KR20100110733A

KR20100110733A - 무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기의 위치를 결정하기 위한 방법 및 이를 수행하기 위한 장치

Info

Publication number: KR20100110733A
Application number: KR1020100027273A
Authority: KR
Inventors: 한승희; 정재훈; 권영현
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2009-04-03
Filing date: 2010-03-26
Publication date: 2010-10-13

Abstract

본 발명은 무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기의 위치 결정 방법을 개시한다. 상기 방법은, 복수개의 기지국으로부터 소정 주기로 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호(Reference Signal)를 포함하는 사용자 기기 위치 결정 용 서브프레임을 수신하는 단계와 상기 수신한 복수개의 서브프레임에 포함된 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호간의 시간 차를 이용하여 상기 사용자 기기의 위치를 결정하는 단계를 포함하고, 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 시퀀스는 적어도 한 쌍 이상이 복소 공액(complex conjugate) 관계를 이룬다.

Description

무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기의 위치를 결정하기 위한 방법 및 이를 수행하기 위한 장치{APPARATUS AND METHEOD FOR POSITIOING A USER EQUIPMENT}

본 발명은 무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기의 위치를 결정하기 위한 방법 및 이를 수행하기 위한 장치에 관한 것이다.

LTE 물리 구조

3GPP(3^rd Generation Project Partnership) LTE(Long Term Evolution)는 FDD (Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 (type 1) 무선 프레임 구조 (Radio Frame Structure)와 TDD (Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조 (Radio Frame Structure)를 지원한다.

도 1은 타입 1 무선 프레임의 구조를 도시한다. 타입 1 무선 프레임은 10개의 서브프레임으로 구성되며, 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯(Slot)으로 구성된다.

도 2는 타입 2 무선 프레임의 구조를 도시한다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 해프 프레임 (half frame)으로 구성되며, 각 해프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(Guard Period; GP), UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며, 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 즉, 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.

도 3은 LTE 하향링크의 슬롯 구조를 나타낸다. 상기 도 3에 도시된 바와 같이 각 슬롯(slot)에서 전송되는 신호는

개의 부반송파(subcarrier)와

개의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼(symbol)로 구성되는 자원 격자 (Resource Grid)에 의해 묘사될 수 있다. 여기서,

은 하향링크에서의 자원 블록 (Resource Block; RB)의 개수를 나타내고,

는 하나의 RB을 구성하는 부반송파의 개수를 나타내고,

는 하나의 하향링크 슬롯에서의 OFDM 심볼의 개수를 나타낸다.

도 4는 LTE 상향링크 슬롯 구조를 나타낸다. 상기 도 8에 도시된 바와 같이 각 슬롯에서 전송되는 신호는

개의 부반송파와

개의 OFDM 심볼로 구성되는 자원 격자에 의해 묘사될 수 있다. 여기서,

은 상향링크에서의 RB의 개수를 나타내고,

는 하나의 RB을 구성하는 부반송파의 개수를 나타내고,

은 하나의 상향링크 슬롯에서의 OFDM 심볼의 개수를 나타낸다.

자원 요소(Resource Element)는 상기 상향링크 슬롯과 하향링크 슬롯 내에서 인덱스 (a, b)로 정의되는 자원 단위로 1개의 부반송파와 1개의 OFDM심볼을 나타낸다. 여기서, a는 주파수 축 상의 인덱스이고, b은 시간 축 상의 인덱스이다.

도 5는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상기 도 5에서 하나의 서브프레임 안에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분에 위치한 최대 3개의 OFDM 심볼은 제어 채널에 할당된 제어 영역에 대응한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리 하향링크 공유 채널(Physical Downlink Shared Channel; PDSCH)에 할당된 데이터 영역에 대응한다. 3GPP LTE 에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 예로는 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel)과 PHICH(Physical Hybrid ARQ Indicator Channel) 등이 있다.

다중 안테나( MIMO ) 기술의 정의

MIMO는 Multiple-Input Multiple-Output의 준말로 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중송신안테나와 다중수신안테나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말한다. 즉, 무선통신시스템의 송신 단(transmitter) 혹은 수신 단(receiver)에서 다중안테나를 사용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이다. 여기서는 MIMO를 다중안테나라고 칭하기로 한다.

다중안테나 기술이란, 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고 여러 안테나에서 수신된 단편적인 데이터 조각을 한데 모아 완성하는 기술을 응용한 것이다. 상기 다중안테나 기술은 특정 범위에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나 특정 데이터 전송 속도에 대해 시스템 범위를 증가시킬 수 있기 때문에 이동 통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신기술이다. 상기 기술은 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 이른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 차세대 기술로 관심을 모으고 있다.

도 6은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다. 도 6에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 N_T개로, 수신 안테나의 수를 N_R개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적으로 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서 전송률(transmission rate)를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시키는 것이 가능하다. 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송률은 이론적으로 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송률(

)에 하기의 수학식 1의 증가율(

)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.

예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 대하여 이론상 4배의 전송률을 획득할 수 있다. 이와 같은 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90년대 중반에 증명된 이후 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위하여 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.

채널 추정

무선통신 시스템 환경에서는 다중경로 시간지연으로 인하여 페이딩(fading)이 발생하게 된다. 페이딩으로 인한 급격한 환경변화에 의하여 생기는 신호의 왜곡을 보상하여 전송신호를 복원하는 과정을 채널 추정이라고 한다. 채널 추정을 위해서 일반적으로 송신 측과 수신 측이 상호간에 알고 있는 신호를 이용하여 채널 추정을 수행하게 된다. 상기 송신 측과 수신 측이 모두 알고 있는 신호를 파일럿 신호(pilot signal) 혹은 기준 신호(Reference Signal, 이하 RS라 하기로 한다)라고 한다.

직교주파수분할 전송방식을 사용하는 무선통신 시스템에서, 기준 신호는 모든 부반송파에 할당하는 방식과 데이터 부반송파 사이에 할당하는 방식이 있다.

채널추정 성능의 이득을 얻기 위하여 프리앰블(preamble) 신호와 같이 기준 신호만으로 이루어진 심볼을 이용한다. 이를 사용할 경우 일반적으로 기준 신호의 밀도가 높기 때문에, 데이터 부반송파 사이에 기준 신호를 할당하는 방식에 비하여 채널추정 성능이 개선될 수 있다. 그러나 데이터의 전송량이 감소되기 때문에 데이터의 전송량을 증대시키기 위해서는 데이터 부반송파 사이에 기준 신호를 할당하는 방식을 사용하게 된다. 이러한 방법을 사용할 경우 기준 신호의 밀도가 감소하기 때문에 채널추정 성능의 열화가 발생하게 되고 이를 최소화할 수 있는 적절한 배치가 요구된다.

수신기는 다음과 같은 과정으로 기준 신호를 이용하여 채널 추정을 수행한다. 수신기는 기준 신호의 정보를 알고 있기 때문에 수신된 신호로부터 수신기와 송신기 사이의 채널 정보를 추정한다. 수신기는 추정된 채널 정보 값을 이용하여 송신기에서 보낸 데이터를 정확하게 복조(demodulation)할 수 있다.

송신기에서 보내는 기준 신호를

, 기준 신호가 전송 중에 겪게 되는 채널 정보를

, 수신기에서 발생하는 열 잡음을

, 수신기에서 수신된 신호를

라고 하면 수신된 신호

는

과 나타낼 수 있다. 이때 기준 신호

는 수신기가 이미 알고 있기 때문에 이를 이용하여 다음의 수학식 2와 같이 채널 정보(

)를 추정할 수 있다.

이때 기준 신호

를 이용하여 추정한 채널 추정값

는

값에 따라서 그 정확도가 결정된다. 따라서 정확한

값의 추정을 위해서는

이 0에 수렴해야만 하고, 따라서 많은 개수의 기준 신호를 이용하여 채널을 추정하여야 한다. 많은 개수의 기준 신호를 이용하여 채널을 추정하면

의 영향을 최소화할 수 있다.

3 GPP LTE 하향링크 시스템에서의 단말기 전용 기준 신호 할당 방식

상기에서 설명한 3GPP LTE가 지원하는 무선 프레임 구조 중에서 FDD에 적용 가능한 무선 프레임의 구조를 자세히 살펴보면, 10msec 동안의 시간에 한 개의 프레임이 전송되는데 이 프레임은 10개의 서브 프레임으로 구성된다. 하나의 서브프레임을 1msec 동안의 시간에 전송된다.

한 개의 서브프레임은 14개 혹은 12개의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)심볼로 구성되며 한 개의 OFDM심볼에서 부반송파의 개수는 128, 256, 512, 1024, 1536, 2048 중의 하나로 선정되어 사용된다.

도 7은 1TTI(Transmission Time Interval)가 14개의 OFDM 심볼을 갖는 표준 순환전치(normal Cyclic Prefix; normal CP)를 사용하는 서브프레임에 있어서 단말기 전용(user specific)의 하향링크 기준 신호 구조를 도시한 도면이다. 상기 도 7에서 R5는 단말기 전용의 기준 신호를 나타내며

은 서브프레임 상의 OFDM 심볼의 위치를 나타낸다.

도 8은 1TTI가 12개의 OFDM심볼을 가지는 확장 순환 전치(extended Cyclic Prefix; extended CP)를 사용하는 서브프레임에 있어서, 단말기 전용의 하향링크 기준 신호의 구조를 도시한 도면이다.

도 9 내지 도 11은 1TTI가 14개의 OFDM 심볼을 갖는 경우 각각 1, 2, 4개의 송신 안테나를 갖는 시스템을 위한 단말기 공통의 하향링크 기준 신호의 구조를 도시한 도면이다. 상기 도 9내지 도 11에서, R0는 송신안테나 0에 대한 파일럿 심볼을 나타내며, R1은 송신안테나 1, R2는 송신안테나 2 그리고 R3는 송신안테나 3에 대한 파일럿 심볼을 가리킨다. 각 송신안테나의 파일럿 심볼이 사용된 부반송파에는 파일럿 심볼을 전송하는 송신안테나를 제외한 다른 모든 송신안테나와의 간섭을 없애기 위해 신호를 전송하지 않는다.

상기 도 7과 도 8은 단말기 전용의 하향링크 기준 신호의 구조로서 상기 도 9내지 도 11의 단말기 공통의 하향링크 기준 신호와 동시에 사용될 수 있다. 예를 들면, 제어정보가 전송되는 첫 번째 슬롯의 OFDM 심볼 0, 1, 2번에서는 상기 도 9내지 도 11의 단말기 공통의 하향링크 기준 신호를 사용하고, 나머지 OFDM 심볼에서는 단말기 전용의 하향링크 기준 신호를 사용할 수 있다.

또한, 미리 정의된 시퀀스(예, Pseudo-random (PN), m-sequence 등)를 셀 별 하향링크 기준 신호에 곱하여 전송함으로써 수신기에서 인접 셀로부터 수신되는 파일럿 심볼의 신호의 간섭을 감소시켜 채널추정 성능을 향상시킬 수 있다. PN 시퀀스는 하나의 서브프레임내의 OFDM 심볼단위로 적용되며, PN 시퀀스는 셀 ID와 서브프레임 번호 그리고 OFDM심볼 위치, 단말기의 ID에 따라 다르게 적용될 수 있다.

하나의 일례로, 상기 도 9의 1Tx 파일럿 심볼의 구조의 경우 파일럿 심볼을 포함하는 특정 OFDM 심볼에 하나의 송신안테나의 파일럿 심볼이 2개 사용되고 있음을 알 수 있다. 3GPP LTE 시스템의 경우 여러 종류의 대역폭으로 구성된 시스템이 있는데 그 종류는 6RB(Resource Block) 내지 110 RB이다. 따라서, 파일럿 심볼을 포함하는 하나의 OFDM심볼에 1개의 송신안테나의 파일럿 심볼의 개수는

이며 각 셀 별 하향링크 기준 신호에 곱하여 사용되는 시퀀스는

의 길이를 가져야 한다. 이때,

는 대역폭에 따른 RB의 개수를 나타내며 시퀀스는 이진시퀀스 또는 복소시퀀스 등을 사용할 수 있다. 아래의 수학식 3의

은 복소시퀀스의 하나의 일례를 보이고 있다.

위의 수학식 1에서

는 최대 대역폭에 해당하는 RB의 개수이므로 위의 설명을 따르면 110으로 결정할 수 있고

는 PN 시퀀스로 길이-31의 Gold 시퀀스로 정의될 수 있다. 단말기 전용 하향링크 기준 신호의 경우 상기 수학식 3은 아래의 수학식 4와 같이 표현할 수 있다.

상기 수학식 4에서,

는 특정 단말기가 할당 받은 하향링크 데이터에 해당하는 RB의 개수를 나타낸다. 따라서 단말기가 할당 받는 양에 따라 시퀀스의 길이가 달라질 수 있다.

상기 설명된 단말기 전용의 하향링크 기준 신호의 구조는 1개의 데이터 스트림(data stream)만 전송할 수 있으며, 단순 확장이 불가능하므로 다수의 스트림을 전송할 수 없다. 따라서, 단말기 전용의 하향링크 기준 신호의 구조는 다수의 데이터 스트림을 전송할 수 있도록 확장이 필요하다.

사용자 기기 위치 결정 방법( User Equipment positioning method )

사용자 기기 위치 결정은 최근 실제 생활에서 다양한 어플리케이션(application)으로 인해 여러 오퍼레이션으로부터 그 필요성이 증가하고 있다. 사용자 기기 위치 결정 방법 중 널리 알려진 방법은 크게 GPS 기반(Global Positioning System based) 방식과 지상 위치결정 기반(Terrestrial positioning based) 방식으로 분류할 수 있다.

GPS 기반 방식은 위성을 이용하여 사용자 기기의 위치를 측정하는 방식이다. 상기 GPS 기반 방식은 최소 4개 이상의 위성으로부터의 수신 신호가 필요하고, 실내 환경에서는 사용하지 못하는 단점이 있다.

한편, 지상 위치 결정 기반 방식은 기지국들로부터의 신호의 시간 격차(timing difference)를 이용하여 사용자 기기의 위치를 측정하는 방법이다. 상기 지상 위치 결정 기반 방식은 최소 3개의 기지국으로부터의 수신 신호가 필요하다. 상기 지상 위치 결정 기반 방식은 GPS 기반 방식에 비해 위치 추정 성능이 떨어지나, 거의 모든 환경에서 사용할 수 있다. 상기 지상 위치 결정 기반 방식은 주로 동기 신호(synchronization signal)나 기준 신호(reference signal)를 이용하여 사용자 기기의 위치를 추정한다. 상기 지상 위치 결정 기반 방식은 표준별로 다음과 같은 용어로 정의된다.

UTRAN(UMTS Terrestrial Radio Access Network)에서는 OTDOA(Observed Time Difference Of Arrival)로 정의되고, GERAN(GSM/EDGE Radio Access Network)에서는 E-OTD(Enhanced Observed Time Difference)로 정의되며, CDMA2000에서는 AFLT (Advanced Forward Link Trilateration)으로 정의된다.

도 12는 3GPP 표준에서 사용되고 있는 지상 위치 결정 기반 방식의 일종인 하향링크 OTDOA의 예를 도시한 도면이다. 현재 사용자 기기는 현재 서빙 셀(current serving cell)에서 전송되는 서브프레임을 기준으로 기준 클럭(reference clock)을 수행하기 때문에 이웃 셀(neighboring cell)들로부터 수신되는 신호들은 서로 다른 TDOA를 가지고 수신되게 된다.

도 13은 OTDOA를 이용한 사용자 기기의 위치 결정 방법의 예를 도시한 도면이다. 사용자 기기의 위치는 테일러 급수 확장(Taylor series expansion)을 이용한 선형 방정식(linearlized equation)을 풀어서 계산될 수가 있다(Y. Chan and K. Ho, "A simple and efficient estimator for hyperbolic location", IEEE Trans. Signal Processing", vol. 42, pp. 1905-1915, Aug. 1994 참고).

상기에서 언급한 사용자 기기 위치 결정 방법은 통상적으로 공통 기준 신호(Common Reference Signal: CRS) 혹은 동기 신호(Primary Synchronization Signal/Secondary Synchronization Signal: PSS/SSS)를 통해 수행될 수 있으나 이것 만으로는 우수한 성능 및 오퍼레이터(operator)의 요구사항을 만족시키기 어렵다.

따라서, LCS(LoCation Service)를 위한 포지셔닝 기준 신호(Positioning Reference Signal: PRS)의 도입이 필요하다.

도 14와 도 15는 OTDOA 용 LCS를 위한 RS(즉, PRS)를 포함하는 서브프레임의 구조를 도시한 도면이다. 상기 도 14는 표준 순환 전치의 경우이고, 상기 도 15는 확장 순환 전치의 경우이다. 상기 도 14와 도 15에서, E-IPDL(Evolved-Idle Period Downlink) RS는 LCS를 위한 PRS에 해당한다.

상기 도 14와 도 15에서, 가로 축은 OFDM 심볼 인덱스일 수 있고, 세로 축은 주파수 인덱스 또는 부반송파 인덱스일 수 있다. 상기 도 14와 도 15에 도시된 바와 같이 E-IPDL RS는 하나의 셀 입장에서 대각 행렬(diagonal matrix) 형태를 가진다. 상기 E-IPDL RS는 한 서브프레임 내에서 골고루 퍼트리는 구조로 이루어져 있다. 즉, 한 서브프레임 내에서 E-IPDL RS의 원소를(element)를 합칠 경우 전체 자원 요소 내에서 빠짐없이 전송되는 형태이다. 이때, 일정 자원 단위(주파수x심볼)에만 E-IPDL RS를 전송할 수 있고, 또는 전 대역에 걸쳐서 E-IPDL RS를 골고루 전송할 수가 있다.

또한, 다른 셀에서는, E-IPDL RS를 주파수 축으로 하나씩 순환 천이(circular shift)시켜서 전송될 수 있다. 이 경우, 사용자 기기(Use Equipment) 입장에서 볼 때, 두 셀에서 전송하는 E-IPDL RS가 완전히 동기가 맞아서 수신되는 경우에 셀 간 충돌 없이 사용자 기기의 위치 측정을 수행할 수 있다.

이때, PRS를 통한 타이밍 측정 시 시간 영역 상관기(time domain correlator)를 가정하였을 경우, 한 서브프레임 길이에 해당하는 시간 영역 기준 신호를 생성하여 그것과 수신된 신호를 상관(correlation) 연산하여 구현할 수 있다. 예를 들어, 한 서브프레임이 이 다음과 같이 4개의 OFDM 심볼로 구성되어 수신된다고 가정한다.

상기 수학식 5에서 CP0 내지 CP3는 순환 전치(Cyclic Prefix)를 나타내며, Sym0 내지 Sym3는 OFDM 심볼을 나타낸다.

이때, 기준 신호의 시간 영역 신호 역시 다음의 수학식 6과 같이 표현될 수 있다.

상기 수학식 6에서, RCP0 내지 RCP3는 순환 전치(Cyclic Prefix)를 나타내며, RSym0 내지 RSym3는 기준 신호를 위한 OFDM 심볼을 나타낸다.

상기 수학식 5와 6을 서로 다른 지연 값에 대하여 상호 상관(cross correlation)을 수행하여 타이밍 측정을 수행할 수 있다.

연방통신위원회(Federal Communications Commission: FCC) E911(Enhanced 911)에서 규정하고 있는 LCS의 요구조건은 아래의 표 1과 같다(FCC 99-245, "Revision of the Commission's Rules to Ensure Compatibility with Enhanced 911 Emergency Calling Systems" 참고)

하지만, 현재 정의된 CRS만을 가지고는 상기 요구사항을 만족시키기 어렵다는 것이 이미 증명되어 있다.

상기 언급하였듯이 위치 측정을 수행할 때, 다른 셀의 동기 신호를 탐지할 수 없는 문제가 발생하므로, PRS만을 이용하여 상관기를 통해 타이밍을 측정하여야 한다. 일반적으로 타이밍 측정을 위한 상관기의 연산량은 매우 큰 것으로 알려져 있으며, 검출하여야 할 셀의 개수가 많아질수록 이 연산량은 그 개수에 상응하여 증가하게 되는 문제가 있다.

본 발명이 해결하고자 과제는 사용자 기기의 위치 결정에 있어서, 수신된 신호를 이용하여 상관 연산을 수행함에 있어서, 연산량을 감소시킬 수 있는 사용자 기기의 위치 결정 방법 및 이를 수행할 수 있는 장치를 제공하는 것이다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

상기 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 양상에 따른 무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기의 위치 결정 방법은 복수개의 기지국으로부터 소정 주기로 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호(Reference Signal)를 포함하는 사용자 기기 위치 결정 용 서브프레임을 수신하는 단계와 상기 수신한 복수개의 서브프레임에 포함된 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호간의 시간 차를 이용하여 상기 사용자 기기의 위치를 결정하는 단계를 포함하고, 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 시퀀스는 적어도 한 쌍 이상이 복소 공액(complex conjugate) 관계를 이룬다.

상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 시퀀스는 물리 셀 ID에 따라 정의될 수 있다.

상기 복소 공액 관계를 이루는 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 시퀀스의 상관(correlation) 값이 동시에 계산될 수 있다.

상기 복소 공액 관계를 이루는 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호 시퀀스에 적용되는 물리 셀 ID는 서로 인접한 물리 셀 ID일 수 있다.

상기 복소 공액 관계는 시간 영역 또는 주파수 영역 중 어느 하나에서 이루어질 수 있다.

본 발명의 다른 양상에 따른 무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기는, 복수개의 기지국으로부터 소정 주기로 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호(Reference Signal)를 포함하는 사용자 기기 위치 결정 용 서브프레임을 수신하는 수신부와 상기 수신한 복수개의 서브프레임에 포함된 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호간의 시간 차를 이용하여 상기 사용자 기기의 위치를 결정하는 처리부를 포함하며, 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 시퀀스는 적어도 한 쌍 이상이 복소 공액(complex conjugate) 관계를 이룬다.

본 발명의 실시예에 따르면, 사용자 기기의 위치 결정을 위해 수신한 신호들의 상관 값을 계산함에 있어서 연산량을 줄여 사용자 기기의 성능의 향상을 도모할 수 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 타입 1 무선 프레임의 구조를 도시한다.
도 2는 타입 2 무선 프레임의 구조를 도시한다.
도 3은 LTE 하향링크의 슬롯 구조를 나타낸다.
도 4는 LTE 상향링크 슬롯 구조를 나타낸다.
도 5는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 6은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 7은 1TTI(Transmission Time Interval)가 14개의 OFDM 심볼을 갖는 표준 순환전치(normal Cyclic Prefix; normal CP)를 사용하는 서브프레임에 있어서 단말기 전용의 하향링크 기준 신호 구조를 도시한 도면이다.
도 8은 1TTI가 12개의 OFDM심볼을 가지는 확장 순환 전치를 사용하는 서브프레임에 있어서, 단말기 전용의 하향링크 기준 신호의 구조를 도시한 도면이다.
도 9 내지 도 11은 1TTI가 14개의 OFDM 심볼을 갖는 경우 각각, 1, 2, 4개의 송신 안테나를 갖는 시스템을 위한 단말기 공통의 하향링크 기준 신호의 구조를 도시한 도면이다.
도 12는 단말기 전용 파일럿 심볼이 데이터 복조를 위해서 사용될 때의 구조를 도시한 도면이다.
도 13은 OTDOA를 이용한 사용자 기기의 위치 결정 방법의 예를 도시한 도면이다.
도 14는 기준 신호의 시퀀스의 주기와 포지셔닝 서브프레임의 주기의 관계를 설명하는 도면이다.
도 15는 간섭 다이버시티(interference diversity)가 없는 포지셔닝 서브프레임의 주기적인 전송의 예를 도시한 도면이다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 다이버시티 이득을 위해 포지셔닝 서브프레임의 주기를 설정한 경우를 설명하는 도면이다.
도 17은 본 발명에 따른 효율적인 상관기를 도시한 도면이다.
도 18과 도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 PRS 패턴을 도시한 도면이다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 오버랩-애드 방식에 의한 선형 상관을 수행하는 방법을 도시한 도면이다.
도 21은 종래의 QPSK와 복소 공액 기반 QPSK 시퀀스에 있어서 위치 결정 오류를 나타낸 도면이다.
도 22는 PCI 리스트의 개수에 따른 위치 결정 성능을 도시한 도면이다.
도 23은 111개의 셀에 대하여 PCI 할당하는 방법을 설명하는 도면이다.
도 24와 도 25는 본 발명의 일 실시예에 따른 평가 결과를 도시한 도면이다.
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따른 시변 PRS 패턴의 성능을 도시한 도면이다.
도 27은 본 발명의 일 실시예에 따른 시뮬레이션을 위해 부분적으로 정렬한 비동기 네트워크를 도시한 도면이다.
도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 부분적으로 정렬한 비동기 네트워크의 위치 결정 성능을 도시한 도면이다.
도 29는 기지국과 사용자 기기에 적용 가능하고 상기에서 설명한 방법을 수행할 수 있는 디바이스의 구성을 나타내는 블록도이다.

이하 본 발명에 따른 바람직한 실시형태들을 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시되는 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 돕기 위해 구체적인 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 알 것이다. 예를 들어, 이하의 설명에서 일정 용어를 중심으로 설명하나, 이들 용어에 한정될 필요는 없으며 임의의 용어로서 지칭되는 경우에도 동일한 의미를 나타낼 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일하거나 유사한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "…유닛", "…부" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.

본 발명에서는 LCS를 위한 기준 신호로서, PRS(Positioning Reference Signal)을 사용한다.

우선, 본 발명의 과제를 해결하기 위한 PRS의 시퀀스(sequence)를 다음과 같이 설계할 것을 제안한다.

PRS 시퀀스 들은 셀 ID에 따라서 정의될 수 있다.

적어도 한 쌍 이상의 인덱스들의 시퀀스 들은 복소 공액(complex conjugate )관계를 갖도록 정의한다.

예를 들어, 인덱스 #a의 PRS 시퀀스를

, 인덱스 #b의 PRS 시퀀스를

라고 할 때,

의 관계를 갖도록 정의한다.

여기서

는

와 같이, 복소 공액을 나타내는 기호이다. 이러한 복소 공액 관계는 셀 ID와 연계하여 정의될 수 있다.

본 발명의 장점 및 일실시예를 설명함에 있어서 PRS 시퀀스는 임의의 복소 값 시퀀스(complex value sequence)인 것을 가정한다. 예를 들어, 상기 복소 시퀀스는 QPSK, 8PSK, 다-위상(poly-phase) 시퀀스, ZC 시퀀스, CAZAC 시퀀스 또는 슈도 랜덤(pseudo random) 코드를 기반으로 확장된 형태의 복소 값 시퀀스일 수 있다. 또한, 본 발명은 시간 영역 또는 주파수 영역에서 적용되는 모든 RS 시퀀스에 대해 적용할 수 있다.

설명 상의 편의를 위하여 본 발명의 일실시예로 주파수 영역에서 정의되는 시퀀스에 대해 설명하기로 한다.

일반적으로 두 쌍의 시퀀스에 대한 추정(hypotheses)을 수행할 때에는 각각의 시퀀스에 대해 병렬적으로 상관 연산을 수행하여야 한다. 하지만, 복소 공액 관계를 갖는 두 시퀀스를 PRS로 정의하게 되면, 두 시퀀스에 대한 상관을 한번에 수행할 수 있어(이하에서는 이와 같은 상관기를 원-샷(one-shot) 상관기로 명명하기로 한다), 연산량을 50%로 줄일 수 있다.

또한, 복소 공액의 시퀀스는 복소 공액을 수행하기 전의 시퀀스 시퀀스와 동일한 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 특성을 갖는다.

또한, 만약 복소 공액을 수행하기 전 시퀀스가 충분히 랜덤한 시퀀스라면 그 복소 공액에 의해 시퀀스 역시 충분히 랜덤(random)한 시퀀스를 유지할 수 있다.

먼저, 주파수 영역에서 인덱스 m0와 m1을 갖는 시퀀스 각각을

와

이라고 하자. 여기서, k는 부반송파(subcarrier) 또는 주파수 인덱스(frequency index)를 나타내며, 상기 두 시퀀스는 다음의 수학식 7과 같은 복소 공액의 관계를 갖는다고 가정하기로 한다.

두 주파수 영역 신호

와

를 IFT(Inverse Fourier Transform)을 통해 시간 영역 신호로 변환한 신호를 각각

과

이라고 가정한다. 상기 IFT는 IDFT나 IFFT를 통해 구현될 수 있다.

이때, 복소 공액의 시간-주파수 쌍대성(duality) 특성 상 다음의 수학식 8과 같은 복소 공액의 관계를 유지한다.

통상적으로 타이밍 측정은 시간 영역 신호를 통해 알고 있는 신호와 수신된 신호의 상호 상관(cross-correlation) 연산을 통해 수행될 수 있다.

이하 시간 영역 신호를 통해 본 발명에 의한 상관기에 대하여 설명하기로 한다. 또한, 등가적으로 FFT-IFFT를 통한 오버랩 앤 애드(overlap and add) 방법을 통한 빠른 상관기의 구현도 가능하며, 본 발명의 복소 공액 (complex conjugate)의 특성은 시간-주파수 쌍대성(time-frequency duality)로 인해 역시 상관 알고리즘에 상관없이 원-샷 상관기의 구현이 가능하다. 편의상 시간 영역 상호 상관기를 가정하기로 한다.

우선 신호들을 다음과 같이 정의하기로 한다. 이때, 신호들은 시간 영역 신호를 의미한다.

(1) 수신 신호:

(2)

번째 sequence:

(3)

번째 sequence:

(4)

(5) d번째 지연(delay)에서의 상호 상관:

상기 신호들에 대하여 다음의 수학식 9 내지 12와 같이 가정하기로 한다.

수신 신호

과

의 상호 상관

은 다음의 수학식 13과 같이 정의할 수 있다.

또한, 수신 신호

과

의 상호 상관

은 다음의 수학식 14와 같이 정의할 수 있다.

상기 수학식 13과 수학식 14를 고려하면, 상관 연산으로 m0와 m1 둘 다의 상관을 한 번에 계산할 수가 있다. 도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 신호에 대한 두 개의 시퀀스의 상호 상관을 동시에 계산하는 방법을 설명하는 도면이다.

본 발명을 물리 셀 ID와 연계하여 정의하는 방법으로서 편의상 셀 특정 공통 RS를 기반으로 설명하기로 한다.

편의상, 상기 도 14 및 도 15와 같이 하나의 서브프레임 내에서 시퀀스의 한 주기가 정의되는 경우에 대해 설명하기로 한다.

3GPP LTE 시스템에서는 다음과 같이 CRS 시퀀스가 정의된다. 편의상 TS36.211 v8.4.0 경우를 예로 들어 설명하기로 한다.

기준 신호 시퀀스를

라 할 때, 상기 기준 신호

는 다음의 수학식 15와 같이 정의할 수 있다.

상기 수학식 15에서

는 하나의 무선 프레임 내에서의 슬롯 번호를 나타내고,

은 해당 슬롯에서의 OFDM 심볼 번호를 나타낸다.

는 슈도 랜덤 시퀀스(pseudo-random sequence)를 나타낸다. 상기 슈도 랜덤 시퀀스는 각 OFDM 심볼의 시작에서 다음의 수학식 16과 같이 초기화된다.

상기 수학식 16에서

는 물리 셀 ID를 나타내고, N_cp는 순환 전치(Cyclic Prefix; CP) 모드를 나타낸다. 이때, N_cp는 다음의 수학식 17과 같이 정의한다.

슈도 랜덤 시퀀스는 길이-31 골드 시퀀스에 의해 정의된다.

라 할 때, 길이

의 출력 시퀀스

은 다음의 수학식 18와 같이 정의된다.

상기 수학식 18에서,

를 만족하고, 첫 번째 m-시퀀스는

로 초기화될 것이다. 또한, 두 번째 m-시퀀스의 초기화는 시퀀스의 적용에 따른 값과 함께

로 표시된다.

즉, 길이 31짜리 이진 골드 시퀀스 기반 PN 코드를 생성하여 원하는 부분만큼 잘라내어(truncation) 실수(real) 성분과 허수(imaginary) 성분으로 각각 구성하여 QPSK 신호를 생성하여 CRS로 사용한다. 이때, 절단은 다음에 설명될 각각의 요소에 고유하도록 수행될 수 있으며 이것은 다항식 발생기(polynomial generator)의 버퍼(buffer) 초기 값으로 구현될 수 있다.

다시 말하면, 다항식의 초기 값은 물리 셀 ID인

, CP 모드인

, 한 무선 프레임 내의 슬롯 번호

, 그리고 한 슬롯 내의 OFDM 심볼 인덱스에 의해 좌우되며, 랜덤 코드를 생성할 때, 초기 상관 요소 문제(correlated element problem)를 해결하기 위해 빠른 포워딩(fast forwarding) (Nc=1600)을 수행한다.

본 발명의 복소 공액 관계를 인접함 물리 셀 ID에 대해 적용하는 것을 설명한다. 일반적으로 물리 셀 ID는 랜덤하게 선택되어 일반적으로 물리 셀 ID는 랜덤하게 되어 셀-플래닝(cell-planning)되기 쉬우므로, 다음과 같이 인접한 물리 셀 ID에 대해 복소 공액을 정의하면 단말이 추정하고자 하는 셀 ID가 랜덤화되어 특정 셀에 대해 타이밍 측정을 수행할 경우 효율적인 상관기의 사용 빈도가 높아지는 장점이 있다.

편의상, 하나의 서브프레임 단위로 PRS가 정의된다고 가정하였기 때문에, 상기 초기화를 위한 파라미터(parameter) 중 슬롯 번호는 생략될 수 있다. 만약 무선 프레임 레벨로 시퀀스가 바뀌는 것을 가정하면, 슬롯 번호 대신 SFN(System Frame Number)가 파라미터로 사용될 수 있다.

이때, PRS를 위한 시퀀스는 다음의 수학식 19와 같이 정의할 수 있다.

여기서,

는 PRS 시퀀스의 최대 길이를 나타내고,

를 나타낸다. 이때, mod(a, b)는 a를 b로 나눈 나머지를 의미한다.

이때, 상기 c는 다음의 수학식 20과 같이 초기화될 수 있다.

여기서,

일 수 있다. 이때, floor( )는 음의 무한대에 가장 가까운 정수를 의미한다.

기존 CRS와 PRS 시퀀스를 구별하기 위하여 초기 값 c_init을 다음의 수학식 21과 같이 정의하는 것이 가능하다.

여기서, a는 a>2^10를 만족하는 정수이며, 예를 들어, a=2^11, a=2^12,...,a=2^20 or 2^21 등에 해당할 수 있다.

또는, n과 N'_C를

와

로 정의할 수 있다. 여기서,

는 물리 셀 ID인 총 개수일 수 있다(예를 들어, 504개).

만약, 주파수 영역에서 복소 공액 개념을 적용하는 경우에 대해, 시간 영역의 효율적인 상관기에 대해 설명한다. 우선, 주파수 영역 신호

의 시간 영역 신호는

은 IFFT 식에 의해 다음의 수학식 22와 같이 나타낼 수 있다.

이때, N은 FFT 크기로써, 상기 수학식 23은 가드 밴드(guard band)를 삽입한 오버샘플링(oversampling) 형태를 모두 포함한다.

의 복소 공액 신호에 의한 시간 영역 신호

은 다음의 수학식 23과 같이 나타낼 수 있다.

어떤 시간 인덱스 m에 대해, 상기

과

은 다음의 수학식 24의 관계를 갖는다.

상기

과

는 다음의 수학식 25과 수학식 26으로 정의될 수 있다.

여기서, m=0이면, 명백히

의 관계가 성립한다.

여기서, m≠0일 때,

은 다음의 수학식 27과 같다.

이러한 본 발명은 시퀀스를 자원 요소에 매핑(또는 시간 영역 상에서 정의) 시 해당 OFDM 심볼 레벨로 본 발명을 적용할 수 있으며, 상기 도 14 및 도 15에 도시된 것처럼, 하나의 서브프레임 레벨에서 기준 신호를 요소를 하나의 OFDM 심볼처럼 합쳐서 본 발명을 적용할 수 있다. 다시 말하면, a(n)의 자원요소 매핑은 idx(0,0), idx(1,1), idx(2,2) 처럼 수행할 수가 있다. 이때, idx(k, n)에서 k는 주파수 인덱스, n은 시간 인덱스를 나타낸다.

도 17은 본 발명에 따른 효율적인 상관기를 도시한 도면이다. 상기 도 17에서, 설명의 용이함을 위해 상관을 수행하는 기준 신호의 길이는 5(N=5)로 가정하였다.

R(d)는 a(n)에 대한 지연(delay) d에서의 상관 값이고, R'(d)는 a'(n)에 대한 지연 d에서의 상관 값이다. 또한,

로 가정하기로 한다. 예를 들어, R(m+6)을 위해 r(m+7)*a(1) 의 곱셈(multiplication) 연산은 R'(m+3)에서 수행하였으므로, 그 동작을 피할 수 있다. 즉, 복소 곱셈의 개수를 반으로 줄일 수 있다. 통상적으로 1 복소 값 곱셈은 8 복소 덧셈의 연산량에 상응한다. 물론 본 발명은 임의의 복소 값 신호에 대해 적용될 수 있다.

또 다른 형태의 효율적인 상관기가 가능하도록 주파수 영역에서 조작하는 방법에 대해 설명하기로 한다.

다시 말하면, 시간 영역 신호가 복소 공액 특성을 만족하도록 주파수 영역에서 어떠한 조작을 가해 매핑하는 것을 제안한다.

일례로, 주파수 영역 매핑 시 시간 영역 신호가

의 관계를 갖도록 매핑하는 것을 제안한다.

이것을 만족시키기 위해서 다음의 수학식 28를 만족하도록 주파수 영역에서 매핑을 수행한다.

이 경우, 시간 영역에서

의 관계를 만족하므로 상기 도 16의 효율적인 상관기를 그대로 사용할 수 있다.

다른 접근 방법으로 중심 대칭 특성(central symmetry property)을 고려할 수 있다.

-IFFT 와 함께 시간 영역 샘플

은 다음의 수학식 29와 같이 표현할 수 있다.

이때,

은 FD ZC (

)를 부반송파에 사상한 후의 시퀀스이다.

또한, 상기

의 복소 공액은 다음의 수학식 30과 수학식 31과 같이 표현할 수 있다.

상기 수학식 29 내지 수학식 31로부터, 루트-대칭을 위한 필요하고 충분한 조건인

는 시간 영역 중심 대칭을 의미하는

이다.

즉, 중심 대칭되도록 매핑하면 효율적인 상관기를 구현할 수 있다. 예를 들어, 길이 10의 시퀀스를 생성함에 있어서, m0에 대한 시퀀스 A^m0(k)는 모 시퀀스(mother sequence)를 M(k)라고 하였을 때 다음의 수학식 32와 같이 중심 미러링(central mirroring)을 통해 생성할 수 있다.

이때, m1에 대한 시퀀스는 a^m1 = conj(a^m0)를 만족하며, Conj(A)는 A의 복소 공액을 의미한다.

이 경우, 각각에 대한 시간 영역 신호 a^m0(n)과 a^m1(n)은 a^m0(n)= conj(a^m1(n))의 관계를 만족하므로 효율적인 상관기의 구현이 가능해진다.

이하, 본 발명의 또 다른 적용에 대해 설명하기로 한다.

셀 ID(Cell_ID)는 모바일 네트워크(mobile network) 내에서 위치 영역을 포함하는 셀을 식별하는데 사용되는 식별자(identifier)이다. 위치 영역은 무선 관련 업무와 함께 지역 커버리지를 관리하고 전파를 통해 네트워크와 사용자 기기 간에 연결을 제공하는 적어도 하나의 기지국(Base Transceiver Station; BTS 또는 eNB)을 포함한다.

BTS, NodeB 또는 eNB는 실내와 실외 커버리지를 위한 접속 지점 기지국에 해당한다. 가정 내 커러리지를 위해, 접속 기지국은 펨토셀(femto-cell), Home NodeB, eHNB(evolved Home NodeB) 또는 전형적으로 주거용 또는 소규모 비즈니스 환경을 위해 설계된 작은 셀룰러 기지국인 CSG(Closed Subscriber Group)로 알려져 있다. 오퍼레이터의 네트워크에 DSL 또는 케이블과 같은 광대역을 통해 접속한다. CSG는 셀룰러 오퍼레이터들이 실내 서비스 커버리지 특히, 접속이 제한되거나 불가능한 실내 서비스 커버리지를 확장할 수 있도록 한다.

표준화의 현 시점에서 가장 중요한 이슈는 사용자 기기에서 셀 식별 프로세스의 초기 단계에서 셀이 CSG 또는 비(non)-CSG인지 구별하기 위해 사용되는 셀 ID를 정의하는 것이다. 서로 다른 구독자 옵션(subscriber option)과 함께 몇몇 사용자 기기는 CSG에 접속하는 것이 허용되는 반면 몇몇 다른 셀들은 허용되지 않는 것이 사실이다.

따라서, CSG 셀에 접속 권한이 없는 사용자 기기를 위한 핸드오버 프로세스에 있어서, 추가적인 지연에 따른 측정을 위한 시그널링 때문에 발생하는 오버헤드를 최소화하고 사용자 기기의 전력의 손실을 최소화기 위하여, 본 발명은 PSCH와 SSCH에 의한 셀 탐색 과정 동안 CSG의 식별과 탐지를 위한 방법을 제안하기로 한다.

상기와 같은 문제를 해결하기 위하여, 물리 셀 ID 중 일부를 CSG 셀 표시자(indicator)로 활용할 수 있다. 하지만, 이 경우에도 물리 셀 ID(Physical Cell ID; PCI) 충돌(collision) 문제가 완벽하게 해결되지는 않는다.

여기서, PCI 충돌은 두 셀이 같은 PCI를 갖는 것을 의미하는 것으로서, 이 경우 사용자 기기가 검출한 셀의 모호함(ambiguity)이 존재하고 이는 이에 상응하는 물리채널에 모호함이 발생하는 것을 의미한다.

만약, 핸드오버를 위한 측정 시 단말이 검출된 PCI들이 충돌하는 것을 인식할 수 있다면, PCI 충돌 상황을 매크로 또는 비(non)-매크로 셀에 피드백(예를 들어, RRC 시그널링) 해 줌으로써 네트워크가 다시 PCI를 구성하는 것을 가능하게 할 수 있다.

이러한 문제를 해결하기 위해, 상기 본 발명을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 즉, PRS 공간을 확장함으로서, 검출된 두 셀이 같은 PCI를 사용했는지를 사용자 기기가 인식할 수가 있다. 예를 들어, PCI 개수가 504개라고 하고, PRS-ID 공간(space)가 1008(=504*2)로서 1:2의 관계에 있다고 가정하기로 한다. 이때, 셀 A와 셀 B는 둘 다 PCI#0(범위: 0~503)를 사용해서 전송한다고 가정한다. 이때, 셀 A에서 전송되는 PRS는 PRS-ID#0(범위: 0~1007)에 상응하는 신호로 전송하고 셀 B에서 전송되는 PRS는 PRS-ID#504에 상응하는 신호로 전송할 때, 사용자 기기는 PCI가 인접한 셀로부터 전송되고 그 신호가 자신에게 영향을 미치는 지를 파악할 수가 있어서, 네트워크로 하여금 충돌을 피하도록 재구성(re-configuration) 할 수 있다.

여기서, PRS 전송은 적어도 하나 이상의 특정 서브프레임에 실어서 전송할 수가 있으며 네트워크가 구성(configuration)할 수 있다.

PRS에 적용하는 구체적인 방법으로 상기 본 발명의 복소 공액을 적용할 수 있다. 즉, 현재의 PCI에 상응하는 PRS 시퀀스 세트를

와 같이 확장할 수가 있다.

여기서, 복소 공액 확장은 시간 및 주파수 영역 양쪽 중 어느 하나 이상에서 적용될 수 있으며, 상기 언급한 복소 공액을 수정한 형태도 가능하다.

또한, 상기 복소 공액은 셀 타입 중 적어도 어느 하나 이상을 지칭할 수가 있다. 예를 들면,

의 시퀀스 셋(set)은 비(non) CSG 셀의 물리 셀 ID를 지칭할 수 있고,

의 시퀀스 셋은 CSG 셀의 물리 셀 ID를 지칭할 수 있다. 그 역도 가능하다. 즉,

의 시퀀스 셋은 CSG 셀의 물리 셀 ID를 지칭할 수 있고,

의 시퀀스 셋은 비 CSG 셀의 물리 셀 ID를 지칭할 수 있다.

그 이외의 다른 셀 타입(예를 들어, 매크로 셀과 비 매크로 셀, 펨토셀과 비펨토셀) 에 대해서도 적용할 수 있으며, 그 역도 역시 가능하다. 또는 복소 공액 자체로 독립적인 셀 타입을 지칭할 수 있다.

본 발명을 적용하게 되면, PCI 충돌 측정 시 추가적인 복잡도 없이 보충적인 측정 결과(complementary measurement result)를 획득할 수가 있다.

한편, 이하에서는 PRS 시퀀스 설계에 있어서 1) PCI와 협력한 PRS 시퀀스의 개수 2) PRS 시퀀스 타입, 3) PRS 시퀀스 매핑, 4)PRS 시퀀스 주기 등을 고려하여 설명하기로 한다.

1) PCI와 협력한 PRS 시퀀스의 개수

변조(modulated) PRS 시퀀스와 PCI 사이의 1:1 관계를 가질 수 있다. 서로 다른 PRS 패턴에 대해서 동일한 변조 시퀀스를 갖는 다는 것은 좋은 셀 플래닝의 가정 하에 적용될 수 있다. 그러나, 서로 다른 셀이 서로 다른 PRS 패턴을 갖는 경우라 하더라도 셀 ID 플래닝(planning)이 수행되지 않는 경우를 지원하기 위하여 PRS 시퀀스는 PCI에 따라 서로 구별되어야 한다.

우선, PRS 변조 시퀀스의 개수가 PCI의 개수, 즉 504개와 같고, 변조 PRS 시퀀스와 PCI가 1:1 관계인 경우를 제안하기로 한다.

2) PRS 시퀀스 타입

PRS 시퀀스 타입으로 다음의 세 가지를 고려하기로 한다.

1)슈도 랜덤 QPSK 시퀀스

2)SSS(Secondary Synchronization Signal) 기반 시퀀스

3)CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 이때, ZC(Zadoff-Chu)시퀀스로 범위를 한정하여 검토하기로 한다.

상기 후보들에 대해서 시퀀스 특성, 서로 구별되는 변조 시퀀스의 개수, PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 등 복잡도 등을 비교하면 다음의 표 2와 같다.

	슈도 랜덤 QPSK	SSS 기반	ZC 시퀀스
PAPR	- 기존의 OFDM 전송(~9dB)과 유사하므로, 하향링크 전송에 있어서 아무 문제가 없다. - PRS 패턴과 주파수 매핑에 관계없이 PAPR이 일정하다. - PRS 패턴에 독립적이다.		- OFDM 심볼 레벨에서 주파수 영역 상에서 연속된 또는 동일 거리에 사상된 경우에 낮은 PAPR을 갖는다. - PRS 패턴에 종속적이다. - PRS 패턴 설계에 엄격한 제한이 있다.
시퀀스 특성	- 주파수 영역 진폭이 일정한 한, 주기적인 자동 상관 면에서 시간 영역 ZAC (Zero-Auto Correlation)특성을 갖는다. - 전반적인 상호 상관 특성이 슈도 랜덤 특성에 수렴한다.		- 시간과 주파수 영역 모두에 있어서 듀얼(dual) CAZAC 특성을 유지한다. - N이 소수인 경우, 서로 다른 루트 시퀀스에 대한 상호 상관은 1/sqrt(N)을 갖는다. - 잘라내기 또는 순환 확장과 같은 수정은 주파수 자원 상에서 적합할 것이 요구된다.
시퀀스 알파벳	- QPSK	- BPSK	- 다 위상(poly-phase)
시퀀스의 개수	- 504개의 PCI 개수 만큼 생성될 수 있다.	- 순수 SSS 기반은 170개만큼 생성될 수 있다. - PSS/SSS 기반 스크램블링 또는 서로 다른 인터리빙 패턴의 결합과 같은 수정을 통해 504개가 가능하다.	- 1.4 MHz 대역에서 CAZAC 특성을 유지하기 위하여 잘라내기로 12개만큼 생성될 수 있다. - 순환 천이와 함께 징후가 발생할 수 있다. CRS와 유사한 다중 피크 때문에 오경보를 증가시킬 것이다. 이는 매우 낮은 SINR을 가진 이웃 셀에 대해 시점을 측정하는 위치 결정에 있어서, 피해야 한다.
복잡도	- 빠른 상관 알고리즘이 FFT/IFFT에 의해 채택되면, 복소수 계산은 단순한 싸인 컨버터(sign converter)로 대체될 수 있다. - 빠른 상관 알고리즘에 의해 복잡도를 50%감소시킬 수 있다.	- 다중 추정이 SSS탐지와 같은 빠른 하다마드 트랜스폼(Hadamard Transform)을 통해 수행될 수 있다.. -이는 오직 연접한(coherent) PRS의 탐지에 대해 사실이며, 이는 모든 셀로부터 사용 가능한 채널 정보를 필요로 한다. - 비(non) PRS 탐지의 경우에, 많은 타이밍 추정 테스트를 요구한다. 타이밍의 모호성은 샘플링 시간 사이에 항상 존재하기 때문에 주파수 영역 상에서 위상 회전(rotation)은 실질적인 경우에 피할 수 없다. - 그러므로, SSS기반 접근은 실질적으로 복잡도를 감소시킬 수 없다.	-알고리즘에 상관없이 다-위상 특성 때문에 복소수 곱셈을 피할 수 없다. - 루트 인덱스 대칭 특성 (u1+u2= Nzc)은 복소수 곱셈을 줄이는 것을 도울 수 있다.
기존 시스템과의 호환성	- 기존 시스템과 동일한 시퀀스 생성기가 사용될 수 있다.	- SSS 코드가 재사용 될 수 있다. - 그러나, 새로운 최적화가 슈도 랜덤 인터리버에 대해 요구된다.	- 기존 시스템으로부터 시퀀스 생성기가 재사용될 수 있다. - 하향링크에서 PSS가 ZC 시퀀스를 채택하기 때문에 신중한 선택이 요구된다. 또한, 상향링크 파형이 TDD 동작을 고려하는 것이 요구된다.

3) PRS 시퀀스 매핑

ZC 시퀀스를 선택함에 있어서, 특정 매핑 규칙이 필요할 수 있다. 하지만, 기본적으로 기존 시스템(예를 들어, LTE Rel-8)의 RS의 매핑 규칙과 동일한 규칙을 PRS 시퀀스 매핑을 위해 사용할 것을 제안한다.

4)PRS 시퀀스 주기

기존 시스템(예를 들어, LTE Rel-8)의 CRS의 주기는 현재 10ms이다. 이웃 셀 측정에 있어서, 서브프레임 경계는 PSS(Primary Synchronization Signal) 와 SSS(Secondary Synchronization Signal)를 탐지한 후에 확인될 수 있다.

그러나, 위치 측정에 있어서, 사용자 기기는 가청성(hearability) 문제 때문에 이웃 셀로부터의 PSS와 SSS를 사용할 수 없을 수 있다. 공통 기준 신호는 기존 시스템(예를 들어, LTE Rel-8)의 사용자 기기의 측정과 추정에 영향을 줄 수 있기 때문에 턴-오프(turn-off)될 수 없다. 따라서, PRS 주기가 하나의 서브프레임을 초과하면, 서브프레임 경계의 확인이 필요하다. 이것은 서브프레임 경계를 확인하기 위하여 추가적인 채널과 시그널링이 필요하다는 것을 의미한다.

따라서, PRS 시퀀스의 주기는 1ms(하나의 서브프레임)으로 할 것을 제안한다.

또한, PRS 시퀀스 주기를 10ms로 하고, 사용자 기기에 서브프레임 경계를 알려주는 시그널링을 줄 수 있다. 이때, 시그널링은 P-BCH/SI-x/PDCCH/RRC 시그널링과 같은 방법에 의해 수행될 수 있다. 만약, PRS 시퀀스 주기가 10ms(1 무선 프레임) 이상인 경우를 가정한다. PRS 주기를 10ms 이상으로 하고 SFN(System Frame Number) 번호 혹은 PRS 시퀀스 위치를 유추할 수 있도록 그에 상응하는 정보를 시그널링 할 수 있다. 예를 들어, SFN 가 0~4095 의 범위를 갖는다고 하면, PRS 주기를 40950ms(=40s)로 하고 해당 SFN 또는 그에 상응하는 정보도 같이 알려줄 수 있다.

한편, 복잡도 감소에 대해서 검토하기로 한다.

PRS 패턴 또는 시퀀스를 설계함에 있어서, 사용자 기기에 대한 복잡도를 고려하는 것은 다음과 같은 이유 때문에 중요하다.

1) 사용자 기기의 자율적인(autonomous) 탐색

기존 시스템(예를 들어, LTE Rel-8)의 이웃 셀에 대한 측정은 사용자 기기의 자율적인 탐색에 기초한다. 가청성(hearability)이 우수한 지역은 위치 측정의 정확성을 향상시키기 때문에 위치 결정의 정확성은 위치 측정을 위한 PCI 후보에 추가하여 사용자 기기의 자율적인 탐색에 의해 수행될 수 있다.

2) 많은 블라인드 상관(blind correlation)

보조 데이터의 일치는 대역과 순환전치와 같은 시스템 정보를 포함하지 않는다. 네트워크가 사용자 기기에게 적합한 보조 데이터를 구성할 수 있을지라도, 사용자 기기는 경우에 따라 블라인드 상관이 필요할 수 있다.

3) 사용자 기기의 전력 소비

사용자 기기에 있어서, 탐색의 복잡도는 사용자 기기의 전력 소비와 직접적으로 관련되기 때문에 매우 중요하다. 기존 시스템에서는 낮은 복잡도를 위한 몇몇 스킴(scheme)들이 채택되어 있다. 예를 들어, PSS, SSS, PRACH(Physical Random Access Channel) 등이다.

상기와 같은 이유로부터, 슈도 랜덤 QPSK 시퀀스로부터 복소 공액의 원리를 적용할 것을 제안한다. 이 원리는 ZC 시퀀스와 함께 PSS와 PRACH에 있어서 복잡도 감소 스킴과 같다. ZC 시퀀스에 있어서 홀수 길이의 루트 인덱스 대칭이 복소 공액 특성을 가진다.

슈도 랜덤 원리는 시퀀스가 슈도 랜덤 방식으로 생성되는 한 복소 공액의 원리가 여전히 유효하다.

PRS 시퀀스의 주기가 하나의 서브프레임이고, 전체 시스템 대역이 PRS 전송을 위해 사용된다고 가정했을 때, 주파수 재사용이 6인 경우에 PRS의 시퀀스를 타내는

는 다음의 수학식 33과 같이 정의될 수 있다.

상기 수학식 33에서,

는 하나의 무선 프레임 내에서의 슬롯 번호를 나타내고,

은 해당 슬롯 내에서 OFDM 심볼 번호를 나타낸다.

는 슈도 랜덤 시퀀스를 나타내고, 슈도 랜덤 시퀀스 발생기는 다음의 수학식 34와 같이 초기화된다.

물리 셀 ID는

를 만족한다. 주파수 재사용 6과 대응하는 주파수 천이의 결합을 고려할 때, 동일한 시간-주파수 위치(동일한 PRS 패턴)에서 기준 신호 간에 복소 공액의 관계를 갖는 것이 바람직하다. 예를 들어, PRS 패턴이 동일한

와

를 갖는 두 개의 셀이 서로에 대해서 복소 공액의 관계를 가질 수 있다. 상기 PRS 시퀀스를 나타내는

는 다음의 수학식 35과 같이 다시 정의할 수 있다.

상기 수학식 35에서,

는 하나의 무선 프레임 내에서의 슬롯 번호를 나타내고,

은 해당 슬롯 내에서 OFDM 심볼 번호를 나타낸다.

는 슈도 랜덤 시퀀스를 나타내고, 슈도 랜덤 시퀀스 발생기는 각 OFDM 심볼의 시작에서 다음의 수학식 36과 같이 초기화될 수 있다.

도 18과 도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 PRS 패턴을 도시한 도면이다. 상기 도 18과 도 19는 상기 PRS 시퀀스 생성방식을 이용하여 생성된 PRS가 서브프레임 상에 매핑된 상태를 도시한다.

물론, 동일한 시간-주파수 위치를 가진 RS사이의 관계가 서로 다른 PRS 패턴에 동일하게 적용될 수 있다.

또한, 초기화 씨드(seed)는 다음의 수학식 37과 같이 정의될 수 있다.

상기 수학식 37에서,

는 위치 결정용 서브프레임 번호를 나타내고,

는 OFDM 심볼 번호를,

와

는 상기에서 정의된 바와 같다.

한편, 복소 공액을 이용하여 복잡도를 감소시키는 방법에 대해 보다 상세하게 설명하기로 한다.

선형 상호 상관(linear cross correlation)은 FFT와 IFFT에 의한 상호 상관 원리를 이용하여 오버랩-애드(overlap-add) 또는 오버랩-세이브(ovelap-save)방법과 함께 소위 빠른 상호 상관(fast cross correlation)을 통해 효율적으로 수행될 수 있다는 것이 잘 알려져 있다.

이하, 빠른 상관을 설명하기 위하여 오버랩-애드 방법을 설명하기로 한다.

순환 상관(circular correlation)은 다음의 수학식 38과 같이 계산될 수 있다.

상기 수학식 38에서,

은 수신된 신호를 나타내고

은 PRS 시퀀스를 나타낸다. DTF/IDFT는 FFT/IFFT에 의해 수행될 수 있다.

도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 오버랩-애드 방식에 의한 선형 상관을 수행하는 방법을 도시한 도면이다.

다음의 수학식 39와 같이 우선 두 개의 시퀀스가 주파수 영역에서 서로 복소 공액 관계를 만족시키는 것을 가정하기로 한다.

이때, 다음의 수학식 40의 관계가 성립한다.

이때,

와

에서

을 치환함으로써,

라는 것을 알 수 있다.

이때, 다음의 수학식 41를 가정하기로 한다.

따라서, 다음의 수학식 42의 관계가 만족한다.

따라서, m0 와 m1을 위한 상관 출력(correlation output)은 다음의 수학식 43과 같이 주어질 있다.

이때,

을 만족한다.

와

는 QPSK 신호에서도 여전히 유효하다. 따라서,

와

는 복소수 곱셈을 피할 수 있다.

상기 내용으로부터, 상보적 상관(complementary correlation) 출력은

의 공통 복소수 곱셈과 함께 얻어질 수 있다는 것이 증명된다.

한편, 이하에서는 다음과 같은 분석 및 시뮬레이션 결과에 기초한 위치 결정 지원에 있어서 몇 가지 이슈들에 대하여 검토하여 보기로 한다.

(1) 낮은 복잡도를 가진 PRS 시퀀스

(2) PCI와 PRS 시퀀스 사이의 관계

(3) 연속적인(consecutive) 위치 결정 서브프레임 상의 시변(time varying) PRS 패턴

(4) 비동기 네트워크 상에서 위치 결정 성능의 연구

기본적인 시뮬레이션 파라미터들은 아래의 표 3에 나타난 바와 같다. 위치 측정을 위해 오직 PRS만이 사용되고, 반면에 CRS는 항상 전송된다. Es/Iot와 RSRP(Reference Signal Received Power)각 셀이 가청성을 측정하도록 하기 위하여 사용자 기기 측에서 측정되었다. 특별한 언급이 없는 경우에, -127dBm의 RSRP와 -18db의 Es/Iot 문턱값이 적용되었다. Es/Iot와 RSRP(Reference Signal Received Power)는 각 셀에 대한 가청성(hearibility)를 측정하기 위하여 사용자 기기 측에서 측정된다. Es는 원하는 신호의 신호 에너지(energy), Iot는 간섭 신호의 파워 스펙트럴 밀도(power spectral density)로서 통상적으로는 SINR이라고도 불린다. 측정 결과는 문턱 값을 만족시키고, 복제(replica) 기반 타이밍 측정은 탐지된 셀이 추정된 타이밍의 정확상을 연구하도록 수행된다. 위치 결정의 성능은 가청성과 추정된 타이밍의 정확성 모두에 의존한다. 타이밍 추정을 위해 적용되는 알고리즘은 다음과 같다.

1) 주어진 검색 창 내에서 최대 피크를 찾는다.

2) 탐지된 최대 피크 주위에서 제일 빠른 경로를 찾는다.

측정된 타이밍이 보고된 후에, 지리적 환경에 기초한 후처리(post-process)가 수행된다. 예를 들어, 만약, 탐지된 타이밍이 주어진 셀 구성에 있어서 소정 범위 내에 있지 않다면, 정보들은 위치 결정 계산을 위해 사용되지 않는다. 그러나, 후처리는 고속도로나 강가와 같은 실제적인 불규칙적인 셀에서는 종종 유용하지 않을 수 있다. 최종적으로, 위치 결정은 상기 정보에 기초하여 계산된다.

Parameter		Assumption
Cell layout		Hexagonal Grid, wrap around
Number of cells		57 cells, 111 cells
Inter-Site distance		500m, 1732 m
Antenna gain		15 dBi (3-sector antenna as defined in TR 36.942)
Distance-dependent pathloss		L=128.1+37.6log₁₀(R) (R in km)
Carrier frequency		2 GHz
Penetration loss and UE speed		Indoor: 20 dB, 3 km/h for 500m (Case1) and 1732m (Case 3)
Carrier bandwidth		10 MHz
eNB power		46 dBm
UE noise figure		9 dB
Lognormal shadowing standard deviation		8 dB
Shadowing correlation	Between sites	0.5
	Between sectors	1
Correlation distance of shadowing		50 m
Channel model		ETU
Network synchronization		Synchronous, Asynchronous
Cyclic prefix		Normal CP
Positioning subframe		Normal subframe
Number of transmit/receive antennas		1/2
CRS pattern		Rel-8
PRS pattern		Diagonal pattern
CRS transmission		Always ON
CRS/PRS boosting		6dB
Used RS for OTDOA measurement		PRS only
Periodicity of positioning subframe		160ms
Number of accumulated consecutive subframes for positioning subframe		1, 3, 4
Number of PDCCH symbols		3
RS sequence		Pseudo-random QPSK w and w/o complex conjugate
Blanking serving site		Done
Probability of data blanking in positioning subframe		100%
CRS/PRS transmission probability		100%
Cell ID planning		Planned
Es/Iot threshold		-18dB, -22dB, -26dB for PRS, -6dB for CRS
RSRP threshold		-127dBm
Number of cell ID lists		16, 24, 32, 40, 48, 52, full (UE autonomous search case)
Max number of sites for OTDOA measurement		10
Timing measurement		Replica based, coherent combining within a subframe, non-coherent combining across subframes
Timing measurement window		10km

이하, 낮은 복잡도를 갖는 PRS 시퀀스에 대하여 설명하기로 한다.

(1) 낮은 복잡도를 갖는 PRS 시퀀스

QPSK 슈도 랜덤 시퀀스에 기초한 복소 공액의 원리는 상기에서 설명하였다. 상기 원리에 의해 사용자 기기는 원-샷 상관을 이용하여 복잡도를 감소시킬 수 있다. 복잡도는 50%까지 감소시킬 수 있다. 성능과 복잡도 사이에는 트레이드 오프(trade-off)관계가 없기 때문에 하나에 기초한 종래의 QPSK 보다 사용자 기기의 복잡도 관점에서 항상 동일하거나(코너(corner)의 경우) 더 나은 이득을 제공할 수 있다.

기준 신호 시퀀스

는 다음의 수학식 44에 의해 정의될 수 있다.

상기 수학식 44에서

는 하나의 무선 프레임 내에서 슬롯 번호를 나타내고,

은 해당 슬롯에서의 OFDM 심볼을 나타낸다.

는 슈도 랜덤 시퀀스를 나타내고 상기 슈도 랜덤 시퀀스 생성기는 각 OFDM 심볼의 시작에서 다음의 수학식 45와 같이 초기화될 수 있다.

도 21은 종래의 QPSK와 복소 공액 기반 QPSK 시퀀스에 있어서 위치 결정 오류를 나타낸 도면이다. 상기 도 21에 의하면, 복소 공액으로부터 상호 상관의 영향을 연구할 수 있다. 복소 공액은 또한 슈도 랜덤 특성을 유지하며, 상호 상관을 위한 통게학은 종래와 동일하다. 시뮬레이션 결과에 나타난 바와 같이, 종래의 QPSK와 복소 공액 기반 QPSK 시퀀스는 동일한 성능을 나타낸다.

복잡도 감소의 이익은 사용자 기기의 자발적인 탐색에 있어서 명확하게 나타난다. 사용자 기기의 자발적인 탐색에 있어서, 타이밍 측정에 대한 다른 보충적인 결과는 복소 공액에 의해 얻어질 수 있다. 기존 시스템(예를 들어, LTE Rel-8)에서 이웃하는 셀의 측정은 사용자 기기의 자발적인 탐색에 기초할 수 있다. 사용자 기기의 수행 관점에서 자발적인 탐색을 금지할 이유는 없다. 사용자 기기의 자라적인 탐색의 필요성은 다음과 같이 논의될 수 있다.

1) 더 많은 탐지가능한 사이트들은 보다 정확한 위치 결정 결과를 제공할 수 있다.

2) PCI 리스트의 제한된 개수는 모든 탐지가능한 셀을 반영할 수 있다는 것을 확신할 수 없다.

예를 들어, 추가적인 특징으로서 PCI 리스트의 최대 개수는 측정 개체당 32개이다.

주어진 PCI 리스트는 시변 환경에서 종종 이용 가능하지 않을 수 있다.

PCI 리스트만을 가지고 위치 결정을 하면, 전체 PCI리스트를 가지고 위치결정을 한 경우보다 성능이 더 나빠질 것이다. OTDOA가 긴급 서비스를 위해 사용되는 경우에 심각한 문제일 수 있다.

시그널링 오버헤드와 위치 결정의 정확성 사이에 트레이드-오프(trade-off)를 고려하는 효과적인 방법 중에 하나로, 적응적인 PCI 리스트를 제안한다. 이것은 하나의 사용자 기기에 대한 PCI 리스트의 개수가 적응적(adaptive)이라는 것이다. PCI리스트를 위한 시그널링은 방송 시그널링(예를 들어, SI(System Information)) 또는 사용자 기기의 RRC(Radio Resource Signaling) 시그널링에 의해 수행될 수 있다. 이하, 두 가지 예를 설명하기로 한다.

(1) PCI 리스트의 절대적인 개수의 증가

예를 들어, 제1 PCI 리스트의 개수가 32라고 가정하자. 기지국은 측정된 타이밍 값의 개수가 충분한지 여부를 측정할 수 있다. 만약, 개수가 충분하지 않다면, 기지국은 다시 사용자 기기에게 더 많은 PCI 개수(예를 들어, 64개)를 제공할 수 있다. 이 동작은 탐지된 정보의 개수가 충분할 때까지 반복될 수 있다.

(2) PCI 리스트의 개수의 상대적인 증가

예를 들어, 제1 PCI 리스트의 개수가 32라고 가정하자. 기지국은 측정된 타이밍 값의 개수가 충분한지 여부를 측정할 수 있다. 만약, 개수가 충분하지 않다면, 기지국은 사용자 기기에게 추가적인 PCI 리스트를 제공할 수 있다(예를 들어, 32개). 이 동작은 탐지된 정보의 개수가 충분할 때까지 반복될 수 있다. 사용자 기기는 상기 예에서 시그널링을 두 번 수신할 때, 셀 ID 리스트의 총 개수는 두 번째 시그널링에서 64개가 된다. 항상 64개의 PCI 리스트를 시그널링하는 것보다 더 효율적일 수 있다. 이러한 PCI 리스트의 증가는 RRC 시그널링에 의해 수행될 수 있다.

도 22는 PCI 리스트의 개수에 따른 위치 결정 성능을 도시한 도면이다. 사용자 기기는 주어진 PCI 리스트 내에서 셀을 위한 타이밍 특정을 수행하려고 시도한다. 전체 PCI리스트가 제공되지 않는다면 사용자 기기의 자발적인 탐색은 위치 결정의 정확성 관점에서 이득을 나타낸다.

(2) PCI와 PRS 시퀀스 사이의 관계

PCI와 PRS-ID 사이의 관계에 대한 현재 합의된 내용은 1:1 관계이다. #57비트의 세션(session)동안에, 서로에 대한 서로 다른 커버리지 때문에 셀 플래닝에 대한 염려가 제기되어 왔다. 즉, 다른 채널의 커버리지 보다 PRS의 커버리지가 더 크기 때문에 셀 플레닝은 PRS 커버리지에 기초하여 수행될 수 있다. 다음의 두 가지 경우를 고려할 수 있다.

1) 오퍼레이터가 PRS 전송을 지원하는 시스템으로부터 시작되는 E-UTRA를 제공한다.

2)오퍼레이터가 미리 PRS 전송을 지원하지 않는 기존의 E-UTRA 서비스를 제공한다. 오퍼레이터는 네트워크는 새로운 시스템에서 네트워크를 업그레이드할 것이다.

명확하게 제1 경우는 셀 플래닝을 수행하는 것이 PRS 커버리지를 기준으로 예상될 것이기 때문에 셀 플래닝 이슈는 작은 비중을 차지한다. 그러나 이 경우에도, PRS의 깊은 침투(deep penetration)때문에 셀 플래닝을 위한 많은 노력을 요구한다.

도 23은 111개의 셀에 대하여 PCI 할당하는 방법을 설명하는 도면이다. 제2 경우를 평가하기 위하여, 37개의 사이트와 사이트당 3개의 섹터를 포함하는 111 셀 구성을 고려하기로 한다. 할당된 PCI는 상기 도 3에 도시된 바와 같다고 가정한다. 하나의 사이트에 4개의 FA와 3개의 섹터가 있다고 가정하면, 12개의 독립적인 PCI가 하나의 사이트에 할당될 것이다. 이 경우에, 재사용은 FA당 126(=504/4)가 된다. 이것에 추가로, 재사용은 펨토셀과 같은 다른 종류의 셀을 포함하는 이종의 네트워크를 고려할 때, 제사용은 훨씬 감소될 수 있다. 효율적인 PCI 구성을 상기 도 3에 도시된 바와 같이 가정하면, 기종의 재사용 66을 가진 기존 시스템에 부정적인 영향을 주지 않게 된다. 빗금 친 영역은 대응하는 셀이 PCI 관점에서 재사용되는 것을 나타낸다.

RSRP와 Es/Iot는 실질적으로 각 111개의 각 셀에서 특정되고, 상기 측정된 Es/Iot 값들이 문턱값을 만족할 수 있는지 평가된다. RSRP에 대한 문턱값은 -127dBm이고, Es/Iot에 대한 문턱값은 -18dB, -22dB 및 -26dB이다. 낮은 Es/Iot 값들은 보다 우수한 신호의 침투를 나타낸다. 주어진 문턱값에 따라, 서로 다른 셀로부터 동일한 PCI가 감지되면, PCI 충돌이라는 상황으로 정의하기로 한다.

도 24와 도 25는 본 발명의 일 실시예에 따른 평가 결과를 도시한 도면이다. 기존의 시스템에 있어서, 어떤 PCI 충돌도 존재하지 않을 지라도, PCI 충돌의 개수는 문턱값에 따라 증가된다. 이를 위한 해결책 중 하나는 PRS 시퀀스를 증가시키는 것이다. 예를 들어, PCI와 PRS 시퀀스 사이에 1:2 관계가 형성되면, 적절한 PRS 시퀀스 할당에 의해 어떤 충돌도 예상되지 않을 것이다.

PCI와 PRS 시퀀스 사이에 1:2 관계의 경우에, 상기 복소 공액의 방식은 항상 사용자 기기의 복잡도의 관점에서 원샷 상관을 이용하여 이득을 가져다 줄 수 있다.

본 경우에, PRS 시퀀스는 다음과 같이 정의될 수 있다.

PCI와 PRS 시퀀스 사이에 1:M의 관계가 성립하고, 기준신호 시퀀스

는 다음의 수학식 46과 같이 정의할 수 있다.

상기 수학식 46에서

는 하나의 무선 프레임 내에서 슬롯 번호를 나타내고,

은 해당 심볼에서 OFDM 심볼 번호를 나타내며,

는 슈도 랜덤 시퀀스를 나타낸다. 슈도 랜덤 시퀀스는 다음의 수학식 47에 의해 초기화될 수 있다.

상기 수학식 47에서

는 PRS 시퀀스 ID를 나타내며, 네트워크는 PRS를 사용자 기기에 전송함에 있어서,

값을 선택할 수 있다.

(3) 연속적인 위치 결정용 서브프레임 상에 있어서 시변 PRS 패턴

도 26은 본 발명의 일 실시예에 따른 시변 PRS 패턴의 성능을 도시한 도면이다. 위치 결정을 위한 세 개의 연속적인 서브프레임을 가정하고, 위치 결정용 서브프레임은 320ms동안 매 주기마다 축적된다. 시변(time-varying) PRS 패턴은 비시변(non time-varying) PRS 패턴과 비교할 때, 마지널 성능(marginal performance)을 보여준다. 반면에, 서브프레임에 걸쳐서 PRS 패턴의 변화는 사용자 기기의 이행에 따라, 변화가 없을 때와 비교할 때 거의 복잡한 이행을 야기할 수 있다. 따라서, 시변 PRS 패턴을 채택할 때 보다 신중할 필요가 있다.

(4) 비동기 네트워크 상에서 위치 결정의 정확성 연구

비동기 네트워크에서 위치 결정의 정확성을 연구할 것이다. 도 27은 본 발명의 일 실시예에 따른 시뮬레이션을 위해 부분적으로 정렬한 비동기 네트워크를 도시한 도면이다.

도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 부분적으로 정렬한 비동기 네트워크의 위치 결정 성능을 도시한 도면이다.

4개의 연속된 서브프레임을 가정한데. 이에 추가하여, 160ms와 1.6s 동안 위치 결정 서브프레임에서 복수 개의 축적(accumulation)을 가정한다. 160ms와 1.6s는 위치 결정 서브프레임에 대한 1 또는 10 주기에 대응한다. 상기 도 29의 결과에 도시된 바와 같이, 부분적으로 정렬된 비동기 네트워크에서 더 많은 축적은 위치 결정의 요건을 만족시킬 필요가 있다.

도 29는 기지국과 사용자 기기에 적용 가능하고 상기에서 설명한 방법을 수행할 수 있는 디바이스의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 29에 도시된 바와 같이, 디바이스(100)는 처리 유닛(101), 메모리 유닛(102), RF(Radio Frequency) 유닛(103), 디스플레이 유닛(1044)과 사용자 인터페이스 유닛(105)을 포함한다. 물리 인터페이스 프로토콜의 계층은 상기 처리 유닛(101)에서 수행된다. 상기 처리 유닛(101)은 제어 플레인(plane)과 사용자 플레인(plane)을 제공한다. 각 계층의 기능은 처리 유닛(101)에서 수행될 수 있다. 상기 처리 유닛(101)은 상기에서 설명한 본 발명의 실시예를 수행할 수 있다. 구체적으로 설명하면, 상기 처리 유닛(101)은 사용자 기기 위치 결정용 서브프레임을 생성하거나 상기 서브프레임을 수신하여 사용자 기기의 위치를 결정하는 기능을 수행할 수 있다. 메모리 유닛(102)은 처리 유닛(011)과 전기적으로 연결되어 있고, 오퍼레이팅 시스템(operating system), 응용 프로그램(application) 및 일반 파일을 저장하고 있다. 만약 상기 디바이스(100)가 사용자 기기라면, 디스플레이 유닛(104)은 다양한 정보를 표시할 수 있으며, 공지의 LCD(Liquid Crystal Display), OLED(Organic Light Emitting Diode)등을 이용하여 구현될 수 있다. 사용자 인터페이스 유닛(105)은 키패드, 터치 스크린 등과 같은 공지의 사용자 인터페이스와 결합하여 구성될 수 있다. RF 유닛(103)은 처리 유닛(101)과 전기적으로 연결되어 있고, 무선 신호를 전송하거나 수신한다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 발명에서 사용자 기기(User Equipment; UE)는 이동 단말(MS: Mobile Station), SS(Subscriber Station), MSS(Mobile Subscriber Station) 또는 단말(Mobile Terminal) 등의 용어로 대체될 수 있다.

한편, 본 발명의 UE로는 PDA(Personal Digital Assistant), 셀룰러폰, PCS(Personal Communication Service)폰, GSM(Global System for Mobile)폰, WCDMA(Wideband CDMA)폰, MBS(Mobile Broadband System)폰 등이 이용될 수 있다.

본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.

하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 안되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있다.

본 발명은 무선 이동 통신 시스템의 단말기, 기지국, 또는 기타 다른 장비에 사용될 수 있다.

Claims

무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기의 위치 결정 방법으로서,
복수개의 기지국으로부터 소정 주기로 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호(Reference Signal)를 포함하는 사용자 기기 위치 결정 용 서브프레임을 수신하는 단계와;
상기 수신한 복수개의 서브프레임에 포함된 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호간의 시간 차를 이용하여 상기 사용자 기기의 위치를 결정하는 단계를 포함하고,
상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 시퀀스는 적어도 한 쌍 이상이 복소 공액(complex conjugate) 관계를 이루는,
사용자 기기의 위치 결정 방법.
제1항에 있어서,
상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 시퀀스는 물리 셀 ID에 따라 정의되는,
사용자 기기의 위치 결정 방법.
제2항에 있어서,
상기 복소 공액 관계를 이루는 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 시퀀스의 상관(correlation) 값이 동시에 계산되는
사용자 기기의 위치 결정 방법.
제3항에 있어서,
상기 복소 공액 관계를 이루는 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호 시퀀스에 적용되는 물리 셀 ID는 서로 인접한 물리 셀 ID인,
사용자 기기의 위치 결정 방법.
제1항에 있어서,
상기 복소 공액 관계는 시간 영역 또는 주파수 영역 중 어느 하나에서 이루어지는,
사용자 기기의 위치 결정 방법.
무선 이동 통신 시스템에 있어서, 사용자 기기는,
복수개의 기지국으로부터 소정 주기로 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호(Reference Signal)를 포함하는 사용자 기기 위치 결정 용 서브프레임을 수신하는 수신부와;
상기 수신한 복수개의 서브프레임에 포함된 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호간의 시간 차를 이용하여 상기 사용자 기기의 위치를 결정하는 처리부를 포함하며,
상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 시퀀스는 적어도 한 쌍 이상이 복소 공액(complex conjugate) 관계를 이루는,
사용자 기기.
제6항에 있어서,
상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 시퀀스는 물리 셀 ID에 따라 정의되는,
사용자 기기.
제7항에 있어서,
상기 복소 공액 관계를 이루는 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호의 시퀀스의 상관(correlation) 값이 동시에 계산되는
사용자 기기.
제8항에 있어서,
상기 복소 공액 관계를 이루는 상기 사용자 기기의 위치 결정을 위한 기준 신호 시퀀스에 적용되는 물리 셀 ID는 서로 인접한 물리 셀 ID인,
사용자 기기.
제6항에 있어서,
상기 복소 공액 관계는 시간 영역 또는 주파수 영역 중 어느 하나에서 이루어지는,
사용자 기기.