 가시 특성에 뚜렷한 대조로, 초기 콘택 아킹은 종종 시야로부터 숨겨지고, 절박한 위험의 거의없는 표시를 제공한다. 이런 이유 때문에, 콘택 아킹 상태가 쉽게 검출될 수 있고, 위험한 레벨에 도달한 결함에 기인하는 위험 이전에 경고가 제공될 수 있다면 상당히 유리하게 될 것이다.

그러므로 하드 쇼트와 콘택 아킹 사이에 기본적인 차이가 있다고 예기될 것이다. 전자는 일반적으로 고전류(50A)를 포함하고 결함점 콘택에서 폭발성이 될 것이며, 그결과 상기 결함은 자체를 연소하거나 회로 차단기를 트립시킬 것이다. 일반적 회로 보호 소자가 보통 라인 결함 아킹에 대한 억제에 보통 적당하다. 비교에 의해, 콘택 아킹으로 유인되는 평균 전류는 겨우 부하 자체에 의해 유인된 전류 정도이다. 그럼에도 불구하고, 불완전한 확장 카드의 끝에 있는 60 와트 전구, 또는 불완전한 콘택을 갖는 크리스마스 트리 전구 세트의 저전류 콘택 아킹조차 화재를 일으키기에 충분한 열을 방출할 수 있다. 따라서, 일반적 회로 차단기는 콘택 아킹에 기인하는 위험한 상태를 방지하는데 부적당하다.

그러므로 화재를 초래할 수 있는 아킹을 검출할 수 있고 위험의 존재를 경고하도록 알람을 제공하는 값싼 모니터링 장치의 필요성이 존재한다. 가정에서의 사용을 위한 하나의 편리한 장치는 집 전체를 모미터링할 수 있고 잠재적으로 위험한 아킹이 발생한다면 경고를 제공할 수 있는 집안 전체 모니터가 될 것이다. 쉬운 개장을 허용하기 위하여, 이런 장치는 전압만을 모니터링할 것이고; 전류를 모니터링하기 위해 도체 둘레에 배치될 수 있는 전류 센서를 요구할 것이며 그결과 장치가 적절히 배선될 것을 요구한다. 이상적으로, 아크 검출기는 화재 발생에 앞서서 잠재적 화재의 하루, 주, 또는 매월의 경고의 추가 장점을 갖는 오늘날 광범위하게 사용되고 있는 연기 검출기의 전기적 아크 장비가 될 수 있다.

쇼트 아크가 매시간 발생할 때 스위치는 턴온 또는 오프되고, 이런 아킹의 지속이 증가되고 콘택이 오래되고 마모될 때, 모든 아킹을 감지하여 녹색, 노랑색 및 빨간색 정지 신호 표시에 의해 단계적 스케일상의 전체 전기적 시스템의 관련 상태를 표시하는 것이 집안 전체 모니터를 위해 유리할 것이다. 녹색광은 검출된 모든 아크의 지속이 소정 안전 범위내에 있다는 것을 표시할 것이다. 노란색광은 아킹이 안전 범위를 초과 했다는 것을 나타낼 것이지만, 당면한 위험의 포즈를 취하지않도록 간헐적이다. 적색 광은 청각적 알람과 서로 함께 영속적 아킹이 발생하여 화재의 당면한 위험의 포즈를 취한다는 것을 표시하기 위해 소용될 것이다. 이런 경우에, 집주인은 아킹의 원인을 결정하기 위해 배선의 전기적 체크를 수행하라는 경고를 받게 될 것이다.

또한 화재를 초래할 수 있는 아킹 검출에 부가적으로 위험한 아킹이 존재할 때 부하로부터 전력을 제거하는 회로 차단기 필요성이 존재한다. 이런 장치는 편리하게 일반적 회로 차단기와 같은 거의 동일한 스타일로 팩키지화되거나, 또는 현재 이용가능한 접지 결함 인터럽트와 유사한 코드 구멍으로 설치될 수 있다. 부하 전류가 회로 차단기를 통해 흐르기 때문에, 이런 응용에서 부하 전류를 모니터링하는 것이 편리하다.

각 실시예의 아크 검출기는 램프 조광기, 브러시 모터, 캐리어 전류 통신 시스템, 스위칭 과도 현상, 방송 무선 신호 등에 기인하는 가구 전력 라인상에 공통적으로 존재하는 노이즈에 영향을 받지 않아야 한다.

아킹 검출을 제안하는 다수의 장치가 있더라도, 대부분의 어드레스 아크는 라인 결함에 의해 초래된다. 미국 특허 제5,121,282호는 충분히 이런 특성이 존재한다면 아킹에 대한 특별한 특성을 위해 라인 전압과 전류를 둘다 모니터링하여 회로 차단기를 트립하는 시스템을 개시하고 있다. 그러나, 상기 화이트 디바이스는 아크가 라인 결함의 결과라고 가정한다. 라인 결함의 한 특성은 결함 전류가 70 - 90°만큼 전압을 지체시킬 것이라는 것이다. 이것은 라인 결함 상태하에서 전류 흐름이 거의 전적으로 일반적으로 높은 유도성인 전력 분배 배선에 의존할 것이기 때문이다. 소켓에서 아킹하는, 즉 콘택 결함을 나타내는 히터 급전 플러그는 이런 특성을 나타내지 않을 것이고, 그러므로 상기 결함은 화이트 디바이스에 의해 검출되지 않을 것이다.

쿠퍼 등에 의한 미국 특허 제4,639,817호는 광범위한 상업적 또는 산업 설비에 사용되는 바와 같은 그리드 또는 스폿 타입 전력 네트워크용 아크 검출기를 도시한다. 상기 쿠퍼 회로는 임계 진폭 이상의 고주파수(10㎑ - 100㎑) 노이즈가 0.7초 이상동안 검출된다면 전력 공급을 중단한다. 가정 사용에 적용된다면, 이런 검출기는 전기적 드릴 등으로부터의 연속적 고주파수 노이즈에 의해 트립될 것이다.

프랭크린에 의한 U.S. 특허 제 4,858,054호는 이미 개시된 바와 같이 아크 쇼트 회로가 데드 쇼트와 구별된다는 것을 인정하며, 다른 검출 기술이 사용되어야 한다는 것을 지적한다. 그러나, 프랭크린 디바이스는 여전히 전류를 모니터링하여 단지 소정 레벨의 초과 저류가 검출될때만 트립한다. 아론 레벨의 전류는 모니터 개시 전류 등의 트리핑을 방지하도록 회로의 정격 전류보다 휠씬 더 높아야 한다. 따라서, 프랭크린 디바이스는 단지 쇼트 회로의 아크만을 검출할 수 있고, 전류 제한 부하와 직렬의 콘택 아크를 검출할 수 없다.

베이호프 등에 의한 U.S. 특허 제5,206,596호는 아킹이 100㎑ 내지 1㎒ 범위의 랜덤 노이즈를 생성한다는 것을 인정하고 전력 라인으로부터 방사된 전기적이고 자기적인 필드를 동시에 측정하기 위한 특정 트랜스듀서를 개시한다. 또한 베이호프 등은 제 2 도함수를 적분하여 그것을 임계값에 비교함으로써 노이즈가 랜덤한지의 여부를 결정하기 위한 방법을 개시한다. 또한 베이호프는 아킹에 기인하는 전력 라인 상의 노이즈가 광대역이라는 것을 인정하며, 전력 라인상의 고주파수 노이즈가 광대역인지의 여부를 결정하기 위한 코움(comb) 필터의 사용을 알려준다. 베이호프 디바이스가 아크 노이즈를 검출하더라도, 방송 무선 신호(아래에 개시된 바와 같은) 또는 비위험성 아킹, 예를 들어 전기 모터상의 브러시 콘택에 의해 생성된 노이즈에 의해 제공된 바와 같은 아크 유도된 노이즈와 효과적 램덤 변조 사이를 구별할 수 없고, 그러므로 가정용 아크 검출기로서 부적당하다.

보크시너 등에 의한 U.S. 특허 제5,047,724호는 전화 시스템에 사용하기 위한 아크 검출기를 개시하고 있다. 보크시너는 아킹 유도된 고주파수 노이즈의 진폭이 그것의 주파수에 반비례한다는 것을 인정하고, 아크 검출을 위해 이런 사실에 의지한다. 보크시너는 아킹 검출하도록 수행될 푸리에 분석을 요구하며, 이런 방법은 가정용 아크 검출기를 제공하기위해 충분히 값싸게 이행될 수 없다. 더욱이, 보크시너는 전화 시스템에 사용될 때 단지 DC 전력 시스템의 아킹만을 취급한다. 그러므로, 보크시너는 본 발명에 의해 제기된 바와 같은 AC 전력 라인상의 다른 노이즈 소스로부터 아킹 유도된 노이즈의 구별 문제를 고려하지 않는다. 특히, 보크시너 개시는 DC 시스템에 한정되기 때문에 보크시너는 AC 시스템의 아킹에 기인하는 노이즈가 전력 파형으로 동기화된 진폭 변화의 패턴 표시를 실현하지 못했다. 물론 이런 패턴은 통상 이런 구별로 검출될 수 있는 것도 아니다.

맥켄지에 의한 U.S. 특허 제5,307,230호는 스퍼터링 아크 결함을 방지하려고 의도된 회로 차단기를 개시한다. 칼럼 1, 라인 29-32에서 맥켄지에 의해 개시된 바와 같이, 결함은 인접한 도체 사이에서 발생하고, 즉 맥켄지의 검출기는 간헐적 아킹에 의해 수행된 소프트 단락을 검출하며, 부하와 직렬의 아크를 검출하는 것을 의미하지 않는다. 맥켄지에 의해 나열된 이런 스퍼터링 아크 결함의 특성은 배선의 저항이 평균 전류가 낮도록 아크를 소멸하도록 피크 전류와 AC 전류를 주기적으로 제로까지 통과시키기에 충분히 높을 수 있다는 것을 칼럼 1, 라인 35-38에 포함한다. 그러므로, 맥켄지의 검출기는 낮은 과전류이지만 스퍼터링 또는 간헐적 아크 결함과 같은 영속하는 결함에 응답하려고 한다. 칼럼 5, 라인 8-9; 칼럼 5, 라인 67 - 칼럼 6, 라인 3을 참조하라.

이해하는 한에 있어서, 맥켄지의 검출기는 전류의 갑적스런 변화를 검출하기 위하여 di/dt, 즉 전류의 변화 속도를 임계값과 비교한다. 아킹에 기인하는 갑작스런 전류 변화는 반복적으로 발생하는 갑작스런 변화를 요구함으로써 스위치 밀폐 등에 기인하는 갑작스런 변화와 구별된다. 이런 검출기는 램프 조광기에 의해 제공된 전류의 갑작스런 변화에 응답하여 잘못하여 트립될 것이다. 그러므로 맥켄지는 출원인의 아크 검출기가 하는 것처럼 전력 라인상에 포개진 노이즈라기보다는 전류 자체를 모니터링한다. 특히, AC 전류가 아크를 소멸시키도록 제로를 통과한다는 맥켄지의 꾸밈없는 인정은 아킹 검출에 유용하게될 아킹 진폭 변화의 소정 패턴의 존재에 대한 상기 라인상의 노이즈 모니터링을 제시하지는 않는다.

또한 리베이지에 의한 U.S. 특허 제5,038,246호, 프롬에 의한 제4,951,170호, 및 모우저 등에 의한 제 4.402,030호가 일반적으로 관심거리이다.

현재 이용가능한 하나의 디바이스는 접지 결함 인터럽터 또는 GFI(Ground Fault Interrupter)이다. 전형적 GFI 디바이스는 수밀리암페어 만큼 낮은 접지에 대한 누설 전류를 검출할 수 있으며, 응답으로 연관된 회로 차단기를 트립한다. GFI는 매유 효과적으로 접지에 대한 쇼트에 기인하는 화재의 위험을 감소할 뿐만 아니라 전기적 경로에 있게 될 수 있는 사람을 보호한다. 그러나, GFI 디바이스는 이미 개시된 바와 같은 콘택 아킹을 모니터링할 수 없다.

본 발명은 잠재적으로 위험한 상태를 경고해주기 위한 전기적 아크 또는 전력 라인의 값싼 검출기에 관한 것이다.

도 1은 콘택 아크의 등가 회로도.

도 2(a) 내지 2(e)는 시간 함수로서 하나의 콘택에서 아킹하는 저항성 부하와 연관된 특성 파형을 도시한다.

도 3(a) 내지 3(e)는 시간 함수로서 하나의 콘택에서 아킹하는 유도성 부하와 연관된 특성 파형을 도시한다.

도 4는 주거 전력 라인상에 전형적으로 존재하는 백그라운드 신호를 도시한다.

도 5는 시간 함수로서 덜 이상적 아크 노이즈 패턴과 상기 패턴에 민감한 2진 신호를 각각 도시한다.

도 6은 스파이크와 포개진 AM 무선 백그라운드 노이즈를 갖는 전형적 아크-유도된 노이즈의 3차원 스펙트럼 표현이다.

도 7(a) 내지 7(f)는 아크 타입 노이즈의 예와 함께 시간 함수로서 거울 임펄스와 아크 노이즈에 민감한 스위핑-주파수 검출기에 의해 발생된 신호를 각각 도시한다.

도 8은 전형적으로 검출된 아크 노이즈 패턴의 스펙트럼적 표현을 도시한다.

도 9는 헤테로다인 프런트-엔드의 블록도를 도시한다.

도 10은 스위핑-필터 프런트-엔드의 블록도를 도시한다.

도 11(a) 내지 11(h)는 본 발명의 수행에 유용한 여러 가지 트랜스듀서 구성을 도시한다.

도 12(a) 내지 12(c)는 본 발명에 따른 아크 검출기의 수개 실시예에 따라 제공된 여러 가지 파형을 도시한다.

도 13은 아크 검출의 임계 방법을 사용하는 본 발명에 따른 아크 검출기의 실시예의 블록도를 도시한다.

도 14는 아크 검출의 피크-적분 방법을 사용하는 본 발명에 따른 아크 검출기의 다른 실시예의 블록도를 도시한다.

도 15(a) 내지 15(d)는 아크 검출의 피크-적분에 관련된 파형을 도시한다.

도 16은 하나의 특히 바람직한 실시예에서 본발명을 수행하는 회로의 블록도를 도시한다.

도 17(a)와 17(b)는 도 16과 관련되어 개시된 바와 같은 아킹 모니터용 물리적 팩키지의 측면 및 전방 확대도이다.

도 18은 다른 바람직한 실시예에서 본 발명을 수행하는 회로의 블록도이다.

도 19(a)와 19(b)는 도 18과 관련하여 개시된 바와 같은 아킹 모니터용 물리적 팩키지의 측면 및 전방 확대도이다.

도 20은 자기-테스트 특징의 수행에 사용하기 위한 아크 노이즈 시뮬레이터의 블록도를 도시한다.

그러므로 본 발명의 목적은 라인 전압, 부하 전류, 또는 AC 전력 라인으로부터 방사된 에너지를 검출하기 위한 상당히 확실한 방법 및 장치를 제공하는 것이다. 그결과 전기 모터, 스위치 밀폐, 램프 조광기, 방송 무선 신호, 또는 통신 시스템과 같은 다른 소스로부터의 전력 라인상의 노이즈가 거부되는 반면, 잠재적으로 화재를 일으킬 수 있는 아킹이 검출될 수 있다.

본 발명의 다른 목적은 위험한 아킹을 확실히 검출하여 시각적이고 청각적인 알람 표시로 사용자에게 통보하도록 아킹의 패턴 특성을 검출하기 위해 전력 파형을 검출하는 값싼 모니터링 디바이스를 제공하는 것이다.

본 발명의 또다른 목적은 특별한 회로상의 잠재적으로 위험한 아킹을 검출하고 이런 검출에 대한 응답으로 회로 차단기를 트립하고, 상기 회로에 대한 전류를 인터럽트할 수 있도록 구성가능하고, 또는 위험한 아킹의 존재를 위해 전체 거주지의 전체 전력 분배 시스템을 모니터링하기 위한 상당히 확실하고 값싸게 제조가능한 디바이스를 제공하는 것이다.

본 발명의 또다른 목적은 신뢰가능한 아크 검출기를 제공하기 위하여 유일하게 아킹을 표시하는 주파수와 시간 도메인 둘다에서의 특성 검출을 위해 주파수와 시간 도메인에서 전력 파형을 실험하는 아크 검출기를 제공하는 것이다.

본 발명의 아크 검출기는 라인 전압, 라인 전류, 또는 아킹의 특성이 될 발명자에 의해 개시되어진 시간과 주파수 도메인으로 특정 특유의 패턴을 표시하는 고주파수 노이즈 때문에 전력 라인으로부터 방사된 에너지 중 어느 하나를 모니터링하고, 이런 방식으로 아킹 존재에 반응하는 출력을 생성한다. 이런 출력은 알람을 작동시키거나 또는 아크에 대한 전류를 인터럽트하는데 사용된다.

교류 전압에 의해 생성된 전기적 아킹은 아크를 지탱하기에 충분한 값 미만의 아크 강하에 걸친 전압을 매번 소멸할 것이고, 매번 아크의 점화 전압을 초과하는 아크에 걸친 전압을 재점화할 것이다. 그러므로, 교류 전력 소스에 의해 지탱되는 아크는 필수적으로 적어도 전력 소스 주파수의 2배 모든 완전 주기로 소멸할 것이다. 아크가 전도하지 않을 때 시간 주기는 이후에 '갭'으로서 참조된다. 이런 갭이 매우 클 때(예를 들면, 360° 라인 주기동안 2번 발생하는 20°- 90°동안 연장하는 갭), 아크는 때때로 중단되어 상당히 불안정할 것이고 종종 쇼트 시간 주기 이후에 자기-소멸한다는 것이 본 발명자에 의해 관찰되었다. 또한, 이런 갭이 작아지기 시작할 때(1°-20°), 상기 아크는 더욱 영속하게 되고 특정 상태하에서 자기-지속할 수 있다는 것이 관찰되었다. 아크가 자기-지속하게 될 때, 수분 또는 더 오래동안 영속할 수 있어 상당한 양의 열을 발생할 수 있다.

아크가 전류를 전도하는 동안, 상기 아크는 약 10㎑ 내지 1㎓ 범위의 광대역, 고주파수 노이즈를 생성한다. 아크가 전류를 전도하지 않는 동안, 예를 들면 상기 갭 동안, 상기 아크는 노이즈를 생성하지 않는다. 본 발명자는 동기 갭을 갖는 얻어지는 고주파수 노이즈의 특성 패턴이 아킹에 유일하고 그러므로 노이즈 진폭의 반복적 패턴을 분석하기 위한 알고리즘이 아킹을 검출하는데 사용될 수 있다는 것을 깨달았다.

언급된 바와 같이, 아킹에 의해 생성된 노이즈는 1㎓만큼 높은 주파수로 연장하는 극도로 광대역이다. 아킹 검출이 임의 주파수 대역에서 성공적으로 달성될 수 있더라도, 1 - 50 ㎒ 범위에서 모니터링하는 2가지 분명한 장점이 있다.

우선, 외래 소스로부터의 동기 라인 노이즈는 최소 1㎒ 이상이며, 이런 주파수 범위에 존재하는 노이즈가 무선 방소과 간섭할 것이기 때문에 가정용 전기 제품과 다른 설비는 상기 노이즈를 최소화하도록 고의로 디자인된다. 예를 들면, 100 - 300 ㎑ 범위의 캐리어 전류 신호를 사용함으로써 전기 제품 등의 원격 제어를 제공하는 디바이스는 여기에 개시된 본 발명의 바람직한 실시예의 고주파수 범위에 노이즈가 거의 없이 제조되도록 동조된다. 사실상, 1 - 10 ㎒ 대역폭의 외래 노이즈의 가장 유력한 소스는 AM과 통신 대역 방송 무선 전송이며, 이런 신호는 본 발명에 따라 확실히 거절된다.

둘째, 주파수 범위에서의 모니터링은 라인상에 존재할 수 있는 다른 디바이스의 부하 효과를 최소화하고 마찬가지로 아크 노이즈 신호를 감쇠시킨다. 전력 분배 배선은 고주파수에서 효과적으로 전송 라인처럼 행동하고, 그러한 것으로서 노이즈 신호를 위한 콘딧을 제공한다. 상기 분배 회로에 의해 공급된 다른 부하는 이들의 전력 코드와 내부 급전 라인에 의해 전송 라인으로부터 유도적으로 절연되고, 이들이 생성할 수 있는 감쇠 양을 제한한다.

아킹으로부터 시작하여 얻어진 노이즈는 특정 특성을 나타낼 것이다. 우선, 고주파수 노이즈는 아크가 전도할때마다 라인 전압과 부하 전류 둘다에 존재할 것이다. 둘째, 고주파수 노이즈의 진폭은 아크가 소멸하고 재점화할 때 본질적으로 제로로 갈 것이다. 이것은 아크에 걸친 전압이 제로로 갈 때, 예를 들어 라인 주파수의 매 반주기마다 매번 발생할 것이고, 그러므로 고주파수 노이즈의 동기 갭이 생성될 것이다. 부하가 저항성이라면, 아크에 걸친 전압은 라인 전압을 갖는 위상에 있을 것이고 결론적으로 이런 갭은 라인 전압 제로 교차점과 일치할 것이다. 부하가 반응성이라면, 아크에 걸친 전압( 및 갭)은 ±90°만큼 라인 전압에 관련하여 위상 이동될 수 있다. 그러므로, 아크와 직렬인 부하의 리액턴스에 의존하여, 상기 갭은 전압 제로 교차점에서 발생할 수 있거나 발생할 수 없다. 그러나, 모든 경우에 아크가 전도할 때, 때가 이르면 1/2 라인 주파수 주기와 동일한 간격으로 이런 노이즈에 갭이 있을 것이다.

콘택 아킹은 단지 아킹이 아크의 직접적인 속도로 가연성 재료에 실질적 열을 전달하기에 충분히 오래동안 지속할 때만 위험하게 된다. 이것을 발생하기 위해 요구된 시간의 양은 아크에서 방사된 전력과 열 저항, 열 용량과 가연성 재료를 둘러싸는 근접의 함수이다. 그러므로, 위험하게 될 수 있는 콘택 아킹을 검출하기 위하여, 고주파수 노이즈가 아킹의 특성이라는 것이 확인될 때 위험한 아킹이 존재한다고 결론내리기 전에 아킹이 시간 주기, 전형적으로 수백 밀리초 이상 동안 실질적으로 지속한다는 것을 요구하는 것이 바람직하다.

하나의 추가 고려는 부하가 반파 정류된다면, 부하 전류는 단지 라인 전압의 같은 극성 반주기 상에서만 흐를 것이라는 것이고, 결론적으로 아크는 이런 동일 반주기 동안에만 전도할 것이다. 이런 경우에, 갭에 의해 수반되는 고주파수의 특성 패턴은 라인 전압의 교류 반주기 동안에만 나타나게될 것이다. 즉, 상기 갭은 전력 파형의 전체 반주기를 포함할 것이다.

따라서, 유용한 아크 검출 디바이스는 동기 갭을 나타내는 광대역 고주파수 노이즈가 존재하는가의 여부를 결정하기 위하여 라인 전압, 라인 전류, 또는 전력 라인으로부터 방사된 에너지를 모니터링할 수 있다. 본 발명의 문맥에서 상기 용어 동기 갭은 T/2의 정수 배수이고, 여기에서 T는 라인 전압의 주기이다. 연속적 모니터링이 노이즈가 광대역이고 갭이 아킹 존재의 표시 방식으로 발생한다는 것을 나타낸다면, 예를 들어 동기 갭이 소정 길이의 시간 간격에 걸쳐 전력 주파수 반주기의 소정 부분으로 검출된다면, 잠재적으로 위험한 아킹이 존재하는 것으로 결정된다. 다음에 적절한 제어 활동이 취해질 수 있다.

본 발명의 한 실시예는 단일 회로상의 콘택 아킹을 검출하기 위하여 순수하게 아날로그 회로(예를 들면, 마이크로 프로세서가 요구되지않는다)를 사용한다. 제 2 실시예는 거주지 어느곳에서나 아킹을 검출하기 위해 실시간 소프트웨어와 저비용 마이크로 프로세서를 사용하는데, 이런 실시예에서 부가적 신호 처리는 집안 전체를 모니터링할 때 전형적 고레벨의 백그라운드 노이즈 존재의 더 나은 식별을 제공하는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 유니트의 비용 감소를 위해 본 발명의 분석 기술을 수행하는 다른 수행이 사용될 수 있다. 다른 순수 아날로그 회로가 더 낮은 제조 비용을 위해 사용될 수 있다. 선택적으로, 일반적 교차 상호관계 또는 자동 상호관계 분석을 사용하는 디지털 신호 처리(DSP) 집적 회로가 더 높은 제조 비용으로 더욱 엄중한 응용에서 아킹을 검출하기 위하여 사용될 수 있다.

선택된 신호 처리 기술에 무관하게, 본 발명의 아크 검출의 기본적 단계는 우선 광대역 노이즈 신호가 전력 라인상에 존재하는가의 여부를 결정하고, 둘째 아킹의 노이즈 특성의 진폭에서의 여러 가지 특정 소정 패턴이 전력 파형에 동기화되어 발생하는지의 여부를 결정하는 것이다. 즉, 전력 파형은 아킹의 특성 표시를 위해 주파수와 시간 도메인 둘다로 평가된다. 임의로, 검출기는 이런 패턴이 위험한 아킹을 표시하기에 충분히 오래동안 지속하는가의 여부를 결정할 수 있다.

본 응용은 본원 특허 제5,233,095호의 제 3 계속 출원이고 아크에 의해 발생된 라인상의 고주파수 노이즈를 모니터링함으로써 전기적 아킹을 검출하기 위한 방법 및 장치를 개시하고 청구하는 것으로 이어진다. 상기 본원 출원은 영속 아킹이 인가된 교류 라인 전압으로 동기 갭을 표시하는 전력 라인상의 광대역 노이즈를 발생하며, 이런 특성을 모니터링함으로써 아킹이 검출될 수 있고 노이즈의 다른 소스로부터 구별될 수 있다는 기본적 이해를 제시한다.

제 1 계속 출원 일련 번호 제08/035,231호(계속 출원 일련 번호 제08/316,080을 위하여 포기된)는 검출 하드웨어와 패턴 검출 알고리즘 둘다에서의 다수의 개선을 개시하고 있다.

제 2 계속 출원 일련 번호 제08/100,632호(계속 출원 일련 번호08/316,169를 위해 포기된)는 이를테면 폭발 환경에서 높은 간헐적 아킹 또는 아킹의 개별적 보기조차 검출하는 것이 바람직하고, 가능한 최단 시간에 아크에 대한 검출기 인터럽트 전력을 가지는 것이 바람직한 환경을 진술한다. 따라서, 일련 번호 제08/100,632호는 아크 검출 방법의 개선을 개시하고 부분적이거나 단편적 아킹 패턴의 검출을 허용한다는 것을 의미한다.

이런 앞선 출원, 및 본원 특허는 모두 참조로 여기에 편입된다.

추구 연구와 제출된 테스팅은 전기적 아크에 의해 생성된 노이즈의 특성에 대한 상당히 광범한 이해를 초래하였다. 본 출원은 대응적으로 더욱 신뢰가능한 수단 및 방법을 개시할 뿐만 아니라 그것을 위해 특별하게 유용한 특정 디바이스를 개시하고 있다.

상기 본원 출원은 아킹에 의해 생성된 노이즈가 광대역이고 이런 특성이 라인 주파수에 대한 동기 갭의 존재를 검출하기 위해 패턴 인식 기술 적용 이전에 외래 신호로부터 아킹을 구별하는데 사용될 수 있다는 것을 인정하였다. 예를 들면, 여기에 개시된 한 방법은 우선 임계값 근처의 고주파수 노이즈의 진폭에서의 변화에 응답하는 2진 신호를 생성하기 위해 노이즈 신호를 상기 임계값과 비교한다. 생성된 펄스 폭이 랜덤하다면, 신호는 램덤하여 광대역이다. 또한 상기 본원 출원은 각각의 대역 필터의 출력 진폭이 실질적으로 동일하다면 노이즈 신호가 광대역이라는 것을 결정하는 수개의 비중첩 대역 필터의 사용을 개시하고 있다. 본 출원에 개시된 바와 같이 본 발명의 한 특징에 따르면, 전체 검출 대역폭에 걸쳐 좁은 대역폭을 연속적으로 스위핑함으로써 노이즈 신호의 대역폭를 테스팅하기 위한 개선된 방법 및 장치가 제공된다. 이런 식으로, 좁은 대역폭을 갖는 외래(아킹이 아닌) 신호, 또는 단기 지속이지만 광대역인 신호(아래에 개시된 다양한 위험하지 않은 소스에 기인하는)는 감쇠되는 반면, 아킹 통과에 기인하는 광대역 신호는 실질적으로 영향을 받지않는다.

가장 단순한 실시예에서, 상대적으로 협대역 동조된 필터는 검출 대역폭에 걸쳐 연속적으로 스위핑된다. 이런 필터는 트랜스듀서 코일과 함께 동조된 탱크 회로를 형성하는 전압-가변-캐패시턴스 동조용 다이오드에 대한 변화하는 전압을 인가함으로써 검출 대역폭에 걸쳐 스위핑되는 가변 주파수 동조된 트랜스듀서에 의해 제공될 수 있다. 다른 실시예에서 높은 백그라운드 신호의 존재에서 사용하기 위한 더 많은 검출기가 상대적으로 더 좁은 대역 검출을 제공하기 위하여 스위핑-주파수 로컬 발진기와 함께 일반적 무선 헤테로다인 기술을 사용하여 제공된다.

이런 스위핑-주파수 검출기 중 어느 하나의 출력은 단순히 아킹 존재를 결정하기 위해 정지한 백그라운드 레벨로 적분되고 비교될 수 있다. 그러나, 이런 디바이스는 아킹과 광대역 노이즈의 다른 소스, 예를 들어 확산 스펙트럼 통신 신호, 또는 모터 정류자의 브로시에 의해 초래된 아크와 같이 화재를 일으킬 위험을 취하지 않은 아킹 노이즈를 확실히 구별할 수 있게 되지는 않을 것이다. 3개 종래 출원에 광범하게 개시된 바와 같이, 아크 노이즈의 제 2 특징적 특성, 예를 들어 라인 주파수에 대한 동조 갭(또는 진폭 변화의 규칙적인 패턴)의 존재는 다른 광대역 신호로부터 위험한 아킹을 구별하기 위해 부가적으로 적용될 수 있다. 따라서, 시간과 주파수 도메인 둘다에서의 전력 파형 분석은 다른 소스에 기인하는 노이즈로부터 아크 유도된 노이즈를 확실히 구별하기 위해 바람직하다.

종래 출원에 개시된 바와 같이, 거출된 고주파수 신호의 진폭은 임계값과 비교될 수 있고 얻어지는 2진 출력 신호는 동기 갭을 나타내는 패턴의 존재를 위해 분석된다. 이런 동일 방법은 더욱 신뢰가능한 아크 검출을 수행하기 위하여 이미 개시된 스위핑-주파수 검출된 신호에 인가될 수 있다. 그러나, 이런 시스템의 진보와 테스팅동안, 본 발명자는 본 출원에 개시되는 수개의 상당한 개선을 깨달았다.

한 개선은 평균 백그라운드 노이즈가 아크 노이즈에 관련하여 낮다면 개선된 검출 수행은 비선형의 대략 대수적 증폭기 전달 응답의 사용을 통해 달성될 수 있다는 것을 알아냈다. 한 회로는 신호 경로에 RF 증폭기의 빠른 자동 이득 제어(AGC : automatic gain control) 회로를 사용하고, 출력 신호로서 AGC 신호를 사용하여 상기 응답을 얻는다.

다른 개선은 피크-적분 방법으로 명명되는 시간 도메인 분석을 개시하는데, 그결과 단순한 아날로그 회로는 검출된 RF 신호의 동기 갭의 존재에 확실히 응답하게 형성될 수 있다. 기술될 다른 방법보다 못한 식별이더라도, 이런 시도는 단일 라인 모니터링에 만족스럽게 적합하게 되는 매우 간단한 아날로그 아크 검출기를 제조가능하게 한다.

제 3 개선은 고레벨의 백그라운드 신호, 이를테면 방송 무선 신호가 제공될 수 있는 응용에 적용한다. 협대역폭 백그라운드 신호의 효과를 추가로 감소하기 위하여, 부가적 주파수 검출 방법이 개시되는데, 그결과 스위핑-주파수 검출기는 강한 백그라운드 신호를 제공하는 것으로 알려진 주파수를 스킵하도록 제조되어 백그라운드 레벨을 감소하고 검출기의 민감도를 증가시킨다.

제 4 개선은 동기 평균화로서 참조된다. 앞선 출원에 상세히 개시된 바와 같이, 아킹은 전기적 노이즈의 광역 스펙트럼을 생성하는 랜덤한 물리적 과정이다. 일정 간격 배치된 콘택 사이의 가스 환경을 통해 이동하는 전하의 고주파수 랜덤 워크 패턴으로부터, 노이즈의 진폭과 콘택 표면에서의 미소한 물리적 변화에 기인하는 갭의 폭 사이에서 관찰되는 저주파수 주기 대 주기까지, 아킹은 많은 단기 불연속성과 변화를 갖는 상당히 확률론적 특성을 나타낸다. 그러나, 결정적 구동 함수, 예를 들어 사인 곡선 전력 파형이 항상 존재하기 때문에, 만족스럽게 한정된 일시적 변조 패턴, 전형적으로 갭이 많은 라인 주기에 걸쳐 관찰될 때 노이즈에 나타나게 된다. 여기에 개시된 동기 평균화 기술에 따라서, 라인 주기는 다량의 동일 시간 슬롯으로 분할되며. 각각의 대응하는 시간 슬롯의 노이즈 레벨은 평균화된다. 아킹 과정에서의 고유의 랜덤한 변화는 감소되는 반면, 라인 주기와 동기하는 노이즈의 진폭, 예를 들어 전력 파형의 제로 교차점과 동기화된 아크-유도된 노이즈의 갭은 강화된다. 아킹의 고유 랜덤 특권에 기인하는 노이즈의 패턴에서 때때로 일어나는 변화는 최소화되는 반면, 전력 파형에 동조하는 특징, 전형적으로 갭은 쉽게 인식가능하다. 본 발명자에 의해 동기 평균화라고 명명된 이런 최종 개선은 앞선 출원에 개시된 바와 같이 아킹에만 응답하는 검출 시스템을 제조하기 위하여 시간과 주파수 도메인 분석과 조합될 수 있다.

최종적으로, 여러 가지 아크 검출기의 자기-테스트 특징을 수행하기 위한 회로 및 방법이 개시된다.

도 1은 콘택 아크의 단순화된 등가 회로도를 도시한다. 1로 나타낸 라인 전압은 높은 측 도체(2)와 중간 도체(3)에 걸쳐 접속된다. 여기에서 참조된 모든 라인과 아크 전압은 이런 중간 도체(3)에 관련하여 편리하게 측정된다. 전형적 가정 배선, 예를 들면 중심 도체 접지를 갖는 평탄한 3개 도체 케이블은 약 100Ω의 특성 임피던스를 갖는 전송 라인으로서 기능한다. L_line으로 나타낸 인덕턴스(4)와 C_line으로 나타낸 캐패시턴스(5)는 전력 분배 라인의 집중 인덕턴스와 캐패시턴스를 표현한다. 상기 부하(6)는 아크 갭(7)과 직렬로 접속되고, 그것에 걸쳐 아크가 형성될 때 부하 전류가 흐른다. 아크가 전류를 전도할 때, 상기 아크 갭(7)은 도 1에서 R_arc로서 나타낸 효과적 저항을 가진다. X_load로서 나타낸 상기 부하(6)의 임피던스는 부하의 타입에 의존하여 저항성, 정전성 또는 유도성이 될 수 있다. 백열광과 가열 엘리먼트는 전형적으로 저항성이다. 동기 모터와 형광성 광은 전형적으로 유도성이다. 일부 정전성-시작 모터가 완전한 속도에 도달하기 이전에 정전성을 나타낸다.

도 2(a) - 2(e)는 시간 함수로서 영속하는 콘택 아크를 통해 저항성 부하에 급전하는 전력 라인과 연관된 파형(트레이스(trace))을 도시한다. 트레이스(8)(도 2(a))는 상기 '갭'(10과 11) 동안을 제외한 주기에 걸쳐 고주파수 노이즈(9)의 존재, 즉 아크가 전도하지 않을 때를 표시하는 라인 전압을 도시한다. 갭(10과 11)은 전형적으로 도시된 바와 같이 파형의 양쪽 반주기 동안의 지속과 유사하다. 상기 노이즈의 진폭은 설명 목적을 위해 강조된다. 상기 갭의 지속은 t_b로서 표시된다.

트레이스(도 2(b))는 부하를 통과하는 전류를 도시한다. 또한 상기 전도하는 아크에 의해 발생된 고주파수 노이즈가 다시 명료함을 위해 확대된 전류 파형상에 존재한다. 상기 부하가 저항성이기 때문에, 상기 전류(12)는 상기 전압(8)(도 2(a))과 위상이 같고, 아크가 전도하지 않을 때 상기 간격(t_b) 동안 제로로 간다. 상기 고주파수 노이즈는 다시 상기 갭(13과 14) 동안을 제외하고 상기 주기에 걸쳐 존재한다.

트레이스(15)(도 2(c))는 아크에 걸친 전압을 도시한다. 트레이스(16)는 상기 라인 전압, 예를 들어 아크가 발화되지 않는다면 아크에 걸쳐 존재하는 전압을 도시하고, 상기 라인 전압에 관련한 아크의 점화와 소멸의 타이밍을 도시하려고 의도된다. 점(17)에서 시작하여, 상기 아크에 걸친 전압(16)은 제로이고, 그래서 상기 아크는 전도하지 않고 그러므로 노이즈를 생성하지 않는다. 전압(16)이 상승할 때, 아크가 점화하여 전류를 전도하기 시작하는 점(18)에 도달한다. 상기 아크(15)에 걸친 전압은 지금 전도하는 아크가 전형적으로 수십 옴의 등급에 있는 임피던스를 가지기 때문에 아크가 전도할 때 제로로 가지 않고, 결론적으로 전압이 아크에 걸쳐 나타나게 된다. 더욱이, 상기 아크는 통과하는 전류에 무관하게 공평히 일정한 전압을 유지하려는 경향이 있다. 이것은 양의 반주기에 걸쳐 19로 및 음의 반주기에 걸쳐 21로 도시된다. 상기 아크는 아크가 전도하는 동안 연속적으로 고주파수 노이즈를 생성한다. 점(20)에서, 상기 아크에 걸친 전압은 아크의 소멸 이아크의 소멸 레벨까지 더 낮아져서 아크는 소멸한다. 이런 과정은 음의 반주기(21)상에서 반복되어 가능한 길게 아크가 지속한다.

트레이스(22)(도 2(d))는 상기 라인 전압(8)(도 2(a)) 또는 상기 부하 전류(12(도 2(b)) 중 어느 하나로부터 추출된 고주파수 노이즈를 도시한다. 이런 경우에, 상기 노이즈는 일반적으로 상기 방출된 스펙트럼의 더 높은 주파수 부분, 예를 들어 1 - 10 ㎒로 도시된다. 간단한 고역 필터는 상기 라인 주파수 컴포넌트를 제거하는데 소용된다. 도시된 바와 같이, 고주파수 노이즈는 상기 간격(23과 24) 동안을 제외하고 아크가 전도하지 않을 때 상기 주기에 걸쳐 존재한다. 이런 간격, 또는 갭 동안, 상기 고주파수 노이즈는 실질적으로 감쇠되고, 즉 도시된 바와 같이 보통 아킹에 기인하는 노이즈의 진폭보다 무척 더 낮은 진폭이 되는 어떤 백그라운드 노이즈의 레벨로 감소된다.

상기 고주파수 노이즈의 진폭은 직접적으로 진행하고 따라가는 상기 갭, 예를 들어 점(25와 26)에서 다소 더 높고, 그결과 상기 노이즈의 엔벨로프(envelope)는 일반적으로 요면 형태를 나타낸다는 것에 주의하라. 이것은 아마 사인 곡선 라인 전압에 의한 갭 임피던스의 변조에 기인한다. 부가적으로, 유도성 분배 시스템을 가지고, 아크가 점화하고 소멸할 때 부하 전류의 급속한 변화는 상기 주기 중간에서 아크 노이즈의 진폭을 초과할 수 있는 부가적 고주파수 공명을 생성할 수 있다.

트레이스(27)(도 2(e))는 고주파수 노이즈의 존재에 응답하는 양의 로직 신호(27), 예를 들어 점(28과 29)에 도시된 바와 같이 고주파수 노이즈가 존재할 때 높고 노이즈가 존재하지 않을 때 낮은 신호(27)를 도시한다.

도 3(a) - 3(e)는 영구 콘택 아크를 통해 전력 인가된 순수 유도성 부하와 관련하여 도 2(a) - 2(e)의 동일한 측정을 도시한다. 도 3(a)는 상기 라인 전압(30)을 도시하고, 도 3(b)는 상기 부하 전류(33)를 도시하고, 도 3(c)는 상기 아크 전압(34)을 도시하고, 도 3(d)는 고주파수 노이즈(36)를 도시하며, 도 3(e)는 고주파수 노이즈의 검출에 응답하는 로직 신호(39)를 도시한다. 알수 있는 바와 같이, 유도성 부하를 위한 이런 트레이스, 및 저항성 부하를 위한 도 2(a) - 2(e)에 도시된 트레이스의 차이는 상기 고주파수 노이즈(31과 32)의 갭이 약 90°나중의 전압 파형을 발생한다는 것이다. 이것은 상기 아크(34)(도 3(c))에 걸친 전압이 상기 부하의 인덕턴스 만큼 지연되기 때문이다. 알수 있는 바와 같이, 상기 부하의 인덕턴스는 아크가 점(37)에서 소멸하고 점(38)에서 재점화할 때 생성되는 노이즈를 증가시킨다. 그러므로 콘택 아크가 저항성 부하와 직렬로 될 때 상기 갭의 위치는 상기 라인 전압 제로 교차점으로부터 변위되지만, 그렇지않으면 본질적으로 저항성 부하를 갖는 회로의 아킹에 기인하는 노이즈와 유사하다. 상기 부하가 순수 정전성이라면, 유사한 특성의 트레이스는 상기 갭이 90°만큼 제로 교차점에 이르게 된다는 것을 보여줄 것이다. 실제로, 상기 부하는 이런 범위 사이 어딘가에 있을 것이고, 그결과 각각의 제로 교차점으로부터 ±90°의 범위로 갭을 생성한다.

도 2와 도 3 둘다에서, 아크가 점화하는 상기 전압은 상기 갭의 크기, 전극 표면의 물리적 조건, 온도 및 상기 갭의 주변 상태에 의존한다. 매번 하나의 완전한 주기(360°)를 완료하는 사인 곡선 파형이 주어진다면, 어떤 시간에서 상기 전압(V)은 각도, 예를 들어 V = V_peaksin θ로 표현될 수 있고, 여기에서 V_peak는 도달된 피크 전압이고 θ는 제로 교차점에 관련한 위상각이다. 60°- 90°사이의 각도(118V (RMS) 라인에서 145 - 167 실제 V)로 점화하는 아크는 상기 갭이 크기 때문에 상당히 간헐적이고 불완전하게 되려는 경향이 있다. 20°- 60°(57 - 145V) 범위에서 점화하는 아크는 여전히 일반적으로 간헐적이고 짧은 폭발과 빠른 자기-소멸로 발생하려는 경향이 있다. 1°- 20°(3 - 57V) 범위의 아크는 특정 상태하에서 지속되어 자기-지속될 수 있다. 이런 범위의 아크는 청각적 히스(hiss)를 방출하여 둘레의 재료에 극단적인 고온을 전개할 수 있다. 그러므로 1°- 20° 범위의 아크가 특히 위험하다.

도2와 3에 도시된 상기 고주파수 노이즈 패턴은 이들이 매우 낮은 백그라운드 노이즈를 나타내고 드롭아웃이 없다는 점에서 거의 '이상적'이다. 이런 이상적 패턴은 불가능하지는 않더라도 전형적이지 않다. 특히, 전형적 가구에서, 일반적으로 주로 램프 조광기와 스위칭 전력 공급원, 및 가정 배선에 의해 수신된 방송 무선 신호로부터의 임펄스 노이즈로 이루어지는 다소 레벨의 백그라운드 노이즈가 존재하고 있다. 도 4는 1 ㎒ 내지 30 ㎒ 범위로 모니터링되는 전형적 거주지에서 발견할 수 있는 전형적 백그라운드 신호를 도시한다. 상기 변조된 RF 신호(40)는 하나 이상의 로컬 방송 무선국 또는 가까운 통신 장비의 수신으로부터 초래한다. 그것은 이종 소스로부터의 수개 신호의 합이 될 수 있지만, 각각은 상기 라인 주파수로 동기되는 분리된 협대역 통신 채널이다. 도시된 제 2 타입의 백그라운드는 램프 조광기 또는 회로상의 다른 임펄스 소스로부터의 동기 임펄스(41, 42, 43)이다. 이런 신호의 상기 고주파수 컴포넌트는 매우 짧게 생존하여 수 마이크로초만 지속되고, 이것은 일반적으로 매 하프-라인 주기를 발생한다.

제 3 타입의 노이즈(도시안됨)는 캐리어 전류 송신기로부터의 통신 신호이다. 전력 라인에 걸쳐 정보를 전달하는 캐리어 전류 전송 기술을 사용함으로써 설비의 원격 제어를 제공하는 다수의 디바이스는 마켓에 있다. 이것은 전형적으로 100 - 300 ㎑ 범위의 버스트를 전송하도록 동조된다. 1 - 30 ㎒ 범위의 이런 소스로부터의 신호 진폭은 이런 대역의 노이즈가 AM 무선 방송 수신과 간섭할 것이기 때문에 매우 낮고 그러므로 이런 디바이스의 제조자에 의해 고의로 최소화된다.

무선파 수신으로부터 시초하는 백그라운드 노이즈의 진폭은 상기 배선의 길이에 강하게 의존하고 부하 존재에 덜 의존한다. 전형적으로, 상기 라인상의 가장 강한 무선파의 진폭 조차 150W 전구와 직렬인 아크에 의해 발생된 아크 노이즈의 1/10 진폭의 등급에 있다.

이제 도 5를 참조하면, 아크 노이즈와 백그라운드 노이즈를 포함하는 더욱 전형적 비이상적 패턴이 도시되는데, 완전한 라인 주기보다 약간 크게 연장한다. 44와 46에 도시된 바와 같이, 그리고 이미 개시된 바와 같이, 상기 노이즈는 45와 50의 갭사이보다 상기 갭(47)의 전후에만 진폭에서 더 높다. 고레벨의 백그라운드 노이즈는 상기 아크가 전도하지 않을 때 상기 갭(47)에 나타나고; 단일 임펄스 스파이크(48)는 제 2 갭을 발생하기 위해 일어난다. 상기 제 1 반주기는 일관되고 중단되지 않는 반면, 상기 제 2 반주기는 상기 물리적 갭내의 랜덤한 변화에 의해 초래된 드롭아웃(50, 51, 52)을 도시한다. 상기 일시적 위치와 이런 드롭아웃의 폭은 랜덤하고 아마 상기 콘택 표면상의 현미경적 파열(blow-out)로부터 초래한다. 상기 아킹의 지속에 의존하여, 필수적으로 존재하는 동기 갭(47)에 부가적으로 어떤 수의 드롭아웃이 어떤 한 주기에 존재할 수 있다.

49로 표시된 임계값은 상기 파형의 진폭과 관련하여 적당한 레벨로 설정될 수 있다. 이런 임계값에 검출된 고주파수 노이즈를 비교함으로써, 고주파수 노이즈의 존재를 표시하거나, 또는 거구로 갭의 존재를 표시하는 2진 신호가 생성된다(도 5(b)). 상기 아크 전압의 제로 교차점에 대응하는 동기 갭은 도 5(a)에 도시된 경우에 대응하는 임펄스와 드롭아웃 과도기(54와 55)와 함께 53에 도시된다.

이미 참조된 본원 특허, 및 앞선 출원에서, 동기 갭이 존재하는지의 여부를 결정하기 위하야 로직 신호를 분석하는 여러 가지 특정 방법이 개시되었었다. 일반적으로, 상기 신호가 높다면, 고주파수 노이즈의 존재를 표시하며, 동기 갭이 소정 수의 라인 주기에 걸쳐 존재하면 아킹이 존재하는 것으로 판단되어 적당한 활동이 취해진다.

본 출원에 개시된 개선된 방법의 더 나은 이해를 위하여, 3차원으로 주파수와 시간 도메인으로 동시에 전력 라인상의 전형적 신호의 진폭 표현을 도시하는 아크와 백그라운드 노이즈의 특성 패턴을 관찰하는 것이 유용하다. 이제 도 6를 참조하면, 다시 하나의 라인 주기보다 약간 많은 이상화된 아크 노이즈가 전형적 무선 노이즈와 임펄스 노이즈의 스펙트럼과 함께 도시된다.

상기 아크 노이즈는 오른쪽 상부에서 시초하여 왼쪽 하부까지 내려가는 2개 스키-램프(ski-ramp) 표면(56과 57)처럼 보여질 수 있다. 본 발명자에 의한 광범한 필드 테스팅은 콘택 아킹에 의해 생성된 노이즈가 백색이 아니라 오히려 분홍색이 되려는 경향이 있다는 것을 보여주고 있는데, 예를 들면 증가하는 주파수로 감소하는 진폭에 의해 표시된 바와 같이 노이즈의 스펙트럼 전력 밀도가 스펙트럼에 걸쳐 평탄하게 잔류하기보다는 주파수로 반대로 변화한다. 상기 노이즈의 동기 갭은 58, 59 및 60으로 도시되고, 시간축에 따라서 아크 전압의 3개 제로 교차점에 대응한다. 비교에 의해, 드릴 모터 등(도 6에 도시되지 않음)으로부터의 광대역 연속 노이즈는 갭을 나타내지 않는다.

가정 배선에 의한 AM 또는 통신 대역 방송 무선 전송의 수신에 의해 생성될 수 있는 것과 같은 협대역 백그라운드 간섭은 수개 주파수로 도시되는데, 예는 61에 있다. 도시된 바와 같이, 이런 거울 간섭은 주파수 축상의 협대역을 차지하지만 본질적으로 시간축상에서 연속하여 시간 축에 평행한 평면을 형성한다. 상기 시간축에 따른 진폭의 변화는 상기 RF 캐리어의 청각 주파수 변조에 대응되게 도시된다. 간단한 광대역 노이즈 검출기는 거울 백그라운드 노이즈의 단일 경우조차 상기 갭(58, 59)을 채울수 있고 이들의 검출과 간섭하도록 전체 주파수 스펙트럼(2차원 플롯을 만들기 위해 주파수 축을 비교함으로써 또는 도 6의 완쪽 하부 코너로부터 검토함으로써 얻어질 수 있는 결과)에 걸쳐 노이즈를 검출할 것이다. 그러나, 이런 주파수 도메인내의 거울 신호를 검토함으로써(마치 도 6의 오른쪽 하부 코너로부터 보는 것처럼), 이런 거울 신호는 완료 주파수 기간의 매우 작은 부분만을 차지한다는 것이 명백하다.

램프 조광기로부터의 임펄스 노이즈의 예는 62로 도시된다. 상기 임펄스 노이즈는 짧은 지속과 광범한 주파수 범위에 의해 특징화되고, 주파수 축에 평행한 평면을 형성한다. 상기 임펄스가 대단히 짧게 된다면, 도 6에 도시된 바와 같이 평탄한 주파수 스펙트럼이 생성될 것이다. 사실상, 램프 조광기에 의해 생성된 임펄스 노이즈는 RF 노이즈 생성을 방지하도록 신중히 완충되어 수 ㎒내에서 거의 전체적으로 진행한다.

도 6은 아크 노이즈(56, 57)의 특성이 분명히 공통적으로 발결된 백그라운드 신호와 서로 다르다는 것을 명확히 도시한다. 본 발명은 아크 노이즈가 주파수 도메인에서 연속하고, 상기 전력 파형에 동기된 진폭 변화의 패턴, 예를 들어 갭을 제외하고 시간 도메인에서 연속하는 것을 실현하는 장점을 취한다. 이런 실현은 본 발명에 따라 주파수 도메인에서 좁고 시간 도메인에서 연속적인 거울 신호, 및 시간 도메인에서 좁고 주파수 도메인에서 넓은 임펄스 신호로부터 아크 유도된 노이즈를 구별한다고 믿어진다. 이런 방식으로, 상대적으로 높은 레벨의 백그라운드 노이즈의 존재에서도 아크 노이즈가 검출될 수 있다. 최종적으로, 표시된 바와 같이, 아크 유도된 광대역 노이즈는 모터 브러시 노이즈 및 상기 전력 파형에 동기된 변화의 패턴에 대한 노이즈 진폭의 평가에 의한, 즉 동기 갭을 검출하기 위하여 시간 도메인에서의 분석에 의한 유사한 소스로부터의 연속적 광대역 노이즈로부터 구별될 수 있다.

본 발명의 한 특징에 따르면, 협대역 검출기는 광대역과 협대역 노이즈를 부리하기 위하여 넓은 검출 대역, 예를 들어 5 - 30 ㎒에 걸쳐 연속적으로 스위핑된다. 노이즈의 여러 가지 등급에 대한 이런 검출기의 응답은 전형적으로 도 7(a), (c) 및 (e)에 도시된, 7(b), (d) 및 (f)에 도시된 주거 전력 라인에서 볼수있다. 도 7(a)에 도시된 바와 같은 거울 간섭, 예를 들면 백그라운드 방송 무선 신호는 주파수가 동시에 일어날 때만 스위핑-주파수 검출기의 피크 출력을 생성할 것이다. 도 7(b)는 시간 함수로서 거울 간섭에 대한 스위핑 주파수 검출기의 응답을 도시한다. 도 7(a)의 상기 연속적 협대역 신호(63)는 좁은 펄스(64)호 변형되고, 상기 펄스의 폭은 상기 검출기의 대역폭에 비례한다. 이런 식으로, 시간 도메인에서 연속적인 거울 간섭(도 7(a))은 광대역 아킹 노이즈로부터 알맞게 분리될 수 있는 임펄스로 필터링된다.

도 7(d)는 도 6에서 62로 도시된 바와 같은 주파수 도메인에서 넓은 스펙트럼을 가지는 임펄스 간섭(65)(도 7(c))에 대한 스위핑 주파수 검출기의 응답을 도시한다. 이런 임펄스 간섭(스위치 밀폐, 램프 조광기, 또는 유사한 소스에 기인하는)은 시간 지속에 제한되고, 본질적으로 상기 주파수 도메인에서 임펄스(66)를 남긴다.

그러나, 아크 노이즈(67)(도 7(e))는 둘다의 도메인에서 연속하고 그러므로 본질적으로 변화를 받지않고 도 7(f)에서 68로 도시된 바와 같은 스위핑 주파수 필터를 통과한다.

상기 스위핑-주파수 필터 기술은 노이즈의 화이트니스(whiteness)를 결정하기 위하여 더 용이한 응용으로 제시된 다른 방법과 같이 동일 결과를 산출한다고 이해될 것이고; 광대역 노이즈의 진폭은 실질적으로 변화를 받지않고 통과할 것이고, 반면에 거울 신호의 진폭은 감쇠될 것이다. 더욱이, 상기 출력의 적분은 거의없는 거울 신호 존재를 갖는 제로 근처로부터 백색 노이즈에 응답하는 완전한 스케일로 변화하는 상기 신호의 화이트니스 정도를 표현한다. 따라서, 본 발명에 따른 스위핑 주파수 기술을 사용하는 아크 검출의 간단한 방법은 주파수의 함수로서 넓은 주파수 범위에 걸쳐 스위핑되는 협대역 검출기의 출력 평균 진폭을 모니터링하는 것으로 이루어진다. 상기 검출기에 의한 신호 출력이 상대적으로 일관된 진폭으로 이루어진다면, 상기 노이즈는 광대역이다. 상기 노이즈의 진폭이 상기 백그라운드 노이즈보다 높은 것으로 결정된다면, 아킹이 존재한다고 결정될 수 있다.

상기 스위핑-주파수 검출기가 아크 노이즈에 응답하는 경우에, 존재할 수 있는 다른 광대역 신호, 이를테면 확산 스펙트럼 통신 신호 또는 브러시 모터에 의해 형성된 아킹으로부터 아킹에 기인하는 노이즈를 구별할 수 없다. 아크 검출 기술을 위한 많은 응용이 극도로 낮은 정도의 불법 방해 트리핑을 필요로 하기 때문에, 가정 아크 검출기가 상업적으로 수용되기 이전에 더 선택적 검출기가 바람직하다.

더 선택적 아크 검출 방법은 상기 스위핑-주파수 검출기의 출력에 이전에 개시된 갭 검출 방법을 적용하는 것으로 이루어진다. 상기 스위핑-주파수 검출기를 통과하는 아크 신호가 실질적으로 변화를 받지않기 때문에, 본원 특허와 앞선 출원에 개시된 동일한 시간-도메인 기술은 직접 적용될 수 있다. 즉, 상기 신호는 상기 스위핑-주파수 검출기를 통과하므로 광대역 노이즈의 표시는 전력 파형에 동기된 노이즈의 진폭 변화 패턴을 위해 시험될 수 있다. 따라서, 본 발명의 한 중요한 수행에서, 암펄스 노이즈와 좁은 스펙트럼 간섭을 제거하는 스위핑-주파수 노이즈 식별은 위험한 아킹과 같은 모터 브러시 아킹의 식별을 방지하도록 갭 검출(더욱 광범하게, 전력 파형에 동기한 노이즈 신호의 진폭 패턴 식별)과 조합된다.

종래 출원과 본원 트허에 개시된 특정의 갭 검출 기술은 상기 갭의 타이밍이 아킹에 기인하는 것과 같은 갭을 식별하는 중요한 특징이라는 점에서 '일시적' 또는 시간도메인에서 수행된 분석으로서 개시될 수 있다. 모니터링된 아크 패턴에 임의 일시적 갭 검출 기술을 적용하는 하나의 고유 어려움은 주기로부터 주기까지 아크 패턴의 랜덤한 변화로부터 발생한다. 이것은 이전에 개시된 바와 같이 콘택 접합에서의 미소한 물리적 섭동으로부터 발생하고 생성된 고주파수 노이즈에 실질적 수의 드롭아웃을 일으킬 수 있다. 이런 때때로 일어나는 드롭아웃은 상기 패턴에서 부가적 갭으로서 나타나고 아킹 어려움을 특징화하는 동기 갭의 검출을 형성한다. 본 발명자에 의한 폭넓은 테스팅은 많은 드롭아웃이 영속적 아킹, 특히 연성 금속 콘택 사이에서 발생할 수 있는 경우 드롭아웃이 발생하는 일시적 위치는 실제로 랜덤하며, 아크 유도된 노이즈가 전체 사인곡선 파형에 의해 구동되는 경우 진폭이 변화하는 동기 패턴을 나타낸다는 것을 보여준다.

이런 이해는 여기에서 동기 평균화라고 칭해진 실질적으로 드롭아웃의 효과를 감소하고 종래 출원과 본원 특허에 개시된 일시적 갭 검출 기술의 상당히 확실한 사용을 허용하는 또다른 개선에 이르게 된다. 즉, 스위핑-주파수 필터를 통과한후 동기 평균화 기술에 따라 처리되는 노이즈 신호는 상기 전력 파형에 동기된 갭의 존재를 위해 시험될 수 있고; 갭의 존재는 상당히 신뢰가능한 아킹의 표시이다.

이런 문맥에서 동기 평균화는 상기 라인 주기를 다수의 짧은 샘플 간격(시간 슬롯)으로 분할하고, 다음에 한 주기로부터 다음 주기까지의 각각의 대응하는 시간 슬롯동안 측정되는 노이즈 진폭을 평균화하는 것으로 이루어진다. 상기 샘플 간격은 상기 갭을 정확히 재형성하기 위하여 상기 갭 크기에 관련하여 짤아야 한다. 하나의 원형에서, 상기 라인 주기는 512 시간 슬롯으로 분할되고, 32.5㎲ 긴 각각의 샘플 간격을 형성한다. 메모리를 보존하기 위하여, 가중된 런닝 평균이 사용되는데, 각각의 새로운 평균은 각각의 시간 슬롯에 대해 전류 샘플링된 진폭과 이전 평균의 가중된 합으로서 계산된다. 상기 사용된 가중 상수는 평균이 효과적으로 계산되는 전체 주기의 수를 결정한다. 이런 방법은 각각의 시간 슬롯 동안 저장될 하나의 평균 샘플 값만을 요구한다.

성가 어쿠 패턴상의 동기 평균화 효과는 상기 라인 주기와 동기하지않는 어떤 변화를 매끄럽게 하는 것이다. 동기 평균화는 랜덤한 변화의 효과를 제거하고 대칭적 변화, 예를 들어 동기 갭의 효과를 강화함으로써 아크 유도된 노이즈 파형의 신호 대 노이즈비를 효과적으로 개선한다. 다시말해서, 대응하는 이전 측정으로부터 정확히 하나의 라인 주기 배치되는 연속적 측정으로 각각의 샘플 간격에 관련하여 결정된 상기 평균 노이즈 진폭은 평균화 시간 상수에 따라 시간 간격동안 평균값에 도달하도록 차츰 상승할 것이다. 결국, 모든 랜덤 배치된 예를 들어 드롭아웃에 기인하여 때때로 일어나는 갭은 필터링되어 평탄한 노이즈없는 갭 패턴이 나타난다. 도 12(b)와 도 12(c)(아래에 추가 개시된)는 전형적 노이즈 신호와 동기적으로 평균화된 신호의 예를 제공하기 위해 각각 비교될 수 있다. 도 12(c)의 트레이스(134-136)는 시간 상수가 연속적으로 증가될 때 노이즈 신호로부터의 갭(137)의 개선된 식별을 도시한다.

사실상, 일시적 갭 검출에 의해 함께 수반된 동기 평균화는 아크 노이즈 패턴의 스펙트럼 컴포넌트에 최적으로 정합되어 이런 패턴에 상당히 민감한 필터 시스템을 형성한다. 이런 주장을 더많이 이해하기 위하여, 아킹에 기인하는 노이즈내의 갭 패턴에 대한 주파수 스펙트럼을 검토하는 것이 유용하다. 도 8를 참조하면, 이런 갭 패턴은 2진 게이팅 함수(즉, 아크가 온일 때 1 값이 되고, 아크가 오프일 때 0 값이 되는)와 노이즈의 진폭 변화를 표현하는 랜덤 신호의 적(product)으로서 표현될 수 있다. 상기 아크가 상기 라인에 의해 변조되기 때문에, 즉 상기 갭이 상기 라인 주파수에 동기하기 때문에, 상기 2진 게이팅 함수의 스펙트럼(69)은 라인 주파수 2배의 정수 배수의 라인을 갖는 라인 스펙트럼이고 진폭 엔벨로프는 (sin(ωt)/ωt)의 절대값과 같다. 여기에서 ω는 2(2π60)과 같다. 이런 함수는 ωt가 n/G와 같은 주파수에서 진폭 최소값(71, 72)을 나타내며, 여기에서 G은 갭의 폭과 같고 n은 어떤 양의 정수이다. 그러므로, 630 마이크로초의 전형적 갭 폭으로, 제 1 최소값(71)은 1/630㎲ = 1.59 ㎑에서 발생한다. 제 2 최소값은 2/630㎲ = 3.2 ㎑에서 발생한다. 상기 갭이 더 좁게 되기 때문에, 최소값은 무한으로 작은 갭 폭에서의 평탄 응답이 되는 제한으로 더 높은 주파수에서 발생한다. 거꾸로, 상기 갭 폭을 더 넓게 할수록(50% 충격 계수) 제 1과 모든 연속 최소값이 되는 주파수는 더 낮아진다. 50% 충격 계수에서, 평탄한 고주파가 제로로 강하하고 스펙트럼 라인 진폭은 1/n, 방형파의 특성 스펙트럼이 되어간다.

바로 개시된 상기 라인 스펙트럼은 아크 자체에 의해 생성된 노이즈를 변조하는 게이팅 함수의 스펙트럼이다. 1과 같은 게이팅 함수를 갖는 아크 노이즈 자체의 스펙트럼은 도 6에서 56, 57로 도시되고 도 8에서 70으로 도시되는 스키 램프 1/f 진폭 응답을 표현하는 연속적 스펙트럼이다. 상기 변조된 아크 노이즈에 의해 생성된 합성 스펙트럼(도시안됨)은 2개 함수(69와 70)의 회선이다.

도 8에 도시되는 변조된 아크 노이즈의 스펙트럼 구성이 주어진다면, 동기 평균화의 효과를 볼수 있다. 우선, 개시된 바와 같이 수행된 동기 평균화는 단지 기본 주파수만, 이런 경우에 120 ㎐를 통과하는 정류 필터 및 그것의 고주파 모두를 형성한다. 다시말해서, 도 8의 스펙트럼 라인상에 떨어지는 노이즈 컴포넌트는 상기 라인 사이에 떨어지는 노이즈 커포넌트가 감쇠되는 동안 감쇠되지않고 통과한다. 다르게 말하면, 동기 평균화는 120 ㎐의 정수 배수가 되는 상기 라인 주파수에 동기하는 패턴내의 컴포넌트만을 선택적으로 통과한다. 이것은 단지 검출기 선택도의 개선을 구성하고, 이와 같이 아크 검출기로서 수행될 수 있다. 이런 검출기는 동기적으로 평균화된 노이즈의 평균 진폭이 소정 임계값을 초과한다면 아킹이 존재한다고 단순히 결정할 수 있을 것이다.

그러나, 아크 검출 분석 기술로서의 동기 평균화만의 사용은 여러 가지 스펙트럼 라인 컴포넌트의 관련 진폭에 제한을 부가하지 않는다. 다시 말해서, 특정화된 스펙트럼에 중요한 컴포넌트를 포함하는 어떤 노이즈 신호는 상기 검출기를 트리거링할 것이다. 그러므로, 아크 노이즈를 보다 낫게 식별하기 위하여 이런 스펙트럼의 진폭을 제한하는 것이 필요하다. 개시된 바와 같이, 아킹으로부터 얻어지는 상기 스펙트럼 라인의 진폭 엔벨로프는 도 8에 도시된 바와 같이 상기 노이즈내의 갭의 존재로부터 얻어지는 최소값을 나타내고 이런 최소값의 위치는 갭폭의 함수이다. 바람직한 범위내에서 폭의 갭 존재에 대한 노이즈 분석의 최종 단계는 아킹 패턴을 더 낫게 정합할 것이고 그러므로 추가로 선택도를 증가시킨다.

명료하게, 푸리에 분석이 수행될 것이고 스펙트럼 라인의 진폭은 아킹 특성이될 공지된 소정 제한과 비교된다. 이런 시도는 고가이고, 사실상 불필요하다. 본원 특허와 앞선 출원에 개시된 간단히 일시적 갭 테스팅 방법을 정류 필터의 출력에 적용함으로써, 동일한 결과가 얻어진다. 다시 말해서, 동기 평균화에 의해 수행된 정류 필터가 스펙트럼 라인만을 통과하는 동안 갭 폭의 소정 범위만이 통과하도록 하는 출력의 일시적 분석은 스펙트럼 라인 진폭을 제한하는 것과 같은 동일 효과를 형성한다. 예를 들면, 갭 630㎲ 폭을 갖는 패턴만이 통과되는 정류 필터에 수반하는 스테이지 경우, 상기 2개의 스테이지는 도 8에 도시된 정밀한 스펙트럼 구성이 존재할때만 출력을 생성할 것이다. 이런 식으로, 전체 시스템 응답은 아크 패턴의 스펙트럼 구성에 정합되어 최대 선택도를 생성한다.

다음 논의에서, 본 발명의 검출기는 편리하게 3개의 회로 부시스템; 가변 주파수 검출 방법을 사용하여 진폭을 감지하고 아킹에 의해 생성된 특징적 광대역폭 노이즈 신호를 검출하는 프런트-엔드, 및 아킹을 표시하는 패턴의 존재를 위해 상기 검출된 신호를 모니터링하고 아킹 존재에 응답하는 여러 가지 출력을 발생시키는 아크 프로세서로 분할된다.

1. 가변-주파수 검출용 프런트-엔드 회로

'헤테로다잉'과 '스위핑-필터' 방법으로서 참조되는 2개의 기본 가변 주파수 검출 방법이 개시된다. 그러나, 본 발명은 거기에 제한되지 않는다. 헤테로다잉 원리를 사용하는 프런트-엔드의 실시예는 도 9에서 블록 개략적 형태로 도시되는 반면, 스위핑 필터 방법을 사용하는 실시예는 도 1에 유사하게 도시된다. 어느 한쪽의 회로는 스펙트럼 간섭(예를 들어, 방송 무선 신호)와 임펄스 노이즈를 제거하기 위하여 폭이 넓은 주파수 범위에 걸쳐 협대역 검출기를 효과적으로 스위핑한다. 다음에 순차적 처리 단계는 아마 위험한 아킹을 표시하는 갭의 패턴, 패턴의 지속 등을 테스트한다.

A. 헤테로다잉 회로

이제 도 9를 참조하면, 상기 전력 라인상의 노이즈를 감지하기 위해 트랜스듀서(74)가 제공된다. 근본적으로, 상기 트랜스듀서(74)는 선택된 주파수 범위에 걸친 아킹에 의해 생성된 고주파수 노이즈를 감지하는 코일이다. 적당한 트랜스듀서와 감지 회로의 수개 실시예의 상세는 도 11과 관련하여 개시된다. 트랜스듀서(74)는 적당한 환상면 둘레에 배치된 코일로서 구성된다면 환상면의 중심을 통해 공급되는 라인의 높은 쪽으로 직접 상기 라인상에 포개진 고주파수 노이즈 전류를 감지할 수 있고, 또는 도시된 바와 같이 비간섭화 캐패시터(76)를 통해 상기 라인(L1, L2)에 걸쳐 배선된 1차 권선(75)를 부가함으로써 간접적으로 상기 라인상의 노이즈 전압을 감지할 수 있다. 선택적으로, 상기 노이즈 전압은 절연없이 작은 캐패시터를 통해 직접 입력(77)에 결합함으로써, 또는 아크로부터 RF 방출을 수용하도록 안테나를 결합함으로써 모니터링될 수 있다. 어떤 경우에, 이런 실시예의 트랜스듀서는 선택된 주파수 범위에 대략 평탄한 주파수 응답을 가져야 한다. 이것은 상기 코일에 걸친 부하 저항(78)의 부가에 의해 용이하게 될 수 있다.

설명된 바와 같이, 그리고 도 6에 개시된 바와 같이, 아크는 10 ㎑ 내지 1 ㎓로 연장하는 주파수 범위의 '분홍색 노이즈'를 생성한다. 모니터링될 이런 스펙트럼의 바람직한 부분은 몇가지 고려에 의존한다. 우선, 전체 주파수 범위는 거울 백그라운드 존재에 관련하여 커야한다. 둘째, 아크 노이즈가 1/f 스펙트럼을 나타내기 때문에, 주파수가 높아질수록 더많은 이득이 요구될 것이다. 셋째, 상기 주파수대역은 어떤 강한 백그라운드 신호를 배제하도록 선택되어야 한다. 거주지 응용에서, 대부분의 현저한 백그라운드 신호는 AM 방송 대역에 있기 때문에 이런 대역 이상을 모니터링하는 것이 유리하다. 넷째, 급전 배선의 인덕턴스 때문에, 주파수가 높아질수록 적은 다른 부하가 상기 아크 신호를 감쇠시킬 것이다. 다섯째, 주파수가 높아질수록 더많은 혼선이 인접한 도체 사이에 존재하여 어떤 한 회로의 절연을 더 어렵게 할 것이다. 결론적으로, 아크 유도된 노이즈를 검출을 위해 모니터링될 주파수 범위는 여러 고려 사이의 교환이고 그러므로 각각의 응용을 위해 최적화되어야 한다. 거주지 아크 모니터에서, 5 - 30 ㎒의 주파수 범위는 AM 방송 대역 이상이고 존재할 수 있는 다른 무선 전송에 관련하여 폭이 넓으며, 그러므로 적당한 선택이다.

다시 도 9를 참조하면, 상기 입력 신호는 79에서 증폭되어 합계와 차이 신호를 형성하도록 일반적 RF 믹서(81)내의 로컬 발진기(80)로부터 스위핑-주파수 신호와 믹싱되고; 보통 상기 차이 신호는 추가 처리를 위해 점(82)에서 중간 주파수(IF) 신호로서 선택될 것이다.

AM과 FM 라디오용 IF 스테이지 동조 회로의 준비 유효성과 저비용에 유념하여, IF 주파수로서 455㎑ 또는 10.7㎒를 선택하는 것이 편리하다. 대역폭 고려는 특별한 응용을 위해 최적이 된다는 것을 규정한다.

일반적으로, 아킹에 의해 초래된 상기 고주파수 노이즈의 갭은 상기 노이즈의 거의 직사각형 진폭 변조를 표현한다. 결론적으로, 상기 모니터링된 대역폭은 갭이 검출될 수 있는 해상도를 결정할 것이다. AM IF 회로는 전형적으로 짧은 갭의 최적 해상도를 위해 너무 좁은 5 - 10 ㎑의 대역폭을 가지지만, 단순히 광대역 노이즈 레벨의 변화만을 검출하는 응용을 만족시킬 수 있다. 따라서, AM IF 회로 컴포넌트는 본 발명의 특정 실시예에서 유용하게 될 수 있다. FM IF 회로는 약 100 ㎑ 내지 300 ㎑의 대역폭 범위를 가지고 그러므로 상당히 더높은 갭 해상도를 제공한다. AM IF 필터와 2 - 7 ㎒의 검출 주파수 범위로, 로컬 발진기(80)에 의해 제공된 주파수는 요구된 455 ㎑ IF 신호를 생성하도록 2.455 - 7.455 ㎒ 사이에서 스위핑된다. FM IF 필터와 5 - 30 ㎒의 검출 주파수 범위로, 상기 로컬 발진기(80)에 의해 제공된 주파수는 요구된 10.7 ㎒ IF 신호를 생성하도록 15.7 - 40.7 ㎒ 범위가 되어야 한다.

상기 로컬 발진기(80)는 주파수 제어 신호 발생기(83)에 의해 제공된 전압 또는 전류 신호에 응답하고, 차례로 제어 라인(84)상의 제어 신호에 응답하는 주파수의 출력 사인파를 제공하는 일반적 전압 또는 전류 제어된 발진기이다. 가장 간단한 경우에, 주파수 제어 신호 발생기(83)는 비동기 비선형 또는 지수적 램프 제어 신호를 제공할 수 있다. 선택적으로, 주파수 제어 신호 발생기(83)는 저주파수 노이즈를 포함하는 요구된 어떤 파형의 제어 신호를 제공할 수 있다. 상기 라인 주파수에 대한 주파수 스위핑의 동기화가 요구된다면, 예를 들어 특정 분석 알고리즘에 의해 필요될 때, 제어 신호는 상기 램프를 리셋하기 위해 라인(84)에 의해 제공될 수 있다. 상기 최적 스위프 속도는 스위프 파형과 갭 패턴 사이의 비동기성을 최대화하는 속도이다. 11 ms의 주기를 갖는 간단한 비동기화된 톱니파 주파수 램프는 60 ㎐ 응용에 대해 잘 동작한다.

실질적 거울 백그라운드 노이즈가 존재될 수 있는 더많은 요구 응용에서, 상기 주파수 제어 신호 발생기(83)는 제어 라인(84)을 통해 마이크로 프로세서에 의해 제어되는 디지털 대 아날로그(D-A) 변환기를 포함할 수 있다. 이런 구성에서, 상기 마이크로 프로세서는 직접 상기 로컬 발진기(80)에 의해 제공된 주파수를 제어할 수 있고, 더 많은 정교한 주파수 스위프 알고리즘을 허용한다. 예를 들면, 한 시도는 주기적인 교정 주기동안 주파수 부대역에 대응하는 일련의 단계에서 전체 주파수 범위를 통해 나아가고, 실질적 백그라운드 노이즈가 검출되는 이런 주파수가 기록되는 상기 마이크로 프로세서를 가지는 것이다. 전형적으로 다수의 스위프가 형성된다. 노이즈가 각각의 스위프동안 동일 세트의 부대역에서 검출되는 경우, 명료하게 거울 노이즈, 예를 들어 방송 무선 신호가 검출되어진다. 순파적 주파수 스위프에서, 이런 주파수 부대역은 스킵되고, 그결과 백그라운드 레벨을 감소시켜 검출 신호 대 노이즈 비를 증가시킨다.

다음에 상기 믹서 출력(82)은 IF 스테이지 주파수를 분리하여 증폭하기 위하여 하나 이상의 IF 진폭, 및 LC 필터 및/또는 세라믹 공진기와 같은 주파수 식별 필터로 이루어지는 일반적 IF 스테이지(85)내에 공급된다. 다음에 상기 IF 출력은 87에서 RF 신호 진폭 엔벨로프에 비례하는 신호를 생성하기 위하여 일반적 AM 검출기(86)를 사용하여 검출된다. 또한 상기 진폭은 이런 점에서 샘플링되어 상기 검출기 출력(87)에서의 평균 진폭 상수를 유지하도록 상기 IF 스테이지(85)의 이득을 제어하는 자동 이득 제어(AGC) 회로(88)에 공급된다. 상기 AGC 출력 신호(89)는 표준 AGC를 사용할 때, 또는 상기 입력 신호의 대수적으로 압축된 검출 버전으로서 대수적 모드(아래에서 섹션 2A에서의 개시를 참조)를 사용할 때 상기 AGC 제어 레벨을 모니터링하기 위해 사용될 수 있다.

B. 스위프-필터 회로

다시 상기 스위프 필터 방법을 사용하여 가변 주파수 검출을 수행하는 본 발명에 따른 아크 검출기의 프런트-엔드의 제 2 실시예는 도 10에 도시되어 있다. 이런 디자인에서, 가변 주파수 검출은 상기 감지 코일(90)(도 9와 관련하여 개시된 바와 같이 일반적으로 라인 감지를 위해 배치된)과 전압-가변-캐패시턴스(버랙터) 다이오드(91)에 의해 형성된 공진 트랜스듀서의 사용을 통해 달성된다. 상기 코일(90)과 다이오드(91)는 임의로 라인(101)상에 공급된 제어 신호에 응답하는 상기 주파수 제어 신호 발생기(92)에 의해 공급된 제어 전압에 의해 결정되는 공진 주파수를 갖는 병렬 공진 탱크 회로를 형성한다. 결합 캐패시터(93)는 상기 코일(90)로부터 DC 전압을 차단하는 반면, 절연 저항(94)은 상기 탱크 회로로부터 전압 발생기(92)를 절연한다. 상기 탱크 회로상의 RF 증폭기(97)에 의해 초래된 부하를 최소화하여 높은 Q을 유지하기 위하여, 상기 증폭기 출력은 직접 상기 탱크 회로에 걸쳐서라기 보다 상기 트랜스듀서 코일(90)상의 탭에 접속되어 증폭기(97)의 입력상의 내부 DC 바이어스 전압을 차단한다.

상기 증폭기(97)의 RF 출력은 점(99)에서 상기 RF 신호 진폭 엔벨로프를 생성하도록 일반적 AM 검출기(98)에 공급한다. 자동 이득 제어(AGC) 회로(100)는 상기 증폭기(97)의 이득을 연속적으로 조절함으로써 이런 시점에서 평균 진폭을 유지한다. 도 9에 관련하여 이전에 개시된 바와 같이, 출력(102)은 표준 AGC를 사용할 때, 또는 상기 입력 신호의 대수적으로 압축된 검출 버전으로서 대수적 모드(아래에서 섹션 2A에서의 개시를 참조)를 사용할 때 상기 AGC 제어 레벨을 모니터링하기 위해 사용될 수 있다.

증폭기(97)는 적당한 이득과 주파수 응답을 갖는 어떤 가변 이득 증폭기가 될 수 있다. 저비용 텔레비전 IF 증폭기로서 디자인된 모토롤라의 MC1350은 60 ㏈ AGC 범위와 45 ㎒에서 약 50 ㏈의 전력 이득을 나타내고, 상기 디자인에서 잘 동작한다.

저비용으로 큰 주파수 스위프를 형성하는 것이 바람직하기 때문에, 버랙터(91)는 편리하게 디지털 동조 AM 라디오용 다양한 과도-분리(hyper-abrupt) 버랙터 다이오드로부터 선택된다. 한 예는 모토롤라 MVAM108, 1 - 8 볼트의 반전 전압에 걸쳐 15이상의 선형 캐패시턴스 비를 제공하도록 지정된 저비용 버랙터이다. 동조 선형성이 본 디자인에서 중요하지 않기 때문에, 이런 다이오드는 25 이상의 이런 비율가지 확장되도록 혹사될 수 있다. 상기 주파수 스위프 범위는 대략 이런 캐패시턴스 비의 제곱근에 비례된다.

선택된 버랙터를 가지고, 상기 감지 코일(90)을 위해 상기 요구된 인덕턴스는 표준 병렬 공진 공식을 사용하여 계산될 수 있다. 약 7 내지 30 ㎒의 주파수 범위는 상기 코일(90)의 인덕턴스가 1.4 μH가 될 때 MVAM108 버랙터(91)를 사용하여 얻어지고, 반전 전압은 0.5 내지 10.5 볼트까지 상승한다.

도 9의 광대역 트랜스듀서 회로에서, 저항(78)은 상기 트랜스듀서를 로딩하기 위해 제공되어 이미 언급된 바와 같이 주파수 응답을 평평하게 한다. 도 10의 상기 공진 트랜스듀서를 사용하여, 단지 다른 한쪽이 요구되는데, 예를 들어 상기 탱크 회로에 걸친 효과적 병렬 저항은 주거지 아크 검출기를 위해 50 - 100의 등급상의 높은 Q을 유지하기에 실용적으로 가능한 높게 형성되어야 한다. 30 ㎒에서 50 이상의 Q을 유지하기 위하여, 상기 효과적 병렬 저항은 13 ㏀ 이상을 유지하여야 한다. 상기 증폭기(97)의 입력 저항의 실제부가 약 3 ㏀이기 때문에, 상기 증폭기는 상기 탱크의 로딩을 방지하기 위해 상기 코일상의 탭으로부터 공급된다. 상기 MC1350 칩이 증폭기(97)로서 사용된다면, 하나의 터미널로부터 상기 코일상의 전체 권선수의 약 1/4 배치된 탭이 사용된다면, 상기 Q는 약 50이고 상기 관심의 주파수 대역에 걸쳐 거의 일정하다.

도 10의 상기 공진 트랜스듀서 스위프 주파수 회로는 도 9의 헤테로다인 디자인 이상의 특별한 하나의 장점을 제공한다. 언급된 바아 같이, 아크 노이즈는 거의 1/f 주파수 스펙트럼을 나타내는 것을 알수 있고, 예를 들어 상기 아크 노이즈 스펙트럼 전력은 주파수에 반비례한다. 일정한 대역폭 검출기를 사용하여, 도 9의 헤테로다잉 회로를 사용하는 경우에서와 같이, 상기 노이즈 진폭은 주파수가 상승할 때 떨어질 것이다. 그러나, 도 10의 상기 일정한 Q 검출기로, 대역폭 증가는 주파수가 상승할 때 노이즈 진폭의 감소를 보상하고, 그결과 아크 노이즈 진폭 특성에 관련하여 평탄한 응답을 생성한다.

C. 트랜스듀서 구성

도 9의 회로로 사용되는 전류 감지 트랜스듀서는 바람직하게 스위프 범위에 걸쳐 평탄한 주파수 응답을 가지지만, 도 10에 사용된 이런 회로는 가변 공진 엘리먼트로 동조된 공진 트랜스듀서가 되어야 한다. 어느 한쪽의 경우에, 전류를 모니터링함으로써 고주파수 아킹 노이즈를 감지하는데 사용되는 상기 트랜스듀서(회로 차단기로서 구성된 본 발명에 따른 아크 검출기의 경우에 편리한)는 특별한 응용 요구에 의존하여 여러 가지 구성을 가정할 수 있다.

도 11(a, c, d, e 및 g)은 트랜스듀서 회로를 도시하는데, 각각에서 전력 소스는 왼쪽으로부터이고 부하는 오른쪽에 있다. 이제 도 11(a)를 참조하면, 가장 간단한 방법은 상기 부하에 환상면 전류 트랜스듀서(105)를 통해 높은 쪽의 라인(L1)을 공급한다. 아크 노이즈 전류(I_arc)를 최대화하고, 상기 전력 소스로부터 오는 고주파수 신호를 감쇠하기 위하여, 분로 캐패시터(106)가 상기 센서의 업스트림에 부가될 수 있다. 도시된 바와 같이, 상기 캐패시터(106)는 상기 리드의 인덕턴스 효과를 최소화하기 위하여 전력 도체에 밀접하게 접속된 4 단자 디바이스가 되어야 한다. 상기 환상면 코일(105)이 완전한 60 ㎐ 부하 전류를 보이기 때문에, 그것은 포화를 방지하도록 가루로된 철 또는 공기 코어상에 감겨져야 한다.

가루로된 철 코어가 60 암페어 이상까지의 라인 전류로 상당하게 포화되지 않을지라도, 양호한 코어 재료는 어떤 부하 전류하에서 포화하지 않을 공기 또는 다른 비자기 재료이다. 그러나, 공기 코어 코일은 동일한 인덕턴스를 얻기 위하여 강자기 코어를 갖는 코일보다 상당히 커야한다. 상기 인덕턴스가 권선 루프 면적에 비례하고 평균 권선 직경에 반비례하는 것을 실현하여, 본 발명자는 아크 감지 응용을 위해 최적화된 새로운 코일 구성을 디자인했다. 도 11(b)에 도시된 바와 같이, 상기 코일(108)은 비자기 실린더 형태(107) 둘레에 감겨지고; 사용중 상기 라인의 높은쪽은 전자(107)를 통해 기워 넣어질 수 있다. 이런 디자인은 동시에 상기 루프 면적을 최대화하고 상기 평균 코일 직경을 최소화하여 상기 인덕턴스를 상당히 증가시킨다. 수개의 1.4 마이크로헨리 트랜스듀서는 3/8 인치만큼 작은 외경과 1/2인치 만큼 짧은 길이를 갖는 식으로 형성되어지며, 성공적으로 테스트되었다. 상기 인덕턴스 디자인 식은 종래의 기술중 하나에 의해 쉽게 유도된다.

한쌍의 케이블내의 상기 2개의 도체가 본질적으로 포함된 상기 파장에 관련하여 동일한 물리적 공간을 차지하기 때문에, 무선 신호와 다른 외부적으로 유도된 간섭은 쌍을 이룬 케이블에 공통 모드 전류 흐름을 생성할 것이다. 다른한편, 아크 노이즈는 차동 전류 흐름을 생성한다. 그러므로, 차동 전류 감지를 사용함으로써, 공통 모드 신호는 감소될 수 있고 차동 모드 신호는 증가된다. 도 11(c, d, e 및 g)은 차동 전류 감지를 수행하는 4개의 회로를 도시하는 반면, 도 11(f)는 도 11(e)의 회로에서 상기 감지 코일의 위치를 도시하며, 도 11(h)는 도 11(g) 회호에 사용된 노벨 트랜스듀서 어셈블리를 도시한다.

한 방법은 별도로 상기 트랜스듀서를 통해 간단히 상기 라인 전류 캐리어 도체를 통과한다. 즉, 상기 라인은 도 11(c)에 도시된 바와 같이 환상체 또는 실린더형 전류 트랜스듀서(109)내에서 교차한다. 다시 분로 캐패시터(110)는 이미 개시된 이유를 위해 업스트림에 부가될 수 있다. 감지 코일을 통해 라인 도체에 급전하는 것이 불편하다면, 고전력 응용의 경우가 될 수 있는 바와 같이 2가지 다른 방법이 여기에 개시된다. 도 11(d)에 도시된 첫째 방법은 고주파수 전류를 측정하기 위해 상기 분로 캐패시터(112)를 통해 흐르는 전류 트랜스듀서(111)를 사용한다. 상기 분로 캐패시터가 고주파수 전류에 대해 가상 쇼트를 제공하기 때문에, 상기 트랜스듀서(111)는 효과적으로 상기 아크 노이즈 전류(I_arc)를 측정한다. 그러나, 이런 방법은 상기 전력 소스와 부하로부터 시초하는 동일하게 고주파수 전류에 응답한다.

고전력 응용을 위한 두번째 시도는 도 11(e)에 도시된다. 이런 경우에, 단일 솔레노이드를 포함하는 트랜스듀서(113)는 업스트림 분로 캐패시터(114)와 함께 이들에 의해 형성된 평면에 직각으로 한쌍의 도체(115와 116) 사이에 배치된다. 도 11(e)의 단면도인 도 11(f)는 상기 도체(115, 116)로부터 상기 트랜스듀서(113)까지의 자계 관계를 도시한다. 도시된 바와 같이, 차동 전류는 도체(116)내로 흐르고 다시 도체(115) 외부로 흐른다. 상기 얻어지는 자계(117)는 상기 트랜스듀서(113)에 부가된다. 공통 모드 전류는 코일에서 반대 자계를 형성할 것이고 그러므로 상쇄된다. 상기 자계 세기가 거리에 비례하기 때문에, 상기 트랜스듀서(113)는 공통 모드 노이즈의 가장 완전한 거절을 위해 상기 2개의 도체(115와 116) 사이에 샌드위치되어야 한다. 이런 시도의 장점은 하나 이상의 간단한 RF 초크가 트랜스듀서(113_로서 사용될 수 있다는 것이다. 그러나, 상기 자기 경로가 밀폐되지 않았기 때문에, 또한 상기 트랜스듀서는 그것의 근처에서 벗어난 자계에 응답할 것이다.

상기 자계를 포함하는 추가 트랜스듀서 실시예는 도 11(g와 h)에서 118로 도시되어 있다. 이중-배럴 가루로된 철 코어(118)는 분로 캐패시터(119) 업스트림과 함께 상기 2개의 라인 도체(120과 121) 둘레에 배치된다. 도 11(h)에 도시된 바와 같이, 상기 라인 도체(120와 121)는 몰딩된 코어(118)내의 개구를 통해 공급되어, 그결과 상기 전류 흐름은 반대가 되는 반면, 상기 감지 코일(122)은 상기 중심 분할기 둘레에 감겨진다. 상기 권선 형태(118)가 직사각형이고 강자기 재료가 사용되기 때문에, 상대적으로 작은 차동 트랜스듀서가 이런 식으로 제조될 수 있다.

2. 아크 프로세서 회로

이미 개시된 바와 같이, 본 발명에 따른 아크 검출기는 아킹을 표시하는 패턴의 존재를 검출하기 위해 이미 개시된 프런트 엔드 회로중 하나로부터의 신호를 시험하며, 아킹 존재에 응답하는 여러 가지 출력을 형성하는 '아크 프로세서'를 포함한다. 가장 간단한 경우에, 상기 가변 주파수 검출기의 출력은 폭이 넓은 주파수 대역상에 존재하는 상기 신호 레벨이 백그라운드 신호 레벨보다 실질적으로 더 높다면 아킹이 존재하는가를 결정하기 위해 적분될 수 있다. 그러나, 이런 시도는 아킹과 존재할 수 있는 다른 광대역 신호, 이를테면 확산 스펙트럼 통신신호를 구별할 수 없다. 그러므로 아킹이 존재하는가를 결정하기 이전에 아크 노이즈내의 진폭 변화의 동기 갭 또는 다른 동기 패턴의 존재를 더 요구하는 것이 필요하다.

A. 임계값 방법

동기 갭 검출의 상기 임계값 방법은 검출된 신호를 고주파수 노이즈의 갭에 응답하는 2진 신호를 생성하는 임계값에 비교하는 것에 기초한다. 이런 2진 신호는 다음에 아킹이 존재하는가를 결정하기 위하여 본원 특허와 앞선 출원에 개시된 것들을 포함하여 다양한 소정 일시적 알고리즘 응용 중 하나를 사용하여 분석된다. 임계값 검출이 사용될 때, 상기 프로세서의 효과적 민감도는 표준 임계값 검출기의 민감도로 제한된다. 따라서, 정확히 갭을 검출하기 위하여 임게값 검출기를 최적화하는 것이 유리하다. 수개의 방법이 이것을 달성하기 위해 발전되고 있다.

제 1 방법은 평균 백그라운드 노이즈가 아크 노이즈에 관련하여 낮다면 상기 갭은 아킹 동안 노이즈의 변화보다 무척 더 낮은 진폭을 가진다는 것을 인정한다. 그러나, 선형 스케일에서, 아킹동안 상기 진폭 최소값은 수 퍼센트의 피크 진폭 만큼 낮게 될 수 있다. 간단한 임계값 검출기로, 상기 최적 임계값 레벨은 상기 피크 노이즈 진폭 퍼센트중 부분의 등급상에 있게될 것이다. 따라서, 한 개선은 아킹동안 발생하고 갭 신호를 효과적으로 증폭하는 진폭 변화를 압축하기 위해 비선형 거의 대수적 전달 응답을 가지는 임계값 검출기를 사용하여 이루어진다.

도 12(a)는 갭의 백그라운드 노이즈의 레벨 이상이지만 아크 노이즈의 최소값 이하로 설정되는 단일 임게값 검출 레벨(126)을 갖는 선형 스케일(125)상에 플롯팅된 전형적 아크 노이즈 신호(124)를 도시한다. 알 수 있는 바와같이, 상기 갭(123) 사이에서, 상기 아크 노이즈 신호는 상기 임계값 레벨(126)에 가깝게 접근한다. 이들이 일치한다면, 가짜 갭이 검출될 것이다. 도 12(b)는 대수적 스케일(128)상에 플롯팅된 동일한 아크 신호(127)를 도시한다. 도시된 바와 같이, 비선형 전달 특성은 아크 노이즈 변화를 압축하고 갭의 관련 높이를 연장하여 더 높은 임계값(129)이 설정될 수 있도록 하고 더 선명하고 더욱 확실한 스위칭 전이를 제공한다.

이런 비선형 전달 함수는 고주파수 대수적 증폭기를 사용하여 직접 수행될 수 있다. 그러나, 상기 가변 이득 증폭기상의 이득 제어가 전형적으로 재수적(또는 준-대수적)이기 때문에, 동일한 결과를 얻기 위하여 이런 특성을 사용하는 것이 편리하다. 일반적 AGC 회로에서, 상기 AGC의 시상수는 신호의 변화에 관련하여 크게 형성되고 그결과 상기 신호는 이득이 변화될 때 왜곡되지 않는다. 그러나, 상기 신호 변화 자체의 등급까지 상기 AGC 시상수를 감소함으로써, AGC 증폭기(88)(도 9)로부터의 AGC 출력 신호(89) 또는 AGC 증폭기(100)(도 10)로부터의 AGC 신호(102)는 상기 임계값 검출기에 입력 신호로서 사용될 수 있다. 상기 AGC 신호는 도 12(b)에 도시된 바와 같이 대수적 압축된 노이즈 신호(127)가 된다. 이것은 전체 주파수 응답이 상기 AGC 시상수를 변화함으로써 편리하게 조절될 수 있다는 부가 장점을 제공한다.

다시 도 12(b)를 참조하면, 상기 임계값 검출기의 비교기(그것의 회로망은 아래에 개시되어 있다)가 갭(123)에 응답하는 2진 신호를 생성하기 위하여 상기 아크 신호(127)를 임계값(129)에 비교하기 위해 제공된다. 그러나 상기 갭 동안 상기 실제 신호 레벨은 도시된 상기 레벨로부터 신중히 변화할 수 있는 백그라운드 노이즈이다. 따라서, 간단한 스태틱 임계값 검출상의 제 2 개선은 상기 신호 자체로부터 도출된 다이내믹 임계값을 사용한다. 상기 최적 임계값 레벨은 단지 상기 갭의 백그라운드 신호 레벨 이상에만 있고, 이것이 변화할 때 상기 임계값 레벨은 따라서 변화해야 한다. 이것은 빠른 개시와 느린 지연 시간으로 일반적 음의 피크 검출기에 상기 입력 신호(127)를 공급함으로써 간단히 달성될 수 있고, 그것의 출력을 사용하여 상기 다이내믹 임계값(130)으로서 고정된 오프셋(131)를 더한다. 132에 도시된 바와 같이, 상기 피크 검출기의 개시 시간은 상기 갭(123)의 전형적 길이와 관련하여 빨라야 하는 반면, 상기 지연 시간(133)은 1 - 10 라인 주기 상에서 무척 더 느려져야 한다. 물론, 아크 신호의 음피크(예를 들면, 최소값)보다 조금 적은 다이내믹 임계값을 생성하는 다른 회로가 동일한 장점으로 사용될 수 있다.

이제 도 13를 참조하면, 임계값 검출 방법을 사용하는 아크 프로세서의 일반화된 블록도가 도시된다. 로직 모듈(139)은 동기 갭이 본원 특허와 앞선 출원에 개시된 것들을 포함하는 다양한 소정 알고리즘 중 하나를 사용하여 존재하는지의 여부를 결정하기 위해 가변 주파수 프런트 엔드(도 9 또는 도 10에서와 같은)로부터 상기 입력 신호(140)를 분석하고, 아킹이 존재될 것이라고 결정된다면 하나 이상의 제어 출력을 발생한다. 예를 들면, 릴레이 또는 솔레노이드 트립 매커니즘(141)이 상기 부하에 대한 전류를 인터럽트하기 위해 제공될 수 있고, 상기 아크를 소멸시킨다. LED 또는 다른 시각적 표시기(142)는 아킹이 존재하지만 상기 검출기를 작동할만큼 충분히 지속되지 않을 때 뻔쩍거리게 하도록, 또는 다소의 소정 시간 간격 동안, 예를 들어 적어도 24시간에 걸쳐 아킹이 발생되었다는 것을 표시하도록, 및/또는 상기 차단기가 아킹에 응답하여 작동되었다는 것을 표시하도록 제조될 수 있다. 최종적으로, 청각적 호출 표시기(143)가 아킹이 검출되었다는 부가적 알람을 제공하도록 부가될 수 있다. 상기 디바이스가 예를 들어 전류 흐름을 인터럽트하도록 소용되는 회로 차단기로서 구성된다면, 스위치(144)는 사용자가 상기 유니트를 리셋하고 및/또는 시각적 또는 청각적 표시기를 리셋하는 편리한 수단을 제공하기 위해 사용될 수 있다.

로직 모듈(139)은 알맞게 내장 아날로그 대 디지털(A-D) 변환 능력을 가지거나 가지지않은 저비용 마이크로 프로세서가 될 수 있다. 선택적으로, 로직 모듈(139)은 분리된 로직 및/또는 아날로그 회로의 여러 가지 조합으로부터 제조될 수 있다. 최저 비용을 위해, 비교기(145)는 상기 입력 신호(140)를 이전에 개시된 바와 같이 음피크 검출기(147)에 의해 형성된 다이내믹 임계값(146)에 비교한다. 이런 경우에, 상기 입력 신호(140)는 갭의 존재에 응답하는 2진 신호(148)로 변환되고; 로직 모듈(139)은 아킹 패턴 특성이 존존재하는지, 이런 패턴이 잠재적으로 위험한 아킹이 존재한다고 결정할만큼 충분히 오래동안 지속되는지의 여부를 결정하기 위하여 상기 갭의 타이밍과 일시적 위치를 평가한다. 이런 수행은 상기 로직 모듈(139)이 적분 A-D 변환 능력을 가질것이 요구되지 않는다는 장점을 가지므로 비용이 더 낮아진다. 상기 입력 신호(140)는 바람직하게 이전에 개시된 바와 같이 가짜 갭의 수를 최소화하기 위하여 상기 프런트 엔드의 Log 출력으로부터 취해진다.

요구가 지나친 응용을 위하여, 적분 고속 A-D 변환 능력이 로직 모듈(139)로서 사용될 수 있다. 이런 경우에, 상기 입력 신호(140)는 직접 상기 마이크로 프로세서(139)상의 아날로그 입력(151) 내로 직접 공급될 수 있고 변환은 실질적으로 연속적으로 이루어질 수 있다. 다이내믹 임계값의 유도, 갭 폭과 위치 측정, 패턴 적분, 및 아킹이 존재하는지의 결정은 상기 입력 신호를 표현하는 바이트 스트림상에서 모두 수치적으로 수행된다. 부가적으로, 아래 2C 섹션에 개시된 바와 같은 동기 평균화는 직접 소프트웨어로 수행될 수 있다.

상기 입력(140)은 일반적 AGC가 프런트엔드, 또는 아래의 섹션 2B개시된 바와 같은 알고리즘에 사용된 경우와 같이 선형이 될 수 있다. 선형 모드가 사용된다면, 상기 AGC 레벨은 부가적으로 제 2 A-D 채널(152)에 입력될 수 있고 이런에 기록된 백그라운드 레벨에 실제 신호 레벨을 관련시키는데 사용된다. 공지된 노이즈 주파수와 비교하여 이것을 동기화하기 위하여, 주파수 제어 라인(150)은 램프 신호 발생기(예를 들며느 도 10의 92)를 리셋하기 위해 제공될 수 있고 그결과 프로세서 알고리즘으로 주파수 스위프를 동기화시킨다. 이런 식으로, 주파수 신호는 방송 무선 신호에 대응되는 것으로 알 수 있고 유사한 거울 소스는 아크 결정에서 고려된 신호로부터 제거된다.

제로 교차점 검출기(149)는 또한 선택적이고 선택된 알고리즘이 라인 주파수와의 동기화를 요구하거나 라인 주파수의 검증이 요구된다면 수행될 수 있다. 미국정부 출원에서, 일반적으로 분리 시간 에이스. 예를 들어 결정 발진기를 충분히 안정되게 하는 상기 라인 주파수는 동기성을 테스할 때 사용될 수 있다. 그러나, 동기화가 요구되지 않을때라도, 변화하거나 서로 다른 라인 주파수를 갖는 시골에 유용한 동일 디바이스를 제조하기 위하여 라인 주파수를 모니터링하는데 유용하게 될 수 있다.

마이크로 프로세서가 로직 모듈(139)을 수행하는데 사용된다면, 그것은 필요한 기능을 갖는 다수의 공통으로 이용가능한 단일 칩 프로세서 중 어떤 것이 될 수 있다. 외부 비교기 디자인을 위하여, 마이크로칩 테크놀로지의 모델 PIC16C54이 잘 동작한다. 4개의 적분 고속 A-D 채널을 갖는 이런 칩의 확장된 버전, 모델 PIC16C71은 직접 변환 디자인을 수행하는데 사용될 수 있다. 선택적으로, 모토롤라 68HC05 시리즈는 A-D 채널을 가지거나 가지지않고 광범위 능력을 제공한다.

B. 피크-적분 방법

이미 기술된 임계값 검출 방법 중 하나를 사용하여, 상기 마이크로 프로세서에 의해 수행된 소프트웨어 알고리즘은 일반적으로 특성 갭이 라인 주파수의 매 반주기마다 존재하는지, 아크 노이즈가 이런 갭을 제외한 어딘가에 존재하는지를 결정하다. 지속동안 상기 갭, 위험한 아킹은 1/4 주기 미만의 등급에 있고, 종종 반주기의 수 퍼센트만큼 짧다. 사실상, 짧은 지속 갭은 더 많은 지속 아킹을 표시하는데, 상기 갭이 좁을 때 전자가 아크가 재점화하기 전에 냉각될 기회를 가지지 않기 때문이고 그러므로 재점화 전압은 낮게 유지된다. 상기 갭이 넓어질 때, 상기 재점화 전압은 상승하고 상기 아크는 간헐적이 되려는 경향이 있다.

따라서, 본 발명에 따라 제공된 동기 갭 검출을 위한 제 2 방법은 스위프 주파수 검출된 신호의 충격 계수(즉, 노이즈가 임계값을 초과하는 동안 라인 주기의 비율)가 위험한 아킹동안 높은 반면, 상당한 백그라운드 노이즈의 주기 동안조차 그것의 충격 계수는 낮고, 아킹이 존재하는지를 결정하기 위해 이런 특성을 사용한다는 것을 인정한다. 더욱이, 이런 방법은 상기 갭이 더 짧아질수록 더욱 지속적이고 위험한 아킹이 있어 더 빠른 결정이 아킹이 존재한다는 것을 형성하여야 한다고 인정한다. 여기에 개시된 아크 검출의 피크 적분은 실행을 위해 마이크로 프로세서를 요구하지 않고 그러므로 본 발명에 따른 저비용 아크 검출기에 적당하다.

특히, 아킹은 노이즈 신호의 진폭이 접근하지만 100%에 도달하지 않는 상기 라인 주기의 부분동안 임계값을 초과하는지의 결정에 의해 확실히 검출될 수 있다. 다시 말해서, 고주파수 광대역 노이즈가 상기 라인 주기에 걸쳐 존재한다면(예를 들어, 충격 계수는 100%이다), 그것은 상기와 같이 아킹에 기인하는 노이즈가 갭을 나타내기 때문에 아킹 노이즈에 기인하지 않는다. 따라서, 전력 파형에 대해 실질적 동기성으로 동시에 강하하는 노이즈 진폭을 요구하는 동안 충격 계수를 모니터링하는 것은 아킹을 표시하는 노이즈 진폭내의 변화 검출의 다른 방법이다.

우선 도 15(a)를 참조하면, 상기 스위프 주파수 검출기의 알고리즘 검출된 출력(167)은 아킹이 없을때의 환경하에 나타나지만, 실질적 백그라운드 노이즈가 존재한다. 상기 도시된 피크는 스위프 주파수 검출기의 통과 대역이 거울 백그라운드 신호로 일시적으로 정렬될 때 이런 시간에 대응되는 것으로 도시된다. 알수 있는 바와 같이, 상기 충격 계수는 낮고 그러므로 평균 신호 레벨(168)은 대응적으로 낮다.

도 15(b)는 아킹 존재를 갖는 동일 출력을 도시한다. 상기 검출된 신호(169)가 대부분의 주기에 걸쳐 높기 때문에, 상기 충격 계수와 상기 평균 레벨(170)은 둘다 대응적으로 높다. 일반적으로, 평균에 더 가까울수록 상기 충격 계수는 더 높아진다. 즉, 더 높은 주파수 노이즈가 상기 라인상에 존재하고 그러므로 더많은 아킹이 존재한다는 것이다. 거꾸로, 평균이 음피크에 가까워질수록 백그라운드 간섭에 기인하여 더 많은 노이즈가 있다는 것이다.

효과적으로 도 15(a)와 도 15(b) 패턴을 효과적으로 구별하는 아킹 검출의 피크 적분을 사용하는 회로의 블록도는 도 14에 도시되어 있다. 상기 스위프 주파수 검출된 신호(153)의 로그(예를 들면, 도 9의 AGC 회로(88)의 출력 또는 도 10의 AGC 엘리먼트(100)의 출력(102))은 우선 캐패시터(154)를 통해 AC 결합되고 저항(156)을 통해 DC 접지(155)에 접지된다. 일반적 양과 음 피크 검출기(157과 158)는 각각 접지 기준(155)에 관련한 피크 신호 편위를 모니터링한다. 상기 피크 검출기의 출력은 작은 양의 오프셋 전압(V₀)와 함께 가산기(159)에 부가되어 일반적 반전 적분기(160)에 공급된다. 따라서, 상기 적분기(160)는 상기 라인상의 고주파수 에너지를 효과적으로 측정하여 상기 노이즈 신호의 충격 계수를 측정한다. 상기 적분기 출력(161)이 소정 임계값으로 상승된다면, 임계값 검출기(163)는 아킹이 존재한다는 것을 표시하여 작동할 것이다.

이런 회로의 동작은 도 15(c)와 15(d)를 참조하여 가장 잘 이해된다. 도 15(c)는 도 15(a)에 도시된 백그라운드 노이즈에 응답하여 피크 검출기(157, 158)의 출력에 대응하는 신호(172, 173)를 도시하는 반면, 도 15(d)는 도 15(b)에서와 같은 아킹 유도된 노이즈에 응답하여 상기 피크 검출기에 의해 제공된 신호를 도시한다.

도 14 회로의 동작의 분명한 특징은 다음과 같다. 우선, 상기 검출된 신호는 그것의 평균 값이 고정된 DC 기준으로 강제로 흐르도록 AC 결합된다. 이것은 도 15(c)와 15(d)에서 알수 있고 상기 검출된 신호(167과 169)의 평균(171)은 이제 접지에 있다.

둘째, 상기 신호의 편위, 즉 양과 음의 피크는 빠른 개시와 느린 지연 시간을 가지는 일반적 피크 검출기(157, 158)를 사용하여 접지에 관련하여 측정된다. 따라서, 도 15(c)에서, 상기 양 피크 검출기(157)의 출력(172)은 빠르게 위쪽으로 상기 신호(167)를 추적하고(도 15(a)에 비교하여), 다음에 다음 피크가 도달할때까지 느리게 쇠퇴한다. 상기 음 피크 검출기(158)의 출력(173)은 유사하게 상기 음피크를 추적한다. 이런 피크 검출기의 상기 쇠퇴 시상수는 한 라인 주기 이상의 등급상에 있어야 한다.

셋째, 상기 2개의 피크 검출기 출력은 159에서 합산된 다음에 접지에 관련한 전체 신호의 상기 양과 음 부분사이의 차이에 응답하는 출력(161)을 형성하도록 반전 적분기(160)에 공급된다. 즉, 상기 반전 적분기(160)의 출력은 상기 양 피크 영역, 예를 들어 음피크 영역, 즉 음피크와 접지 사이의 영역을 뺀 양 피크와 접지 사이의 영역에 비례하는 속도로 램프 또는 다운할 것이다. 따라서, 도 15(c)에 도시된 신호(172)에 의해 도시된 바와 같이, 적분기(160)의 출력은 전형적 백그라운드 신호에 응답하여 빠르게 램프 다운할 것이다. 거꾸로, 아킹 동안, 적분기(160)의 출력은 양 피크 영역을 뺀 음 피크 영역에 비례하는 속도로 램프 업 할 것이고, 도 15(d)의 신호(175)에 의해 도시된 바와 같이 아킹에 응답하여 빠르게 상승할 것이다.

어떤 입력 신호의 부재에서, 상기 합계는 막연할 것이고 그러므로 162에 공급된 작은 양의 바이어스 전압(V₀)은 상기 적분기 출력(161)이 그것의 대부분의 음값까지 느리게 램프 다운하도록 상기 가산기(159)의 출력에 접속된다. V₀는 1/10 최대 양 피크 검출기 전압의 등급상에 있어야 한다.

이런 간단한 연속적 아날로그 회로는 다음의 유리한 아크 검출 특징을 제공한다고 예기된다. 우선, 램프 업하는 적분기(160)의 출력을 위하여, 음의 피크, 즉 노이즈의 갭은 정기적으로 발생하여야 한다. 음피크가 충분히 자주 발생하지 않는다면(예를 들어 충격 계수가 100%에 도달한다면), 상기 음피크 검출기(158)의 출력은 접지로 쇠퇴할 것이고, 그결과 음 피크 영역에 도달하여 결국 적분기 램프 업 속도에 도달한다. 음피크가 너무 자주 발생한다면(예를 들어, 갭으로부터 구별될 때 드롭아웃 등에 기인하여), 상기 평균 값은 더 낮아지고 양 피크 영역을 증가시키고, 음피크 영역을 감소시키며, 마찬가지로 램프업 속도를 감소시킨다(또는 거꾸로). 위험한 아킹은 일관된 피크를 생성할 것이고, 도 14의 피크 적분 회로는 아킹을 확실히 검출할 것이다. 둘째, 상기 적분기 출력은 좁은 갭으로 더 빠르게 램프 업 할 것이다. 좁은 갭이 아킹 존재의 대부분의 표시이기 때문에, 이런 응답은 적당하다. 상기 갭 폭이 증가하기 때문에, 점진적으로 더 느린 속도에도 불구하고, 상기 갭 충격 계수가 램프 다운하기 시작할 50%(라인 주기의 1/4)가 될 때까지 상기 적분기 출력(161)은 계속 램프업 할 것이다. 더 큰 갭은 더 많은 때때로 일어나는 아킹의 표시이기 때문에, 아것은 확실한 아크 검출의 요구와 일치된다. 셋째, 양 피크의 진폭이 더 높아질수록 상기 신호가 백그라운드 신호로 이루어졌다는 것을 더욱 분명히 표시하고 결국 적분기 출력 램프 다운을 더욱 빠르게 한다. 넷째, 최종적으로, 상기 적분기는 상기 입력 신호의 진폭에 비례하는 속도로 램프 업 또는 램프 다운할 것이다. 결국, 아킹 패턴이 더욱 명확할수록 더빠른 응답이 있을 것이다.

도 14를 다시 다시 참조하면, 로직 모듈(165)은 상기와 같이 아킹이 존재한다고 결정된다면 하나 이상의 출력을 발생하는데 소용된다. 가장 간단한 수행에서, 이런 결정은 상기 임계값 검출기(163)로부터의 입력(164)이 능동화될 때마다 이루어질 것이다. 이런 경우에, 상기 로직 모듈(165)은 필요한 기능을 제공하도록 간단한 저비용 회로로 이루어질 수 있다. 이런 수행에서, 상당히 신뢰가능한 아크 검출을 수행하기 위해 마이크로 프로세서는 요구되지 않는다는 것에 주목하라. 그결과 매우 낮은 비용으로 상당히 신뢰가능한 아크 검출기가 제공될 수 있다. 상기 로직 모듈(165)은 아킹 결과의 지속 또는 반복에 기초된 추가 제한을 허용하도록, 또는 아킹의 존재에 대한 더욱 정교한 응답을 제공하기 위하여 마이크로 프로세서로 이루어질 수 있다. 더 요구가 지나친 응용을 위하여, 내부 A-D 변환기를 갖는 마이크로 프로세서가 직접 내부 A-D 채널 입력을 통해 상기 적분기의 출력를 모니터링할 수 있고, 그결과 소프트웨어 임계값과 응답 알고리즘을 수행한다.

피크 적분 갭 검출은 높은 백그라운드 간섭이 존재하더라도 주기 대 주기 변화와 지수적 검출 성능에 대한 높은 공차를 제공한다. 피크 적분 갭 검출 방법은 상기 갭이 상기 라인과 정확히 동기될 것을 요구하지 않는 반면, 상기 좁은 갭이 반주기당 한 등급상에서 실질적으로 직각으로 발생할 것을 요구한다. 특히, 피크 적분 검출이 전력 파형에 동기화된 갭에 대한 노이즈 신호를 모니터링함으로써 아킹을 검출하지않는 반면, 사실상 이런 회로는 단지 갭이 나타날 때 아킹이 존재한다는 것을 표시하며; 고주파수 노이즈가 100%에 도달한다면 상기 노이즈는 아킹보다는 다른 소스, 예를 들어 브러시 모터 등에 기인한다. 다르게 말하면, 피크 적분 모니터링은 상기 전력 파형에 실질적으로 동기하는 진폭의 변화 패턴에 대한 노이즈 모니터링을 구성하지만, 피크 적분 모니터링은 동기성을 검출하지 않는다. 동기 패턴에만 응답하는 피크 적분 방법을 변형하기 위하여, 더 요구가 지나친 응용에 요구될 수 있는 바와 같이, 동기 평균화 스테이지(아래의 섹션 2C에 개시되는 바와 같은)가 피크 적분 검출 이전에 부가될 수 있다. 이런 경우에, 상기 피크 적분 검출기에 대한 입력은 동기 컴포넌트만을 포함할 수 있고, 그결과 아크 검출은 상기 파형과의 노이즈내의 갭 동기성을 요구하게 될 것이다.

C. 동기 평균화

이전에 개시된 바와 같이, 특히 도 5(a)와 관련하여, 아킹에 의해 생성된 고주파수 노이즈는 단기간 랜덤 파동을 나타내고, 통상 주기로부터 주기까지 다수의 드롭아웃을 나타낸다. 임계값 검출 방법으로, 이런 드롭아웃은 부가적 가짜 갭으로서 나타날 것이고, 동기 갭의 검출을 더욱 어렵게 만든다. 그러나, 상기 드롭아웃이 위치와 폭에서 랜덤할때, 이들은 전력 파형에 동기하지 않고 임계값 검출 이전에 동기 평균화 스테이지를 삽입함으로써 쉽게 거절될 수 있다. 더욱이, 도 8에 관련하여 개시된 바와 같이, 동기 평균화는 상기 파형내의 동기 컴포넌트만을 통과하는 정합 필터로서 소용된다. 그러므로, 피크 적분 검출기 이전의 동기 평균화 스테이지는 상기 라인 주파수와 정확히 동기하는 커포넌트만을 통과시킬 것이고, 그결과 상기 검출 방법의 선택도를 증가시킨다. 선택적으로, 임계값 타입 검출기 이전의 동기 평균화 스테이지는 주기 대 주기 변화를 감소시킬 것이고, 더욱 확실한 갭의 일시적 임계값 검출을 수행한다.

동기 평균화(여기에서 사용된 바와 같은)는 연속 라인 주기의 동일한 관련 간격에서 취해지는 대응하는 샘플로 한 라인 주기의 균등한 간격에서 취해진 상기 검출된 신호의 다수의 순차적 아날로그 샘플로 참조된다. 이런 식으로, 라인 주기로부터 라인 주기까지 일관되게 존재하는 특징만이 평균화된 신호의 대응부상의 중요한 효과를 형성할 것이다. 거꾸로, 어떤 하나의 샘플에서 때때로 발생하는 드롭아웃은 적은 효과를 가질 것이다.

다른게 말하면, 동기 평균화는 전류 또는 전압 파형의 제로 교차점에 대하여 이들의 위상과 무관하게 라인 주파수에 동기하는 라인상에서 노이즈 패턴을 강조하고, 랜덤한 주기 대 주기 변화와 갭 지속의 변화에 무관하게 선명한 아크 노이즈 신호를 제공한다. 따라서, 아크 유도된 노이즈가 존재한다면, 하부 파형은 효과적으로 증폭될 것이고, 반면에 전력 파형에 동조하지 않는 무선 픽업 등으로부터의 백그라운드 노이즈는 감쇠될 것이고, 어떤 특별한 주기의 드롭아웃과 무작위성은 평균화될 것이다. 상기 효과는 다른 소스로부터의 노이즈에 대해 아크 유도된 노이즈 파형의 신호 대 노이즈 비를 증가시키는 것이다.

동기 평균화의 장점은 도 12(c)에 그래프적으로 도시되는데, 상기 동기적으로 평균화된 신호는 여러 가지 스테이지 전개, 즉 증가하는 라인 주기 수에 걸쳐 도시되어 있다. 트레이스(138)는 아킹이 없을 때 검출되는 전형적 평균화된 백그라운드 신호인 반면, 트레이스(134, 135 및 136)는 아킹이 시작된후 연속적 동기적으로 평균화된 신호(예를 들면, 상기 신호는 점차적으로 더 커지는 수의 연속 라인 주기에 걸쳐 평균화된다)를 도시한다. 아킹이 없을 경우, 거울 백그라운드 신호가 존재하더라도, 상기 스위프 주파수 검출기로부터의 신호는 단지 비동기 진폭 변화만을 포함하여 상기 출력(138)은 낮은 레벨로 유지된다. 아킹이 시작된후, 아크 노이즈는 3개의 동기 갭(137)에서만 제외하고 상기 라인 주기에 걸쳐 존재하고, 그결과 동기적으로 평균화된 신호(134)는 상기 갭(137)의 백그라운드 노이즈에 대하여 상승하기 시작한다. 아킹이 지속한다면, 상기 동기적으로 평균화된 신호는 상기 갭이 분명히 한정되는 안정된 레벨(136)에 도달할 때까지 135에 도시된 바와 같이 상기 갭동안 이외에 계속 상승한다. 이런 신호는 영구 전자회로의 로직 엘리먼트, 또는 이들의 조합을 포함하는 로직 모듈(139)(도 13) 또는 도 14(165)에 의해 쉽게 분석될 수 있다.

동기적으로 평균화된 출력 신호(136)와 전형적 입력 신호(예를 들어, 도 5(a))의 비교에 의해 도시된 바와 같이, 전자는 안정되고 후자에서 발생하는 드롭아웃과 갭 폭 파동을 나타내지 않는다. 특히, 상기 동기적으로 평균화된 신호(136)의 갭(137)은 많은 연속적 주기에 걸쳐 도 5의 노이즈 신호를 평균화한 결과이며, 그러므로 더욱 확실히 검출될 수 있다. 동기 평균화는 유사하게 노이즈 진폭의 변화에 대한 다른 동기 패턴, 이를테면 도 2(d)와 도 3(d)와 관련하여 개시된 '새들(saddle)' 또는 '보타이(bow-tie)' 패턴의 신호 대 노이즈 비를 증가시킨다. 상기 RF 엔벨로프 자체 대신에 동기 평균을 테스팅함으로써, 동기 갭 존재 또는 노이즈 진폭의 변화에 대한 다른 패턴을 위해, 아크 패턴의 검출은 평균 패턴 존재와 때때로 일어나는 주기 대 주기 변화의 공차에 응하여 이루어질 수 있다. 더욱이, 상기 동기 평균의 진폭은 아크 지속에 비례하고, 그러므로 아크에 의해 방사된 에너지, 및 아크에 의해 취해진 관련 화재 위험에 비례한다. 더욱이, 이미 개시된 바와 같이, 일시적 패턴 검출과 결합된 동기 평균화는 아크 유도된 노이즈의 스펙트럼 특성을 효과적으로 정합시킨다.

동기적으로 평균화된 파형이 상승하는 속도는 각각의 샘플이 평균화되는 라인 주기 수, 즉 평균화 시상수(t)에 의존한다. 상기 출력 신호(136)의 해상도는 전형적 갭 폭에 관련하여 짧을 수 있는 각 샘플의 시간 지속에 의존한다. 1초 등급의 평균화 시상수와 32마이크로초(512 샘플/라인 주기)의 샘플 폭이 거주지 응용을 위해 잘 작동하는 것으로 알려져 있다.

개시된 바와 같이, 동기적으로 평균화된 신호는 각 라인 주기에 걸친 N 순차적 샘플의 평균 세트이다. 그것은 아크 패턴이 교정 효과에 기인하여 비대칭이 될 수 있기 때문에 반주기 기간 대신에 완전한 라인 주기에 걸쳐 이런 세트를 취하는 것이 유리하다. 라인과 샘플 세트를 정렬할 필요는 없고, 단지 순차적 샘플 세트 사이의 시간이 라인 주기와 동일하는 것을 보장할 필요가 있다. 동기 평균화를 수행하기 위하여, 상기 시스템은 다른 아날로그 또는 디지털 저장기를 사용하여 수행될 수 있는 것처럼 적어도 N 평균 값을 저장할 수 있어야 한다.

상기 동기 평균을 취하는 하나의 편리한 수단은 적분 A-D 변환 능력을 갖는 마이크로 프로세서를 사용하는 것이다. 라인 주기당 N 순차적 아날로그 샘플(x_k)을 취하고, 아래에 도시된 식에 따라 연속 샘플의 지수적 런닝 평균(y_k)을 계산한다. k번째 시간 슬롯에 대한 평균(y_k)은 다음과 같다.

여기에서,

k = 전류 시간 슬롯의 수

y_k= 시간 슬롯 k내의 노이즈에 대한 전류 평균값

y_k-1= 시간 슬롯 k내의 노이즈의 이전 평균값

x_k= 전류 입력 샘플 진폭

τ = 시상수(초)

dt = 대응하는 샘플 사이의 시간, 즉 상기 라인 주기의 길이(초)

주거지 아크 검출을 위하여, N은 512로 설정될 수 있고 상기 시상수(τ)는 작동 전에 요구될 아킹의 지속에 의존하여 .016과 1초 사이가 된다. 인 주기(1/60 ㎐ = 16.67㎳)당 512 샘플로, 각각의 샘플은 16.67㎳/512 = 32.6 마이크로초 길이가 될 것이다. 이런 수학식에 따라 각각의 연속 샘플은 그것의 동기 시간 슬롯 값을 풀 업 또는 풀 다운 한다고 예기될 것이고, 그결과 각각의 샘플이 많은 라인 주기에 걸친 상기 시간 슬롯에 대한 평균을 표현하는 샘플링된 출력 파형을 생성한다.

이미 표시된 바와 같이, 마이크로 프로세서가 노이즈내의 일시적 패턴의 분석을 위해 제공된다면, 상기 마이크로 프로세서는 또한 동기 평균화를 수행할 수 있다. 동기 평균화를 수행하기 위한 다른 방법은 차례로 각각의 평균을 계산하기 위하여 가중된 가산기와 조합하여 N 평균을 저장하기 위해 일련의 아날로그 메모리, 소위 버킷 브리게이드 디바이스(BBD : bucket brigade device)의 사용을 이룬다. 이런 실시예에서, 상기 직력 아날로그 메모리는 차례로 각각의 새로운 값을 저장하도록 구성된 어떤 전하 결합된 아날로그 시프트 레지스터 디바이스가 될 수 있고, 직접적 피드백이 순환 알고리즘을 수행하도록 DC 오프셋 없이 순서대로 저장된 값을 출력한다. 동기 평균화를 수행하기 위하여, 상기 프런트 엔드로부터 검출된 신호 출력은 샘플링되고, 가중되며, 상기 수학식에 따라 상기 이전 라인 주기(예를 들면, 상기 BBD의 출력)로부터 가중된 샘플과 가산된다. dt와 τ가 고정되기 때문에, 상기 가중치는 일정하여 간단한 아날로그 가산기로 수행될 수 있다. 예를 들면, 0.25초가 되게 선택된 시상수(τ) 및 유사한 샘플 사이의 시간과 동일한 dt, 예를 들어 16.67㎳로, e^-dt/ 는 .095와 같고 (1-e^-dt/) 는 .065와 같다. 그러므로, 상기 BBD에 대한 각각의 새로운 입력은 0.095배 이전 평균 샘플(전형적 BBD 회로의 출력에 제공된)을 더한 0.065배 새로운 값의 합이 된다. 그러므로 상기 평균화된 값은 0으로부터 1까지의 스케일에 대하여 자동적으로 스케일링되고; 이런 스케일링은 동기 평균화의 각각의 실시예에 바람직하다. 이런 시도의 장점은 동기 평균화가 마이크로 프로세서 없이 수행될 수 있어 전체 검출기가 하나 또는 2개의 주문형 회로로 집적되는 저비용 응용 자체에 알맞게 한다는 것이다. 이런 수행은 본 발명의 범위내에서 고려될 수 있다.

아킹을 검출하기 위한 상기 동기적으로 평균화된 파형의 분석은 이미 개시된 본원 특허와 앞선 출원에 상세히 설명된 바와 같이 노이즈의 진폭 변화 패턴, 예를 들어 갭, 또는 보우타이 또는 새들 패턴의 존재를 위한 파형을 시험함으로써 수행될 수 있다.

3. 아킹 결합 인터럽터

아크 검출기가 붙박이 회로 개입 중단 능력을 갖는 아웃렛으로서 구성되는 본 발명의 한 바람직한 실시예는 상기 회로를 도시하는 도 16, 및 하나의 가능한 팩키징 시도를 도시하는 도 17(a)와 17(b)에 의해 상세히 도시되어 있다. 이런 실시예에서, 마이크로 프로세서는 요구되지 않는다. 상기 전체 아크 검출 능력은 단일의 저비용 집적 회로에 의해 제공된다. 이미 개시된 본 발명의 범위내의 여러 옵션으로, 이런 실시예에서, 상기 라인 전류는 감지되고; 가변 주파수 검출기는 공진 트랜스듀서를 사용하여 슈행되고; 아크 패턴 검출은 섹션 2B에 개시된 상기 피크 적분 방법을 사용하여 수행되며; 자기 테스트 회로는 기능 검사를 위해 포함된다.

도 6을 참조하면, 차동적으로 공급된 전류 트랜스듀서(176)(도 11(c)에 도시된 트랜스듀서가 될 수 있는)는 병렬 케이블 런 또는 무선 신호 수신으로부터의 결합에 의해 유입될 수 있는 것과 같이 공통 모드 신호를 감쇠시키는 동안 아킹에 기인하는 차동 모드 신호를 감지한다. 선택적 분로 캐패시터(177) 업스트림은 고주파수 아크 신호를 위한 낮은 임피던스 경로를 제공하고, 상기 트랜스듀서를 흐르는 전류를 최소화하고 업스트림에서 시초하는 신호를 분로하도록 소용된다. 이런 캐패시터(177)는 .001 - .05 마이크로패러드의 범위에 있어야 하고, 바람직하게 리드 인덕턴스를 최소화하는 피드스루 타입이다.

상기 트랜스듀서(176)는 60 ㎐ 부하 전류에 기인하는 포화를 방지하기 위하여 알맞게 가루로된 철 환상체 코어, 이를테면 마이크로메탈 T50-17 코어상에 감겨진다. 상기 2차의 전체 인덕턴스(178)는 24 게이지 막 절연된 자석 코어의 24개의 균등하게 배치된 권선을 사용하여 얻어질 수 있는 것과 같이 약 1.4 마이크로헨리가 되어야 한다. 이런 2차 인덕턴스(178)는 약 5 - 30 ㎒의 스위프 범위를 생성하도록 모토롤라 MVAM108 동조 다이오드(179)로 공진된다. 일반적 스위프 발생기(180)는 11 밀리초 주기의 톱니 파형과 상기 공진 주파수를 스위프하기 위해 0.5 - 11 볼트의 전압 스위프를 생성한다. 절연 저항(181)은 약 220 ㏀이고 상기 공진 탱크로부터 상기 스위프 발생기(180)를 절연하는데 소용된다. 상기 트랜스듀서(176)의 출력은 접지로부터 7개의 권선의 탭(182)으로부터 취해지고 차단 캐패시터(184와 185)를 통해 RF 증폭기(183)에 공급된다. 모토롤라 MC1350 가변 이득 차동 증폭기는 60 ㏈ 이득까지 제공하는 RF 증폭기(183)로서 사용될 수 있다. 검출은 일반적 AM 검출기(186)에 의해 수행된다. 점(187)에서 상기 검출된 RF 신호는 출력(187)에서 평균 신호 진폭 상수를 유지하기 위하여 상기 증폭기(183)의 이득을 제어하는 일반적 AGC 회로(188)에 공급된다. 이전에 개시된 바와 같이, 상기 AGC 시상수는 189에서 거의 대수적 AGC 출력 신호를 생성하도록 50㎲ 미만의 등급상에서 빠르게 형성되고, 상기 검출된 신호의 대수가 된다.

다음에 상기 로그 검출된 신호(189)는 캐패시터(190)를 통해 AC 결합되고 저항(191)을 통해 접지에 접지된다. 약 .1초의 시상수를 갖는 캐패시터(190)와 저항(191)은 상기 검출된 RF 엔벨로프의 평균값이 접지로 강제로 흐르도록 한다. 본 발명에 따른 아크 검출의 피크 적분 방법을 수행하기 위하여, 일반적 양의 피크 검출기(192)와 일반적 음의 피크 검출기(193)는 접지에 관련한 상기 피크 신호 편위를 모니터링한다. 이런 피크 검출기는 도 15(c)와 15(d)에 도시된 바와 같이 상기 RF 엔벨로프를 추적하기 위하여 빠른 개시 시간(10㎲ 미만)과 느린 지연 시간(약 22 ㎳)을 가지도록 디자인되어야 한다. 다음에 상기 2개의 피크 검출기의 출력은 가산기(195)에서 합산되고, 상기 합계는 반전 적분기(196)에 공급된다. 상기 적분기 시상수는 각각의 2개 피크 검출에 대해 약 10 ㎳가 될 수 있다. 이런 식으로, 상기 음 피크가 강할 때, 아킹 파형이 존재할때와 마찬가지로, 상기 적분기(196)는 램프 업 할 것이고; 양 피크가 강할 때 상기 적분기(196)는 램프 다운할 것이다. 양의 V₀(약 1/10번째 최대 양피크 검출기 출력)로부터 상기 가산기(195)까지의 제 3 입력(194)은 그것의 출력이 거의없는 신호 출력으로 낮게 유지되도록 상기 적분기(196)에 작은 바이어스를 제공한다.

상기 적분기 출력(198)이 소정 임계값 이상으로 상승한다면, 임계값 검출기(197)는 출력(199)상의 상태에 대한 로직 변화를 생성할 것이고, 상기 로직 모듈(200)를 통해 아크 표시기(204)를 턴온한다. 1초 등급의 시상수를 갖는 제 2 적분기(200)는 아킹이 위험을 제공할 만큼 오래 지속되는지를 결정하는데 소용된다. 상기 적분기(200)의 출력이 제 2 임계값 검출기(201)에 의해 설정된 임계값을 초과한다면, 상기 로직 모듈(203)은 상기 부하와 검출 회로 둘다에 대한 전류를 인터럽트하는 트립 솔레노이드(205)를 작동시킨다. 수동 리셋 버튼(206)은 상기 트립 매커니즘과 검출 회로를 리셋하기 위해 제공된다.

로직 모듈(203)은 상기 필수 기능을 제공하는 간단한 게이트 또는 분리 로직 장치가 될 수 있다. 선택적으로, 로직 모듈(203)은 아킹 결과의 지속 또는 반복에 기초된 추가 제한을 허용하도록, 또는 아킹 존재에 대한 더욱 정교한 반응을 제공하도록 저비용 마이크로 프로세서로 이루어질 수 있다. 다른 대안은 단지 소프트웨어로 개시된 아날로그 회로 기능의 일부 또는 모두를 수행하는 내부 A-D 변환 능력을 갖는 마이크로 프로세서를 사용하는 것이다.

전력 공급원(207)은 상기 검출 회로를 동작시키도록 상기 라인 전압을 낮은 전압 DC로 변환한다. 상기 전력 공급원은 상기 아날로그 신호 처리 스테이지의 접지 기준 해석과 일치될 수 있는 바이폴라 출력을 가진다. 그러나, 단일 전력 공급원을 제공하고 신호 경로를 위한 가상 접지를 사용하는 것이 더욱 경제적이다.

상기 디바이스가 잘 동작되고 있다는 것을 보증할 수 있도록 사용자에 의해 테스트될 수 있는 자기 테스트 능력을 제공하는 것이 유리하다. 도 16 실시예에서, 자기 테스팅은 사용자가 테스트 스위치(209)를 동작시킬 때 전류 트랜스듀서내의 부가적 권선을 통해 합성장치(208)에 의해 생성된 시뮬레이트된 아크 신호를 공급함으로써 달성된다. 이런 식으로, 상기 트랜스듀서, 상기 검출 회로, 및 상기 물리적 트리핑 매커니즘이 모두 테스트된다. 상기 아크 합성 장치(208)는 아래의 섹션 5에 개시되어 있다.

도 17(a)와 (b)는 이용가능한 접지 결함 인터럽터에 유사한 이중 아웃렛 밀봉체내에 도 16의 아킹 결함 인터럽터 회로를 하우징하기 위한 하나의 적당한 패키징 시도의 각각 측면도와 전방도를 도시한다. 몰딩된 플라스틱 케이스(210)는 상기 전체 어셈블리를 하우징한다. 나사 단자(211과 212)는 다른 쪽상의 2개의 유사한 단자와 접지 단자(도시 안됨)와 함께 라인, 부하 및 접지 도체에 접속부를 제공한다. 금속 홈(213)은 상기 케이스(210)를 둘레에 고정하고, 그결과 상기 디바이스는 일반적 아웃렛 박스내에 장착될 수 있다. 테스트 스위치(215)(도 16의 스위치(209)에 대응하는)는 상기 유니트를 테스트하기 위해 시뮬레이트된 아크 신호를 유입한다. 잘 동작하고 있다면, 상기 유니트는 트리핑하여 상기 리셋 스위치(216)(도 16의 스위치(206)에 대응하는)를 수동으로 리셋하여야 할 것이다. LED(217)는 콘택 아킹이 현재 발생하고 있다는 것을 표시한다.

도 16의 회로, 및 그것의 변형은 일반적 회로 차단기 밀봉체, 또는 통합 플러그-인 콘택 가닥상에 지지되는 DC 전력 공급을 위해 사용되는 모듈러 하우징 타입을 포함하는 다양한 다른 밀봉체내에 하우징될 수 있다.

4. 집안 전체 모니터

본 발명의 제 2 바람직한 실시예는 집안 전체를 모니터링하여 집안내에 초기 아킹이 존재할 때 사용자에게 경고하도록 구성된 아크 검출기이다. 이런 실시예에서, 상기 라인 전압은 부하 중심에서 또는 근처에서 감지되고; 헤테로다잉 아크 검출기는 입수가능한 라디오 컴포넌트를 사용하여 수행되고; 스위프 전압 발생, A-D 변환, 동기 평균화, 및 갭 측정은 마이크로 프로세서에 의해 제공되며; 아킹을 표시하는 진폭의 동기 변화 존재에 대한 노이즈 신호의 분석을 위해 본원 특허와 계류중인 출원에 의해 개시된 기술 중 어떤 것이 사용될 수 있다.

도 18를 참조하면, 상기 라인 전압은 RF 결합 변압기(219)와 절연 캐패시터(220)를 통해 동조된 RF 증폭기(218)에 결합된다. 이런 실시예에서, 상기 주파수 범위는 10 - 50 ㎒이고 상기 입력은 상기 부하 중심에 공급하는 상기 라인상의 고주파수 전압 신호 출현을 검출하도록 임피던스 정합된다. 전형적으로 주거지에 사용되는 표준 로맥스 타입 배선은 고주파수 전송 라인으로서 기능하고, 적절히 종결된다면 광대역 저항성 부하로서 여겨진다. 그러나, 전형적 거주지에서 여러 가지 회로의 상기 종결부와 라인 길이는 알수없고 상당히 변화할 수 있어, 주파수가 변화할 때 에기치않은 파괴적이고 추정적인 간섭을 초래한다. 결국, 단일 분배 회로에 따르는 어떤 점에서 상기 고주파수 임피던스는 예상할 수 없고 양호한 신호 전달을 위하여 정합하기 어렵다. 이것은 거주지 사용을 위한 전압 감지 검출기의 효율을 제한한다.

그러나, 상기 부하 중심은 아마 20 - 30 전달 라인의 별모양 구성의 중심과 같이 측정 대역에 걸쳐 10 - 30 Ω 등급상의 낮은 임피던스를 나타낸다. 하나의 전송 라인상의 부하 중심에 도달하는 어떤 고주파수 신호의 선택부는 다시 반사될 수 있고, 나머지 신호는 각 라인의 임피던스 특성에 따라 별모양 중심에 공급하는 모든 다른 라인에 의해 흡수될 것이다. 상당수의 효과적으로 독단적인 공진이 동시에 발생하기 때문에, 실질적 전력은 상기 부하 중심을 통해 전달되고, 상기 부하 중심에서의 충분한 수신이 효과적으로 광대역 주파수 범위에 걸친 전체 주거지를 모니터링하도록 한다. 따라서, 최대 신호 전달을 위해, 변압기(219)와 절연 캐패시터(220)를 결합하는 상기 증폭기(218)는 10 - 50 ㎒의 검출 범위에 걸쳐 약 10- 30 Ω의 입력 임피던스를 제공하도록 구성된다.

상기 동조 RF 증폭기(218)의 출력은 455 ㎑의 표준 IF 주파수를 생성하도록 믹서(220)내의 소스(219)로부터 로컬 발진기 신호와 믹싱된다. 상기 믹서(220)의 출력은 표준 동조 IF 증폭기(221)에 의해 증폭된 다음에 점(223)에서 상기 RF 입력의 엔벨로프를 생성하도록 간단한 AM 검출기(222)에 공급된다. AGC 스테이지(224)는 상기 신호 대 노이즈 비를 제한하고 최적화하기 위하여 일반적 방식으로 제어 라인(225)을 통해 상기 RF 증폭기(218), 상기 믹서(220), 및 상기 IF 증폭기(221)의 이득을 제어한다.

제어 라인(227)를 통해 상기 마이크로 프로세서에 의해 제어되는 디지털 대 아날로그(D-A) 변환기(226)는 상기 입력 RF 증폭기(218)와 상기 로컬 발진기(219) 둘다를 동조하는데 사용되는 라인(228)상의 제어 신호를 발생한다. 둘다 일반적 형태의 전압 제어된 동조를 달성하기 위하여 모토롤라 MVAM108과 같은 과도 분리 버랙터 다이오드를 사용한다.

5 -10 ㏁ 등급의 높은 값 저항(229)은 검출기(230)에 작은 양의 60 ㎐ 전류를 공급하는 동안 상기 라인으로부터 일반적 제로 교차점 검출기(230)를 절연하고, 따라서 동기화 펄스를 마이크로 프로세서(231)에 제공한다. 전력 공급원(232)은 직접 상기 라인으로부터 공급되며, 상기 검출기 회로에 낮은 DC 전압을 공급한다.

마이크로 프로세서(231)는 223과 232에 도시된 2개의 고속 아날로그 입력, 및 다수의 2진 입력과 출력을 포함한다. 단일 칩 프로세서중 마이크로칩의 PIC16C74 시리즈와 모토롤라의 68HC05 시리즈를 포함하여 부가적 지지용 하드웨어를 가지거나 가지지않고 이런 요구에 확실히 부합하도록 다양한 단일 칩 마이크로 프로세서가 사용될 수 있다. 표시와 제어 기능은 빨간색 상태 표시기(234), 노란색 상태 표시기(235), 녹색 상태 표시기(236), 아킹 표시기(237), 라인(238)에 의해 구동되는 청각적 호출 표시기(239), 및 라인(240)에 의해 마이크로 프로세서(231)에 접속된 사용자 입력을 위한 스위치(241)를 포함한다.

특히 바람직한 실시예에서, 상기 마이크로 프로세서(231)는 주기적 간격에서 교정 단계를 수행한다. 이런 단계에서 개별 주파수 부대역 또는 채널은 거울 신호, 이를테면 방송 무선 신호가 존재하는가가 식별된다. 순차적 아킹 모니터링 동작에서, 상기 식별된 부대역은 스킵된다.

이런 주파수 검출 단계는 상기 검출 범위에 걸쳐 상당한 수의 서로 다른 주파수의 각각에, 즉 전체 주파수 범위가 분할되는 부대역의 중심에 연속하여 믹서(220)를 공급하는 로컬 발진기(217)에 의해 포함된 상기 수신기를 동조하도록 상기 마이크로 프로세서를 프로그래밍함으로써 수행될 수 있다. 상기 마이크로 프로세서(231)는 D-A 변환기(226)에 대한 상기 제어 신호를 증분함으로써 이것을 수행하며, 따라서 로컬 발진기(219)에 대한 제어 전압을 증가시킨다. 8 비트 D-A 변환기(226)가 사용된다면, 256 부대역의 각각에서 검출된 신호의 진폭은 그러므로 연속적으로 측정될 수 있다. 그러므로 상기 전체 주파수 대역은 수 시간, 예를 들어 수개의 연속 라인 주기에 걸쳐 각 교정 단계에서 시험된다. 상기 동일한 부대역내의 실질적 백그라운드 신호가 각각의 시험에서 검출되는 경우에, 이것은 거울 협대역 신호, 이를테면 방송 무선 신호 등의 존재를 표시하며, 상기 마이크로 프로세서는 이것을 채널에 기록한다. 순차적 아킹 모니터링 동작에서, 상기 마이크로 프로세서는 상기 식별된 주파수 부대역을 나타내는 마찬가지로 선형인 스위프 패턴을 구성하도록 D-A 변환기(226)를 제어한다. 이런 주파수 검출 과정에서 백그라운드 노이즈의 안정된 소스는 실질적으로 제거되고, 아킹에 대한 검출 선택도를 증가시킨다.

물론, 상기 거울 소스가 상기 전력 파형에 동기화된 갭을 정상적으로 나타내지 않을 것이라는 것이 예기될 것이고; 따라서, 거울 신호는 주파수 검출과 갭 검출 둘다를 수행하는 시스템의 가짜 아크 유도된 노이즈로서의 출현으로부터 이중으로 배제될 것이다.

간섭성 백그라운드 노이즈가 존재하는 식별된 이런 채널을 가질 때, 바로 이전에 개시된 바와 같이, 상기 마이크로 프로세서(231)는 출력(223)상의 선형 검출된 신호에 대하여 동기 평균화를 수행(이런 실시예에서, 소프트웨어로)하는 동안 나머지 주파수 채널을 통해 상기 검출 주파수를 연속적으로 스위핑한다. 제로 교차점 검출기(231)로부터 상기 라인까지 그것의 동작을 동기화하는 상기 라인 동기 펄스를 사용하여, 프로세서(231)은 우선 상기 라인 주기를 512의 균일한 시간 슬롯으로 분할하고 512 값의 표를 구성하며, 그것의 각각은 연속적 라인 주기에 걸쳐 대응하는 시간 슬롯 동안 라인(223)상의 입력 신호의 지수적으로 가중된 런닝 평균을 포함할 것이다. 이것을 달성하기 위하여, 소프트웨어는 각각의 샘플을 획득하도록 디자인되고, 섹션 2C에 주어진 수학식에 따라 지수적으로 그것을 가중하며, 상기 표의 대응적으로 가중된 값, 즉 상기 이전에 저장된 값과 상기 가중된 새로운 샘플을 합산한다. 다음에 이런 합계는 갱신된 값으로서 상기 표에 저장된다. 이런 식으로, 상기 표는 입력(223)에서 나타나는 지수적으로 가중되고, 샘플링되고, 스케일링된 상기 RF 엔벨로프의 표현을 포함할 것이다.

개시된 바와 같이, 상기 아크가 지속한다면, 지수적으로 가중된 평균의 세트는 점차적으로 본 출원과 본원 출원과 앞선 출원에 개시된 일시적 분석을 사용하여 갭의 존재가 쉽게 테스트될 수 있는 안정된 아크 패턴을 한정할 것이다. 일반적으로, 상기 저장된 파형은 아킹 지속을 표시하는 예를 들어 라인 주기의 0° 내지 90°로 연장하는 소정 폭 범위내에서 각각 라인 주기당 2개의 갭 존재가 체크된다. 이런 패턴이 검출된다면, 상기 마이크로 프로세서(231)는 아킹이 존재한다고 결정하여 상기 아킹 표시기(237)가 뻔쩍거리게 한다.

정상 환경에서, 마이크로 프로세서(231)는 임의 노이즈가 위험한 아킹의 예측된 레벨 미만이라고 검출되도록 고려되어 요구된 조건에 부합되고 있다는 것을 표시하는 녹색 상태 전구(236)를 조명하고, 스위치, 램프 조광기 등의 정상 동작에 기인한다. 임의 아킹 결과가 소정 시간 제한을 초과한다면, 아킹이 위험하다고 입증할 수 있다고 표시하여 2개 라인 주기를 주장한다. 상기 마이크로 프로세서는 녹색 전구(236)을 끄고 노란색 전구(235)를 조명한다. 아킹의 지속과 주파수가 아킹이 명백히 위험하다는 것을 표시하는 제 2 임계 레벨을 초과한다면, 상기 마이크로 프로세서는 상기 노란색 전구(235)를 끄고 심각한 위험이 존재한다는 것을 표시하는 적색 전구(234)를 켠다. 이것이 발생할 때, 또한 마이크로 프로세서(231)는 상기 부하 중심에 주의를 환기시키고 위험 상주를 알리기 위하여 상기 청각적 호출 표시기(239)를 주기적으로 울린다. 다시, 상기 검출기는 수동으로 리셋하여야 하는데, 알람 상태를 소거하기 위해 상기 리셋 스위치(241)를 누룸으로써 상기 녹색 전구(236)를 리셋한다.

소프트웨어가 집주인에게 적당한 경고 제공을 수행할 수 있는 많은 방법이 있다고 이해하여야 한다. 필드 경험이 동작 모드를 임계값 제한이 최상이다. 아크 검출에 응답하여 취해지는 부가적 제어 활동, 예를 들면 아킹을 조사하기 위해 자동적으로 전기기술자를 호출하는 것도 본 발명의 범위내에 있다. 서로 다른 응용, 이를테면 사업 또는 사적에 대해 사용될 때, 상기 예고와 경영상의 필요는 다를 수 있고, 그결과 서로 다른 응답을 요구한다. 모든 이런 변화는 본 발명의 범위내에서 고려되어야 한다.

도 18의 회로에 대응하는 집안 전체 검출기의 적당한 물리적 실시예는 일반적 회로 차단기 하우징내에 형성되는 집안 전체 검출기의 측면도와 전면도를 각각 도시하는 도 19(a)와 (b)에 도시되어 있고, 이런 경우에 절대적으로 모니터로서 소용되고 그러므로 표준 트립 매커니즘을 요구하지 않는다. 이런 팩캐징의 장점은 상기 검출 회로가 상기 부하 중심 버스에 밀접하게 결합될 수 있다는 것이고, 그결과 최적의 검출 민감도에 대해 요구되는 낮은 임피던스 정합을 쉽게 달성한다. 상기 검출기는 단순히 상기 부하 중심의 빈 슬롯에 설치될 수 있다. 도 19(a)를 참조하면, 하우징(242)은 상기 위상 버스 중 하나 위에 있는 칩에 대해 표준 가닥 접속기(도시안됨)를 포함한다. 분리선(243)은 중립에 대한 접속을 위해 제공된다. 도 19(b)에 도시된 바와 같이, 상기 밀봉체의 전방은 상기 청각적 호출 표시기가 큰소리로 울리도록 하는 그릴(244), 3개 상태 표시기 전구(245-247), 아크 전구(248) 및 리셋 버튼(249)을 포함한다.

본 발명의 아크 검출기를 위한 대안적 유용한 팩키징 디자인은 집안 전체 검출기를 제공하기 위해 상기 부하 중심에 근접하게 배치된 아웃렛내로 플로깅될 수 있는 플라스틱의 '나이트-라이트(nite-lite)' 스타일 플러그-인 밀봉체, 또는 표준 전기적 미터와 그것의 홀더 사이에 삽입될 수 있는 삽입 링 디자인을 포함한다. 상기 후자 실시예는 그밖의 회로 상태 정보와 통신하는 전송기, 또는 특수화된 부하 중앙내에 직접 형성될 작은 표시 패널을 포함한다.

5. 자기 테스트를 위한 아크 노이즈 합성

광범하게 개시된 바와 같이, 지속적 아킹은 특성적으로 라인의 반주기당 하나의 동기 갭을 포함하는 광대역 노이즈를 초래한다. 따라서, 임의 개시된 아크 검출기를 테스트하는 효과적 방법은 검출기에 대한 아크 노이즈의 정확한 시뮬레이션을 제공하여 올바른 응답이 제공되는가를 결정하는 것이다.

아크 노이즈는 물리적 갭에 걸친 전하의 전자 사태 증가로부터 초래한다. 유사한 전자 사태 효과는 반전 바이어스 반도체 접합에서 무척 낮은 전류 레벨에 있더라도 전위 장벽에 걸쳐 발생한다. 결국, 적당한 전류 제한 수단을 수행함으로써, 반전 바이어싱된 반도체 접합의 전자 사태 증가에 의해 생성된 상기 노이즈는 안전하고 값싼 방식으로 특성 아크 패턴의 노이즈 컴포넌트를 시큘레이션하는데 사용될 수 있다. 아크유도된 노이즈, 상기 노이즈내의 동기 갭의 제 2 특징적 형태는 라인 전압으로부터 도출된 펄스로 상기 노이즈를 게이팅함으로써 시뮬레이션될 수 있다. 이런 식으로, 특징적 아크 패턴의 정확한 팩시밀리는 본 발명에 따른 테스팅 아크 응답 디바이스의 수단으로서 합성화될 수 있다. 자기 테스팅을 위한 하나의 아크 노이즈 합성기는 208에서 블록도 형태로 도 16의 회로내에 포함된다.

도 20은 간단한 아크 파형 합성기의 하나의 가능한 개략도를 도시한다. 다이오드(250)내의 반도체 접합은 항복에서 비파괴적 레벨로 전류를 제한하도록 소용되는 전류 제한 저항(251)을 사용하여 전압(V+)에 의해 다시 바이어싱된다. 상기 전압(V+)이 실질적으로 상기 접합(250)의 반전 항복 전압보다 더 높다면, 상기 접합은 전자 사태가 될 것이고, 선택된 디바이스에 의존하여 50 ㎒ 이상으로 확장하는 광대역 노이즈를 형성한다. 다음에 252에 제공된 상기 노이즈는 라인(256)상의 제어 입력에 응답하여 게이팅된 광대역 증폭기(253)를 통해 증폭된다. 상기 전압(또는 전류)(255)는 라인 주기당 요구된 폭 2배의 동기 펄스를 생성하도록 적당한 제로 교차점 검출기(254)에 공급된다. 이런 펄스가 게이트되고 상기 증폭기(253)는 동기 갭과 출력 라인(257)상의 시뮬레이션된 아크 파형을 생성하도록 온 오프한다. 적당한 버퍼링으로, 상기 시뮬레이션된 아크 신호는 전압 감지 아크 검출기에 전압으로서, 또는 전류 감지 아크 검출기에 전류로서 공급될 수 있다.

본 발명에 따른 아크 검출의 방법은 전기적 시스템에서 보통 고려된 노이즈가 무엇인지를 분석하는 방법에 해당한다고 앞선 개시로부터 예기될 것이다. 특히, 아킹은 실질적으로 연속적 주파수로 이루어지고 실질적으로 전력 파형의 제로 교차점에 대한 동기성으로 발생하는 그것의 진폭, 예를 들어 갭의 변화 패턴은 별개로 하고 연속 시간 지속으로 이루어지는 전력 파형 노이즈 상에 남는다. 주파수와 시간 도메인 둘다에서의 상기 유일한 아킹 특성은 본 발명에 따른 상당히 확실한 아크 검출을 위해, 즉 전력 라인상의 고주파수 노이즈의 다른 소스로부터 아크 유도된 노이즈를 구별하기 위해 사용된다.

예를 들면, 아킹이 광대역이라는 사실은 방송 무선 신호 등과 같은 거울 소스로부터 허구를 구별하는데 사용될 수 있다. 특히, 아킹 유도된 노이즈에 대해 모니터링된 전체 주파수 범위는 부대역으로 분할될 수 있다. 각각의 부대역내의 에너지 레벨은 거울 간섭의 존재를 결정하기 위하여 교정 간격에서 측정되고; 방송 무선 신호가 존재하는 이런 대역은 전체 노이즈 신호의 순차적 분석으로 무시될 수 있다. 물론, 검출되는 노이즈가 특별한 주파수상의 컴포넌트 존재를 위해, 또는 1/f 또는 핑크니스(pinkness) 특성을 위해 아킹에 기인하는지를 결정하는, 이를테면 무작위성에 대한 노이즈의 주파수 콘택을 시험하는 주파수 도메인의 다른 방법은 본 발명과 본원 특허와 앞선 출원에 개시된 바와 같이 본 발명의 범위내에 있다.

본 발명에 따른 시간 도메인으로 수행된 분석에 대하여, 아킹 유도된 노이즈는 신호 진폭이 아킹을 표시하기 위해 발명자에 의해 결정된 특정 패턴을 따를 것을 요구함으로써 넓은 대역폭 고주파수 노이즈의 다른 쇼트로부터 구별된다. 다시, 대부분의 실시예에서, 이것은 전력 파형에 대한 동기 갭의 검출을 포함한다. 이런 방법은 동기 평균화에 의해 추가로 개선될 수 있는데, 라인 주기는 다수의 시간 슬롯으로 분할되고, 다수의 라인 주기에 걸친 각 시간 슬롯내의 노이즈 진폭이 가산된다. 각 샘플 진폭의 지수적 가중은 특히 유리하다. 동기 평균화의 수행은 상기 갭이 다소 무작위하더라도 전력 파형에 동기하는 갭의 진폭 변화의 아래에 놓이는 어떤 개별 라인 주기에서 눈에 띄지 않는 패턴이 명확하게 나타나도록 한다. 동기 평균화는 전력 라인상의 다른 노이즈에 대해 아킹 유도된 노이즈 파형의 신호 대 노이즈 비를 효과적으로 증가시킨다.

또한 아킹을 검출하는 고주파수 노이즈의 시간 도메인 분석은 이미 개시된 피크 적분 방법을 포함하며, 여기에서 노이즈의 충격 계수, 즉 노이즈가 임계값을 초과하는 라인 주기의 비율이 측정된다. 라인상의 광대역 노이즈의 충격 계수가 접근하지만 100%에 도달하지 않는다면, 갭이 존재하지않고, 그결과 상기 노이즈는 다소의 다른 소스에 기인한다. 그러므로 상기 충격 계수가 피크 적분 방법에서 100% 도달하지않는 필요조건은 효과적으로 주기 갭이 검출되는 필요 조건이다.

그러므로 방금 개시된 바와 같은 주파수와 시간 도메인 기술에 따른 AC 전력 라인상의 고주파수 노이즈 처리는 노이즈의 다른 쇼트로부터 아킹 유도된 노이즈를 식별하는 유일한 방법이다. 본 발명은 아킹이 전력 파형상에서 임의 특정화된 시간과 주파수 도메인 특성의 고주파수 노이즈를 유도한다는 발명자의 실현의 수행을 포함한다. 본 발명에 따른 아킹 검출 방법은 결론적으로 아크 유도된 노이즈에 유일한 주파수와 일시적 특성에 대한 부합을 위해 전력 라인상의 고주파수 노이즈 분석 단계를 포함하며; 대응적으로, 본 발명에 따른 아킹 검출 장치는 시간과 주파수 도메인에서 특정화된 특성에 대한 부합을 위해 전력 파형상의 고주파수 에너지를 분석하기 위한 수단을 포함한다.

이상에서는 본 발명의 양호한 일 실시예에 따라 본 발명이 설명되었지만, 첨부된 청구 범위에 의해 한정되는 바와 같은 본 발명의 사상을 일탈하지 않는 범위 내에서 다양한 변형이 가능함은 본 발명이 속하는 기술 분야의 당업자에게는 명백하다.

Claims (51)

1. 주파수(F)와 주기(T=1/F)의 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 방법에 있어서,

   상기 라인 전류, 라인 전압, 또는 상기 라인으로부터 방출된 에너지를 파형으로서 모니터링하는 단계;

   F 보다 더 높은 상기 모니터링된 파형을 최소 통과 주파수를 가지는 협대역 가변 주파수 필터의 입력에 공급하는 단계; 및

   아킹을 표시하는 회귀 형태를 검출하기 위하여 시간 함수로서 상기 필터를 통과하는 상기 신호를 시험하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 방법.
2. 제 1항에 있어서, 소정 세트의 주파수를 통해 상기 가변 주파수 필터의 통과 대역을 스위핑하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 방법.
3. 제 2항에 있어서, 상기 신호가 상기 전력 파형상의 고주파수 에너지 진폭이 상기 필터가 스위핑되는 상기 주파수 대역상의 소정 최소값을 초과한다는 것을 표시한다면 상기 전력 라인상의 아킹에 기인하는 광대역 폭 노이즈가 존재한다고 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 방법.
4. 제 2항에 있어서, 상기 가변 주파수 필터의 통과 대역은 상기 전력 파형에 대해 비동기적으로 스위핑되는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 방법.
5. 제 1항에 있어서, 상기 아킹을 표시하는 회귀 형태는 상기 필터를 통과하는 신호의 진폭 변화의 패턴을 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 방법.
6. 제 5항에 있어서, 상기 필터를 통과하는 상기 신호 진폭의 변화 패턴은 상기 신호의 진폭이 상기 라인 주기 동안 다른 시간에서보다 적은 T/2의 정수 배수와 같은 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 방법.
7. 제 5항에 있어서, 상기 아킹을 표시하는 회귀 형태는 상기 필터를 통과하는 신로의 충격 게수를 측정하고, 상기 신호 진폭이 소정 임계값을 초과하는 상기 라인 주기의 비율을 결정함으로써 검출되며, 상기 충격 계수가 100%에 접근하지만 100%에 도달하지 않을 때 아킹이 존재한다고 결정하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 방법.
8. 제 7항에 있어서, 상기 충격 계수는,

   상기 신호를 기준 DC 레벨에 결합하는 단계;

   상기 기준 레벨상의 상기 신호의 양 피크 편위를 모니터링하는 단계;

   상기 기준 레벨미만의 음 피크 편위를 모니터링하는 단계; 및

   상기 음 편위의 절대값의 정수를 뺀 상기 양 편위의 절대값에 응답하는 상기 충격 계수에 대한 값을 제공하는 단계를 수행함으로써 측정되는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 방법.
9. 제 8항에 있어서, 상기 피크 편위는 빠른 개시와 느린 지연 특성을 가지도록 선택된 피크 검출기로 측정되는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 방법.
10. 제 1항에 있어서, 상기 회귀 형태는,

    상기 주기를 다수의 동일한 길이 부분으로 분할하는 단계;

    다수의 연속 라인 주기의 각 부분 동안 상기 필터를 통과하는 신호 진폭을 샘플링하는 단계;

    상기 주기 이전 동안 상기 신호의 대응하는 부분의 진폭과 함께 상기 필터를 통과하는 상기 신호에 대한 각 부분의 진폭을 합계하는 단계; 및

    동기적으로 평균화된 파형을 생성하도록 각각의 합계를 스케일링하는 단계를 포함하는 동기 평균화 이후에 검출되는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 방법.
11. 제 1항에 있어서, 협대역 통과 가변 주파수 필터의 입력에 대해 모니터링된 파형을 공급하는 단계와 상기 필터를 통과하는 신호를 시험하는 단계는 소정 범위의 주파수를 통해 스위핑하는 로컬 발진기 신호를 갖는 상기 입력 파형을 믹싱함으로써 수행되는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 방법.
12. 제 1항에 있어서, 협대역 통과 가변 주파수 필터의 입력에 대해 모니터링된 파형을 공급하는 단계와 상기 필터를 통과하는 신호를 시험하는 단계는 신호 증폭과 검출에의해 수반되는 상기 전력 라인상의 고주파수 신호를 검출하기 위하여 가변 주파수 동조된 트랜스듀서를 사용함으로써 수행되는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 방법.
13. 제 1항에 있어서, 주파수 선택 단계를 더 포함하는데, 상기 가변 주파수 필터를 통과하는 주파수 전체 범위의 식별된 부대역내의 주파수 신호는 아킹을 표시하는 회귀 형태의 존재를 위해 상기 필터를 통과하는 신호를 시험하는 단계 이전에 제거되는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 방법.
14. 제 13항에 있어서, 상기 주파수 선택 단계는,

    상기 주파수의 전체 범위를 다수의 부대역으로 분할하는 단계;

    각각의 다수의 연속 라인 주기 동안 상기 각각의 부대역내의 상기 파형상의 에너지 진폭을 측정하는 단계;

    상기 각각의 다수의 연속 라인 주기 동안 임계값 레벨 이상의 에너지가 측정되는 부대역을 식별하는 단계; 및

    아킹을 표시하는 패턴 존재를 위해 시험되는 상기 가변 주파수 필터를 통과하는 에너지에 대하여 상기 주파수의 전체 범위로부터 상기 식별된 부대역을 제거하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 방법.
15. AC 전기적 네트워크에서, 상기 네트워크내의 임의 전기적 콘택 아킹이 전력 공급 라인 상의 광대역 고주파수를 이중 인화하고, 상기 이중 인호된 노이즈의 진폭은 상기 AC 라인 주기에 동기된 정규 변화의 패턴을 나타내고, 상기 노이즈에 의해 나타난 패턴의 개선된 식별, 및 상기 패턴을 검출하기 위한 상기 라인상의 노이즈 동기 평균화 방법에 있어서,

    상기 라인 주기를 다수의 동일한 길의 부분으로 분할하는 단계;

    각각의 다수의 연속 라인 주기 동안 상기 노이즈 진폭을 샘플링하는 단계;

    연속 라인 주기의 대응하는 부분 동안 샘플링된 상기 노이즈 진폭을 합산하고 스케일링하여 동기적으로 평균화된 파형을 생성하는 단계; 및

    상기 라인 주기에 동기화된 상기 파형의 진폭내의 정규 변화 패턴을 배치하기 위하여 상기 동기적으로 평균화된 파형을 시험하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 노이즈 동기 평균화 방법.
16. 제 15항에 있어서, 상기 평균 진폭이 그것의 다른 부분 동안 보다 미만이 되는 동안 상기 동기적으로 평균화된 파형 부분의 일시적 폭을 측정함으로써 다른 소스에 기인하는 노이즈로부터 아킹에 기인하는 노이즈를 식별하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 노이즈 동기 평균화 방법.
17. AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 장치에 있어서,

    상기 라인 전압, 라인 전류, 또는 상기 라인으로부터 방출된 에너지 중 하나를 모니터링하여 그것으로부터 고주파수 노이즈를 추출하기 위한 수단;

    상기 추출된 노이즈 신호를 동기적으로 평균화하기 위한 수단을 포함하는데, 상기 평균화 수단은,

    상기 AC 라인 주기를 동일 길이의 다수 부분으로 분할하기 위한 수 단;

    연속적 라인 주기의 각각의 부분 동안 상기 노이즈의 진폭을 샘플링 하기 위한 수단; 및

    연속 라인 주기의 대응하는 부분동안 상기 샘플링된 상기 노이즈의 진폭을 합산하여 동기적으로 평균화된 노이즈 신호를 생성하는 수단 을 포함하며; 및

    상기 전력 라인상의 아킹을 검출하기 위하여 상기 동기적으로 평균화된 노이즈를 시험하기 위한 수단을 포함하고, 상기 시험 수단은,

    상기 AC 라인 주기에 동기화된 상기 노이즈진폭내의 정규 변화의 패턴을 배치하기 위하여 상기 동기적으로 평균화된 노이즈 신호의 부분을 서로 비교하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 장치.
18. 제 17항에 있어서, 상기 AC 전력 파형으로부터 고주파수 노이즈를 추출하기 위한 수단은 협대역 통과 스위프 주파수 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 장치.
19. 제 18항에 있어서, 주파수 함수로서 상기 필터를 통과하는 신호의 진폭을 평가하여 상기 전력 라인상의 아킹 존재에 기인하는 광대역 폭 노이즈가 상기 평가에 응답하여 존재하는가를 결정하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 장치.
20. 제 19항에 있어서, 아킹은 상기 필터를 통과하는 상기 신호의 진폭이 상기 필터가 스위핑되는 상기 주파수 범위에 걸친 소정 최소값을 초과한다면 결정되는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 장치.
21. 제 18항에 있어서,

    상기 필터가 스위핑되는 상기 주파수 범위에 걸친 주파수 부대역을 식별하기 위한 수단;

    다수의 연속적 라인 주기 동안 상기 부대역 각각에서 상기 에너지 진폭을 측정하기 위한 수단;

    상기 각각의 연속적 라인 주기 동안 소정 최소값을 초과하는 에너지가 존재하는 부대역을 식별하기 위한 수단; 및

    상기 필터에 의해 상기 파형으로부터 추출된 상기 노이즈로부터 상기 식별된 부대역내의 에너지를 제거하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 라인상의 전기적 아킹 존재 검출 장치.
22. 네트워크내의 임의 아킹이 상기 AC 전력 파형상의 광대역 폭 고주파수 노이즈를 이중 인화하고, 상기 이중 인화된 노이즈의 진폭이 상기 AC 전력 파형에 동기화된 정규 변화의 패턴을 나타내는 적어도 하나의 AC 전력 공급 라인을 가지는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치에 있어서,

    주파수 함수로서 상기 전력 파형상의 고주파수 노이즈를 시험하기 위한 주파수 도메인 분석 수단;

    시간 함수로서 상기 전력 파형상의 상기 고주파수 노이즈의 진폭에 비례하는 신호를 시험하기 위한 시간 도메인 분석 수단; 및

    (1) 상기 주파수 도메인 분석 수단이 상기 전력 파형상의 고주파수 노이즈가 아킹 유도된 노이즈의 소정 특성에 따르는 주파수 성분을 나타낸다고 결정하고, (2) 상기 시간 도메인 분석 수단이 상기 전력 파형상의 고주파수 노이즈의 진폭에 비례하는 상기 신호가 아킹 유도된 노이즈의 소정 특성에 따르는 진폭 변화의 소정 패턴을 나타낸다고 결정하면, 아킹이 존재한다는 신호를 제공하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
23. 제 22항에 있어서, 상기 시간 도메인 분석 수단은 상기 노이즈의 진폭에 비례하는 신호가 상기 전력 파형에 동기화된 진폭 변화의 소정 패턴을 나타내는가를 결정하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
24. 제 23항에 있어서, 상기 노이즈의 진폭 변화의 소정 패턴은 상기 노이즈의 진폭이 상기 라인 주기 동안 다른 시간에서보다 적은 갭을 포함하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
25. 제 22항에 있어서, 상기 시간 도메인 분석 수단은 상기 노이즈 진폭에 비례하는 신호가 제공되는 마이크로 프로세서를 포함하고, 상기 마이크로 프로세서는 시간 함수로서 상기 신호를 시험하고 상기 신호가 상기 전력 파형에 동기화된 진폭 변화의 반복적 패턴을 나타낸다면 아킹이 존재한다고 결정하도록 사용되는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
26. 제 25항에 있어서, 상기 마이크로 프로세서에 제공된 상기 노이즈 진폭에 비례하는 신호는 아날로그 신호이고, 상기 마이크로 프로세서는 내부 아날로그 대 디지털 변환 회로인 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
27. 제 26항에 있어서, 상기 노이즈의 진폭에 비례하는 상기 아날로그 신호는 대략 상기 노이즈 진폭의 대수인 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
28. 제 27항에 있어서, 상기 노이즈 진폭의 대수는 상기 노이즈에 응답하는 자동 이득 제어 회로로부터 도출되는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
29. 제 22항에 있어서, 상기 주파수 도메인 분석 수단은 상기 노이즈가 광대역 폭, 무작위성, 주파수에 반비례하는 진폭, 또는 소정 임계값 이상의 주파수 성분 존재에 대한 한 번 이상의 테스트를 만족한다면 아킹에 기인하는 고주파수 노이즈가 존재하는가를 결정하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
30. 제 29항에 있어서, 상기 파형상의 고주파수 노이즈는 협대역 통과 스위프 주파수 필터에 의해 그것으로부터 분리되며, 상기 주파수 도메인 분석 수단은 상기 필터의 출력을 분석하며,

    상기 필터가 스위핑되는 상기 주파수 범위에 걸쳐 주파수 부대역을 식별하기 위한 수단;

    다수의 연속적 라인 주기 동안 상기 각각의 부대역에서 상기 에너지 진폭을 측정하기 위한 수단;

    상기 각각의 연속적 부대역 동안 소정 최소값을 초과하는 에너지가 존재하는 부대역을 식별하기 위한 수단; 및

    상기 필터에 의해 상기 파형으로부터 순차적으로 추출된 상기 노이즈로부터 식별된 부대역냐의 에너지를 배제하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
31. 제 22항에 있어서, 상기 시간 도메인 분석 수단에 의한 시험 이전에 다수의 라인 주기에 걸쳐 동기적으로 평균화된 노이즈를 계산하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
32. 제 31항에 있어서, 상기 다수의 라인 주기에 걸쳐 동기적으로 평균화된 노이즈 신호를 계산하기 위한 수단은,

    상기 라인 주기를 다수의 동일 길이 부분으로 분할하기 위한 수단;

    다수의 연속 라인 주기의 각각의 부분동안 상기 노이즈 진폭을 샘플링하기 위한 수단; 및

    다수의 연속적 라인 주기에 걸쳐 대응하는 부분동안 샘플링된 노이즈 진폭을 합산하고 스케일링하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
33. 제 22항에 있어서, 상기 노이즈 진폭에 비례하는 신호가 진폭 변화의 소정 패턴을 나타내는가를 결정하기 위한 상기 시간 도메인 분석 수단은 아킹 유도된 노이즈의 소정 특성에 따르는 충격 계수를 측정하여 상기 충격 계수가 100%에 접근하지만 100%에 도달하지않을 때 아킹이 존재한다고 결정하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
34. 네트워크내의 임의 아킹이 상기 AC 전력 파형상의 광대역 폭 고주파수 노이즈를 이중 인화하고, 상기 이중 인화된 노이즈의 진폭이 상기 AC 전력 파형에 동기화된 정규 변화의 패턴을 나타내는 AC 전력 공급 라인을 가지는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치에 있어서,

    상기 전력 라인으로부터 고주파수 노이즈를 필터링하고, 임펄스와 거울노이즈로부터 상기 전력 라인상의 광대역 폭 노이즈를 식별하기 위한 스위프 주파수 대역 통과 필터; 및

    상기 출력 신호가 상기 전력 라인상의 아킹에 대한 특징적 패턴을 나타내는가의 여부를 결정하기 위하여 상기 스위프 주파수 대역 통과 필터로부터 출력 신호를 시험하기 위한 수단을 포함하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
35. 제 34항에 있어서, 상기 스위프 주파수 대역 통과 필터로부터 상기 출력 신호를 시험하기 위한 수단은 상기 전력 파형에 동기화된 상기 출력 신호의 진폭 변화에 대한 반복 패턴을 검출하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
36. 제 35항에 있어서, 상기 노이즈 진폭 변화의 반복 패턴은 상기 노이즈 진폭이 상기 전력 파형의 라인 주기 동안 다른 시간에서보다 작은 갭을 포함하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
37. 제 35항에 있어서, 상기 전력 파형에 동기화된 출력 신호의 진폭 변화의 반복 패턴을 검출하기 위한 수단은 아킹 유도된 노이즈의 소정 특성에 따르는 주파수 성분의 충격 게수를 측정하여 상기 충격 계수가 100%에 접근하지만 100%에 도달하지않을 때 아킹이 존재하는가를 결정하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
38. 제 34항에 있어서, 상기 스위프 주파수 대역 통과 필터로부터 상기 출력 신호를 시험하기 위한 수단은 상기 출력 신호의 진폭을 소정 레벨과 비교하여 그것에 응답하는 2진 출력 신호를 제공하기 위한 임계값 검출기 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
39. 제 38항에 있어서, 상기 임계값 검출기 수단은 상기 노이즈의 진폭을 상기 라인 주기 동안 상기 노이즈의 최소 레벨에 응답하여 다이내믹하게 변화하는 소정 레벨과 비교하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
40. 제 39항에 있어서, 상기 노이즈 신호는 임계값 비교 이전에 대수적으로 증폭되는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
41. 제 34항에 있어서, 상기 장치의 동작을 확증하기 위해 상기 전력 공급 라인상의 아킹 유도된 노이즈에 비교가능한 주파수와 일시적 특성을 나타내는 테스트 신호를 발생하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
42. 제 41항에 있어서, 상기 테스트 신호를 발생하기 위한 수단은 상기 전력 파형에 동기하는 신호에 응답하는 전자 사태 전도로 시뮬레이션되기 위한 역바이어싱된 반도체 접합부를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
43. 제 34항에 있어서, 다수의 라인 주기에 걸쳐 상기 스위프 주파수 대역 통과 필터로부터 상기 출력 신호의 동기 평균을 계산하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전기적 네트워크에서의 전기적 콘택 아킹을 검출하기 위한 장치.
44. 아킹이 전력 파형상의 시간으로 소정 변화를 나타내는 고주파수 노이즈를 남기는 AC 전력 분배 시스템내의 아킹 존재 검출 방법에 있어서,

    상기 전력 파형상의 노이즈 주파수가 아킹을 표시하는 소정 특징에 따르는가를 결정하기 위해 주파수 도메인 테스트를 수행하는 단계;

    상기 전력 파형상의 노이즈 진폭이 아킹을 표시하는 소정 패턴에 따라 변화하는가를 결정하기 위해 시간 도메인 테스트를 수행하는 단계; 및

    상기 주파수 도메인과 상기 시간 도메인 테스트가 둘다 만족되었을 때 아킹이 검출되었다고 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 분배 시스템내의 아킹 존재 검출 방법.
45. 제 44항에 있어서, 상기 주파수 도메인 테스트는 광대역 폭의 고주파수 에너지가 상기 필터를 통과하는 반면 상기 전력 파형상의 거울 에너지가 상기 필터로부터 필터링되도록 상기 AC 전력 파형의 기본 주파수보다 높은 최소 통과 주파수를 가지는 가변 주파수 필터를 사용하여 상기 AC 전력 파형을 필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 분배 시스템내의 아킹 존재 검출 방법.
46. 제 45항에 있어서, 상기 주파수 도메인 단계는,

    상기 가변 주파수 필터의 전체 통과 대역내에서 거울 신호의 주파수를 식별하는 단계; 및

    상기 전력 파형상의 노이즈 주파수가 아킹을 표시하는 소정 특징에 따르는가를 결정하기 이전에 상기 식별된 거울 신호의 주파수에 데응하는 주파수 에너지를 삭제하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 분배 시스템내의 아킹 존재 검출 방법.
47. 제 45항에 있어서, 상기 시간 도메인 테스트는 상기 가변 주파수 필터에의해 필터링되어지는 노이즈 신호상에서 수행되는 것을 특징으로 하는 AC 전력 분배 시스템내의 아킹 존재 검출 방법.
48. 제 47항에 있어서, 상기 시간 도메인 테스트는 상기 AC 전력 파형에 동기화된 그것의 진폭내의 패턴 존재를 위해 상기 가변 주파수 필터에 의해 필터링되어지는 상기 노이즈 신호를 시험하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 분배 시스템내의 아킹 존재 검출 방법.
49. 제 48항에 있어서, 상기 패턴은 상기 노이즈 신호의 나머지에 대하여 상기 노이즈 신호에 감소된 진폭의 갭을 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 분배 시스템내의 아킹 존재 검출 방법.
50. 제 49항에 있어서, 상기 시간 도메인 단계는 상기 노이즈 신호의 진폭이 임계값을 초과하는 상기 전력 파형의 부분을 측정하는 단계, 및 그것의 진폭이 시간에 걸쳐 정규적으로 변화하는지를 결정하기 위하여 상기 노이즈 신호를 시험하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 분배 시스템내의 아킹 존재 검출 방법.
51. 제 44항에 있어서, 상기 수행되는 시간 도메인 테스트에대하여 동기적으로 평균화된 노이즈 신호를 계산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 AC 전력 분배 시스템내의 아킹 존재 검출 방법.