JP2017125807A - Ｍ符号変調マイクロ波測距装置 - Google Patents

Abstract

【課題】マイクロ波の微弱電波で、精度の高い測距を行うことを目的とする。また、赤外光などコヒーレントなレーザー光を用いて、エリアシング等の雑音を最小に抑圧しS/N比の高いかつ、細胞レベルの画像を高速に「得ることを目標とする。【解決手段】M系列符号の持つ相関特性により、距離の有限化を行い、この有限な距離区間を、周波数スペクトラム、距離スペクトラムのフーリエ変換により、精度の高い、S/N比の高い測定を可能とした。【選択図】図１

Description

本発明は、Ｍ符号変調マイクロ波・ミリ波および光を用いた高精度測距装置に関するものである。

電磁波を用いて液面や紛体等の反射点までの距離を測る方法として、パルス法やFMCW法が従来用いられてきた。
光を用いて測距するOCTにおいても同様にパルス法やSS-OCT（Swept Source）が用いられてきた。また、周波数領域スペクトラムから測距を行うSD−OCT（Spectrum Domain）などの方法が用いられてきた。

パルス法はマイクロ波・ミリ波のパルス波を送信し反射のパルス波の時間的遅れを測定し、反射点までの距離を出す方法である。

またFMCWやSS-OCTは時間に対して周波数を時間的にリニアに変化させた信号を送出し、反射してきた信号との差周波数を測定することにより反射波の時間的遅れを求め反射点までの距離を測定するものである。

特許第４３６２６３１号

第1の問題点は、従来のパルス法やFMCW法では電磁波の出力が大きくなり他の通信システムに妨害を与えてしまうことにある。その理由は従来のFMCWやパルス法においては反射波を検出するためにノイズレベル以上の受信信号レベルが必要になるため、送信出力を大きくしなければならないためである。

第2の問題点は、精度を得ることが難しい点にある。FMCWにおいては送信信号と受信信号の周波数の差を測定して時間差を出すことにあるがFMCWの周波数変化の線形性が要求されるが、アナログ的に生成されるため厳密な線形性を実現することが難しい。また、精度を出すためには、小さな周波数差を検出しなければならないので、精度を得ることが困難である。
また、パルス法においては、パルスの幅をゼロ（デルタ関数）に出来ないために正確な伝播時間の測定が難しいためである。
さらにM系列信号を用いた方法も相関の最大値を求めただけでは精度をとることが難しかった。

本発明は、電磁波を用いる測距装置において、シンボル時間長T秒のM系列符号信号にて２相位相変調されたマイクロ波、ミリ波、光等の電磁波送信信号を、周波数間隔1/T（Hz）の連続する複数の周波数にて、順次あるいは順不動にアンテナ１０より空間に送出する手段と、前記送信信号が目標物等で反射散乱した信号を前記アンテナ１０あるいは別のアンテナで受信し、前記受信信号をIQ復調して複素信号とする手段と、前記送信M系列符号信号と同期した同一のM系列符号を有し、前記送信信号のシンボル長Tと同じパルス間隔Tを持つバイポーラRZ-M系列パルス列信号で、かつ前記パルス列信号を送信M系列符号に対し遅延時間td遅らせた前記パルス列信号と、前記復調複素信号の相関を行う手段と、遅延時間tdを測定する手段を有し、前記送信信号の周波数を、周波数間隔1/Tの連続する複数の各周波数において前記と同様な手段にて相関と遅延時間を求め、これら各周波数において得られた相関の結果と遅延時間tdとにより、測定対象物までの距離を測定することを特徴とする測距装置である。

上記において、前記M系列符号送信信号と、前記パルス列信号を互いに同期したクロックで制御し、かつ遅延時間tdを前記シンボル時間Tの整数分の1の倍数とし、すなわちtd＝q・T/p （p：自然数、q:零または正の整数）とし、tdをデジタル的に変化させたことを特徴とする測距装置。

上記において、tdを、周期をT/pとする前記クロックをカウントすることにより求めたことを特徴とする測距装置。

上記測距装置において、基準となる最小送信周波数をp/Tの倍数とし、前記最小送信周波数から周波数を1/T（Hz）ごとに送信周波数をかえて測距を行うことを特徴とする測装置。

M系列符号長と同じ段数を有するシフトレジスタと、各段出力にM系列符号に対応する符号変換器を設け、各符号変換器の出力の総和をとるアキュミュレータを設けてなる相関器を設け、前記IQ復調信号をT秒間隔でサンプリングし、前記相関器に入力してなる測距装置。

M系列符号長のp倍の段数を有し、1段のシフト時間がT/p秒であるシフトレジスタと、各段出力にM系列符号に対応する符号変換器を設け、p段間隔（すなわちT秒間隔）でグループ化し、グループごとの各符号変換器の出力の総和をとるアキュミュレータをp個設けてなる相関器を設け、そのp個の前記アキュミュレータのうち、連続するp-1個のアキュミュレータが非零の場合, p-1個のアキュミュレータのうち p/2番目（pが偶数の場合）または(p-1)/2番目（pが奇数の場合）のアキュミュレータの出力を相関値とすることを特徴とする相関器を有し、前記IQ復調信号をT/p秒間隔でサンプリングし、前記相関器に入力して相関値を得ることを特徴とする測距装置。

上記測距装置において、送受信間で信号折り返し回路を設け、あるいは、アンテナの近傍に参照用反射器を設けたことを特徴とする測距装置。すなわち送信点td=0における位相・振幅を測定し、これを基準として反射点からの受信信号との比をとることにより、より正確に空間のスペクトラムを求めることが出来る。

本発明は、光線等の電磁波を用いる測距撮像装置において、コヒーレントな光線を発する光源1からの光線を、第1の光線と第２の光線に分岐し、
第1の光線を第1の位相変調器により、M系列符号にて2相位相変調し、この被位相変調光線をさらに第1の被変調光線と第2の被変調光線に分岐し、
第１の被変調光線を対象物に照射し、反射してきた第１の被変調光線を第一の光検出器に印加し、
第２の被変調光線を参照用リフレクタに照射し、反射してきた第２の被変調光線を第２の光検出器に印加し、
前記第２の光線を周波数シフト器にて周波数を変位し、さらに周波数変位した第２の光線を、前記第１の光線を位相変調したのと同一のM系列符号でかつ同一タイミングにて２相位相変調をし、この被位相変調光線を第３の被変調光線と第４の被変調光線に分岐し、
第３の被変調光線を対象物に照射し、反射してきた第３の被変調光線を第１の光検出器に印加し、前記反射してきた第１の被変調光線と、反射してきた第３の被変調光線を第１の光検出器にて混合し、前記周波数シフト器でシフトした差周波数を有する第１の差周波数信号を検出し、
第４の被変調光線を前記参照用リフレクタに照射し、反射してきた第４の被変調光線を第２の光検出器に印加し、前記反射してきた第２の被変調光線と、反射してきた第４の位相変調光を第２の光検出器にて混合し、前記周波数シフト器でシフトした差周波数を有する第２の差周波数信号を検出し、
第２の差周波数信号を局発信号とするIQ信号復調器にて、第１の差周波数の有する対象物のIQ成分、すなわち複素周波数スペクトラムを検出することを特徴とした反射分布測定器。

前記反射分布測定器において、光源１からの光線の周波数を、前記M系列符号のシンボル長T（Sec）に対し1/（２T）（Hz）ステップで変えて、各周波数にて複素周波数スペクトラムを得、前記複素周波数スペクトラム群より、前記対象物の反射分布関数を得ることを特徴とした反射分布測定器

、
第１の効果は、距離の大小によらず非常に精度の高い測距を実現できる。
その理由は、シンボル時間TのM系列信号で変調された前記送信信号と反射受信信号の自己相関を取ることにより伝播遅延時間を、サンプリング数をカウントすることにより測定し、前記送信信号と前記反射受信信号の位相差・振幅比の測定によって得られる周波数ドメインのスペクトラムにより前記反射係数関数をフーリエ級数表示しこの補正とを、組み合わせて精度の高い距離測定が出来るため、周波数の精度と同等の精度で測距できるためである。周波数は現在最も正確な基準となっており、水晶発振器や、GPSで補償された発振器を用いることにより手軽に高精度の測定が可能である。

第２の効果は、屋外での使用で近距離の場合、他の通信システムに対し妨害を与えること無く使用できる。即ち電波法による微弱電波の範囲内での測定が出来る。
その理由は、M系列信号によるスペクトラム拡散と相関利得による信号対雑音の改善により送信信号電力密度レベルを最小限に抑制することができるためである。

第３の効果は、M系列符号のシンボル長時間を短くすることにより、有限周波数のステップ幅を大きくしてステップ数を減らして、測定時間の減少と、ハードウェアの簡素化が出来る。
その理由は、フーリエ変換による距離測定において、測定可能の最大の長さLは、周波数のステップ幅Δωで決まり、L＝２π／Δωなる関係がある。また、精度は帯域幅（最大周波数−最小周波数）で決まるので、Lが長いとΔωが小さくなり、精度が同じならばLが長いと飛躍的にステップ数が大きくなる。本発明は前記送受信信号の自己相関をとることにより、観測される反射波は、遅延時間の誤差範囲が＋／−T/2以内になり、即ち距離空間をシンボル時間Tにより有限化できるため、Δωの大きな離散周波数スペクトラムでフーリエ級数展開が出来、反射関数の厳密化でき、周波数間隔は１／T（Hz）となるので、大きな周波数ステップで高精度化が可能となる。即ち精度が同じならばステップ数を大きく減らすことが出来る。

第4の効果は信号処理時間を大幅に減少することが出来る。
その理由は、まず反射の有無を相関によって求めることにより、相関が取れた部分についてのみフーリエ変換等の計算処理を行い、反射のない区間については、フーリエ変換等の信号処理を実施しないので効率的である。

第５の効果は、マルチパスや、目標外からの反射による影響、エリアシングによる影響を少なくすることが出来、S/N比の高い、精度の高い測距が出来る。
その理由は、自己相関により前記送信信号のシンボル時間Tにより、観測される距離範囲が狭い範囲に限定され、その限定された範囲外の反射信号は、自己相関をとることにより散乱され無視できる量になるためである。また、時間積分を行っているためS/N比が高くなる。

第６の効果は、他の通信システム、測距システムの影響を受けにくいことである。特にM系列を用いた同様のシステムの影響、妨害を受けることは無い。 また周波数のリユースも可能である。
その理由は、M系列信号は自己相関が非常に強く、他の信号を拡散させ、無視できるレベルに落とすことができるためである。

第７の効果は測定範囲外の反射や散乱の影響を受けない、S/N比の高い測定が可能である。

図１はマイクロ波レベル計の構成例を示す。 図２はマイクロ波レベル計の相関器の実施例を示す。 図３は光干渉断層計の実施例を示す。

本発明は、電磁波を用いる測距装置において、シンボル時間長T秒のM系列符号信号にて２相位相変調されたマイクロ波、ミリ波、光等の電磁波送信信号を用いて測距するもので、さらに周波数を1/T（Hz）間隔で連続的に変えることにより、空間の反射分布を、周波数ドメインスペクトラムとして測定し、これをフーリエ変換して、元の空間の反射分布を求めるものである。
反射散乱して戻ってきた受信信号を、シンボル周期T（Sec）の送信信号と同一のM系列パルス信号との相関値を評価することにより、有限化した空間の反射点の分布に対応する周波数ドメインスペクトラムが求まる。 M系列パルス信号との相関をとることにより、空間を有限化し、かつ最小化することが出来るため、少ないステップ数で非常に精度の高い測距が可能となった。
本発明の方式は、M系列の相関をまずデジタル的に求め、おおよその距離をデジタル的に把握し、真値とのずれを、上記に記した周波数ドメインスペクトラムから求め、精度の高い測定を、より少ないステップ数で行うことが特徴である。
さらに、M系列符号で2相位相変調を行い、スペクトラム拡散を行うことにより電力密度を大幅に下げることが出来、公共資源である電波資源の有効活用が可能となる。 さらに相関を求めるための時間積分により省電力化が可能となった。
また、M系列符号の特性から、複数の測距装置が同じ周波数で同時に作動しても、互いに干渉しない点も本発明の特色である。

次に、本発明の有効性を示すために数式により、以下に説明する。

M系列符号信号で２相位相変調された電磁波送信信号は次式で表される。

送信点から反射点までの距離をrとすると、反射点から戻ってきた受信信号は次のようになる。ωは空間に放射される電磁波の周波数、ωiは受信周波数を周波数変換器で変換したのちの周波数を示す。Cは媒質中の電磁波の伝搬速度を示す。

ここで
は反射点rにおける反射係数である。

送信M系列符号信号と同一のM系列符号を有し遅延時間ｔd（秒）遅らせてなるシンボル時間間隔T秒のM系列符号パルス列信号は次式で示される。

数２と数３の相関Sδ を求める。
ここで各変数について下記のような置き換えを行って計算を行うと数５を得る。

数５で判るようにSδは、有限の距離区間の周波数ドメインスペクトラムであり、 a（ｒ'）はC・ｔｄ /2を中心に±C・T/2の範囲で定義される関数となりa(r')・ exp(-j・ω0 ・ｒ'/ C) はωｄ を最小周期とするFourier級数 数６で表される。ここで実際の距離 r は(ｒ'＋C/td)/2であることに注意。

ここでanは下記数７式で与えられる。

Sδはのちに本発明の実施例で述べるように直接的に測定できる値となる。 またｔｄ についても、送信時のクロックタイミングと、相関が取れた時のクロックタイミングの差よりクロックをカウントすることができ容易にかつ正確に知ることができる。
すべての周波数、クロックは、一つの十分に正確な参照発振器によって、同期制御することにより以上の式が成り立ち、anを算出することができる。

数６、数７式よりr’ 対a(r’) が求まる。 r’ を求められる精度に対して十分小さいステップで計算することによりr’ 対 |a(r’)| がω0 によらず決定される。なんとならば|exp(jω0 r・C)| はr’ によらず常に１であるから |a(r’)| は数6式の右辺のみで決定される。

|a(r’)| の極大値が反射点の位置となる。 さらに、精度を出すためには極大値近傍において|a(r’)| の数値微分をとり、d|a(r’)|/dr’=0 の点をニュートン法などで求めることでより精度の高い反射点の位置を求めることができる。

さらに

とすると数７式は、数９に書き換えられω0を明示的に含まないため、計算処理が単純化される。

さらに数９式において、p=4 と置くとexp[j2πn・q/p] は（1, j, -1, -j）の循環となり、相関の結果であるSδ のI, Q成分の符号変換と、入れ替えだけでan が求められ、さらに単純化される。

次に光のような非常に波長が短く、観測範囲が数十mm以下の場合についてM系列符号２相位相信号による方法が、エリアシング・ノイズや観測範囲外のノイズの除去に有効な解決手段であることを説明する。

光によるミクロン単位の測定においては、測定範囲を有限化し、周波数ステップ幅を大きくすることが観測速度を上げる上で非常に重要となる。 M系列符号による測定範囲の有限化を行う場合、シンボル時間を非常に短くすることが要求される。 例えばシンボル時間を10pSecとすると、これに相当する長さは1.5mmとなる。これはミクロン単位の測定に対し合理的な値となる。
これは、マイクロ波の時のようにサンプリングをとって、相関を求めるということは現在非常に難しいと思われるので次に述べるように自己相関をとる方法で、アリアシングの問題を解決し、かつシグナル対ノイズの比を改善する。

図３を参照して説明する。
本発明は、目標物に照射するM系列で２相位相変調された光線１２４と同じM系列符号で変調された、周波数の少し異なる光信号１３２を、目標物から反射してきた信号１２５と重ね合わせることにより相関をとる方法である。 二つの信号の相関が取れた時には検出器の出力から周波数差信号１３４が検出される。
この周波数差信号１３４には有限区間の反射点の情報が含まれる。有限区間以外の反射点の情報は非常に高い周波数の雑音として散乱される。有限区間の反射点の情報を取り出すために、参照用の周波数差信号１３５を作る手段を設ける。前記参照用差信号１３５を局部発信信号として、反射物からの周波数差信号１３４をIQ復調すると有限区間の反射点の情報即ち、周波数ドメインスペクトラムが得られる。 これを、フーリエ逆変換を施すことにより、反射点の位置を得ることが出来る。実際にはDFTあるいは、フーリエ級数展開を行うことにより反射点の位置、強さを知ることが出来る。 DFTの場合はさらに補間をする必要がある。
本発明の方法では、完全な自己相関となるので有限区間は、M系列のシンボル長がTだとすると、２Tに相当するT・C（反射の場合は光路が2倍になるので、区間としては半分になる。）となる。

以下、数式により説明する。

信号１２５と信号１３２を光検出器７に同時に入力すると光検出器の二乗特性によりミキシングされ、数１０式で示される差周波数信号１３４が得られる。
ここで、マイクロ波レベル計の時と同じ記号を用いる。すなわち

： M系列符号 １ or -1 （
）




また、rは参照用リフレクタ１０５と、観測用対象物の反射点との距離を示す。td は参照用リフレクタによる時間遅れである。

同様に信号１２７と信号１３３は、光検出器１０８に入射し、差周波数信号１３５を得る。信号１２７と信号１３３は共通の参照用リフレクタでの反射で、遅延時間td は同じであるとする。

従ってIQ復調器１０９の出力は数１０と数１１式の積となる。

従って、光の場合でも、自己相関をとることにより有限領域のフーリエ変換が得られることになり、エリアシングの問題が解決されることが判った。

以下、より具体的にハードウェアに即して、解決するための手段を示す。

以下、本発明の実施の形態を図１〜図３に基づいて説明する。

図１はマイクロ波レベル計の構成例を示し、１はM系列符号生成器、２は位相変調器、３は周波数制御部、４は数値制御発振器、 ５は逓倍器、 ６は周波数変換器、７は局部発振器、８は帯域濾波器、９は送受分離器、１０はアンテナ、１１は低雑音増幅器、１２は周波数変換器、１３はIQ復調器、１４はキャリア再生部、１５は周波数変換器、１６は周波数制御部、１７は数値制御発振器、１８は増幅器、１９はAD変換器、２０は相関器、２１は信号処理部、２２は表示部、外部インターフェースである。

M系列符号生成器1は、シフトレジスタと帰還回路からなる一般的なM系列符号生成器または、M系列符号を記憶したメモリからなり、M系列符号列を周期Tのクロックに対応して順次生成出力する。 一方周波数制御部３は、数値制御発振器４に対し周波数の指令を出す。 逓倍器5の出力において、測距に必要な周波数ステップと帯域を有する信号を得ることが必要である。逓倍器５の逓倍数がUとすると、位相変調器２の出力において、周波数ステップは1/(U・T)、位相偏移は(0,（2n+1）π/U)となるように数値制御発振器４と位相変調器２を構成する。逓倍器５は逓倍数Uであるから逓倍器５の出力のステップ周波数は1/T、位相偏移は(0, π)となる。
周波数変換器６で、所定の周波数に周波数に変換する。 送信周波数群の最低周波数をp/Tの倍数とするとT/p間隔でサンプリングしたとき、常にサンプリング点において一定の位相になり、数７式が数8式のようになり、簡単化される。
周波数変換器６に使用する局部信号発振器７は送受共通とすることでPLLによる位相の揺らぎ等に対して測定に与える影響を最小にしている。
周波数変換器６の出力は帯域濾波器８を通して、送受分離器９を介してアンテナ１０から放射される。

反射された電磁波は、アンテナ１０にて受信され送受分離器９を介して低雑音増幅器１１で増幅され、周波数変換器１２で周波数変換される。
周波数変換器１２の出力周波数は、逓倍器５の出力周波数と同一であることに留意する。 一方逓倍器５の出力は2相位相変調波であり、これを2逓倍し、２分周すると逓倍器５の出力周波数を持つ連続波が得られる。 この機能を有するのがキャリア再生部１４である。キャリア再生した信号を周波数変換器１５で、AD変換器１９のクロック周波数と同じ周波数だけ変移し、増幅してIQ復調器１３に局部発振信号として印可しAD変換器１９のクロック信号と同じ周波数の中心周波数を持つIQ復調信号を得、増幅器１８でI,Q別々に増幅しAD変換器１９でデジタル変換することにより中心周波数０のデジタルベースバンドIQ信号を得る。
デジタルベースバンドIQ信号は相関器２０に入力される。
尚、ＩＱ復調器１３は、ここではアナログ型復調器を用いているが、アナログ・デジタル変換の後、デジタル型ＩＱ復調器を用いても同じ効果を得る。

相関器２０の構成を図２に示す。
相関器２０はM系列符号の１、−１に対応してX１列乗算器３１とX-1列乗算器３２の組み合わせで構成される。 それぞれの列乗算器は、1クロックごとにデータが順次シフトするシフトレジスタ３３と各レジスタ段間に信号出力ノードを有しており、サンプリングクロックがT/p間隔の時、各列乗算器（３１or３２）はp個のレジスタとp個の出力端子を有する。 ３１のX1列乗算器は段間ノードの信号を、そのまま出力信号とし、３２のX-1列乗算器の場合は、段間からの信号を符号変換器３４で符号変換し出力する。 従ってシフトレジスタ３３各段の計算はなく非常に高速な処理が可能である。
３５のI相関器はM系列符号の符号長と等しい数だけ列乗算器（３１or３２）を持ち、各列乗算器３６の符号は、送信M系列符号の符号に合致するように設けられる。
各列乗算器36のp個の出力は出力順番毎にまとめられp-1個の加算器37に印加され加算される。p番目の出力グループは相関の判定には用いないので終端器３８で終端される。 これは、端に位置する端子の出力は、受信信号の符号境界に合致する可能性があり、不定になる可能性があることから相関の判定に用いないこととした。 この点からpは2以上である必要がある。 各加算器３７の出力はT秒間隔のM系列符号パルス列と受信M系列符号信号との相関である。
Q相関器４０も、I相関器３５と同様の構成、動作をし、p-1個の加算器３７の出力が得られる。 I、Q相関器３５，４０のそれぞれ順番の一致する加算器３７の出力を自乗和することにより相関の判定を行う。
p-1個が全て非零で、あらかじめ定めた値より大きな値となった場合相関が最も強くなったと判断し、I,Q相関器３５，４０のp-1個の加算器３７のうちで中央の加算器３７のI,Q出力をtd= q・T/pの遅延時間時の数8式で示される有限空間のスペクトラムとする。 qは送信開始からクロックのカウントを始め、相関が得られた時までのカウント数から、M系列符号の長さに相当するクロック数を引いた数である。
このようにして、送信周波数を変えて、遅延時間tdと、I,Q出力すなわち複素周波数スペクトラムをとることにより、数８式より空間の反射分布を得ることが出来る。

図３は、光に適用した場合を示す。
本発明は、光線等の電磁波を用いる測距撮像装置において、コヒーレントな光線を発する光源101からの信号1２１を信号1２２と信号1２８に分岐する手段と、M符号列位相変調器10２によって信号1２２をM系列符号にて2相位相変調し信号1２３とする手段と、信号1２3を信号1２６と信号1２４に分岐する手段と、信号1２４を観測対象物10６に照射し、観測対象物から反射散乱した信号1２５を捕捉する手段と、信号1２６を参照用リフレクタ10５に照射し、反射散乱した信号1２７を捕捉する手段と、信号1２８を周波数シフター10３にて周波数をシフトし信号1２９を得る手段と、信号1２９をM系列符号位相変調器１０４により、信号１２３に対するM系列符号と同一、かつ同期したM系列符号で2相位相変調を行い出力信号１３０を得る手段と、信号１３０を参照用リフレクタ１０５に照射し反射信号１３１を捕捉する手段と、反射信号１３１を信号１３２と信号１３３に分岐する手段と、信号１２５と信号１３２を光検出器１０７に同時に照射する手段と、光検出器１０７から信号１２５と信号１３２の差周波数信号１３４を取り出す手段と、信号１２７と信号１３３を光検出器１０８に照射する手段と、光検出器１０８から信号１２７と信号１３３の差周波数信号１３５を取り出す手段と、信号１３５を局部発振信号として信号１３４をIQ復調器１０９でIQ復調してI信号１３６とQ信号１３７を得る手段を有し、光源１０１からの光線の周波数を変えて、同一対象物に対して各周波数でIQ信号を得ることにより、周波数ドメインスペクトラム群を得て、フーリエ変換により観測対象物１０６の断層反射分布を得ることを特徴とした光干渉断層計。

下記の用途などに応用、利用できる可能性がある。
マイクロ波レベル計
自動車用レーダ
一般レーダ
測量
光干渉断層計
産業用非破壊検査設備

１ M系列符号生成器
２ 位相変調器
３ 周波数制御部
４ 数値制御発振器
５ 逓倍器
６ 周波数変換器
７ 局部信号発振器
８ 帯域濾波器
９ 送受分離器
１０ アンテナ
１１ 低雑音増幅器
１２ 周波数変換器
１３ IQ復調器
１４ キャリア再生部
１５ 周波数変換器
１６ 周波数制御部
１７ 数値制御発振器
１８ 増幅器
１９ AD変換器
２０ 相関器
２１ 信号処理部
２２ 表示部・外部インターフェース部
３１ X1列乗算器
３２ X−１列乗算器
３３ シフトレジスタ
３４ 符号変換器
３５ I相関器
３６ 乗算器
３７ 加算器
３８ 終端器
３９ 終端器
４０ Q相関器
４１ 終端器

Claims (9)

1. 電磁波を用いる測距装置において、シンボル時間長T秒のM系列符号信号にて２相位相変調されたマイクロ波、ミリ波、光等の電磁波送信信号を、周波数間隔1/T（Hz）の連続する複数の周波数にて、順次あるいは順不動にアンテナより空間に送出する手段と、前記送信信号が目標物等で反射散乱した信号を前記アンテナあるいは別のアンテナで受信し、前記受信信号をIQ復調して複素信号とする手段と、前記送信M系列符号信号と同期した同一のM系列符号を有し、前記送信信号のシンボル長Tと同じパルス間隔Tを持つバイポーラRZ-M系列パルス列信号で、かつ前記パルス列信号を送信M系列符号に対し遅延時間td遅らせた前記パルス列信号と、前記復調複素信号の相関を行う手段と、遅延時間ｔｄを測定する手段を有し、前記送信信号の周波数を、周波数間隔1/Tの連続する複数の各周波数において前記と同様な手段にて相関と遅延時間を求め、これら各周波数において得られた相関の結果と遅延時間ｔｄとにより、測定対象物までの距離を測定することを特徴とする測距装置。
2. 請求項１において、前記M系列符号送信信号と、前記パルス列信号を互いに同期したクロックで制御し、かつ遅延時間ｔｄを前記シンボル時間Tの整数分の1の倍数とし、すなわちtd＝q・T/p （p：自然数、q:零または正の整数）とし、tdをデジタル的に変化させたことを特徴とする測距装置。
3. 請求項１及び２において、tdを、周期をT/pとする前記クロックをカウントすることにより求めたことを特徴とする測距装置。
4. 請求項１から３の何れかにおいて、基準となる最小送信周波数をp/Tの倍数とし、前記最小送信周波数から周波数1/Tごとに送信周波数をかえて測距を行うことを特徴とする測距装置。
5. M系列符号長と同じ段数を有するシフトレジスタと、各段出力にM系列符号に対応する符号変換器を設け、各符号変換器の出力の総和をとるアキュミュレータを設けてなる相関器を設け、前記IQ復調信号をT秒間隔でサンプリングし、前記相関器に入力してなることを特徴とする請求項１から４の何れかに記載の測距装置。
6. M系列符号長のｐ倍の段数を有するシフトレジスタと、各段出力にM系列符号に対応する符号変換器を設け、ｐ段間隔でグループ化し、グループごとの各符号変換器の出力の総和をとるアキュミュレータをｐ個設けてなる相関器を設け、そのp個の前記アキュミュレータのうち、連続するp-1個のアキュミュレータが非零の場合にp個（pが奇数の場合）あるいはp-1個（pが偶数の場合）の前記アキュミュレータの出力のうち、中央のアキュミュレータの出力を相関値とすることを特徴とする相関器を有し、前記IQ復調信号をT/p秒間隔でサンプリングし、前記相関器に入力して相関値を得ることを特徴とする請求項１から５の何れかに記載の測距装置。
7. 請求項１から６の何れかにおいて、送受信間で信号折り返し回路を設け、あるいは、アンテナの近傍に参照用反射器を設けたことを特徴とする測距装置。
   
8. 光線等の電磁波を用いる測距撮像装置において、コヒーレントな光線を発する光源1からの光線を、第1の光線と第２の光線に分岐し、
   第1の光線を第1の位相変調器により、M系列符号にて2相位相変調し、この被位相変調光線をさらに第1の被変調光線と第2の被変調光線に分岐し、
   第１の被変調光線を対象物に照射し、反射してきた第１の被変調光線を第一の光検出器に印加し、
   第２の被変調光線を参照用リフレクタに照射し、反射してきた第２の被変調光線を第２の光検出器に印加し、
   前記第２の光線を周波数シフト器にて周波数を変位し、さらに周波数変位した第２の光線を、前記第１の光線を位相変調したのと同一のM系列符号でかつ同一タイミングにて２相位相変調をし、この被位相変調光線を第３の被変調光線と第４の被変調光線に分岐し、
   第３の被変調光線を対象物に照射し、反射してきた第３の被変調光線を第１の光検出器に印加し、前記反射してきた第１の被変調光線と、反射してきた第３の被変調光線を第１の光検出器にて混合し、前記周波数シフト器でシフトした差周波数を有する第１の差周波数信号を検出し、
   第４の被変調光線を前記参照用リフレクタに照射し、反射してきた第４の被変調光線を第２の光検出器に印加し、前記反射してきた第２の被変調光線と、反射してきた第４の位相変調光を第２の光検出器にて混合し、前記周波数シフト器でシフトした差周波数を有する第２の差周波数信号を検出し、
   第２の差周波数信号を局発信号とするIQ信号復調器にて、第１の差周波数の有する対象物のIQ成分、すなわち複素周波数スペクトラムを検出することを特徴とした反射分布測定器。
   
9. 請求項８において、光源１からの光線の周波数を、前記M系列符号のシンボル長T（Sec）に対し1/（２T）（Hz）ステップで変えて、各周波数にて複素周波数スペクトラムを得、前記複素周波数スペクトラム群より、前記対象物の反射分布関数を得ることを特徴とした反射分布測定器。