KR101009774B1

KR101009774B1 - 다중입출력 시스템에서 공간 변조 방법 및 그를 이용한 송수신 장치

Info

Publication number: KR101009774B1
Application number: KR1020060064934A
Authority: KR
Inventors: 안창욱; 윤상보; 김응선; 해럴드 하스; 메슬리 리드; 현태인; 스테판 맥라우린
Original assignee: 더 유니버시티 코트 오브 더 유니버시티 오브 에딘버그; 삼성전자주식회사
Priority date: 2006-07-11
Filing date: 2006-07-11
Publication date: 2011-01-19
Also published as: US20080037673A1; KR20080006148A; US8094743B2

Abstract

본 발명은 다중입출력(MIMO) 시스템에서 공간 변조(SM) 방법 및 그를 이용한 송수신 장치에 관한 것이다. 이를 위해, 본 발명에 따른 공간 변조 방법은 활성화 안테나 인덱스 및 신호 변조 성상도(constellation)를 정보 소스로 이용하며, 송신 장치로 상기 공간 변조 방법을 이용한다. 그리고, 본 발명에 따른 공간 변조 검출 방법은 상기 공간 변조된 신호를 효율적으로 검출하기 위해 반복적으로 채널 경로 이득을 곱하며, 수신 장치로 상기 공간 변조 검출 방법을 이용한다. 이를 통해, 본 발명은 다중입출력 시스템에서 동기화 없이도 채널간 간섭을 제거하며, 전송 효율이 높일 수 있다. 또한, 본 발명은 공간 변조 방법과 직교 주파수 다중 분할(OFDM)을 결합하여 기존 OFDM 시스템 대비 수신 장치의 복조 복잡도를 경감 시킬 수 있다.

공간 변조, 공간 변조 검출, i-MRC, 다중입출력 시스템, OFDM

Description

다중입출력 시스템에서 공간 변조 방법 및 그를 이용한 송수신 장치{THE SPATIAL MODULATION METHOD IN MULTIPLE-INPUT MULTIPLE-OUTPUT SYSTEM AND THE TRANSMITTING AND RECEIVING APPARATUS USING THE SAME}

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 신호 공간 다중화(signal space multiplexing :SSM) 방법을 이용한 다중입출력(MIMO) 시스템을 나타내는 도면,

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 공간 변조(spatial modulation :SM)를 이용한 다중입출력 시스템을 나타내는 도면,

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 공간 변조 방법을 나타내는 도면,

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 SM-OFDM 시스템을 나타내는 도면,

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 SM-OFDM 방법을 나타내는 도면,

도 6 내지 도 10은 본 발명의 시물레이션 결과를 나타내는 도면.

본 발명은 다중입출력 시스템의 공간 변조 방법 및 그를 이용한 송수신 장치에 관한 것으로서, 특히 다중입출력 시스템에서 공간 변조 방법을 이용한 송신 장 치 및 반복적으로 최대 비율을 결합(iterative maximum ratio combining: i-MRC) 하는 공간 변조 검출 방법을 이용한 수신 장치에 관한 것이다.

무선 통신은 최근 몇 년간 괄목할만한 성장을 보여왔으며, 3G(3rd-generation)에서 4G(4th-generation) 광대역 무선 통신으로 진행 중에 있다. 무선 통신 환경에 따르면 송신기에서 발생된 무선 신호는 수신기로 직접적으로 전송되지 않고, 다중경로 전파를 따른다. 이에 따라, 다중 경로로부터 발생하는 신호 왜곡(distortion)을 줄이는 것은 중요한 문제가 된다.

한편, 다중입출력(MIMO) 시스템은 SISO(single-input single-output) 무선 시스템에 비해 용량적으로 효율성이 좋고 품질이 뛰어나다. 하지만 다중입출력 시스템은 용량 이득(capacity gains)을 높이기 위해 해결해야 할 과제가 많이 남아있다. 다시 말하면, 다중입출력에서의 전송은 송신 및 수신 안테나의 공간적 배치에 크게 좌우되고, 송신 안테나의 동기화가 필요하다. 또한, 다중입출력에서의 전송은 사용할 수 있는 알고리즘이 부족하고, 수신 장치에서 채널간 간섭이 존재한다.

채널간 간섭을 제거하는 알고리즘은 비교적 최근에 발표되었다. 대표적인 알고리즘으로서, BLAST(Bell Labs Layered Space-Time Architecture)는 다중입출력 검출 알고리즘을 제안했다. BLAST 중 가장 기본적인 V-BLAST(vertical-BLAST) 형태에 의하면, 다중 전송된 데이터 스트림은 어레이 프로세싱 및 간섭 제거 기술(interference cancellation technique)을 통해 분리되고 연속적으로 검출된다. 그리고, V-BLAST 다중 안테나 기술은 SNR을 높이기 위하여 공간 다이버시티를 활용한다. 이 경우, 다중입출력 시스템은 다이버시티 이득으로 인해 신호대 잡음비(SNR)가 개선된다. 하지만, 다중입출력 시스템의 병렬적 신호 전송 결과는 스펙트럼 효율이 높아질수록 왜곡이 심하다. 따라서, 왜곡 없이도 스펙트럼 효율을 증진 시킬 수 있는 방법이 요구된다.

직교 주파수 분할 다중 (orthogonal frequency division multiplexing: OFDM)기술은 주파수 선택 채널(frequency selective channel)로 인한 다중경로 왜곡을 감소시키는데 효율적이다. OFDM은 주파수 선택 채널을 주파수 플랫(flat) 페이딩 채널의 병력적 모음으로 변환한다. 각 OFDM 반송파는 파형의 직교성을 유지하기 위한 최대 주파수 분할을 갖고, 신호 주파수들의 오버랩에 대응한다. 따라서, OFDM은 가용 대역폭을 매우 효율적으로 이용할 수 있다. 이러한 이유로, OFDM은 디지털 오디오 브로드캐스트(DAB), IEEE 802.11a, IEEE 802.16a의 MAN(Metropolitan Area Network), LAN(Local area Network)과 같은 무선 표준에 채택되었다. 하지만, MIMO-OFDM 시스템은 각 하위 반송파당 복조 복잡도가 높으므로, 이 복잡도를 줄이는 알고리즘을 필요로 한다.
따라서, 향상된 공간 변조 방법과 복조 복잡도를 감소하기 위하여 공간 변조를 사용하는 송수신 장치에 대한 필요성이 존재한다.

전술한 문제점을 해결하기 위해, 본 발명은 하나의 송신 안테나만을 활성화 함으로써, 송신 안테나의 동기화가 필요 없고, 수신 장치에서 채널간 간섭이 없는 다중입출력의 시스템을 제공하고자 한다. 그리고 본 발명은 송신 안테나의 공간적 배치를 정보로 이용하여 단위 헤르츠당 전송 효율이 높일 수 있는 방법 및 이를 송신 장치를 제공하고자 한다.

또한, 본 발명은 MIMO-OFDM 시스템에서 공간 다중화 이득을 얻을 수 있으면서도 수신단의 복조 복잡도를 줄일 수 있는 검출 방법 및 이를 이용한 수신 장치를 제공하고자 한다.

본 발명에 따른 다중입출력(multiple-input multiple-output) 시스템에서 공간 변조 (spatial modulation: SM) 방법은, 다수의 비트 정보를 포함하는 신호를 입력 받아 안테나 인덱스 비트 블록과 신호 변조 비트 블록으로 분리하는 단계와, 상기 신호 변조 비트 블록을 신호 변조로 부호화하는 단계와, 상기 안테나 인덱스 비트 블록을 활성화 될 안테나 인덱스로 부호화하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명에 따른 다중입출력(multiple-input multiple-output) 시스템에서 공간 변조(spatial modulation: SM) 방법을 이용한 송신 장치는, 다수의 비트 정보를 포함하는 신호를 입력 받아 안테나 비트 블록과 신호 변조 비트 블록으로 분리하는 분리부와, 상기 신호 변조 비트 블록을 신호 변조로 부호화하는 신호 변조 부호화부와, 상기 안테나 비트 블록을 안테나 인덱스 부호화하는 안테나 인덱스 부호화부와, 단위 시간당 하나의 활성화 안테나에서 상기 변조된 신호를 전송하는 복수의 안테나를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명에 따른 다중입출력 시스템에서 공간 변조 (spatial modulation: SM)를 검출하는 i-MRC(iterative maximum ratio combining) 방법은, 수신 벡터에 반복적으로 채널 패스 이득을 곱하여 검출 벡터를 계산 하는 단계와, 상기 검출 벡터의 독립변수의 최대 절대값으로 안테나 인덱스를 추정하는 단계와, 상기 안테나 인덱스 추정 값과 안테나 인덱스 값이 같을 때, 양자화 함수의 검출열 벡터 성상도로 전송된 심볼을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명에 따른 다중입출력 시스템에서 공간 변조 (spatial modulation: SM)를 검출하는 i-MRC(iterative maximum ratio combining) 방법을 이용한 수신 장치는 송신 안테나로부터 변조된 신호를 수신하는 복수의 수신 안테나와, 상기 신호로부터 안테나 인덱스 및 전송된 심볼을 추정하는 검출(detector)부와 상기 안테나 인덱스 추정 값으로 안테나 비트 블록을 복호화하고, 상기 전송된 심볼의 추정값으로 신호 변조 비트 블록을 복호화하는 공간 복조부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한 본 발명에 따른 공간 변조 (spatial modulation: SM) 방법 및 i-MRC(iterative maximum ratio combining) 방법을 이용하는 다중입출력 (Multiple-input multiple-output) 시스템은, 활성화 안테나 인덱스를 다중 심볼 신호로 부호화하는 공간 변조부와, 단위 시간당 하나의 활성화 안테나에서 상기 변조된 신호를 전송하는 복수의 송신 안테나와, 송신 안테나로부터 변조된 신호를 수신하는 복수의 수신 안테나와, 수신 신호로부터 안테나 인덱스 및 전송된 심볼을 추정하는 검출(detector)부와, 상기 공간 변조부의 신호를 복조하는 공간 복조부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하에서는 본 발명의 실시예들을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 도면들 중 동일한 구성 요소들은 가능한 한 어느 곳에서든지 동일한 부호들로 나타내고 있음을 유의해야 한다. 또한 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.

우선, 본 발명을 전체적으로 요약한다.

본 발명은 종래와는 다른 방식으로, 스펙트럼의 효율을 증진시키는 공간 변조 방법을 이용한다. 상기 공간 변조 방법은 다중입출력 시스템에서 단위시간당 하나의 활성화 송신 안테나를 이용함으로써 채널간 간섭(ICI)이 생기지 않고, 동기화가 필요 없다. 또한, 상기 공간 변조 방법은 활성화 안테나 인덱스를 정보의 소스로 활용함으로써 단위 헤르츠당 전송 용량이 뛰어나다.

신호 공간 다중화(signal space multiplexing: SSM)는 다중 정보 심볼을 하나의 정보 심볼로 부호화한다. 그리고 송신장치는 부호화된 심볼을 복수의 안테나 중 하나의 송신 안테나만을 활성화하여 송신한다. 이에 대응하여, 수신 장치는 활성화된 안테나의 인덱스를 검출한다. 이러한 검출 방법으로는, 종래에 사용된 MMSE(minimum mean square error), ZF(zero-forcing)와, 본 발명에 따른 i-MRC(iterative maximum ratio combining) 알고리즘이 이용될 수 있다. 이중에서도 본 발명에 따른 i-MRC는 수신 장치의 복조 복잡도를 낮춤으로써 다른 알고리즘에 비해 뛰어난 성능을 보인다.

SSM 방식은 다중 정보 심볼을 부호화한다. 하지만, SSM방식은 BPSK나 QPSK만을 이용할 수 있고, 패리티 비트 심볼을 이용하므로 네트워크의 효율성이 떨어진다. 이를 극복하기 위해 본 발명은 공간 변조 (Spatial Modulation: SM)방법을 이 용한다.

SM은 복수의 송신 안테나 중 활성화 안테나의 인덱스를 정보의 소스로 활용함과 아울러 패리티 비트를 사용하지 않는다. SM은 복수의 비트로 구성된 신호를 신호 영역과 공간 영역에서 다중 심볼로 변조한다. SM은 신호 영역에서 신호 변조 비트 블럭을 신호 변조가 가질 수 있는 성상도(constellation) 위치에 따라 부호화한다. 그리고 SM은 공간 영역에서, 안테나 비트 블럭을 활성화될 안테나 인덱스에 따라 부호화한다.

SM은 높은 데이터 전송 비율을 위해 OFDM과 결합(SM-OFDM)한다. 각각의 OFDM 반송파(subcarrier)는 각각 정해진 시간 단위로 하나의 송신 안테나만을 이용한다. 그리고 그 시간동안에 다른 안테나는 스위치 오프된다. 본 발명은 OFDM에 SM을 결합함으로써 OFDM 복조의 복잡도를 낮출 수 있다.

본 발명은 다음과 같은 기호와 가정을 이용한다. 기호

는 각각 역(inverse), 켤레(conjugate), 의사 역행렬(pseudoinverse), 에르미트, 트랜스포즈 행렬 또는 벡터를 나타낸다. 송신 안테나 v와 수신 안테나 κ간의 채널 벡터는 h로 나타낸다. 각각의 N, N은 송신 및 수신 안테나의 개수를 나타낸다. 그리고 M-QAM 변조에서 m=log₂(M)은 비트/심볼의 개수를 나타낸다.

이하, 도 1을 참조하여 SSM 방법을 이용한 다중입출력 시스템을 설명한다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 SSM 방법을 이용한 다중입출력 시스템을 나타내는 도면이다. 도 1을 참조하면, 입력신호 x(k)는 BPSK/QPSK 신호 변조 및 패리티 비트를 첨가하여 Ts의 심볼 듀레이션을 갖는 벡터 s(k)로 변환한다. 여기에서 패리티 비트 첨가부(100)는 모든 원소의 합이 0이 되도록 원소를 첨가한다. 프리코딩/다중화 행렬부(110)는 s(k)를 프리코딩(pre-coding)하고, 다중화 행렬 t(k)로 변환한다. 변경된 t(k)는 하나의 원소를 제외하고는 모두 0 값을 가진다. 송신 장치는 복수의 안테나 중 0 값이 아닌 심볼에 대응하는 하나의 안테나에서 단위 시간동안 신호 전력을 전송한다. 이때, s(k)와 t(k)의 심볼 듀레이션은 같으므로, 부가적 대역폭을 요구하지 않는다. 수신 장치는 ZF 또는 MMSE(120) 검출부를 이용하여 송신 안테나의 안테나 번호를 추정하고, MRC를 이용하여 전송된 심볼을 추정한다. 이에 따라, 입력된 신호인 s(k)의 복원이 가능하다.

이하, SSM 방법을 송신 안테나 개수(Nt) = 수신 안테나 개수(Nr) = 4 인 경우를 예를 들어 설명한다.

4 심볼 중 두개의 심볼은 데이터 심볼이고 나머지는 패리티(parity) 심볼로 가정한다. 먼저, 심볼은 BPSK/QPSK 성상도 다이어그램으로부터 선택된다. 패리티 심볼은 송신 벡터 s(k)의 모든 원소의 합이 0이 되도록 첨가된다. 이후, s(k) 벡터는 프리코딩(pre-coding)/다중 행렬(multiplexing matrix)과 곱해진다. 이는 BPSK 전송을 위한 아다마르 행렬(hardamard matrix) 및 QPSK 전송을 위한 푸리에 행렬(Fourier matrix)로부터 계산될 수 있다.

송신 벡터 s(k)에서 모든 가능한 원소의 조합은 푸리에 행렬 또는 복소 켤 레(complex conjugate)에 -1을 곱한 것으로부터 얻어진다. 여기서, 푸리에 행렬은 W^*W = I 인 고유 행렬(unitary matrix, i.e (W^*W = I )이고, I는 W와 같은 크기를 갖는 항등 행렬(Indentical matrix)을 말한다. 결과적으로 벡터 t(k) 는 하나의 원소가 0이 아닌 값을 갖는 Nt 원소들로 구성된다. 도 1을 예로 들어 설명하면, t(k)=[0, tl, 0, 0 ] 경우 2 번 째 안테나만이 활성화 되었다고 볼 수 있다.

수신 장치는 y(k) = H(k)t(k) + r(k)에 해당하는 신호를 수신한다. 여기서 H(k)는 평탄 레일리 페이딩 채널 행렬(flat Rayleigh fading channel matrix)이고, r(k)는 시공간적으로 무결한 잡음 벡터를 말한다(i.e

)

최대 비율 결합(Maximum ratio combining: MRC)은 전송 심볼

추정하는데 사용하고, ZF 또는 MMSE 알고리즘은

로부터 전송된 안테나의 인덱스

을 추정하는데 사용한다.

및

를 구하는 식은 다음 <수학식 1>과 같다.

여기서,

은 수신 장치의 입력에서 SNR을 나타낸다. 올바른 추정이라고 가 정하면 전송된 벡터는 다음과 같은 <수학식 2>를 이용하여 계산된다.

여기서,

는 행렬 W의 열의 번호 j를 나타낸다.

이하, SSM모델에서 BPSK 전송과 QPSK전송을 예를 들어 설명한다.

BPSK 전송에서, x= [ -1, 1, -1] 과 같은 심볼의 순서로 전송될 때를 가정한다. 먼저, 전송된 심볼은 구성요소의 합이 0이 되도록 패리티 심볼이 더해지고, s= [-1, 1, -1, 1] 벡터 심볼은 다중화된다. 여기에 다음과 같은 아다마르 행렬을 곱하면 t= [0, -1, 0, 0] 이 된다.

이는 심볼

이 두 번째 안테나로부터 전송되었음을 뜻한다. 수신 장치 중 결정부(decision unit, 140)에서

및

이라는 올바른 결정(dicision)이 이루어 지면, 역다중화된 신호가 계산되어

= [-1, 1, -1, 1]이 된다.

QPSK 전송에서의 전송과 검출 과정을 예를 들어 설명한다. QPSK 전송에서 X= [ -i, 1](i.e

)와 같은 순서로 전송된다고 가정하자. 패리티 심볼이 더해진 s=[- i , 1, i, -1] 벡터 심볼은 다중화된다. 여기에 다음과 같은 푸리에 메트릭스를 곱하면 t=[0, - i, 0, 0]이 된다. 이 결과는 심볼

이 두번째 안테나로부터 전송되었다는 것을 뜻한다. 수신 장치 중 결정부(decision unit, 140)에서

및

이라는 올바른 결정이 이루어졌다고 가정하면, 역다중화된 신호가 계산되어 전송된 순서와 같은

=[-i, 1, i, -1]이 얻어진다.

하지만, SSM 방식은 패리티 비티를 첨가함으로써, 전송 효율을 낮추고, 신호 변조 또한 BPSK 및 QPSK로 제한된다.

<공간 변조 방법 및 상기 방법을 이용한 송신 장치>

이하, 다중입출력 시스템에서 공간 변조 (Spatial Modulation: SM)방법 및 상기 방법을 이용한 송신 장치를 도 2 및 도 3을 참조하여 설명한다.

도 2는 이고 본 발명의 실시예에 따른 다중입출력 시스템을 나타내는 도면이고, 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 SM방법을 나타내는 도면이다.본 발명에 따른 공간 변조 방법은 SSM의 장점을 모두 이용하면서도, SSM과 달리 패리티 비트를 이용하지 않으므로 네트워크의 효율성이 더 좋다. 또한, SM은 신호 변조로 PSK(BPSK 또는 QPSK)에 국한되지 않고, ASK, FSK, M-QAM을 이용할 수도 있다.

도 2를 참조하면, 본 발명에 따른 송신 장치는 공간 변조부(210)와 복수의 송신 안테나(220)를 포함한다. 그리고, 공간 변조부(210)는 분리부(211), 신호 변조 부호화부(212) 및 안테나 인덱스 부호화부(213)를 포함한다. 분리부(211)는 다수의 비트 정보를 포함하는 신호를 입력 받아 안테나 비트 블록(300)과 신호 변조 비트 블록(310)으로 분리한다. 신호 변조 부호화부(212)는 신호 변조 비트 블록(310)을 신호 변조 성상도로 부호화 한다. 신호 변조 부호화부(212)는 안테나 비트 블록(300)을 활성화 안테나 인덱스로 부호화한다. 복수의 송신 안테나(220)는 단위 시간당 활성화 된 하나의 안테나에서 변조된 신호를 수신 장치로 송신한다.

상세히 설명하면, 입력 신호 q(k)는 N비트로 구성된다. 공간 변조부(210)는 q(k)를 입력 받아 x(k)로 공간 변조한다. x(k)는 복수의 심볼 신호이며, 심볼의 개수가 총 안테나 개수(Nt)와 같다. 공간 변조부(210)는 하나의 활성화 안테나와 대응하는 x(k)의 심볼 위치에 신호 변조 컨스텔레이션 값을 적용한다. 그리고, 공간 변조부(220)는 나머지 비활성화 안테나와 대응하는 x(k)의 심볼 위치에 0 값을 설정한다. x(k)에서 안테나 인덱스는

이고, 전송할 심볼은

이며, 여기서

은 송신 안테나 번호와 매핑된다. 복수의 안테나 중

번째 안테나는 심볼

을 H(K)채널 행렬을 가진 다중입출력채널을 통해 전송한다. H(K)는 평탄 레일리 페이딩 채널 또는 라이시안(Rician) 페이딩 채널로 모델될 수 있다. 상기 채널 모델링은 송수신의 두 안테나를 잇는 직선(Line Of Sight: LOS)의 존재여부에 따라 종속적으로 결정된다.

NLOS(non-line of sight)의 경우를 살펴보면, 흩어진 컴포넌트들의 합은 아래의 <수학식 3>과 같은 0을 평균으로 갖는 복소 가우시안 랜덤 프로세스(zero mean complex Gaussian random process)로 모델링된다.

여기서,

와

는 가우시안 랜덤 프로세스의 실수 값이며, 각각은 통계적으로 비상관(uncorrelated)이고, 각 프로세스의 분산(variance)은 0.5이다. 결과적으로,

의 랜덤 프로세스는 균일한 분산(uniform distribution)의 위상을 가지고, 레일리 분산(Rayleigh distribution)의 진폭(amplitude)을 갖게 된다. 채널 컴포넌트들은 각각의 송수신 안테나로부터 발생하고, 총 채널 파워는 각 순시 전송 시간마다 하나로 정규화된다(normalized). 그러므로, 통계적 평단 페이딩 레일리 채널 행렬(static flat fading Rayleigh channel matrix)은 모델링된 모든 주파수 컴포넌트에 대하여 평탄하다.

LOS의 경우를 살펴보면, 다중입출력 채널 행렬은 다음 <수학식 4>와 같은 고정 LOS 행렬과 레일리 페이딩 채널 행렬의 합으로 모델링된다.

여기서,

는 LOS 컴포넌트이고,

는 페이딩 컴포넌트이다. 그리고 K는 레이시안 K-인자(K-factor)를 나타낸다.

일반적으로, 채널 행렬

는 벡터들의 셋(set)으로 쓰여질 수 있다. 각각의 벡터들은 송신 안테나

와 다음 <수학식5>와 같이 주어지는 수신 안테나의 채널 패스 이득과 대응한다.

이산 시간 순시값(discrete time instant) K에서 수신된 벡터는

과 같이 주어진다.

이하, 도 3를 참조하여 SM 방법을 설명한다.

본 발명은 활성화 안테나 인덱스를 정보의 소스로 이용한다. 예를 들어, 송신 장치가 총 4개의 전송 안테나가 있는 경우에 하나의 안테나를 활성화할 수 있는 가짓수는 4가지가 된다. 4가지의 경우의 수는 2비트 정보 소스로 활용할 수 있다. 도 3은 안테나 비트 블록(300)을 활성화 안테나(320)와 비활성화 안테나(330)으로 도시하였다.

또한, 본 발명은 신호 변조 성상도의 다이어그램을 정보의 소스로 이용한다. BPSK의 경우, 성상도의 다이어그램에는 +1 과 -1의 두 가지 정보, 즉 1비트의 정보가 표현 가능하다. QPSK의 경우, 성상도의 다이어그램에는 1+ i, 1- i, -1+ i, -1 -i의 네 가지 정보, 즉 2비트의 정보가 표현 가능하다. M-QAM 변조의 경우, m=log₂(M)의 비트 정보가 표현 가능하다. 도 3은 신호 변조 비트블럭(310)을 각 안테나에 매칭되어 부호화하여 도시하였다.

본 발명은 전송된 n 비트 정보를 나타내는 입력신호에 신호 변조와 공간 변조를 적용한다. 공간 변조는 입력 신호 중 안테나 비트 블록(300)에 해당하는 비트들을 부호화 한다. 즉, 총 안테나 수의 심볼 크기에 벡터 신호를 생성하여 활성화 될 안테나 인덱스와 대응하는 심볼 위치에 신호 변조 심볼 값을 설정한다.

그리고 신호 변조는 입력 신호 중 신호 변조 비트 블록(310)에 해당하는 비트들을 부호화 한다. 즉, 생성된 벡터 신호의 비활성화 될 안테나 인덱스에 대응하는 심볼 위치에 0 값이 존재하게 된다.

심볼당 4비트의 전송은 다음 <표 1>과 같은 방식으로 수행이 가능하다.

심볼당 4비트 전송	BPSK 변조와 8개의 송신 안테나
	4QAM 변조 4개의 안테나
	8QAM 모듈에이션과 2개의 안테나
	16QAM 변조와 1 개의 안테나

총 전송 가능 비트 수가 동일할 경우, 공간 변조 및 신호 변조는 서로에게 이율 배반 관계(trade off)를 갖는다. SM을 이용하여 전송할 수 있는 비트의 개수는 다음 <수학식 6>과 같다.

여기서, Nt는 송신 안테나 개수, m은 log₂(신호 변조 성상도가 나타낼 수 있는 가지 수)이다. m은 M-QAM 변조인 경우 m=log₂(M)이 된다.

<i-MRC방법과 상기 방법을 이용한 수신 장치>

이하, 앞서 설명한 도 2 및 도 3을 참조하여 본 발명에 따른 i-MRC 방법 및 상기 방법을 이용한 수신 장치를 설명한다.

본 발명에 따른 수신 장치는 수신 안테나(230), 검출부(240) 및 공간 복조부(250)을 포함한다. 수신 안테나(230)는 송신 안테나로부터의 신호를 수신한다. 검출부(240)는 i-MRC, ZF(zero-forcing), MMSE(minimum-mean-square-error)를 이용하여 활성화 안테나 인덱스와 전송된 심볼을 추정한다. 공간 복조부(250)는 상기 활성화 안테나 인덱스와 전송된 심볼을 이용하여 입력 신호를 복조한다.

본 발명에 따른 i-MRC 알고리즘은 활성화 된 안테나 인덱스에 대한 추정을 효율적으로 수행함으로써, 기존 알고리즘에 비해 수신 장치의 복잡도를 경감시켜줄 수 있다. 먼저, i-MRC 알고리즘은 수신 벡터 y(K)에 반복적으로 채널 패스 이득을 곱한다. 주어진 시간 순시값 k에 대해 송신 안테나 번호와 전송된 심벌은 다음 <수학식 7>과 같이 추정할 수 있다.

여기서,

는 검출열 벡터,

는 검출 벡터,

은 활성화된 안테나 인덱스,

은 활성화된 안테나에서 전송된 심볼,

는 양자화 함수의 성상도 (constellation)이다.

및

의 추정이 맞으면, 수신 장치는 원래 정보 비트를 직접적으로 디매핑(de-mapping)한다.

이하, 도 3을 참조하여 2 X 4 안테나 및 4QAM 변조를 이용하여 전송된 3비트의 입력 신호를 i-MRC를 통해 검출하는 방법을 설명한다.

공간 변조부(210)는

신호를 입력 받아 4QAM 심볼 및 두개의 안테나에

를 매핑하고,

를 얻는다. 벡터 x(k)는 2 X 4 다중입출력 평탄 레일리 채널 H(k)를 통해 송신 안테나(220)로부터 수신 안테나(230)로 전송된다. 1번 안테나는 X(k)의 심볼

을 전송하고, 2번 안테나는 0을 즉, 신호 에너지를 전송하지 않는다.

예를 들어, 다음과 같은 잡음의 영향을 받지 않는 채널 행렬

에 대하여,

수신 장치에서 수신한 벡터는 다음과 같다.

i-MRC 검출 알고리즘은 에러 없이 채널을 추정할 수 있다. i-MRC 검출 알고리즘을 수신 벡터 y(k)에 적용하면, g(k) = [ -1.0000-1.0000i, 0.3271-0.2978i]를 얻는다. 그 후, 안테나 인덱스는 <수학식 7>의 계산에 의하여

로 추정된다. 마찬가지로, 전송된 심볼은 <수학식 7>의 계산에 의하여

값으로 추정된다. 그리고, 공간 복조부에서 송신 안테나 번호와 전송된 심볼을 복호화하여

의 3비트 원(original) 신호가 계산된다. 즉, 송신 안테나 번호(

)는 안테나 비트 블록(300)을 복호화하는데 사용되고, 전송된 심 볼(

)은 신호 변조 비트 블록(310)을 복호화하는데 사용된다. 그리고, 안테나 비트 블록(300)과 신호 변조 비트 블록(310)을 결합하여, 원 신호를 복조한다.

전술한 바와 같이 본 발명은 송신 안테나 번호를 다른 채널 경로간의 교차 상관(cross correlation)을 이용하여 추정한다. 그러므로, 공간 다중화 기술과 같이 알고리즘의 성능은 채널의 상관에 따른다. 하지만 본 발명과 같은 새로운 방식은 상관이 채널의 특성에는 종속되지만, 전송 안테나들 간의 상호 커플링(mutual coupling)에는 종속되지 않는다. 즉, 본 발명은 주어진 시간동안에 하나의 송신 안테나만이 활성화하여 상호 커플링이 일어나지 않게 한다.

상호 커플링은 채널을 악화시키고, 상관을 증가시키며 가용 용량을 줄인다. 상호 커플링은 다중입출력 시스템에서 채널 용량을 개선하는데 사용될 수 있지만, 그것은 공간 상관이 높은 채널에서만 유효하다. 특히, 업링크(uplink) 전송에 있어서 상호 커플링을 회피하는 것이 중요하다. 이런 점에서 본 발명은 상호 커플링을 회피함으로써, 상관을 없애고 가용 용량을 늘릴 수 있게 된다.

<SM-OFDM>

이하, 도 4 및 도 5를 참조하여 SM과 OFDM을 결합한 송수신 장치 및 시스템을 설명한다. 상기 시스템은 송신 장치와 수신장치를 포함한다. 송신 장치는 공간 변조와 OFDM 변조를 이용하여 송신하며, 수신 장치는 OFDM 복조와 검출(I-MRC, ZF, MMSE) 및 공간 복조를 이용한다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 SM-OFDM 시스템을 나타내는 도면이고, 도 5는 본 발명의 실시예에 따른 SM-OFDM방법을 나타내는 도면이다.

도 4를 참조하면, 공간 변조부(410)는

이진 행렬 Q(k)을 입력 받아

의 크기를 갖는 다른 행렬 X(k)로 변조한다. 여기에서 n은 OFDM 반송파 숫자이고,

은 안테나 비트 블록과 신호 변조 비트 블록의 비트 수이다.

OFDM 변조부(420)는 공간 변조부(410)로부터 X(k)를 입력받아 OFDM 변조하여 각 안테나로 전송한다. 직렬-병렬 변환부(421)는 직렬적인 정보 심볼의 블록을 병렬적인 반송파 별로 변환한다. 이때, OFDM 심볼은 싱글-캐리어(single-carrier) 시스템보다 시간 듀레이션(time duration)을 길게 설정한다. 그리고, 각 IFFT부(422)는 이산 푸리에 역 변환(inverse discrete Fourier transform: IDFT)을 수행한다. 보호 구간 삽입부(423)는 채널 시간 스프레드(channel time spread)에 의해 발생되는 심볼간 간섭(inter symbol interference:ISI)제거를 위해, IDFT 계수의 각 블록에서 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix: CP)에 따르거나, G샘플로 구성되는 보호 구간(guard interval)에 따른다. G샘플은 CP의 길이가 적어도 채널 길이와 동일하다. 전송된 순서의 선형적 컨볼루션과 채널은 순환적 컨볼루션(circular convolution)으로 바뀐다. 이에 따라, ISI가 완전히 제거될 수 있다.
병렬-직렬 변환부(424)는 상기 보호 구간 삽입부(423)로부터 수신한 병렬 신호를 직렬 신호로 변환한다.
복수의 송신 안테나는 각 OFDM 변조부(420)로부터 신호를 입력받아 채널 매트릭스를 곱하여 수신 장치로 송신한다. 복수의 수신 안테나는 상기 송신 안테나로부터 신호를 받는다. 본 발명의 실시 예에 따른 수신 장치는 OFDM 복조부(430), 검출부(440), 공간 복조부(450)를 포함한다. 상기 OFDM 복조부(430)는 상기 송신 안테나로부터 수신한 OFDM 신호를 복조한다. 상기 OFDM 복조부(430)는 송신 안테나로부터 수신한 병렬 신호를 직렬 신호로 변환하기 위한 병렬-직렬 변환부(431)를 포함한다. 고속 퓨리에 변환부(432)는 상기 직렬 신호를 이산 퓨리에 변환(Discrete Fourier Transform)한다. 보호 구간 제거부(433)는 심볼 간 간섭을 제거하기 위하여 상기 DFT(Discrete Fourier Transform )신호에 G샘플들을 가진 보호 구간 또는 CP(Cyclic Prefix)를 제거한다. 병렬- 직렬 변환부(434)는 상기 보호 구간 제거부(433)로부터 수신한 병렬 심볼들을 직렬 심볼 정보 블록으로 변환한다.
결정부(440)는 수신 신호로부터 안테나 인덱스와 전송된 심볼을 추정한다. 공간 복조부(450)는 추정된 안테나 인덱스를 사용하여 안테나 비트 블록을 복호화하고, 추정된 전송 심볼을 사용하여 신호 변조 비트 블록을 복호화한다.

삭제

이하, 도 5을 참조하여 SM-OFDM 방법을 설명한다.

도 5를 참조하면, Q(k) 행렬은 공간 변조를 통해 각각의 OFDM 변조부(420)에 사용될

벡터로 매핑된다. X(k)의 열 벡터인

는

번째 송신 안테나가 전송할 심볼들로 구성된다.

의 각 심볼들은 안테나 비트 블록과 신호 변조 비트블럭의 정보를 표현한다. 도 5의 예를 들면, 입력 비트의 순서 “0, 0, 1”는 신호 변조 비트 블록(“0, 0”)과 안테나 비트 블록(“1”)으로 분리된다. 그리고

즉, 두 개의 안테나 중 첫 번째 안테나에서 QPSK 성상도 중 -1+i 의 심볼로 표현될 수 있다. 자세히 설명하면, 총 안테나의 개수가 2개이므로, 안테나 비트 블록은 1비트로 구성된다. 그리고 신호 변조의 성상도는 4가지를 표현 가능하므로, 신호 변조 비트 블록은 2비트로 구성된다.

구해진 다중 심볼 벡터를 재배열하면, X(k) 행렬로 나타낼 수 있다. 이 안테나에 속하지 않은 다른 심볼은 도 5와 같이 0으로 설정된다. 그리고, 각 열 벡터

는 OFDM 변조부(420)를 통해 OFDM 변조된다.

OFDM 변조부(420)는 변조의 결과로

벡터를 생성한다. 각

고유한 OFDM 반송파의 집합들을 포함한다. 리설턴트 벡터(resultant vector)는 Nt 송신 안테나로부터 동시에 다중입출력 채널 행렬 H(t)를 통해 전송된다. 채널 행렬은 블록 행렬이고, 길이가 p인 Nr X Nt의 집합들로 볼 수 있다. 여기에서 p는 각각 의 수신 및 송신 안테나간의 각 채널 링크를 위한 채널 경로의 개수이다.

수신 행렬 Y(t)는

로 나타낼 수 있다. 여기에서 R(t)는 부가적 백색 가우시안 잡음 행렬(additive white Gaussian noise matrix)이고,

기호는 시간 컨볼루션(time convolution)을 나타낸다.

1. SM-OFDM 다중 채널 모델

H(t)는 각각의 길이가 p인 Nr X Nt 벡터들의 집합을 포함하는 채널 행렬로 <수학식 8>과 같이 표현된다.

는 수신 안테나

와 송신 안테나

간의 p X 1 채널 벡터의 크기를 갖는다. 그리고

는 모든 다중 경로 채널 이득을 담고 있으며, 아래의 <수학식 9>와 같이 표현된다.

본 발명에서, 다른 링크들간의 다중 경로는 통계적으로 독립적이고, 몬테 카를로 방법(Monte Carlo method: MCM)에 의해 모델링된다. 실내 다중 경로 채널의 최대 전파 지연(maximum propagation delay)는 0.45us로 고려한다. 그러면, 각 채널 경로 이득은 <수학식 10>에 의해 주어진다.

여기에서

,

, N은 각각 이산 도플러 주파수(discrete Doppler frequencies), 도플러 위상, 고조파 함수(harmonic functions)를 나타낸다.

번째 채널 경로와 관련된 전파 지연(propagation delay)은

이다.

은 모든 변수(

)에 대한 0 과 1 사이의 범위에서 균등한 분포(uniform distribution)를 가지는 독립한 랜덤 변수들이다. 그리고,

는 각 링크에 대해 독립적으로 발생한다. 주파수 선택 경로 채널(frequency selective multipath channel)의 최대 도플러 주파수는

로 주어진다. 마지막으로 이산 다중경로 프로파일(profile)은

에 의해 모델링된다. 1 X 4 채널에서 하나의 송신 안테나로부터 모든 수신 안테나로의 채널 경로에 대한 대표적인 예는 도 9와 같다.

2. OFDM 검출과 공간 변조

이하, OFDM 검출과 공간 변조를 설명한다.

OFDM 검출로는 i-MRC 이외에도 ZF(zero-forcing) 또는 MMSE(minimum-mean-square-error)를 사용할 수도 있다. 예를 들어, OFDM 검출 방법으로 ZF을 사용하는 경우, ZF 검출은 OFDM 변조된 시그널의 요소화 분할(element-wise division)로 간주된다. 전송 함수는 0 패딩(zero-padding) 이산 시간 채널 임펄스 응답(discrete time channel impulse response)의 DFT로부터 이산 시간 채널의 전송 함수(transfer function)가 계산된다. 그러나, 수신 장치는 공간 변조에서 어떤 심볼이 전송되었는지를 추정하여야 한다. 수신 장치는 각 ZF 등화기(equalizer)로부터 <수학식 11>와 같이 안테나 인덱스를 추정한다.

여기서,

는 반송파

에 대해 각 ZF 등화기로부터 도출된 벡터이다. 그리고, 수신 장치는 전송된 심볼을 <수학식 12>와 같이 추정한다.

OFDM을 위한 V-BLAST 검출은 평탄 레일리 페이딩 채널에서 사용되는 V-BLAST 검출과 동일하고, 각 반송파에 적용될 수 있다.

<시물레이션 결과>

이하, 본 발명에 따른 시물레이션 결과를 도 6 내지 도 10을 참조하여 설명한다.

시뮬레이션은 다음과 같은 가정하에서 수행된다. 수신 장치는 모든 채널에 대한 정보를 가지고 있다고 가정한다. 그리고, 송수신 장치의 안테나는 상관을 피할 수 있을 만큼 충분히 떨어져 있다고 가정한다. 각 전송에서 총 시그널 파워는 동일하다. 그리고, 총 파워가 1W이고 잡음의 파워가

일 때, 각 수신 장치에 입력되는 SNR은

이다. 잡음은 부가적 백색 가우시안 잡음이고, 시공간적으로 무결하다. V-BLAST 전송에서 송신 안테나는 동기화되었다고 가정한다.

1. SSM 전송

이하, SSM 전송 방식의 시물레이션 결과를 도 6을 참조하여 설명한다. 송신 안테나 번호 검출 알고리즘으로는 ZF, MMSE 와 i-MRC가 사용되었다.

도 6은 평탄 레일리 페이딩 채널에서 SSM 및 4 X 4 안테나를 사용한 시물레이션 결과를 나타내는 도면이다. 10의 SER(Symbol Error Ratio)에서 가장 성능이 뛰어난 i-MRC는 MMSE보다 5dB만큼 성능이 좋고, MMSE는 ZF보다 8dB성능이 좋다. 10의 SER에서도 i-MRC는 MMSE보다 약 10dB정도 성능이 좋다. 도 7의 시물레이션 결과는 i-MRC 검출 방법을 심볼 간의 에러를 줄이는 진보된 기술로 사용할 수 있음을 보여준다.

하지만 안테나의 개수가 달라지면 다른 결과가 도출될 수 있다. 예를 들면, ZF 또는 MMSE는 수신 안테나의 개수가 송신안테나의 개수보다 커질 경우 그 품질이 높아지는데 비해서, i-MRC의 품질은 많이 높아지지 않는다. 이는 SSM방법이 송신 안테나 중 활성화 안테나 인덱스를 정보의 소스로 이용하기 때문이다.

또한, SSM 전송 방식은 SER에서 좋은 성능을 보여주긴 하지만, 패리티 비트가 첨가되므로 전송이 비효율적이고, BPSK 및 QPSK이외에는 사용할 수 없다. 이러한 문제점은 SM 전송 방식을 사용하여 해결할 수 있다

2. SM 전송

이하, SM전송 방식의 시물레이션 결과를 도 7 및 도 8을 참조하여 설명한다.

도 7는 레일리 평탄 채널에서 MRRC 1 X 4 64-QAM, SM 4 X 4 16-QAM, SM 2 X 4 32-QAM, MMSE 2 X 4 8-QAM 및 MMSE 3 X 4 4-QAM을 비교한 BER 성능을 나타내는 도면이다. SM 4 X 4 16-QAM 및 MMSE 2 X 4 8-QAM 전송은 거의 동일한 성능을 나타낸다. 그리고, MMSE 3 X 4 4-QAM 전송은 에러 전파의 존재와 수신 장치에서의 높은 채널간 간섭 때문에 성능의 감퇴가 크다. 본 발명에 따른 SM 4 X 4 16-QAM 전송은 1 X 4 64-QAM MRC 전송보다 약 7dB정도 성능이 뛰어나다. 도 7의 시물레이션 결과는 본 발명에 따른 SM 방식을 레일리 평탄 채널에서 효율적으로 사용할 수 있음을 보여준다.

한편, SIC(successive interference cancellation)를 적용한 V-BLAST는 레시안 K 인자가 증가되면 성능이 감퇴된다. 이러한 효과는 LOS 컴포넌트의 존재에 기인한 상관의 증가로부터 설명될 수 있다. 그러나, SM은 하나의 심볼을 한번에 보내기 때문에 채널간 간섭이 회피된다. 따라서, SM은 K 인자를 증가하더라도 심각한 성능 열화가 없는 장점이 있다. 다음으로, 도 8을 참조하여 레시안 페이딩 채널 모델에서 SM과 V-BLAST를 비교하여 6비트 전송의 시물레이션 결과를 설명한다.

도 8은 레시안 채널 인자 K가 2일 때, SM 과 V-BLAST의 BER 성능 비교를 나타내는 도면이다. SM 2 X 4 32-QAM은 SM 4 X 4 16-QAM에 비해 낮은 SNR에서 유사한 성능을 보이고, 높은 SNR에서는 약 2 ~ 3 dB정도의 이득 차이가 있다. 반면에, SM은 V-BLAST에 비해서는 5 dB 에서 15 dB 정도의 성능향상이 있다. 도 8의 시물레이션 결과는 레시안 채널 인자 K가 증가할 때, 본 발명에 따른 SM이 기존의 V-BLAST에 비해 좋은 BER 성능을 가지는 변조 방법으로 사용할 수 있음을 보여준다.

도 7 및 도 8을 살펴보면 LOS가 존재할 때 SM이 V-BLAST 보다 성능이 보다 좋아짐을 알 수 있다. 10의 BER의 V-BLAST는 약 11 dB의 성능저하가 있지만, 같은 BER에서 SM은 겨우 4 dB의 저하밖에 나타나지 않는다. 즉, SM이 V-BLAST보다 성능이 뛰어남을 알 수 있다.

3. SM-OFDM 전송

이하, 본 발명에 따른 SM-OFDM 전송의 시물레이션 결과를 도 9 및 도 10을 참조하여 설명한다.

전술한 SM-OFDM 시스템에서 최대 도플러 주파수가 30 Hz일 때를 가정한다. 그리고, 각 심볼에 20 프레임의 길이를 갖는 OFDM 심볼은 256개의 OFDM 반송파를 갖는다고 가정한다. 시스템의 대역폭은 20 MHz이고, 샘플링 인터벌은 ta = 1 / BW = 50ns으로 가정한다. 채널 디레이 스프레드는 0.45 us이고 가드 인터벌은 0.5 us로 가정한다.

도 9는 OFDM 반송파 개수에 따른 채널 이득을 나타내는 도면이고, 도 10은 SM-OFDM에서 SM 4 X 4 16-QAM, SM 2 X 4 32-QAM, V-BLAST 2 X 4 8-QAM 및 V-BLAST 3 X 4 4-QAM V-BLAST의 SNR 별 BER을 비교하여 나타내는 도면이다.

도 10를 참조하여 각 OFDM의 성능을 비교하면, SM-OFDM은

인 경우에도 V-BLAST보다 성능 감소가 적다. 도 10에서 V-BLAST는 이미 3 X 4 의 특징에서 에러 플로우(error flow)가 보여진다.

2 X 4 32-QAM SM-OFDM은 SNR < 16 dB인 2 X 4 8-QAM V-BLAST-OFDM과 성능이 거의 같고, 약 2 dB 정도로 약간 성능이 좋다. 더 나아가, 2 X 4 SM 32QAM은 4 X 4 QAM 16QAM 및 3 X 4 V-BLAST-OFDM 4QAM보다 훨씬 좋은 성능을 보여준다. 3 X 4 4QAM V-BLAST-OFDM의 결과는 가장 나쁜 성능을 보인다. 도 10의 시뮬레이션 결과는 본 발명에 따른 SM 과 OFDM의 결합이 SNR 별 BER에 매우 효과적임을 보여준다.

4. 수신 장치 복잡도 측정

이하, 수신 장치의 복잡도를 종래 V-BLAST와 본 발명에 따른 SSM, SM을 비교한다. 본 발명은 기존의 V-BLAST 알고리즘보다 수신 장치의 복조 복잡도가 감소된다.

복잡도의 고려대상으로 소수의 곱셈과 덧셈을 고려하여 비교한다. R-SVD(singular value decomposition)를 이용한

행렬의 SVD 복잡도 성능은

([23],[24] 참조)이다.

의사역행렬(pseudoinverse)

의 계산은

복소 연산을 필요로 한다. 그러므로

복소 연산의 합이 필요하다. 복소 연산의 총 개수는 <수학식 15>와 같이 주어진다.

MMSE 복잡도 계산도 유사하게 계산된다. 역행렬 계산을 위해 가우시안 소거법을 사용하면 다음과 같은 <수학식 16>에 의해 복소 연산의 총 개수를 구할 수 있다.

MRC는

인 경우,

의 복잡도를 요구한다. 따라서, i-MRC의 경우 반복 횟수만큼 곱한다. 이러한 i-MRC를 위한 Nt 반복은 전송된 심볼 및 송신 안테나 번호를 계산하기 위함이다. 그러므로 i-MRC는

의 복소 연산이 필요하다. 이 연산은 SM에 i-MRC를 적용할 때도 동일한 연산 횟수를 갖게 된다.

다음에서는

를 복소 연산의 횟수라고 가정하고 수신 장치의 복잡도를 비교한다. 표 2은 SM에 i-MRC 검출과 V-BLAST 검출을 비교하여 나타낸다.

OFDM 전송에 있어서, SM-OFDM에서 ZF 검출을 이용할 때 복소 연산의 횟수는

가 된다. 표 3은 반송파가 256일 때, SM-OFDM과 V-BLAST-OFDM의 수신 장치의 복조 복잡도를 나타낸다.

4 X 4 16-QAM SM-OFDM은 V-BLAST-OFDM과 비교하여 복소 연산의 높은 횟수를 요구한다. 그러나 2 X 4 32-QAM SM-OFDM은 V-BLAST-OFDM 보다 26.44%정도 경감된 복조 복잡도를 보여준다. 표 2 및 표 3은 본 발명에 따른 SM과 OFDM의 결합이 수신 장치에서 OFDM 복조 복잡도를 경감시키는데 효율적으로 사용될 수 있음을 보여준다.

한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지로 변형될 수 있음은 물론이다. 첨부된 도면은 본 발명의 실시예를 적용하는 경우를 예시적으로 보여준 것이며, 본 발명은 전술한 실시예에 한정되는 것이 아니다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어서는 아니 되며 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

본 발명은 다중입출력시스템에서 하나의 송신 안테나 만을 활성화 함으로써, 송신 안테나의 동기화가 필요 없어지고, 수신 장치에서 채널간 간섭을 제거하면서도, 안테나의 공간적 배치를 정보로 이용하여 단위 헤르츠당 전송 효율이 높일 수 있는 효과가 있다.

또한, 본 발명은 MIMO-OFDM 시스템에서 SM방법을 사용함으로써 공간 다중화 이득을 얻을 수 있으면서도 수신단의 복조 복잡도를 줄일 수 있는 효과도 있다.

Claims

다중입출력(multiple-input multiple-output: MIMO) 시스템의 공간 변조 방법에 있어서,

다수의 비트 정보를 포함하는 신호를 입력 받아 안테나 인덱스 비트 블록과 신호 변조 비트 블록으로 분리하는 단계;

상기 신호 변조 비트 블록을 신호 변조 방식에 따라 심볼 맵핑하는 단계; 및

상기 안테나 인덱스 비트 블록을 활성화 안테나 인덱스에 맵핑하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 변조 방법.
제 1항에 있어서,

상기 분리 단계는 상기 신호의 log₂(총 안테나 개수) 값에 해당하는 비트를 상기 안테나 비트 블록으로 분리하고, log₂(신호 변조의 성상도가 표현 가능한 가짓수) 값에 해당하는 비트를 상기 신호 변조 비트 블록으로 분리하는 것을 특징으로 하는 공간 변조 방법.
제1항에 있어서,

상기 신호 변조 방식은 BPSK(binary phase shift keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 및 QAM(Quadrature Amplitude modulation) 중의 어느 하나인 것을 특징으로 하는 공간 변조 방법.
제 1항에 있어서,

상기 신호 변조방식에 따른 심볼 맵핑하는 단계는 총 안테나 개수의 심볼을 갖는 벡터 신호를 생성하고, 상기 생성된 벡터 신호의 활성화 안테나 인덱스와 대응하는 심볼 위치에 신호 변조 심볼 값을 맵핑하는 것을 특징으로 하는 공간 변조 방법.
제4항에 있어서,

상기 활성화 안테나 인덱스에 맵핑하는 단계는 상기 벡터 신호의 비활성화 될 안테나 인덱스에 대응하는 심볼 위치에 0 값을 맵핑하는 것을 특징으로 하는 공간 변조 방법.
다중입출력(Multiple-input multiple-output) 시스템에서 공간 변조를 이용한 송신 장치에 있어서,

다수의 비트 정보를 포함하는 신호를 입력 받아 안테나 비트 블록과 신호 변조 비트 블록으로 분리하는 분리부;

상기 신호 변조 비트 블록을 신호 변조 방식에 따라 심볼 맵핑하는 신호 변조 부호화부; 및

상기 안테나 비트 블록을 활성화 안테나 인덱스에 맵핑하는 안테나 인덱스 부호화부를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
제6항에 있어서,

복수의 송신 안테나는 단위 시간 동안 공간 변조된 신호를 전송하는 활성화 안테나와, 상기 단위 시간 동안 공간 변조된 신호를 전송하지 않는 비활성화 안테나를 함께 구비하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
제7항에 있어서,

상기 공간 변조된 신호를 수신하여 직교 주파수 다중 분할(orthogonal frequency division multiplexing: OFDM)신호로 변조하기 위한 복수의 OFDM 변조부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
제6항에 있어서,

상기 신호 변조 부호화부는 총 안테나 수 심볼을 갖는 벡터 신호를 생성하고, 상기 생성된 벡터 신호의 활성화 안테나 인덱스와 대응하는 심볼 위치에 신호 변조 심볼 값을 맵핑하는 것을 특징으로 송신 장치.
제9항에 있어서,

상기 안테나 인덱스 부호화부는 비활성화 안테나 인덱스에 대응하는 상기 벡터 신호의 심볼 위치에 0 값을 맵핑하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
제6항에 있어서,

상기 송신 장치에 포함되는 복수의 안테나는 채널 행렬로
를 이용하고,

여기서
이고,
는 송신 안테나이고, Nt는 송신 안테나의 총 개수이고, Nr은 수신 안테나의 총 개수임을 특징으로 하는 송신 장치.
다중입출력 시스템에서 공간 변조 신호 검출 방법에 있어서,

수신 신호에 반복적으로 채널 패스 이득을 곱하여 검출 벡터를 계산 하는 단계;

상기 검출 벡터의 독립변수의 최대 절대값으로 활성화 안테나 인덱스를 추정하는 단계; 및

상기 활성화 안테나 인덱스 추정 값과 송신 안테나 인덱스 값이 같을 때, 상기 검출 벡터를 이용하여 검출 열 벡터를 계산하고, 상기 검출 열 벡터값을 변수로 한 양자화 함수의 성상도를 이용하여 전송 심볼을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 변조 신호 검출 방법.
제12항에 있어서,

상기 검출 열 벡터는
,

상기 검출 벡터는
,

안테나 인덱스 추정 값은
,

전송 심볼은
로 계산되고,

여기서 y는 수신 벡터이고,
는 송신 안테나이고, Nt 는 송신 안테나의 총개수,
는 양자화 함수의 성상도 임을 특징으로 하는 공간 변조 신호 검출 방법.
다중입출력 시스템에서 공간 변조 신호 검출을 이용한 수신 장치에 있어서,

송신 안테나로부터 신호를 수신하는 복수의 수신 안테나;

상기 수신 신호로부터 활성화 안테나 인덱스 및 전송된 심볼을 추정하는 검출(detector)부; 및

상기 활성화 안테나 인덱스 추정 값으로 상기 수신 신호의 안테나 비트 블록을 디맵핑(demapping)하고, 상기 전송된 심볼의 추정 값으로 상기 수신 신호의 신호 변조 비트 블록을 디맵핑하는 공간 복조부를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제14항에 있어서,

상기 복수의 수신 안테나로 수신된 직교 주파수 다중 분할(orthogonal frequency division multiplexing: OFDM) 신호를 복조하여 상기 검출부로 제공하는 OFDM 복조부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제14항에 있어서,

상기 검출부는 수신 벡터에 반복적으로 채널 패스 이득을 곱하여 검출 벡터를 계산하고, 상기 검출 벡터의 독립변수의 최대 절대값으로 활성화 안테나 인덱스를 추정하고, 상기 활성화 안테나 인덱스 추정 값과 송신 안테나 인덱스 값이 같을 때, 상기 검출 벡터를 이용하여 검출 열 벡터를 계산하고, 상기 검출 열 벡터값을 변수로 한 양자화 함수의 성상도를 이용하여 전송된 심볼을 추정하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제14항에 있어서,

상기 검출부는 MMSE(minimum mean square error) 등화기 또는 ZF(zero-forcing) 등화기를 이용하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제17항에 있어서,

상기 ZF 등화기는 안테나 인덱스를
로 계산하고, 전송된 심볼을
로 계산하며, 여기서
는 반송파
에 대해 ZF 등화기로부터 도출된 벡터이고,
는 양자화 함수의 성상도 임을 특징으로 하는 수신 장치.
공간 변조 및 공간 변조 검출을 이용한 다중입출력(Multiple-input multiple-output) 시스템에 있어서,

활성화 안테나 인덱스에 다중 심볼 신호를 맵핑하는 공간 변조부;

단위 시간당 적어도 하나의 활성화 안테나를 통해 상기 공간 변조부로부터 공간 변조된 신호를 전송하는 복수의 송신 안테나;

상기 공간 변조된 신호를 수신하는 복수의 수신 안테나;

상기 수신 안테나의 수신 신호로부터 활성화 안테나 인덱스 및 전송된 심볼을 추정하는 검출(detector)부; 및

상기 활성화 안테나 인덱스 추정 값과 상기 전송된 심볼 추정 값을 이용하여 상기 수신 신호를 복조하는 공간 복조부를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중입출력 시스템.
제19항에 있어서,

상기 공간 변조된 신호를 수신하여 직교 주파수 다중 분할(orthogonal frequency division multiplexing: OFDM)신호로 변조하기 위한 복수의 OFDM 변조부와 상기 복수의 수신 안테나로 수신된 직교 주파수 다중 분할((orthogonal frequency division multiplexing: OFDM) 신호를 복조하여 상기 검출부로 제공하는 OFDM 복조부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중입출력 시스템.
제19항에 있어서,

상기 공간 변조부는, 다수의 비트 정보를 포함하는 신호를 입력 받아 안테나 비트 블록과 신호 변조 비트 블록으로 분리하는 분리부;

상기 신호 변조 비트 블록을 신호 변조방식에 따라 심볼 맵핑하는 신호 변조 부호화부;

상기 안테나 비트 블록을 활성화 안테나 인덱스에 맵핑하는 안테나 인덱스 부호화부를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중입출력 시스템.
제19항에 있어서,

상기 검출부는 상기 수신 신호에 반복적으로 채널 패스 이득을 곱하여 검출 벡터를 계산하고,

상기 검출 벡터의 독립변수의 최대 절대값으로 활성화 안테나 인덱스를 추정하고,

상기 활성화 안테나 인덱스 추정 값과 송신 안테나 인덱스 값이 같을 때, 상기 검출 벡터를 이용하여 검출 열 벡터를 계산하고, 상기 검출 열 벡터값을 변수로 한 양자화 함수의 성상도를 이용하여 전송된 심볼을 추정하는 것을 특징으로 하는 다중입출력 시스템.
제19항에 있어서,

상기 공간 복조부는 상기 활성화 안테나 인덱스 추정 값으로 안테나 비트 블록을 디맵핑하고,

상기 전송된 심볼 추정 값으로 신호 변조 비트 블록을 디맵핑하고,

안테나 비트 블록과 신호 변조 비트 블록을 결합한 신호를 복조하는 것을 특징으로 하는 다중입출력 시스템.
제6항에 있어서,

상기 활성화 안테나 인덱스에 다중 심볼 신호를 맵핑하기 위한 공간 변조부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
다중 입출력 시스템의 공간 변조를 이용한 송수신 방법에 있어서,

활성화 안테나의 인덱스에 다중 심볼 신호를 맵핑하는 단계;

단위 시간당 적어도 하나의 활성화 안테나에서 공간 변조된 신호를 전송하는 단계;

복수의 수신안테나에서 상기 공간 변조된 신호를 수신하는 단계;

상기 수신 신호로부터 활성화 안테나 인덱스와 전송된 심볼을 추정하는 단계; 및

상기 활성화 안테나 인덱스 추정 값과 상기 전송된 심볼 추정 값을 이용하여 상기 수신 신호를 다중 심볼 신호로 디맵핑(demapping)하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 변조를 이용한 송수신 방법.
제25항에 있어서,

상기 공간 변조된 신호를 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 방식으로 변조하여 적어도 하나의 송신 안테나로 출력하는 단계; 및

상기 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 방식으로 변조된 수신 신호를 복조하여 상기 활성화 안테나 인덱스와 상기 전송된 심볼의 추정을 위한 신호로 출력하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 변조를 이용한 송수신 방법.
제25항에 있어서,

상기 맵핑하는 단계는

다수의 비트들을 가진 신호를 수신하는 단계;

상기 수신된 신호를 안테나 비트 블록과 신호 변조 비트 블록으로 분리하는 단계;

상기 신호 변조 비트 블록을 신호 변조방식에 따라 심볼 맵핑하는 단계; 및

상기 안테나 비트 블록을 활성화 안테나 인덱스에 맵핑하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 변조를 이용한 송수신 방법.
제25항에 있어서,

상기 추정 단계는

상기 수신 신호에 반복적으로 채널 패스 이득을 곱하여 검출 벡터를 계산하는 단계;

상기 검출 벡터의 독립변수의 최대 절대값으로 활성화 안테나 인덱스를 추정하는 단계; 및

상기 활성화 안테나 인덱스 추정 값과 송신 안테나 인덱스 값이 같을 때, 상기 검출 벡터를 이용하여 검출 열 벡터를 계산하고, 상기 검출 열 벡터값을 변수로 한 양자화 함수의 성상도를 이용하여 전송된 심볼을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 변조를 이용한 송수신 방법.
제25항에 있어서,

상기 디맵핑 단계는 상기 활성화 안테나 인덱스 추정 값을 이용하여 안테나 비트 블록을 디맵핑하는 단계;

상기 전송된 심볼 추정 값을 사용하여 신호 변조 비트 블록을 디맵핑하는 단계; 및

안테나 비트 블록과 신호 변조 비트 블록을 결합한 신호를 복조하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 변조를 이용한 송수신 방법.