CN104158785B - 用于确定无线移动通信***中用户设备的位置的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于确定无线移动通信***中用户设备的位置的方法。该方法包括如下步骤：接收用于用户设备位置确定的子帧，这些子帧包括以预定周期来自多个基站的用于所述用户设备的位置确定的参考信号；以及通过使用包括在所接收的子帧中的用于所述用户设备的位置确定的所述参考信号来测量所述子帧的TOA(到达时间)。存在于公共参考信号所传输至的OFDM符号上的用于所述用户设备的位置确定的所述参考信号的模式：通过将6×6对角母矩阵重复4次而被创建；被映射至所述子帧的OFDM符号中；并且被打孔。

Description

用于确定无线移动通信***中用户设备的位置的方法
本申请是申请号为201080016101.8的发明专利申请(国际申请号：PCT/KR2010/002163，国际申请日：2010年4月8日，发明名称：用于确定无线移动通信***中用户设备的位置的方法以及用于执行该方法的装置)的分案申请。
技术领域
本发明涉及用于确定无线移动通信***中用户设备的位置的方法以及用于执行该方法的装置。
背景技术
LTE物理结构
3GPP(第3代合作伙伴计划)LTE(长期演进)支持适用于FDD(频分双工)的1型无线电帧结构以及适用于TDD(时分双工)的2型无线电帧结构。
图1示出了1型无线电帧的结构。该1型无线电帧包括10个子帧，并且1个子帧包含2个时隙。
图2示出了2型无线电帧的结构。该2型无线电帧包括2个半帧，并且每个半帧包含5个子帧、下行链路导频时隙DwPTS、保护时段GP以及上行链路导频时隙UpPTS。1个子帧包括2个时隙。所述DwPTS用于用户设备中的初始小区搜索、同步或者信道估计。所述UpPTS用于基站中的信道估计以及用户设备的上行链路传输同步。所述保护时段用于消除由于下行链路信号在上行链路与下行链路之间的多路径延迟而在该上行链路上生成的干扰。无论是哪种无线电帧类型，1个子帧均包含2个时隙。
图3示出了LTE下行链路的时隙结构。如图3中所示，在每个时隙中传输的信号可由以个副载波和个OFDM(正交频分复用)符号构成的资源网格来表示。在此，表示该下行链路上资源块(RB)的数目，表示构建1个RB的副载波的数目，而表示1个下行链路时隙中OFDM符号的数目。
图4示出了LTE上行链路的时隙结构。
如图4中所示，在每个时隙中传输的信号可由以个副载波和个OFDM符号构成的资源网格来表示。在此，表示该上行链路上RB的数目，表示构建1个RB的副载波的数目，而表示1个上行链路时隙中OFDM符号的数目。
资源元素是由所述上行链路时隙和下行链路时隙中的索引(a,b)所定义的资源单元，并且其表示1个副载波和1个OFDM符号。在此，a为频域中的索引并且b为时域中的索引。
图5示出了下行链路子帧的结构。参照图5，位于1个子帧中第一时隙的前端的最多3个OFDM符号对应于分配给控制信道的控制区域。其余OFDM符号对应于分配给物理下行链路共享信道(PDSCH)的数据区域。在所述3GPP LTE中所使用的下行链路控制信道的示例包括PCFICH(物理控制格式指示信道)、PDCCH(物理下行链路控制信道)、PHICH(物理混合ARQ指示信道)等。
多天线(MIMO)技术的定义
MIMO(多输入多输出)是一种能够通过使用多个发射天线和多个接收天线来提高发射及接收数据效率的方法。亦即，MIMO是一种在无线通信***的发射器或者接收器处使用多个天线来增加容量或者提高性能的技术。所述MIMO在下文中称为多天线。
多天线技术是收集通过多个天线接收的数据片段以完成消息而非通过单个天线路径接收该消息的技术的应用。多天线技术被认为是下一代移动通信技术，其可以广泛用于移动通信终端和中继，这是因为所述多天线技术能够在特定范围内提高数据传输速率或者针对特定数据传输速率增大***范围。此外，所述多天线技术作为能够克服由于数据通信的扩展而已达极限的移动通信传输容量限制的下一代技术而正在受到关注。
图6示出了传统MIMO通信***的配置。如图6中所示，与其中仅发射器或者接收器使用多个天线的情况不同，当发射天线的数目与接收天线的数目同时分别增加至NT和NR时，信道传输容量在理论上与天线的数目成比例地增加。因此，传输速率和频率效率可以得到提高。理论上，根据信道传输容量的增大，可以将传输速率增大当使用单个天线时的最大传输速率R0与公式1所表示的增大率Ri的乘积。
[公式1]
Ri＝min(NT，NR)
例如，使用4个发射天线和4个接收天线的MIMO通信***在理论上可以获得的传输速率是单天线***的传输速率的4倍。由于在90年代中期就已证明该多天线***的理论容量增大，因此各种用于提高数据传送速率的技术已被积极研究，并且某些所述技术反映在诸如第3代移动通信和下一代无线LAN之类的无线通信标准之中。
迄今已进行的MIMO相关研究涉及与各种信道环境以及多接入环境中的MIMO通信容量计算相关的信息论研究、对无线电信道测量及建模的研究、对用于提高传输可靠性及传输速率的时空信号处理技术的研究，等等。
信道估计
在无线通信***环境中，由于多路径延迟而发生衰落。对因由于衰落而产生的突然环境变化所造成的信号失真进行补偿以便恢复传输信号的过程被称为信道估计。一般而言，信道估计是使用发射器与接收器全都知晓的信号来执行的。所述发射器与接收器全都知晓的该信号被称为导频信号或者参考信号(RS)。
在使用OFDM传输方法的无线通信***中，所述参考信号被分配给所有的副载波或者在数据副载波之间分配。
为了获得信道估计性能增益，使用仅由参考信号(如前导信号)构成的符号。当使用该符号时，与在数据副载波之间分配参考信号的方法相比，信道估计性能可以得到提高，这是因为所述参考信号一般具有高密度。然而在这种情况下，数据流量下降。为了增大数据流量，使用在数据副载波之间分配所述参考信号的方法。当使用这种方法时，降低了所述参考信号的密度从而劣化了信道估计性能。因此，需要用于最小化所述信道估计性能劣化的适当布置。
所述接收器通过以下过程使用参考信号执行信道估计。由于所述接收器知晓关于所述参考信号的信息，因此该接收器估计在所述接收器与所述发射器之间的信道信息。所述接收器可以使用所估计的信道信息值来正确地解调从所述发射器发射的数据。
当从所述发射器发射的所述参考信号为p时，该参考信号在被发射时所经历的信道信息为h，在所述接收器中生成的热噪声为n，并且该接收器所接收的信号为y，所接收的信号y可由y＝h·p+n表示。在此，由于所述接收器知晓所述参考信号p，因此可以如公式2中所表示的那样使用该参考信号p来估计信道信息
[公式2]
在此，使用所述参考信号p获得的信道估计值的精确度是基于而确定的。因此，需要收敛于0以便估计精确的并且因而有必要使用大量的参考信号来执行信道估计。如果使用大量的参考信号来对信道进行估计，则可以最小化的影响。
3GPP LTE下行链路***中的用户特定参考信号分配方法
在上述由3GPP LTE所支持的无线电帧结构当中，详细描述了适用于FDD的无线电帧的结构。1个帧传输10毫秒。1个帧包括10个子帧。1个子帧传输1毫秒。
1个子帧包括14个或者12个OFDM(正交频分复用)符号，并且1个OFDM符号使用128个、256个、512个、1024个、1536个或者2048个副载波。
图7示出了在使用正常循环前缀(CP)的子帧中的用户设备(UE)特定下行链路参考信号的结构，其中1个TTI(传输时间间隔)具有14个OFDM符号。在图7中，R5表示UE特定参考信号并且l表示所述子帧上OFDM符号的位置。
图8示出了在使用经扩展的循环前缀(CP)的子帧中的UE特定下行链路参考信号的结构，其中1个TTI具有12个OFDM符号。
图9、图10和图11分别示出了当1个TTI具有14个OFDM符号时针对分别具有1个、2个和4个发射天线的***的UE公共下行链路参考信号的结构。在图9、图10和图11中，R0、R1、R2和R3分别表示针对发射天线0、发射天线1、发射天线2和发射天线3的导频符号。每个发射天线的导频符号所用于的副载波不携带信号，以便对除了发射所述导频符号的发射天线以外的所有发射天线的干扰进行消除。
图7和图8中所示的所述UE特定下行链路参考信号可以同时伴随图9、图10和图11中所示的所述UE公共下行链路参考信号使用。例如，传输控制信息的第一时隙的OFDM符号0、1和2可以使用图9、图10和图11中所示的所述UE公共下行链路参考信号，而其余OFDM符号可以使用所述UE特定下行链路参考信号。
同时，可以将针对每个小区的下行链路参考信号乘以预定义序列(例如，伪随机(PN)、m-序列等)并传输，以便减少在所述接收器处从相邻小区接收的导频符号的信号干扰，从而提高信道估计性能。基于1个子帧中的OFDM符号来应用PN序列。该PN序列根据小区ID、子帧号、OFDM符号位置以及用户设备ID而可以不同地应用。
例如，在图9的1Tx导频符号结构的情况中，针对包括导频符号的特定OFDM符号使用1个发射天线的2个导频符号。3GPP LTE***包括具有诸如6个RB(资源块)到110个RB的若干个带宽的***。因此，在包括导频符号的1个OFDM符号中1个发射天线的导频符号的数目为2×NRB，并且与针对每个小区的下行链路参考信号相乘的所述序列需要具有2×NRB的长度。在此，NRB表示取决于带宽的RB数目，并且所述序列可以使用二进制序列或者复序列。以下公式3示出了该复序列的示例。
[公式3]
在此，表示与最大带宽对应的RB的数目，该数目根据上面的说明可以确定为110；并且c表示PN序列，该PN序列可以定义成长度为31的Gold序列。对于所述UE特定下行链路参考信号，公式3可以表示为公式4。
[公式4]
在公式4中，表示与分配给特定用户设备的下行链路数据对应的RB的数目。因此，序列长度可取决于分配给用户设备的数据量。
上述UE特定下行链路参考信号结构仅可以传输1个数据流而无法传输多个流，这是因为它们无法被简单地扩展。因此，需要对该UE特定下行链路参考信号结构进行扩展以传输多个数据流。
用户设备定位方法
由于在现实生活中的各种应用，用户设备定位的必要性对于许多操作而言在增加。广为人知的用户设备定位方法可被分类为基于GPS(全球定位***)的方法和基于地面定位的方法。
所述基于GPS的方法使用卫星来检测用户设备的位置。所述基于GPS的方法需要从至少4颗卫星接收的信号并且其无法在室内环境中使用。
所述基于地面定位的方法使用来自基站的信号之间的时序差来检测用户设备的位置。所述基于地面定位的方法需要从至少3个基站接收的信号。尽管所述基于地面定位的方法所具有的位置估计性能低于所述基于GPS的方法的位置估计性能，但其可以用于几乎所有环境。所述基于地面定位的方法大多使用同步信号或者参考信号来估计用户设备的位置。所述基于地面定位的方法由针对每个标准的以下项目所定义。
所述基于地面定位的方法在UTRAN(UMTS陆地无线电接入网)中定义为OTDOA(观测到达时间差)，在GERAN(GSM/EDGE无线电接入网)中定义为E-OTD(增强型观测时间差)，以及在CDMA 2000中定义为AFLT(高级前向链路三角测量)。
图12图示了示例性下行链路OTDOA，其是一种用于3GPP标准中的基于地面定位的方法。由于用户设备在从当前服务小区发射的子帧的基础上生成参考时钟信号，因此从相邻小区接收的信号具有不同的TDOA。在此，可以使用所述用户设备的定位信号来测量该TDOA，并且因而该TDOA可被称为RSTD(参考信号时间差)。
图13图示了使用OTDOA的用户设备定位方法的示例。可以通过使用泰勒级数展开对线性方程求解来计算所述用户设备的位置(参见Y.Chan and K.Ho,“A simple andefficient estimator for hyperbolic location,”IEEE Trans.Signal Processing,vol.42,pp.1905-1915,Aug.1994)。
上述用户设备定位方法可以使用公共参考信号(CRS)或者初级同步信号/次级同步信号(PSS/SSS)来执行，然而，仅使用所述CRS或PSS/SSS来满足优越性能和操作者的要求是困难的。
因此，有必要引入针对LCS(位置服务)的测量参考信号。在此，水平轴可以表示OFDM符号索引而垂直轴可以表示频率索引或者副载波索引。
图14和图15示出了包括针对OTDOA的LCS的RS的子帧结构。图14示出了正常的CP情况，而图15示出了经扩展的CP情况。在图14和图15中，E-IPDL(演进型闲置期下行链路)RS对应于针对LCS的RS。针对LCS的RS可被称为PRS(定位参考信号)。
在图14和图15中，水平轴可以表示OFDM符号索引而垂直轴可以表示频率索引或者副载波索引。如图14和图15中所示，E-IPDL RS在1个小区中具有对角矩阵形式。所述E-IPDLRS均匀分布在1个子帧中。亦即，如果E-IPDL RS元素被结合于1个子帧中，则所有的E-IPDLRS在整个资源元素中发射。在此，E-IPDL RS可以仅在特定资源单元(频率X符号)中发射或者通过整个频带均匀发射。
在另一小区中，E-IPDL RS可在所述频率轴上被逐个循环移位并被发射。在这种情况下，如果由2个小区所发射的E-IPDL RS相互完全同步并被接收，则可以测量用户设备的位置而不在所述小区之间发生冲突。亦即，针对所述小区的E-IPDL RS模式被不同地配置，从而能够在RS不在所述小区之间冲突的情况下测量所述用户设备的位置。在此，冲突意指这样的情况，其中相同的RS信号模式位于从2个小区发射的子帧上的相同时间及频率资源上并且相互干扰。
上述用户设备定位方法可以使用同步信号或者CRS来执行。用户设备位置估计误差与所发射的同步信号或参考信号所占据的带宽成比例。换言之，时序分辨率一般随着带宽增大而增大。因此，通过以下2个步骤执行RS测量。
(1)通过同步信号执行符号时序获取的第一步骤
(2)通过RS的时间分辨率的第二步骤
然而，如果所述用户设备位于非常靠近服务小区之处，则该用户设备可能无法识别相邻小区的信号，这是因为所述相邻小区的信号由于所述服务小区的强大功率而变得小于模数转换器(ADC)的量化粒度。亦即，可能产生可测性问题。
为了解决该问题，UTRA标准提供了中断所述服务小区的所有信道的传输的IPDL(闲置期下行链路)技术。一般而言，闲置期的频率为每100毫秒1个时隙(大约667微秒)(亦即，大约0.7％)。在所述闲置期内，所述用户设备即使在从所述服务小区接收到具有高强度的信号的情况下仍可以接收在相同频带中的相邻小区的导频信号。此外，可以通过第一最佳相邻小区信号的闲置期来更加精确地测量所述服务小区的信号。
然而即使在这种情况下，仍然需要针对其他用户设备发射传统的同步信号和CRS(公共参考信号)/DRS(专用参考信号)，并且因此当发射这些信号时用户设备定位性能可能劣化。
另外，在图14和图15的结构中，从多个小区发射的LCS RS可在未经同步的情况下被接收。
图16图示了从多个小区发射的LCS RS在未经同步的情况下被接收的状态。如图16中所示，当LCS RS在未经同步的情况下被接收时，在对角结构的情况中所有小区的RS的冲突的可能性都会增大。假设图16对应于正常CP情况，如果小区A和小区B发射不同的RS模式并且用户设备以对应于1个OFDM符号的偏移接收所述RS模式，则可能发生RS之间的冲突。在这种情况下，在每个RE中发生冲突，并且因而即使使用不同的序列但测量性能仍然会劣化。
该问题并不仅限于LCS RS，而是还可能在正常RS以及CoMP(协调多点)RS中产生。
发明内容
技术问题
设计用以解决所述问题的本发明的一个目的在于能够在从多个小区接收的RS在未经同步的情况下被接收到时防止所述RS之间的冲突的RS结构。
本领域中技术人员将会明白，可以用本发明实现的目的并不限于上文具体描述的情况，并且本发明可以实现的上述目的和其他目的将从以下的详细描述中得到更加清楚的理解。
技术方案
本发明的目的可以通过提供一种用于确定无线移动通信***中用户设备的位置的方法来实现，该方法包括：以预定时间段周期性地从多个基站接收包括用于对用户设备进行定位的参考信号的多个子帧；以及使用包括在所接收的多个子帧中的用于对所述用户设备进行定位的所述参考信号之间的参考信号时间差(RSTD)来确定所述用户设备的位置，其中通过重复具有6×6维度的对角母矩阵来生成用于对所述用户设备进行定位的所述参考信号的模式，将所述参考信号的所述模式映射到所述子帧的正交频分复用(OFDM)符号，并且对在其中传输公共参考信号(CRS)的OFDM符号中的用于对所述用户设备进行定位的所述参考信号进行打孔(puncture)。
所述母矩阵可以使用科斯塔斯阵列(Costas array)来生成。
对于具有正常循环前缀的子帧，将具有最低时间索引的OFDM符号编号为第0OFDM符号，将从该第0 OFDM符号起的最多3个OFDM符号用于控制信道，将第3 OFDM符号以及更高的OFDM符号用于所述用于对所述用户设备进行定位的参考信号的所述模式。
对于具有经扩展的循环前缀的子帧，将具有最低时间索引的OFDM符号编号为第0OFDM符号，将从该第0 OFDM符号起的最多3个OFDM符号用于控制信道，将第4 OFDM符号以及更高的OFDM符号用于所述用于对所述用户设备进行定位的参考信号的所述模式。
用于对所述用户设备进行定位的所述参考信号的所述模式针对每个小区在频率轴上移位。
根据本发明的另一方面，一种用于确定无线移动通信网络中用户设备的位置的方法，该方法包括：以预定时间段周期性地从多个基站接收包括用于对所述用户设备进行定位的参考信号的多个子帧；以及使用包括在所接收的多个子帧中的用于对所述用户设备进行定位的所述参考信号之间的参考信号时间差(RSTD)来确定所述用户设备的位置，其中从母矩阵生成用于对所述用户设备进行定位的所述参考信号的模式，该母矩阵的至少一个行或者列被打孔。
针对具有正常循环前缀的子帧对所述母矩阵的第0、第2、第5和第9列进行打孔，并且其中针对具有经扩展的循环前缀的子帧对所述母矩阵的第0、第1、第2、第3、第6和第9列进行打孔。
通过对所述母矩阵的行或者列进行循环移位来生成用于对所述用户设备进行定位的所述参考信号的所述模式。
所述母矩阵可以使用科斯塔斯阵列来生成。
所述母矩阵具有比所述子帧的副载波的数目小的维度，并且其中包括在从所述多个基站中的每一个发射的所述子帧中的所述参考信号的所述模式是从所述母矩阵的经循环移位的矩阵生成的。
根据本发明的又一方面，一种在无线通信***中的用户设备，其包括：接收器，该接收器以预定时间段周期性地从多个基站接收包括用于对所述用户设备进行定位的参考信号的多个子帧；以及处理器，该处理器电连接至所述接收器并且使用包括在所接收的多个子帧中的用于对所述用户设备进行定位的所述参考信号之间的参考信号时间差(RSTD)来确定所述用户设备的位置，其中通过重复具有6×6维度的对角母矩阵来生成用于对所述用户设备进行定位的所述参考信号的模式，将所述参考信号的所述模式映射到所述子帧的正交频分复用(OFDM)符号，并且对在其中传输公共参考信号(CRS)的OFDM符号中的用于对所述用户设备进行定位的所述参考信号进行打孔。
所述母矩阵可以使用科斯塔斯阵列来生成。
对于具有正常循环前缀的子帧，将具有最低时间索引的OFDM符号编号为第0OFDM符号，将从该第0 OFDM符号起的最多3个OFDM符号用于控制信道，将第3 OFDM符号以及更高的OFDM符号用于所述用于对所述用户设备进行定位的参考信号的所述模式。
对于具有经扩展的循环前缀的子帧，将具有最低时间索引的OFDM符号编号为第0OFDM符号，将从该第0 OFDM符号起的最多3个OFDM符号用于控制信道，将第4 OFDM符号以及更高的OFDM符号用于所述用于对所述用户设备进行定位的参考信号的所述模式。
用于对所述用户设备进行定位的所述参考信号的所述模式针对每个小区在频率轴上移位。
有益效果
根据本发明的实施方式，即使在从不同小区接收未经同步的用于用户设备位置确定的参考信号时，仍可以平滑地确定用户设备的位置。
本领域中技术人员将会明白，可以用本发明实现的效果并不限于上文具体描述的情况，并且本发明的其他优点将从以下的详细描述中得到更加清楚的理解。
附图说明
图1示出了1型无线电帧的结构；
图2示出了2型无线电帧的结构；
图3示出了LTE下行链路时隙的结构；
图4示出了LTE上行链路时隙的结构；
图5示出了下行链路子帧的结构；
图6示出了传统MIMO通信***的配置；
图7示出了在使用正常CP(循环前缀)的子帧中UE(用户设备)特定参考信号的结构，在其中1个TTI(传输时间间隔)具有14个OFDM符号；
图8示出了在使用经扩展的CP的子帧中的UE特定参考信号的结构，在其中1个TTI具有12个OFDM符号；
图9、图10和图11示出了当1个TTI具有14个OFDM符号时针对分别具有1个、2个和4个发射天线的***的UE公共下行链路参考信号的结构；
图12示出了作为一种在3GPP标准中使用的基于地面定位的方法的下行链路OTDOA的示例；
图13示出了使用OTDOA的用户设备定位方法的示例；
图14和图15示出了包括针对OTDOA的LCS RS的子帧的结构；
图16图示了从多个小区接收到未经同步的LCS RS的状态；
图17示出了当N＝6时根据使用科斯塔斯阵列的重用(reuse)计划的矩阵模式；
图18示出了向图17中所示的科斯塔斯阵列模式分配小区ID的结果；
图19和图20示出了对图18中所示的科斯塔斯阵列模式进行循环移位以及置换的示例性结果；
图21示出了当N＝10时向根据使用科斯塔斯阵列的重用计划的矩阵分配小区ID的结果；
图22示出了在正常循环前缀(CP)情况中N＝12的基于小区ID/符号模数的母矩阵中经打孔的列；
图23示出了在其中向子帧应用N＝12的基于小区ID/符号模数的母矩阵的情况；
图24示出了向MBSFN子帧应用N＝12的母矩阵的示例；
图25示出了在正常CP的情况下将图22中所示矩阵向右循环移位2的结果；
图26示出了在经扩展的CP的情况下将图22中所示矩阵向右循环移位3的结果；
图27示出了通过向子帧应用图25中所示的矩阵和图26中所示的矩阵并且执行打孔所获得的结果；
图28示出了通过向MBSFN子帧应用图25中所示的矩阵并且执行打孔所获得的结果；
图29示出了对在正常CP情况下在位于子帧的最后一个CRS符号上的N＝12的母矩阵的第一列执行的打孔的示例；
图30示出了对位于MBSFN子帧的最后一个CRS符号上的具有N＝12的母矩阵的第一列执行的打孔的示例；
图31示出了N＝12的科斯塔斯阵列的示例；
图32示出了在其中向子帧应用图31中所示科斯塔斯阵列的情况；
图33示出了在其中向MBSFN子帧应用图31中所示科斯塔斯阵列的情况；
图34示出了在正常CP情况下向子帧应用N＝6的基于科斯塔斯阵列的母矩阵并且执行打孔的示例；
图35示出了在经扩展的CP的情况下向子帧应用N＝6的基于科斯塔斯阵列的母矩阵并且执行打孔的示例；
图36示出了根据本发明的实施方式向子帧应用N＝6的基于科斯塔斯阵列的母矩阵并且执行打孔的示例；
图37示出了根据本发明的实施方式向子帧应用N＝6的基于科斯塔斯阵列的母矩阵并且执行打孔的示例；
图38示出了根据本发明的实施方式向子帧应用N＝6的基于小区ID/符号模数的母矩阵并且执行打孔的示例；
图39示出了根据本发明实施方式的、通过重复基于科斯塔斯阵列的母矩阵的至少一个列或者行而扩展的模式；
图40示出了根据本发明实施方式的、通过重复基于小区ID/符号模数的母矩阵的至少一个列或者行而扩展的模式；
图41示出了根据本发明实施方式的、使用科斯塔斯阵列的镜像映射的结果；
图42示出了根据本发明实施方式的、针对频率重用6的PRS模式；
图43示出了取决于***带宽的位置确定性能；
图44示出了随时间变化的PRS模式中的位置确定性能；
图45示出了相关于正交频率重用6以及正交时间重用6的位置确定性能；
图46示出了在理想时序假设情况下针对不同PRS模式的性能相比较的结果；
图47示出了在实际时序假设情况下针对不同PRS模式的性能相比较的结果；以及
图48为能够应用到基站及用户设备并且执行本发明的方法的设备的框图。
具体实施方式
现在将要参照附图对本发明的优选实施方式作出详细参考。将于以下参照附图给出的详细描述旨在说明本发明的示例性实施方式，而非仅仅示出可根据本发明实现的实施方式。以下详细描述包括具体细节用以提供对本发明的透彻理解。然而，本领域中技术人员将会明白，本发明可以在无需此类具体细节的情况下实践。在某些情况下，已知结构和设备被忽略，或者被以框图形式示出从而专注于所述结构和设备的重要特征，以便不模糊本发明的概念。在整个本说明书中将会使用相同的标号来指代相同或相似的部分。
在整个说明书中，当某部分“包括”某元素时，这意味着该部分还可以包括其他元素而不排除所述其他元素。此外，术语“单元”和“部分”意指可由硬件、软件或者硬件与软件的组合实现的、处理至少一个功能或操作的单元。
本发明提出一种对表示用于用户设备位置确定的参考信号(RS)的映射的母矩阵进行扩展从而使得该RS在基于所述母矩阵的预定区段(例如，子帧或者1个资源块)内发射或者在基于所述母矩阵的所述预定区段内映射该RS的方法。
具体而言，本发明提出以下RS模式。
(1)通过改变母矩阵的至少2个列或者行的顺序而扩展的模式
(2)通过打孔母矩阵的至少1个列或者行而扩展的模式
这种模式包括通过改变母矩阵的至少2个列或者行的顺序而扩展的模式。
(3)通过重复母矩阵的至少1个列或者行而扩展的模式
这种模式包括通过改变母矩阵的至少2个列或者行而扩展的模式
(4)被布置使得共存的不同类型RS(例如，CRS或者DRS(专用参考信号))的频率重用鉴于现有RS或者所述共存的不同类型RS而与母矩阵的至少1个列或者行相对应的模式
在这种模式中，可以以循环移位形式映射其余的列或者行。
(5)在其中鉴于现有RS或者共存的不同类型RS(例如，CRS或者DRS)而围绕所述共存的不同类型RS重复母矩阵的至少1个列的模式
本发明假设1)基于科斯塔斯阵列的母矩阵，以及2)基于小区ID/符号模数的母矩阵。然而，本发明并不限于这些母矩阵，而是可以基于各种母矩阵。
将解释基于科斯塔斯阵列的母矩阵和基于小区ID/符号模数的母矩阵。
1)基于科斯塔斯阵列的母矩阵
以John P.Costas命名的科斯塔斯阵列在几何上可以被视为一组位于n×n棋盘的方块上的n个点，从而使得每个列或者行仅包含1个点，并且使得每一对点之间的所有n(n-1)/2个位移矩阵均不相同。这产生理想的‘图钉自模糊函数’，从而使得该阵列在诸如声纳和雷达之类的应用中有用。
科斯塔斯阵列可以用数字表示为n×n数字阵列，其中每个条目针对点为1或者针对点的缺失为0。当被解译为二进制矩阵时，这些数字阵列具有这样的特性：即，由于每个行与列具有在其上仅有1点的约束，因此它们还是置换矩阵。因而，针对任何给定的n的科斯塔斯阵列是n阶置换矩阵的子集。
使用以下方法生成韦尔奇-科斯塔斯阵列(Welch-Costas array)或韦尔奇阵列。韦尔奇-科斯塔斯阵列是通过取素数p的原根g并且以Ai,j＝1或者＝0定义阵列A而构建的。所得结果是大小为p-1的科斯塔斯阵列。
例如，3是5的原根。在此，可以使用以下模数运算获得科斯塔斯置换。
3^1＝3
3^2＝9＝4(mod 5)
3^3＝27＝2(mod 5)
3^4＝81＝1(mod 5)
因此，[3,4,2,1]为科斯塔斯置换。更具体而言，这是指数韦尔奇阵列。该阵列的转置是对数韦尔奇阵列。
图17示出了当N＝6时根据使用科斯塔斯阵列的重用计划的矩阵模式。亦即，图17示出了6×6科斯塔斯阵列模式。图18示出了向图17的科斯塔斯阵列模式分配小区ID的结果。图18中所示的科斯塔斯阵列的特定列可被循环移位或者被置换。图19和图20示出了对图18中所示的科斯塔斯阵列的循环移位或置换的示例性结果。
可以使用上述方法将所述矩阵模式扩展为N＝10的矩阵。图21示出了当N＝10时根据使用科斯塔斯阵列的重用计划向矩阵分配小区ID的结果。
现在将要解释基于小区ID/符号模数的母矩阵。
2)基于小区ID/符号模数的母矩阵
所述基于小区ID/符号模数的母矩阵可以使用以下公式5生成。
[公式5]
n＝0，1，…，Nsym-1
nsubblock＝0，1，…，Nsubblock-1
在公式5中，Nsym可以是1个子帧中OFDM符号的数目，并且nsubblock可以是在特定范围内N×N矩阵的数目。在此，如果子块是基于子帧生成的，则nsubblock可以是子帧索引nSF。虽然nSF对于所有子帧可具有相同的值，但是在本发明中假设nSF对于子帧具有不同的值。Np可以是在大于N的整数中的最小素数。
此外，am可以是小区ID的函数。
在此，所述小区ID可以是经重用的小区ID。例如，如果小区ID的数目为504，则本发明中所使用的小区ID在应用对N个小区ID的重用时可以表示为m＝mod(n_cellid,N)。
在此，nsubblock指定取决于特定单元的跳变模式(hopping pattern)并且可以与小区ID以及nSF相关联地定义。例如，可将nsubblock指定为nsubblock＝nSF+小区ID，从而使得RS模式可以针对每个子帧与小区ID相关联地跳变。
N＝6的矩阵的示例表示如下。
[表示6]
0 3 4 1 2 5
1 0 2 3 5 4
2 4 0 5 1 3
3 1 5 0 4 2
4 5 3 2 0 1
5 2 1 4 3 0
N＝10的矩阵示例表示如下。
[表示7]
0 5 3 2 8 1 7 6 4 9
1 0 7 5 6 3 4 2 9 8
2 6 0 8 4 5 1 9 3 7
3 1 4 0 2 7 9 5 8 6
4 7 8 3 0 9 6 1 2 5
5 2 1 6 9 0 3 8 7 4
6 8 5 9 7 2 0 4 1 3
7 3 9 1 5 4 8 0 6 2
8 9 2 4 3 6 5 7 0 1
9 4 6 7 1 8 2 3 5 0
N＝12的矩阵示例表示如下。
[表示8]
0 6 8 9 7 10 1 4 2 3 5 11
1 0 4 6 2 8 3 9 5 7 11 10
2 7 0 3 10 6 5 1 8 11 4 9
3 1 9 0 5 4 7 6 11 2 10 8
4 8 5 10 0 2 9 11 1 6 3 7
5 2 1 7 8 0 11 3 4 10 9 6
6 9 10 4 3 11 0 8 7 1 2 5
7 3 6 1 11 9 2 0 10 5 8 4
8 10 2 11 6 7 4 5 0 9 1 3
9 4 11 8 1 5 6 10 3 0 7 2
10 11 7 5 9 3 8 2 6 4 0 1
11 5 3 2 4 1 10 7 9 8 6 0
如以上在1)基于科斯塔斯阵列的母矩阵中所述，可以通过对上述矩阵进行循环移位或者置换来生成母矩阵。
现在将要基于前述母矩阵来详细解释上述RS模式的生成。
(1)通过改变母矩阵的至少2个列或者行的顺序而扩展的模式对应于上述在其中列或者行的顺序通过循环移位或者置换而被改变的模式。在此，尽管假设了控制信道区域对应于3个OFDM符号，但控制信道区域并不限于此。
(2)通过对母矩阵的至少1个列或者行进行打孔而获得的模式。
如果RS模式是基于一个资源块和一个子帧设计的，则所生成的母矩阵的大小可以基于时间资源与频率资源中较大的一个。例如，1个RB包括12个副载波，1个子帧在正常CP情况下包括8个OFDM符号，而在经扩展的CP的情况下除了控制区域和CRS之外包括6个OFDM符号。因此，可以设计出具有N＝12的母矩阵。在这种情况下，可以最大化根据重用的增益。
备选地，所生成的母矩阵的大小可以基于所述时间资源与所述频率资源中较小的一个。例如，1个RB由12个副载波构成，1个子帧在正常CP情况下包括8个OFDM符号而在经扩展的CP的情况下包括6个OFDM符号。因此，可以设计出具有N＝6的母矩阵。在这种情况下，由于1个子帧不具有空副载波，因此有可能消除由于时序同步中的多个峰值而造成的模糊。
现在将要解释基于科斯塔斯阵列的母矩阵和基于小区ID/符号模数的母矩阵。然而，如果需要，为了解释之便可以仅描述所述基于科斯塔斯阵列的母矩阵和基于小区ID/符号模数的母矩阵中之一。
首先解释使用基于N＝12生成的母矩阵的方法。
图22示出了在正常CP情况下基于N＝12而生成的基于小区ID/符号模数的母矩阵中的经打孔的列。图23示出了在其中向子帧应用基于N＝12而生成的基于小区ID/符号模数的母矩阵的情况。在图23中，左边部分对应于正常CP情况而右边部分对应于经扩展的CP情况。在图23中，在所述正常CP情况中第0、第2、第5和第9列被打孔，在所述经扩展的CP情况中第0、第1、第2、第3、第6和第9列被打孔。在此，经打孔的列对应于小区特定RS所位于的区域或者控制信道所位于的区域。
所述母矩阵被构建成使得最后一列映射至最后一个OFDM符号。
图24示出了向MBSFN(多媒体广播单频网络)子帧应用N＝12的所述母矩阵的示例。在图24中，第0和第1列被打孔。
此外，可将母矩阵设计成使得在鉴于CRS的使用或者伴随PRS的CRS的使用进行打孔期间在所述时域中不存在多个峰值。
特别是，可以鉴于CRS的重用模式使用循环移位来执行打孔。例如，在1 Tx的情况中CRS重用模式为[0,1,2,3,4,5,0,1,2,3,4,5]T，其对应于上述基于小区ID/符号模数的母矩阵中的第一列(列0)。因此，有可能在所述CRS上定位该第一列并对其进行打孔。例如，为了在除了控制信道区域之外的CRS中的第一CRS符号(nsym＝4)上定位所述母矩阵的所述第一列，将所述母矩阵向右循环移位2并且在对应的CRS位置处执行打孔。
图25示出了在正常CP情况下将图22中所示的矩阵向右循环移位2的结果。
图26示出了在经扩展的CP情况下将图22中所示的矩阵向右循环移位3的结果。
图27示出了通过向子帧应用图25的矩阵和图26的矩阵并执行打孔而获得的结果。在图27中，左边部分对应于经扩展的CP情况，而右边部分对应于经扩展的CP情况。
图28示出了通过向MBSFN子帧应用图25的矩阵并执行打孔而获得的结果。
如图25至图28中所示，有可能对所述母矩阵执行循环移位并将经循环移位的母矩阵应用至子帧。
可将[0,1,2,]T的第一列(列0)定位在所述子帧的最后一个CRS符号上并将其打孔。图29示出了在正常CP情况下在子帧的最后一个CRS符号上定位N＝12的所述母矩阵的第一列并执行打孔的示例。图30示出了在MBSFN子帧的最后一个CRS符号上定位N＝12的所述母矩阵的第一列并执行打孔的示例。
现在将要解释生成基于科斯塔斯阵列的母矩阵的方法。
图31示出了具有N＝12的示例性科斯塔斯阵列。图32示出了在其中向子帧应用图31的科斯塔斯阵列的情况。在图32中，左边部分示出了与正常CP情况对应的子帧，而右边部分示出了与经扩展的CP情况对应的子帧。图33示出了在其中向MBSFN子帧应用图31的科斯塔斯阵列的情况。
与此同时，可以通过扩展N＝6的母矩阵并且针对该N＝6的母矩阵执行打孔来生成N＝12的母矩阵。在此，从所述具有N＝6的母矩阵生成所述具有N＝12的母矩阵的操作类似于以上描述，区别在于所述具有N＝6的母矩阵被扩展从而使得其适合于子帧。
根据基于N＝6生成的基于科斯塔斯阵列的母矩阵来解释经扩展的矩阵形式(参照图17和图18)。在此，可以预先执行置换从而使得仅有对应于经重用的CRS的列(0,1,2)(3,4,5,)被打孔。此时，可以映射适当的列。
以下的表示9表示基于科斯塔斯阵列的母矩阵的示例。
[表示9]
可以扩展表示9的母矩阵并将其应用至子帧。图34示出了在正常CP情况下向子帧应用具有N＝6的基于科斯塔斯阵列的母矩阵并执行打孔的示例。图35示出了在经扩展的CP情况下向子帧应用具有N＝6的基于科斯塔斯阵列的母矩阵并执行打孔的示例。
与此同时，有可能对表示9的母矩阵应用适当列和行的置换。图36示出了向子帧应用根据本发明实施方式的具有N＝6的基于科斯塔斯阵列的母矩阵并执行打孔的示例。在图36中，左边部分对应于正常CP情况，而右边部分对应于经扩展的CP情况。
可将母矩阵映射至子帧上使得在被打孔时小区ID均匀分布在整个频带之中。图37示出了向子帧应用根据本发明实施方式的具有N＝6的基于科斯塔斯阵列的母矩阵并执行打孔的示例。在图37中，左边部分对应于正常CP情况，而右边部分对应于经扩展的CP情况。
可以向子帧应用基于小区ID/符号模数的母矩阵。图38示出了向子帧应用根据本发明实施方式的具有N＝6的基于小区ID/符号模数的母矩阵并执行打孔的示例。在图38中，左边部分对应于正常CP情况，而右边部分对应于经扩展的CP情况。
(3)通过重复母矩阵的至少一个列或者行而扩展的模式
这种情况包括通过改变母矩阵的至少2个列或者行的顺序而扩展的模式。
该方法对在元素考虑上小于给定资源的母矩阵进行扩展，以在与CRS的干扰及同步期间消除多个峰值(子帧必须没有空副载波)。在此，如果左CRS符号和右CRS符号具有与CRS相同的重用模式的列，则可以解决CRS与PA-RS之间的干扰。图39示出了根据本发明实施方式通过重复基于科斯塔斯阵列的母矩阵的至少1个列或者行而扩展的模式。图40示出了根据本发明实施方式通过重复基于小区ID/符号模数的母矩阵的至少1个列或者行而扩展的模式。
(4)镜像映射
N(其小于给定的资源)母矩阵可以使用镜像模式来扩展。换言之，当重复N母矩阵时，可以映射该母矩阵以使得该母矩阵的元素在重复边界处被镜像从而变得对称。当相同的模式在母矩阵通过简单重复而扩展时相冲突时，通过镜像的扩展可以将冲突随机化至其他副载波。此外，当将母矩阵扩展至频域时，可以按照该母矩阵的上半部的映射顺序的逆顺序来执行映射。图41示出了根据本发明实施方式使用科斯塔斯阵列进行镜像映射的结果。在图41中，左边的子帧对应于正常的CP情况，而右边的子帧对应于经扩展的CP情况。
用于用户设备位置估计的PRS模式可以按如下所示生成。当频率重用为6时，根据以下公式10将时隙ns中的PRS序列映射至复值调制符号以供位置测量。
[公式10]
kl＝6m+k′l
k′l＝(((vshift+1)·(l′+1))mod7)-1
在公式10中，表示PCI，表示下行链路带宽，并且表示最大下行链路带宽。
图42示出了根据本发明实施方式针对频率重用6的PRS模式。
现在将要解释对所述PRS模式的性能的仿真。
在以下表1中示出了基本的仿真参数。即使CRS和PRS可以一起使用，但仅有PRS用于位置确定以便在纯PRS性能方面对不同的方案进行比较。在用户设备处测量Es/Iot和RSRP(参考信号接收功率)，以便测量针对每个小区的可测性。在此，Es代表期望信号的能量，而It代表干扰信号的功率谱密度并且其一般可被称为SINR。
[表1]
如果测量结果满足阈值，则执行基于副本的时序测量以便研究针对所感测小区的经估计时序的精确度。位置确定的性能取决于可测性以及所估计时序的精确度。时序的精确度取决于PRS模式及序列的自相关性和互相关性。可测性取决于时间及频率重用。考虑了2个取决于时序搜索窗口的假设，以便研究来自不同PRS模式的自相关性特征(profile)的影响。
1)理想时序假设
围绕与最短路径相对应的理想时序点执行时序测量。由于PRS模式，在时序测量中几乎反映不出自相关特性。位置确定的性能主要取决于可测性。
2)实际时序假设
时序搜索窗口覆盖远达10km。位置确定的性能在时序精确度中部分地受到自相关性能的影响。因此，位置确定的性能将会影响针对PRS模式的可测性和时序精确度。
根据以上描述，PDCCH符号的可用数目在***带宽高于3MHz时为3，而在该***带宽低于3MHz时为4。在这种情况下，存在用户设备的2个操作，以防止位置确定性能被劣化。首先，所述用户设备始终假设最大数目的PDCCH符号。其次，与PDCCH符号数目有关的参数被以信号通知给所述用户设备。第一操作使得PRS模式的计划清楚，而第二操作要求额外的开销。对于性能增益而言，所述第二操作并不明显。因此所述第一操作对于PRS模式计划有益。因此，本发明提出根据PDCCH符号的数目在时为3而在时为4这一假设来计划PRS模式。
然而，如图42中所示，PDCCH符号的数目不随***带宽而变化，并且当传输PRS时其始终固定在3。在正常CP的情况下，所述PRS可从第4 OFDM符号传输(当时域上处于前端的OFDM符号被编号为0、1、2、…时)。在经扩展的CP的情况下，由于CRS被传输至第4 OFDM符号，因此可在该第4OFDM符号处对PRS进行打孔并将其从第5 OFDM符号传输。
同时，有可能构建针对PDCCH的符号使得所述符号的最大数目为3并且传输针对其余符号的PRS。此外，可以针对传输CRS的OFDM符号对PRS进行打孔。现在将要解释PCI与PRS-ID之间的关系。
对当前相邻小区的测量和对现有***(例如，Rel-8)的报告是基于PCI执行的。PCI的数目是鉴于有效小区ID计划而确定的。由于需要针对PRS-ID的小区计划，因此PCI和PRS-ID必须具有一对一的关系。针对位置报告可以重用与所述现有***相同的格式。
最近，LCS(位置服务)已经指出异构网络中的PCI冲突及混乱。PCI冲突的概率取决于可用于小区的PCI的数目。由于分配给HeNB/CGS小区的PCI的数目取决于部署，因此冲突的概率可能并非是无关紧要的。
然而，如果针对PCI冲突在***级存储0至50个PCI，则冲突的概率将不会如此之高。此外，根据基于网络的机制可以进一步降低冲突的概率。由于下行链路物理信道和上行链路物理信道是基于PCI传输的，因此当PRS-ID被扩展而没有PCI扩展时，在其他物理信道中会再次发生PCI冲突。
总括而言，只要PCI范围未扩展，则PRS-ID扩展就不是一种根本性的解决方案。
与PCI混乱相关联，用户设备例如可以报告全局小区ID。
有鉴于此，有必要清楚CPI冲突的严重性。此外，PRS-ID扩展不是一种好的解决方案。
本发明提出在PCI与PRS-ID之间的一对一关系。更宽的带宽会增大时间分辨率，并且因此其确切地提高了位置确定的性能。图43示出了取决于***带宽的位置确定性能。如图43中所示，其在***带宽被限制到10MHz时有效。
本发明提出，针对PRS模式的***带宽被限制到10MHz(1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz)。
PRS模式在不同的子帧之间可能随时间变化。随时间变化的PRS模式和不随时间变化的PRS模式具有折衷关系。在所述随时间变化的PRS模式预期会提高位置确定性能的同时，需要附加的信令来通知子帧编号。
图44示出了在随时间变化的PRS模式中的位置确定性能。可以看到，所述随时间变化的PRS模式的平均值的性能与不随时间变化的PRS模式相比在连续子帧上较高。然而，考虑到信令开销，性能增益并不是很高。
另外，在考虑所述性能与附加性能之间的折衷时，不随时间变化的PRS模式是期望的。
频率与时间重用接入具有折衷关系。图45示出了相关于正交频率重用6以及正交时间重用6的位置确定性能。可以看到，在时间重用中OFDM符号中的所有副载波均被占用。虽然时间重用的性能由于其低能量而并不比频率重用的性能更高，但根据多个副载波的累积可以将位置确定的收敛性提高到与所述频率重用的收敛性相近似的水平。
因此，正交频率重用比正交时间重用更为有益。
现在将对PRS模式进行比较。
首先，解释2种类别。
(1)正交重用基础
根据正交时间或频率偏移而生成不同的PRS模式。模式的数目对应于时间或频率重用。例如，在重用6的情况下存在6个PRS模式。
复杂性降低方案是可用的。
可以通过清除子帧中的空副载波来消除多个凹陷(pit)。
提议者包括A公司、B公司、C公司、D公司和E公司。
(2)部分重用基础
根据准正交时间和/或频率偏移而生成不同的PRS模式。
模式的数目对应于时间和/或频率重用。例如，当假设3个PDCCH符号时，在正常CP情况下存在96(12×8)个不同的PRS模式。
可以通过不同的PRS模式来降低复杂性。
部分重用可以通过控制来自每个小区的PRS传输的概率来执行。
由于子帧中的空副载波而存在多个凹陷或者不良的自相关特征。这种特性在以非常低的SINR水平进行相邻小区测量时非常重要。
提议者包括F公司、G公司和H公司。
在上述提议中，探讨了位置确定性能。不同的调制序列被应用于不同的PRS模式。对于计算而言，考虑了根据所述PRS模式对不同RS的放大(boosting)。在此，放大水平使得传输能量在1个OFDM符号中均匀。
A公司、E公司：6dB
F公司、G公司：9dB
B公司：3dB
图46示出了在理想时序假设情况下对不同PRS模式的性能比较的结果。参照图46，由于狭窄的时序测量窗口，针对所述不同PRS模式的时序精确度彼此并没有不同。
B公司的模式具有的位置确定精确度由于低符号能量(在1个子帧中有2个OFDM符号)而低于其他公司的位置确定精确度。然而，当应用小区ID计划时，对于在1个小区中给定的资源元素的干扰得到减轻。
源自基于部分重用的模式的可测性由于较大的频率重用12而略低。
理想时序假设无法反映出来自不同PRS模式的自相关特征的特性。
图47示出了在实际时序假设情况下对不同PRS模式的性能比较的结果。
参照图47，显然，基于正交重用的模式(A公司和E公司)由于较好的自相关特征(在子帧中不存在空副载波)而显示出最佳的性能。B公司的模式由于具有因空副载波和时间重用造成的低能量的自相关特征而具有最差性能。对于A公司的模式，正交PRS模式看起来对于所有具有不同传播延迟的PRS元素均与相邻小区的PRS模式冲突。
基于部分重用的模式(F公司、G公司和H公司)的位置确定性能由于不良的自相关特征而比所述基于正交重用的模式的位置确定性能差。
由于鉴于CRS与PRS之间的冲突而执行计划，因此F公司的模式显示出最佳的位置确定性能。
所述提议具有不同的空副载波位置，并且因此自相关特征取决于空副载波。
当根据误报率从模式中确定Es/Iot阈值时，可测性实际上并未增加。
所述实际时序假设可以有效地影响来自不同PRS模式的自相关特征。
图48为能够应用到基站及用户设备并且执行上述方法的设备的框图。参照图48，所述设备100包括处理单元101、存储器单元102、RF(射频)单元103、显示单元104以及用户接口单元105。在所述处理单元101中对物理接口协议层进行处理。所述处理单元101提供控制平面和用户平面。每个层的功能可在所述处理单元101中执行。所述处理单元101可以执行本发明的上述实施方式。更具体而言，所述处理单元101可以生成用于用户设备位置确定的子帧或者接收子帧以执行对用户设备的位置进行确定的功能。所述存储器单元102电连接至所述处理单元101，并且存储操作***、应用以及普通文件。如果所述设备100为用户设备，则显示单元104可以显示各种信息项并且可以使用LCD(液晶显示器)、OLED(有机发光二极管)等来实现。所述用户接口单元105可以与诸如小键盘、触摸屏等之类的传统用户接口相结合。所述RF单元103电连接至所述处理单元101并且发射或者接收RF信号。
上述实施方式是本发明元素及特征的组合。除非另有说明，否则这些元素或特征可被视为选择性的。每个元素或特征可在不与其他元素或特征结合的情况下实践。此外，可以通过组合这些元素和/或特征的一些部分来构建本发明的实施方式。本发明实施方式中所描述的操作顺序可以重新排列。任何一个实施方式的某些构造可被包括在另一实施方式中并且可以被另一实施方式的相应构造所替代。对于本领域中技术人员而言显而易见的是，所附的权利要求书中未在彼此之中明确引用的权利要求可以结合呈现作为本发明的实施方式或者可以通过本申请提交之后的后续修改而被包括作为新的权利要求。
在本发明中，用户设备可以用MS(移动台)、SS(用户台)、MSS(移动用户台)或者移动终端来替代。
所述用户设备可以使用蜂窝电话、PCS(个人通信服务)电话、GSM(全球移动***)电话、WCDMA(宽带CDMA)电话、MBS(移动宽带***)电话等。
实施本发明的模式
本发明的实施方式可以通过各种方式来实现。例如，本发明的实施方式可以由硬件、固件、软件或者其组合来实现。
在硬件配置中，本发明的实施方式可以通过一个或多个ASIC(专用集成电路)、DSP(数字信号处理器)、DSPD(数字信号处理器件)、PLD(可编程逻辑器件)、FPGA(现场可编程门阵列)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现。
在固件或软件配置中，本发明的实施方式可以通过执行上述功能或操作的一类模块、程序或函数来实现。软件代码可以存储在存储器单元中并且继而可以由处理器执行。所述存储器单元可以位于所述处理器之内或之外，以便通过各种公知的方式向所述处理器传输数据以及从所述处理器接收数据。
本领域中技术人员将会明白，本发明可以以不同于在此所述形式的其他特定形式来实施而不偏离本发明的精神以及基本特性。以上描述因此在所有方面均应解释为示意性而非限制性。本发明的范围应通过对所附权利要求的合理解读来确定，并且所有来自本发明的等效范围内的改变均旨在处于本发明的范围之内。
工业适用性
本发明可以用于无线移动通信***的终端、基站或者其他设备。

Claims (8)

1.一种用于确定无线移动通信***中用户设备的位置的方法，该方法包括：
以预定时间段周期性地在多个子帧中接收定位参考信号；以及
使用在所述多个子帧中接收到的所述定位参考信号之间的参考信号时间差RSTD来确定所述用户设备的位置，
其中，通过重复具有6×6维度的对角母矩阵来生成所述定位参考信号的模式，将所述定位参考信号的所述模式映射到所述子帧的正交频分复用OFDM符号，并且对在其中发送公共参考信号CRS的OFDM符号中的所述定位参考信号进行打孔，并且
其中，将具有最低时间索引的OFDM符号编号为第0OFDM符号，并且所述第0OFDM符号、第1OFDM符号和第2OFDM符号不用于具有正常循环前缀的子帧中的所述定位参考信号和具有扩展循环前缀的子帧中的所述定位参考信号，
其中，将频率移位应用于针对每个小区的所述定位参考信号的所述模式，并且
其中，基于Ncell IDmod 6来确定所述频率移位，其中Ncell ID是物理小区标识符PCI，并且mod表示取模操作。
2.根据权利要求1所述的方法，
其中，使用科斯塔斯阵列生成所述母矩阵。
3.根据权利要求1所述的方法，
其中，针对具有正常循环前缀的所述子帧，将第3OFDM符号以及更高的OFDM符号用于所述定位参考信号的所述模式。
4.根据权利要求1所述的方法，
其中，针对具有扩展循环前缀的所述子帧，将第4OFDM符号以及更高的OFDM符号用于所述定位参考信号的所述模式。
5.一种在无线移动通信***中的用户设备，该用户设备包括：
接收器；以及
处理器，
其中，该接收器被配置为以预定时间段周期性地在多个子帧中接收定位参考信号，
其中，该处理器被配置为使用在所述多个子帧中接收到的所述定位参考信号之间的参考信号时间差RSTD来确定所述用户设备的位置，
其中，通过重复具有6×6维度的对角母矩阵来生成所述定位参考信号的模式，将所述定位参考信号的所述模式映射到所述子帧的正交频分复用OFDM符号，并且对在其中发送公共参考信号CRS的OFDM符号中的所述定位参考信号进行打孔，并且
其中，将具有最低时间索引的OFDM符号编号为第0OFDM符号，并且所述第0OFDM符号、第1OFDM符号和第2OFDM符号不用于具有正常循环前缀的子帧中的所述定位参考信号和具有扩展循环前缀的子帧中的所述定位参考信号，
其中，将频率移位应用于针对每个小区的所述定位参考信号的所述模式，并且
其中，基于Ncell IDmod 6来确定所述频率移位，其中Ncell ID是物理小区标识符PCI，并且mod表示取模操作。
6.根据权利要求5所述的用户设备，
其中，使用科斯塔斯阵列生成所述母矩阵。
7.根据权利要求5所述的用户设备，
其中，针对具有正常循环前缀的所述子帧，将第3OFDM符号以及更高的OFDM符号用于所述定位参考信号的所述模式。
8.根据权利要求5所述的用户设备，
其中，针对具有扩展循环前缀的所述子帧，将第4OFDM符号以及更高的OFDM符号用于所述定位参考信号的所述模式。
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