TWI406486B - 用於反激式電源變換器的初級側感測和調整的系統和方法 - Google Patents

用於反激式電源變換器的初級側感測和調整的系統和方法 Download PDF

Info

Publication number
TWI406486B
TWI406486B TW99126641A TW99126641A TWI406486B TW I406486 B TWI406486 B TW I406486B TW 99126641 A TW99126641 A TW 99126641A TW 99126641 A TW99126641 A TW 99126641A TW I406486 B TWI406486 B TW I406486B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
voltage
current
signal
output
switch
Prior art date
Application number
TW99126641A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201208242A (en
Original Assignee
On Bright Electronics Shanghai
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by On Bright Electronics Shanghai filed Critical On Bright Electronics Shanghai
Priority to TW99126641A priority Critical patent/TWI406486B/zh
Publication of TW201208242A publication Critical patent/TW201208242A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI406486B publication Critical patent/TWI406486B/zh

Links

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

用於反激式電源變換器的初級側感測和調整的系統和方法
本發明涉及積體電路。更具體地，本發明提供了用於初級側感測和調整的系統和方法。僅僅作為示例，本發明已應用於反激式電源變換器(flyback power converter)。但是將認識到，本發明具有較寬廣範圍的應用。
初級側感測和調整被廣泛用在針對諸如充電器之類的小型電源應用的反激式電源變換器中。反激式電源變換器通常包括初級繞組以及與變換器的輸出電壓相關聯的次級繞組。對於初級側感測和調整，通常藉由檢測緊密耦合到次級繞組的輔助繞組的電壓來感測輸出電壓。由於輔助繞組的電壓反映了與次級繞組相關聯的輸出電壓，因此，在輔助繞組中感測到的電壓可用來調整次級側輸出電壓。
圖1是顯示具有初級側感測和調整的傳統開關模式反激式電源變換系統的簡化示圖。該反激式電源變換系統100包括變壓器110、電源開關120、感測電阻器130、表示輸出電纜的等效電阻的電纜電阻器140、採樣保持元件180、誤差放大器182、迴路補償網路184、PWM/PFM信號產生器186、邏輯控制元件188以及閘驅動器190。另外，變壓器110包括初級繞組112、次級繞組114和輔助繞組116。此外，該反激式電源變換系統100包括電阻器170和172、二極體160和168、以及電容器196和198。例如，迴路補償網路184也稱為補償網路。在另一示例中，迴路補償網路184包括迴路濾波器。
如圖1所示，電源變換系統100在輸出端子處產生輸出電壓142，輸出電壓142由輸出負載150接收。為了在所希望的範圍內調整輸出電壓142，與輸出電壓142和輸出負載150有關的資訊需要被提取以用於控制目的。這樣的資訊可在非連續導電模式(DCM)下利用輔助繞組116來提取。
具體地，當電源開關120為接通時，能量被儲存在變壓器110中。然後，當電源開關120為斷開時，所儲存的能量被遞送給輸出端子，並且可以通過輔助繞組116的輔助電壓118來映射輸出電壓142。例如，輔助電壓118和輸出電壓142具有下面的關係：
V aux =n ×(V o +V F +I o ×R eq )　(等式1)
其中，Vaux 表示輔助電壓118，Vo 表示輸出電壓142，並且VF 表示二極體160的正向電壓。另外，Io 表示與輸出電壓142相對應的輸出電流。輸出電流也稱為負載電流。此外，Req 表示輸出電纜電阻器140的電阻。而且，n表示輔助繞組116與次級繞組114之間的匝數比，並且n等於Naux /Nsec 。Naux 表示輔助繞組116的匝數，並且Nsec 表示次級繞組114的匝數。
如圖1所示，輔助電壓118由包括電阻器170和172的分壓器接收，該分壓器將輔助電壓118變換為回饋電壓174。
V FB =k ×V aux =k ×n ×(V o +V F +I o ×R eq )　(等式2-1)
k =R 2 /(R 1 +R 2 )　(等式2-2)
其中，VFB 表示回饋電壓174，並且k表示回饋係數。另外，R1 和R2 分別表示電阻器170和172的電阻。
圖2是示出回饋電壓174以及流經次級繞組114之次級電流的傳統波形的簡化示圖。如圖2所示，VFB 和Isec 分別表示回饋電壓174和次級電流。另外，ton 表示電源開關120為接通時的時間段，並且toff 表示電源開關120為關閉時的時間段。此外，tDemag 表示退磁過程的時間段。
參考圖1和圖2，回饋電壓VFB 由採樣和保持元件180接收。在接近退磁過程的結尾處，流經次級繞組114的次級電流變得接近於零。此時，回饋電壓VFB 例如在圖2中的點A處被採樣。經採樣的電壓VA 隨後由元件180保持直到下一採樣為止。
經採樣電壓VA 由誤差放大器182接收，誤差放大器182將經採樣的電壓VA 與參考電壓Vref 相比較，並且還放大VA 與Vref 之間的差值。誤差放大器182與補償網路184一起將一個或多個輸出信號185發送給PWM/PFM信號產生器186。例如，補償網路184包括電容器。在另一示例中，PWM/PFM信號產生器186還從感測電阻器130接收感測電壓132，感測電阻器130將流經初級繞組112的初級電流變換為感測電壓。作為回應，PWM/PFM信號產生器186將調變信號187輸出給邏輯控制元件188，邏輯控制元件188將控制信號189發送給閘驅動器190。作為回應，閘驅動器190將驅動信號192發送給電源開關120。
因此，如圖1所示，輸出信號185用來控制驅動信號192的脈衝寬度或切換頻率，並且因此控制輸出電壓142。例如，輸出信號185之一與補償電壓Vcomp 相關聯。在另一示例中，圖3是示出作為輸出電流Io (也稱為負載電流)的函數的補償電壓Vcomp 的簡化示圖。
具體地，負反饋迴路用來藉由調整所採樣的電壓VA 而調整輸出電壓Vo ，以使得VA 變為等於參考電壓Vref 。因此，
V ref =k ×n ×(V o +V F +I o ×R eq )　(等式3)
因此，
由於輸出電壓Vo 由負反饋迴路調整，因此使得迴路對所有負載條件在所有輸入電壓處保持穩定通常是很重要的。此外，回饋迴路通常需要表現出良好的動態性。
如圖1所示，對於電源變換系統100，回饋迴路至少包括控制級和電源級。例如，控制級至少包括誤差放大器182、迴路補償網路184和PWM/PFM信號產生器186中的一部分。在另一示例中，電源級至少包括邏輯控制元件188、閘驅動器190以及閘驅動器190與用於輸出電壓Vo 的輸出端子之間的某些元件。
前向路徑的整體傳輸函數由控制級的傳輸函數和電源級的傳輸函數來確定。對於電源變換系統100，電源級的傳輸函數為：
其中，Ro 表示輸出電阻，Co 表示輸出電容，並且Resr 表示與輸出電容串聯的電阻。另外，s等於jω，並且ω是角頻率，通常簡稱為頻率。此外，D表示調變信號187的工作週期。
基於等式5，電源級在頻域中的極點位置為：
因此，對於給定的Co ，極點位置的頻率隨著輸出電阻而改變。另外，電源級在頻域中的零點位置為：
通常Resr 非常小，因此ωz1 通常比ωp1 大得多。
圖4和圖5各自顯示反激式電源變換系統100的電源級的簡化傳統波德圖。
如上面討論，電源級和控制級是回饋迴路的前向路徑的部分。回饋迴路可由穩定性和動態性來表徵，這兩者對於反激式電源變換系統的初級側感測和調整通常是很重要的。
因此極希望改進初級側感測和調整的技術。
本發明涉及積體電路。更具體地，本發明提供了用於初級側感測和調整的系統和方法。僅僅作為示例，本發明已應用於反激式電源變換器。但是將認識到，本發明具有較寬廣範圍的應用。
根據一個實施例，一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的系統包括耦合到電容器的誤差放大器。該誤差放大器配置以接收參考電壓、第一電壓和調節電流並且與電容器一起產生補償電壓。該第一電壓與回饋電壓相關聯。另外，該系統包括：電流產生器，配置以接收補償電壓並且產生調節電流和第一電流；以及信號產生器，配置以接收第一電流和第二電流。該信號產生器還配置以接收感測電壓並產生調變信號。此外，該系統包括：閘驅動器，該閘驅動器直接或間接地耦合到信號產生器並且配置以至少基於與調變信號相關聯的資訊產生驅動信號；以及開關，配置以接收驅動信號並且影響流經與次級繞組相耦合的初級繞組的初級電流。該次級繞組與電源變換系統的輸出電壓和輸出電流相關聯，並且該電源變換系統至少包括初級繞組和次級繞組。該回饋電壓至少取決於輸出電壓和輸出電流，並且感測電壓至少取決於初級電流。該誤差放大器至少由一跨導來表徵並且還配置以至少基於與調節電流相關聯的資訊來改變該跨導，並且該跨導隨著電源變換系統的輸出電流的減小而減小。例如，該跨導還隨著電源變換系統的輸出電流的增大而增大。
根據另一實施例，一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的方法包括：由誤差放大器接收參考電壓、第一電壓和調節電流。該第一電壓與回饋電壓相關聯。另外，該方法包括：處理與參考電壓、第一電壓和調節電流相關聯的資訊；由耦合到電容器的誤差放大器產生補償電壓；接收補償電壓；以及至少基於與補償電壓相關聯的資訊來產生調節電流和第一電流。此外，該方法包括：接收第一電流、第二電流和感測電壓；至少基於與第一電流、第二電流和感測電壓相關聯的資訊來產生調變信號；處理與調變信號相關聯的資訊；以及至少基於與調變信號相關聯的資訊來產生驅動信號。該方法還包括接收驅動信號並且至少基於與驅動信號相關聯的資訊來影響初級電流。該初級電流流經與次級繞組相耦合的初級繞組。該次級繞組與電源變換系統的輸出電壓和輸出電流相關聯。該回饋電壓至少取決於輸出電壓和輸出電流，並且該感測電壓至少取決於初級電流。該誤差放大器至少由一跨導來表徵。用於處理與參考電壓、第一電壓和調節電流相關聯的資訊的步驟包括：至少基於與調節電流相關聯的資訊來改變該跨導。該跨導隨著電源變換系統的輸出電流的減小而減小。例如，該跨導還隨著電源變換系統的輸出電流的增大而增大。
根據又一實施例，一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的系統包括通過第一開關間接地耦合到電容器的誤差放大器。該誤差放大器配置以接收參考電壓和第一電壓，並且如果第一開關接通則與電容器一起產生補償電壓。該第一電壓與回饋電壓相關聯。另外，該系統包括：第一開關，至少耦合到誤差放大器和電容器；以及信號產生器，配置以接收補償電壓和第一電流。該信號產生器還配置以接收感測電壓並產生調變信號。此外，該系統還包括：邏輯控制元件，配置以接收調變信號並且至少基於與調變信號相關聯的資訊來產生控制信號；閘驅動器，配置以接收控制信號並且配置以至少基於與控制信號相關聯的資訊產生驅動信號；以及第二開關，配置以接收驅動信號並且影響流經與次級繞組相耦合的初級繞組的初級電流。該次級繞組與電源變換系統的輸出電壓和輸出電流相關聯，並且該電源變換系統至少包括初級繞組和次級繞組。該回饋電壓至少取決於輸出電壓和輸出電流，並且該感測電壓至少取決於初級電流。該控制信號至少由脈衝寬度和切換頻率來表徵。該第一開關配置以受控制信號控制。此外，如果控制信號為邏輯高準位，則第一開關接通，並且如果控制信號為邏輯低準位，則第一開關斷開。
根據又一實施例，一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的方法包括由誤差放大器接收參考電壓和第一電壓。該第一電壓與回饋電壓相關聯，並且誤差放大器通過第一開關間接地耦合到電容器。另外，該方法包括：處理與參考電壓和第一電壓相關聯的資訊；如果第一開關接通，則由誤差放大器與電容器一起產生補償電壓；接收補償電壓、第一電流和感測電壓；以及至少基於與補償電壓、第一電流和感測電壓相關聯的資訊來產生調變信號。此外，該方法包括：處理與調變信號相關聯的資訊；至少基於與調變信號相關聯的資訊來產生控制信號；處理與控制信號相關聯的資訊；至少基於與控制信號相關聯的資訊來產生驅動信號；以及至少基於與驅動信號相關聯的資訊來影響初級電流。該初級電流流經與次級繞組相耦合的初級繞組。該次級繞組與電源變換系統的輸出電壓和輸出電流相關聯。該回饋電壓至少取決於輸出電壓和輸出電流，並且該感測電壓至少取決於初級電流。該控制信號至少由脈衝寬度和切換頻率來表徵。用於處理與控制信號相關聯的資訊的步驟包括：如果控制信號為邏輯高準位，則接通第一開關，並且如果控制信號為邏輯低準位，則斷開第一開關。
根據又一實施例，一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的系統包括通過第一開關間接地耦合到電容器的誤差放大器。該誤差放大器配置以接收參考電壓和第一電壓，並且如果第一開關為接通則與電容器一起產生補償電壓。該第一電壓與回饋電壓相關聯。另外，該系統包括：第一開關，至少耦合到誤差放大器和電容器；以及信號產生器，配置以接收補償電壓和第一電流。該信號產生器還配置以接收感測電壓並產生調變信號。此外，該系統包括邏輯控制元件，配置以接收調變信號並且至少基於與調變信號相關聯的資訊來產生控制信號。此外，該系統包括：單擊(one-shot)產生器，配置以接收控制信號並且向第一開關發送單擊信號；閘驅動器，配置以接收控制信號並且配置以至少基於與控制信號相關聯的資訊產生驅動信號；以及第二開關，配置以接收驅動信號並且影響流經與次級繞組相耦合的初級繞組的初級電流。該次級繞組與電源變換系統的輸出電壓和輸出電流相關聯。該電源變換系統至少包括初級繞組和次級繞組。該回饋電壓至少取決於輸出電壓和輸出電流，並且該感測電壓至少取決於初級電流。該控制信號至少由第一脈衝寬度和第一切換頻率來表徵。該單擊信號至少由第二脈衝寬度和第二切換頻率來表徵。該第二脈衝寬度是由單擊產生器確定的常數，並且該第二切換頻率等於第一切換頻率。該第一開關配置以受單擊信號控制。如果單擊信號為邏輯高準位，則第一開關接通，並且如果單擊信號為邏輯低準位，則第一開關斷開。
根據又一實施例，一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的方法包括由誤差放大器接收參考電壓和第一電壓。該第一電壓與回饋電壓相關聯，並且誤差放大器通過第一開關間接地耦合到電容器。另外，該方法包括：處理與參考電壓和第一電壓相關聯的資訊；如果第一開關接通，則由誤差放大器與電容器一起產生補償電壓；接收補償電壓、第一電流和感測電壓；以及至少基於與補償電壓、第一電流和感測電壓相關聯的資訊產生調變信號。此外，該方法包括：處理與調變信號相關聯的資訊；至少基於與調變信號相關聯的資訊產生控制信號；處理與控制信號相關聯的資訊；以及至少基於與控制信號相關聯的資訊產生單擊信號和驅動信號。此外，該方法包括：基於與單擊信號相關聯的資訊調節第一開關；以及至少基於與驅動信號相關聯的資訊來影響初級電流，該初級電流流經與次級繞組相耦合的初級繞組。該次級繞組與電源變換系統的輸出電壓和輸出電流相關聯。該回饋電壓至少取決於輸出電壓和輸出電流，並且該感測電壓至少取決於初級電流。該控制信號至少由第一脈衝寬度和第一切換頻率來表徵，並且該單擊信號至少由第二脈衝寬度和第二切換頻率來表徵。該第二脈衝寬度是由單擊產生器確定的常數，並且該第二切換頻率等於第一切換頻率。用於基於與單擊信號相關聯的資訊調節第一開關的步驟包括：如果單擊信號為邏輯高準位，則接通第一開關，並且如果單擊信號為邏輯低準位，則斷開第一開關。
與傳統技術相比通過本發明獲得了許多益處。本發明的某些實施例提供了具有跨導的誤差放大器，該跨導隨著電源變換系統的輸出電流的減小而減小並且隨著電源變換系統的輸出電流的增大而增大。例如，該電源變換系統包括回饋迴路，該回饋迴路至少包括控制級和電源級。控制級的零點位置在頻率上低於電源級的極點位置。在另一示例中，控制級和電源級的組合的增益曲線在增益等於0 dB的位置處具有-20 dB/dec的斜率。在又一示例中，該電源變換系統在增益等於0 dB的位置處具有足夠的相位餘裕，從而確保了從滿負載條件到無負載條件的回饋迴路的穩定性。本發明的一些實施例在所有負載條件下為回饋迴路提供了良好的動態性和穩定性。
取決於實施例，可以獲得這些益處中的一個或多個。參考下面的詳細描述和附圖可以全面地理解本發明的這些益處以及各個另外的目的、特徵和優點。
本發明涉及積體電路。更具體地，本發明提供了用於初級側感測和調整的系統和方法。僅僅作為示例，本發明已應用於反激式電源變換器。但是將認識到，本發明具有寬得多的應用範圍。
圖6是顯示根據本發明實施例之用於開關模式反激式電源變換系統的初級側感測和調整系統的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。熟知該項技術領域之人將認識到許多變體、替換和修改。
根據一個實施例，用於初級側感測和調整的系統600包括至少具有電源級650的回饋迴路。例如，電源級650具有如等式5所述的傳輸函數Zpower (s)。在另一示例中，電源級650具有頻域中的極點位置ωp 和頻域中的零點位置ωz ，如分別由等式6和等式7所描述。
根據另一實施例，系統600至少還包括控制級，該控制級包括跨導元件620、622和624，電容元件630以及加法元件640。例如，跨導元件620和減法元件610是屬於系統600的誤差放大器的部分。在另一示例中，傳輸級具有下面的傳輸函數：
因此，傳輸級在頻域中的零點位置為：
圖7(a)、(b)和(c)是顯示在不同負載條件下具有常數gm1 的電源級和控制級的組合傳輸函數的簡化波德圖。具體地，圖7(a)、(b)和(c)分別對應於輕負載、中等負載和重負載。例如，輕負載、中等負載和重負載分別由小輸出電流Io 、中等輸出電流Io 和大輸出電流Io 表示。在另一示例中，組合傳輸函數等於電源級的傳輸函數乘以控制級的傳輸函數。
如圖7(c)所示，對於重負載，在頻率上極點位置ωp1 高於零點位置ωz2 。此外，增益曲線710在點A1處與水平軸相交，在0 dB處具有-20 dB/dec的斜率。點A1與相位曲線712上的點J1相對應。因此，點J1具有離-180°大於90°的相位。因此，回饋迴路是穩定的。
如圖7(b)所示，對於中等負載，在頻率上極點位置ωp1 低於零點位置ωz2 。此外，增益曲線720在點B1處與水平軸相交，在0 dB處具有-40 dB/dec的斜率。點B1與相位曲線722上的點K1相對應。因此，點K1具有離-180°小於90°的相位。因此，回饋迴路不穩定。
類似的，如圖7(a)所示，對於輕負載，在頻率上極點位置ωp1 低於零點位置ωz2 。此外，增益曲線730在點E1處與水平軸相交，在0 dB處具有-40 dB/dec的斜率。點E1與相位曲線732上的點L1相對應。因此，點L1具有離-180°小於90°的相位。因此，回饋迴路不穩定。
根據一個實施例，提高回饋迴路穩定性的一種方式是增大補償電容C。因此，增益曲線710、720和730在0 dB時例如在非常低的頻率處與水平軸相交，這使得所有負載條件保持離-180°的足夠相位餘裕。但是大的補償電容C可能導致低的迴路頻寬，並且因此導致差的動態性。
根據另一實施例，為了使回饋迴路穩定，零點位置的頻率ωz2 應當隨負載條件改變，因為根據等式6，極點位置的頻率ωp1 隨著負載條件改變。例如，如等式9所述，藉由隨著降低負載而減小gm1 來減小零點位置ωz2 的頻率。在另一示例中，在所有負載條件下，極點位置ωp1 的頻率保持高於零點位置ωz2 。根據又一實施例，增益也隨著降低gm1 而減小。
圖8(a)、(b)和(c)是顯示根據本發明實施例之具有隨著負載的減小而減小的gm1 的電源級和控制級的組合傳輸函數的簡化波德圖。具體地，圖8(a)、(b)和(c)分別對應於輕負載、中等負載和重負載。例如，輕負載、中等負載和重負載分別由小輸出電流Io 、中等輸出電流Io 和大輸出電流Io 表示。在另一示例中，組合傳輸函數等於電源級的傳輸函數乘以控制級的傳輸函數。
如圖8(c)所示，對於重負載，在頻率上極點位置ωp1 高於零點位置ωz2 。此外，增益曲線810在點A2處與水平軸相交，例如在0 dB處具有-20 dB/dec的斜率。點A2與相位曲線812上的點J2相對應。根據一個實施例，點J2具有離-180°大於90°的相位。因此，例如，回饋迴路對於重負載是穩定的。
類似地，如圖8(b)所示，對於中等負載，在頻率上極點位置ωp1 也高於零點位置ωz2 。增益曲線820在點B2處與水平軸相交，例如在0 dB處具有-40 dB/dec的斜率。點B2與相位曲線822上的點K2相對應。根據另一實施例，點K2具有離-180°大於90°的相位。因此，例如，回饋迴路對於中等負載是穩定的。
類似地，如圖8(a)所示，對於輕負載，在頻率上極點位置ωp1 也高於零點位置ωz2 。增益曲線830在點E2處與水平軸相交，例如在0 dB處具有-40 dB/dec的斜率。點E2與相位曲線832上的點L2相對應。根據另一個實施例，點L2具有離-180°大於90°的相位。因此，例如，回饋迴路對於輕負載是穩定的。
圖9是顯示根據本發明另一實施例之用於開關模式反激式電源變換系統的初級側感測和調整系統的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。熟知該項技術領域之人將認識到許多變體、替換和修改。
在一個實施例中，反激式電源變換系統900包括電源開關920、感測電阻器930、採樣保持元件980、誤差放大器982、PWM/PFM信號產生器986、邏輯控制元件988、閘驅動器990、電容器954、電流產生器952以及前向饋送(feed forward)元件962。例如，電源開關920、感測電阻器930、採樣保持元件980、邏輯控制元件988以及閘驅動器990分別與電源開關120、感測電阻器130、採樣保持元件180、邏輯控制元件188以及閘驅動器190相同。在另一示例中，PWM/PFM信號產生器986與PWM/PFM信號產生器186相同。
在另一實施例中，反激式電源變換系統900還包括變壓器110、電纜電阻器140、電阻器170和172、二極體160和168、電容器196和198，其皆於圖1中示出。例如，變壓器110包括初級繞組112、次級繞組114和輔助繞組116。
如圖6和圖9所示，根據一個實施例，誤差放大器982包括減法元件610和跨導元件620。在另一實施例中，前向饋送元件962對應於跨導元件622。在又一實施例中，電容器954對應於電容元件630，並且電流產生器952對應於跨導元件624。在又一實施例中，用於相加電流I1 和I2 的節點964與加法元件640相對應。
在一個實施例中，回饋電壓VFB 由採樣保持元件980接收。例如，在接近退磁過程的結尾處當次級電流變得接近零時，回饋電壓VFB 被採樣，並且經採樣的電壓VA 隨後由元件980保持直到下一採樣為止。在另一示例中，經採樣的電壓VA 由誤差放大器982接收，誤差放大器982將經採樣的電壓VA 與參考電壓Vref 相比較，並且還放大VA 與Vref 之間的差值。
在另一實施例中，誤差放大器982與電容器954一起將補償電壓984發送給電流產生器952。作為回應，電流產生器952產生電流IEA 和I1 。例如，電流IEA 流入或流出誤差放大器982。在另一示例中，電流I1 流入節點964並被加到電流I2 中，並且這兩個電流之和流入PWM/PFM信號產生器986。
在又一實施例中，電流I2 由前向饋送元件962產生，前向饋送元件962接收並處理經採樣的電壓VA 和參考電壓Vref 。例如，電流I1 和I2 具有不同相位。在又一示例中，PWM/PFM信號產生器986還從感測電阻器930接收感測電壓932，感測電阻器930將流經初級繞組112的初級電流變換為感測電壓。
如圖9所示，根據一個實施例，響應於電流IEA ，誤差放大器982改變其跨導gm1 。例如，補償電壓反映負載條件，如圖3所示。在另一示例中，補償電壓用來經由電流IEA 控制誤差放大器982的跨導gm1 。
根據一個實施例，藉由隨著降低的負載而減小gm1 從而在頻率上減小系統900的零點位置ωz2 ，如等式9所述。例如，增益也隨著gm1 的降低而減小。在另一示例中，極點位置ωp1 在所有負載條件下之頻率上保持高於零點位置ωz2 。
如圖9所示，PWM/PFM信號產生器986將調變信號987輸出給邏輯控制元件988，邏輯控制元件988將控制信號989發送給閘驅動器990。根據一個實施例，作為回應，閘驅動器990將驅動信號992發送給電源開關920。
圖10(a)是顯示根據本發明一個實施例之用於開關模式反激式電源變換系統900的誤差放大器982、電容器954和電流產生器952的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。熟知該項技術領域之人將認識到許多變體、替換和修改。
如圖10(a)所示，誤差放大器982與電容器954一起將補償電壓984發送給電流產生器952。根據一個實施例，作為回應，電流產生器952產生電流IEA 和I1 。例如，電流IEA 流出誤差放大器982。在另一示例中，電流I1 流出誤差放大器982。
根據一個實施例，I1 隨著Vcomp 的增大而減小，並且I1 隨著Vcomp 的減小而增大。根據另一實施例，誤差放大器982改變其跨導gm1 以響應電流IEA 。例如，補償電壓984隨著輸出電流Io 的減小而減小。在另一示例中，電流IEA 隨著補償電壓984的減小而增大。在又一示例中，如圖10(a)所示，
其中，Ibias 表示由電流源產生的恒定電流，並且na 是由誤差放大器982的某些元件的特性確定的常數。根據本發明一個實施例，基於等式10，誤差放大器982的gm1 隨著電流IEA 的增大並且因此隨著輸出電流Io (也稱為負載電流)的減小而減小。例如，電流IEA 隨著輸出電流的減小而增大並且隨著輸出電流的增大而減小，因此，誤差放大器982的gm1 隨著輸出負載條件改變，從而在所有負載條件下使得零點位置ωz2 保持低於極點位置ωp1 。
圖10(b)是顯示根據本發明另一實施例之用於開關模式反激式電源變換系統900的誤差放大器982、電容器954和電流產生器952的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。熟知該項技術領域之人將認識到許多變體、替換和修改。
如圖10(b)所示，誤差放大器982與電容器954一起將補償電壓984發送給電流產生器952。根據一個實施例，作為回應，電流產生器952產生電流IEA 和I1 。例如，電流IEA 流入誤差放大器982。在又一示例中，電流I1 流出誤差放大器982。
根據一個實施例，I1 隨著Vcomp 的增大而減小，並且I1 隨著Vcomp 的減小而增大。根據另一實施例，補償電壓984隨著輸出電流Io 的減小而減小。例如，電流IEA 隨著補償電壓984的減小而增大。在另一示例中，如圖10(b)所示，
其中，Ibias 表示由電流源產生的恒定電流，並且nb 是由誤差放大器982的某些元件的特性確定的常數。根據本發明另一實施例，基於等式11，誤差放大器982的gm1 隨著電流IEA 的增大並且因此隨著輸出電流Io (也稱為負載電流)的減小而減小。例如，電流IEA 隨著輸出電流的減小而增大並且隨著輸出電流的增大而減小，因此，誤差放大器982的gm1 隨著輸出負載條件改變，從而在所有負載條件下使得零點位置ωz2 保持低於極點位置ωp1 。
圖10(c)是顯示根據本發明又一實施例之用於開關模式反激式電源變換系統900的誤差放大器982、電容器954和電流產生器952的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。熟知該項技術領域之人將認識到許多變體、替換和修改。
如圖10(c)所示，誤差放大器982與電容器954一起將補償電壓984發送給電流產生器952。根據一個實施例，作為回應，電流產生器952產生電流IEA 和I1 。例如，電流IEA 流入誤差放大器982。在又一示例中，電流I1 流出誤差放大器982。
根據一個實施例，I1 隨著Vcomp 的增大而減小，並且I1 隨著Vcomp 的減小而增大。根據另一實施例，補償電壓984隨著輸出電流Io 的減小而減小。例如，電流IEA 隨著補償電壓984的減小而減小。在另一示例中，如圖10(c)所示，
其中，Ibias 表示由電流源產生的恒定電流，並且nc 是由誤差放大器982的某些元件的特性確定的常數。根據本發明又一實施例，基於等式12，誤差放大器982的gm1 隨著電流IEA 的減小並且因此隨著輸出電流Io (也稱為負載電流)的減小而減小。例如，電流IEA 隨著輸出電流的減小而減小並且隨著輸出電流的增大而增大，因此，誤差放大器982的gm1 隨著輸出負載條件改變，從而在所有負載條件下使得零點位置ωz2 保持低於極點位置ωp1 。
圖10(d)是顯示根據本發明又一實施例之用於開關模式反激式電源變換系統900的誤差放大器982、電容器954和電流產生器952的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。熟知該項技術領域之人將認識到許多變體、替換和修改。
如圖10(d)所示，誤差放大器982與電容器954一起將補償電壓984發送給電流產生器952。根據一個實施例，作為回應，電流產生器952產生電流IEA 和I1 。例如，電流IEA 流出誤差放大器982。在又一示例中，電流I1 流出誤差放大器982。
根據一個實施例，I1 隨著Vcomp 的增大而減小，並且I1 隨著Vcomp 的減小而增大。根據另一實施例，補償電壓984隨著輸出電流Io 的減小而減小。例如，電流IEA 隨著補償電壓984的減小而減小。在另一示例中，如圖10(d)所示，
其中，Ibias 表示由電流源產生的恒定電流，並且nc 是由誤差放大器982的某些元件的特性確定的常數。根據本發明又一實施例，基於等式13，誤差放大器982的gm1 隨著電流IEA 的減小並且因此隨著輸出電流Io (也稱為負載電流)的減小而減小。例如，電流IEA 隨著輸出電流的減小而減小並且隨著輸出電流的增大而增大，因此，誤差放大器982的gm1 隨著輸出負載條件改變，從而在所有負載條件下使得零點位置ωz2 保持低於極點位置ωp1 。
圖11是顯示根據本發明又一實施例之用於開關模式反激式電源變換系統900的誤差放大器982、電容器954和電流產生器952的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。熟知該項技術領域之人將認識到許多變體、替換和修改。
如圖11所示，誤差放大器982與電容器954一起將補償電壓984發送給電流產生器952。根據一個實施例，作為回應，電流產生器952產生電流IEA 和I1 。例如，電流IEA 流出誤差放大器982。在又一示例中，電流I1 流出誤差放大器982。在又一示例中，誤差放大器982包括一個或多個NMOS電晶體。
根據一個實施例，I1 隨著Vcomp 的增大而減小，並且I1 隨著Vcomp 的減小而增大。根據另一實施例，補償電壓984隨著輸出電流Io 的減小而減小。例如，誤差放大器982的gm1 隨著補償電壓984的減小而減小。在另一示例中，gm1 隨輸出電流Io (也稱為負載電流)的減小而減小。
圖12是顯示根據本發明另一實施例之用於開關模式反激式電源變換系統的初級側感測和調整系統的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。熟知該項技術領域之人將認識到許多變體、替換和修改。
在一個實施例中，反激式電源變換系統1200包括電源開關1220、感測電阻器1230、採樣保持元件1280、誤差放大器1282、PWM/PFM信號產生器1286、邏輯控制元件1288、閘驅動器1290、電容器1254、前向饋送元件1262和開關1264。例如，電源開關1220、感測電阻器1230、採樣保持元件1280、邏輯控制元件1288和閘驅動器1290分別與電源開關120、感測電阻器130、採樣保持元件180、邏輯控制元件188以及閘驅動器190相同。在另一示例中，PWM/PFM信號產生器1286基本上與PWM/PFM信號產生器186相同。在又一示例中，誤差放大器1282與誤差放大器182相同。
在另一實施例中，反激式電源變換系統1200還包括變壓器110、電纜電阻器140、電阻器170和172、二極體160和168、電容器196和198，它們都在圖1中示出。例如，變壓器110包括初級繞組112、次級繞組114和輔助繞組116。
根據一個實施例，回饋電壓VFB 由採樣保持元件1280接收。例如，在接近退磁過程的結尾處當次級電流變得接近零時，回饋電壓VFB 被採樣，並且經採樣的電壓VA 隨後由元件1280保持直到下一採樣為止。在另一示例中，經採樣的電壓VA 由誤差放大1282接收，誤差放大器1282將經採樣的電壓VA 與參考電壓Vref 相比較，並且還放大VA 與Vref 之間的差值。
根據另一實施例，如果開關1264接通，則誤差放大器1282與電容器1254一起將補償電壓1284發送給PWM/PFM信號產生器1286。例如，PWM/PFM信號產生器1286還接收由前向饋送元件1262產生的電流I2 。在另一示例中，前向饋送元件1262接收並處理經採樣的電壓VA 與參考電壓Vref 。在又一示例中，補償電壓1284和電流I2 具有不同的相位。
根據又一實施例，PWM/PFM信號產生器1286還從感測電阻器1230接收感測電壓1232，感測電阻器1230將流經初級繞組112的初級電流變換為感測電壓。例如，PWM/PFM將補償電壓1284變換為負載補償電流並且將該補償電流添加到電流I2 中。
如圖12所示，PWM/PFM信號產生器1286將調變信號1287輸出給邏輯控制元件1288，邏輯控制元件1288將控制信號1289發送給開關1264和閘驅動器1290兩者。根據一個實施例，作為回應，閘驅動器1290將驅動信號1292發送給電源開關1220。根據另一實施例，開關1264在控制信號1289為邏輯高準位時接通，並且在控制信號1289為邏輯低準位時斷開。
例如，控制信號1289的切換頻率隨著PFM模式中的負載而改變，輕負載產生低的切換頻率，而大負載產生高的頻率。在另一示例中，控制信號1289的脈衝寬度隨著PWM模式中的負載而改變，輕負載產生窄的脈衝寬度，而大負載產生寬的脈衝寬度。因此，根據一個實施例，誤差放大器1282的有效跨導隨著負載條件而改變。
根據另一實施例，
g m 1_ eff =g m 1 ×T on ×f sw 　(等式14)
其中，gm1_eff 表示誤差放大器1282的有效跨導，並且gm1 表示誤差放大器1282的固有跨導。另外，Ton 表示控制信號1289的脈衝寬度，fsw 表示控制信號1289的切換頻率。
例如，有效跨導隨著輸出負載條件而改變，由此使得在頻域中零點位置保持低於極點位置。在另一示例中，誤差放大器1282的有效跨導隨著負載的變輕(例如，隨著輸出電流Io 的變小)而變小。在又一示例中，通過隨著負載的減小而減小gm1_eff 從而使得系統1200的零點位置ωz2 的頻率減小。在一個實施例中，增益也隨著gm1_eff 的減小而減小。在另一示例中，極點位置ωp1 在所有負載條件下之頻率上保持高於零點位置ωz2 。
圖13是顯示根據本發明另一實施例之用於開關模式反激式電源變換系統的初級側感測和調整系統的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。熟知該項技術領域之人將認識到許多變體、替換和修改。
在一個實施例中，反激式電源變換系統1300包括電源開關1320、感測電阻器1330、採樣保持元件1380、誤差放大器1382、PWM/PFM信號產生器1386、邏輯控制元件1388、閘驅動器1390、電容器1354、前向饋送元件1362、開關1364和單擊產生器1352。例如，電源開關1320、感測電阻器1330、採樣保持元件1380、邏輯控制元件1388和閘驅動器1390分別與電源開關120、感測電阻器130、採樣保持元件180、邏輯控制元件188以及閘驅動器190相同。在另一示例中，PWM/PFM信號產生器1386基本上與PWM/PFM信號產生器186相同。在又一示例中，誤差放大器1382與誤差放大器182相同。
在另一實施例中，反激式電源變換系統1300還包括變壓器110、電纜電阻器140、電阻器170和172、二極體160和168、電容器196和198，它們都在圖1中示出。例如，變壓器110包括初級繞組112、次級繞組114和輔助繞組116。
根據一個實施例，回饋電壓VFB 由採樣保持元件1380接收。例如，在接近退磁過程的結尾處當次級電流變得接近零時，回饋電壓VFB 被採樣，並且經採樣的電壓VA 隨後由元件1380保持直到下一採樣為止。在另一示例中，經採樣的電壓VA 由誤差放大器1382接收，誤差放大器1382將經採樣的電壓VA 與參考電壓Vref 相比較，並且還放大VA 與Vref 之間的差值。
根據另一實施例，如果開關1364接通，則誤差放大器1382與電容器1354一起將補償電壓1384發送給PWM/PFM信號產生器1386。例如，PWM/PFM信號產生器1386還接收由前向饋送元件1362產生的電流I2 。在另一示例中，前向饋送元件1362接收並處理經採樣的電壓VA 與參考電壓Vref 。在又一示例中，補償電壓1384和電流I2 具有不同的相位。
根據又一實施例，PWM/PFM信號產生器1386還從感測電阻器1330接收感測電壓1332，感測電阻器1330將流經初級繞組112的初級電流變換為感測電壓。例如，PWM/PFM將補償電壓1384變換為補償電流並且將該補償電流添加到電流I2 中。
如圖13所示，PWM/PFM信號產生器1386將調變信號1387輸出給邏輯控制元件1388，邏輯控制元件1388將控制信號1389發送給單擊產生器1352和閘驅動器1390兩者。根據一個實施例，作為回應，閘驅動器1390將驅動信號1392發送給電源開關1320。
根據另一實施例，單擊產生器1352產生作為信號1353一部分之具有恒定寬度的脈衝以響應控制信號1389的脈衝。根據又一實施例，開關1364在控制信號1389為邏輯高準位時接通，並且在控制信號1389為邏輯低準位時斷開。
例如，控制信號1389的切換頻率隨著負載而改變，輕負載產生低的切換頻率，而大負載產生高的頻率。因此，根據一個實施例，誤差放大器1382的有效跨導隨著負載條件而改變。
根據另一實施例，
g m 1_ eff =g m 1 ×T on _ const ×f sw 　(等式15)
其中，gm1_eff 表示誤差放大器1382的有效跨導，並且gm1 表示誤差放大器1382的固有跨導。另外，Ton_const 表示信號1353的恒定脈衝寬度，fsw 表示控制信號1389的切換頻率。例如，控制信號1389的切換頻率與信號1353的切換頻率相同。
在另一示例中，有效跨導隨著輸出負載條件而改變，由此使得在頻域中零點位置保持低於極點位置。在又一示例中，誤差放大器1382的有效跨導隨著負載的變輕(例如，隨著輸出電流Io 的變小)而變小。在又一示例中，通過隨著負載的減小而減小gm1_eff 從而使得系統1300的零點位置ωz2 的頻率減小。在一個實施例中，增益也隨著gm1_eff 的減小而減小。在另一示例中，極點位置ωp1 在所有負載條件下之頻率上保持高於零點位置ωz2 。
根據另一實施例，一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的系統包括耦合到電容器的誤差放大器。該誤差放大器配置以接收參考電壓、第一電壓和調節電流並且與電容器一起產生補償電壓。該第一電壓與回饋電壓相關聯。另外，該系統包括：電流產生器，配置以接收補償電壓並且產生調節電流和第一電流；以及信號產生器，配置以接收第一電流和第二電流。信號產生器還配置以接收感測電壓並產生調變信號。此外，該系統包括：閘驅動器，該閘驅動器直接或間接地耦合到信號產生器並且配置以至少基於與調變信號相關聯的資訊產生驅動信號；以及開關，配置以接收驅動信號並且影響流經與次級繞組相耦合的初級繞組的初級電流。該次級繞組與電源變換系統的輸出電壓和輸出電流相關聯，並且該電源變換系統至少包括初級繞組和次級繞組。該回饋電壓至少取決於輸出電壓和輸出電流，並且該感測電壓至少取決於初級電流。該誤差放大器至少藉由一跨導來表徵並且還配置以至少基於與調節電流相關聯的資訊來改變該跨導，並且該跨導隨著電源變換系統的輸出電流的減小而減小。例如，跨導還隨著電源變換系統的輸出電流的增大而增大。在另一示例中，該系統是根據圖6、圖9、圖10(a)、圖10(b)、圖10(c)、圖10(d)和/或圖11來實現。
在又一示例中，該系統還包括前向饋送元件，該前向饋送元件配置以接收參考電壓和第一電壓並且產生第二電流。該第二電流和第一電流與不同的相位相關聯。在又一示例中，該系統還包括採樣保持元件，該採樣保持元件配置以接收回饋電壓，在預定時間處對回饋電壓採樣，保持經採樣的電壓，並且將所保持的電壓輸出作為第一電壓。在又一示例中，該系統還包括邏輯控制元件，該邏輯控制元件耦合到信號產生器和閘驅動器。該邏輯控制元件配置以接收調變信號並且至少基於與調變信號相關聯的資訊輸出控制信號給閘驅動器。在又一示例中，該誤差放大器包括恆流電源，配置以產生恆定電流，調節電流流入或流出誤差放大器，並且誤差放大器的跨導至少取決於恆定電流和調節電流。在又一示例中，電源變換系統包括回饋迴路，該回饋迴路至少包括控制級和電源級。電源級至少包括閘驅動器以及在閘驅動器與用於輸出電壓和輸出電流的輸出端子之間的一個或多個元件，並且控制級至少包括誤差放大器和信號產生器中的一部分。在又一示例中控制級至少由在頻域中至少具有零點位置的第一傳輸函數來表徵，並且電源級至少由在頻域中至少具有極點位置的第二傳輸函數來表徵。回饋迴路至少由第一傳輸函數和第二傳輸函數的組合來表徵。在又一示例中，不論輸出電流如何，零點位置在頻率上低於極點位置。在又一示例中，第一傳輸函數與第二傳輸函數的組合與作為第一頻率函數的增益和作為第二頻率函數的相位相關聯。在又一示例中，不論輸出電流如何，如果增益等於0 dB，則第一頻率函數具有20 dB/dec的斜率。在又一示例中，不論輸出電流如何，如果增益等於0 dB，則相位為離-180°至少90°。
根據又一實施例，一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的方法包括：由誤差放大器接收參考電壓、第一電壓和調節電流。該第一電壓與回饋電壓相關聯。另外，該方法包括：處理與參考電壓、第一電壓和調節電流相關聯的資訊；由耦合到電容器的誤差放大器產生補償電壓；接收補償電壓；以及至少基於與補償電壓相關聯的資訊來產生調節電流和第一電流。此外，該方法包括：接收第一電流、第二電流和感測電壓；至少基於與第一電流、第二電流和感測電壓相關聯的資訊來產生調變信號；處理與調變信號相關聯的資訊；以及至少基於與調變信號相關聯的資訊來產生驅動信號。該方法還包括接收驅動信號並且至少基於與驅動信號相關聯的資訊來影響初級電流。該初級電流流經與次級繞組相耦合的初級繞組。該次級繞組與電源變換系統的輸出電壓和輸出電流相關聯。該回饋電壓至少取決於輸出電壓和輸出電流，並且該感測電壓至少取決於初級電流。該誤差放大器至少由一跨導來表徵。用於處理與參考電壓、第一電壓和調節電流相關聯的資訊的步驟包括：至少基於與調節電流相關聯的資訊來改變該跨導。該跨導隨著電源變換系統的輸出電流的減小而減小。例如，該跨導還隨著電源變換系統的輸出電流的增大而增大。在另一示例中，該方法根據圖6、圖9、圖10(a)、圖10(b)、圖10(c)、圖10(d)和/或圖11來實現。在又一示例中，該方法還包括：由前向饋送元件接收參考電壓和第一電壓，以及至少基於與參考電壓和第一電壓相關聯的資訊來產生第二電流。該第一電流和第二電流至少具有不同的相位。
根據又一實施例，一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的系統包括通過第一開關間接地耦合到電容器的誤差放大器。該誤差放大器配置以接收參考電壓和第一電壓，並且如果第一開關接通則與電容器一起產生補償電壓。該第一電壓與回饋電壓相關聯。另外，該系統包括：第一開關，至少耦合到誤差放大器和電容器；以及信號產生器，配置以接收補償電壓和第一電流。該信號產生器還配置以接收感測電壓並產生調變信號。此外，該系統還包括：邏輯控制元件，配置以接收調變信號並且至少基於與調變信號相關聯的資訊來產生控制信號；閘驅動器，配置以接收控制信號並且配置以至少基於與控制信號相關聯的資訊產生驅動信號；以及第二開關，配置以接收驅動信號並且影響流經與次級繞組相耦合的初級繞組的初級電流。該次級繞組與電源變換系統的輸出電壓和輸出電流相關聯，並且該電源變換系統至少包括初級繞組和次級繞組。該回饋電壓至少取決於輸出電壓和輸出電流，並且該感測電壓至少取決於初級電流。該控制信號至少由脈衝寬度和切換頻率來表徵。第一開關配置以受控制信號控制。此外，如果控制信號為邏輯高準位，則第一開關接通，並且如果控制信號為邏輯低準位，則第一開關斷開。例如，該系統根據圖12來實現。
在另一示例中，該系統還包括前向饋送元件，該前向饋送元件配置以接收參考電壓和第一電壓並且產生第一電流。該第一電流和補償電壓與不同的相位相關聯。在又一示例中，該系統還包括採樣保持元件，該採樣保持元件配置以接收回饋電壓，在預定時間處對回饋電壓採樣，保持經採樣的電壓，並且將所保持的電壓輸出作為第一電壓。在又一示例中，至少誤差放大器與第一開關的組合至少由有效跨導來表徵。該有效跨導至少取決於脈衝寬度和切換頻率。在又一示例中，該有效跨導隨著電源變換系統的輸出電流的減小而減小並且隨著電源變換系統的輸出電流的增大而增大。
根據又一實施例，一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的方法包括由誤差放大器接收參考電壓和第一電壓。該第一電壓與回饋電壓相關聯，並且誤差放大器通過第一開關間接地耦合到電容器。另外，該方法包括：處理與參考電壓和第一電壓相關聯的資訊；如果第一開關為接通，則由誤差放大器與電容器一起產生補償電壓；接收補償電壓、第一電流和感測電壓；以及至少基於與補償電壓、第一電流和感測電壓相關聯的資訊來產生調變信號。此外，該方法包括：處理與調變信號相關聯的資訊；至少基於與調變信號相關聯的資訊來產生控制信號；處理與控制信號相關聯的資訊；至少基於與控制信號相關聯的資訊來產生驅動信號；以及至少基於與驅動信號相關聯的資訊來影響初級電流。該初級電流流經與次級繞組相耦合的初級繞組。該次級繞組與電源變換系統的輸出電壓和輸出電流相關聯。該回饋電壓至少取決於輸出電壓和輸出電流，並且該感測電壓至少取決於初級電流。該控制信號至少由脈衝寬度和切換頻率來表徵。用於處理與控制信號相關聯的資訊的步驟包括：如果控制信號為邏輯高準位，則接通第一開關，並且如果控制信號為邏輯低準位，則斷開第一開關。例如，該方法根據圖12來實現。在另一示例中，該方法包括：由前向饋送元件接收參考電壓和第一電壓，以及至少基於與參考電壓和第一電壓相關聯的資訊來產生第一電流。該第一電流和補償電壓至少具有不同的相位。
根據又一實施例，一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的系統包括通過第一開關間接地耦合到電容器的誤差放大器。該誤差放大器配置以接收參考電壓和第一電壓，並且如果第一開關接通則與電容器一起產生補償電壓。第一電壓與回饋電壓相關聯。另外，該系統包括：第一開關，至少耦合到誤差放大器和電容器；以及信號產生器，配置以接收補償電壓和第一電流。信號產生器還配置以接收感測電壓並產生調變信號。此外，該系統包括邏輯控制元件，配置以接收調變信號並且至少基於與調變信號相關聯的資訊來產生控制信號。此外，該系統包括：單擊產生器，配置以接收控制信號並且向第一開關發送單擊信號；閘驅動器，配置以接收控制信號並且配置以至少基於與控制信號相關聯的資訊產生驅動信號；以及第二開關，配置以接收驅動信號並且影響流經與次級繞組相耦合的初級繞組的初級電流。該次級繞組與電源變換系統的輸出電壓和輸出電流相關聯。該電源變換系統至少包括初級繞組和次級繞組。該回饋電壓至少取決於輸出電壓和輸出電流，並且該感測電壓至少取決於初級電流。該控制信號至少由第一脈衝寬度和第一切換頻率來表徵。該單擊信號至少由第二脈衝寬度和第二切換頻率來表徵。該第二脈衝寬度是由單擊產生器確定的常數，並且該第二切換頻率等於第一切換頻率。該第一開關配置以受單擊信號控制。如果單擊信號為邏輯高準位，則第一開關接通，並且如果單擊信號為邏輯低準位，則第一開關斷開。例如，該系統根據圖13來實現。
在另一示例中，該系統還包括前向饋送元件，該前向饋送元件配置以接收參考電壓和第一電壓並且產生第一電流。第一電流和補償電壓與不同的相位相關聯。在又一示例中，該系統還包括採樣保持元件，該採樣保持元件配置以接收回饋電壓，在預定時間處對回饋電壓採樣，保持經採樣的電壓，並且將所保持的電壓輸出作為第一電壓。在又一示例中，至少誤差放大器與第一開關的組合至少由有效跨導來表徵。有效跨導至少取決於第一切換頻率。在又一示例中，有效跨導隨著電源變換系統的輸出電流的減小而減小，並且隨著電源變換系統的輸出電流的增大而增大。
根據又一實施例，一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的方法包括由誤差放大器接收參考電壓和第一電壓。該第一電壓與回饋電壓相關聯，並且誤差放大器通過第一開關間接地耦合到電容器。另外，該方法包括：處理與參考電壓和第一電壓相關聯的資訊；如果第一開關接通，則由誤差放大器與電容器一起產生補償電壓；接收補償電壓、第一電流和感測電壓；至少基於與補償電壓、第一電流和感測電壓相關聯的資訊產生調變信號。此外，該方法包括：處理與調變信號相關聯的資訊；至少基於與調變信號相關聯的資訊產生控制信號；處理與控制信號相關聯的資訊；以及至少基於與控制信號相關聯的資訊產生單擊信號和驅動信號。此外，該方法包括：基於與單擊信號相關聯的資訊調節第一開關；以及至少基於與驅動信號相關聯的資訊來影響初級電流，初級電流流經與次級繞組相耦合的初級繞組。該次級繞組與電源變換系統的輸出電壓和輸出電流相關聯。該回饋電壓至少取決於輸出電壓和輸出電流，並且該感測電壓至少取決於初級電流。該控制信號至少由第一脈衝寬度和第一切換頻率來表徵，並且該單擊信號至少由第二脈衝寬度和第二切換頻率來表徵。該第二脈衝寬度是由單擊產生器確定的常數，並且該第二切換頻率等於第一切換頻率。用於基於與單擊信號相關聯的資訊調節第一開關的步驟包括：如果單擊信號為邏輯高準位，則接通第一開關，並且如果單擊信號為邏輯低準位，則斷開第一開關。例如，該方法根據圖13來實現。在另一示例中，該方法包括：由前向饋送元件接收參考電壓和第一電壓，以及至少基於與參考電壓和第一電壓相關聯的資訊產生第一電流。該第一電流和補償電壓至少具有不同的相位。
雖然已描述了本發明的特定實施例，然而熟知該項技術領域之人將明白，存在與所述實施例等同的其它實施例。因此，將明白，本發明不局限於所示出的特定實施例，而是僅由申請專利範圍的範疇來限定。
100．．．反激式電源變換系統
110．．．變壓器
112．．．初級繞組
114．．．次級繞組
116．．．輔助繞組
118．．．輔助電壓
120．．．電源開關
130．．．感測電阻器
132．．．感測電壓
140．．．電纜電阻器
142．．．輸出電壓
150．．．輸出負載
160、168．．．二極體
170、172．．．電阻器
174．．．回饋電壓
180．．．採樣保持元件
182．．．誤差放大器
184．．．迴路補償網路
185．．．輸出信號
186．．．PWM/PFM信號產生器
187．．．調變信號
188．．．邏輯控制元件
190．．．閘驅動器
192．．．驅動信號
196、198．．．電容器
600．．．系統
610．．．減法元件
620、622、624．．．跨導元件
630．．．電容元件
640．．．加法元件
650．．．電源級
710、720、730．．．增益曲線
712、722、732．．．相位曲線
810、820、830．．．增益曲線
812、822、832．．．相位曲線
900．．．反激式電源變換系統
920．．．電源開關
930．．．感測電阻器
932．．．感測電壓
952．．．電流產生器
954．．．電容器
962．．．前向饋送元件
964．．．節點
980．．．採樣保持元件
982．．．誤差放大器
984．．．補償電壓
986．．．PWM/PFM信號產生器
987．．．調變信號
988．．．邏輯控制元件
989．．．控制信號
990．．．閘驅動器
992．．．驅動信號
1200．．．反激式電源變換系統
1220．．．電源開關
1230．．．感測電阻器
1232．．．感測電壓
1254．．．電容器
1262．．．前向饋送元件
1264．．．開關
1280．．．採樣保持元件
1282．．．誤差放大器
1284．．．補償電壓
1286．．．PWM/PFM信號產生器
1287．．．調變信號
1288．．．邏輯控制元件
1289．．．控制信號
1290．．．閘驅動器
1292．．．驅動信號
1300．．．反激式電源變換系統
1320．．．電源開關
1330．．．感測電阻器
1332．．．感測電壓
1352．．．單擊產生器
1353．．．信號
1354．．．電容器
1362．．．前向饋送元件
1364．．．開關
1380．．．採樣保持元件
1382．．．誤差放大器
1384．．．補償電壓
1386．．．PWM/PFM信號產生器
1387．．．調變信號
1388．．．邏輯控制元件
1389．．．控制信號
1390．．．閘驅動器
1392．．．驅動信號
圖1是說明具有初級側感測和調整的傳統開關模式反激式電源變換系統的簡化示圖；
圖2是說明回饋電壓174以及流經次級繞組114的次級電流的傳統波形的簡化示圖；
圖3是說明作為輸出電流(也稱為負載電流)的函數的補償電壓的簡化示圖；
圖4和圖5各自說明反激式電源變換系統之電源級的簡化傳統波德圖；
圖6是說明根據本發明實施例之用於開關模式反激式電源變換系統的初級側感測和調整系統的簡化示圖；
圖7(a)、(b)和(c)是說明在不同負載條件下具有常數gm1 的電源級和控制級的組合傳輸函數的簡化波德圖；
圖8(a)、(b)和(c)是說明根據本發明實施例之具有隨著負載的減小而減小的gm1 的電源級和控制級的組合傳輸函數的簡化波德圖；
圖9是說明根據本發明另一實施例之用於開關模式反激式電源變換系統的初級側感測和調整系統的簡化示圖；
圖10(a)、(b)、(c)和(d)是說明根據本發明一個實施例之用於開關模式反激式電源變換系統的誤差放大器、電容器和電流產生器的簡化示圖；
圖11是說明根據本發明又一實施例之用於開關模式反激式電源變換系統的誤差放大器、電容器和電流產生器的簡化示圖；
圖12是說明根據本發明另一實施例之用於開關模式反激式電源變換系統的初級側感測和調整系統的簡化示圖；以及
圖13是說明根據本發明另一實施例之用於開關模式反激式電源變換系統的初級側感測和調整系統的簡化示圖。
600．．．系統
610．．．減法元件
620、622、624．．．跨導元件
630．．．電容元件
640．．．加法元件
650．．．電源級

Claims (27)

  1. 一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的系統，該系統包括：一誤差放大器，耦合到一電容器，該誤差放大器配置以接收一參考電壓、一第一電壓和一調節電流並且與該電容器一起產生一補償電壓，該第一電壓與一回饋電壓相關聯；一電流產生器，配置以接收該補償電壓並且產生該調節電流和一第一電流；一信號產生器，配置以接收該第一電流和一第二電流，該信號產生器還配置以接收一感測電壓並產生一調變信號；一閘驅動器，該閘驅動器直接或間接地耦合到該信號產生器並且配置以至少基於與該調變信號相關聯的資訊產生一驅動信號；一開關，配置以接收該驅動信號並且影響流經與一次級繞組相耦合的一初級繞組的一初級電流；其中：該次級繞組與一電源變換系統的一輸出電壓和一輸出電流相關聯，該電源變換系統至少包括該初級繞組和該次級繞組；該回饋電壓至少取決於該輸出電壓和該輸出電流；該感測電壓至少取決於該初級電流；其中：該誤差放大器至少由一跨導來表徵並且還配置以至少基於與該調節電流相關聯的資訊來改變該跨導；該跨導隨著該電源變換系統的該輸出電流的減小而減小。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的系統，還包括一前向饋送元件，該前向饋送元件配置以接收該參考電壓和該第一電壓並且產生該第二電流，該第二電流和該第一電流與不同的相位相關聯。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的系統，還包括一採樣保持元件，該採樣保持元件配置以接收該回饋電壓，在一預定時間處對該回饋電壓採樣，保持經採樣的電壓，並且將所保持的電壓輸出作為該第一電壓。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的系統，還包括一邏輯控制元件，該邏輯控制元件耦合到該信號產生器和該閘驅動器，該邏輯控制元件配置以接收該調變信號並且至少基於與該調變信號相關聯的資訊輸出一控制信號給該閘驅動器。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中：該誤差放大器包括配置以產生一恆定電流的一恆流電源；該調節電流流入或流出該誤差放大器；該誤差放大器的該跨導至少取決於該恆定電流和該調節電流。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中：該電源變換系統包括一回饋迴路，該回饋迴路至少包括一控制級和一電源級；該電源級至少包括該閘驅動器以及在該閘驅動器與用於該輸出電壓和該輸出電流的一輸出端子之間的一個或多個元件；該控制級至少包括該誤差放大器和該信號產生器中的一部分。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的系統，其中：該控制級至少由在一頻域中至少具有一零點位置的一第一傳輸函數來表徵；該電源級至少由在該頻域中至少具有一極點位置的一第二傳輸函數來表徵；該回饋迴路至少由該第一傳輸函數和該第二傳輸函數的組合來表徵。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的系統，其中不論該輸出電流如何，該零點位置在頻率上低於該極點位置。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的系統，其中該第一傳輸函數與該第二傳輸函數的組合與作為一第一頻率函數的增益和作為一第二頻率函數的相位相關聯。
  10. 如申請專利範圍第9項所述的系統，其中不論該輸出電流如何，如果該增益等於0 dB，則該第一頻率函數具有-20 dB/dec的斜率。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的系統，其中不論該輸出電流如何，如果該增益等於0 dB，則該相位為離-180°至少90°。
  12. 一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的方法，該方法包括：由一誤差放大器接收一參考電壓、一第一電壓和一調節電流，該第一電壓與一回饋電壓相關聯；處理與該參考電壓、該第一電壓和該調節電流相關聯的資訊；由耦合到一電容器的該誤差放大器產生一補償電壓；接收該補償電壓；至少基於與該補償電壓相關聯的資訊來產生該調節電流和一第一電流；接收該第一電流、一第二電流和一感測電壓；至少基於與該第一電流、該第二電流和該感測電壓相關聯的資訊來產生一調變信號；處理與該調變信號相關聯的資訊；至少基於與該調變信號相關聯的資訊來產生一驅動信號；接收該驅動信號；至少基於與該驅動信號相關聯的資訊來影響一初級電流，該初級電流流經與一次級繞組相耦合的一初級繞組；其中：該次級繞組與一電源變換系統的一輸出電壓和一輸出電流相關聯；該回饋電壓至少取決於該輸出電壓和該輸出電流；該感測電壓至少取決於該初級電流；其中：該誤差放大器至少由一跨導來表徵；用於處理與該參考電壓、該第一電壓和該調節電流相關聯的資訊的步驟包括：至少基於與該調節電流相關聯的資訊來改變該跨導；該跨導隨著該電源變換系統的該輸出電流的減小而減小。
  13. 如申請專利範圍第12項所述的方法，該方法包括：由一前向饋送元件接收該參考電壓和該第一電壓；至少基於與該參考電壓和該第一電壓相關聯的資訊來產生該第二電流；其中該第一電流和該第二電流至少具有不同的相位。
  14. 一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的系統，該系統包括：一誤差放大器，該誤差放大器通過一第一開關間接地耦合到一電容器，該誤差放大器配置以接收一參考電壓和一第一電壓，並且如果該第一開關為接通則與該電容器一起產生一補償電壓，該第一電壓與一回饋電壓相關聯；該第一開關，至少耦合到該誤差放大器和該電容器；一信號產生器，配置以接收該補償電壓和一第一電流，該信號產生器還配置以接收一感測電壓並產生一調變信號；一邏輯控制元件，配置以接收該調變信號並且至少基於與該調變信號相關聯的資訊來產生一控制信號；一閘驅動器，配置以接收該控制信號並且配置以至少基於與該控制信號相關聯的資訊產生一驅動信號；一第二開關，配置以接收該驅動信號並且影響流經與一次級繞組相耦合的一初級繞組的一初級電流；其中：該次級繞組與一電源變換系統的一輸出電壓和一輸出電流相關聯，該電源變換系統至少包括該初級繞組和該次級繞組；該回饋電壓至少取決於該輸出電壓和該輸出電流；該感測電壓至少取決於該初級電流；其中：該控制信號至少由一脈衝寬度和一切換頻率來表徵；該第一開關配置以受該控制信號控制；如果該控制信號為邏輯高準位，則該第一開關為接通；如果該控制信號為邏輯低準位，則該第一開關為斷開。
  15. 如申請專利範圍第14項所述的系統，還包括一前向饋送元件，該前向饋送元件配置以接收該參考電壓和該第一電壓並且產生該第一電流，該第一電流和該補償電壓與不同的相位相關聯。
  16. 如申請專利範圍第14項所述的系統，還包括一採樣保持元件，該採樣保持元件配置以接收該回饋電壓，在一預定時間處對該回饋電壓採樣，保持經採樣的電壓，並且將所保持的電壓輸出作為該第一電壓。
  17. 如申請專利範圍第14項所述的系統，其中：至少該誤差放大器與該第一開關的組合至少由一有效跨導來表徵；該有效跨導至少取決於該脈衝寬度和該切換頻率。
  18. 如申請專利範圍第17項所述的系統，其中該有效跨導隨著該電源變換系統的該輸出電流的減小而減小。
  19. 一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的方法，該方法包括：由一誤差放大器接收一參考電壓和一第一電壓，該第一電壓與一回饋電壓相關聯，該誤差放大器通過一第一開關間接地耦合到一電容器；處理與該參考電壓和該第一電壓相關聯的資訊；如果該第一開關為接通，則由該誤差放大器與該電容器一起產生一補償電壓；接收該補償電壓、一第一電流和一感測電壓；至少基於與該補償電壓、該第一電流和該感測電壓相關聯的資訊來產生一調變信號；處理與該調變信號相關聯的資訊；至少基於與該調變信號相關聯的資訊來產生一控制信號；處理與該控制信號相關聯的資訊；至少基於與該控制信號相關聯的資訊來產生一驅動信號；至少基於與該驅動信號相關聯的資訊來影響一初級電流，該初級電流流經與一次級繞組相耦合的一初級繞組；其中：該次級繞組與一電源變換系統的一輸出電壓和一輸出電流相關聯；該回饋電壓至少取決於該輸出電壓和該輸出電流；該感測電壓至少取決於該初級電流；其中：該控制信號至少由一脈衝寬度和一切換頻率來表徵；用於處理與該控制信號相關聯的資訊的步驟包括：如果該控制信號為邏輯高準位，則接通該第一開關，並且如果該控制信號為邏輯低準位，則斷開該第一開關。
  20. 如申請專利範圍第19項所述的方法，該方法包括：由一前向饋送元件接收該參考電壓和該第一電壓；至少基於與該參考電壓和該第一電壓相關聯的資訊來產生該第一電流；其中該第一電流和該補償電壓至少具有不同的相位。
  21. 一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的系統，該系統包括：一誤差放大器，該誤差放大器通過一第一開關間接地耦合到一電容器，該誤差放大器配置以接收一參考電壓和一第一電壓，並且如果該第一開關為接通則與該電容器一起產生一補償電壓，該第一電壓與一回饋電壓相關聯；該第一開關，至少耦合到該誤差放大器和該電容器；一信號產生器，配置以接收該補償電壓和一第一電流，該信號產生器還配置以接收一感測電壓並產生一調變信號；一邏輯控制元件，配置以接收該調變信號並且至少基於與該調變信號相關聯的資訊來產生一控制信號；一單擊產生器，配置以接收該控制信號並且向該第一開關發送一單擊信號；一閘驅動器，配置以接收該控制信號並且配置以至少基於與該控制信號相關聯的資訊產生一驅動信號；一第二開關，配置以接收該驅動信號並且影響流經與一次級繞組相耦合的一初級繞組的一初級電流；其中：該次級繞組與一電源變換系統的一輸出電壓和一輸出電流相關聯，該電源變換系統至少包括該初級繞組和該次級繞組；該回饋電壓至少取決於該輸出電壓和該輸出電流；該感測電壓至少取決於該初級電流；其中：該控制信號至少由一第一脈衝寬度和一第一切換頻率來表徵；該單擊信號至少由一第二脈衝寬度和一第二切換頻率來表徵；該第二脈衝寬度是由該單擊產生器確定的一常數；該第二切換頻率等於該第一切換頻率；該第一開關配置以受該單擊信號控制；如果該單擊信號為邏輯高準位，則該第一開關為接通；如果該單擊信號為邏輯低準位，則該第一開關為斷開。
  22. 如申請專利範圍第21項所述的系統，還包括一前向饋送元件，該前向饋送元件配置以接收該參考電壓和該第一電壓並且產生該第一電流，該第一電流和該補償電壓與不同的相位相關聯。
  23. 如申請專利範圍第21項所述的系統，還包括一採樣保持元件，該採樣保持元件配置以接收該回饋電壓，在一預定時間處對該回饋電壓採樣，保持經採樣的電壓，並且將所保持的電壓輸出作為該第一電壓。
  24. 如申請專利範圍第21項所述的系統，其中：至少該誤差放大器與該第一開關的組合至少由一有效跨導來表徵；該有效跨導至少取決於該第一切換頻率。
  25. 如申請專利範圍第24項所述的系統，其中該有效跨導隨著該電源變換系統的該輸出電流的減小而減小。
  26. 一種用於調整電源變換系統的輸出電壓的方法，該方法包括：由一誤差放大器接收一參考電壓和一第一電壓，該第一電壓與一回饋電壓相關聯，該誤差放大器通過一第一開關間接地耦合到一電容器；處理與該參考電壓和該第一電壓相關聯的資訊；如果該第一開關為接通，則由該誤差放大器與該電容器一起產生一補償電壓；接收該補償電壓、一第一電流和一感測電壓；至少基於與該補償電壓、該第一電流和該感測電壓相關聯的資訊產生一調變信號；處理與該調變信號相關聯的資訊；至少基於與該調變信號相關聯的資訊產生一控制信號；處理與該控制信號相關聯的資訊；至少基於與該控制信號相關聯的資訊產生一單擊信號和一驅動信號；基於與該單擊信號相關聯的資訊調節該第一開關；至少基於與該驅動信號相關聯的資訊來影響一初級電流，該初級電流流經與一次級繞組相耦合的一初級繞組；其中：該次級繞組與一電源變換系統的一輸出電壓和一輸出電流相關聯；該回饋電壓至少取決於該輸出電壓和該輸出電流；該感測電壓至少取決於該初級電流；其中：該控制信號至少由一第一脈衝寬度和一第一切換頻率來表徵；該單擊信號至少由一第二脈衝寬度和一第二切換頻率來表徵；該第二脈衝寬度是由一單擊產生器確定的一常數；該第二切換頻率等於該第一切換頻率；用於基於與該單擊信號相關聯的資訊調節該第一開關的步驟包括：如果該單擊信號為邏輯高準位，則接通該第一開關，並且如果該單擊信號為邏輯低準位，則斷開該第一開關。
  27. 如申請專利範圍第26項所述的方法，該方法包括：由一前向饋送元件接收該參考電壓和該第一電壓；至少基於與該參考電壓和該第一電壓相關聯的資訊產生該第一電流；其中該第一電流和該補償電壓至少具有不同的相位。
TW99126641A 2010-08-10 2010-08-10 用於反激式電源變換器的初級側感測和調整的系統和方法 TWI406486B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW99126641A TWI406486B (zh) 2010-08-10 2010-08-10 用於反激式電源變換器的初級側感測和調整的系統和方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW99126641A TWI406486B (zh) 2010-08-10 2010-08-10 用於反激式電源變換器的初級側感測和調整的系統和方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201208242A TW201208242A (en) 2012-02-16
TWI406486B true TWI406486B (zh) 2013-08-21

Family

ID=46762437

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW99126641A TWI406486B (zh) 2010-08-10 2010-08-10 用於反激式電源變換器的初級側感測和調整的系統和方法

Country Status (1)

Country Link
TW (1) TWI406486B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105515388A (zh) * 2015-12-09 2016-04-20 成都芯源***有限公司 开关模式变换器及其控制电路和方法

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI489745B (zh) * 2012-07-31 2015-06-21 Leadtrend Tech Corp 電源控制器、電源供應器以及相關之控制方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050073862A1 (en) * 2003-10-02 2005-04-07 Alexander Mednik Switching power converter and method of controlling output voltage thereof using predictive sensing of magnetic flux
US20050259448A1 (en) * 2002-08-30 2005-11-24 Sanken Electric Co., Ltd Switching power source device
US7239532B1 (en) * 2006-12-27 2007-07-03 Niko Semiconductor Ltd. Primary-side feedback switching power supply
US20070159856A1 (en) * 2006-01-11 2007-07-12 Ta-Yung Yang Flyback power converter with split primary winding transformer
TW200840174A (en) * 2007-03-19 2008-10-01 Semiconductor Components Ind Method of forming a power supply controller and structure therefor

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050259448A1 (en) * 2002-08-30 2005-11-24 Sanken Electric Co., Ltd Switching power source device
US20050073862A1 (en) * 2003-10-02 2005-04-07 Alexander Mednik Switching power converter and method of controlling output voltage thereof using predictive sensing of magnetic flux
US20070159856A1 (en) * 2006-01-11 2007-07-12 Ta-Yung Yang Flyback power converter with split primary winding transformer
US7239532B1 (en) * 2006-12-27 2007-07-03 Niko Semiconductor Ltd. Primary-side feedback switching power supply
TW200840174A (en) * 2007-03-19 2008-10-01 Semiconductor Components Ind Method of forming a power supply controller and structure therefor

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105515388A (zh) * 2015-12-09 2016-04-20 成都芯源***有限公司 开关模式变换器及其控制电路和方法
CN105515388B (zh) * 2015-12-09 2018-05-22 成都芯源***有限公司 开关模式变换器及其控制电路和方法

Also Published As

Publication number Publication date
TW201208242A (en) 2012-02-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9106142B2 (en) Systems and methods of primary-side sensing and regulation for flyback power converter with high stability
US8085005B2 (en) Buck-boost converter with sample and hold circuit in current loop
KR101584169B1 (ko) 스위칭 조정기 및 이를 이용한 전압을 조정하는 방법
US8536841B2 (en) PWM control circuit of a converter and the control method thereof
US10063130B2 (en) Multi-stage amplifier
US11581796B2 (en) Pulse width modulation controllers for hybrid converters
US10581325B1 (en) Power converter with slope compensation
KR101893492B1 (ko) 스위치 모드 파워 변환기에서의 아날로그 궤환 루프의 적응형 디지털 변형
TW201620238A (zh) 返馳式電源供應電路及其中之二次側控制電路與其控制方法
US20180375434A1 (en) Buck voltage converter
US20140253064A1 (en) Buck dc-dc converter with improved accuracy and stability
US9130469B2 (en) Primary-side feedback controlled AC/DC converter with an improved error amplifier
US10700607B2 (en) Control method and control circuit of a multi-phase converter
TWI625923B (zh) 直流對直流轉換電路及其多相電源控制器
CN108900082B (zh) 开关电源变换***
CN103762842A (zh) 一种自适应补偿斜坡发生器
KR20080086798A (ko) 고전압 전력 공급 회로용 방법 및 장치
US8222878B2 (en) Current mode DC-DC converter having a pulse width modulation signal of reduced delay
TWI406486B (zh) 用於反激式電源變換器的初級側感測和調整的系統和方法
US7116014B1 (en) Method and apparatus for stabilizing “DC-DC Transformers” in a distributed power system using remote sense
US20230268839A1 (en) Digital nonlinear transformation for voltage-mode control of a power converter
CN109217668B (zh) 可调整电感电流阈值的切换式电源供应器及控制方法
KR101043580B1 (ko) 직류/직류 변환기
KR100415187B1 (ko) 고역률보상회로