KR101040606B1 - 공간 변조된 신호의 복원 장치 및 방법 - Google Patents

공간 변조된 신호의 복원 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명에 따른 공간 변조된 신호의 복원 장치는, 안테나 인덱스와 데이터 심볼을 별도로 부호화하고 안테나 인덱스에 의해 선택되는 특정 안테나를 통하여 데이터 심볼을 전송하는 송신 시스템으로부터 수신되는 신호를 복원하는 장치로서, 수신 신호로부터 안테나 인덱스에 대한 BER과 데이터 심볼에 대한 BER을 추정하는 BER 기반 디먹스; 상기 수신 신호로부터 안테나 인덱스를 복원하는 안테나 인덱스 복원부; 및 상기 수신 신호로부터 데이터 심볼을 복원하는 데이터 심볼 복원부를 포함하고, 상기 안테나 인덱스 복원부 및 상기 데이터 심볼 복원부는 상기 BER 기반 디먹스의 BER 추정 결과에 따라서 순차적으로 복원을 수행하는 것을 특징으로 한다.
Figure R1020090133680
다중 안테나 시스템, 공간 변조

Description

공간 변조된 신호의 복원 장치 및 방법{Apparatus and method for demodulating spatial modulation signal}
본 발명은 공간 변조 방법과 장치, 공간 변조된 신호의 복조 방법과 장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 다중 안테나를 사용하는 OFDM 시스템을 위한 개선된 공간 변조 방법과, 공간 변조된 신호의 복조 방법 및 장치에 관한 것이다.
다중 입출력 시스템은 SISO 무선 시스템에 비하여 용량측면에서 효율성과 품질이 우수하다. 다중 입출력 시스템은 송신 및 수신 안테나의 공간적 배치에 따라 수신 품질이 크게 좌우되고, 채널간 간섭과 다중 경로에 따른 신호 왜곡의 문제가 발생하였다.
신호 왜곡을 개선하기 위한 종래의 알고리즘으로는 BLAST(Bell Labs Layered Space-Time Architecture)가 있다. 가장 대표적인 BLAST으로는 V-BLAST이 있는데, 이 경우 스팩트럼 효율이 높아질수록 왜곡이 심해지는 문제가 있었다.
도 1은 종래의 공간 변조 시스템을 나타내는 구성도이다. 도 1에 도시된 공간 변조 시스템(1)은 송신측 구성으로서 공간 변조부(10), OFDM 변조부(22), 송신 안테나(24)를 포함하며, 수신측 구성으로서 수신 안테나(32), OFDM복원부(34), MMRC(40) 및 공간 복원부(50)를 포함한다. 공간 변조부(10)는
Figure 112009081498429-pat00001
바이너리 행렬 형태의 Q(k)를 입력 받는다. 여기에서,
Figure 112009081498429-pat00002
은 서브 채널별 심볼당 전체 비트수이고, n은 OFDM 서브 채널의 전체 개수이다. 공간 변조부(10)는 공간 변조 맵핑 테이블을 이용하여 입력된 행렬을 다른 행렬 X(k)에 맵핑시킨다. 여기에서 X(k)는 Nt×n 이고, Nt는 전송 안테나의 개수이다. 공간 변조 맵핑 테이블은 Q(k)에 있는 각각의 컬럼들을 바이너리 위상 편이 키잉(BPSK) 성상 지점과 네 개의 안테나 셋으로부터 단일의 전송 안테나 번호에 매핑시킨다. OFDM변조부(22)는 매핑된 신호에 대한 OFDM 변조를 수행한다.
도 1과 같은 공간 변조 시스템은 안테나 인덱스 신호에 따라 한 부반송파 입장에서 다수의 송신안테나 중 하나의 송신 안테나를 선택하여 데이터 신호를 전송하는 시스템이다. 수신기에서 선택된 안테나에 대한 정보가 완벽하게 검출될 경우, SIMO 시스템에서 신호를 보내는 상황과 동일하게 되므로, 수신안테나 수의 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 또한, 채널이 공간 상관도를 겪더라도 송수신 과정은 SIMO 시스템과 유사하기 때문에, 송신기에서 발생하는 상관도 문제를 피할 수 있다. 그러나, 이상적으로 고려되는 채널 환경과 달리, 실제로는 채널 행렬의 직교성이 보장되지 않는다. 채널 행렬의 직교성이 보장되지 않으면, 안테나 인덱스 정보에 대한 검출성능이 현저히 떨어지고, 데이터 신호의 검출이 부정확해지는 문제가 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 안테나 인덱스와 데이터 심볼을 별도로 부호화하고, 안테나 인덱스와 데이터 신호를 보다 정확하게 검출할 수 있는 공간 변조된 신호의 복원 장치 및 방법을 제공하는 데 있다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명에 따른 공간 변조된 신호의 복원 장치는, 안테나 인덱스와 데이터 심볼을 별도로 부호화하고 안테나 인덱스에 의해 선택되는 특정 안테나를 통하여 데이터 심볼을 전송하는 송신 시스템으로부터 수신되는 신호를 복원하는 장치로서, 수신 신호로부터 안테나 인덱스에 대한 BER과 데이터 심볼에 대한 BER을 추정하는 BER 기반 디먹스; 상기 수신 신호로부터 안테나 인덱스를 복원하는 안테나 인덱스 복원부; 및 상기 수신 신호로부터 데이터 심볼을 복원하는 데이터 심볼 복원부를 포함하고, 상기 안테나 인덱스 복원부 및 상기 데이터 심볼 복원부는 상기 BER 기반 디먹스의 BER 추정 결과에 따라서 순차적으로 복원을 수행하는 것을 특징으로 한다.
여기서, 상기 BER 기반 디먹스는 상기 BER 추정 결과, 안테나 인덱스에 대한 BER이 데이터 심볼에 대한 BER보다 낮은 경우에는 안테나 인덱스 복원부가 우선적으로 복원을 수행하도록 하고, 데이터 심볼에 대한 BER이 안테나 인덱스에 대한 BER보다 낮은 경우에는 데이터 심볼 복원부가 우선적으로 복원을 수행하도록 할 수 있다.
여기서, 상기 데이터 심볼 복원부가 우선적으로 복원을 수행하는 경우, 상기 안테나 인덱스 복원부는 상기 복원된 데이터 심볼을 토대로 안테나 인덱스를 복원할 수 있다.
또한, 상기 안테나 인덱스 복원부가 우선적으로 복원을 수행하는 경우, 상기 데이터 심볼 복원부는 상기 복원된 안테나 인덱스를 토대로 데이터 심볼을 복원할 수 있다.
또한, 상기 안테나 인덱스 복원부는, 상기 수신 신호로부터 안테나 인덱스에 대한 LLR을 계산하되, 상기 데이터 심볼 복원부가 우선적으로 복원을 수행하는 경우 상기 복원된 데이터 심볼을 이용하여 상기 LLR을 계산하는 제1 소프트 디매퍼; 상기 계산된 LLR에 대하여 디인터리빙을 수행하는 제1 디인터리버; 상기 디인터리빙된 LLR에 채널 디코딩을 수행하여 안테나 인덱스를 복원하는 제1 채널 디코더를 포함할 수 있다.
또한, 상기 데이터 심볼 복원부는, 상기 수신 신호로부터 데이터 심볼에 대한 LLR을 계산하되, 상기 안테나 인덱스 복원부가 우선적으로 복원을 수행하는 경우 상기 복원된 안테나 인덱스를 이용하여 상기 LLR을 계산하는 제2 소프트 디매퍼; 상기 계산된 LLR에 대하여 디인터리빙을 수행하는 제2 디인터리버; 상기 디인터리빙된 LLR에 대해 채널 디코딩을 수행하여 데이터 심볼을 복원하는 제2 채널 디코더를 포함할 수 있다.
또한, 상기 BER 기반 디먹스는, 노이즈 분산, 검출된 데이터 심볼, 및 채널 벡터 간의 유클리디언 거리를 이용하여 상기 안테나 인덱스에 대한 BER을 계산할 수 있다.
또한, 상기 BER 기반 디먹스는, 노이즈 분산, 검출된 채널 벡터, 및 데이터 심볼 간의 유클리디언 거리를 이용하여 상기 데이터 심볼에 대한 BER을 계산할 수 있다.
여기서, 임시적으로 상기 데이터 심볼 또는 채널 벡터의 검출은, ML 검출, MRC 검출, ZF 검출, 또는 MMSE 검출 중 어느 하나의 기법을 이용하여 수행될 수 있다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명에 따른 공간 변조된 신호의 복원 방법은, 안테나 인덱스와 데이터 심볼을 별도로 부호화하고 안테나 인덱스에 의해 선택되는 특정 안테나를 통하여 데이터 심볼을 전송하는 송신 시스템으로부터 수신되는 신호를 복원하는 방법으로서, (a) 수신 신호로부터 안테나 인덱스에 대한 BER과 데이터 심볼에 대한 BER을 추정하는 단계; 및 (b) 상기 안테나 인덱스에 대한 BER과 상기 데이터 심볼에 대한 BER을 비교하고, 상기 비교 결과에 따라, (b1) 안테나 인덱스를 복원한 후 데이터 심볼을 복원하는 단계와, (b2) 데이터 심볼을 복원한 후 안테나 인덱스를 복원하는 단계를 선택적으로 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
여기서, 상기 (b) 단계는, 상기 안테나 인덱스에 대한 BER이 상기 데이터 심볼에 대한 BER보다 낮은 경우에는 상기 (b1) 단계를 수행하고, 상기 데이터 심볼에 대한 BER이 상기 안테나 인덱스에 대한 BER보다 낮은 경우에는 상기 (b2) 단계를 수행할 수 있다.
여기서, 상기 (b1) 단계는, 상기 수신 신호로부터 안테나 인덱스를 복원하는 단계; 및 상기 복원된 안테나 인덱스를 토대로 데이터 심볼을 복원하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 데이터 심볼을 복원하는 단계는, 상기 복원된 안테나 인덱스를 이용하여 데이터 심볼에 대한 LLR을 계산하는 단계; 상기 계산된 LLR에 대하여 디인터리빙을 수행하는 단계; 및 상기 디인터리빙된 LLR에 대해 채널 디코딩을 수행하여 데이터 심볼을 복원하는 단계를 포함할 수 있다.
또한, 상기 (b2) 단계는, 상기 수신 신호로부터 데이터 심볼을 복원하는 단계; 및 상기 복원된 데이터 심볼을 토대로 안테나 인덱스을 복원하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 안테나 인덱스를 복원하는 단계는, 상기 복원된 데이터 심볼을 이용하여 안테나 인덱스에 대한 LLR을 계산하는 단계; 상기 계산된 LLR에 대하여 디인터리빙을 수행하는 단계; 및 상기 디인터리빙된 LLR에 대해 채널 디코딩을 수행하여 안테나 인덱스를 복원하는 단계를 포함할 수 있다.
또한, 상기 (a) 단계는, 노이즈 분산, 검출된 데이터 심볼, 및 채널 벡터 간의 유클리디언 거리를 이용하여 상기 안테나 인덱스에 대한 BER을 계산할 수 있다.
또한, 상기 (a) 단계는, 노이즈 분산, 검출된 채널 벡터, 및 데이터 심볼 간의 유클리디언 거리를 이용하여 상기 데이터 심볼에 대한 BER을 계산할 수 있다.
상기된 본 발명에 의하면, 데이터의 중요도에 따라 계층화된 전송이 가능하도록 안테나 인덱스와 데이터 심볼을 별도로 부호화하고, 안테나 인덱스와 데이터 신호를 보다 정확하게 검출할 수 있으며, 계산의 복잡도 또한 줄일 수 있다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 상세히 설명한다. 이하 설명 및 첨부된 도면들에서 실질적으로 동일한 구성요소들은 각각 동일한 부호들로 나타냄으로써 중복 설명을 생략하기로 한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 공간 변조 장치를 포함하는 송신 시스템을 나타내는 블록도이다. 도 2에 도시된 송신 시스템(100)은 분할부(110), 제1 채널 인코더(122), 제1 인터리버(124), 제2 채널 인코더(132), 제2 인터리버(134), 심볼 매퍼(136), 개폐부(140) 및 송출부(150)를 포함하여 구성된다.
상기 송신 시스템(100)에서 공간 신호 부호화 장치는 분할부(110), 제1 채널 인코더(122), 제1 인터리버(124), 제2 채널 인코더(132), 제2 인터리버(134), 심볼 매퍼(136)를 포함한다. 상기 송신 시스템(100)은 기존의 공간 변조 방식과 달리 안테나 인덱스 신호에 대한 검출 성능을 개선하기 위해 안테나 인덱스와 데이터 심볼을 별도로 부호화한다. 그리고 안테나 인덱스에 의해 선택되는 특정 안테나를 통하여 데이터 심볼을 전송한다.
분할부(110)는 송신하고자 하는 입력 데이터를 안테나 비트와 데이터 비트로 분할하고, 분할된 안테나 비트와 데이터 비트를 제1 채널 인코더(122)와 제2 채널 인코더(132) 측으로 전달한다.
제1 채널 인코더(122)는 안테나 비트를 입력 받아 채널 인코딩을 통해 제1 부호 심볼을 생성한다. 제1 채널 인코더(122)는 전송할 안테나 비트를 미리 주어진 부호율로 부호화하여, 안테나 비트에 대한 제1 부호 심볼을 출력한다. 제1 채널 인코더(122)는 예를 들어, 길쌈 부호기(convolutional encoder), 터보 부호기(turbo encoder), LDPC(low density parity check) 등이 있다.
제1 인터리버(124)는 제1 채널 인코더(122)에서 부호화된 제1 부호 심볼들을 미리 결정된 규칙에 따라 인터리빙시킨다. 특히 심볼들이 연집 에러에 강하도록 미리 결정된 규칙에 따라 인터리빙하는 것이 바람직하다.
제2 채널 인코더(132)는 데이터 비트를 입력 받고, 미리 주어진 부호율로 부화하여 데이터 비트에 대한 제2 부호 심볼들을 출력한다. 제2 인터리버(134)는 제2 채널 인코더에서 부호화된 심볼들을 미리 결정된 규칙에 따라 비트 인터리빙시킨다.
심볼 매퍼(136)는 비트 인터리빙된 심볼들에 대한 심볼 맵핑을 수행한다. 즉, 심볼 매퍼(136)는 심볼들을 미리 결정된 사상 방식에 따른 성상도(constellation) 상에 매핑을 통해 매핑된 또는 변조된 복소 신호를 출력한다. 변조 방식은 예를 들어, 1개의 비트를 하나의 복소 신호에 맵핑하는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), 2개의 비트를 하나의 복소 신호에 맵핑하는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 3개의 비트를 하나의 복소 신호에 맵핑하는 8PSK(Phase Shift Keying), 4개의 비트를 하나의 복소 신호에 맵핑하는 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 등이 있다.
개폐부(140)는 심볼 매퍼(136)로 부터의 복소 신호들을 인터리빙된 제1 부호 심볼에 따라 특정된 안테나 측으로 전달한다. 예를 들어, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiple) 방식에 따라 신호 변조를 수행할 경우, 개폐부로 부터 전달되는 비트열은 각각 OFDM 변조 과정을 거친 후 안테나를 통해 외부로 송출된다.
송신부(150)는 M개의 IFFT 처리부(152), CP 삽입부(154)와 송신 안테나(156)를 포함한다. IFFT 처리부(152)는 개폐부(140)로부터 전달된 신호들에 대한 고속 푸리에 역변환을 수행한다. CP 삽입부(154)는 고속 푸리에 역변환된 신호들에 CP(cyclic prefix)를 삽입한다. 안테나(156)는 CP가 삽입된 데이터 심볼들을 외부로 송출한다. 예를 들어, M개의 송신 안테나에 대해 k번째 부반송파로 송신되는 다중 입력 신호 xk 는 다음과 같이 표현된다.
Figure 112009081498429-pat00003
여기서, m 은 안테나 인덱스에 의해 선택된 송신안테나 번호(십진수 표현)이고, Sk는 심볼 맵핑부에서 출력된 복소 신호이며 0l는
Figure 112009081498429-pat00004
의 영벡터(zero vector)를 나타낸다. 즉 M 개의 송신 안테나 중 하나의 안테나만을 통해 신호가 전송된다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른, 공간 변조된 신호의 복원 장치를 포함 하는 수신 시스템(200)을 나타내는 블록도이다. 본 실시예에 따른 수신 시스템(200)은 상기 송신 시스템(100)으로부터 송출되는 신호를 수신하고 수신 신호에 대하여 OFDM 복조를 수행한 후 BER 기반 디먹스(220)에 전달하는 수신부(210), 수신 신호로부터 안테나 인덱스에 대한 BER(bit error rate)과 데이터 심볼에 대한 BER을 추정하는 BER 기반 디먹스(220), 수신 신호로부터 안테나 인덱스를 복원하는 안테나 인덱스 복원부(230), 수신 신호로부터 데이터 심볼을 복원하는 데이터 심볼 복원부(240), 복원된 안테나 인덱스와 데이터 심볼을 결합하는 병렬/직렬 처리부(250)를 포함한다. 여기서, 공간 변조된 신호의 복원 장치는 BER 기반 디먹스(220), 안테나 인덱스 복원부(230), 데이터 심볼 복원부(240)를 포함한다.
수신부(210)는 수신 안테나(212-1~M), CP 제거부(214-1~M) 및 FFT 처리부(216-1~M)를 포함한다. 수신 안테나(212-1~M)는 공간 채널을 통해 신호를 수신한다. CP제거부(214-1~M)는 수신 신호에서 CP를 제거하고, FFT처리부(216-1~M)는 CP가 제거된 수신 신호에 대한 고속 푸리에 변환을 수행한다.
고속 푸리에 변환을 통해 주파수 영역으로 변환된 수신 신호는 다음과 같이 표현된다.
Figure 112009081498429-pat00005
여기서,
Figure 112009081498429-pat00006
은 m
Figure 112009081498429-pat00007
번째 송신 안테나의 채널 벡터이고, 안테나 인덱스 m과 연관되는 전송되는 신호 벡터는 다음과 같이 표현된다.
Figure 112009081498429-pat00008
여기서,
Figure 112009081498429-pat00009
는
Figure 112009081498429-pat00010
을 만족하는 복소 신호를 나타내며, QPSK, 16QAM과 같은 QAM 포맷에 의해 매핑된다.
Figure 112009081498429-pat00011
은
Figure 112009081498429-pat00012
크기의 영벡터를 나타낸다. 노이즈 벡터
Figure 112009081498429-pat00013
은 부가 백색 잡음(additive white Gaussian noise: AWGN)으로서, 분산
Figure 112009081498429-pat00014
을 가지고 독립 동일 분포(independent and identically distributed: i.i.d.)이다.
공간 변조 기법에 의하면, 안테나 인덱스와 데이터 심볼의 검출 성능은 송신 안테나의 수와 변조 차수(modulation order)에 의해 영향을 받는다. 또한 채널 왜곡 및 노이즈와 같은 장애들이 안테나 인덱스와 데이터 심볼 간의 검출 성능의 차이에 영향을 주게 된다. 따라서 본 발명의 실시예에서 안테나 인덱스 복원부(230) 와 데이터 심볼 복원부(240)는 BER 기반 디먹스(220)의 BER 추정 결과에 따라서 순차적으로 복원을 수행한다. 즉, 안테나 인덱스와 데이터 심볼이 두 단계에 걸쳐 복원된다. 구체적으로, BER 기반 디먹스(220)의 BER 추정 결과, 안테나 인덱스에 대한 BER이 데이터 심볼에 대한 BER보다 낮은 경우에는, 안테나 인덱스 복원부(230)가 우선적으로 안테나 인덱스를 복원(첫번째 단계)한 다음 그에 이어서 데이터 심볼 복원부(240)가 데이터 심볼을 복원(두번째 단계)한다. 반대로 데이터 심볼에 대한 BER이 안테나 인덱스에 대한 BER보다 낮은 경우에는, 데이터 심볼 복원부(240)가 우선적으로 데이터 심볼을 복원(첫번째 단계)한 다음 그에 이어서 안테나 인덱스 복원부(230)가 안테나 인덱스를 복원(두번째 단계)한다.
이때, 처음 단계에서 복원된 결과는 다음 단계에서 활용된다. 즉, 안테나 인덱스 복원부(230)가 우선적으로 복원을 수행하는 경우 데이터 심볼 복원부(240)는 복원된 안테나 인덱스를 토대로 데이터 심볼을 복원한다. 마찬가지로, 데이터 심볼 복원부(240)가 우선적으로 복원을 수행하는 경우 안테나 인덱스 복원부(230)는 복원된 데이터 심볼을 토대로 안테나 인덱스를 복원한다.
안테나 인덱스 복원부(230)는, 수신 신호로부터 안테나 인덱스에 대한 LLR을 계산하는 제1 소프트 디매퍼(232), 계산된 LLR에 대하여 디인터리빙을 수행하는 제1 디인터리버(234), 디인터리빙된 LLR에 채널 디코딩을 수행하여 안테나 인덱스를 복원하는 제1 채널 디코더(236), 복원된 안테나 인덱스에 대하여 인터리빙을 수행하는 제1 인터리버(238)를 포함한다. 제1 인터리버(238)로부터의 인터리빙된 안테나 인덱스는 데이터 심볼 복원부(240)에서 활용되기 위해 데이터 심볼 복원부(240) 의 제2 소프트 디매퍼(242)로 전달된다.
데이터 심볼 복원부(240)는, 수신 신호로부터 데이터 심볼에 대한 LLR을 계산하는 제2 소프트 디매퍼(242), 계산된 LLR에 대하여 디인터리빙을 수행하는 제2 디인터리버(244), 디인터리빙된 LLR에 대해 채널 디코딩을 수행하여 데이터 심볼을 복원하는 제2 채널 디코더(246), 복원된 데이터 심볼에 대하여 인터리빙을 수행하는 제2 인터리버(248)를 포함한다. 제2 인터리버(248)로부터의 인터리빙된 데이터 심볼은 안테나 인덱스 복원부(230)에서 활용되기 위해 안테나 인덱스 복원부(230)의 제1 소프트 디매퍼(232)로 전달된다.
안테나 인덱스 복원부(230)가 우선적으로 복원을 수행(첫번째 단계)하는 경우, 제2 소프트 디매퍼(242)는 복원된 안테나 인덱스를 이용하여 데이터 심볼에 대한 LLR을 계산한다(두번째 단계). 반면에, 데이터 심볼 복원부(240)가 우선적으로 복원을 수행(첫번째 단계)하는 경우, 제1 소프트 디매퍼(232)는 복원된 데이터 심볼을 이용하여 안테나 인덱스에 대한 LLR을 계산한다.
첫 번째 단계에서, 제1 소프트 디매퍼(232) 및 제2 소프트 디매퍼(242)는 안테나 인덱스에 대한 LLR(L 1(m i )) 및 데이터 심볼에 대한 LLR(L 1(x j ))을 각각 다음 수학식 3 및 4에 따라 계산할 수 있다.
Figure 112009081498429-pat00015
Figure 112009081498429-pat00016
여기서, X는 데이터 심볼들의 집합으로 정의되고, m i 1 및 m i 0는 i번째 비트에서 각각 "1" 및 "0"을 가지는 안테나 인덱스를 나타낸다. 그리고, x j 1 및 x j 0는 j번째 비트에서 각각 "1" 및 "0"을 가지는 데이터 심볼을 나타낸다. M은 안테나 인덱스들의 집합으로 정의된다. 예컨대, 상기 집합은 송신 안테나의 수가 4일 때, {00, 01, 10, 11}으로 구성된다.
Figure 112009081498429-pat00017
은 노이즈 분산(noise variance)을,
Figure 112009081498429-pat00018
는 수신 신호 벡터를,
Figure 112009081498429-pat00019
은
Figure 112009081498429-pat00020
번째 안테나에 대한 채널 벡터를 나타낸다.
두 번째 단계에서, 제1 소프트 디매퍼(232) 및 제2 소프트 디매퍼(242)는 안테나 인덱스에 대한 LLR(L 2(m i )) 및 데이터 심볼에 대한 LLR(L 2(x j ))을 각각 다음 수학식 5 및 6에 따라 계산할 수 있다.
Figure 112009081498429-pat00021
Figure 112009081498429-pat00022
여기서,
Figure 112009081498429-pat00023
및
Figure 112009081498429-pat00024
는 각각 제1 채널 디코더(236) 및 제2 채널 디코더(246)에서 복원된 안테나 인덱스 및 데이터 심볼을 나타낸다. 만일 안테나 인덱스
Figure 112009081498429-pat00025
및 데이터 심볼
Figure 112009081498429-pat00026
가 에러 없이 디코딩된다면, 상기 수학식 3 및 4과 비교할 때 두 번째 단계에서는 LLR 계산의 복잡도를 줄이는 것이 가능함을 알 수 있다. 다시 말하면, 상기 수학식 5 및 6에 의하면, 상기 수학식 3 및 4와 비교할 때 이중 합계(summation) 중 하나가 없어지게 된다.
이하에서는, BER 기반 디먹스(220)가 안테나 인덱스에 대한 BER과 데이터 심볼에 대한 BER을 추정하는 방법에 관하여 설명한다.
문헌 [J. Jeganathan, A. Ghrayeb, and L. Szczecinski, "patial modulation: Optimal detection and performance analysis," IEEE Commu. Letters, vol. 12, no. 8, pp. 545-547, Aug. 2008.]을 참조하면, 예를 들어 BPSK(Binary Phase Shift Keying)에서 통상의 공간 변조 기법의 최적의 성능은 union bounding technique[J. G. Proakis, "idital Communications,"(4th ed.) Nwer York: McGraw-Hill, 2001]을 사용하여 유도될 수 있다. 이와 유사하게, 안테나 인덱스의 평균 BER은 다음 수학식과 같이 상계(upper bound)가 정해질 수 있다.
Figure 112009081498429-pat00027
여기서,
Figure 112009081498429-pat00028
은 m번째 및
Figure 112009081498429-pat00029
번째 안테나 인덱스 간의 에러 비트의 수를 나타내고,
Figure 112009081498429-pat00030
는 전송되는 실제 벡터
Figure 112009081498429-pat00031
가 주어질 때 잘못된 벡터
Figure 112009081498429-pat00032
의 결정에 대한 PEP(pairwise error probability)를 나타낸다.
Figure 112009081498429-pat00033
은 m에 대한 통계적 기댓값을 나타낸다. 채널 행렬
Figure 112009081498429-pat00034
의 조건에 따른 PEP는 다음 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009081498429-pat00035
여기서,
Figure 112009081498429-pat00036
,
Figure 112009081498429-pat00037
이고,
Figure 112009081498429-pat00038
에서 H는 허미시안(hermitian) 연산자를 나타내며,
Figure 112009081498429-pat00039
는 검출된 데이터 심볼이다. α는 다음 수학식과 같이 정의된다.
Figure 112009081498429-pat00040
Figure 112009081498429-pat00041
는 복소수의 실수부를 나타낸다. 수학식 9를 참조하면, 채널 벡터
Figure 112009081498429-pat00042
과
Figure 112009081498429-pat00043
간의 유클리디언 거리는 안테나 인덱스의 검출에 영항을 준다. 따라서 본 실시예에서, BER 기반 디먹스(220)는 노이즈 분산(
Figure 112009081498429-pat00044
), 검출된 데이터 심볼(
Figure 112009081498429-pat00045
), 채널 벡터(
Figure 112009081498429-pat00046
)와 채널 벡터(
Figure 112009081498429-pat00047
) 간의 유클리디언 거리를 이용하여 안테나 인덱스에 대한 BER을 계산한다.
한편, 데이터 심볼의 평균 BER은 다음 수학식과 같이 상계(upper bound)가 정해질 수 있다.
Figure 112009081498429-pat00048
여기서,
Figure 112009081498429-pat00049
는 k번째 및
Figure 112009081498429-pat00050
번째 데이터 심볼 간의 에러 비트의 수를 나타낸다.
Figure 112009081498429-pat00051
는 전송되는 실제 벡터
Figure 112009081498429-pat00052
가 주어질 때 잘못된 벡터
Figure 112009081498429-pat00053
의 결정에 대한 PEP(pairwise error probability)를 나타낸다. 채널 행렬
Figure 112009081498429-pat00054
의 조건에 따른 PEP는 다음 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009081498429-pat00055
여기서,
Figure 112009081498429-pat00056
은 검출된 채널 벡터이다. β는 다음과 같이 정의된다.
Figure 112009081498429-pat00057
수학식 12를 참조하면, 데이터 심볼
Figure 112009081498429-pat00058
와
Figure 112009081498429-pat00059
의 신호 성상(constellation) 간의 유클리디언 거리는 데이터 심볼의 검출 성능에 영향을 준다. 따라서 본 실시예에서, BER 기반 디먹스(220)는 노이즈 분산(
Figure 112009081498429-pat00060
), 검출된 채널 벡터(
Figure 112009081498429-pat00061
), 데이터 심볼(
Figure 112009081498429-pat00062
)와 데이터 심볼(
Figure 112009081498429-pat00063
) 간의 유클리디언 거리를 이용하여 데이터 심볼에 대한 BER을 계산한다.
상기 Q-펑션(
Figure 112009081498429-pat00064
)은
Figure 112009081498429-pat00065
상에서 다음과 같은 근사식으로 대체될 수 있다.
Figure 112009081498429-pat00066
여기서, a=0.344이고, b=5.334이다.
따라서, 본 실시예에서 BER 기반 디먹스(220)는 안테나 인덱스 및 데이터 심볼의 평균 BER을 각각 다음 수학식 14 및 15에 따라서 계산할 수 있다.
Figure 112009081498429-pat00067
Figure 112009081498429-pat00068
여기서, N c 는 송신 시스템(100)의 채널 인코더의 출력 길이에 대등한 블록 길이로 정의된다.
상술한 BER 추정 방법에 의하면, 임시적으로 데이터 심볼(
Figure 112009081498429-pat00069
)과 안테나 인덱스(
Figure 112009081498429-pat00070
)를 검출할 필요가 있다. 임시의 데이터 심볼과 안테나 인덱스는 ML(maximum likelihood) 검출, MRC(maximum ratio combining) 검출, ZF(zero forcing) 검출, 또는 MMSE(Minimum Mean-Square Error) 검출 등의 기법에 의해 수행될 수 있다. 예컨대, ML 검출 기법에 의하면, 임시의 안테나 인덱스 및 데이터 심볼은 다음 수학식을 이용하여 추정될 수 있다.
Figure 112009081498429-pat00071
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른, 공간 변조된 신호의 복원 방법을 나타내는 흐름도이다. 본 실시예에 따른 공간 변조된 신호의 복원 방법은 이상에서 설명된 수신 시스템(200)에서 처리되는 단계들로 구성된다. 따라서 이하 생략된 내용이라 하더라도 수신 시스템(200)에 관하여 이상에서 기술된 내용은 본 실시예에 따른 공간 변조된 신호의 복원 방법에도 적용된다.
수신부(210)는 송신 시스템(100)으로부터 송출되는 공간 변조된 신호를 수신한 다음(410단계), 수신 신호로부터 CP를 제거하고 고속 푸리에 변환을 수행한다(420단계).
BER 기반 디먹스(220)는 수신부(210)로부터 고속 푸리에 변환된 수신 신호를 전달받고, 안테나 인덱스에 대한 BER과 데이터 심볼에 대한 BER을 추정한다(430단계). 그리고 안테나 인덱스에 대한 BER과 데이터 심볼에 대한 BER을 비교하여(440단계), 안테나 인덱스에 대한 BER이 낮을 경우 450단계로, 데이터 심볼에 대한 BER이 낮을 경우 470단계로 진행한다.
안테나 인덱스에 대한 BER이 낮을 경우, 안테나 인덱스 복원부(230)는 수신 신호로부터 안테나 인덱스를 복원한다(450단계). 다음으로, 데이터 심볼 복원부(240)가 안테나 인덱스 복원부(230)에서 복원된 안테나 인덱스를 토대로 수신 신호로부터 데이터 심볼을 복원한다(460단계).
데이터 심볼에 대한 BER이 낮을 경우, 데이터 심볼 복원부(240)는 수신 신호로부터 데이터 심볼을 복원한다(455단계). 다음으로, 안테나 인덱스 복원부(230)가 데이터 심볼 복원부(240)에서 복원된 데이터 심볼을 토대로 수신 신호로부터 안테 나 인덱스를 복원한다(465단계).
상기 450단계 및 465단계는, 수신 신호로부터 안테나 인덱스에 대한 LLR을 계산하는 단계와, 계산된 LLR에 대하여 디인터리빙을 수행하는 단계와, 디인터리빙된 LLR에 대하여 채널 디코딩을 수행하여 안테나 인덱스를 복원하는 단계로 이루어진다. 다만, 450단계와 465단계의 차이는, 수신 신호로부터 안테나 인덱스에 대한 LLR을 계산함에 있어서, 450단계는 수신 신호만 가지고 안테나 인덱스에 대한 LLR을 계산하나, 465단계는 상기 455단계에서 복원된 데이터 심볼에 대한 정보를 가지고 안테나 인덱스에 대한 LLR을 계산하는 점에 있다.
상기 455단계 및 460단계는, 수신 신호로부터 데이터 심볼에 대한 LLR을 계산하는 단계와, 계산된 LLR에 대하여 디인터리빙을 수행하는 단계와, 디인터리빙된 LLR에 대하여 채널 디코딩을 수행하여 데이터 심볼을 복원하는 단계로 이루어진다. 다만, 455단계와 460단계의 차이는, 수신 신호로부터 데이터 심볼에 대한 LLR을 계산함에 있어서, 455단계는 수신 신호만 가지고 데이터 심볼에 대한 LLR을 계산하나, 460단계는 상기 450단계에서 복원된 안테나 인덱스에 대한 정보를 가지고 데이터 심볼에 대한 LLR을 계산하는 점에 있다.
따라서 460단계 및 465 단계는 450단계 및 455단계와 비교할 때 LLR 연산의 복잡도가 줄어들게 된다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
도 1은 종래의 공간 변조 시스템을 나타내는 구성도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 공간 변조 장치를 포함하는 송신 시스템을 나타내는 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른, 공간 변조된 신호의 복원 장치를 포함하는 수신 시스템(200)을 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른, 공간 변조된 신호의 복원 방법을 나타내는 흐름도이다.

Claims (17)

  1. 안테나 인덱스와 데이터 심볼을 별도로 부호화하고 안테나 인덱스에 의해 선택되는 특정 안테나를 통하여 데이터 심볼을 전송하는 송신 시스템으로부터 수신되는 신호를 복원하는 장치로서,
    수신 신호로부터 안테나 인덱스에 대한 BER과 데이터 심볼에 대한 BER을 추정하는 BER 기반 디먹스;
    상기 수신 신호로부터 안테나 인덱스를 복원하는 안테나 인덱스 복원부; 및
    상기 수신 신호로부터 데이터 심볼을 복원하는 데이터 심볼 복원부를 포함하고,
    상기 안테나 인덱스 복원부 및 상기 데이터 심볼 복원부는 상기 BER 기반 디먹스의 BER 추정 결과에 따라서 순차적으로 복원을 수행하는 것을 특징으로 하는 신호 복원 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 BER 기반 디먹스는 상기 BER 추정 결과, 안테나 인덱스에 대한 BER이 데이터 심볼에 대한 BER보다 낮은 경우에는 안테나 인덱스 복원부가 우선적으로 복원을 수행하도록 하고, 데이터 심볼에 대한 BER이 안테나 인덱스에 대한 BER보다 낮은 경우에는 데이터 심볼 복원부가 우선적으로 복원을 수행하도록 하는 것을 특징으로 하는 신호 복원 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 데이터 심볼 복원부가 우선적으로 복원을 수행하는 경우, 상기 안테나 인덱스 복원부는 상기 복원된 데이터 심볼을 토대로 안테나 인덱스를 복원하는 것을 특징으로 하는 신호 복원 장치.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 안테나 인덱스 복원부가 우선적으로 복원을 수행하는 경우, 상기 데이터 심볼 복원부는 상기 복원된 안테나 인덱스를 토대로 데이터 심볼을 복원하는 것을 특징으로 하는 신호 복원 장치.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 안테나 인덱스 복원부는,
    상기 수신 신호로부터 안테나 인덱스에 대한 LLR을 계산하되, 상기 데이터 심볼 복원부가 우선적으로 복원을 수행하는 경우 상기 복원된 데이터 심볼을 이용하여 상기 LLR을 계산하는 제1 소프트 디매퍼;
    상기 계산된 LLR에 대하여 디인터리빙을 수행하는 제1 디인터리버;
    상기 디인터리빙된 LLR에 채널 디코딩을 수행하여 안테나 인덱스를 복원하는 제1 채널 디코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 복원 장치.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 데이터 심볼 복원부는,
    상기 수신 신호로부터 데이터 심볼에 대한 LLR을 계산하되, 상기 안테나 인덱스 복원부가 우선적으로 복원을 수행하는 경우 상기 복원된 안테나 인덱스를 이용하여 상기 LLR을 계산하는 제2 소프트 디매퍼;
    상기 계산된 LLR에 대하여 디인터리빙을 수행하는 제2 디인터리버;
    상기 디인터리빙된 LLR에 대해 채널 디코딩을 수행하여 데이터 심볼을 복원하는 제2 채널 디코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 복원 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 BER 기반 디먹스는,
    노이즈 분산, 검출된 데이터 심볼, 및 채널 벡터 간의 유클리디언 거리를 이용하여 상기 안테나 인덱스에 대한 BER을 계산하는 것을 특징으로 하는 신호 복원 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 BER 기반 디먹스는,
    노이즈 분산, 검출된 채널 벡터, 및 데이터 심볼 간의 유클리디언 거리를 이용하여 상기 데이터 심볼에 대한 BER을 계산하는 것을 특징으로 하는 신호 복원 장치.
  9. 삭제
  10. 안테나 인덱스와 데이터 심볼을 별도로 부호화하고 안테나 인덱스에 의해 선택되는 특정 안테나를 통하여 데이터 심볼을 전송하는 송신 시스템으로부터 수신되는 신호를 복원하는 방법으로서,
    (a) 수신 신호로부터 안테나 인덱스에 대한 BER과 데이터 심볼에 대한 BER을 추정하는 단계; 및
    (b) 상기 안테나 인덱스에 대한 BER과 상기 데이터 심볼에 대한 BER을 비교하고, 상기 비교 결과에 따라, (b1) 안테나 인덱스를 복원한 후 데이터 심볼을 복원하는 단계와, (b2) 데이터 심볼을 복원한 후 안테나 인덱스를 복원하는 단계를 선택적으로 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 복원 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 (b) 단계는, 상기 안테나 인덱스에 대한 BER이 상기 데이터 심볼에 대한 BER보다 낮은 경우에는 상기 (b1) 단계를 수행하고, 상기 데이터 심볼에 대한 BER이 상기 안테나 인덱스에 대한 BER보다 낮은 경우에는 상기 (b2) 단계를 수행하 는 것을 특징으로 하는 신호 복원 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 (b1) 단계는,
    상기 수신 신호로부터 안테나 인덱스를 복원하는 단계; 및
    상기 복원된 안테나 인덱스를 토대로 데이터 심볼을 복원하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 복원 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 데이터 심볼을 복원하는 단계는,
    상기 복원된 안테나 인덱스를 이용하여 데이터 심볼에 대한 LLR을 계산하는 단계;
    상기 계산된 LLR에 대하여 디인터리빙을 수행하는 단계; 및
    상기 디인터리빙된 LLR에 대해 채널 디코딩을 수행하여 데이터 심볼을 복원하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 복원 방법.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 (b2) 단계는,
    상기 수신 신호로부터 데이터 심볼을 복원하는 단계; 및
    상기 복원된 데이터 심볼을 토대로 안테나 인덱스을 복원하는 단계를 포함하 는 것을 특징으로 하는 신호 복원 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 안테나 인덱스를 복원하는 단계는,
    상기 복원된 데이터 심볼을 이용하여 안테나 인덱스에 대한 LLR을 계산하는 단계;
    상기 계산된 LLR에 대하여 디인터리빙을 수행하는 단계; 및
    상기 디인터리빙된 LLR에 대해 채널 디코딩을 수행하여 안테나 인덱스를 복원하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 복원 방법.
  16. 제10항에 있어서,
    상기 (a) 단계는, 노이즈 분산, 검출된 데이터 심볼, 및 채널 벡터 간의 유클리디언 거리를 이용하여 상기 안테나 인덱스에 대한 BER을 계산하는 것을 특징으로 하는 신호 복원 방법.
  17. 제10항에 있어서,
    상기 (a) 단계는, 노이즈 분산, 검출된 채널 벡터, 및 데이터 심볼 간의 유클리디언 거리를 이용하여 상기 데이터 심볼에 대한 BER을 계산하는 것을 특징으로 하는 신호 복원 방법.
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