KR101644881B1 - 무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기의 위치를 결정하기 위한 방법 및 이를 수행하기 위한 장치 - Google Patents

무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기의 위치를 결정하기 위한 방법 및 이를 수행하기 위한 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기의 위치 결정 방법에 관한 것이다. 상기 방법은 복수개의 기지국으로부터 소정 주기로 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호(Reference Signal)를 포함하는 사용자 기기 위치 결정 용 서브프레임을 수신하는 단계와; 상기 수신한 서브프레임에 포함된 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호를 이용하여 상기 서브프레임의 TOA(Time Of Arrival)을 측정하는 단계를 포함하고, 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴은 6x6 크기의 대각(diagonal) 모행렬(mother matrix)을 네 번 반복시켜 생성되고, 상기 기준 신호의 패턴은 상기 서브프레임의 OFDM 심볼 상에 매핑(mapping)되고, 공통 기준 신호(Common Reference Signal)가 전송되는 OFDM 심볼 상에 존재하는 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호는 천공된다.

Description

무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기의 위치를 결정하기 위한 방법 및 이를 수행하기 위한 장치{APPARATUS AND METHEOD FOR POSITIOING A USER EQUIPMENT}
본 발명은 무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기의 위치를 결정하기 위한 방법 및 이를 수행하기 위한 장치에 관한 것이다.
LTE 물리 구조
3GPP(3rd Generation Project Partnership) LTE(Long Term Evolution)는 FDD (Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 (type 1) 무선 프레임 구조 (Radio Frame Structure)와 TDD (Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조 (Radio Frame Structure)를 지원한다.
도 1은 타입 1 무선 프레임의 구조를 도시한다. 타입 1 무선 프레임은 10개의 서브프레임으로 구성되며, 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯(Slot)으로 구성된다.
도 2는 타입 2 무선 프레임의 구조를 도시한다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 해프 프레임 (half frame)으로 구성되며, 각 해프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(Guard Period; GP), UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며, 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 즉, 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.
도 3은 LTE 하향링크의 슬롯 구조를 나타낸다. 상기 도 3에 도시된 바와 같이 각 슬롯(slot)에서 전송되는 신호는
Figure 112010017593369-pat00001
Figure 112010017593369-pat00002
개의 부반송파(subcarrier)와
Figure 112010017593369-pat00003
개의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼(symbol)로 구성되는 자원 격자 (Resource Grid)에 의해 묘사될 수 있다. 여기서,
Figure 112010017593369-pat00004
은 하향링크에서의 자원 블록 (Resource Block; RB)의 개수를 나타내고,
Figure 112010017593369-pat00005
는 하나의 RB을 구성하는 부반송파의 개수를 나타내고,
Figure 112010017593369-pat00006
는 하나의 하향링크 슬롯에서의 OFDM 심볼의 개수를 나타낸다.
도 4는 LTE 상향링크 슬롯 구조를 나타낸다. 상기 도 8에 도시된 바와 같이 각 슬롯에서 전송되는 신호는
Figure 112010017593369-pat00007
Figure 112010017593369-pat00008
개의 부반송파와
Figure 112010017593369-pat00009
개의 OFDM 심볼로 구성되는 자원 격자에 의해 묘사될 수 있다. 여기서,
Figure 112010017593369-pat00010
은 상향링크에서의 RB의 개수를 나타내고,
Figure 112010017593369-pat00011
는 하나의 RB을 구성하는 부반송파의 개수를 나타내고,
Figure 112010017593369-pat00012
은 하나의 상향링크 슬롯에서의 OFDM 심볼의 개수를 나타낸다.
자원 요소(Resource Element)는 상기 상향링크 슬롯과 하향링크 슬롯 내에서 인덱스 (a, b)로 정의되는 자원 단위로 1개의 부반송파와 1개의 OFDM심볼을 나타낸다. 여기서, a는 주파수 축 상의 인덱스이고, b은 시간 축 상의 인덱스이다.
도 5는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상기 도 5에서 하나의 서브프레임 안에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분에 위치한 최대 3개의 OFDM 심볼은 제어 채널에 할당된 제어 영역에 대응한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리 하향링크 공유 채널(Physical Downlink Shared Channel; PDSCH)에 할당된 데이터 영역에 대응한다. 3GPP LTE 에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 예로는 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel)과 PHICH(Physical Hybrid ARQ Indicator Channel) 등이 있다.
채널 추정
무선통신 시스템 환경에서는 다중경로 시간지연으로 인하여 페이딩(fading)이 발생하게 된다. 페이딩으로 인한 급격한 환경변화에 의하여 생기는 신호의 왜곡을 보상하여 전송신호를 복원하는 과정을 채널 추정이라고 한다. 채널 추정을 위해서 일반적으로 송신 측과 수신 측이 상호간에 알고 있는 신호를 이용하여 채널 추정을 수행하게 된다. 상기 송신 측과 수신 측이 모두 알고 있는 신호를 파일럿 신호(pilot signal) 혹은 기준 신호(Reference Signal, 이하 RS라 하기로 한다)라고 한다.
직교주파수분할 전송방식을 사용하는 무선통신 시스템에서, 기준 신호는 모든 부반송파에 할당하는 방식과 데이터 부반송파 사이에 할당하는 방식이 있다.
채널추정 성능의 이득을 얻기 위하여 프리앰블(preamble) 신호와 같이 기준 신호만으로 이루어진 심볼을 이용한다. 이를 사용할 경우 일반적으로 기준 신호의 밀도가 높기 때문에, 데이터 부반송파 사이에 기준 신호를 할당하는 방식에 비하여 채널추정 성능이 개선될 수 있다. 그러나 데이터의 전송량이 감소되기 때문에 데이터의 전송량을 증대시키기 위해서는 데이터 부반송파 사이에 기준 신호를 할당하는 방식을 사용하게 된다. 이러한 방법을 사용할 경우 기준 신호의 밀도가 감소하기 때문에 채널추정 성능의 열화가 발생하게 되고 이를 최소화할 수 있는 적절한 배치가 요구된다.
수신기는 다음과 같은 과정으로 기준 신호를 이용하여 채널 추정을 수행한다. 수신기는 기준 신호의 정보를 알고 있기 때문에 수신된 신호로부터 수신기와 송신기 사이의 채널 정보를 추정한다. 수신기는 추정된 채널 정보 값을 이용하여 송신기에서 보낸 데이터를 정확하게 복조(demodulation)할 수 있다.
송신기에서 보내는 기준 신호를
Figure 112010017593369-pat00013
, 기준 신호가 전송 중에 겪게 되는 채널 정보를
Figure 112010017593369-pat00014
, 수신기에서 발생하는 열 잡음을
Figure 112010017593369-pat00015
, 수신기에서 수신된 신호를
Figure 112010017593369-pat00016
라고 하면 수신된 신호
Figure 112010017593369-pat00017
는
Figure 112010017593369-pat00018
과 나타낼 수 있다. 이때 기준 신호
Figure 112010017593369-pat00019
는 수신기가 이미 알고 있기 때문에 이를 이용하여 다음의 수학식 1과 같이 채널 정보(
Figure 112010017593369-pat00020
)를 추정할 수 있다.
Figure 112010017593369-pat00021
이때 기준 신호
Figure 112010017593369-pat00022
를 이용하여 추정한 채널 추정값
Figure 112010017593369-pat00023
는
Figure 112010017593369-pat00024
값에 따라서 그 정확도가 결정된다. 따라서 정확한
Figure 112010017593369-pat00025
값의 추정을 위해서는
Figure 112010017593369-pat00026
이 0에 수렴해야만 하고, 따라서 많은 개수의 기준 신호를 이용하여 채널을 추정하여야 한다. 많은 개수의 기준 신호를 이용하여 채널을 추정하면
Figure 112010017593369-pat00027
의 영향을 최소화할 수 있다.
3 GPP LTE 하향링크 시스템에서의 단말기 전용 기준 신호 할당 방식
상기에서 설명한 3GPP LTE가 지원하는 무선 프레임 구조 중에서 FDD에 적용 가능한 무선 프레임의 구조를 자세히 살펴보면, 10msec 동안의 시간에 한 개의 프레임이 전송되는데 이 프레임은 10개의 서브 프레임으로 구성된다. 하나의 서브프레임을 1msec 동안의 시간에 전송된다.
한 개의 서브프레임은 14개 혹은 12개의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)심볼로 구성되며 한 개의 OFDM심볼에서 부반송파의 개수는 128, 256, 512, 1024, 1536, 2048 중의 하나로 선정되어 사용된다.
도 7은 1TTI(Transmission Time Interval)가 14개의 OFDM 심볼을 갖는 표준 순환전치(normal Cyclic Prefix; normal CP)를 사용하는 서브프레임에 있어서 단말기 전용(user specific)의 하향링크 기준 신호 구조를 도시한 도면이다. 상기 도 7에서 R5는 단말기 전용의 기준 신호를 나타내며
Figure 112010017593369-pat00028
은 서브프레임 상의 OFDM 심볼의 위치를 나타낸다.
도 8은 1TTI가 12개의 OFDM심볼을 가지는 확장 순환 전치(extended Cyclic Prefix; extended CP)를 사용하는 서브프레임에 있어서, 단말기 전용의 하향링크 기준 신호의 구조를 도시한 도면이다.
도 9 내지 도 11은 1TTI가 14개의 OFDM 심볼을 갖는 경우 각각 1, 2, 4개의 송신 안테나를 갖는 시스템을 위한 단말기 공통의 하향링크 기준 신호의 구조를 도시한 도면이다. 상기 도 9내지 도 11에서, R0는 송신안테나 0에 대한 파일럿 심볼을 나타내며, R1은 송신안테나 1, R2는 송신안테나 2 그리고 R3는 송신안테나 3에 대한 파일럿 심볼을 가리킨다. 각 송신안테나의 파일럿 심볼이 사용된 부반송파에는 파일럿 심볼을 전송하는 송신안테나를 제외한 다른 모든 송신안테나와의 간섭을 없애기 위해 신호를 전송하지 않는다.
상기 도 7과 도 8은 단말기 전용의 하향링크 기준 신호의 구조로서 상기 도 9내지 도 11의 단말기 공통의 하향링크 기준 신호와 동시에 사용될 수 있다. 예를 들면, 제어정보가 전송되는 첫 번째 슬롯의 OFDM 심볼 0, 1, 2번에서는 상기 도 9내지 도 11의 단말기 공통의 하향링크 기준 신호를 사용하고, 나머지 OFDM 심볼에서는 단말기 전용의 하향링크 기준 신호를 사용 할 수 있다.
또한, 미리 정의된 시퀀스(예, Pseudo-random (PN), m-sequence 등)를 셀 별 하향링크 기준 신호에 곱하여 전송함으로써 수신기에서 인접 셀로부터 수신되는 파일럿 심볼의 신호의 간섭을 감소시켜 채널추정 성능을 향상시킬 수 있다. PN 시퀀스는 하나의 서브프레임내의 OFDM 심볼단위로 적용되며, PN 시퀀스는 셀 ID와 서브프레임 번호 그리고 OFDM심볼 위치, 단말기의 ID에 따라 다르게 적용될 수 있다.
하나의 일례로, 상기 도 9의 1Tx 파일럿 심볼의 구조의 경우 파일럿 심볼을 포함하는 특정 OFDM 심볼에 하나의 송신안테나의 파일럿 심볼이 2개 사용되고 있음을 알 수 있다. 3GPP LTE 시스템의 경우 여러 종류의 대역폭으로 구성된 시스템이 있는데 그 종류는 6RB(Resource Block) 내지 110 RB이다. 따라서, 파일럿 심볼을 포함하는 하나의 OFDM심볼에 1개의 송신안테나의 파일럿 심볼의 개수는
Figure 112010017593369-pat00029
이며 각 셀 별 하향링크 기준 신호에 곱하여 사용되는 시퀀스는
Figure 112010017593369-pat00030
의 길이를 가져야 한다. 이때,
Figure 112010017593369-pat00031
는 대역폭에 따른 RB의 개수를 나타내며 시퀀스는 이진 시퀀스(binary sequence) 또는 복소 시퀀스(complex sequence) 등을 사용할 수 있다. 아래의 수학식 2의
Figure 112010017593369-pat00032
은 복소 시퀀스의 하나의 일례를 보이고 있다.
Figure 112010017593369-pat00033
위의 수학식 1에서
Figure 112010017593369-pat00034
는 최대 대역폭에 해당하는 RB의 개수이므로 위의 설명을 따르면 110으로 결정할 수 있고
Figure 112010017593369-pat00035
는 PN 시퀀스로 길이-31의 Gold 시퀀스로 정의될 수 있다. 단말기 전용 하향링크 기준 신호의 경우 상기 수학식 2는 아래의 수학식 3과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112010017593369-pat00036
상기 수학식 3에서,
Figure 112010017593369-pat00037
는 특정 단말기가 할당 받은 하향링크 데이터에 해당하는 RB의 개수를 나타낸다. 따라서 단말기가 할당 받는 양에 따라 시퀀스의 길이가 달라질 수 있다.
상기 설명된 단말기 전용의 하향링크 기준 신호의 구조는 1개의 데이터 스트림(data stream)만 전송할 수 있으며, 단순 확장이 불가능하므로 다수의 스트림을 전송할 수 없다. 따라서, 단말기 전용의 하향링크 기준 신호의 구조는 다수의 데이터 스트림을 전송할 수 있도록 확장이 필요하다.
사용자 기기 위치 결정 방법( User Equipment positioning method )
사용자 기기 위치 결정은 최근 실제 생활에서 다양한 어플리케이션(application)으로 인해 여러 오퍼레이션으로부터 그 필요성이 증가하고 있다. 사용자 기기 위치 결정 방법 중 널리 알려진 방법은 크게 GPS 기반(Global Positioning System based) 방식과 지상 위치결정 기반(Terrestrial positioning based) 방식으로 분류할 수 있다.
GPS 기반 방식은 위성을 이용하여 사용자 기기의 위치를 측정하는 방식이다. 상기 GPS 기반 방식은 최소 4개 이상의 위성으로부터의 수신 신호가 필요하고, 실내 환경에서는 사용하지 못하는 단점이 있다.
한편, 지상 위치 결정 기반 방식은 기지국들로부터의 신호의 시간 격차(timing difference)를 이용하여 사용자 기기의 위치를 측정하는 방법이다. 상기 지상 위치 결정 기반 방식은 최소 3개의 기지국으로부터의 수신 신호가 필요하다. 상기 지상 위치 결정 기반 방식은 GPS 기반 방식에 비해 위치 추정 성능이 떨어지나, 거의 모든 환경에서 사용할 수 있다. 상기 지상 위치 결정 기반 방식은 주로 동기 신호(synchronization signal)나 기준 신호(reference signal)를 이용하여 사용자 기기의 위치를 추정한다. 상기 지상 위치 결정 기반 방식은 표준 별로 다음과 같은 용어로 정의된다.
UTRAN(UMTS Terrestrial Radio Access Network)에서는 OTDOA(Observed Time Difference Of Arrival)로 정의되고, GERAN(GSM/EDGE Radio Access Network)에서는 E-OTD(Enhanced Observed Time Difference)로 정의되며, CDMA2000에서는 AFLT (Advanced Forward Link Trilateration)으로 정의된다.
도 12는 3GPP 표준에서 사용되고 있는 지상 위치 결정 기반 방식의 일종인 하향링크 OTDOA 의 예를 도시한 도면이다. 현재 사용자 기기는 현재 서빙 셀(current serving cell)에서 전송되는 서브프레임을 기준으로 기준 클럭(reference clock)을 수행하기 때문에 이웃 셀(neighboring cell)들로부터 수신되는 신호들은 서로 다른 TDOA를 가지고 수신되게 된다. 이때, 상기 TDOA는 사용자 기기의 위치 결정 용 신호를 이용하여 측정될 수 있기 때문에, RSTD(Reference Signal Time Difference)로 명명될 수 있다.
도 13은 OTDOA를 이용한 사용자 기기의 위치 결정 방법의 예를 도시한 도면이다. 사용자 기기의 위치는 테일러 급수 확장(Taylor series expansion)을 이용한 선형 방정식(linearlized equation)을 풀어서 계산될 수가 있다(Y. Chan and K. Ho, "A simple and efficient estimator for hyperbolic location", IEEE Trans. Signal Processing, vol. 42, pp. 1905-1915, Aug. 1994 참고).
상기에서 언급한 사용자 기기 위치 결정 방법은 통상적으로 공통 기준 신호(Common Reference Signal: CRS) 혹은 동기 신호(Primary Synchronization Signal/Secondary Synchronization Signal: PSS/SSS)를 통해 수행될 수 있으나 상기 CRS 또는 PSS/SSS만으로는 우수한 성능 및 오퍼레이터의 조건(requirement)를 만족시키기 어렵다.
따라서, LCS((Location Service)를 위한 측정용 기준 신호의 도입이 필요하다. 여기서, 가로 방향은 OFDM 심볼 인덱스(index) 일 수 있고, 세로 축은 주파수 인덱스 혹은 부반송파 인덱스일 수 있다.
도 14와 도 15는 OTDOA 용 LCS를 위한 RS를 포함하는 서브프레임의 구조를 도시한 도면이다. 상기 도 14는 표준 순환 전치의 경우이고, 상기 도 15는 확장 순환 전치의 경우이다. 상기 도 14와 도 15에서, E-IPDL(Evolved-Idle Period Downlink) RS는 LCS를 위한 RS에 해당한다. 상기 LCS를 위한 RS는 PRS(Positioning Reference Signal)로 명명될 수 있다.
상기 도 14와 도 15에서, 가로 축은 OFDM 심볼 인덱스일 수 있고, 세로 축은 주파수 인덱스 또는 부반송파 인덱스일 수 있다. 상기 도 14와 도 15에 도시된 바와 같이 E-IPDL RS는 하나의 셀 입장에서 대각 행렬(diagonal matrix) 형태를 가진다. 상기 E-IPDL RS는 한 서브프레임 내에서 골고루 퍼트리는 구조로 이루어져 있다. 즉, 한 서브프레임 내에서 E-IPDL RS의 원소를(element)를 합칠 경우 전체 자원 요소 내에서 빠짐없이 전송되는 형태이다. 이때, 일정 자원 단위(주파수x심볼)에만 E-IPDL RS를 전송할 수 있고, 혹은 전 대역에 걸쳐서 E-IPDL RS를 골고루 전송할 수가 있다.
다른 셀에서는, E-IPDL RS를 주파수 축으로 하나씩 순환 천이(circular shift)시켜서 전송될 수 있다. 이 경우, 사용자 기기(Use Equipment) 입장에서 볼 때, 두 셀에서 전송하는 E-IPDL RS가 완전히 동기가 맞아서 수신되는 경우에 셀 간 충돌 없이 사용자 기기의 위치 측정을 수행할 수 있다. 즉, 셀 간에 E-IPDL RS의 패턴은 상이하게 구성하여 셀 간 RS 신호의 충돌 없이 사용자 기기의 위치 측정을 수행할 수 있다. 이때, 충돌이라 함은 두 셀에서 전송하는 서브프레임 상의 동일한 시간 및 주파수 자원 상에 동일한 RS 신호의 패턴이 위치하여 서로 간섭하는 경우를 의미한다.
상기 종래 기술에서 언급한 사용자 기기 위치 결정 방법은 동기 신호 또는 CRS를 이용하여 수행될 수 있다. 사용자 기기의 위치 결정 추정의 오차 정도는 전송되는 동기 신호 또는 기준 신호가 차지하고 있는 대역(bandwidth)에 비례한다. 다시 말하면, 시간 분해능(timing resolution)은 통상적으로 대역이 증가할수록 높아지게 된다. 따라서, 크게 다음의 두 단계를 통해 RS 측정을 수행한다.
(1) 동기 신호를 통해 심볼 시간 획득(symbol timing acquisition)을 수행하는 제1 단계.
(2) RS를 통한 시간을 분석(time resolution)하는 제2단계.
하지만, 사용자 기기가 서빙 셀(serving cell)에 매우 가까이 위치한 경우, 서빙 셀의 강한 전력(power)으로 인하여 이웃 셀(neighbor cell)의 신호가 ADC(Analog to Digital Converter)의 양자화(quantization)의 입도(granularity) 범위 이하로 수신되어 사용자 기기가 이웃 셀의 신호를 인식하지 못하는 문제가 발생할 수 있다. 즉, 가청성(hearability)의 문제가 발생할 수 있다.
이와 같은 문제를 해결하기 위하여, UTRA 표준은 서빙 셀의 모든 채널의 전송을 중단시키는 IPDL(Idle Periods DownLink) 이라는 기술을 제공하고 있다. 일반적인 미사용 기간(idle period)의 빈도는 매 100ms 당 1 슬롯(약 667us) 이다 (즉, 약 0.7%). 이 기간 동안 사용자 기기는 서빙 셀의 신호가 같은 주파수 대역 에서 매우 강하게 수신되는 경우라 할지라도, 이웃 셀의 파일럿 신호를 수신할 수가 있다. 또한, 서빙 셀의 신호 역시 제1 베스트 이웃 셀 신호의 미사용 기간(idle period)을 통해 보다 정확하게 측정할 수 있다.
하지만, 이러한 경우라고 할지라도 종래의 동기 신호 및 CRS(Commoon Reference Signal)/DRS(Dedicated Reference Signal)은 다른 사용자 기기들을 위해 전송하여야 하는 신호이므로, 상기 신호들을 전송하는 경우에 사용자 기기의 위치 측정 성능이 저하되는 문제가 발생할 수 있다.
또한, 상기 도 14 및 도 15와 같은 구조에서는 다중 셀로부터 수신된 LCS RS 신호들이 수신 동기가 틀어져서 수신될 수 있다.
도 16은 다중 셀로부터 수신된 LCS RS 신호들이 수신 동기가 틀어져서 수신된 상태를 설명하는 도면이다. 상기 도 16과 같이 수신 동기가 틀어져서 수신될 경우, 대각(diagonal) 구조는 모든 셀의 RS가 충돌할 위험이 커진다. 상기 도 16에서, 표준 순환 전치(normal Cyclic Prefix)의 경우를 가정하여 셀 A와 셀 B가 서로 다른 RS 패턴으로 전송하고 사용자 기기 측에서 한 OFDM 심볼만큼 오프셋이 발생하여 수신될 경우 RS 신호 간에 충돌이 발생할 수 있다. 이 경우 모든 RE에서 충돌이 발생하여 서로 다른 시퀀스를 사용한다고 하더라도 측정 성능이 저하되는 문제가 발생한다.
이와 같은 문제는 LCS RS만의 문제는 아니며, 일반적인 RS와 CoMP(Coordinated Multi-Point) RS에도 발생할 수 있는 문제이다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 다중 셀로부터 수신된 RS 신호들이 수신 동기가 틀어져서 수신되는 경우 RS 신호들이 충돌을 방지할 수 있는 RS 구조를 제공하는 것이다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 양상에 따른, 무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기의 위치 결정 방법은 복수개의 기지국으로부터 소정 주기로 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호(Reference Signal)를 포함하는 복수 개의 사용자 기기 위치 결정 용 서브프레임을 수신하는 단계와; 상기 수신한 복수개의 서브프레임에 포함된 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호간의 시간 차(Reference Signal Time Difference; RSTD)를 이용하여 상기 사용자 기기의 위치를 결정하는 단계를 포함하고, 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴은 6x6 크기의 대각(diagonal) 모행렬(mother matrix)을 네 번 반복시켜 생성되고, 상기 기준 신호의 패턴은 상기 서브프레임의 OFDM 심볼 상에 매핑(mapping)되고, 공통 기준 신호(Common Reference Signal)가 전송되는 OFDM 심볼 상에 존재하는 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호는 천공된다.
상기 모행렬은 코스타스(Costas) 어레이를 이용하여 생성될 수 있다.
상기 서브프레임에 있어서, 표준 순환 전치의 경우에, 시간 인덱스가 제일 작은 OFDM 심볼을 0번째 OFDM 심볼이라 할 때, 상기 0번째 OFDM 심볼부터 최대 3개의 OFDM 심볼이 하향링크 제어채널을 위해 사용되고, 3번째 이하의 OFDM 심볼은 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴을 위해 사용될 수 있다.
상기 서브프레임에 있어서, 확장 순환 전치의 경우에, 시간 인덱스가 제일 작은 OFDM 심볼을 0번째 OFDM 심볼이라 할 때, 상기 0번째 OFDM 심볼부터 최대 3개의 OFDM 심볼이 하향링크 제어채널을 위해 사용되고 4번째 이하의 OFDM심볼이 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴을 위해 사용될 수 있다.
상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴은 셀 별로 순환 천이(shift)되어 사용될 수 있다.
본 발명의 다른 양상에 따른, 무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기의 위치 결정 방법은 복수개의 기지국으로부터 소정 주기로 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호(Reference Signal)를 포함하는 복수개의 사용자 기기 위치 결정 용 서브프레임을 수신하는 단계와; 상기 수신한 복수개의 서브프레임에 포함된 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호간의 시간 차(Reference Signal Time Difference; RSTD)를 이용하여 상기 사용자 기기의 위치를 결정하는 단계를 포함하고, 상기 기준 신호 패턴은 모행렬(mother matrix)로부터 생성되고, 상기 모행렬의 적어도 하나 이상의 열 또는 행은 천공될 수 있다.
상기 모행렬은 상기 서브프레임이 표준 순환 전치의 경우에, 0, 2, 5, 9번째 열이 천공되고, 상기 서브프레임이 확장 순환 전치의 경우에, 0, 1, 2, 3, 6, 9번째 열이 천공될 수 있다.
상기 모행렬의 열 또는 행의 순환 천이(circular shift)를 통해 생성될 수 있다.
상기 모행렬은 코스타스 어레이(Costas array)를 이용하여 생성될 수 있다.
상기 모행렬은 상기 서브프레임의 부반송파의 개수보다 크기가 작고, 상기 모행렬을 순환천이한 행렬로부터 상기 복수의 기지국의 각각에서 전송되는 서브프레임에 포함된 상기 기준신호 패턴이 생성될 수 있다.
본 발명의 또 다른 양상에 따른 무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기는 복수개의 기지국으로부터 소정 주기로 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호(Reference Signal)를 포함하는 복수개의 사용자 기기 위치 결정 용 서브프레임을 수신하는 수신부와; 상기 수신부에 전기적으로 연결되고, 상기 수신한 복수개의 서브프레임에 포함된 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호간의 시간 차(Reference Signal Time Differrence; RSTD)를 이용하여 상기 사용자 기기의 위치를 결정하는 처리부를 포함하고, 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴은 6x6 크기의 대각(diagonal) 모행렬(mother matrix)을 네 번 반복시켜 생성되고, 상기 기준 신호의 패턴은 상기 서브프레임의 OFDM 심볼 상에 매핑(mapping)되고, 공통 기준 신호(Common Reference Signal)가 전송되는 OFDM 심볼 상에 존재하는 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호는 천공될 수 있다.
상기 모행렬은 코스타스(Costas) 어레이를 이용하여 생성될 수 있다.
상기 서브프레임에 있어서, 표준 순환 전치의 경우에, 시간 인덱스가 제일 작은 OFDM 심볼을 0번째 OFDM 심볼이라 할 때, 상기 0번째 OFDM 심볼부터 최대 3개의 OFDM 심볼이 하향링크 제어채널을 위해 사용되고 3번째 이하의 OFDM 심볼은 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴을 위해 사용될 수 있다.
상기 서브프레임에 있어서, 확장 순환 전치의 경우에, 시간 인덱스가 제일 작은 OFDM 심볼을 0번째 OFDM 심볼이라 할 때, 상기 0번째 OFDM 심볼부터 최대 3개의 OFDM 심볼이 하향링크 제어채널을 위해 사용되고 4번째 이하의 OFDM심볼이 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴을 위해 사용될 수 있다.
상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴은 셀 별로 순환 천이(shift)되어 사용될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, 서로 다른 셀로부터 사용자 기기의 위치를 결정하기 위하여 수신하는 기준 신호들의 동기가 틀어져서 수신되는 경우에도 원활하게 사용자 기기의 위치를 결정할 수 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 타입 1 무선 프레임의 구조를 도시한다.
도 2는 타입 2 무선 프레임의 구조를 도시한다.
도 3은 LTE 하향링크의 슬롯 구조를 나타낸다.
도 4는 LTE 상향링크 슬롯 구조를 나타낸다.
도 5는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 6은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 7은 1TTI(Transmission Time Interval)가 14개의 OFDM 심볼을 갖는 표준 순환전치(normal Cyclic Prefix; normal CP)를 사용하는 서브프레임에 있어서 단말기 전용의 하향링크 기준 신호 구조를 도시한 도면이다.
도 8은 1TTI가 12개의 OFDM심볼을 가지는 확장 순환 전치를 사용하는 서브프레임에 있어서, 단말기 전용의 하향링크 기준 신호의 구조를 도시한 도면이다.
도 9 내지 도 11은 1TTI가 14개의 OFDM 심볼을 갖는 경우 각각, 1, 2, 4개의 송신 안테나를 갖는 시스템을 위한 단말기 공통의 하향링크 기준 신호의 구조를 도시한 도면이다.
도 12는 3GPP 표준에서 사용되고 있는 지상 위치 결정 기반 방식의 일종인 하향링크 OTDOA 의 예를 도시한 도면이다.
도 13은 OTDOA를 이용한 사용자 기기의 위치 결정 방법의 예를 도시한 도면이다.
도 14와 도 15는 OTDOA 용 LCS를 위한 RS를 포함하는 서브프레임의 구조를 도시한 도면이다.
도 16은 다중 셀로부터 수신된 LCS RS의 수신 동기가 틀어져서 수신된 상태를 설명하는 도면이다.
도 17은 N=6인 경우에, 코스타스 어레이를 이용한 재사용 설계에 의한 행렬의 패턴을 도시한 도면이다.
도 18은 상기 도 17의 코스타스 어레이 패턴에 셀 ID를 할당한 결과를 도시한 도면이다.
도 19와 도 20은 도 18에 도시된 코스타스 어레이를 순환 천이하거나 퍼뮤테이션한 일례를 도시한 도면이다.
도 21은 N=10인 경우에, 코스타스 어레이에 의한 재사용 설계(reuse planing)에 의한 행렬에 셀 ID를 할당한 결과를 도시한 도면이다.
도 22는 표준 순환 전치의 경우에, N=12에 의해 생성된 셀ID/심볼 모듈로에 기초한 모행렬에서 천공되는 열을 도시한 도면이다.
도 23은 N=12에 의해 생성된 셀ID/심볼 모듈로에 기초한 모행렬을 서브프레임에 적용한 경우를 나타낸다.
도 24는 MBSFN 서브프레임에 N=12인 모행열을 적용한 예를 도시한 도면이다.
도 25는 표준 순환 전치의 경우에, 상기 도 22에 도시된 행렬을 오른쪽으로 2만큼 순환 천이한 결과를 도시한 도면이다.
도 26은 확장 순환 전치의 경우에, 상기 도 22에 도시된 행렬을 오른쪽으로 3만큼 순환 천이한 결과를 도시한 도면이다.
도 27은 상기 도 25의 행렬과 상기 도 26의 행렬을 각각 서브프레임에 적용하고, 천공을 수행한 결과를 도시한 도면이다.
도 28은 상기 도 25의 행렬을 MBSFN 서브프레임에 적용하고, 천공을 수행한 결과를 도시한 도면이다.
도 29는 표준 순환 전치의 경우에 N=12의 모행렬의 첫 번째 열을 서브프레임의 맨 마지막 CRS 심볼에 맞추어 천공을 수행하는 예를 도시한 도면이다.
도 30은 MBSFN 서브프레임에서, N=12의 모행렬의 첫 번째 열을 서브프레임의 맨 마지막 CRS 심볼에 맞추어 천공을 수행하는 예를 도시한 도면이다.
도 31은 N=12의 코스타스 어레이의 일례를 도시한 도면이다.
도 32는 상기 도 31의 코스타스 어레이를 서브프레임에 적용한 경우를 도시한 도면이다.
도 33은 상기 도 31의 코스타스 어레이를 MBSFN 서브프레임에 적용한 경우를 도시한 도면이다.
도 34는 표준 순환 전치의 경우에, N=6의 코스타스 기반 모행렬을 서브프레임에 적용하고, 천공을 수행한 일례를 도시한 도면이다.
도 35는 확장 순환전치의 경우에, N=6의 코스타스 기반 모행렬을 서브프레임에 적용하고, 천공을 수행한 일례를 도시한 도면이다.
도 36은 본 발명의 일 실시예에 따른 N=6의 코스타스 기반 모행렬을 서브프레임에 적용하고, 천공을 수행한 일례를 도시한 도면이다.
도 37은 본 발명의 일 실시예에 따른 N=6의 코스타스 기반 모행렬을 서브프레임에 적용하고, 천공을 수행한 일례를 도시한 도면이다.
도 38은 본 발명의 일 실시예에 따른 N=6의 셀ID/심볼 모듈로 기반 모행렬을 서브프레임에 적용하고 천공을 수행한 일례를 도시한 도면이다.
도 39는 본 발명의 일 실시예에 따른, 코스타스 어레이에 기반한 모행렬의 적어도 하나 이상의 열 또는 행이 반복되어 확장되는 형태를 도시한 도면이다.
도 40은 본 발명의 일 실시예에 따른, 셀ID/심볼 모듈로에 기반한 모행렬의 적어도 하나 이상의 열 또는 행이 반복되어 확장되는 형태를 도시한 도면이다.
도 41은 본 발명의 일 실시예에 따른, 코스타스 어레이를 이용한 미러링 매핑의 결과를 도시한 도면이다.
도 42는 주파수 재사용 6에 대한 본 발명의 일 실시예에 따른 PRS 패턴을 도시한 도면이다.
도 43은 시스템 대역에 따른 위치 결정의 성능을 도시한 도면이다.
도 44는 시변 PRS 패턴에 있어서 위치 결정 성능을 나타낸 도면이다.
도 45는 직교 주파수 재사용 6과 직교 시간 재사용 6에 대한 위치 결정의 성능을 도시한 도면이다.
도 46은 이상적인 시점 가정에 있어서, 서로 다른 PRS 패턴에 대한 성능 비교의 결과를 나타낸다.
도 47은 실질적인 시점 가정에서 서로 다른 PRS 패턴에 대한 성능 비교의 결과를 나타낸다.
도 48는 기지국과 사용자 기기에 적용 가능하고 본 발명의 방법을 수행할 수 있는 디바이스의 구성을 나타내는 블록도이다.
이하 본 발명에 따른 바람직한 실시형태들을 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시되는 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 돕기 위해 구체적인 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 알 것이다. 예를 들어, 이하의 설명에서 일정 용어를 중심으로 설명하나, 이들 용어에 한정될 필요는 없으며 임의의 용어로서 지칭되는 경우에도 동일한 의미를 나타낼 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일하거나 유사한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "…유닛", "…부" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
본 발명에서는 상기 과제를 해결하기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호(Reference Signal; RS)의 매핑(mapping)을 나타내는 소정의 모행렬(mother matrix)을 기초로 일정한 구간 내에(예를 들어, 서브프레임 또는 1 자원 블록) 상기 RS가 전송되도록 상기 모행렬을 확장하거나 일정한 구간 내에서 모행렬을 기초로 기준 신호를 매핑시키는 방법을 제안하기로 한다.
특히, 본 발명에서는 다음과 같은 형태의 RS의 구조를 제안하기로 한다.
(1) 모행렬의 적어도 두 개 이상의 열(column) 혹은 행(row)의 순서가 바뀌어 확장되는 형태
(2) 모행렬의 적어도 하나 이상의 열 또는 행을 천공(puncturing)하는 형태
본 형태는 모행렬의 적어도 두 개 이상의 열 또는 행의 순서가 바뀌어 확장되는 형태를 포함한다.
(3) 모행렬의 적어도 하나 이상의 열 또는 행이 반복되어 확장되는 형태
본 형태는 모행렬의 적어도 두 개 이상의 열 또는 행의 순서가 바뀌어 확장되는 형태를 포함한다.
(4) 기존의 RS 또는 공존하는 다른 종류의 RS(예를 들어, CRS 또는 DRS(Dedicated Reference Signal)를 고려하여 상기 다른 종류의 RS의 주파수 재사용(frequency reuse)을 모행렬의 적어도 하나의 열 또는 행에 해당되도록 배치하는 형태
본 형태는 나머지 열과 행은 순환 천이(circular shift)의 형태로 매핑될 수 있다.
(5) 기존의 RS 혹은 공존하는 다른 종류의 RS(예를 들어, CRS 또는 DRS)를 고려하여 적어도 하나 이상의 열을 다른 종류의 RS 주변에 반복하여 배치하는 형태
본 발명에서는 1)코스타스 어레이(Costas array)에 기반한 모행렬과 2)셀 ID/심볼 모듈로(symbol modular)에 기반한 모행렬을 가정하기로 한다. 하지만, 본 발명은 다음의 모행렬에 국한되는 것은 아니며 다양한 모행렬을 기초로 할 수 있다.
이하, 상기 1)코스타스 어레이에 기반한 모행렬과 2)셀 ID/심볼 모듈로에 기반한 모행렬에 대하여 각각 설명하기로 한다.
1) 코스타스(Costas) 에레이(array) 기반한 모행렬
코스타스 어레이를 만든 존 P. 코스타스(John P. Costas)의 이름을 딴 코스타스 어레이는 기하학적으로 n x n 체커판(checkerboard)의 눈(square)에 놓여 있는 n개의 지점(point)들의 한 세트로 간주될 수 있다. 따라서, 각 행 또는 열은 단 하나의 지점을 포함하고, 점(dot)들의 각 쌍 사이의 모든 n(n1-)/2 변위 행렬(displacement matrix)들은 구별된다. 이는 이상적인 'thumbtack auto-ambiguity function'으로 귀착되고, 소나(sonar) 또는 레이더(rader)와 같은 분야에서 유용하게 사용된다.
코스타스 어레이는 n x n 숫자 어레이로 표현이 가능하다. 이때 각 엔트리는 한 지점에 대해서 1이거나 한 지점이 없는 경우에는 0이다. 이진 행렬로 해석하면, 숫자 어레이는 각 열과 행이 각 행과 열에서 단 한 지점만을 포함하는 제한 요소를 포함하기 때문에, 퍼뮤테이션(permutation) 행렬이 될 수 있다. 따라서, 임의의 n에 대한 코스타스 행렬은 n차 퍼뮤테이션 행렬의 부분집합(subset)이다.
웰치(Welch)-코스타스 어레이 또는 웰치 어레이는 다음과 같은 방법을 이용하여 생성된다. 웰치-코스타스 어레이는 프라임 번호 p의 원시근 g를 취하고, 어레이 Ai,j = 1에 의해 어레이 A를 정의하고 그렇지 않은 경우에는 0으로 정의함으로써 구성된다. 그 결과는 p-1 크기의 코스타스 행렬이다.
예를 들어, 3은 5의 원시근(primitive root)이다. 이때 다음과 같음 모듈로 연산을 이용하여 코스타스 퍼뮤테이션을 구할 수 있다.
3^1 = 3
3^2 = 9 = 4 (mod 5)
3^3 = 27 = 2 (mod 5)
3^4 = 81 = 1 (mod 5)
따라서, [3,4,2,1]이 코스타스 퍼뮤테이션(permutation)이다. 보다 상세하게 설명하면, 이것은 지수 웰치(Welch) 어레이에 해당하며, 상기 어레이의 트랜스포지션은 대수적(logarithmic) 웰치 어레이에 해당한다.
도 17은 N=6인 경우에, 코스타스 어레이를 이용한 재사용 설계에 의한 행렬의 패턴을 도시한 도면이다. 즉, 상기 도 17은 6x6 코스타스 어레이 패턴을 나타낸다. 도 18은 상기 도 17의 코스타스 어레이 패턴에 셀 ID를 할당한 결과를 도시한 도면이다. 또한, 상기 도 18에 도시된 코스타스 어레이의 특정 열을 순환 천이하거나 퍼뮤테이션 하는 것도 가능하다. 도 19와 도 20은 도 18에 도시된 코스타스 어레이를 순환 천이하거나 퍼뮤테이션한 일례를 도시한 도면이다.
또한, 상기에서 설명한 방법을 이용하여, N=10인 경우로 확장할 수 있다. 도 21은 N=10인 경우에, 코스타스 어레이에 의한 재사용 설계(reuse planning)에 의한 행렬에 셀 ID를 할당한 결과를 도시한 도면이다.
한편, 이하 셀 ID/심볼 모듈로(symbol modular)에 기반한 모행렬을 설명하기로 한다.
2) 셀 ID/심볼 모듈로(symbol modular)에 기반한 모행렬
셀 ID/심볼 모듈로(symbol modular)에 기반한 모행렬은 다음의 수학식 4를 이용하여 생성할 수 있다.
Figure 112010017593369-pat00038
상기 수학식 4에서, Nsym은 한 서브프레임 내에서의 OFDM 심볼의 개수일 수 있고, nsubblock은 특정 범위 내에서 NxN 행렬의 개수일 수 있다. 여기서, 서브프레임 단위로 서브블록이 생성되면 nsubblock은 서브프레임 인덱스인 nSF일 수 있다. 또한, nSF는 모든 서브프레임에 대해 동일한 값을 가질 수 있으나, 본 발명에서는 다른 값을 갖는 것을 가정하였다. 또한 Np는 N보다 큰 정수 중 가장 작은 소수(prime number)일 수 있다.
또한, am은 셀 ID의 함수일 수 있다.
여기서, 셀 ID는 재사용된 셀 ID일 수 있다. 예를 들어, 셀 ID의 개수가 504개일 때, 본 발명에 적용하는 셀 ID는 N개의 재사용을 적용하였을 때 m=mod(n_cellid, N)으로 나타낼 수 있다.
이때, nsubblock 값은 특정 단위에 따른 호핑 패턴(hopping pattern)을 지정하는 것으로서, nSF뿐만 아니라 셀 ID와 함께 연계되어 정의될 수 있다. 예를 들어, nsubblock= nSF+셀 ID와 같이 지정하여, 서브프레임 단위로 RS 패턴이 셀 ID와 연계되어 호핑될 수 있다.
N=6인 경우의 일례는 다음의 수학식 5의 행렬과 같다.
Figure 112010017593369-pat00039
또한, N=10인 경우의 일례는 다음의 수학식 6의 행렬과 같다.
Figure 112010017593369-pat00040
또한, N=12인 경우의 일례는 다음의 수학식 7의 행렬과 같다.
Figure 112010017593369-pat00041
상기 1)에서 설명한 바와 마찬가지로, 본 경우에도 상기 행렬을 순환 천이 또는 퍼뮤테이션하여 모행렬을 생성하는 것이 가능하다.
이하에서는, 상기에서 설명한 모행렬을 기초로 상기에서 언급한 RS 패턴의 생성에 대하여 자세하게 설명하기로 한다.
우선, (1) 모행렬의 적어도 두 개 이상의 열(column) 혹은 행(row)의 순서가 바뀌어 확장되는 형태는 상기에서 설명한 순환 천이 또는 퍼뮤테이션을 통해 열 또는 행의 순서가 바뀌는 형태에 해당한다. 이때, 제어 채널 영역은 3개의 OFDM 심볼로 가정하였으나, 반드시 3개로 제한되는 것은 아니다.
(2) 모행렬의 적어도 하나 이상의 열 또는 행을 천공(puncturing)하는 형태
하나의 자원 블록(resource block)과 하나의 서브프레임 단위로 RS 패턴이 설계된다고 가정했을 때, 생성되는 모행렬의 크기는 시간 자원과 주파수 자원 중에서 큰 것을 기준으로 설계될 수 있다. 즉, 하나의 RB는 12개의 부반송파(subcarrier)로 이루어지고, 하나의 서브프레임은 제어 영역(control region) 및 CRS를 제외하고, 표준 순환 전치의 경우, 8개의 OFDM 심볼이고, 확장 순환 전치의 경우 6개의 OFDM 심볼이다. 따라서, N=12로 하여 설계할 수가 있다. 이 경우, 재사용에 의한 이득을 극대화할 수 있다.
또는, 생성되는 모행렬의 크기는 시간 자원과 주파수 자원 중에서 작은 것을 기준으로 설계될 수 있다. 예를 들어, 하나의 RB는 12개의 부반송파로 이루어지고, 하나의 서브프레임은 표준 순환 전치의 경우, 8개의 OFDM 심볼, 확장 순환 전치의 경우, 6개의 OFDM 심볼이다. 따라서, N=6으로 하여 설계할 수가 있다. 이 경우, 한 서브프레임에서는 비어있는 부반송파가 없으므로 시간 동기(timing synchronization) 시 다중 피크(multiple peak)에 의한 모호함(ambiguity)을 제거할 수 있다.
이하에서는 상기 코스타스 어레이 기반 및 셀 ID/심볼 모듈로 기반에 기초하여 설명하기로 한다. 다만, 경우에 따라서, 설명의 용이함을 위하여, 어느 하나에 대해서면 설명하기로 한다.
먼저, N=12에 의해 생성된 모행렬을 이용하는 방법을 설명하기로 한다.
도 22는 표준 순환 전치의 경우에, N=12에 의해 생성된 셀ID/심볼 모듈로에 기초한 모행렬에서 천공되는 열을 도시한 도면이다. 또한, 도 23은 N=12에 의해 생성된 셀 ID/심볼 모듈로에 기초한 모행렬을 서브프레임에 적용한 경우를 나타낸다. 상기 도 23에서 좌측은 표준 순환 전치의 경우에 해당하고, 우측은 확장 순환 전치의 경우에 해당한다. 상기 도 23에서, 표준 순환 전치의 경우에는 0, 2, 5, 9번째 열이 천공되고, 확장 순환 전치의 경우에는 0, 1, 2, 3, 6, 9가 천공된다. 이때, 천공되는 열은 셀 고유의 RS가 위치하는 영역 또는 제어 채널이 위치하는 영역이다.
이때, 마지막 열은 마지막 OFDM 심볼에 매핑되도록 구성한다.
한편, 도 24는 MBSFN(Multimedia Broadcast Single Frequency Network) 서브프레임에 N=12인 모행열을 적용한 예를 도시한 도면이다. 상기 도 24에서 0, 1번째 열이 천공된다.
또는 CRS를 혹은 CRS를 같이 PRS와 사용될 것을 고려하여 천공 시 시간 영역에서 다중 피크가 존재하지 않도록 설계할 수 있다.
특별히 CRS의 재사용 패턴을 고려하여 순환 천이와 함께 천공을 수행할 수 있다. 예를 들어, CRS의 재사용 패턴은 1 Tx의 경우, [0,1,2,3,4,5,0,1,2,3,4,5]T 이므로 이는 상기 셀 ID/심볼 모듈로 기반 모행렬에서 첫 번째 열(column 0)에 해당한다. 따라서, 첫 번째 열을 CRS 위치에 일치시키고 그것을 천공할 수 있다. 일례로 제어 채널 영역을 제외한 CRS 중 첫 번째 CRS 심볼(nsym=4)위치에 모행렬의 첫 번째 열을 일치시키기 위해 오른쪽으로 2만큼 순환 천이(cyclic shift)를 적용하고 해당 CRS 위치에서 천공을 수행할 수 있다.
도 25는 표준 순환 전치의 경우에, 상기 도 22에 도시된 행렬을 오른쪽으로 2만큼 순환 천이한 결과를 도시한 도면이다.
도 26은 확장 순환 전치의 경우에, 상기 도 22에 도시된 행렬을 오른쪽으로 3만큼 순환 천이한 결과를 도시한 도면이다.
도 27은 상기 도 25의 행렬과 상기 도 26의 행렬을 각각 서브프레임에 적용하고, 천공을 수행한 결과를 도시한 도면이다. 상기 도 27의 좌측은 확장 순환 전치의 경우에 해당하고, 상기 도 27의 우측은 확장 순환 전치의 경우에 해당한다.
또한, 도 28은 상기 도 25의 행렬을 MBSFN 서브프레임에 적용하고, 천공을 수행한 결과를 도시한 도면이다.
상기 도 25 내지 도 28과 같이, 상기 모행렬에 순환 천이를 수행하여 서브프레임에 적용하는 것이 가능하다.
또는, [0,1,2,...]T 의 첫 번재 열(column 0)을 서브프레임의 맨 마지막 CRS심볼 위치에 맞추어 천공할 수 있다. 도 29는 표준 순환 전치의 경우에 N=12의 모행렬의 첫 번째 열을 서브프레임의 맨 마지막 CRS 심볼에 맞추어 천공을 수행하는 예를 도시한 도면이다. 또한, 도 30은 MBSFN 서브프레임에서, N=12의 모행렬의 첫 번째 열을 서브프레임의 맨 마지막 CRS 심볼에 맞추어 천공을 수행하는 예를 도시한 도면이다.
한편, 코스타스 어레이에 기초한 모행렬을 생성하는 방법을 설명하기로 한다.
도 31은 N=12의 코스타스 어레이의 일례를 도시한 도면이다. N=12의 코스타스 어레이는 여러 종류가 가능하지만 도 31을 예로 든다. 도 32는 상기 도 31의 코스타스 어레이를 서브프레임에 적용한 경우를 도시한 도면이다. 상기 도 32의 좌측에 도시된 서브프레임은 표준 순환전치의 경우에 해당하고, 우측에 도시된 서브프레임은 확장 순환전치의 경우에 해당한다. 또한, 도 33은 상기 도 31의 코스타스 어레이를 MBSFN 서브프레임에 적용한 경우를 도시한 도면이다.
한편, N=12의 모행렬은 N=6으로부터 생성된 모행렬을 확장하고, 천공을 수행하여 생성할 수 있다. 이때, N=6의 모행렬을 서브프레임에 맞게 확장하는 것을 제외하고는 나머지는 상기에서 설명한 내용과 유사하다.
먼저, N=6을 기반으로 생성된 코스타스 기반 모행렬(도 17과 도 18 참조)에 의해 확장된 형태를 설명한다. 여기서, CRS의 재사용 (0,1,2...). (3,4,5,...)에 상응하는 열만이 천공되도록 사전에 미리 퍼뮤테이션시킬 수 있다. 이때, 적절한 열을 섞어서 매핑할 수 있다.
아래의 수학식 8는 코스타스 기반 모행렬의 일례를 나타낸다.
Figure 112010017593369-pat00042
상기 수학식 8의 모행렬을 확장하여 서브프레임에 적용할 수 있다. 도 34는 표준 순환 전치의 경우에, N=6의 코스타스 기반 모행렬을 서브프레임에 적용하고, 천공을 수행한 일례를 도시한 도면이다. 또한, 도 35는 확장 순환전치의 경우에, N=6의 코스타스 기반 모행렬을 서브프레임에 적용하고, 천공을 수행한 일례를 도시한 도면이다.
한편, 상기 수학식 8의 모행렬에 적절한 열 및 행의 퍼뮤테이션을 적용하는 것이 가능하다. 도 36은 본 발명의 일 실시예에 따른 N=6의 코스타스 기반 모행렬을 서브프레임에 적용하고, 천공을 수행한 일례를 도시한 도면이다. 상기 도 36의 좌측은 표준 순환 전치에 해당하고, 우측은 확장 순환 전치에 해당한다.
또한, 천공 되었을 때에 셀 ID 번호가 전 주파수 대역에 골고루 퍼지게 하는 것을 고려하여 모행렬을 서브프레임 상에 매핑할 수 있다. 도 37은 본 발명의 일 실시예에 따른 N=6의 코스타스 기반 모행렬을 서브프레임에 적용하고, 천공을 수행한 일례를 도시한 도면이다. 도 37에서 좌측에 도시된 서브프레임은 표준 순환 전치의 경우에 해당하고, 우측에 도시된 서브프레임은 확장 순환 전치의 경우에 해당한다.
한편, 셀ID/심볼 모듈로에 기초한 모행렬을 서브프레임 상에 적용할 수 있다. 도 38은 본 발명의 일 실시예에 따른 N=6의 셀ID/심볼 모듈로 기반 모행렬을 서브프레임에 적용하고 천공을 수행한 일례를 도시한 도면이다. 상기 도 38에서 좌측의 서브프레임은 표준 순환 전치의 경우에 해당하고, 우측의 서브프레임은 확장 순환 전치의 경우에 해당한다.
(3) 모행렬의 적어도 하나 이상의 열 또는 행이 반복되어 확장되는 형태
본 경우는 모행렬의 적어도 두 개 이상의 열 또는 행의 순서가 바뀌어 확장되는 형태를 포함한다.
이 방법은 주어진 자원보다 작은 모행렬을 확장함에 있어서, CRS와의 간섭 및 동기 시 다중 피크(multiple peak)를 제거(서브프레임에서 빈 부반송파가 없어야 함)하기 위한 요소들을 고려하여 확장하는 것이다. 이때, CRS 좌우 심볼에 CRS와 동일한 재사용 패턴(reuse pattern)의 열이 있으면 CRS와 PA-RS 간 간섭 문제를 해결할 수 있다. 도 39는 본 발명의 일 실시예에 따른, 코스타스 어레이에 기반한 모행렬의 적어도 하나 이상의 열 또는 행이 반복되어 확장되는 형태를 도시한 도면이다. 또한, 도 40은 본 발명의 일 실시예에 따른, 셀ID/심볼 모듈로에 기반한 모행렬의 적어도 하나 이상의 열 또는 행이 반복되어 확장되는 형태를 도시한 도면이다.
(4) 미러링 매핑(mirroring mapping)
주어진 자원 보다 작은 N의 모행렬을 확장함에 있어서 미러링 형태를 이용하여 확장할 수가 있다. 다시 말하면, N의 모행렬을 반복시킬 때 반복되는 경계에서 반사되어 대칭되도록 매핑할 수 있다. 단순 반복을 통하여 확장을 할 경우에는 충돌하는 패턴이 동일한 반면, 반사를 통한 확장은 충돌을 다른 부반송파로 랜덤화(randomization)시킬 수 있다. 또한, 주파수 영역으로 확장하는 경우에는 상반부의 행렬의 매핑 순서의 역순으로 매핑할 수 있다. 도 41은 본 발명의 일 실시예에 따른, 코스타스 어레이를 이용한 미러링 매핑의 결과를 도시한 도면이다. 상기 도 41에서 좌측의 서브프레임은 표준 순환 전치의 경우에 해당하고, 우측은 확장 순환 전치의 경우에 해당한다.
한편, 사용자 기기의 위치 추정을 위한 PRS 패턴은 다음과 같이 생성할 수 있다. 주파수 재사용이 6인 영우에, 슬롯
Figure 112010017593369-pat00043
에 있어서 PRS 시퀀스
Figure 112010017593369-pat00044
는 위치 측정을 위한 복소 변조 심볼(complex-valued modulation symbol)
Figure 112010017593369-pat00045
에 다음의 수학식 9에 따라 매핑된다.
Figure 112010017593369-pat00046
상기 수학식 9에서,
Figure 112010017593369-pat00047
는 PCI를 나타내며,
Figure 112010017593369-pat00048
는 하향링크 대역(downlink bandwidth)를 나타내며,
Figure 112010017593369-pat00049
는 최대 하향링크 대역(downlink bandwidth)를 나타낸다.
도 42는 주파수 재사용 6에 대한 본 발명의 일 실시예에 따른 PRS 패턴을 도시한 도면이다.
한편, 상기 PRS 패턴의 성능을 시뮬레이션하기 위한 내용을 설명하면 다음과 같다.
기본 시뮬레이션 파라미터들은 다음의 표 1에 나타난 바와 같다. CRS와 PRS가 함께 사용될 수 있을지라도, 순수한 PRS 성능의 관점에서 서로 다른 제안들을 비교하기 위하여 PRS만이 위치 결정에 사용된다. Es/Iot와 RSRP(Reference Signal Received Power)가 각 셀에 대한 가청성(hearibility)를 측정하기 위하여 사용자 기기 측에서 측정된다. Es는 원하는 신호의 신호 에너지(energy), It는 간섭 신호의 파워 스펙트럴 밀도(power spectral density)로서 통상적으로는 SINR이라고도 불린다.
Parameter Assumption
Cell layout Hexagonal Grid, wrap around
Inter-Site distance 1732 m
Antenna gain 15 dBi (3-sector antenna as defined in TR 36.942)
Distance-dependent pathloss L=128.1+37.6log10(R) (R in km)
Carrier frequency 2 GHz
Penetration loss and UE speed Indoor: 20 dB, 3 km/h for 1732m (Case 3)
Carrier bandwidth 1.4, 3, 5, 10, 20 MHz
eNB power 46 dBm
UE noise figure 9 dB
Lognormal shadowing standard deviation 8 dB
Shadowing correlation Between sites 0.5
Between sectors 1
Correlation distance of shadowing 50 m
Channel model ETU
Network synchronization Synchronous
Cyclic prefix Normal CP
Positioning subframe Normal subframe
Number of transmit antennas 1
CRS pattern Rel-8
PRS pattern FIGURE 42unless otherwise mentioned
CRS transmission Always ON
PRS boosting Dependent on PRS pattern
Used RS for OTDOA measurement PRS only
Number of receive antennas 2
Periodicity of positioning subframe 320ms
Number of accumulated consecutive subframes for positioning subframe 1, 2, 4
Number of PDCCH symbols 3
RS sequence Pseudo-random QPSK
Probability of data blanking in positioning subframe 100%
CRS/PRS transmission probability 100%
Cell ID planning Planned, Unplanned
Es/Iot threshold -14dB
RSRP threshold -127dBm
Max number of sites for OTDOA measurement 10
Timing measurement Replica based, coherent combining within a subframe
Timing measurement window (1) Ideal timing assumption: around ideal timing (for comparison of different PRS patterns)
(2) Practical timing assumption: 10km (for all cases)
측정 결과가 문턱 값을 만족시키면, 감지된 셀에 대하여 추정된 시점의 정확성을 연구하기 위하여 리플리카 기반(replica_based) 시점 측정이 수행된다. 위치 결정의 성능은 가청성과 추정된 시점의 정확성에 의존한다. 시점의 정확성은 PRS 패턴 및 시퀀스의 자동 상관(auto correlation) 또는 크로스 상관(cross correlation)에 의존한다. 반면, 가청성은 시간 및 주파수 재사용에 의존한다. 서로 다른 PRS 패턴으로부터 자동상관 프로파일의 영향을 연구하기 위하여, 시점 관측 창(timing search window)에 의존하는 두 가지 가정을 고려하기로 한다.
1) 이상적인 시점 가정
시점 측정은 가장 빠른 경로에 대응하는 이상적인 시점 위치 부근에서 수행된다. PRS 패턴 때문에 자동 상관 특성을 거의 반영할 수 없다. 위치 결정의 성능은 가청성에 주로 의존할 것이다.
2) 실질적인 시점 가정
시점 관측 창(timing search window)은 10km까지이다. 위치 결정의 성능은 시점 정확성에 있어서, 자동 상관 성능에 의해 부분적으로 영향을 받는다. 따라서, 위치 결정의 성능은 PRS 패턴에 대하여 가청성과 시점 정확성 모두에 영향을 줄 것이다.
상기 내용에 따르면, PDCCH 심볼의 가능한 개수는 시스템 대역이 3Mhz 이상인 경우에는 3개이고, 3Mhz 미만인 경우에는 4개이다. 이 경우에, 위치 결정 성능을 저하시키지 않기 위하여 사용자 기기의 동작은 2가지가 존재한다. 첫 번째는 사용자 기기는 항상 최대 PDCCH 심볼을 가정하는 것이고 두 번째는 PDCCH 심볼의 개수에 대한 관련 파라미터가 사용자 기기에게 시그널링(signaling)되는 것이다. 상기 첫 번째는 PRS 패턴을 설계하는 것이 명확한 반면, 상기 두 번째는 시그널링을 위한 추가적인 오버헤드가 필요하다. 또한, 성능의 이득에 있어서 상기 두 번째는 명확하지 않다. 따라서, 상기 첫 번째가 PRS 패턴 설계를 위해 유리하다. 따라서,
Figure 112010017593369-pat00050
인 경우에 PDCCH 심볼의 개수는 3개인 것으로 가정하고,
Figure 112010017593369-pat00051
인 경우에, PDCCH 심볼의 개수는 4개인 것으로 가정하여 PRS 패턴이 설계되도록 제안한다.
하지만, 상기 도 42에 도시된 바와 같이, 상기와 같이 시스템 대역에 따라, PDCCH 심볼의 개수를 변경하는 것이 아니라, PRS가 전송 될 때, PDCCH는 항상 3개로 하고, 표준 순환 전치의 경우에, PRS는 4번째(시간 축 상에서 가장 빠른 OFDM심볼부터 0, 1, 2 ,...로 번호를 부여하였을 때) OFDM심볼부터 전송되도록 구성하고, 확장 순환 전치의 경우에, 4번째 OFDM 심볼에는 CRS가 전송되므로 PRS는 4번째 OFDM 심볼에서 천공되어 5번째 OFDM 심볼부터 전송되도록 구성될 수 있다.
한편, PDCCH를 위한 심볼의 개수는 최대 3개로 구성하고 나머지 심볼에 대해서 PRS를 전송하는 것이 가능하다. 또한, CRS가 전송되는 OFDM 심볼에 대해서는 PRS는 천공하여 구성할 수 있다.
한편, PCI와 PRS-ID와의 관계를 설명하기로 한다.
현재의 이웃 셀의 측정과 기존 시스템(예를 들어, LTE Rel-8)의 보고는 PCI에 기초하여 수행된다. 또한, PCI의 개수는 유효한 셀 ID 플래닝을 고려하여 결정된다. PRS-ID를 위한 셀 플래닝이 필요하기 때문에, PCI와 PRS-ID는 일대일 관계를 갖는 것이 당연하다. 또한, 위치 보고에 있어서 기존 시스템과 같은 동일한 포맷을 재사용할 수 있다.
최근, LCS(Location Service)는 이종의(heterogeneous) 망 내에서 PCI 충돌(collision)과 혼동(confusion)의 문제를 지적하고 있다. PCI 충돌의 확률은 셀을 위해 사용할 수 있는 PCI의 개수에 의존한다. HeNB/CGS 셀에 할당되는 PCI의 개수가 배치(deployment)에 의존한다는 사실 때문에, 충돌의 확률은 사소한 문제가 아닐 수 있다.
그러나, PCI 충돌과 관련하여, 시스템 레벨에서, 0~50개의 PCI를 저장해두면, 충돌 확률은 그렇게 놓지 않다. 또한, 충돌 확률은 네트워크 기반 메커니즘에 의해 더욱 줄어들 수 있다. 하향링크 및 상향링크 물리 채널인 PCI에 기초하여 전송되기 때문에, PCI 확장 없이 PRS-ID를 확장하는 경우에, 다른 물리 채널에 있어서, PCI 충돌은 다시 발생한다.
결론적으로, PCI 범위가 확장되지 않는 한, PRS-ID 확장은 근본적인 해결책은 아니다.
PCI 혼동의 문제와 관련하여, 예를 들어, 사용자 기기가 글로벌 셀 ID를 보고할 수 있을 것이다.
이러한 관점에서, 먼저, PCI 충돌의 문제에 대한 심각성을 명확하게 하는 것이 필요하다. 또한, PRS-ID 확장이 좋은 해결책은 아니다.
PCI와 PRS-ID 사이에 일대일 관계를 제안한다. 더 큰 대역은 시간 분해능(time resolution)을 증가시킴으로써, 위치 결정의 성능을 향상시킨다는 것은 명백하다. 도 43은 시스템 대역에 따른 위치 결정의 성능을 도시한 도면이다. 상기 도 43에 도시된 바와 같이, 시스템 대역을 10Mhz까지 제한하는 것이 타당한 것으로 보인다.
한편, PRS 패턴을 위한 새스템 대역을 10Mhz(1.4Mhz, 3Mhz, 5Mhz, 10Mhz)까지로 하는 것을 제안한다.
서로 다른 서브프레임 사이에서 PRS 패턴을 시변(time varying)할 수 잇다. 시변 PRS 패턴과 비시변(non time-varying) PRS 패턴은 트레이디 오프(trade-off)관계가 있다. 시변 PRS 패턴은 위치 결정 성능을 향상시킬 것으로 예상되지만, 서브프레임 번호를 통지하기 위한 추가적인 시그널링이 필요하다.
도 44는 시변 PRS 패턴에 있어서 위치 결정 성능을 나타낸 도면이다. 비시변 PRS 패턴과 비교할 때, 연속적인 서브프레임 상에서 시변 PRS 패턴의 평균의 성능이 좋다는 것을 알 수 있다. 그러나, 성능 이득은 추가적인 시그널링 오버헤드를 고려할 때, 그리 크지 않은 것으로 보인다.
또한, 성능과 추가적인 성능 사이의 트레이드 오프(trade-off)를 고려할 때, 비시변 PRS 패턴이 바람직하다.
주파수와 시간 재사용 접근 사이에는 트레이드 오프 관계가 있다. 도 45는 직교 주파수 재사용 6과 직교 시간 재사용 6에 대한 위치 결정의 성능을 도시한 도면이다. OFDM 심볼 내에서 모든 부반송파들은 시간 재사용 내에서 점유되는 것을 알 수 있다. 낮은 에너지로 인하여 시간 재사용의 성능은 주파수 재사용의 성능 보다 좋지 않지만, 위치 결정의 수렴(convergence)은 복수의 서브프레임 축적(accumulation)에 의해 서로 유사한 수준까지 향상될 수 있다.
따라서, 직교 주파수 재사용이 직교 시간 재사용 보다 바람직하다.
이하, PRS 패턴을 비교하기로 한다.
우선, 두 개의 카테고리를 설명한다.
(1) 직교 재사용(Orthogonal reuse) 기반
서로 다른 PRS 패턴은 직교 시간 또는 주파수 천이(shift)에 의해 생성된다.
패턴의 개수는 시간 또는 주파수 재사용에 대응한다. 예를 들어, 재사용 6인 경우에, 6개의 서로 다른 PRS 패턴이 존재한다.
복잡도 감소 스킴(complexity reduction scheme)이 가능하다.
다중 피크는 서브프레임 상에서 빈 부반송파가 없게 함으로써 제거될 수 있다.
A사, B사, C사, D사 및 E사 등이 제안하고 있다.
(2) 부분 재사용(Fractional reuse) 기반
서로 다른 PRS 패턴은 직교 또는 유사-직교(quasi-orthogonal) 시간 및/또는 주파수 천이에 의해 생성된다.
패턴의 개수는 시간 및/또는 주파수 재사용에 대응한다. 예를 들어, 세 개의 PDCCH 심볼을 가장할 때, 표준 순환 전치의 경우에, 96(12x8)개의 서로 다른 PRS 패턴이 존재한다.
복잡도는 서로 다른 PRS 패턴에 의해 감소될 수 있다.
부분 재사용은 각 셀로부터 PRS 전송의 확률을 제어함으로써 수행될 수 있다.
서브프레임 내의 빈 부반송파 때문에 다중 피크 또는 나쁜 자동 상관 프로파일이 존재하게 된다. 이와 같은 특성은 매우 낮은 SINR 레벨에서 수행되는 이웃 셀 측정에 있어서 매우 중요하다.
F사, G사, H사 등이 제안하고 있다.
상기 제안 중에서, 위치 결정 성능을 조사하기로 한다. 서로 다른 PRS 패턴에 대해서 서로 다른 변조 시퀀스를 적용한다. 계산을 위하여, PRS 패턴에 의존하는 서로 다른 RS 부스팅을 고려한다. 이때 부스팅 레벨은 한 OFDM 심볼에서 전송 에너지를 서로 동등하게 하기 위함이다. 부스팅 레벨은 다음과 같다.
(1) A사, E사: 6dB
(2) F사, G사: 9dB
(3) B사: 3dB
도 46은 이상적인 시점 가정에 있어서, 서로 다른 PRS 패턴에 대한 성능 비교의 결과를 나타낸다. 상기 도 46에 의할 때, 좁은 시점 측정 창 때문에, 서로 다른 패턴에 대한 시점 정확도는 서로 다르지 않다.
B사의 패턴의 경우, 낮은 심볼 에너지(한 서브프레임에 두 개의 OFDM 심볼)때문에 위치 결정 정확도가 다른 회사에 비해 낮다. 그러나, 한 셀에서 주어진 자원 요소(Resource Element; RE)에 대한 간섭은 셀 ID 플래닝이 적용된 경우에 완화된다.
부분 재사용 기반 패턴으로부터의 가청성은 더 큰 주파수 재사용 12 때문에 약간 더 낫다.
이상적인 시점 가정은 서로 다른 PRS 패턴으로부터 자동 상관 프로파일의 특성을 반영할 수 없다.
도 47은 실질적인 시점 가정에서 서로 다른 PRS 패턴에 대한 성능 비교의 결과를 나타낸다.
상기 도 47에 의할 때, 직교 재사용 기반 패턴(A사, E사)은 더 나은 자동 상관 프로파일(서브프레임 내에 빈 부반송파가 없음)때문에 가장 좋은 성능을 보이는 것이 명백하다. B사의 패턴은, 빈 부반송파와 시간 재사용으로 인한 낮은 에너지를 갖는 자동 상관 프로파일 때문에 가장 성능이 나쁘다. A사의 패턴은, 특정 셀 내에서, 직교 PRS 패턴은 서로 다른 전파 지연(propagation delay)을 가진 모든 PRS 요소에 대하여 이웃 셀의 PRS 패턴과 충돌할 것 같다.
부분 재사용 기반 패턴(F사, G사, H사)의 위치결정 성능은 나쁜 자동 상관 프로파일 때문에 직교 재사용 기반 패턴보다 나쁘다.
상기 중에서, 설계가 CRS와 PRS 사이의 충돌을 고려하여 수행되었기 때문에,
F사의 패턴이 가장 좋은 위치결정 성능을 보인다.
제안들은 서로 다른 널 부반송파의 위치를 갖기 때문에, 자동 상관 프로파일은 널 부반송파에 의존한다.
Es/Iot 문턱값은 패턴으로부터 오경보율(false alarm rate)에 따라서 결정될 때, 가청성은 실질적으로 증가하지 않을 것이다.
실질적인 시점 가정은 서로 다른 PRS 패턴으로부터 유효하게 자동 상관 프로파일에 영향을 줄 수 있다.
도 48는 기지국과 사용자 기기에 적용 가능하고 상기에서 설명한 방법을 수행할 수 있는 디바이스의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 17에 도시된 바와 같이, 디바이스(100)는 처리 유닛(101), 메모리 유닛(102), RF(Radio Frequency) 유닛(103), 디스플레이 유닛(1044)과 사용자 인터페이스 유닛(105)을 포함한다. 물리 인터페이스 프로토콜의 계층은 상기 처리 유닛(101)에서 수행된다. 상기 처리 유닛(101)은 제어 플레인(plane)과 사용자 플레인(plane)을 제공한다. 각 계층의 기능은 처리 유닛(101)에서 수행될 수 있다. 상기 처리 유닛(101)은 상기에서 설명한 본 발명의 실시예를 수행할 수 있다. 구체적으로 설명하면, 상기 처리 유닛(101)은 사용자 기기 위치 결정용 서브프레임을 생성하거나 상기 서브프레임을 수신하여 사용자 기기의 위치를 결정하는 기능을 수행할 수 있다. 메모리 유닛(102)은 처리 유닛(011)과 전기적으로 연결되어 있고, 오퍼레이팅 시스템(operating system), 응용 프로그램(application) 및 일반 파일을 저장하고 있다. 만약 상기 디바이스(100)가 사용자 기기라면, 디스플레이 유닛(104)은 다양한 정보를 표시할 수 있으며, 공지의 LCD(Liquid Crystal Display), OLED(Organic Light Emitting Diode)등을 이용하여 구현될 수 있다. 사용자 인터페이스 유닛(105)은 키패드, 터치 스크린 등과 같은 공지의 사용자 인터페이스와 결합하여 구성될 수 있다. RF 유닛(103)은 처리 유닛(101)과 전기적으로 연결되어 있고, 무선 신호를 전송하거나 수신한다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명에서 사용자 기기(User Equipment; UE)는 이동 단말(MS: Mobile Station), SS(Subscriber Station), MSS(Mobile Subscriber Station) 또는 단말(Mobile Terminal) 등의 용어로 대체될 수 있다.
한편, 본 발명의 UE로는 PDA(Personal Digital Assistant), 셀룰러폰, PCS(Personal Communication Service)폰, GSM(Global System for Mobile)폰, WCDMA(Wideband CDMA)폰, MBS(Mobile Broadband System)폰 등이 이용될 수 있다.
본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 안되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있다.
본 발명은 무선 이동 통신 시스템의 단말기, 기지국, 또는 기타 다른 장비에 사용될 수 있다.

Claims (15)

  1. 무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기의 위치 결정 방법으로서,
    복수개의 기지국으로부터 소정 주기로 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호(Reference Signal)를 포함하는 복수 개의 사용자 기기 위치 결정 용 서브프레임을 수신하는 단계와;
    상기 수신한 복수개의 서브프레임에 포함된 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호간의 시간 차(Reference Signal Time Difference; RSTD)를 이용하여 상기 사용자 기기의 위치를 결정하는 단계를 포함하고,
    상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴은 6x6 크기의 대각(diagonal) 모행렬(mother matrix)을 네 번 반복시켜 생성되고, 상기 기준 신호의 패턴은 상기 서브프레임의 OFDM 심볼 상에 매핑(mapping)되고, 공통 기준 신호(Common Reference Signal)가 전송되는 OFDM 심볼 상에 존재하는 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호는 천공되고,
    시간 인덱스가 제일 작은 OFDM 심볼을 0번째 OFDM 심볼이라 할 때, 상기 0번째 OFDM 심볼, 1번째 OFDM 심볼 및 2번째 OFDM 심볼에서는 PDCCH(physical downlink control channel)가 실제로 전송되는지 여부에 관계 없이 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호는 맵핑되지 않고,
    상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 시작 OFDM 심볼은, 상기 서브프레임에 표준 순환 전치(normal cyclic prefix)가 사용되는지 아니면 확장 순환 전치(extended cyclic prefix)가 사용되는지 여부에 따라서 결정되는,사용자 기기의 위치 결정 방법.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 서브프레임에 상기 표준 순환 전치가 사용되는 경우, 3번째 이하의 OFDM 심볼은 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴을 위해 사용되는,
    사용자 기기의 위치 결정 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 서브프레임에 상기 확장 순환 전치가 사용되는 경우, 4번째 이하의 OFDM심볼이 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴을 위해 사용되는,
    사용자 기기의 위치 결정 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴은 셀 별로 순환 천이(shift)되어 사용되는,
    사용자 기기의 위치 결정 방법.
  6. 무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기의 위치 결정 방법으로서,
    복수개의 기지국으로부터 소정 주기로 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호(Reference Signal)를 포함하는 복수개의 사용자 기기 위치 결정 용 서브프레임을 수신하는 단계와;
    상기 수신한 복수개의 서브프레임에 포함된 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호간의 시간 차(Reference Signal Time Difference; RSTD)를 이용하여 상기 사용자 기기의 위치를 결정하는 단계를 포함하고,
    공통 기준 신호(Common Reference Signal)가 전송되는 OFDM 심볼 상에는 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호가 맵핑되지 않으며,
    시간 인덱스가 제일 작은 OFDM 심볼을 0번째 OFDM 심볼이라 할 때, 상기 0번째 OFDM 심볼, 1번째 OFDM 심볼 및 2번째 OFDM 심볼에서는 PDCCH(physical downlink control channel)가 실제로 전송되는지 여부에 관계 없이 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호는 맵핑되지 않고,
    상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 시작 OFDM 심볼은, 상기 서브프레임에 표준 순환 전치(normal cyclic prefix)가 사용되는지 아니면 확장 순환 전치(extended cyclic prefix)가 사용되는지 여부에 따라서 결정되는
    사용자 기기의 위치 결정 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 서브프레임이 상기 표준 순환 전치를 사용하는 경우, 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호는 0, 2, 5, 9번째 열에서 맵핑되지 않고,
    상기 서브프레임이 상기 확장 순환 전치를 사용하는 경우, 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호는 0, 1, 2, 3, 6, 9번째 열에서 맵핑되지 않는,
    사용자 기기의 위치 결정 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴은 순환 천이(circular shift)를 통해 생성되는,
    사용자 기기의 위치 결정 방법.
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기는
    복수개의 기지국으로부터 소정 주기로 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호(Reference Signal)를 포함하는 복수개의 사용자 기기 위치 결정 용 서브프레임을 수신하는 수신부와;
    상기 수신부에 전기적으로 연결되고, 상기 수신한 복수개의 서브프레임에 포함된 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호간의 시간 차(Reference Signal Time Differrence; RSTD)를 이용하여 상기 사용자 기기의 위치를 결정하는 처리부를 포함하고,
    공통 기준 신호(Common Reference Signal)가 전송되는 OFDM 심볼 상에서는 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호가 맵핑되지 않고,
    시간 인덱스가 제일 작은 OFDM 심볼을 0번째 OFDM 심볼이라 할 때, 상기 0번째 OFDM 심볼, 1번째 OFDM 심볼 및 2번째 OFDM 심볼에서는 PDCCH(physical downlink control channel)가 실제로 전송되는지 여부에 관계 없이 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호는 맵핑되지 않고,
    상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 시작 OFDM 심볼은, 상기 서브프레임에 표준 순환 전치(normal cyclic prefix)가 사용되는지 아니면 확장 순환 전치(extended cyclic prefix)가 사용되는지 여부에 따라서 결정되는,
    사용자 기기.
  12. 삭제
  13. 제11항에 있어서,
    상기 서브프레임에 상기 표준 순환 전치가 사용되는 경우에, 3번째 이하의 OFDM 심볼은 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴을 위해 사용되는,
    사용자 기기.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 서브프레임에 상기 확장 순환 전치가 사용되는 경우에, 4번째 이하의 OFDM심볼이 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴을 위해 사용되는,
    사용자 기기.
  15. 제11항에 있어서,
    상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 패턴은 셀 별로 순환 천이(shift)되어 사용되는,
    사용자 기기.
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