KR101045984B1

KR101045984B1 - 수신 시각 계측 장치 및 이 수신 시각 계측 장치를 사용한거리 계측 장치

Info

Publication number: KR101045984B1
Application number: KR1020067016163A
Authority: KR
Inventors: 도시히또 시라이; 다까하루 이시게; 마사요시 사카이; 와카나 산노미야
Original assignee: 더 니뽄 시그널 컴파니, 리미티드
Priority date: 2004-01-13
Filing date: 2004-07-15
Publication date: 2011-07-04
Also published as: CN1902506B; KR20060135748A; JP4443939B2; JP2005201655A; WO2005069035A1; EP2204668B1; TW200524311A; DE602004027837D1; EP1705498B1; EP1705498A4; EP1705498A1; EP2204668A1; CN1902506A; US20070002932A1; TWI366352B; US7443342B2

Abstract

본 발명은 점유 주파수대의 폭을 확대하지 않고, 고정밀도로 수신 시각을 계측할 수 있는 수신 시각 계측 장치 및 이 수신 시각 계측 장치를 사용한 거리 계측 장치를 제공한다. 송신 장치(1, 100)로부터 신호 변화 부분이 시간축상에서 편재하는 복조 신호를 발생시키는 송신 신호를 송신하는 한편, 이 송신 신호를 수신하여 복조하고 신호 변화 부분이 시간축상에서 편재하는 복조 신호를 출력하는 복조부(12, 112)와, 복조부(12, 112)가 출력하는 복조 신호의 신호 변화 부분을 검출하여 신호 변화 부분 신호를 출력하는 신호 변화 부분 검출부(13, 113)와, 신호 변화 부분 검출부(13, 113)가 출력하는 신호 변화 부분 검출 신호에 기초하여 수신 신호의 수신 시각을 계측하는 시각 계측부(14, 114)를 구비하여 수신 시각 계측 장치(11, 111)를 구성하고, 이 수신 시각 계측 장치(11, 111)를 수신 장치측에 설치하고, 송신 장치의 송신 시각과 수신 시각 계측 장치의 계측 시각으로부터 송신 장치와 수신 장치 사이의 거리를 계측한다.

수신 시각 계측 장치, 거리 계측 장치

Description

수신 시각 계측 장치 및 이 수신 시각 계측 장치를 사용한 거리 계측 장치 {RECEPTION TIME DETERMINING APPARATUS AND DISTANCE MEASURING APPARATUS USING THE SAME}

본 발명은 송신 신호의 수신 시각을 계측하는 수신 시각 계측 장치에 관한 것으로서, 특히 점유 주파수대의 폭을 확대하지 않고 고정밀도로 수신 시각을 계측 할 수 있는 수신 시각 계측 장치에 관한 것이다. 또한, 이 수신 시각 계측 장치를 사용한 거리 계측 장치에 관한 것이다.

송신 장치로부터 수신 장치로의 전파의 전송 시간을 계측하여 거리를 산출하는 거리 계측 장치에서는 수신 장치에서의 전파의 수신 시각을 계측할 필요가 있다.

전파의 수신 시각 계측 방법으로서, 종래부터 스펙트럼 확산 통신을 사용한 수신 시각 계측 방법이 있다(예를 들면, 「마루바야시 외, 「스펙트럼 확산 통신과 그 응용」, 전자 정보 통신 학회」참조). 아래에서, PN 부호에 의한 직접 확산 방식을 사용하는 경우에 대하여 간단하게 설명한다.

송신 장치는 데이터 신호를 PN 부호로 확산 처리하여 베이스 밴드 주파수 대역의 확산 신호를 생성하고, 이 확산 신호를 변조하여 RF(무선 주파수) 대역의 무 선 신호로서 송신한다. 수신 장치는 수신한 무선 신호를 베이스 밴드 주파수 대역의 복조 신호로 복조하고, 복조 신호를 송신측과 동일한 PN 부호를 사용하여 정합 필터로 역(逆)확산 처리한다. 정합 필터로부터 출력되는 역확산 출력은 복조 신호가 정합 필터의 PN 부호와 동일한 위상일 때 최대치를 나타내고, PN 부호의 1 칩 이상 위상이 어긋나면 거의 0이 되는 삼각파 형상이 되는데, 예를 들면 삼각파의 최대치의 발생 시각을 계측하여 수신 시각으로 한다.

또한, 전파의 수신 시각의 차이를 구하여 거리를 계측하는 것이 있다(예를 들면, 일본 특허 공개 공보 2001-36943호 참조).

이는 차량측으로부터 송신한 반송파를 노상(路上)의 무선기로 수신하고, 무선기는 수신한 반송파를 스펙트럼 확산 부호에 기초하여 변조하여 차량측에 반송한다. 차량측에서는 노상의 무선기로부터의 변조파를 복수의 수신기로 각각 수신하고, 수신한 변조파로부터 대역 통과 필터를 사용하여 반송파 성분을 제거하여, 스펙트럼 확산 부호의 주파수 성분을 각각 추출하고, 추출한 각 스펙트럼 확산 부호를 복조하여 위상차(수신 시각 차이에 상당한다)를 구하며, 이 위상차로부터 차량의 각 수신기와 노상 무선기의 거리 차이를 산출하여 차량 위치를 특정한다.

[발명의 개시]

[발명이 해결하고자 하는 과제]

그런데, 거리 계측의 정밀도는 시각 계측의 정밀도에 의존한다. 전자의 수신 시각 계측 방법의 경우, 시각 계측 정밀도는 역확산 출력으로서 얻어지는 삼각파의 최대치의 검출 정밀도에 의존하고, 삼각파 형상이 뾰족할수록, 계측 정밀도는 향상 된다. 따라서, 계측 정밀도를 향상시키기 위하여는 PN 부호의 칩 레이트(주파수)를 높게 하면 좋지만, 송신하는 무선 신호의 점유 주파수대 폭이 통상은 전파법 등으로 제한되어 있기 때문에, 사용할 수 있는 칩 레이트에는 상한이 있고, 계측 정밀도를 그 상한 이상으로 향상시키는 것은 어렵다는 문제가 있다.

또한, 후자(일본 특허 공개 공보 2001-36943호)의 경우에는, 거리 계측 정밀도는 각 스펙트럼 확산 부호의 위상차(시각의 차이)의 계측 정밀도에 의존한다. 그런데, 일본 특허 공개 공보 2001-36943호의 대역 통과 필터는 반송파 성분만을 제거하고, 스펙트럼 확산 부호의 메인 로브의 주파수 성분의 대부분을 통과시키도록 설정되어 있다. 이 때문에, 필터 출력 신호의 파형은 대부분 스펙트럼 확산 부호의 메인 로브 성분에 의하여 정해지고, 복조된 각 스펙트럼 확산 부호의 위상차의 계측 정밀도는 확산 부호의 기본 주파수, 즉 확산 부호의 칩 레이트에 의존하게 되어, 전자의 경우와 동일한 문제가 있다.

또 다른 수신 시각 계측 방법으로서 웨이브렛 변환을 사용하는 방법이 있다(예를 들면, 일본 특허 공개 공보 평8-70330호 참조). 이 방법은 웨이브렛 변환을 이용하여 수신 신호의 타이밍 정보를 추출하는 것으로, 구체적으로는 복조 신호의 신호 레벨 불연속점의 시간 위치를 검출하고 있다. 수신 장치에 있어서, 신호 레벨의 불연속점이 존재하는 복조 신호를 웨이브렛 변환을 실시하는 직교 웨이브렛 변환기에 입력한다. 일반적으로, 신호 레벨의 불연속점은 고주파를 포함하므로, 직교 웨이브렛 변환기로 대상의 고주파 신호를 필터링하여 추출하고, 직교 웨이브렛 변환기의 출력으로부터 불연속점의 시간 위치를 검출하고 있다.

이 방법은 복조 신호의 레벨 불연속점을 검출 대상으로 하고 있기 때문에, 고정밀도의 수신 시각 계측이 실현 가능하고, 복조 신호에 레벨 불연속점이 존재하는 것이 조건이다. 그러나, 전술한 바와 같이, 레벨 불연속점은 고주파를 포함하기 때문에, 무선 통신의 경우에 있어서, 복조 신호, 나아가서는 무선 신호의 점유 주파수대 폭의 확대를 초래하여, 주파수 자원의 이용 효율의 관점에서 문제가 있다. 점유 주파수대 폭을 제한 내로 억제하려면, 송신측에서 이진 데이터 신호의 송신 레이트(정보 전송 속도)를 내려야 된다. 이를 위하여는 무선 통신에 있어서는, 일반적으로 송신측에서 신호 레벨의 불연속인 데이터 신호를 로우 패스 필터에 의하여 고주파 성분을 컷하여 레벨 불연속이 발생하지 않는 매끄러운 신호로 하여, 이것을 변조 신호로서 반송파를 변조하여 송신함으로써, 점유 주파수대 폭을 억제하고 정보 전송 속도를 저하시키지 않도록 하고 있다. 이 경우, 수신 장치의 복조 처리로 생성되는 복조 신호에는 레벨 불연속점이 존재하지 않기 때문에, 후자의 계측 방법은 채택할 수 없다. 신호 레벨이 연속되어 있는 신호를 사용하여 고정밀도로 시각을 검출할 수 있으면, 무선 신호의 점유 주파수대 폭을 확대하지 않아도 되고, 또한 정보 전송 속도를 희생하지 않아도 되는 등, 산업상 이용하는 데 있어서 유용성이 높다. 그러나, 종래에 있어서, 신호 레벨이 연속되어 있는 신호를 사용하여 고정밀도로 시각을 검출할 수 있는 것은 제안되어 있지 않다.

본 발명은 상기 문제점에 착안하여 이루어진 것으로서, 고주파 성분을 포함한 신호 변화 부분을 이용하여 수신 시각을 고정밀도로 계측할 수 있는 수신 시각 계측 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다. 또한, 이 수신 시각 계측 장치를 사용 한 거리 계측 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

[과제를 해결하기 위한 수단]

이 때문에, 청구항 1의 발명은 송신 장치로부터의 송신 신호의 수신 시각을 계측하는 수신 시각 계측 장치로서, 상기 송신 신호를 신호 변화 부분이 시간축상에서 편재하는 복조 신호를 발생시키는 신호로 하는 한편, 수신 신호를 복조하여 상기 복조 신호를 출력하는 복조부와, 상기 복조부의 출력하는 상기 복조 신호에 포함되는 상기 신호 변화 부분을 검출하여 신호 변화 부분 검출 신호를 출력하는 신호 변화 부분 검출부와 상기 신호 변화 부분 검출부의 출력하는 상기 신호 변화 부분 검출 신호에 기초하여 상기 수신 신호의 수신 시각을 계측하는 제1 시각 계측부를 구비하여 구성하였다.

이러한 구성에서는 송신 장치로부터 신호 변화 부분이 시간축상에서 편재하는 복조 신호를 발생시키는 신호를 송신한다. 복조부는 수신 신호를 복조하여 신호 변화 부분이 시간축상에서 편재하는 복조 신호를 출력한다. 신호 변화 부분 검출부는 복조 신호에 포함되는 신호 변화 부분을 검출하여 신호 변화 부분 검출 신호를 출력한다. 제1 시각 계측부는 입력하는 신호 변화 부분 검출 신호에 기초하여 수신 신호의 수신 시각을 계측하여 통보한다.

상기 복조 신호는 청구항 2에 기재된 바와 같이, 시간축상에서 파형이 연속되는 신호로 한다.

청구항 2의 발명에 있어서, 청구항 3에 기재된 바와 같이, 상기 신호 변화 부분이 시간축상에서 상기 복조 신호의 전압 레벨, 주파수 및 위상 중 적어도 하나 가 변화하는 부분으로서, 상기 신호 변화 부분 검출부는 상기 신호 변화 부분에 포함되는 주파수 성분을 통과시키는 대역 통과 필터로 구성하고, 상기 제1 시각 계측부는 상기 대역 통과 필터의 출력 신호에 기초하여 수신 시각을 계측하는 구성으로 하였다.

상기 대역 통과 필터는 청구항 4에 기재된 바와 같이, 상기 신호 변화 부분에 포함되는 주파수 성분의 적어도 일부의 주파수를 통과시키도록 통과 대역이 설정되고, 또한 상기 복조 신호의 메인 로브를 구성하는 주파수 성분을 저지하도록 저지 대역이 설정되는 구성으로 하면 된다.

이러한 구성에서는 통과 대역 필터의 출력 신호는 신호 변화 부분에 포함되는 고주파 성분이 주성분이 되고, 메인 로브를 구성하는 주파수 성분이 감쇠된다. 이것에 의하여, 통과 대역 필터의 출력 신호에 있어서의 신호 변화 부분의 파형이 더 첨예하게 되어서, 수신 시각 검출 정밀도가 높아진다.

상기 대역 통과 필터는 청구항 5에 기재된 바와 같이, 저역 통과 필터와 고역 통과 필터를 종속 접속하여 구성하고, 상기 저역 통과 필터의 차단 주파수를 대역 통과 필터의 고역측 차단 주파수로 하고, 상기 고역 통과 필터의 차단 주파수를 대역 통과 필터의 저역측 차단 주파수로 하는 구성으로 하면 좋다.

이러한 구성에서는, 통과 대역 필터의 출력 신호에 생기는 링잉(Ringing)이 단기간에 검출되기 때문에, 신호 변화 부분의 위치 검출이 용이하게 되어 수신 시각 검출 정밀도가 더 높아진다.

청구항 2의 발명에 있어서, 청구항 6에 기재된 바와 같이, 상기 송신 신호를 상기 신호 변화 부분에 특이 부분이 국소적으로 존재하고, 또한 신호 레벨이 연속되는 복조 신호를 발생시키는 신호로 하고, 상기 신호 변화 부분 검출부는 상기 특이 부분을 검출하여 특이 부분 검출 신호를 상기 신호 변화 부분 검출 신호로서 출력하는 특이 부분 검출부로 구성하고, 상기 제1 시각 계측부는 상기 특이 부분 검출부의 출력하는 상기 특이 부분 검출 신호에 기초하여 상기 수신 신호의 수신 시각을 계측하는 구성으로 한다.

이러한 구성에서는 송신 장치로부터 신호 변화 부분에 특이 부분이 국소적으로 존재하고, 또한 신호 레벨이 연속되는 복조 신호를 발생시키는 신호를 송신한다. 특이 부분 검출부는 복조부의 출력하는 복조 신호에 포함되는 특이 부분을 검출하여 특이 부분 검출 신호를 출력한다. 제1 시각 계측부는 입력하는 특이 부분 검출 신호에 기초하여 수신 신호의 수신 시각을 계측하고 통보한다.

상기 특이 부분은 청구항 7에 기재된 바와 같이, 상기 복조 신호의 파형의 M계(階)((M-th order) 미분으로 나타나는 불연속점으로 하면 좋다. 구체적으로는 청구항 8에 기재된 바와 같이, 상기 복조 신호의 상기 신호 변화 부분은 다른 연속 함수로 나타내는 복수의 파형을 접속하여 구성되어, 상기 불연속점이 상기 신호 변화 부분에 있어서의 파형의 접속점에 생긴다.

청구항 9에 기재된 바와 같이, 상기 특이 부분 검출부는 M계 미분으로 나타나는 불연속점의 검출 가능한 웨이브렛에 의한 웨이브렛 변환에 의하여 특이 부분 검출 신호를 생성하는 구성으로 하면 좋다. 또한, 청구항 10에 기재된 바와 같이, 상기 특이 부분 검출부는 배니싱 모멘트가 (M+1)개 이상 있는 웨이브렛에 의한 웨이브렛 변환에 의하여 상기 특이 부분 검출 신호를 생성하는 구성으로 하면 좋다.

청구항 10의 구성에 있어서, 청구항 11에 기재된 바와 같이, 상기 복조 신호를 입력하여 웨이브렛 변환을 실시하는 M개 이하의 배니싱 모멘트가 있는 웨브렛에 의한 웨이브렛 변환기와, 상기 웨이브렛 변환기의 출력 신호를 입력하여 웨이브렛 역변환을 실시하는 역변환기와, 상기 역변환기의 출력 신호와 상기 복조 신호의 감산을 하는 감산기로 이루어지는 노이즈 성분 제거부를 설치하고, 상기 감산기의 출력 신호를 상기 특이 부분 검출부에 입력하는 구성으로 하면 좋다.

청구항 12의 발명은 송신 장치와 수신 장치간의 거리를 계측하는 거리 계측 장치로서, 상기 송신 장치는 수신 장치측 타이밍 계측부와 서로 동기하는 송신 장치측 타이밍 계측부를 구비하고, 상기 송신 장치측 타이밍 계측부의 시각 정보에 기초하여 미리 정한 송신 시각에 송신 신호를 송신하는 구성으로서, 상기 수신 장치는 청구항 3에 기재된 수신 시각 계측 장치와, 상기 수신 장치측 타이밍 계측부와, 상기 수신 장치측 타이밍 계측부의 시각 정보로부터 얻어지는 송신 시각 정보와 상기 수신 시각 계측 장치로 계측한 수신 시각으로부터 송신 장치와 수신 장치간의 거리를 산출하는 거리 산출부를 구비하는 것을 특징으로 한다.

이러한 구성에서는 송신 장치와 수신 장치간의 거리를 고정밀도로 계측할 수 있게 된다.

청구항 13의 발명은 송신 장치와 수신 장치간의 거리를 계측하는 거리 계측 장치로서, 상기 송신 장치는 수신 장치측 타이밍 계측부와 서로 동기하는 송신 장 치측 타이밍 계측부를 구비하고, 상기 송신 장치측 타이밍 계측부의 시각 정보에 기초하여 미리 정한 송신 시각에 송신 신호를 송신하는 구성이고, 상기 수신 장치는 청구항 6에 기재된 수신 시각 계측 장치와, 상기 수신 장치측 타이밍 계측부와, 상기 수신 장치측 타이밍 계측부의 시각 정보로부터 얻어지는 송신 시각 정보와 상기 수신 시각 계측 장치로 계측한 수신 시각으로부터 송신 장치와 수신 장치간의 거리를 산출하는 거리 산출부를 구비하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명에 있어서, 복조 신호에 존재하는 노이즈에 의한 상기 수신 시각의 오(誤)계측을 방지하는 오계측 방지부를 설치하는 구성으로 하면 좋다.

이러한 구성에서는 노이즈 부분을 신호 변화 부분으로 보아, 오계측하는 것을 방지할 수 있다.

상기 오계측 방지부는 구체적으로는 신호 변화 부분 검출 신호와 미리 정한 상관용 기준 신호와의 상관 연산을 하여 양 신호의 유사도가 높을수록 고(高)레벨의 상관 신호를 출력하는 상관 연산부로서, 상기 제1 시각 계측부는 상기 상관 연산부로부터의 상관 신호에 기초하여 수신 시각을 계측하는 구성으로 하면 좋다.

이러한 구성에서는 노이즈와 상관용 기준 신호의 유사도는 낮기 때문에, 노이즈가 존재하는 경우에는 상관 신호 레벨이 낮아져, 수신 시각은 계측되지 않는다.

또한, 상기 복조부가 서로 직교관계에 있는 2개의 제1 및 제2 복조 신호를 출력하는 구성일 때, 상기 신호 변화 부분 검출부는 제1 및 제2 복조 신호에 포함되는 상기 신호 변화 부분을 각각 검출하여 제1 및 제2 신호 변화 부분 검출 신호 를 출력하는 제1 및 제2 검출부를 구비하고, 상기 제1 시각 계측부는 제1 및 제2 검출부로부터 각각 출력되는 제1 및 제2 신호 변화 부분 검출 신호의 각 자승 연산 결과를 가산한 자승합 신호를 출력하는 자승합 연산부를 구비하여 상기 자승합 연산부로부터의 상기 자승합 신호에 기초하여 수신 신호의 수신 시각을 계측하는 구성으로 하면 좋다.

이러한 구성에서는, 자승합 연산부에 의하여 수신 신호를 복조할 때의 위상차를 고려하지 않고 수신 시각의 계측 처리를 실행할 수 있게 된다.

상기 제1 시각 계측부는 상기 자승합 연산부의 전단(前段)에, 상기 제1 및 제2 신호 변화 부분 검출 신호에 대하여 미리 정한 상관용 기준 신호와의 상관 연산을 각각 실시하여 이들 양 신호의 유사도가 높을수록 고레벨의 제1 및 제2 상관 신호를 각각 출력하는 제1 및 제2 연산부를 가지는 상관 연산부를 구비하여, 상기 자승합 연산부로부터 출력되는 제1 및 제2 상관 신호에 기초한 자승합 신호에 의하여 수신 신호의 수신 시각을 계측하는 구성으로 하면 좋다.

이러한 구성에서는 노이즈의 영향도 배제할 수 있게 된다.

상기 복조 신호는 PN 계열(series)의 부호 신호로 하면 좋다. 이 경우, 복조 신호의 역확산 처리를 실시하여 역확산 신호를 출력하는 역확산 처리부와, 상기 역확산 처리부로부터의 역확산 신호에 기초하여 수신 신호의 수신 시각을 계측하는 제2 시각 계측부를 구비하는 구성으로 하면 좋다.

이러한 구성에서는 내(耐)노이즈성이 우수한 스펙트럼 확산 통신 방식을 이용한 수신 시각 계측 처리가 가능해진다.

또한, 상기 제2 시각 계측부에서 계측한 수신 시각을 기준 수신 시각으로서 상기 기준 수신 시각에 기초하여 상기 제1 시각 계측부에서 계측되는 수신 시각의 존재 범위를 미리 정하고, 상기 제1 시각 계측부에서 계측된 수신 시각이 상기 존재 범위 내에 있을 경우 계측 시각 정상을 통보하고, 상기 존재 범위 외에 있을 경우에는 계측 시각 이상을 통보하는 계측치 판정부를 구비하는 구성으로 하면 좋다.

이러한 구성에서는 노이즈의 영향을 받기 어려운 기준 수신 시각에 기초하여 노이즈의 영향에 의한 제1 시각 계측부에서 계측된 수신 시각의 정밀도 악화를 검출할 수 있게 된다. 또한, 제1 시각 계측부에서 계측된 수신 시각의 정밀도가 기준 수신 시각의 계측 정밀도보다 악화되는 것을 방지할 수 있게 된다.

또한, 상기 제2 시각 계측부에서 계측한 수신 시각을 기준 수신 시각으로서 상기 기준 수신 시각에 기초하여 상기 제1 시각 계측부에서 시각 계측 처리를 하는 복조 신호 범위 또는 신호 변화 부분 검출 신호 범위를 설정하고, 상기 복조 신호 범위 또는 신호 변화 부분 검출 신호 범위에 대하여만, 상기 제1 시각 계측부에서 시각 계측 처리를 하는 구성으로 하면 좋다.

이러한 구성에서는 시각 계측 처리를 간소화할 수 있게 된다.

[발명의 효과]

이상 설명한 바와 같이, 본 발명의 수신 시각 계측 장치에 의하면, 신호 변화 부분에 포함되는 고주파 성분이나 신호 변화 부분에 국소적으로 존재하는 특이 부분을 이용하여 수신 시각을 계측하는 구성으로 하였으므로, 전파법으로 정해진 무선 신호의 점유 주파수대 폭의 제한 내에서 수신 시각을 종래에 비하여 고정밀도로 계측하는 것이 가능해진다. 따라서, 무선 신호의 점유 주파수대 폭을 확대하지 않아도 되고, 유한한 주파수 자원을 유효하게 이용할 수 있는 동시에, 무선 통신에 있어서의 정보 전송 속도를 희생하지 않아도 된다.

또한, 본 발명의 거리 계측 장치에 의하면, 본 발명의 수신 시각 계측 장치를 사용하여 송신 장치와 수신 장치간의 거리를 계측하므로, 고정밀도로 송신 장치와 수신 장치간의 거리를 계측할 수 있다.

도 1은 본 발명의 수신 시각 계측 장치의 제1 실시 형태를 나타내는 구성도이다.

도 2는 대역 통과 필터의 통과 대역의 설정예를 나타내는 도면이다.

도 3은 시각 계측부의 구성도이다.

도 4는 복조 신호 F(t)의 식에 있어서, ω=0 때의 복조 신호 파형과 대역 통과 필터 출력 신호 파형의 예를 나타내는 도면이다.

도 5는 복조 신호 F(t)의 식에 있어서, ω≠0 때의 복조 신호 파형과 대역 통과 필터 출력 신호 파형의 예를 나타내는 도면이다.

도 6은 변조부와 복조부의 구성예를 나타내고, (A)는 변조부, (B)는 복조부를 나타낸다.

도 7은 변조부와 복조부의 다른 구성예를 나타내고, (A)는 변조부, (B)는 복조부를 나타낸다.

도 8은 본 발명의 수신 시각 계측 장치의 제2 실시 형태에 있어서의 상관 연 산부의 구성도이다.

도 9는 노이즈 억제부의 구성도이다.

도 10은 본 발명의 수신 시각 계측 장치의 제3 실시 형태의 요부 구성도이다.

도 11은 자승합 연산부의 구성도이다.

도 12는 본 발명의 수신 시각 계측 장치의 제4 실시 형태를 나타내는 구성도이다.

도 13은 본 발명의 수신 시각 계측 장치의 제5 실시 형태를 나타내는 구성도이다.

도 14는 본 발명의 수신 시각 계측 장치의 제6 실시 형태를 나타내는 구성도이다.

도 15는 본 발명의 거리 계측 장치의 제7 실시 형태를 나타내는 구성도이다.

도 16은 특이 부분 검출부의 구성도이다.

도 17은 1계 미분으로 불연속점이 나타나는 신호 레벨 변화 부분의 파형예이다.

도 18은 2계 미분으로 불연속점이 나타나는 신호 레벨 변화 부분의 파형예이다.

도 19는 3계 미분으로 불연속점이 나타나는 신호 레벨 변화 부분의 파형예이다.

도 20은 특이 부분에서 시각 계측하는 경우의 상관 연산부의 동작 설명도이 다.

도 21은 특이 부분에서 시각 계측하는 경우의 역확산 신호와 상관 신호의 시간축상에 있어서의 관계를 나타내는 도면이다.

도 22는 수신 시각 계측을 위해서 사용되는 신호 데이터 범위의 관계를 모식적으로 나타낸 도면이다.

도 23은 특이 부분에서 시각 계측하는 경우의 계측 처리 경감을 위한 구성도이다.

도 24는 배니싱 모멘트의 개수와 검출 가능한 미분 불연속점의 관계를 나타내는 표를 나타내는 도면이다.

도 25는 배니싱 모멘트가 있는 웨이브렛 변환기를 사용하여 노이즈의 영향을 배제하는 구성예를 나타내는 도면이다.

도 26은 본 발명의 거리 계측 장치의 일실시 형태를 나타내는 구성도이다.

[발명을 실시하기 위한 최선의 형태]

이하, 본 발명의 실시 형태를 도면에 기초하여 설명한다.

우선, 복조 신호의 신호 변화 부분에 포함되는 고주파의 주파수 성분을 대역 통과 필터를 사용하여 검출하여 수신 시각을 계측하는 경우에 대하여 설명한다.

도 1은 본 발명에 관한 수신 시각 계측 장치의 제1 실시 형태를 적용한 통신 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.

도 1에 있어서, 통신 장치는 송신 신호를 송신하는 송신 장치(1)와, 송신 장치(1)로부터의 송신 신호를 수신하는 수신 장치(10)로 이루어지고, 수신 장치(10) 는 송신 신호의 수신 시각을 계측하는 수신 시각 계측 장치(11)를 구비한다.

송신 장치(1)는 수신 시각 계측 장치(11)의 복조부(12)에 있어서 신호 변화 부분이 시간축상에서 편재하는 복조 신호를 주기적으로 발생시키는 송신 신호를 송신하는 구성으로서, 예를 들면 변조 신호의 디지털 파형 데이터를 D/A 변환기에 의하여 D/A 변환하여, 아날로그 변조 신호를 생성하는 변조 신호 생성부(2)와, 아날로그 변조 신호를 변조하여 RF 대역의 무선 신호를 출력하는 변조부(3)를 구비하고, 이 무선 신호를 안테나로부터 송신한다. 여기서, 신호 변화 부분이 시간축상에서 편재한다는 것은 복조 신호에 있어서의 극히 좁은 기간에 신호 변화 부분이 존재한다는 것을 의미하는 것이다. 또한, 주기적이란 신호 변화 부분이 편재하는 복조 신호가 간헐적으로 나타나는 경우, 또는 서로 다른 패턴을 가지는 복수의 복조 신호로 구성한 하나의 집합체가 연속적으로 나타나는 경우도 포함하는 것이다. 또한, 변조부(3)의 후단에 증폭기를 설치하여 상기 무선 신호를 증폭하여 안테나로부터 송신하도록 하여도 좋다.

본 실시 형태의 수신 시각 계측 장치는 안테나를 거쳐 입력하는 송신 신호를 복조하여 복조 신호를 출력하는 상기 복조부(12)와, 복조 신호를 입력하여 복조 신호를 편재하는 신호 변화 부분에 포함되는 고주파의 주파수 성분을 통과시키는 신호 변화 부분 검출부로서의 대역 통과 필터(13)와, 상기 대역 통과 필터(13)의 출력 신호를 입력하여 수신 신호의 수신 시각을 계측하고 통보하는 제1 시각 계측부로서의 시각 계측부(14)를 구비한다. 이 때, 대역 필터(13)의 출력 신호는 신호 변화 부분 검출 신호이다. 또한, 복조부(12)의 전단에 증폭기를 설치하여 수신 신호를 증폭한 후에 복조부(12)에 입력하도록 하여도 좋다.

상기 복조부(12)는 신호 변화 부분이 시간축상에서 편재하는 복조 신호를 주기적으로 출력한다. 이 때, 상기 신호 변화 부분은 복조 신호에 있어서, 전압 레벨, 주파수 및 위상 중 적어도 하나가 변화하는 부분이다.

상기 대역 통과 필터(13)는 신호 변화 부분에 포함되는 고주파의 주파수 성분을 통과시키는 것이다. 구체적으로는 신호 변화 부분에 포함되는 주파수 성분의 적어도 일부의 주파수 성분을 통과시키도록 통과 대역을 설정하고, 복조 신호의 메인 로브를 구성하는 주파수 성분을 저지하도록 저지 대역을 설정한다. 이 때, 신호 변화 부분은 복조 신호의 메인 로브를 구성하는 주파수 성분보다 고주파 성분을 포함한다.

예를 들면, 복조 신호가 스펙트럼 확산 신호로 사용되는 PN 부호로서, PN 부호가 M 계열 15칩으로 복조 신호는 이 PN 부호의 반복 신호인 경우, 그 전력 스펙트럼은 도 2에서 나타내는 바와 같이, (sinπfTc/πfTc)²의 포락선을 가지는 1/15Tc(Hz)마다의 선 스펙트럼의 집합이 된다. 여기서, Tc는 칩 폭이다. 이 때, 대역 통과 필터(13)의 통과 대역을, 도 2의 파선으로 나타내는 바와 같이, 메인 로브를 구성하는 주파수 성분(도면의 a의 범위)보다 높은 주파수 성분(도면의 b의 범위)을 통과시키도록 설정한다. 그리고, 신호 변화 부분의 시간축상에서의 존재 범위를 PN 부호의 1 부호 길이(1칩 폭)보다 좁은 범위로 함으로써, 신호 변화 부분에 복조 신호(PN 부호)의 기본 주파수보다 고주파의 주파수 성분이 포함된다. 이것에 의하여, 복조 신호가 대역 통과 필터(13)에 입력되면 필터 출력 신호가 생기고, 이 필터 출력 신호의 신호 파형의 폭은 확산 부호의 칩 레이트에 의존하지 않고, 종래의 스펙트럼 확산 통신을 사용하였을 경우보다 고정밀도의 수신 시각 계측이 가능하게 된다. 도 2 중, 횡축은 주파수, 종축은 파워를 나타내고, a는 메인 로브 영역, b는 신호 변화 부분에 포함되는 고주파 성분 영역을 나타낸다.

또한, 대역 통과 필터(13)는 저역 통과 필터와 고역 통과 필터를 종속 접속하여 구성하면 좋다. 이 경우, 상기 저역 통과 필터와 고역 통과 필터 모두는 단일의 대역 통과 필터에 비하여 넓은 통과 대역을 가지는 것을 사용하고, 저역 통과 필터의 차단 주파수를 대역 통과 필터(13)의 고역측 차단 주파수로 하고, 고역 통과 필터의 차단 주파수를 대역 통과 필터(13)의 저역측 차단 주파수로 한다. 또한, 저역 통과 필터와 고역 통과 필터의 접속 순서는 어느 쪽이 먼저여도 좋다.

이와 같이 대역 통과 필터(13)를 구성하면, 필터 출력 신호에 생기는 링잉이 단기간에 검출되기 때문에, 필터 출력 신호에 있어서의 신호 변화 부분의 존재 위치를 용이하게 검출할 수 있어, 수신 시각 계측의 신뢰성이 향상된다.

상기 시각 계측부(14)는, 예를 들면 도 3에 나타내는 바와 같이, 레벨 비교기(14A)와, 타이밍 계측부(14B)와, 수신 시각 산정부(14C)를 구비하여 구성된다. 레벨 비교기(14A)는 대역 통과 필터(13)로부터 입력하는 필터 출력 신호의 신호 레벨과 미리 설정한 임계치(Vth)를 비교하고, 필터 출력 신호의 신호 레벨이 임계치(Vth) 이상이 되었을 때에 논리값(1)의 신호를 수신 시각 산정부(14C)에 출력한다. 타이밍 계측부(14B)는 현재 시각 정보를 수신 시각 산정부(14C)에 출력한다. 수신 시각 산정부(14C)는 레벨 비교기(14A)로부터 논리값(1)의 신호가 입력하였을 때의 시각 정보에 의하여 신호 변화 부분의 수신 시각, 즉 수신 신호의 수신 시각을 계측한다. 또한, 도 3의 점선으로 나타내는 바와 같이, 절대치화 회로(14D)를 설치하여 필터 출력 신호의 절대치를 레벨 비교기(14A)에 입력하는 구성으로 하여도 좋다.

이제, 신호 변화 부분을 포함한 복조 신호에 대하여 설명한다.

신호 변화 부분은 전술한 바와 같이, 복조 신호에 있어서의 전압 레벨, 주파수 및 위상 중 적어도 하나가 변화되는 부분이다.

복조 신호로서, 예를 들면 아래의 식으로 나타내는 신호 F(t)를 상정한다.

F(t)=V×cos[ωt+cos^-1(f(t))]

여기서, f(t)는 시간축상에서 +1의 기간과, -1의 기간과, +1(또는 -1) → -1(또는 +1)로 변화하는 기간이 있는 신호이며, 변화하는 기간의 파형은, 예를 들면 다음의 예 1, 예 2(수학식 1 및 수학식 2)에 나타내는 식으로 나태낼 수 있다.

(예 1)

-1로부터 +1로 변화하는 부분

+1로부터 -1로 변화하는 부분

(예 2)

-1로부터 +1로 변화하는 부분

[수학식 1]

+ 1로부터 - 1로 변화하는 부분
[수학식 2]

여기서, p는 자연수이다. 예 1의 a나 예 2의 p의 값을 적절하게 설정함으로써, 전파법의 규제를 만족하기 위한 소정의 차단 주파수를 가지는 저역 통과 필터를 사용하지 않고, 전파법 등의 규제치를 만족하는 복조 신호로 할 수 있다.

상기한 복조 신호 F(t)의 식에서, ω=0일 때, F(t)=V × f(t)이 되고, 이 경우, 신호 변화 부분은 전압 레벨이 +V로부터 -V로 변화하는 부분, 및 -V로부터 +V로 변화하는 부분이다. 또한, ω≠O 때, f(t)이 시간축상에서 +1로부터 -1로, 또는 -1로부터 +1로 변화함으로써, 복조 신호 F(t)에 위상의 비선형적인 변화(주파수의 변화)가 생기고, 이 부분이 신호 변화 부분이 된다.

도 4는 복조 신호 F(t)의 식에 있어서, ω=0 때의 복조 신호 F(t)의 파형과 대역 통과 필터(BPF)의 출력 신호 파형의 예이다. 여기서, 신호 f(t)는 M 계열 15 칩, 5 Mcps의 PN 부호이며, 신호 변화 부분은 예 1의 a=1/4의 파형으로 구성되어 있다. 도 4의 신호 변화 부분은 복조 신호 F(t)에 있어서 전압 레벨이 변화하는 부분이며, 그 일부를 원으로 표시하여 나타내고 있다. 대역 통과 필터로서는 도 4의 (a)에서는 차단 주파수 25 MHz의 버터워스(butterworth) 저역 통과 필터와 차단 주파수 15 MHz의 버터워스 고역 통과 필터를 종속 접속한 것으로서, 도 4의 (b)에서는 차단 주파수 30 MHz의 버터워스 저역 통과 필터와 차단 주파수 10 MHz의 버터워스 고역 통과 필터를 종속 접속한 것이다.

도 5는, 복조 신호 F(t)의 식에 있어서 ω≠O일 때의 복조 신호 F(t)의 파형과 대역 통과 필터의 출력 신호 파형의 예이다. 여기서, 신호 f(t)는 도 4의 경우와 같은 PN 부호이며, 예 1의 a=1/2의 파형으로 구성되어 있다. 또한, ω=2π×10 MHz로 하였다. 도 5의 신호 변화 부분은 복조 신호 F(t)에 있어서 위상이 비선형적으로 변화하는(주파수가 변화한다) 부분이며, 그 일부를 원으로 표시하여 나타내고 있다. 대역 통과 필터로서는 차단 주파수 40 MHz의 버터워스 저역 통과 필터와 차단 주파수 35 MHz 의 버터워스 고역 통과 필터를 종속 접속한 것이다.

송신 장치(1)에 있어서, 변조부(3)는, 예를 들면 진폭 변조나 각도 변조 등의 여러 가지의 변조 방식이 이용 가능하고, 상기한 바와 같은 신호 변화 부분이 시간축상에서 편재하는 복조 신호를 주기적으로 발생시키는 송신 신호를 송신할 수 있으면 좋다. 수신 장치(10)의 복조부(12)는 송신 장치(1)로부터의 송신 신호를 복조할 수 있는 구성으로 하는 것은 말할 필요도 없다.

도 6의(A), (B)에, 도 1에 나타내는 변조부(3)와 복조부(12)의 구성예를 나타낸다.

도 6의 (A)는 변조부(3)를 나타내고, (B)는 복조부(12)를 나타낸다.

도 6의 (A)에 있어서, 변조 신호 fM(t)은 변조 신호 생성부(2)에서 생성되고, 수신 장치(10)의 복조부(12)에서 본래 생성되어야 할 복조 신호와 동일한 신호이며, 예를 들면 전술한 F(t)이다.

도 6의 변조부(3)와 복조부(12)에 의한 변복조 동작을 설명한다.

변조부(3)에서는 변조 신호 fM(t)가 입력되면, V/F 변환기로 중심 주파수 fo를 변조 신호 fM(t)로 주파수 변조한 베이스 밴드 대역의 신호 fco(t)로 변환하고, 이 주파수 변조 신호 fco(t)를 신호원 RF의 변조용 기준 신호(주파수 fr)에 의하여 주파수 변환기로 무선 대역으로 주파수 변환하고, 필터로 불필요한 주파수 대역 성분을 제거하여 송신 신호 fSD(t)를 생성하여 송신한다. 이 송신 신호 fSD(t)가 수신되어 입력하는 도 6의 복조부(12)에서는 송신 신호 fSD(t)를 주파수 변환기로 신호원 LO의 복조용 기준 신호(주파수 fr)에 의하여 주파수 변환하고, 필터로 불필요한 주파수 대역 성분을 제거하여 베이스 밴드 대역의 주파수 변환 신호 fDN (t)로서 F/V 변환기에 입력하고, F/V 변환기로 신호 fDN(t)의 주파수에 비례한 전압 레벨의 주파수 검파 신호 fDM(t)를 생성한다. 이 주파수 검파 신호 fDM(t)는, 예를 들면 주파수 fo를 전압 출력의 기준으로서 다음의 식으로 나타낼 수 있다.

fDM(t)=D·fM(t) (D는 상수)

이 식으로부터 복조 신호로서 fM(t)를 얻을 수 있고, 또한 송신 장치(1)는 복조 신호 fM(t)를 발생시키는 송신 신호를 송신할 수 있는 것을 알 수 있다.

도 7의(A), (B)는 변조부(3)와 복조부(12)의 다른 구성예를 나타낸다.

도 7의 (A)는 변조부(3)를 나타내고, (B)는 복조부(12)를 나타낸다.

도 7은 일반적인 직교 변복조 회로이며, 변조부(3)의 동작은 변조 신호 fMI(t)를 Is 입력으로 하고, 변조 신호 fMQ(t)를 Qs 입력으로서 직교 변조기로, 신호원 LO1로부터의 변조용 기준 신호(주파수 fr)를 Is 입력과 Qs 입력으로 변조하여 신호 fQM(t)를 출력하고, 출력 신호 fQM(t)의 불요 주파수대 성분을 필터로 제거하여 송신 신호 fSD(t)를 송신한다. 여기서, fMI(t)와 fMQ(t)는 fMI(t) ²+fMQ(t)²=1이 성립하도록 정하고 다음과 같은 식으로 한다.

fMI(t)=fM(t)

fMQ(t)=sin[cos^-1(fM(t))]

다만, (｜fM(t)｜≤1)이다.

여기서, fM(t)는, 예를 들면 전술한 f(t)이다.

또한, 필터로부터 출력되는 송신 신호 fSD(t)가 fQM(t)와 대부분 동등하게 되도록 필터와 fM(t)를 정한다. 이것에 의하여, fSD(t)=fQM(t)가 된다.

송신 신호 fSD(t)가 수신되어 입력되는 복조부(12)에서는 직교 복조기로, 신호원 LO2로부터의 복조용 기준 신호(주파수 fp)에 의하여 수신 신호를 복조하고, 서로 직교관계에 있는 직교 복조 신호 fIR(t)와 fQR(t)를 출력하고, 필터로 불필요한 고주파 성분을 제거하여 신호 fDI(t)와 fDQ(t)를 출력한다. 여기서, 신호 fDI(t), fDQ(t)는 다음과 같은 식에서 나타낼 수 있다.

fDI(t)=E＇·cos[2π(fp-fr)t+cos^-1(fM(t))+φ＇]

fDQ(t)=E'·sin[2π(fp-fr)t+cos^-1(fM(t)+φ＇]

여기서 E＇는 상수이다. 상기 식에서, 위상차 φ'=0을 유지할 수 있을 때,

fDI(t)=E＇·cos[2π(fp-fr)t+cos^-1(fM(t))]

fDQ(t)=E'·sin[2π(fp-fr)t+cos^-1(fM(t)]

가 되어, 2π(fp-fr)=ω이며, fM(t)=f(f)이며, 위상차 φ'=0을 유지할 수 있는 구성으로 하면, 전술한 복조 신호 F(t)로서 fDI(t)를 사용할 수 있다. 또한, fp=fr의 경우는 ω=O이 된다.

이하에, 제1 실시 형태의 계측 동작에 대하여 설명한다.

송신 장치(1)에서는 변조 신호 생성부(2)에 있어서, 변조부(3)가 도 6의 경우에는 변조 신호 fM(t)를 생성하고, 도 7의 경우에는 fMI(t) 및 fMQ(t)를 생성하여 변조부(3)에 입력하고, 전술한 바와 같이, 변조부(3)로부터 송신 신호 fSD(t)를 송신한다. 여기서, 상기 변조 신호 fM(t) 또는 fMI(t)는, 예를 들면 전술한 F(t)이며, 전술한 예 1의 a나 예 2의 p의 값을 적절하게 설정함으로써, 송신 신호 fSD (t)는 주파수대 폭이 전파법 등의 점유 주파수대 폭의 규정을 만족하는 것으로 할 수 있다.

수신 장치(10)에서는 상기 송신 신호 fSD(t)를 수신하여 수신 시각 계측 장치(11)에 입력한다. 수신 시각 계측 장치(11)에서는 수신 신호가 복조부(12)에 입력하고, 전술한 바와 같이, 복조부(12)가 도 6의 경우에는 복조 신호 fDM(t)(=fM(t))를 출력하고, 도 7의 경우에는 복조 신호로서 fDI(t)(=fM(t); 다만, 위상차 φ'=0이 유지되고 있는 것으로 한다)를 출력한다. 복조 신호 fDM(t) 또는 fDI(t)는 대역 통과 필터(13)에 입력하고, 대역 통과 필터(13)로부터 도 4, 도 5와 같은 필터 출력 신호가 발생한다. 대역 통과 필터(13)로부터의 출력 신호는 시각 계측부(14)의 레벨 비교기(14A)에 입력하여 미리 설정한 임계치(Vth)와 비교되고, 필터 출력 신호의 신호 레벨이 임계치(Vth) 이상이 되면, 레벨 비교기(14A)로부터 논리값(1)의 신호가 수신 시각 산정부(14C)에 입력한다. 수신 시각 산정부(14C)에는 타이밍 계측부(14B)로부터 시각 정보가 순서대로 입력되어 있고, 수신 시각 산정부(14C)는 레벨 비교기(14A)로부터 논리값(1)의 신호가 입력되었을 때의 시각을 수신 신호의 수신 시각으로서 통보한다. 또한, 필터 출력 신호가 음(-)의 값일 경우에는 도 3의 점선으로 나타내는 절대치화 회로(14D)를 설치하여 레벨 비교기(14A)에 입력하면 좋다

이러한 구성에 의하면, 복조 신호의 메인 로브를 구성하는 주파수 성분보다 높은, 신호 변화 부분에 포함되는 고주파 성분을 사용함으로써, 무선 신호의 점유 주파수대 폭을 확대하지 않고, 수신 신호의 수신 시각을 고정밀도로 검출하는 것이 가능해진다. 따라서, 유한의 주파수 자원을 유효 이용할 수 있고, 실용적 효과가 크다.

다음으로, 본 발명의 제2 실시 형태에 대하여 설명한다.

무선 통신에 있어서는 수신 신호에 대한 노이즈 혼입을 배려할 필요가 있고, 수신 신호에 노이즈가 혼입하였을 경우, 복조 신호에 포함되는 신호 변화 부분의 검출을 방해하거나, 잘못하여 노이즈를 신호 변화 부분으로서 검출하거나 할 염려 가 있어, 시각 계측 정밀도의 악화를 초래한다.

제2 실시 형태는 노이즈에 의한 오계측을 방지하도록 구성한 것으로, 예를 들면 도 1의 대역 통과 필터(13)와 시각 계측부(14)의 사이에, 오계측 방지부로서 도 8의 구성의 상관 연산부(20)를 설치하는 구성이다.

도 8에 있어서, 상관 연산부(20)는 입력 신호와 상관용 기준 신호와의 상관 연산을 하여 양자의 유사도가 높을 때일수록 고레벨의 상관 신호를 출력하는 것이고, n개의 지연 요소 D로 이루어지는 지연 회로(21)와 각 지연 요소 D의 출력 Ds1 내지 Dsn와 상관용 기준 신호로부터 정하는 상관 연산용의 계수 1 내지 계수 n를 각각 곱하는 n개의 곱셈기 22-1 내지 22-n와, n개의 곱셈기 22-1 내지 22-n의 출력을 가산하여 상관 신호를 출력하는 가산 회로(23)로 구성된다.

다음으로, 도 8의 상관 연산부(20)의 동작을 설명한다.

대역 통과 필터(13)의 아날로그 출력 신호는 A/D 변환기(24)로 디지털 신호로 변환하여 상관 연산부(20)에 입력한다. 이 입력 신호는 지연 회로(21)에서 각 지연 요소 D로 지연되면서 전송되고, 그리고 전송중에 계수 1 ~ 계수 n이 곱셈기 22-1 내지 22-n에 의해 각 지연 요소 D의 출력 Ds1 내지 Dsn와 곱해진다. 그 곱셈결과는 가산 회로(23)로 가산되어 상관 신호로서 출력된다. 계수 1 내지 계수 n는, 지연 회로(21)의 출력 Ds1 내지 Dsn의 출력 패턴이 본래 생성되어야 할 필터 출력 신호의 발생 패턴일 때 가산 회로(23)로부터 고레벨의 상관 신호가 발생하도록, 입력 신호와 상관용 기준 신호의 상관 연산을 실현하는 상관용 기준 신호로부터 정한다. 이때, 상관용 기준 신호는 본래 생성되어야 할 일련의 필터 출력 신호를 유사 도가 높은 신호로 보도록 정한다. 이것에 의하여, 필터 출력 신호가 지연 회로(21)에 입력되고, 지연 회로(21)의 출력 패턴이 본래 생성되어야 할 필터 출력 신호의 발생 패턴이면, 가산 회로(23)로부터 고레벨의 상관 신호가 발생하고, 그 후에는 본래의 발생 패턴이 계속되는 한, 가산 회로(23)로부터 시각 계측부(14)에 있어서의 임계치(Vth) 이상의 고레벨의 상관 신호가 발생한다. 예를 들면, 노이즈의 혼입에 의하여 필터 출력 신호의 발생 패턴이 본래의 패턴과 다르면, 가산 회로(23)로부터의 상관 신호 레벨은 임계치(Vth)보다 낮아진다. 이것에 의하여, 노이즈가 존재하면 레벨 비교기(14A)로부터 논리값(1)의 출력이 발생하지 않으며, 수신 시각을 통보하지 않고, 노이즈에 의한 오계측을 방지할 수 있다.

또한, 노이즈에 의하여 오계측 방지를 위하여, 도 8의 상관 연산부(20)를 대신하여, 예를 들면 복조부(12)와 대역 통과 필터(13)의 사이에 오계측 방지부로서 도 9의 구성의 노이즈 억제부(30)를 설치하는 구성으로 하여도 좋다.

도 9의 노이즈 억제부(30)는 가산 회로(31)와 지연 회로(32)로 구성되고, 입력 신호를 가산 회로(31)와 지연 회로(32)에 입력한다. 지연 회로(32)는 입력 신호를 소정 시간 지연하여 가산 회로(31)에 전달한다. 가산 회로(31)는 입력 신호와 지연 회로(32)의 지연 출력을 가산하고 그 가산 신호를 대역 통과 필터(13)에 입력하는 복조 신호로서 출력한다. 이때, 노이즈 억제부(30)에 입력하는 복조 신호는 소정 기간의 신호 파형을 단위로 하고, 그 신호 파형의 반복으로 구성되는 신호로 하고, 복조 신호에 신호 변화 부분이 1개 이상 포함되도록 상기 소정 기간을 설정한다.

이러한 구성에서는 지연 회로(32)의 지연 시간을 상기 신호 파형의 반복 주기와 동일하게 설정할 경우, 가산 회로(31)는 노이즈가 존재하지 않으면, 소정 기간의 신호 파형을 가산하게 되고, 복조 신호가 강조되고 노이즈는 억압되어 대역 통과 필터(13)에 입력한다. 노이즈가 존재하면 본래 생성되어야 할 복조 신호와 다른 파형의 가산 신호가 된다.

또한, 도 9의 노이즈 억제부(30)는 대역 통과 필터(13)와 시각 계측부(14)의 사이에 설치하여도 좋다. 또한, 도 8의 상관 연산부(20)와 도 9의 노이즈 억제부(30)를 조합(照合)하여도 좋다. 예를 들면, 복조부(12)와 대역 통과 필터(13)의 사이에 노이즈 억제부(30)를 설치하는 동시에 대역 통과 필터(13)로 시각 계측부(14)의 사이에 상관 연산부(20)를 설치하는 구성이나, 대역 통과 필터(13)와 시각 계측부(14)의 사이에 대역 통과 필터(13)측으로부터 순차적으로 노이즈 억제부(30)와 상관 연산부(20)를 설치하는 구성 등을 생각할 수 있다.

또한, 복조 신호 F(t)를 생성하는 송신 신호의 강도가 규제치를 밑돌고 있는 경우, 대역 통과 필터(13)의 통과 대역에 포함되는 주파수 성분의 적어도 일부 주파수 성분으로서, 예를 들면 사이드 로브 성분의 강도가 도 2의 2점쇄선으로 나타내는 바와 같이, 증강되는 복조 신호 F'(t)를 발생시키는 송신 신호를 생성하여 송신하면, 동일한 노이즈에 대한 대역 통과 필터 출력의 S/N 비를 개선할 수 있고, 수신 신호에 대한 노이즈 혼입에 대한 시각 계측 정밀도의 내성을 개선할 수 있다.

이때, 대역 통과 필터(13)의 통과 대역에 포함되는 주파수 성분의 적어도 일부의 강도를 증강시킨 복조 신호 F'(t)는, 예를 들면 다음의 1), 2) 방법으로 얻을 수 있다.

1) 퓨리에 변환에 의한 방법

복조 신호 F(t)를 퓨리에 변환하여 대역 통과 필터의 통과 대역에 포함되는 주파수 성분의 적어도 일부의 강도 레벨을 증가시킨 후, 역퓨리에 변환에 의하여 복조 신호 F'(t)를 얻는다.

2) 이퀄라이저에 의한 방법

대역 통과 필터의 통과 대역에 포함되는 주파수 성분의 적어도 일부의 강도를 증강하도록 설정한 이퀄라이저에 복조 신호 F(t)를 입력하고, 얻어진 신호를 복조 신호 F'(t)로 한다.

따라서, 복조 신호 F＇(t)를 생성하는 송신 신호는, 예를 들면 다음과 같이 하여 생성할 수 있다. 예를 들면, 도 6의 변복조 방식의 경우, 송신 장치의 변조 신호 fM(t)에 대하여 수신 장치로 복조 신호 fDM(t)=D·fM(t)를 얻는다. fDM(t)에 대한 증강된 fDM'(t)는 변조 신호 fM(t)에 대하여 상기 1) 또는 2)의 방법을 적용하면 생성할 수 있다. 또한, 도 7의 변복조 방식의 경우, 복조 신호 fDl(t)는 위상차 φ=0으로서 전술한 바와 같이 나타낼 수 있다. 이로부터, 복조 신호 fDI(t)에 대한 증강된 fDI＇(t)는 변조 신호 fM(t)에 대하여 상기 1) 또는 2)의 방법을 적용하여 생성할 수 있다.

다만, 상술한 개선 방법은 무선 통신을 하는 경우는 전파법 등의 규제를 받으므로, 송신 신호의 강도가 전파법의 규제치를 넘지 않는 경우에 한하여 적용할 수 있다. 즉, 복조 신호 F(t)를 생성하는 송신 신호의 강도가 규정치를 밑돌고 있 는 경우에, 송신 신호의 강도가 규제치를 넘지 않는 범위에서 대역 통과 필터의 통과 대역에 포함되는 주파수 성분의 적어도 일부의 강도의 증강을 할 수 있다.

다음으로, 본 발명의 제3 실시 형태에 대하여 설명한다.

복조부(12)에 도 7의 (B)의 직교 복조 회로를 사용하는 경우에, 위상차 φ＇=0을 유지할 필요가 있지만, 이를 위하여는 일반적으로 복잡한 위상 유지를 위한 구성이 필요하게 되어 장치가 복잡해진다.

도 10에 나타내는 본 발명의 제3 실시 형태는 복잡한 위상 유지 구성을 필요로 하지 않는다.

도 10에 있어서, 본 실시 형태의 수신 시각 계측 장치(41)의 복조부(42)는 도 7의 (B)에 나타내는 구성이다. 또한, 대역 통과 필터(43)는 복조 신호 I를 입력하여 필터 출력 신호 I를 출력하는 제1 필터부(43A) 및 복조 신호 Q를 입력하여 필터 출력 신호 Q를 출력하는 제2 필터부(43B)를 구비한다. 제1 필터부(43A) 및 제2 필터부(43B)는 각각 도 1의 대역 통과 필터(13)와 동일한 구성이다. 시각 계측부(44)는 도 3의 구성에, 상관 연산부(45) 및 자승합 연산부(46)를 부가하고, 자승합 연산부(46)의 자승합 신호를 레벨 비교기(14A)에 입력하는 구성이다. 여기서, 복조 신호 I는 제1 복조 신호에 상당하고, 복조 신호 Q는 제2 복조 신호에 상당한다. 또한, 제1 필터부(43A) 및 제2 필터부(43B)가 제1 및 제2 검출부에 상당하고, 필터 출력 신호 I 및 필터 출력 신호 Q가 제1 및 제2 신호 변화 부분 검출 신호에 상당한다.

상관 연산부(45)는 필터 출력 신호 I와 상관용 기준 신호의 상관 연산을 실행하여 상관 신호 I를 출력하는 제1 연산부(45A) 및 필터 출력 신호 Q와 상관용 기준 신호의 상관 연산을 실행하여 상관 신호 Q를 출력하는 제2 연산부(45B)를 구비한다. 제1 연산부(45A) 및 제2 연산부(45B)는 각각 도 8과 동일한 구성이다. 여기서, 제1 연산부(45A)와 제2 연산부(45B)의 상관용 기준 신호는 동일한 신호를 사용하고, 예를 들면 위상차가 φ'=0일 때에 본래 생성되어야 할 필터 출력 신호 I을 사용한다. 상관 신호 I가 제1 상관 신호에 상당하여 상관 신호 Q가 제2 상관 신호에 상당한다.

자승합 연산부(46)는 도 11에 나타내는 바와 같이, 상관 신호 I의 자승 연산을 하는 곱셈기(46A)와, 상관 신호 Q의 자승 연산을 실시하는 곱셈기(46B)와, 양 곱셈기(46A,46B)의 출력을 가산하여 자승합 신호를 출력하는 가산 회로(46C)를 구비하여 구성된다.

또한, 노이즈를 고려하지 않으면 상관 연산부(45)는 불필요하다.

이러한 구성에서는 각각의 복조 신호 I,Q에는 신호 변화 부분의 정보가 포함되어 있고, 대역 통과 필터(43)의 각 제1 및 제2 필터(43A, 43B)로부터 신호 변화 부분의 정보를 포함한 필터 출력 신호 I, Q가 출력되고, 상관 연산부(45)의 각 제1 및 제2 연산부(45A, 45B)로부터 전술한 바와 같이 하여 각각의 가산 신호가 상관 신호 I, Q로서 출력된다. 각 상관 신호 I, Q는 자승합 연산부(46)의 각 곱셈기(46A, 46B)에서 자승 연산되고, 가산 회로(46C)에서 가산된 자승합 신호가 레벨 비교기(14A)에서 임계치(Vth)와 비교되고, 수신 시각 산정부(14C)에서 수신 시각이 계측된다.

이러한 구성에 의하면, 자승합 연산부(46)로 자승합 연산함으로써, 위상차 φ'의 영향을 배제할 수 있다. 또한, 상관 연산부(45)를 설치함으로써, 노이즈의 영향을 억제할 수 있다. 따라서, 고정밀도로 수신 시각을 계측할 수 있다.

전술한 각 실시 형태에 있어서, 복조 신호로서 PN 부호를 사용할 수 있다. PN 부호는 두 값의 데이터 신호이며, 시간축상에서 데이터 값의 변화점을 복수개 가지므로, PN 부호를 저역 통과 필터로 대역 제한한 신호나 PN 부호의 데이터 값의 변화하는 부분을 전술한

,

등으로 치환하여 얻어지는 신호를 복조 신호로 하는 것이나, 전술한 f(t)로 하는 것을 생각할 수 있다. 또한, PN 부호는 스펙트럼 확산 통신에서 사용되는 의사 잡음 신호이며, 이 경우에는 M 계열, Gold 계열, Barker 계열 등의 여러 가지의 부호 계열을 사용할 수 있다.

다음으로, 복조 신호를 PN 부호로 구성하였을 경우의 본 발명의 제4 실시 형태에 대하여 설명한다.

도 12는 본 실시 형태의 수신 시각 계측 장치의 구성도이다.

도 12에 있어서, 본 실시 형태의 수신 시각 계측 장치(51)는 복조부(52)와, 대역 통과 필터(53)와, 제1 시각 계측부(54)와, 역확산 처리부(55)와, 제2 시각 계측부(56)와, 계측치 판정부(57)를 구비하여 구성된다. 또한, 상기 복조부(52) 및 대역 통과 필터(53)는 제1 실시 형태와 같은 구성이며, 제1 시각 계측부(54)는 도 3의 레벨 비교기(14A)의 전단에 도 8의 상관 연산부(20)를 설치한 구성이다.

상기 역확산 처리부(55)는 PN 부호로 구성한 복조 신호를 A/D 변환기로 이산 화하고, 이 이산화 복조 신호를 디지털 정합 필터로 역확산 처리하여 역확산 신호를 출력한다. 상기 제2 시각 계측부(56)는 도 3의 구성을 가지고, 입력하는 상기 역확산 신호가 소정의 임계치 이상이 된 시각을 계측하여 기준 수신 시각으로서 계측치 판정부(57)에 입력한다. 계측치 판정부(57)는 제2 시각 계측부(53)로부터 입력하는 기준 수신 시각에 기초하여 제1 시각 계측부(54)로부터 입력하는 수신 시각의 정상/이상을 판정하여 판정 신호를 출력한다. 또한, 역확산 처리부(55)와 제2 시각 계측부(56)에 의한 시각 계측 방법은 전술한 스펙트럼 확산 통신을 사용한 계측 방식이며, 「스펙트럼 확산 통신과 그 응용」(마루바야시 외, 전자 정보 통신 학회)에 기재되어 있는 공지의 계측 방법을 사용한다.

다음으로, 제4 실시 형태의 동작을 설명한다.

복조부(52)로부터의 복조 신호는 역확산 처리부(55)와 대역 통과 필터(53)에 각각 입력한다. 대역 통과 필터(53)로부터의 필터 출력 신호는 제1 시각 계측부(54)에 입력한다. 제1 시각 계측부(54)에서는 상관 연산부(20)에 의하여 필터 출력 신호와 기준용 상관 신호와의 상관 연산을 실행하여 상관 신호가 생성된다. 또한, PN 부호로 구성한 복조 신호의 경우에는, PN 부호의 주기에 상관 신호가 고레벨이 된다. 이 상관 신호 레벨과 임계치를 레벨 비교기(14A)로 비교하고, 상관 신호 레벨이 소정의 임계치 이상이 되었을 때의 시각을 수신 시각으로서 계측치 판정부(57)에 출력한다. 계측치 판정부(57)는 전술한 바와 같이 하여 역확산 처리부(55), 제2 시각 계측부(56)를 거쳐 입력하는 기준 수신 시각에 기초하여 제1 시각 계측부(54)의 수신 시각이 정상인지 비정상인지를 판정한다.

역확산 신호와 상관 신호는 같은 복조 신호로부터 생성되므로, 역확산 신호와 상관 신호의 고레벨 발생 시각의 사이에는 일정한 관계가 존재한다. 즉, 제2 시각 계측부(56)로부터의 기준 수신 시각과 수신 시각과의 사이에는 일정한 관계가 존재한다. 또한, 스펙트럼 확산 통신은 내노이즈성이 높은 통신 방식이며, 제2 시각 계측부(56)로부터 얻을 수 있는 기준 수신 시각은 제1 시각 계측부(54)로부터 얻어지는 수신 시각에 비하여 정밀도는 떨어지지만 내노이즈성이 우수하다. 이에, 기준 수신 시각에 기초하여 수신 시각이 존재하여야 할 시간축상에서의 범위(이하, 수신 시각 존재 범위라고 한다)를 계측 정밀도 등을 감안하여 미리 정한다. 예를 들면, 기준 수신 시각을 중심으로 PN 부호의 전후 1칩 폭을 수신 시각 존재 범위로서 정한다. 그리고, 계측치 판정부(57)에서는 제1 시각 계측부(54)의 수신 시각이 상기 수신 시각 존재 범위 내에 있을 경우 수신 시각은 올바른 값으로 판정하여 정상임을 통보하고, 상기 수신 시각 존재 범위 외에 있을 경우 수신 시각은 올바르지 않은 값으로 판정하여 이상임을 통보한다.

이러한 구성에 의하면, 수신 시각 계측의 정밀도가 기준 수신 시각의 계측 정밀도보다 악화되지 않고, 또한 노이즈 증가에 의한 수신 시각의 계측 정밀도의 악화를 검출할 수 있으므로, 수신 시각 계측 장치의 신뢰성이 향상된다.

또한, 도 12에 점선으로 나타내는 바와 같이, 제2 시각 계측부(56)의 기준 수신 시각도 계측 수신 시각 정보로서 출력하도록 구성하여도 좋다.

복조부(52)가 도 7의 (B)의 직교 복조 회로인 경우는 기준 수신 시각은 위상차 φ에 영향을 받는다.

따라서, 복조 신호 I,Q를 각각 역확산 처리하는 역확산 처리부와, 각 역확산 처리부로부터 각각 출력되는 각 역확산 신호를 자승합 연산하는 자승합 연산부를 설치하고, 자승합 연산부로부터의 자승합 신호를 제2 시각 계측부(56)에 입력하여 기준 수신 시각을 계측하면, 기준 수신 시각에 대한 위상차 φ'의 영향을 배제할 수 있다. 상기 각 역확산 처리부는 도 12의 역확산 처리부와 같은 구성으로 하면 좋고, 자승합 연산부는 도 11의 구성으로 하면 좋다. 이 경우, 대역 통과 필터(53) 및 제1 시각 계측부(54)는 도 10에 나타내는 제 3 실시 형태의 구성으로 한다.

다음으로, 도 12의 제4 실시 형태에 있어서의 신호 처리를 경감하는 경우의 본 발명의 제5 실시 형태에 대하여 설명한다.

전술한 바와 같이, 제1 시각 계측부(54)로부터 얻는 수신 시각과 제2 시각 계측부(56)로부터 얻는 기준 수신 시각의 사이에는 일정한 관계가 있어, 기준 수신 시각부터 수신 시각 존재 범위를 정할 수 있다. 수신 시각은 필터 출력 신호에 기초하여 계측되므로, 필터 출력 신호와의 사이에 시간축상에서 소정의 대응 관계에 있고, 따라서 수신 시각 존재 범위에 대응하는 필터 출력 신호 범위를 미리 정할 수 있고, 수신 시각의 계측 처리를 필터 출력 신호 범위 내의 신호에 대하여만 실시하도록 함으로써, 수신 시각의 계측 처리를 경감할 수 있다.

도 13은 수신 시각 계측 처리를 소정의 필터 출력 신호 범위만 실시하도록 한 본 발명의 제5 실시 형태의 요부 구성도이다.

도 13에 있어서, 본 실시 형태의 수신 시각 계측 장치는 도 12의 대역 통과 필터(53)의 후단에 신호 기억부(60)를 설치하는 구성이다.

신호 기억부(60)는 필터 출력 신호를 이산화 필터 출력 신호로 변환하는 A/D변환기(61)와, 이산화 필터 출력 신호와 시각 정보를 대응시켜 기억하는 동시에, 입력하는 기준 수신 시각에 기초하여 그 후의 신호 처리에 사용하기 위한 필터 출력 신호 범위를 정하는 기억 장치(62)를 구비한다.

본 실시 형태의 동작을 설명한다.

필터 출력 신호가 신호 기억부(60)에 입력되면, A/D 변환기(61)에서 이산화 필터 출력 신호로 변환되어 기억 장치(62)에 순차적으로 입력된다. 기억 장치(62)는 이산화 필터 출력 신호가 입력될 때마다 시각 정보와 대응시켜 기억한다. 제2 시각 계측부(56)로부터 기준 수신 시각이 입력되면, 기준 수신 시각에 기초하여 필터 출력 신호 범위를 정하고, 기억된 이산화 필터 출력 신호 중에서 상기 필터 출력 신호 범위에 상응하는 것을, 입력한 순서대로 독출한 필터 출력 신호로서 제1 시각 계측부(54)에 순차적으로 출력한다. 동시에 대응시켜 기억한 시각 정보를 읽어들인 시각 정보로서 제1 시각 계측부(54)에 순차적으로 출력한다. 제1 시각 계측부(54)는 필터 출력 신호에 기초하는 상관 신호와 독출한 시각 정보로부터 수신 시각을 계측한다.

이러한 구성에 의하면, 필터 출력 신호의 소정의 범위만 신호 처리하면 좋기 때문에, 수신 시각 계측을 위한 신호 처리를 경감할 수 있다.

또한, 대역 통과 필터(53)를 디지털 필터로서 신호 기억부(60)의 A/D 변환기(61)의 후단에 설치하는 구성으로 하여도 좋고, 또한 신호 기억부(60)와 제1 시각 계측부(54)의 사이에 설치하는 구성으로 하여도 좋다.

다음으로, 본 발명의 제6 실시 형태에 대하여 설명한다.

계측된 수신 시각이 안전에 관계되는 경우, 수신 시각에 높은 신뢰성이 요구된다. 도 14에 나타내는 제6 실시 형태는 수신 시각의 신뢰성을 높이기 위한 구성예이다.

도 14에 있어서, 본 실시 형태의 수신 시각 계측 장치(71)는 분배기(72)와 복수, 예를 들면 2개의 수신 시각 계측부(73,74)와 시각 조합부(75)를 구비하여 구성된다.

분배기(72)는 안테나로부터 입력하는 수신 신호를 각 수신 시각 계측부(73, 74)에 분배한다.

각 수신 시각 계측부(73,74)는 각각 도 1에 나타내는 복조부(12), 대역 통과 필터(13) 및 시각 계측부(14)를 구비하는 수신 시각 계측 장치(11)와 동일한 구성이다.

시각 조합부(75)는 수신 시각 계측부(73)에서 계측되어 출력되는 수신 시각 (1)과 수신 시각 계측부(74)에서 계측되어 출력되는 수신 시각(2)를 조합하여, 최종적인 수신 시각 또는 이상 판정을 통보한다.

이러한 제6 실시 형태에서는 안테나로 수신한 수신 신호는 분배기(71)를 통하여 각각의 수신 시각 계측부(73,74)의 복조부(12,12)에 입력된다. 각 수신 시각 계측부(73,74)에서는 전술한 바와 같이 하여 수신 신호의 수신 시각을 각각 계측하고, 각 계측 결과는 각각 수신 시각(1), 수신 시각(2)로서 시각 조합부(75)에 출력된다. 시각 조합부(75)에서는 양 수신 시각(1,2)을 조합하여 수신 시각을 결정한 다. 예를 들면, 양자가 일치하고 있으면, 그 값을 수신 시각으로서 통보하고, 불일치할 때는 이상을 통보한다. 또는, 양 수신 시각(1, 2)의 오차가 소정 범위 이내에 있을 경우는 양 수신 시각의 평균치를 수신 시각으로서 통보하고, 오차가 소정 범위보다 큰 경우는 이상을 통보하도록 하여도 좋다.

이와 같이, 각 수신 시각 계측부의 계측치를 조합하여 최종적인 수신 시각을 결정하도록 수신 시각 계측부를 이중 시스템 구성으로 하면, 계측된 수신 시각의 신뢰성을 높일 수 있다.

도 14에 도시된 바와 같이 이중 시스템(double system) 구성으로 하는 경우, 수신 시각 계측부(73, 74)를 서로 다른 구성으로 하면 좋다. 이러한 구성의 경우에는, 각 시스템이 서로 다른 시각 계측 처리를 실시하게 되므로, 수신 시각 계측부(73, 74)를 서로 동일한 구성으로 하는 경우에 비하여, 시각 계측의 신뢰성을 높일 수 있다. 수신 시각 계측부(73, 74)를 서로 다른 구성으로 하는 경우, 특히 각 계의 대역 통과 필터(13, 13)의 통과 대역을 다르게 하는 것이 유효하다. 이 경우, (1) 한쪽의 대역 통과 필터의 통과 대역을 다른 한쪽의 대역 통과 필터의 통과 대역을 포함하도록 설정하는 경우, (2) 양 대역 통과 필터의 통과 대역이 일부 중복되도록 설정하는 경우, (3) 양 대역 통과 필터가 중복되지 않게 설정하는 경우가 있다. 상기 (1)의 경우의 예로서, 예를 들면 수신 시각 계측부(73)측의 대역 통과 필터를 고역측 차단 주파수 25 MHz의 버터워스 저역 통과 필터와 저역측 차단 주파수 15 MHz의 버터워스 고역 통과 필터를 종속 접속하여 구성하고, 수신 시각 계측부(74)측의 대역 통과 필터를 고역측 차단 주파수 30 MHz의 버터워스 저역 통과 필터와 저역측 차단 주파수 10 MHz의 버터워스 고역 통과 필터를 종속 접속하여 구성한다. 또한, 상기 (3)의 경우의 예로서, 예를 들면 수신 시각 계측부(73)측의 대역 통과 필터를 고역측 차단 주파수 25 MHz의 버터워스 저역 통과 필터와 저역측 차단 주파수 15 MHz의 버터워스 고역 통과 필터를 종속 접속해 구성하고, 수신 시각 계측부(74)측의 대역 통과 필터를 고역측 차단 주파수 40 MHz의 버터워스 저역 통과 필터와 저역측 차단 주파수 35 MHz의 버터워스 고역 통과 필터를 종속 접속하여 구성한다.

이와 같이, 각 시스템의 대역 통과 필터(13, 13)의 통과 대역을 다르게 하는 구성으로 하면, 수신 신호에 포함되는 주파수 성분 중 시각 계측에 사용되는 성분이 각각의 시스템에서 일부 다르기 때문에 시각 계측에 다양성이 생기고, 공통의 요인에 의한 시각 계측의 오류가 발생하기 어려워진다.

또한, 도 13의 제5 실시 형태를 이용한 단일 시스템 구성에서도, 시각 계측의 신뢰성을 높이는 것이 가능하다. 구체적으로는, 도 13에서 대역 통과 필터를 디지털 필터로서 신호 기억부(60)의 기억 장치(62)와 제1 시각 계측부(54)의 사이에 배치한다. 이 경우, 복조 신호는 A/D 변환기(61)로 이산화되어 이산화 복조 신호로서 기억 장치(62)에 기억된다. 이 이산화 복조 신호에 대하여, 수신 시각 계측을 여러 차례(예를 들면 2회) 실시한다. 이렇게 함으로써, 복수의 수신 시각 계측치를 얻을 수 있으므로, 이들 복수의 수신 시각 계측치를 시각 조합기로 조합하도록 하면, 일시적인 처리 오류에 의한 수신 시각의 잘못을 발견할 수 있고, 배제하는 것이 가능하게 되어, 수신 시각의 신뢰성을 향상할 수 있다. 또한, 매회 대역 통과 필터의 통과 대역을 다르게 하면, 더욱 신뢰성을 높일 수 있다.

다음으로, 복조 신호의 신호 변화 부분에 포함되는 특이 부분을 검출하고, 이 특이 부분으로부터 수신 시각을 계측하는 경우에 대하여 설명한다.

도 15는 본 발명과 관련되는 수신 시각 계측 장치의 제7 실시 형태를 적용한 통신 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.

도 15에 있어서, 통신 장치는 도 1과 동일하고, 송신 장치(100)와 수신 장치(110)로 이루어지고, 수신 장치(110)는 송신 신호의 수신 시각을 계측하는 수신 시각 계측 장치(111)를 구비한다.

송신 장치(1O0)는 수신 시각 계측 장치(111)의 복조부(112)에 있어서 신호 변화 부분에 특이 부분이 시간축상에서 국소적으로 존재하고, 또한 신호 레벨이 연속되는 복조 신호를 발생시키는 송신 신호를 송신하는 구성이며, 변조 신호 생성부(102)와 변조부(103)를 구비하고, 변조부(103)로부터 출력되는 무선 신호를 안테나로부터 송신한다.

본 실시 형태의 수신 시각 계측 장치(111)는 안테나를 통하여 입력하는 송신 신호를 복조하여 복조 신호를 출력하는 상기 복조부(112)와, 복조 신호를 입력하여 복조 신호의 신호 변화 부분에 포함되는 특이 부분을 검출하여 특이 부분 검출 신호를 출력하는 신호 변화 부분 검출부로서의 특이 부분 검출부(113)와, 특이 부분 검출 신호를 입력하여 수신 신호의 수신 시각을 계측하고 통보하는 제1 시각 계측부로서의 시각 계측부(114)를 구비한다. 이 때, 특이 부분 검출부(113)의 출력하는 특이 부분 검출 신호는 신호 변화 부분 검출 신호에 상당한다.

상기 복조부(112)는 특이 부분이 시간축상에서 국소적으로 존재하고 또한 신호 레벨이 연속되는 복조 신호를 출력한다. 여기서, 상기 특이 부분은 복조 신호의 파형의 M계 미분(M은 자연수)으로 나타나는 불연속점이다.

상기 특이 부분 검출부(113)는 복조 신호의 파형의 M계 미분(M은 자연수)으로 나타나는 불연속점을 검출하여 특이 부분 검출 신호로서 출력하는 것이다. 구체적으로는 M계 미분으로 나타나는 불연속점을 검출 가능한 웨이브렛 변환을 실시하고, 웨이브렛 변환 결과로부터 특이 부분 검출 신호를 생성하여 출력하는 것으로, 웨이브렛 변환으로서 이산 웨이브렛 변환을 사용하는 경우에는 서브 밴드 분해 필터를 사용하여 구성된다.

도 16에, 이산 웨이브렛 변환을 하는 서브 밴드 분해 필터를 사용한 특이 부분 검출부(113)의 구성예를 나타낸다.

도 16에 있어서, 특이 부분 검출부(113)는 복조 신호를 A/D 변환하는 A/D 변환기(113A)와, 대역 4 분할의 서브 밴드 분해 필터(113B)로 구성된다. 서브 밴드 분해 필터(113B)는 3개의 HPF(113a 내지 113c)와, 3개의 LPF(113d 내지 113f)와, 6개의 샘플링기(113g 내지 113l)로 구성된다.

복조 신호는 A/D 변환기(113A)에서, 디지털의 이산화 복조 신호로 변환되어 서브 밴드 분해 필터(113B)에 입력된다. 입력된 이산화 복조 신호는 HPF(113a)와 LPF(113d)에 입력되고, 각 출력은 각각의 샘플링기(113g와 113h)에서 1개 간격으로 솎아내어 1/2 다운 샘플링된다. 여기서의 HPF(113a)측의 출력을 D1로 한다. LPF(113d)측의 출력은 후단의 HPF(113b)와 LPF(113e)에 입력되고, 각 출력은 각각의 샘플링기(113i와 113j)로 1/2로 다운 샘플링되고, HPF(113b)측의 출력을 D2로 한다. LPF(113e)측의 출력은 후단의 HPF(113c)와 LPF(113f)에 입력되고, 그 출력은 각각의 샘플링기(113k와 113l)로 1/2로 다운 샘플링되고, HPF(113c)측의 출력을 D3, LPF(113f)측의 출력을 A로 한다. 1쌍의 HPF와 LPF는 복조 신호의 주파수 대역을 2 분할한다. 따라서, 서브 밴드 분해 필터(113B)는 이산화 복조 신호를 고역으로부터 저역으로 향하여 4:2:1:1의 비율의 대역으로 4 분할한다. 불연속점 검출에 의한 시각 계측은 주파수가 높을수록 정밀도가 좋고, 본 실시 형태에서는 출력 D1를 특이 부분 검출 신호로서 출력하는 구성이다.

또한, 웨이브렛 변환은 신호 처리나 신호 해석 분야에서 사용되고 있고, 웨이브렛 변환에 의한 미분 불연속성의 검출에 대하여는, 예를 들면 문헌 「Singularity Detection and Processing with Wavelets」(S.Mallat and W.L.Hwang:IEEE Transactions on Information Theory, Vol.38, No.2, pp.617-643(1992-3))나, 「웨이브렛 해석과 필터 뱅크」(G.스트랭 외 저·타카하시 외 역, 바이후칸), 「웨이브렛 비기너즈 가이드」(사카키바라 저, 도쿄 덴키 다이가쿠(동경전기대학) 출판국)에 기재되어 있다.

상기 시각 계측부(14)는 도 3과 동일한 구성으로, 레벨 비교기(14A)에 특이 부분 검출 신호(본 실시 형태에서는 도 16의 출력 D1)가 입력된다. 또한, 특이 부분 검출 신호가 양(+) 또는 음(-)이 되는 경우에는 절대치화 회로(14D)를 설치하여 특이 부분 검출 신호의 절대치를 레벨 비교기(14A)에 입력하는 구성으로 하면 좋다.

이 제, M계 미분에 의하여 불연속점을 일으키는 복조 신호에 대하여 설명한다.

M계 미분에 의하여 불연속점을 일으키는 복조 신호의 파형은 다른 연속 함수로 나타내는 복수의 파형을 접속함으로써 신호 레벨을 연속시키는 구성으로 한다. 이것에 의하여, M계 미분으로 나타나는 불연속점이 다른 연속 함수로 나타내는 복수의 파형의 접속점에 생긴다. 복조 신호에 있어서, 다른 연속 함수로 나타내는 복수의 파형으로 구성되고, 신호 레벨이 변화하고 있는 범위를 신호 레벨 변화 부분(신호 변화 부분)이라고 부르기로 한다.

신호 레벨 변화 부분의 구성 방법은 구체적으로는 다음과 같다.

신호 레벨 변화 부분은 횡축을 변수 t로 나타내고,α≤t≤β의 범위이며, 예를 들면 t=γ1, γ2∈[α,β](γ1<γ2)로 M계 미분의 불연속을 일으키도록 구성한다. 여기서, 신호 레벨 변화 부분은,α≤t≤γ1의 범위에서 정의된 연속 함수 fa (t)로 나타내는 파형과 γ1≤t≤γ2의 범위에서 정의된 연속 함수 fb(t)로 나타내는 파형과, γ2≤t≤β의 범위에서 정의된 연속 함수 fc(t)로 나타내는 파형에 의하여 구성하면, fa(t), fb(t) 및 fc(t)는 각각 적어도 아래의(1) 내지 (4)의 조건을 만족하도록 정한다.

(1) fa(γ1)=fb(γ1), fb(γ2)=fc(γ2)

(2) fa(α)=fDl(α), fc(β)=fD2(β)

fD1(t), fD2(t)는 각각 t≤α와t≥β 구간의 복조 신호를 나타내는 연속 함수이다.

(3) fa(t), fb(t) 및 fc(t)는 각각 [α,γ1], [γ1, γ2] 및 [γ2, β]에서, M계 미분 가능하다.

(4)

f^(M)(t)는 함수 f(t)의 M계 미분의 도함수로서, f_- ^(M)(ρ) 및 f₊ ^(M)(ρ)는 각각 t=ρ에서의 좌측 미분계수 및 우측 미분계수이다.

상기 (1)은 신호 레벨 변화 부분의 각 파형의 접속점 γ1, γ2에 레벨 불연속을 일으키지 않기 위한 조건이다. 상기(2)는 신호 레벨 변화 부분의 시점 α 및 종점 β에서 레벨 불연속을 일으키지 않기 위한 조건이다. 상기 (1)과 (2)의 조건에 의하여, 복조 신호의 신호 레벨의 연속성이 확보된다. 상기 (3)은 fa(t), fb(t) 및 fc(t)는 레벨 불연속이 없는 연속 함수이며, 그 M계까지의 도함수도 연속인 것을 의미한다. 상기(4)는 fa(t), fb(t) 및 fc(t)의 M계의 도함수는 각각의 접속점에서 연속이 아닌 것을 의미한다. 상기 (3)과 (4)의 조건에 의하여, 복조 신호의 파형의 M계 미분으로 나타나는 불연속점은 다른 연속 함수로 표현되는 복수의 파형의 접속점에 생기게 된다.

또한, 불연속점을 1개만으로 하기 위하여는 γ1=γ2로 하면 좋다. 또한, 복수의 접속점 중에서 M계의 미분으로 레벨 불연속이 되지 않는 점이 있어도 좋고, 그 경우에는 상기 (4)의 조건으로 그 접속점에 있어서의 M계의 좌측 미분계수와 우측 미분계수는 동일하게 된다.

함수 fa(t)(t∈[α, γ1])과 함수 fb(t)(t∈[γ1, γ2])가 다르다는 것은 fa(t)를[γ1, γ2]에 그대로 확장하였을 때에, fa(ξ)≠fb(ξ)가 되는 ξ∈[γ1, γ2]가 존재하는 것이다. 따라서, 예를 들면 함수 fb(t)가 t축상에서 fa(t)를 τ만큼 어긋나게 한 함수 fa(t-τ)인 경우에서도, fa(t)와 fb(t)가 상기 조건을 만족할 경우에는 양 함수는 다른 함수로서 취급한다. 또한, fa(t)와 fb(t)가 다른 함수이고, 또한, fb(t)와 fc(t)가 다른 함수일 때, 상기 조건과는 관계 없이 fa(t)와 fc(t)는 다른 함수로서 취급한다.

전술한 바와 같이, 무선 통신에 있어서, 송신 신호는 전파법 등으로 점유 주파수대 폭이 규정되어 있고, 송신 신호의 주파수대 폭은 제한되며, 따라서 복조 신호의 주파수대 폭도 제한된다. 주파수대 폭의 제한을 필터 등으로 실시하면, 신호 레벨 변화 부분에 존재하는 특이 부분에 영향을 주고, 특이 부분 검출 신호의 레벨 저하 등을 일으킬 염려가 있다. 그 때문에, 송신 신호의 주파수대 폭이 원래 상기 전파법의 제한을 만족하도록 복조 신호(및 송신측의 변조 신호)를 구성하는 것이 좋고, 이것에 의하여, 대역 제한을 위한 필터가 불필요하게 된다. 또한, 신호의 고주파 주파수 성분은 주로 신호 레벨이 변화하는 부분의 성분에 따른다고 생각할 수 있다. 따라서, 신호 레벨 변화 부분의 파형을 부여하는 함수는 주로 전술한 (1) 내지 (4)의 조건을 만족하고, 또한 송신 신호가 전파법 등으로 규정되는 점유 주파수대 폭을 만족하도록 정하는 것이 바람직하다.

도 17 내지 도 19에 M=1, 2, 3에 대한 파형의 구체적인 예를 나타낸다. 또한, 각 도면에 있어서, 신호 레벨 변화 부분 이외는 +1 또는 -1의 일정치로 하고 있다.

도 17은 M=1의 경우, 즉 파형의 1계 미분으로 불연속점이 나타나는 신호 레벨 변화 부분의 파형예와, 그 파형에 대한 특이 부분 검출부(113)의 서브 밴드 분해 필터(113B)의 D1 내지 D3의 출력예를 나타낸다.

파형 f1(t)는 아래의 수학식 3으로 나타낼 수 있다.

[수학식 3]

여기서, a는 양의 실수이다(다만, 도 17에서는 a=1로 하였다).

f1(t)에 있어서, t∈[-T/2, T/2]가 신호 레벨 변화 부분이다. t=±T/2의 점은 각각 다른 2개의 함수로 나타내는 파형으로 구성되어 있다. 즉, 신호 레벨 변화 부분은 다른 함수로 표현되는 복수의 파형의 접속으로 구성되어 있다. 그리고, 접속점 t=±T/2의 점에 1계 미분으로 나타나는 불연속점이 도시된 바와 같이 서브 밴드 분해 필터(113B)의 출력 D1 내지 D3의 변화로서 검출된다.

도 18은 M=2의 경우, 즉 파형의 2계 미분으로 불연속점이 나타나는 신호 레벨 변화 부분의 파형예와, 그 파형에 대한 특이 부분 검출부(113)의 서브 밴드 분해 필터(113B)의 D1 내지 D3의 출력예를 나타낸다.

파형 f2(t)는 아래의 수학식 4로 나타낼 수 있다.

[수학식 4]

p는 2 이상의 자연수이다(다만, 도면에서는 p=3).

파형 f2(t)에서 t∈[-T/2, T/2]가 신호 레벨 변화 부분이다.

필터 등을 사용하지 않고 점유 주파수대 폭을 억제하기 때문에, 복조 신호의 신호 레벨 변화 부분은 그 이외의 부분과 매끄럽게 연속되어 있는 것이 바람직하다. 구체적으로는, 신호 레벨 변화 부분의 시점과 종점에서 복조 신호의 파형의 1계 미분의 값이 연속인 것이 바람직하다. 또한, 신호 레벨 변화 부분의 파형을 1계 미분하여 얻어지는 파형도 그 신호 레벨이 연속되어 있는 것이 더 바람직하다. 파형 f2(t)는 그러한 특성을 실현할 수 있고, p=2 이상에서는 f2(t)의 1계 미분의 값은 신호 레벨 변화 부분의 시점과 종점에서 영(0)이며, 시점과 종점의 사이에서는 연속된다. 또한, f2(t)의 2계 미분으로, 다른 2개의 함수로 표현되는 파형의 접속점t=0에 불연속이 나타나고, 도시하는 바와 같이 서브 밴드 분해 필터(113B)의 출력 D1 내지 D3의 변화로서 검출된다. 또한, p=2에서는 2계 미분에 의하여 t=0 외에 t=±T/2에도 불연속이 생기고, p=3 이상으로 하면, 도시된 바와 같이 t=±T/2에서는 연속이 되고, t=0에만 불연속이 발생한다.

도 19는 M=3의 경우, 즉 파형의 3계 미분으로 불연속점이 나타나는 신호 레벨 변화 부분의 파형예와, 그 파형에 대한 특이 부분 검출부(113)의 서브 밴드 분해 필터(113B)의 D1 내지 D3의 출력예를 나타낸다.

파형 f3(t)는 아래의 수학식 5로 나타낼 수 있다.

[수학식 5]

파형 f3(t)은 도 18의 파형 f2(t)와 마찬가지로, 신호 레벨 변화 부분의 시점과 종점에서, 복조 신호의 파형의 1계 미분의 값이 연속이며, 신호 레벨 변화 부분의 파형을 1계 미분하여 얻어지는 파형도 그 신호 레벨이 연속되는 특성을 만족하고 있다. 또한, 파형 f3(t)는 2계 미분에 대하여도 1계 미분으로 얻어지는 파형과 동일한 특성을 가진다. 파형 f3(t)에서 t∈[-T/2, T/2]가 신호 레벨 변화 부분이다. 그리고, 도시하는 바와 같이, 접속점 t=±T/2의 점에 3계 미분으로 나타나는 불연속점이 서브 밴드 분해 필터(113B)의 출력 D1 내지 D3의 변화로서 검출된다.

송신 장치(100)에 있어서, 변조부(103)는, 예를 들면 진폭 변조나 각도 변조 등 여러 가지의 변조 방식을 이용할 수 있고, 전술한 바와 같은 특이 부분(복조 신호의 파형의 M계 미분으로 나타나는 불연속점)이 시간축상에서 국소적으로 존재하고, 또한 신호 레벨이 연속되어 있는 복조 신호를 발생시키는 송신 신호를 송신 할 수 있으면 좋다. 수신 장치(110)의 복조부(112)는 송신 장치(100)로부터의 송신 신호를 복조할 수 있는 구성으로 하는 것은 말할 필요도 없다.

상기 변조부(103)와 복조부(112)의 구성예로서는, 예를 들면 전술한 도 6이나 도 7의 구성을 생각할 수 있다.

본 실시 형태의 경우, 도 6의 (A)의 변조 신호 fM(t)는 신호 레벨 변화 부분이, 예를 들면 상술한 함수 f1(t), f2(t) 또는 f3(t) 등으로 구성되는 신호이다.

본 실시 형태에 있어서의 도 6의 변조부(3)와 복조부(12)에 의한 변복조 동작은 전술한 것과 동일하고, F/V 변환기로 생성되는 주파수 검파 신호 fDM(t)는 전술한 바와 같은 fDM(t)=D·fM(t)(D는 상수)의 식으로 나타낼 수 있다.

이 식으로부터 복조 신호로서 fM(t)를 얻을 수 있고, 따라서 송신 장치(100)는 특이 부분(복조 신호의 파형의 M계 미분으로 나타나는 불연속점)이 시간축상에서 국소적으로 존재하고, 또한 신호 레벨이 연속되어 있는 복조 신호를 발생시키는 송신 신호를 송신할 수 있다.

또한, 변조부(103)와 복조부(112)를 도 7의 구성으로 하였을 경우, 전술한 바와 마찬가지로, 변조 신호 fMI(t)를 Is 입력으로 하고, 변조 신호 fMQ(t)를 Qs 입력으로 하여, 직교 변조기로, 신호원 LO1로부터의 변조용 기준 신호(주파수 fr)를 Is입력과 Qs 입력으로 변조하여 신호 fQM(t)를 출력하고, 출력 신호 fQM(t)의 불필요한 주파수대 성분을 필터로 제거하여 송신 신호 fSD(t)를 송신한다. fMI(t)와 fMQ(t)는 fMI(t)² + fMQ(t)²=1이 성립하도록 정하고 아래의 식으로 한다.

fMI(t)=fM(t)

fMQ(t)=sin[cos^-1(fM(t))]

다만, (│fM(t)│≤1)이다.

fM(t)는 본래 생성되어야 할 복조 신호와 동일한 신호이며, 신호 레벨 변화 부분이, 예를 들면 전술한 함수 f1(t), f2(t) 또는 f3(t) 등으로 구성되는 신호이다.

또한, 필터로부터 출력되는 송신 신호 fSD(t)가 fQM(t)와 거의 동등하게 되도록 필터와 fM(t)를 정한다. 이것에 의하여, fSD(t)=fQM(t)가 된다.

송신 신호 fSD(t)가 수신되어 입력하는 복조부(112)에서는 ω=0(fp=fr의 경우)의 경우에 대하여 설명하면, 직교 복조기에서 신호원 LO2로부터의 복조용 기준 신호(주파수 fr)에 의하여 수신 신호를 복조하고, 서로 직교관계에 있는 직교 복조 신호 fIR(t)와 fQR(t)를 출력하고, 필터로 불필요한 고주파 성분을 제거하여 신호 fDI(t)와 fDQ(t)를 출력한다. 여기서, 신호 fDl(t), fDQ(t)는 아래의 식으로 나타낼 수 있다.

fDI(t)=E＇·cos[cos^-1(fM(t))+φ＇]

fDQ(t)=E＇·sin[cos^-1(fM(t))+φ＇]

여기서, E＇는 상수이다. 상기 식에서, 위상차 φ'=0을 유지할 수 있을 때

fDI(t)=E'·fM(t)

fDQ(t)=E'·(1-fM(t)²)^1/2

이 되어, fDI(t)로서 fM(t)를 얻을 수 있고, 직교 변복조 방식을 채용하였을 경우에는, 위상차 φ'=0를 유지할 수 있는 구성으로 하면, 특이 부분 검출용의 복조 신호로서 fDI(t)를 사용할 수 있다.

이하에, 제7 실시 형태의 계측 동작에 대하여 설명한다.

송신 장치(100)에서는 변조 신호 생성부(102)에 있어서, 변조부(103)가 도 6의 경우에는 변조 신호 fM(t)를 생성하고, 도 7의 경우에는 fMI(t) 및 fMQ(t)를 생성하여 변조부(3)에 입력하고, 전술한 바와 같이, 변조부(3)로부터 송신 신호 fSD (t)를 송신한다. 여기서, 상기 변조 신호 fM(t) 또는 fMI(t)는 신호 레벨 변화 부분이, 예를 들면 전술한 도 17 내지 도 19에서 나타내는 함수 f1(t), f2(t) 또는 f3(t) 등으로 구성되는 신호이며, 송신 신호 fSD(t)는 주파수대 폭이 전파법 등의 점유 주파수대 폭의 규정을 만족하는 것이다.

수신 장치(110)에서는 상기 송신 신호 fSD(t)를 수신하여 수신 시각 계측 장치(111)에 입력한다. 수신 시각 계측 장치(111)에서는 수신 신호가 복조부(112)에 입력되고, 전술한 바와 같이, 복조부(112)가 도 6의 경우에는 복조 신호 fDM(t)(=fM(t))를 출력하고, 도 7의 경우에는 복조 신호로서 fDI(t)(=fM(t); 다만, 위상차 φ'=0가 유지되고 있는 것으로 한다)를 출력한다. 복조 신호 fDM(t) 또는 fDI(t)는 도 16에 나타내는 구성의 특이 부분 검출부(113)에 입력하고, 출력 D1를 특이 부분 검출 신호로서 출력한다. 여기서, 복조 신호의 신호 레벨 변화 부분이, 예를 들면 1계 미분으로 불연속점이 나타나는 함수 f1(t)로 구성되어 있는 경우에는 특이 부분 검출 신호로서 도 17의 출력 D1가 출력되고, 2계 미분으로 불연속점이 나타나는 함수 f2(t)로 구성되어 있는 경우는 특이 부분 검출 신호로서 도 18의 출력 D1가 출력되어 3계 미분으로 불연속점이 나타나는 함수 f3(t)로 구성되어 있는 경우에는 특이 부분 검출 신호로서 도 19의 출력 D1이 출력된다.

특이 부분 검출부(113)로부터의 특이 부분 검출 신호 D1는, 시각 계측부(114)의 레벨 비교기(14A)에 입력되어 미리 설정한 임계치(Vth)와 비교되고, 특이 부분 검출 신호 D1의 신호 레벨이 임계치(Vth) 이상이 되면, 레벨 비교기(14A)로부터 논리값 1의 신호가 수신 시각 산정부(14C)에 입력된다. 수신 시각 산정부(14C)에는 타이밍 계측부(14B)로부터 시각 정보가 순서대로 입력되어 있고, 수신 시각 산정부(14C)는 레벨 비교기(14A)로부터 논리값 1의 신호가 입력되었을 때의 시각을 수신 신호의 수신 시각으로서 통보한다. 또한, 도 18에 나타내는 바와 같이 특이 부분 검출 신호 D1가 음(-)의 값의 경우에는, 도 3의 점선으로 나타내는 절대치화 회로(14D)를 설치하여 레벨 비교기(14A)에 입력하면 좋다.

이러한 구성에 의하면, 신호 레벨이 연속되어 있는 신호를 사용하여 무선 신호의 점유 주파수대 폭을 확대하지 않고, 수신 신호의 수신 시각을 고정밀도로 검출하는 것이 가능해진다. 따라서, 유한의 주파수 자원을 유효하게 사용할 수 있고, 또한 정보 전송 속도를 저하시키지 않아도 되어, 실용적 효과가 크다.

도 15에 나타내는 제7 실시 형태의 구성에 있어서, 수신 신호에 노이즈가 혼입되었을 경우, 복조 신호에 포함되는 특이 부분의 검출을 방해하거나, 잘못하여 노이즈를 특이 부분으로서 검출할 염려가 있어, 시각 계측 정밀도의 악화를 초래한다.

노이즈에 의한 오계측을 방지하기 위하여는, 예를 들면 도 15의 특이 부분 검출부(113)와 시각 계측부(114)의 사이에, 오계측 방지부로서 도 8의 상관 연산부(20)를 설치하는 구성으로 하면 좋다. 이 경우, A/D 변환기(24)는 불필요하고, 특이 부분 검출부(113)로부터의 특이 부분 검출 신호를 직접 지연 회로(21)에 입력한다.

이 경우의 상관 연산부(20)의 동작을 도 20을 참조하여 설명한다.

예를 들면, 복조 신호가 도 20의 (a)에 나타내는 바와 같이 1계 미분으로 불연속점이 생기는 파형(도 17 참조)으로 구성되는 신호 레벨 변화 부분을 포함하는 것으로, 도면 중의 Tx를 단위로 하여 동일한 신호 레벨 변화 부분의 반복으로 구성되는 것으로 한다. 이 경우, 특이 부분 검출부(113)에서는 도 20의 (b)와 같은 특이 부분 검출 신호 D1이 출력된다. 특이 부분 검출 신호 D1은 지연 회로(21)를 각 지연 요소 D로 지연시키면서 전송하고, 전송 중에 있어서의 각 지연 요소 D의 출력 Ds1 내지 Dsn에 계수 1 내지 계수 n를 곱셈기 22-1 내지 22-n로 곱한다(또한, 도 20에서 Ds1 내지 Dsn는 실제보다 조도가 높은 간격으로서 나타내었다). 그 연산 결과를 가산 회로(23)로 가산하여 상관 신호로서 출력한다. 계수 1 내지 계수 n은 지연 회로(21)의 출력 Ds1 내지 Dsn의 출력 패턴이 본래 생성되어야 할 특이 부분 검출 신호의 발생 패턴일 때 가산 회로(23)로부터 고레벨의 상관 신호가 발생하도록, 입력 신호와 상관용 기준 신호의 상관 연산을 실현하는 상관용 기준 신호로부터 정한다. 이때, 상관용 기준 신호는 본래 생성되어야 할 특이 부분 검출 신호를 유사도가 높은 신호로 간주하도록 정한다. 이것에 의하여, 특이 부분 검출 신호 D1이 지연 회로(21)에 입력되고, 지연 회로(21)의 출력패턴이 본래 생성되어야 할 특이 부분 검출 신호의 발생 패턴이면, 가산 회로(23)로부터 고레벨의 상관 신호가 발생하고, 그 후에는 본래의 발생 패턴이 계속되는 한, 도 20의 (c)에 나타내는 바와 같이, Tx의 주기에 가산 회로(23)로부터 시각 계측부(114)에 있어서의 임계치(Vth) 이상의 고레벨의 상관 신호가 발생한다. 예를 들면, 노이즈의 혼입에 의하여 특이 검출 신호 D1의 발생 패턴이 본래의 패턴과 다르면, 가산 회로(23)로부터의 상관 신호 레벨은 임계치(Vth)보다 낮아진다. 이것에 의하여, 노이즈가 존재하면 레벨 비교기(14A)로부터 논리값(1)의 출력이 발생하지 않으며, 수신 시각을 통보하지 않고, 노이즈에 의한 오계측을 방지할 수 있다.

또한, 노이즈에 의한 오계측을 방지하기 위하여, 도 8의 상관 연산부(20)를 대신하여, 예를 들면 복조부(112)와 특이 부분 검출부(113)의 사이에 오계측 방지부로서 도 9의 구성의 노이즈 억제부(30)를 설치하는 구성으로 하여도 좋다. 이 경우, 도 9의 입력 신호는 복조 신호가 된다. 도 9의 노이즈 억제부(30)의 동작은 전술한 것과 동일하므로 설명을 생략한다.

또한, 노이즈 억제부(30)는 대역 통과 필터를 사용하였을 경우와 동일하고, 특이 부분 검출부(113)와 시각 계측부(114)의 사이에 설치하여도 좋고, 도 8의 상관 연산부(20)와 도 9의 노이즈 억제부(30)를 조합하여도 좋다. 복조부(112)와 특이 부분 검출부(113)의 사이에 노이즈 억제부(30)를 설치하는 동시에 특이 부분 검출부(113)와 시각 계측부(114)의 사이에 상관 연산부(20)를 설치하는 구성이나 특이 부분 검출부(113)와 시각 계측부(114)의 사이에 특이 부분 검출부(113)측으로부 터 순차적으로 노이즈 억제부(30)와 상관 연산부(20)를 설치하는 구성 등을 생각할 수 있다.

또한, 복조부(112)에 도 7의 (B) 직교 복조 회로를 사용하는 경우에, 도 10의 구성을 채용함으로써, 복잡한 위상 유지 구성을 채용하지 않고 위상차 φ'의 영향을 배제할 수 있다.

이 경우, 도 10에 있어서, 대역 통과 필터(43)를 특이 부분 검출부로 치환하고, 상기 특이 부분 검출부가 복조 신호 I에 포함되는 특이 부분을 검출하여 특이 부분 검출 신호 I를 출력하는 제1 검출부와, 복조 신호 Q에 포함되는 특이 부분을 검출하여 특이 부분 검출 신호 Q를 출력하는 제2 검출부를 구비하는 구성이 된다. 상기 제1 검출부와 제2 검출부는 도 16과 동일한 구성이다. 또한, 특이 부분 검출 신호 I가 도 10의 필터 출력 신호 I에 상당하고, 제1 신호 변화 부분 검출 신호이며, 특이 부분 검출 신호 Q가 도 10의 필터 출력 신호 Q에 상당하고, 제2 신호 변화 부분 검출 신호이다.

이러한 구성에 있어서, 복조 신호 I, Q로서

I=fDI(t)=E＇·cos[cos^-1(fM(t))+φ＇]

Q=fDQ(t)=E＇·sin[cos^-1(fM(t))+φ＇]

가 출력된다.

각각의 복조 신호 I, Q에는 특이 부분의 정보가 포함되어 있고, 특이 부분 검출부의 각 제1 및 제2 검출부로부터, 예를 들면 출력 D1가 전술한 바와 같이 하 여, 특이 부분 검출 신호 I, Q로서 각각 출력되고, 상관 연산부(45)의 각 제1 및 제2 연산부(45A, 45B)로부터 전술한 바와 같이 하여 각각의 가산 신호가 상관 신호 I, Q로서 출력되는 각 상관 신호 I, Q는 자승합 연산부(46)의 각 곱셈기(46A, 46B)에서 자승 연산되고, 가산 회로(46C)에서 가산된 자승합 신호가 레벨 비교기(14A)로 임계치(Vth)와 비교되고, 수신 시각 산정부(14C)에서 수신 시각이 계측된다.

이러한 구성에 의하면, 자승합 연산부(46)로 자승합 연산함으로써, 위상차 φ'의 영향을 배제할 수 있다. 또한, 상관 연산부(45)를 설치함으로써 노이즈의 영향을 억제할 수 있다. 따라서, 고정밀도로 수신 시각을 계측할 수 있다.

또한, 복조 신호로서 PN 부호를 사용할 수 있다. PN 부호에는 데이터 값의 변화점이 복수개 있으므로, 이 변화점 중의 일부 또는 모두를 전술한 신호 레벨 변화 부분으로서 구성한 복조 신호로 하면 좋다.

복조 신호를 PN 부호로 구성한 경우, 도 12와 같이 구성하면 좋다. 이 경우, 도 12의 대역 통과 필터(53)를 도 16의 구성의 특이 부분 검출부로 치환하여 특이 부분 검출부(53)로 하면 좋다. 그 외의 구성은 동일하다.

동작은 대역 통과 필터를 사용하는 경우와 동일하므로, 간단하게 설명한다.

복조부(52)로부터의 복조 신호는 역확산 처리부(55)와 특이 부분 검출부(53)에 각각 입력한다. 역확산 처리부(55)는 PN 부호로 구성한 복조 신호를 A/D 변환기로 이산화하고, 이 이산화 복조 신호를 디지털 정합 필터로 역확산 처리하여 도 21의 (a)에 나타내는 파형의 역확산 신호를 출력한다. 제2 시각 계측부(56)는 역확산 신호가 소정의 임계치 이상이 된 시각을 계측하여 기준 수신 시각으로서 계측치 판 정부(57)에 입력한다.

한편, 특이 부분 검출부(53)로부터는 출력 D1가 특이 부분 검출 신호로서 발생하고, 제1 시각 계측부(54)에 입력한다. 제1 시각 계측부(54)에서는 상관 연산부(20)에 의하여 특이 부분 검출 신호와 기준용 상관 신호의 상관 연산을 실행하여 도 21의 (b)에 나타내는 파형의 상관 신호가 생성된다. 이 상관 신호 레벨과 임계치를 레벨 비교기(14A)로 비교하고, 상관 신호 레벨이 소정의 임계치 이상이 되었을 때의 시각을 수신 시각으로서 계측치 판정부(57)에 출력한다. 계측치 판정부(57)는 제2 시각 계측부(56)로부터 입력하는 기준 수신 시각에 기초하여 제1 시각 계측부(54)의 수신 시각이 정상인지 비정상인지 여부를 판정한다.

그리고, 기준 수신 시각을 중심으로 하여 PN 부호의 전후 1칩 폭을 수신 시각 존재 범위로서 정하고, 제1 시각 계측부(54)의 수신 시각이 상기 수신 시각 존재 범위 내에 있을 경우 수신 시각은 올바른 값으로 판정하여 정상이라고 통보하고, 상기 수신 시각 존재 범위 외에 있을 경우 수신 시각은 올바르지 않은 값으로 판정하여 이상이라고 통보한다. 이것에 의하여, 수신 시각 계측의 정밀도가 기준 수신 시각의 계측 정밀도보다 악화되지 않고, 또한 노이즈 증가에 의한 수신 시각의 계측 정밀도의 악화를 검출할 수 있으므로, 수신 시각 계측 장치의 신뢰성이 향상된다.

복조부가 도 7의 (B)의 직교 복조 회로인 경우는 복조 신호 I, Q를 각각 역확산 처리하는 역확산 처리부와, 각 역확산 처리부로부터 각각 출력되는 각 역확산 신호를 자승합 연산하는 자승합 연산부를 설치하고, 자승합 연산부로부터의 자승합 신호를 제2 시각 계측부(56)에 입력하여 기준 수신 시각을 계측하면, 기준 수신 시각에 대한 위상차 φ '의 영향을 배제할 수 있다.

전술한 바와 같이, 제1 시각 계측부(54)로부터 얻어지는 수신 시각과 제2 시각 계측부(56)로부터 얻어지는 기준 수신 시각의 사이에는 일정한 관계가 있고, 기준 수신 시각으로부터 수신 시각 존재 범위를 정할 수 있다. 수신 시각은 상관 신호와 시간축상에서 1 대 1의 관계에 있고, 상관 신호는 시간축상에서 상관 범위의 특이 부분 검출 신호와 1 대 1의 관계에 있고, 특이 부분 검출 신호는 시간축상에서 소정 범위의 복조 신호와 1 대 1의 관계에 있다. 도 22는 수신 시각을 구하기 위한 특이 부분 검출 처리와 상관 연산에 대하여, 전술한 관계에 기초하여 각각 사용되는 신호 데이터의 범위를 모식적으로 나타낸 것으로서, 도시하는 바와 같이, 수신 시각 존재 범위에 대응하는 복조 신호 범위를 정할 수 있다. 따라서, 수신 시각의 계측 처리를 도 22에 있어서의 복조 신호 범위 내의 복조 신호에 대하여만 실시하도록 함으로써, 수신 시각의 계측 처리를 경감할 수 있다.

수신 시각의 계측 처리를 경감하기 위한 구성은, 예를 들면 도 23에 나타내는 바와 같이, 도 13의 신호 기억부(60)를 복조부(112)와 특이 부분 검출부(113)의 사이에 배치한다.

신호 기억부(60)는 A/D 변환기(61)로 복조 신호를 이산화 복조 신호로 변환하고, 기억 장치(62)로 이산화 복조 신호와 시각 정보를 대응시켜 기억한다. 또한, 기억 장치(62)는 입력하는 기준 수신 시각에 기초하여 그 후의 신호 처리에 사용하기 위한 복조 신호 범위를 정한다.

이러한 구성의 수신 시각 계측 장치의 동작을 설명한다.

복조 신호가 신호 기억부(60)에 입력되면, A/D 변환기(61)로 이산화 복조 신호로 변환되어 기억 장치(62)에 순차적으로 입력된다. 기억 장치(62)는 이산화 복조 신호가 입력될 때마다 시각 정보와 대응시켜 기억한다. 제2 시각 계측부(56)로부터 기준 수신 시각이 입력되면, 기준 수신 시각에 기초하여 복조 신호 범위를 정하고, 기억한 이산화 복조 신호 중에서 상기 복조 신호 범위에 대응하는 것을, 입력한 순서대로 독출한 복조 신호로서 특이 부분 검출부(113)에 순차적으로 출력하는 동시에, 대응시켜 기억한 시각 정보를 독출 시각 정보로서 제1 시각 계측부(54)에 순차적으로 출력한다. 특이 부분 검출부(113)에서는 입력한 이산화 복조 신호에 기초하는 특이 부분 검출 신호를 제1 시각 계측부(54)에 출력한다. 제1 시각 계측부(54)는 특이 부분 검출 신호에 기초하는 상관 신호와 독출 시각 정보로부터 수신 시각을 계측한다.

이러한 구성에 의하면, 복조 신호의 소정의 범위만 신호 처리하면 좋기 때문에, 수신 시각 계측을 위한 신호 처리를 경감할 수 있다.

또한, 도 23의 구성에서는 특이 부분 검출부(113)의 도 16에 있어서의 A/D 변환기는 불필요하다. 또한, 신호 기억부(60)를 특이 부분 검출부(113)의 후단에 설치하여 특이 부분 검출 신호 범위를 정하여 기억하도록 하여도 좋고, 이 경우에는 특이 부분 검출부(113)가 도 16의 구성으로 이루어진 경우에는, 신호 기억부(60)의 A/D 변환기는 불필요하다.

복조 신호의 파형의 M계 미분으로 나타나는 불연속점을 검출하는 특이 부분 검출부(113)로서 배니싱 모멘트가 있는 웨이브렛 변환기를 사용할 수 있다.

이러한 종류의 웨이브렛 변환기에 있어서의 배니싱 모멘트의 개수와 검출 가능한 미분 불연속점과의 관계는 도 24와 같이 되어 있다. 도면 중, V.M.은 배니싱 모멘트의 개수를 나타내고, 0은 검출 가능, ×은 검출 불가를 나타낸다. 즉, V.M.(배니싱 모멘트)이 k개 있는 웨이브렛 변환기는 (k-1)계까지의 미분 불연속점을 검출할 수 있다. 따라서, 예를 들면 2계 미분 불연속점을 포함한 복조 신호로부터 2계 미분 불연속점을 특이 부분으로서 검출하는 특이 부분 검출부(113)로서는 V.M.=3의 웨이브렛 변환기를 사용하면 좋다.

그런데, 복조 신호에 혼입되는 노이즈는 불연속점(O계 미분 불연속) 및 1계 미분 불연속점을 포함하고 있다. 이 경우, V.M.=3의 웨이브렛 변환기는 도 24에 나타내는 바와 같이, 불연속점(0계 미분 불연속) 및 1계 미분 불연속점도 검출하기 때문에, 복조 신호의 2계 미분 불연속점과 노이즈의 불연속점(0계 미분 불연속) 또는 1계 미분 불연속점이 중복되었을 경우에는, 복조 신호의 2계 미분 불연속점의 검출, 즉 특이 부분의 검출이 어려워진다.

도 25에, 특이 부분 검출부로서 배니싱 모멘트가 있는 웨이브렛 변환기를 사용하는 경우에 있어서의 노이즈의 영향을 배제하고 특이 부분(복조 신호의 미분 불연속점)을 확실히 검출할 수 있는 구성예를 나타낸다. 또한, 도 25는 복조 신호가 특이 부분으로서 2계 미분 불연속점을 포함한 경우의 예를 나타낸다.

도 25에 있어서, 배니싱 모멘트(V.M.)가 3개 있는 웨이브렛 변환기(113')를, 도 15의 특이 부분 검출부(113)로서 설치하고, 이 웨이브렛 변환기(113')의 전단 에, 배니싱 모멘트(V.M.)가 2개 있는 웨이브렛 변환기(121), 웨이브렛 역변환을 실시하는 역변환부(122) 및 감산기(123)로 이루어지는 노이즈 성분 제거부를 설치한다.

이러한 구성에서는 복조 신호를 웨이브렛 변환기(121) 및 감산기(123)에 각각 입력한다. 웨이브렛 변환기(121)는 노이즈에 포함되는 불연속점(0계 미분 불연속) 및 1계 미분 불연속점을 검출한다. 이 검출 신호를 역변환부(122)로 웨이브렛역변환하여 노이즈 성분을 추출하여 감산기(123)에 입력한다. 이것에 의하여, 감산기(123)로부터는 노이즈 성분이 제거된 2계 미분 불연속점을 포함한 복조 신호가, 배니싱 모멘트(V.M.)가 3개 있는 웨이브렛 변환기(113＇)에 입력되므로, 웨이브렛 변환기(113＇)로 복조 신호에 포함되는 2계 미분 불연속점을 검출할 수 있게 된다.

따라서, 노이즈의 영향을 배제할 수 있고, S/N 비가 개선되고, 노이즈에 의한 오계측를 방지할 수 있게 된다.

또한, 도 25에서는 복조 신호가 특이부분으로서 2계 미분 불연속점을 포함한 경우의 구성예를 나타내었지만, 이것에 한정되지 않는다. 복조 신호의 특이 부분이 M(M≥1)계 미분 불연속점일 때, 특이 부분 검출부(113＇)로서 배니싱 모멘트(V.M.)가 (M+1)개 있는 웨이브렛 변환기를 사용하고, 웨이브렛 변환기(121)에는 배니싱 모멘트(V.M.)가 M개 있는 것을 사용하면 좋다.

다음으로, 전술한 본 발명의 수신 시각 계측 장치를 적용한 본 발명과 관련되는 거리 계측 장치의 일실시 형태의 구성을 도 26에 나타낸다.

도 26에 있어서, 본 실시 형태의 거리 계측 장치(130)는 송신 장치(140)와 수신 장치(150)로 구성된다.

상기 송신 장치(140)는 변조 신호 생성부(141), 변조부(142) 및 송신 장치측 타이밍 계측부로서의 타이밍 계측부(143)를 구비한다. 변조 신호 생성부(141) 및 변조부(142)는 전술한 수신 시각 계측 장치의 경우와 동일한 구성이다. 타이밍 계측부(143)는 수신 장치(150)측의 타이밍 계측부(152)와 충분한 정밀도로 동기하고 있는 것이다.

수신 장치(150)는 전술한 본 발명의 수신 시각 계측 장치(151), 수신 장치측 타이밍 계측부로서의 상기 타이밍 계측부(152) 및 거리 산출부(153)를 구비하고 있다. 거리 산출부(153)는 수신 시각 계측 장치(151)로부터의 수신 시각 정보와, 타이밍 계측부(152)로부터의 시각 정보로부터 송신 장치(140)와 수신 장치(150)의 사이의 거리를 산출한다.

다음으로, 본 실시 형태의 거리 계측 장치의 거리 계측 동작에 대하여 설명한다.

송신 장치(140)는 타이밍 계측부(143)의 시각 정보에 기초하여 미리 정한 송신 시각마다 변조 신호 생성부(141)로 변조 신호를 생성하여 송신 신호를 송신한다. 송신 신호를 수신한 수신 장치(150)에서는 수신 시각 계측 장치(151)로 수신 시각을 계측하여 계측 결과를 거리 산출부(153)에 통보한다. 거리 산출부(153)는 송신측의 타이밍 계측부(143)와 서로 동기하는 타이밍 계측부(152)의 시각 정보에 기초하여 미리 정한 송신 시각 정보를 얻는다. 이것에 의하여, 거리 산출부(153)는 (거리)=(전파의 전송 속도)×((수신 시각)-(송신 시각))의 연산식에 의하여 거리를 산출한다.

또한, 거리 산출부(153)에 있어서, 수신 시각과 송신 시각을 대응시킬 수 있도록, 송신 시각은 (계측 예정의 최대 거리)/(전파의 전파 속도)로 산출되는 시간보다 충분히 간격을 두고 설정하는 것이 바람직하다.

[산업상의 이용 가능성]

본 발명은 전송 속도를 희생하지 않고, 무선 통신에 있어서의 점유 주파수대의 폭을 확대하지 않고도, 수신 시각을 고정밀도로 계측할 수 있으므로, 산업상의 이용 가능성이 크다.

Claims

송신 장치로부터의 송신 신호 - 여기서 이 송신신호는 신호 변화 부분이 시간축상에서 편재하고 또한 시간축상에서 파형이 연속되는 복조 신호를 발생시키는 신호이며 - 의 수신 시각을 계측하는 수신 시각 계측 장치로서,

수신 신호를 복조하여 상기 복조 신호를 출력하는 복조부와,

상기 복조부가 출력하는 상기 복조 신호에 포함되는 상기 신호 변화 부분을 검출하여 신호 변화 부분 검출 신호를 출력하는 신호 변화 부분 검출부와,

상기 신호 변화 부분 검출부가 출력하는 상기 신호 변화 부분 검출 신호에 기초하여 상기 수신 신호의 수신 시각을 계측하는 제1 시각 계측부를 구비하며,

상기 신호 변화 부분 검출부는 상기 신호 변화 부분에 포함되는 주파수 성분을 통과시키는 대역 통과 필터를 구성하며, 상기 대역 통과 필터는 상기 신호 변화 부분에 포함되는 주파수 성분의 적어도 일부의 주파수를 통과시키도록 통과 대역이 설정되고, 또한 상기 복조 신호의 전력 스펙트럴의 메인 로브를 구성하는 주파수 성분을 저지하도록 저지 대역이 설정되는 구성으로 되며,

상기 제 1 시각 계측부는 상기 대역 통과 필터의 출력 신호에 기초하여 수신신 시각을 계측하는 구성으로 한 것을 특징으로 하는 수신 시각 계측 장치.
삭제
제1항에 있어서,

상기 신호 변화 부분은 시간축상에서 상기 복조 신호의 전압 레벨, 주파수 및 위상 중 적어도 하나가 변화하는 부분으로 하는 것인 수신 시각 계측 장치.
삭제
제1항에 있어서,

상기 대역 통과 필터는 저역 통과 필터와 고역 통과 필터를 종속 접속하여 구성하고, 상기 저역 통과 필터의 차단 주파수를 대역 통과 필터의 고역측 차단 주파수로 하고, 상기 고역 통과 필터의 차단 주파수를 대역 통과 필터의 저역측 차단 주파수로 하는 것인 수신 시각 계측 장치.
송신 장치로부터의 송신 신호 - 여기서 이 송신신호는 특이 부분이 시간축상에서 국소적으로 존재하고 또한 신호 레벨이 연속되는 복조 신호를 발생시키는 신호이며 - 의 수신 시각을 계측하는 수신 시각 계측 장치로서,

수신 신호를 복조하여 상기 복조 신호를 출력하는 복조부와,

상기 복조부가 출력하는 상기 복조 신호에 포함되는 상기 특이 부분을 검출하여 특이 부분 검출 신호를 출력하는 특이 부분 검출부와,

상기 특이 부분 검출부가 출력하는 상기 특이 부분 검출 신호에 기초하여 상기 수신 신호의 수신 시각을 계측하는 제1 시각 계측부를 구비하며,

상기 특이 부분은 상기 복조 신호의 파형의 M(M은 자연수)계 미분으로 나타나는 불연속점인 것인 수신 시각 계측 장치.
삭제
제6항에 있어서,

상기 복조 신호는 다른 연속 함수로 표시되는 복수의 파형을 접속하여 구성되고, 상기 특이 부분이 상기 복수의 파형의 접속점에 발생하는 구성으로 이루어진수신 시각 계측 장치.
제6항에 있어서,

상기 특이 부분 검출부는 M(M은 자연수)계 미분으로 나타나는 불연속점의 검출 가능한 웨이브렛에 의한 웨이브렛 변환에 의하여 상기 특이 부분 검출 신호를 생성하는 구성으로 이루어진 수신 시각 계측 장치.
제6항에 있어서,

상기 특이 부분 검출부는 배니싱 모멘트가 (M (M은 자연수)+1)개 이상 있는 웨이브렛에 의한 웨이브렛 변환에 의하여 상기 특이 부분 검출 신호를 생성하는 구성으로 이루어진 수신 시각 계측 장치.
제10항에 있어서,

상기 복조 신호를 입력하여 웨이브렛 변환을 하는 M(M은 자연수)개 이하의 배니싱 모멘트가 있는 웨이브렛에 의한 웨이브렛 변환기와, 상기 웨이브렛 변환기의 출력 신호를 입력하여 웨이브렛 역변환을 하는 역변환기와, 상기 역변환기의 출력 신호와 상기 복조 신호의 감산을 하는 감산기로 이루어지는 노이즈 성분 제거부를 설치하고, 상기 감산기의 출력 신호를 상기 특이 부분 검출부에 입력하는 구성으로 이루어진 수신 시각 계측 장치
송신 장치와 수신 장치간의 거리를 계측하는 거리 계측 장치로서,

상기 송신 장치는 수신 장치측 타이밍 계측부와 서로 동기하는 송신 장치측 타이밍 계측부를 구비하고, 상기 송신 장치측 타이밍 계측부의 시각 정보에 기초하여 미리 정한 송신 시각에 송신 신호를 송신하는 구성으로 되어 있고,

상기 수신 장치는 청구항 제1항에 기재된 수신 시각 계측 장치와, 상기 수신 장치측 타이밍 계측부와, 상기 수신 장치측 타이밍 계측부의 시각 정보로부터 얻어지는 송신 시각 정보와 상기 수신 시각 계측 장치로 계측한 수신 시각으로부터 송신 장치와 수신 장치간의 거리를 산출하는 거리 산출부를 구비하는 것을 특징으로 하는 거리 계측 장치.
송신 장치와 수신 장치간의 거리를 계측하는 거리 계측 장치로서,

상기 송신 장치는 수신 장치측 타이밍 계측부와 서로 동기하는 송신 장치측 타이밍 계측부를 구비하고, 상기 송신 장치측 타이밍 계측부의 시각 정보에 기초하여 미리 정한 송신 시각에 송신 신호를 송신하는 구성으로 되어 있고,

상기 수신 장치는 청구항 제6항에 기재된 수신 시각 계측 장치와, 상기 수신 장치측 타이밍 계측부와, 상기 수신 장치측 타이밍 계측부의 시각 정보로부터 얻어지는 송신 시각 정보와 상기 수신 시각 계측 장치로 계측한 수신 시각으로부터 송신 장치와 수신 장치간의 거리를 산출하는 거리 산출부를 구비하는 것을 특징으로 하는 거리 계측 장치.