KR100909576B1 - 내장형 공급 스위칭을 가진 스위칭 전원 제어기 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 제어 회로와 함께 두 개의 상측 스위칭 트랜지스터들 및 하측 정류장치를 포함할 수 있는 스위칭 컨버터를 제공한다. 스위칭 컨버터는 주 공급원 또는 보조 공급원으로부터 동작할 수 있다. 본 발명은 두 개의 상측 스위칭 트랜지스터들 및 하측 정류장치를 통해 제 1 공급 전압 및 제 2 공급 전압으로부터 조절된 전압을 생성하는 방법을 더 포함한다.
제어 회로, 스위칭 컨버터, 주 공급원, 정류 장치, 피드백 신호

Description

내장형 공급 스위칭을 가진 스위칭 전원 제어기{Switching power supply controller with built-in supply switching}
본 출원은 2004년 2월 17일에 출원된 미국 가출원번호 제60/545,339호의 우선권을 주장한다.
본 발명은 전자장치용 스위칭 전원회로에 관한 것이다.
현대의 컴퓨터들은 일반적으로 컴퓨터에 기능을 추가하는 확장형 카드들을 수용하도록 설계된다. 이러한 확장형 카드들은 예컨대 LAN 네트워크 인터페이스 카드, 무선 LAN 카드, 그래픽 가속기 카드 등을 포함할 수 있으며, 전형적으로 주어진 산업 사양(예컨대, mPCI, 카드버스, PC-카드, 등)과 호환가능하도록 설계된다. 이들 확장형 카드들은 전형적으로 "호스트(host)" 컴퓨터에 플러그-인되며, 호스트의 전원 또는 공급들로부터 동작한다. 임의의 산업 사양(예컨대, mPCI 사양)은 주전원 또는 보조 전원(예컨대, 배터리에서 유도된) 중 하나로부터 확장형 카드들을 필요로하며, 이러한 전원은 전형적으로 컴퓨터내의 다양한 회로들에 3.3V 또는 5.0V의 공급 전압을 제공한다. 그러나, 일반적으로, 적분 기술 및 전력 관리의 진보로 인하여, 현대의 집적 회로들("IC")은 전형적으로 3.3V(5.0V보다 오히려)의 공급 전압으로부터 동작하도록 설계되며, 많은 집적 회로들은 1.5V의 공급 전압 으로부터 동작하도록 설계된다.
이들 이유로 인하여, 확장형 카드들은 통상적으로 호스트 컴퓨터로부터 주 또는 보조 공급 전압(3.3V 또는 5.0V일 수 있음)을 선택하는 전력 제어기를 포함하며, 상기 선택된 공급 전압을 확장형 카드상의 IC들에 의하여 요구되는 전압들로 변환한다. 전력 제어기는 통상적으로 호스트 컴퓨터의 CPU가 예컨대 대기모드에서 전력을 절약하기 위하여 필요한 확장형 카드를 셧다운시킬 수 있도록 확장형 카드에 대한 온/오프 스위치로 기능을 한다. 게다가, 전력 제어기는 예컨대 전압 변환이 불가능한 확장형 카드에 의하여 필요한 전압들에 호스트 전압이 근접할때 임의의 전압 변환없이 확장형 카드상의 IC들에 공급 전압들 중 하나를 직접 통과시키기 위하여 사용되는 "바이패스(bypass)" 회로를 포함한다. 전력 제어기는 호스트 주 및 보조 공급 전압들을 모니터링하고 과전압 또는 미달전압 조간의 경우에 또는 호스트 컴퓨터로부터의 RESET 명령에 응답하여 확장형 카드상의 IC들에 "리셋(reset)" 또는 셧다운 신호를 감지하는 회로들을 포함할 수 있다. 최종적으로, 전력 제어기는 확장형 카드가 대기 모드에 있을때조차 활성 상태를 유지하는 확장형 카드상의 임의의 회로들(예컨대, 웨이크-업 회로)을 제공하는 대기 공급회로를 포함할 수 있다.
이들 특징들은 통상적으로 다수의 개별 소자들 및 IC들을 사용하여 고객 지향 전력 제어기 회로를 통해 구현되었다. 예컨대, 통상적인 전력 제어기는 온/오프 스위칭용 스위칭 IC, 공급 선택 스위치 IC, 선형 조절기를 가진 하나 이상의 "주(main)" DC/DC 컨버터 IC들 또는 고효율 스위칭 모드 전원("SMPS") 컨버터, "대 기(standby)" 공급 DC/DC 컨버터 IC, 및 내부 기준들, 전압 비교기들, 시간-지연 회로들 등을 가진 여러 공급 모니터링 및 리셋 논리회로들을 포함하는 28개 이상의 개별 소자들을 필요로할 수 있다.
도 1은 공급, 선택 및 전압 변환이 종래의 확장형 카드 전력 제어기들에 구현되는 방식을 기술한다. 호스트 주 및 보조 공급 전압들은 단자들(102, 100)에서 각각 수신되며, 단자들(104, 106)을 통해 공급 선택 스위치 IC(108)(SPDT-타입 스위치)에 접속된다. 그 다음에, 노드(110)에서 선택된 출력 전압은 하나 이상의 DC/DC 컨버터 IC들(118)에 입력된다. 도 1에 도시된 바와같이, DC/DC 컨버터 IC들(118)은 통상적으로 스위칭형 컨버터들(도시된 두개의 FET 스위치들(114, 116), 패스 인덕터(L1) 및 분로 커패시터(C1)를 포함함) 또는 선형-드롭-아웃 조절기들이다.
도 2는 도 1에 도시된 종래의 전력 제어기 회로의 더 상세한 설명을 제공한다. 공급 선택 스위치 IC(108)는 통상적으로 두개의 고전력을 가진 IC, 저-임피던스 FET들(Q1, Q2) 및 연관된 스위칭 제어 회로이다. 스위칭 트랜지스터들(Q1, Q2)은 IC 핀(206)을 통해 주 공급 전압에 접속되며 IC 핀을 통해 보조 공급 전압에 접속되며, 이들의 소스 단자들은 IC 핀(212)에 함께 접속된다(노드(210)에서).
도 2에 도시된 DC/DC 컨버터 IC(114)는 개방 또는 폐쇄되는 스위치들로서 동작하는 트랜지스터들(Q3, Q4)을 포함한다. 트랜지스터들(Q3, Q4)은 제어 로직(220)을 통해 제어된다. 트랜지스터(Q3)의 소스 단자 및 트랜지스터(Q4)의 드레인 단자는 IC 핀(222)을 통해 직렬 인덕터(L1)에 접속된다. 인덕터(L1)는 출력 노드(234)에 접속되며, 여기서 조절된 전압은 화장형 카드상의 다른 회로들에 출력된다. 커패시터(C1)는 공급 선택 스위치(108) 및 임의의 바이패스 회로(도시 생략)가 유발할 수 있는 과도상태들에 대한 출력 전압을 안정화시키기 위하여 노드(236)로부터 접지에 접속된다. 출력 전압은 노드(234)에서 발생되며, 또한 IC 핀(224)을 통해 제어 로직(220)에 피드백된다.
종래에 공지된 바와같이, DC/DC 컨버터 IC(114)는 반대 방식으로 하측 트랜지스터(Q4)를 동시에 스위칭하면서 펄스-폭-변조 방식으로 상측 전압 트랜지스터(Q3)을 스위칭함으로서 동작한다. 다시 말해서, 트랜지스터(Q3)가 개방될때, 트랜지스터(Q4)는 폐쇄된다(역도 가능함). 마찬가지로, 핀(216)의 소스 전압은 인덕터(L1) 및 커패시터(C1)에 주기적으로 접속된다. 커패시터(C1)에 걸리는 전압은 노드(234의 부하를 두배로 한다. 더욱이, 출력 전압은 전형적으로 예컨대 분압기에 의하여 감지되며, 에러 증폭기(제어 로직(220)에서)에 대한 하나의 입력으로서 공급된다. 기준 전압은 에러 증폭기의 제 2입력에 공급된다. 에러 증폭기의 출력은 비교기(제어 로직(220)에서)의 한 입력에 공급된다. 다른 비교기 입력은 전형적으로 삼각파와 같은 주기적 제어 파형에 의하여 공급된다. 비교기는 일련의 제어 펄스들로 전력 스위치를 동작시키며, 펄스의 폭은 부하의 변동에도 불구하고 적정 레벨로 부하 전압을 조절하기 위하여 사용된다.
종래의 확장형 카드들에서, 부가 전력 컨버터들 또는 선형 조절기 IC들(도시안된 LDO1, LDO2)은 공급 선택 스위치(108)의 IC 핀(212)에 추가로 접속될 수 있다. 이들 부가 조절기들은 확장형 카드상의 회로들에 의하여 필요할 수 있는 추가 공급 전압들(예컨대, 1.5V)을 제공하기 위하여 사용될 수 있다.
앞서 기술된 종래의 전력 제어기는 복잡하고 고가인 것이 인식될 것이다. 각각의 확장형 카드에 대한 전력 제어기는 통상적으로 설계된다. 비록 주어진 확장형 카드 전력 요건들에 대하여 전력 제어기가 최적일 수 있는 장점을 통상적인 설계들이 제공할지라도, 종래의 전력 제어기를 설계하는데 필요한 노동 비용은 매우 높다. 종래의 전력 제어기에 포함된 다수의 개별 소자들의 비용들 및 고노동 비용 때문에, 종래의 전력 제어기는 확장형 카드의 전체 비용의 실질적인 부분을 나타낸다. 따라서, 소자들의 수가 감소된 단일 모놀로식 집적 회로상에 집적될 수 있는 전력 제어기를 제공하는 것이 바람직하다.
본 발명은 주 공급원 또는 보조 공급원으로부터 확장형 카드상의 회로들에 대한 다양한 전압들을 제공할 수 있는 모놀로식 고집적 전원 제어기 회로를 제공한다.
제 1 양상에서, 본 발명은 본 발명은 두개의 상측 스위칭 트랜지스터들 및 하측 정류장치를 포함하는 듀얼-공급 스위칭 컨버터를 제공한다. 본 발명에 따르면, 두개의 상측 스위칭 트랜지스터들은 각각 다른 전원원에 접속된다. 전원원의 동작은 비선택 전원원에 접속된 상측 트랜지스터를 디스에이블하고 하측 정류장치와 관련하여 선택된 전원원에 접속된 상측 트랜지스터를 동작시킴으로서 수행될 수 있으며, 이에 따라 종래의 방식으로 스위칭되어 조절된 출력을 생성할 수 있다. 한 전원원으로부터 다른 전원원으로의 전환은 접속전 분리 기술(즉, 동작 상측 트랜지스터는 다른 상측 트랜지스터가 고주파수 스위치로서 동작하기 시작하기전에 디스에이블된다)을 통해 이루어진다.
따라서, 본 발명의 제 1 양상은 제 1 공급 전압 및 제 2 공급 전압으로부터 동작할 수 있는 스위칭 컨버터로서, 제어 단자, 출력 단자, 및 상기 제 1 공급 전압을 수신할 수 있는 입력 단자를 가진 제 1 상측 스위치; 제어 단자, 출력 단자, 및 상기 제 2 공급 전압을 수신할 수 있는 입력 단자를 가진 제 2 상측 스위치를 포함하는데, 상기 제 2 스위치의 상기 출력 단자가 상기 제 1 스위치의 출력 단자에 접속되며; 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치의 출력 단자들에 의하여 형성된 노드 및 접지사이에 접속된 하측 정류기; 및 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들의 제어 단자들에 접속된 제어 회로를 포함하며; 상기 제어 회로가 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들중 선택된 스위치가 미리 결정된 스위칭 주파수에서 도전상태 및 비도전상태사이를 스위칭하도록 하고 또한 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들 중 비선택 스위치가 비도전 상태를 유지하도록 하는, 스위칭 컨버터로서 더 상세히 기술될 수 있다.
이러한 제 1 양상에 있어서, 스위칭 컨버터는 접지 단자 및 비접지 단자를 가진 커패시터를 더 포함하며; 상기 커패시터의 비접지 단자는 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들의 출력 단자들에 의하여 형성된 노드에 접속된다.
상기 스위칭 컨버터는 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들의 출력 단자들에 의하여 형성된 노드 및 상기 커패시터의 비접지 단자사이에 접속된 인덕터를 더 포함한다.
상기 스위칭 컨버터는 상기 인덕터와 병렬로 접속되고 상기 제어 회로에 접속된 인덕터 바이패스 스위치를 더 포함하며; 상기 인덕터 바이패스 스위치는 상기 제어 회로로부터의 제어 신호에 응답하여 상기 인덕터를 단락시킨다.
상기 스위칭 컨버터는 상기 제어 회로 및 상기 커패시터의 비접속 단자사이의 피드백 경로를 더 포함하며, 상기 제어 회로는 상기 커패시터의 비접지 단자에서의 전압의 기능으로서 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들 중 선택된 스위치를 스위칭한다.
상기 하측 정류기는 다이오드 및 트랜지스터일 수 있으며, 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들은 트랜지스터들일 수 있다. 게다가, 상기 하측 정류기는 제어 단자를 가질 수 있으며, 이에 따라 상기 제어 회로는 상기 하측 스위치가 상기 선택된 상측 스위치와 동일한 주파수에서 스위칭하도록 할 수 있다.
제 2 양상에서, 본 발명은 제 1 공급 전압 및 제 2 공급 전압으로부터 조절된 전압을 생성하기 위한 방법으로서, (a) 제 1 상측 스위치에 상기 제 1 공급 전압을 제공하는 단계; (b) 제 2 상측 스위치에 상기 제 2 공급 전압을 제공하는 단계; (c) 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들 중 하나를 제 1 활성 상태 스위치로 선택하고 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들 중 다른 하나를 제 1 비활성 상태 스위치로 선택하는 단계; (d) 상기 제 1 비활성 스위치로서 선택된 상측 스위치를 비활성화하는 단계; (e) 스위칭된 출력 신호를 생성하기 위하여 스위칭 주파수에서 상기 제 1 활성 스위치로서 선택된 상측 스위치를 스위칭하는 단계; 및 (f) 조절된 출력 신호를 생성하기 위하여 상기 스위칭된 출력 신호를 정류시키는 단계를 포함하는, 조절된 전압 생성 방법을 제공한다.
본 방법은 (g) 상기 제 1 활성 스위치로서 선택된 상기 상측 스위치로부터 상기 제 1 비활성 스위치로서 선택된 상기 상측 스위치로의 스위칭을 전환할 것을 결정하는 단계; (h) 상기 제 1 활성 스위치로서 선택된 상기 상측 스위치를 비활성화하는 단계; 및 (i) 상기 스위칭된 출력 신호를 생성하기 위하여 스위칭 주파수에서 상기 제 1 비활성 스위치로서 선택된 상기 상측 스위치를 스위칭하는 단계를 더 포함한다.
상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들중 하나를 선택하는 상기 단계(c)는 상기 제 1 공급 전압 및 상기 제 2 공급 전압을 모니터링하는 단계를 포함한다.
본 방법은 (j) 피드백 신호를 생성하기 위하여 상기 조절된 출력 전압 신호를 피드백하는 단계; 및 (k) 상기 피드백 신호에 기초하여 상기 단계 (e)의 스위칭을 조절하는 단계를 더 포함한다.
제 3 양상에서, 본 발명은 다중-출력 전원장치로서, 모놀로식 집적 회로의 제 1 부분상의 제 1 스위칭 컨버터; 상기 모놀로식 집적 회로의 제 2부분상의 제 2 스위칭 컨버터; 및 상기 제 1 및 제 2 스위칭 컨버터들에 접속되고 상기 제 1 및 제 2 스위칭 컨버터들중 하나 또는 둘다를 인에이블 및 디스에이블할 수 있는 제어 회로를 가지는 모놀로식 집적 회로를 포함하는 다중-출력 전원장치를 제공한다. 제 1 스위칭 컨버터는 제 1 공급 전압을 수신하는 단자 및 제 2 공급 전압을 수신하는 단자를 포함할 수 있다. 제 1 스위칭 컨버터는 상기 제 1 및 제 2 공급 전압중 선택된 전압을 조절된 출력 신호로 변환할 수 있다.
상기 모놀로식 집적 회로는 상기 제 1 스위칭 컨버터 및 상기 제 2 스위칭 컨버터중 적어도 하나의 컨버터에 접속되고 상기 모놀로식 집적 회로의 제 3부분상에 배치된 제 1 하부 드롭-아웃 조절기를 더 포함할 수 있으며, 상기 제어 회로는 상기 제 1 하부 드롭-아웃 조절기에 접속되고 제 1하부 드롭-아웃 조절기를 인에이블 및 디스에이블할 수 있다.
상기 모놀로식 집적 회로는 상기 제 1 스위칭 컨버터 및 상기 제 2 스위칭 컨버터중 적어도 하나의 컨버터에 접속되고 상기 모놀로식 집적 회로의 제 3부분상에 배치된 제 2 하부 드롭-아웃 조절기를 더 포함할 수 있으며, 상기 제어 회로는 상기 제 2 하부 드롭-아웃 조절기에 접속되고 제 2하부 드롭-아웃 조절기를 인에이블 및 디스에이블할 수 있다.
상기 모놀로식 집적 회로는 상기 제 1 공급 전압 및 상기 제 2 공급 전압중 적어도 하나를 수신하는 단자를 가지며 상기 모놀로식 집적 회로의 제 5부분상에 배치된 대기 하부 드롭-아웃 조절기를 더 포함할 수 있으며, 상기 제어 회로는 상기 대기 하부 드롭-아웃 조절기에 접속되고 대기 하부 드롭-아웃 조절기를 인에이블 및 디스에이블할 수 있다.
상기 모놀로식 집적 회로는 상기 제 1 및 제 2 스위칭 컨버터들, 제 1 하부 드롭-아웃 조절기 및 대기 하부 드롭-아웃 조절기중 적어도 하나의 미리 결정된 출력에 접속된 리셋 회로를 더 포함할 수 있다. 이러한 리셋 회로는 미리 결정된 출력의 전압이 미리 결정된 전압 범위 밖에 있는 경우에 리셋 신호를 생성할 수 있다.
본 발명의 이러한 양상에서, 제 1 및 제 2 스위칭 컨버터들중 적어도 하나는 100% 스위칭 듀티 사이클 근처에서 동작할 수 있으며, 이에 따라 각각의 스위칭 컨버터는 바이패스 모드를 동작시킨다.
또 다른 양상에서, 본 발명은 단일 모놀로식 집적 회로를 통해 다수의 조절된 출력 전압들을 제공하는 방법으로서, 상기 모놀로식 집적 회로의 제 1부분상에 제 1 스위칭 컨버터를 제공하는 단계; 상기 모놀로식 집적 회로의 제 2부분상에 제 2 스위칭 컨버터를 제공하는 단계; 상기 제 1 및 제 2 스위칭 컨버터들에 접속된 제어 회로를 제공하는 단계; 및 제어 회로를 통해 상기 제 1 및 제 2 스위칭 컨버터들중 하나 또는 둘다를 인에이블 및 디스에이블하는 단계를 출력 전압 제공방법을 제공한다.
이러한 양상에 따른 방법은 제 1 스위칭 컨버터 및 제 2 스위칭 컨버터중 적어도 하나 및 제어 회로에 접속되고 상기 모놀로식 집적 회로의 제 3부분상에 배치된 제 1 하부 드롭-아웃 조절기를 제공하는 단계; 및 상기 제 1 및 제 2 공급 전압들중 선택된 전압을 제 1 스위칭 컨버터를 통해 조절된 출력 신호로 변환하는 단계를 더 포함할 수 있다.
이러한 양상에 따른 방법은 제 1 스위칭 컨버터 및 제 2 스위칭 컨버터중 적어도 하나 및 제어 회로에 접속되고 모놀로식 집적 회로의 제 3부분상에 배치된 제 1 하부 드롭-아웃 조절기를 제공하는 단계; 및 상기 제어 회로를 통해 제 1 하부 드롭-아웃 조절기를 인에이블 및 디스에이블하는 단계를 더 포함할 수 있다.
이러한 양상에 따른 방법은 제 1 스위칭 컨버터 및 제 2 스위칭 컨버터중 적어도 하나 및 제어 회로에 접속되고 모놀로식 집적 회로의 제 4부분상에 배치된 제 2 하부 드롭-아웃 조절기를 제공하는 단계; 및 상기 제어 회로를 통해 제 2 하부 드롭-아웃 조절기를 인에이블 및 디스에이블하는 단계를 더 포함할 수 있다.
이러한 양상에 따른 방법은 제어 회로에 접속된 모놀로식 집적 회로의 제 5부분상에 대기 하부 드롭-아웃 조절기를 제공하는 단계; 대기 하부 드롭-아웃 조절기에 공급될 제 1 공급 전압 및 제 2 공급 전압중 하나를 선택하는 단계; 상기 대기 하부 드롭-아웃 조절기에 상기 선택된 공급 전압을 전송하는 단계; 및 제어 회로를 통해 대기 하부 드롭-아웃 조절기를 인에이블 및 디스에이블하는 단계를 포함할 수 있다.
이러한 양상에 따른 방법은 제 1 및 제 2 스위칭 컨버터들, 제 1 하부 드롭-아웃 조절기 및 대기 하부 드롭-아웃 조절기중 적어도 한 컨버터의 미리 결정된 출력에 접속된 리셋 회로를 제공하는 단계; 상기 미리 결정된 출력 전압을 모니터링하는 단계; 및 미리 결정된 출력의 전압이 미리 결정된 전압 범위 밖에 있는 경우에 상기 리셋 회로를 통해 리셋 신호를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.
이러한 양상에 따른 방법은 제 1 및 제 2 스위칭 컨버터들중 적어도 하나가 바이패스 모드에서 동작하도록 100% 스위칭 듀티 사이클 근처에서 제 1 및 제 2 스위칭 컨버터들중 적어도 하나를 동작시키는 단계를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들은 첨부된 도면들을 참조로하여 지금 상세히 기술될 것이다.
도 1은 확장형 카드용 종래의 전력 제어기를 도시한 블록도.
도 2는 도 1의 종래의 전력 제어기를 추가로 도시한 블록도.
도 3은 본 발명에 따른 전력 제어기를 도시한 블록도.
도 4는 본 발명에 따른 전력 제어기를 추가로 도시한 블록도.
도 5는 본 발명에 따른 전력 제어기의 동작을 도시한 타이밍도.
도 6은 본 발명에 따른 전력 제어기의 다른 실시예를 도시한 블록도.
앞서 기술된 바와같이, 본 발명은 확장형 카드상의 회로들에 다양한 전압들을 제공하는 고집적 전력 제어기이다. 본 발명에서 회로 집적의 확장 레벨은 스위칭 DC/DC 컨버터에 의하여 통상적으로 수행되는 기능들과 전압 공급 선택 IC에 의하여 통상적으로 수행되는 기능들의 고유 결합에 의하여 달성된다.
도 3은 본 발명의 일 양상에 따른 듀얼-공급 스위칭 컨버터("DSSC")를 도시한 블록도이다. 도 1에서 처럼, 주 및 보조 공급 전압들은 단자들(302, 300)에 입력되며, 공급 선택 스위치(308)의 단자들(306, 304)에 각각 제공된다. 본 발명에 따르면, 공급 선택 스위치(308)(SPDT 스위치)를 구성하는 두개의 SPST 스위치들은 상측 스위치(114)가 종래의 DC/DC 컨버터(118)에서 스위칭되는 것과 유사한 방식으로 단자들(304, 308)(보조 공급 전압용)사이 또는 단자들(306, 310)(주 공급 전압용)사이의 접속이 고주파수로 스위칭되도록 동작된다. 하측 스위치(312)는 마찬가지로 종래의 DC/DC 컨버터(118)에서와 같이 고주파수로(비록 공급 선택 스위치(308)에서 스위치들의 역전에도 불구하고) 스위칭된다. 이 결과는 펄스-폭-변조된 전류가 인덕터(L1)를 통해 충전 커패시터(C1)를 통과하여 조절된 전압으로 단자(314)를 통해 접속된 부하들을 공급할 수 있다는 것이다.
도 4는 도 3의 듀얼-공급 스위칭 컨버터("DSSC")를 도시한다. 도 4에서, SPDT 공급 스위치는 상측 스위칭 트랜지스터들(Q1, Q2)에 의하여 형성되며, 하측 스위치(312)는 트랜지스터(Q3)로서 도시된다. 제어 회로(406)는 DSSC의 다양한 전압들 및 전류들을 모니터링하며, 도 4의 트랜지스터들(Q1, Q2, Q3)의 스위칭을 제어한다. 인덕터(L1) 및 커패시터(C1)는 DSSC의 출력 핀(416)에 접속된다. 고스위칭 주파수(예컨대, 1MHz)가 사용된다는 것을 가정하면, 인덕터(L1) 및 커패시터(C1)는 비교적 작을 수 있으며(예컨대, 각각 약 2.2 내지 4.7 uH 및 약 10uF 내지 약 uF일 수 있다), DSSC IC(400)에 접속된 개별 소자들을 통해 구현될 수 있다. 커패시터(C1)는 저비용 단순화 세라믹형 커패시터일 수 있다.
제어 회로(406)는 ASIC에서 처럼 결합 로직을 통해 구현될 수 있거나 또는 마이크로제어기 또는 단순한 마이크로프로세서를 통해 구현될 수 있다. 제어 회로(406)는 바람직하게 주 공급 전압 또는 보조 공급 전압이 주어진 시간에 공급원으로서 선택되어야 하는지의 여부를 결정하는 알고리즘을 포함한다. 이러한 알고리즘은 미리 결정될 수 있으며 또한 주 및 보조 공급 전압들 Vcc1 및 Vcc2의 크기 또는 전압 레벨 또는 호스트 컴퓨터로부터의 미리 결정된 제어 신호의 수신을 포함하는 다양한 인자들에 기초할 수 있다.
주 공급 전압 또는 보조 공급 전압이 공급원으로서 선택되어야 하는지의 여부를 제어 회로(406)가 결정한후에, 제어 회로(406)는 비선택 공급원(예컨대, Q1) 과 연관된 상측 트랜지스터의 게이트에 적절한 제어 신호를 출력하며, 이에 따라 트랜지스터는 완전한 비도전 상태로 된다. 제어 회로(406)는 선택된 공급원(예컨대, Q2)과 연관된 상측 트랜지스터가 미리 결정된 상태에서 개방 및 폐쇄되도록 하고 하측 트랜지스터(Q3)가 표준 단일-소스 스위칭 컨버터에서 처럼 선택된 상측 트랜지스터의 역으로 동작하도록 하는 제어 신호들을 생성한다. 앞의 제어 신호들은 스위칭 DC/DC 컨버터 분야의 당업자에게 공지된 기술들에 따라 생성될 수 있다. 이러한 방식에서, 듀얼-공급 스위칭 컨버터(400)는 공급원 전압들(주 전압 또는 보조전압)중 하나를 선택할 수 있으며 출력 단자(424)에서 선택된 전압을 낮은 전압으로 변환한다.
DSSC(400)는 상측 트랜지스터들(Q1, Q2)을 통해 제어 회로(406)로 흐르는 전류의 작은 부분을 피드백하기 위하여 전류 감지장치들(410, 412)을 포함할 수 있다. 이들 전류 감지장치들(410, 412)은 당업자에게 공지된 방식으로 상측 트랜지스터들(Q1, Q2)가 병렬로 접속된 소형 트랜지스터들을 통해 구현될 수 있다. 제어 회로(406)는 선택된 트랜지스터(Q1 또는 Q2)를 통해 흐르는 전류를 모니터링하고 종래의 사이클 단위 전류 제한 기술들을 사용하여 이를 안정시킨다.
대안 실시예에서, 하측 트랜지스터(Q3)는 임의의 종래의 단일-트랜지스터 스위칭 DC/DC 컨버터 회로들에서 통상적으로 사용되는 타입의 고전력 쇼트키 정류 다이오드로 대체될 수 있다.
DCCS(400)는 하나의 소스로부터 다른 소스로의 스위칭 및 전환동안 스위칭 트랜지스터들(Q1, Q2)의 n-터브(또한 n-웰로 공지됨)의 바이어싱을 제어하기 위하 여 터브 제어 회로(408)를 포함할 수 있다. 터브 제어 회로(408)는 출력 전압, 두개의 입력전압들, 및 다양한 위치들에서의 전압들을 모니터링하며, 트랜지스터들(Q1, Q2)에 고유하게 존재하는 와류 엘리먼트들의 와류 전류들을 감소시키기에 충분한 단자 바이어스 전압을 생성한다. 터브 제어 회로는 전하 펌프 회로들에서 사용되는 것과 같은 공지된 기술들을 통해 구현될 수 있다. 더욱이, 터브 전류가 수백 밀리암페어 만큼 높을 수 있기 때문에, 트랜지스터들(Q1, Q2)의 각 트랜지스터에 대한 n-터브들은 터브 타이들에서의 전압 강하가 최소화되도록 큰 터브 타이들을 통해 접속되어야 한다.
도 5는 DSSC를 동작시키기에 적합한 제어 타이밍을 도시한다. 도 5에서, 트레이스들(500, 502)은 각각 주 전원원(도 5의 PS1)에서의 전압 및 보조 전원원(도 5의 PS2)에서의 전압을 도시한다. 트레이스(504)는 한 공급원으로부터 다른 공급원으로의 스위칭동안 DSSC의 사이클링을 일시적으로 중단시키기 위하여 사용되는 제어 회로(406)내의 내부신호 STOP_SW을 도시한다. 트레이스들(506, 508)은 주 전원원(PS1) 또는 보조 전원원(PS2)가 선택된 전력원으로서 사용되는지의 여부를 지시하는 제어 회로(406)내의 두개의 다른 신호들 SEL_PS1 및 SEL_PS2를 도시한다. 최종적으로, LX OUTPUT으로 표시된 트레이스(510)는 핀(416)에서의 DSSC 출력 신호를 도시하며, 이 DSSC 출력 신호는 직렬 인덕터(L1)에 전송된다.
초기에, 주 전원 전압원 및 보조 전원 전압원은 "오프"로서 도시된다. 시간(512)에서, 주 전원 전압은 정상 레벨(예컨대, 5.0V)로 램프-업(ramp-up) 하며, DSSC는 LX 구형파 출력을 생성하기 위하여 스위칭(Q1, Q3)을 개시한다. 시간(514) 에서, 보조 전원원은 그것의 정상 레벨로 램프-업한다. 시간(516)에서, 제어 회로는 DSSC가 주 전원원으로부터 보조 전원원으로 스위칭해야 하는지를 결정한다. 이러한 결정은 주 및 보조 공급 전압들의 크기 또는 레벨 및 배터리 전력보다 오히려 일반 상용 전력과 같은 주어진 용용을 위한 "바람직한" 소스를 포함하는 다양한 인자들에 기초하여 미리 결정된 알고리즘에 따라 이루어질 수 있다.
한 공급원으로부터 다른 공급원으로의 스위칭 결정은 "하이(high)"로 진행하는 STOP_SW 신호에 의하여 도 5에 반영된다. 이러한 STOP_SW 신호는 한 공급원으로부터 다른 공급원으로 전환이 이루어지는동안(즉, 시간 주기 dt3동안) 상측 트랜지스터들중 어느 하나의 스위칭을 중지하도록 한다. 스위칭의 중지는 STOP_SW가 "하이"인 동안 LX OUTPUT이 "로우(low)"를 유지한다는 점에서 시간(522)에서 LX OUTPUT에 반영된다. STOP_SW 신호가 "하이"로 진행한후 그리고 추가로 짧은 시간 지연 DT1후, SEL_PS1 신호는 "로우"로 진행하며, 이에 따라 제어 회로(406)는 상측 트랜지스터(Q1)의 스위칭을 중지시키고 대신에 이를 비도전 상태로 놓고 트랜지스터(Q3)를 "개방"하며 그 결과 전류는 트랜지스터(Q3), L1, 부하 회로들 및 접지에 의하여 형성된 루프로 계속해서 흐르게 된다. 추가의 짧은 지연 DT2후에, 시간(520)에서 SEL_PS2는 하이로 진행하며, 이는 제어 회로(406)가 보조 전원원과 연관된 트랜지스터(Q2)의 스위칭을 시작해야 한다는 것을 지시한다. 따라서, 시간(524)에서, STOP_SW 신호는 해제되며, 제어 회로는 보조 전원원으로부터 다시 한번 LX OUTPUT 신호들을 생성하기 위하여 트랜지스터들(Q2, Q3)의 스위칭을 개시한다. 트랜지스터들(Q1, Q2)로부터의 전환이 접속전 분리 방식으로 수행된다는 것은 전술한 설명으로부터 알 수 있다.
시간들(524, 530)사이에서, DSSC는 보조 전원원을 통해 계속해서 실행된다. 만일 이러한 이유로 인하여 보조 전원 신호(PS2)가 턴-오프되거나 또는 무효화되어야 하면(시간(528)에 도시된 바와같이), DSSC는 주 전원원으로 다시 전환된다. 따라서, 시간(530)에서 DSSC는 턴-오프되고, 상측 트랜지스터(Q2)는 선택 해제되며(지연 DT4후에), 상측 트랜지스터(Q1)는 재선택된다(지연 DT5후에). 전체 지연(DT6)후에, 시간(540)에서 DSSC는 다시 턴-온되며, LX 출력은 재시작된다.
바람직하게, 한 공급원으로부터 다른 공급원으로의 전환은 과도 전압현상들이 출력(Vout)에서 나타나는 것을 방지하기 위하여 가능한 신속하게 이루어진다. 예컨대, 만일 DSSC가 1.44 MHz 스위칭 주파수(또는 약 700ns 클록 사이클)에서 동작되면, 전환은 바람직하게 하나의 클록 사이클내에서 이루어진다.
다른 실시예에서, 선택적 인덕터 바이패스 트랜지스터(Q4)(도 4에 환상으로 도시됨)는 인덕터(L1) 양단에 제공될 수 있으며, 인덕터 전류는 STOP_SW가 "하이"인 기간동안 모니터링된다. 만일 인덕터 전류가 시간들(dt3 또는 dt6)동안 제로에 근접하기 시작하면, 인덕터 바이패스 트랜지스터(Q4)는 턴-온될 수 있으며, 하측 트랜지스터(Q3)는 턴-오프된다. 이러한 방식으로, 커패시터(C1)로부터 인덕터 및 트랜지스터(Q3)를 통해 접지로 흐르는 경향이 있는 역 전류는 방지될 수 있으며, 출력 전압(Vout)은 단순하게 커패시터(C1)에 의하여 대략적인 사전 전환 레벨로 유지될 것이다.
앞서 기술된 DSSC는 종래의 전력 제어기들에 비하여 중요한 개선점을 제공한 다. 종래의 전력 제어기들은 전압 공급 선택 IC에서 두개의 고전력 스위칭 트랜지스터들 및 스위칭 DC/DC 컨버터 IC에서 두개의 추가 고전력 스위칭 트랜지스터들을 필요로한다. 따라서, 종래의 전력 제어기들은 전체 4개의 트랜지스터들을 필요로 하며, 이 트랜지스터들의 각각은 비교적 큰 고전력 저임피던스 장치이어야 한다. 대조적으로, 본 발명은 단지 3개의 트랜지스터들, 즉 두개의 전압 공급원들중 하나를 선택하고 상측 스위칭을 제공하는 두개의 상측 트랜지스터들 및 상측 트랜지스터들이 "오프"될때 직렬 인덕터 및 부하를 통하는 전류의 흐름을 유지하는 하나의 하측 트랜지스터를 제공하는, 3개의 트랜지스터를 필요로한다. 선택적으로, 만일 정류 다이오드가 하측 정류장치로서 사용되면, 본 발명은 두개의 상측 트랜지스터들 및 다이오드만을 필요로한다. 더욱이, 종래의 전력 제어기들의 개별 IC들은 핀들, 개별 전력 리드들, 개별 제어 회로들, 개별 I/O 회로들 등을 필요로한다. 본 발명의 DSSC를 사용할때, 이들 리던던트 엘리먼트들은 제거된다. 회로 엘리먼트들의 수의 전체 감소는 종래의 전력 제어기들보다 현저하게 적은 DSSC를 야기한다.
DSSC에 기인하는 회로 크기의 감소에 기초하여, 본 발명자들은 단지 4.0mm2의 다이 영역을 가진 단일 집적 회로상에 다기능 전력 제어기를 생성하는 것을 성공하였다. 도 6은 이러한 본 발명의 양상에 따른 다기능 전력 제어기("MEPC")를 도시한다. 도 6에 도시된 바와같이, MFPC(600)는 도 3-5를 참조로하여 앞서 기술된 바와같이 동작하는 두개의 듀얼-공급 스위칭 컨버터들("DSSC")(623, 635)을 포함할 수 있다. 각각의 DSSC(623, 635)는 바람직하게 주 전력 입력(VCC_3.3, VCC_2.0) 및 보조 전력 입력(AUX_3.3, AUX_2.0)을 수신한다. 이들 전력 입력은 바람직하게 2.5V 내지 5.5V인 전압들, 더 바람직하게 예컨대 현재의 (m) PCI 사양에 따라 3.3V 또는 5.0V인 전압들을 가진다. 각각의 DSSC(623, 635)는 제어 회로들(622, 636)에 의하여 제어되는 3개의 트랜지스터들(Q1-Q3;Q4-Q6)을 포함한다. 도 4 및 도 5와 관련하여 앞서 기술된 바와같이 트랜지스터들(Q1, Q2, Q5, Q6)에 대한 터브 제어는 또한 접속부들(614, 634)을 통해 제어 회로들(622, 636)에 의하여 제공된다. 최종적으로, 각각의 DSSC(623, 635)는 직렬 인덕터들(L1, L2) 및 분로 커패시터(C1, C2)에 각각 접속되는 스위칭 출력(LX3P3, LX_2.0)을 가진다. 각각의 DSSC로부터 출력된 조절된 공급 전압은 노드들(606, 612)에서 나타난다.
PC 확장형 카드, 예컨대 전형적으로 무선 네트워크 인터페이스 카드의 다양한 집적 회로들에 의하여 필요한 다양한 조절된 공급 전압들을 제공하기 위하여, 제 1 DSSC(623)(Q1-Q3를 포함함)는 바람직하게, 노드(606)에서, 선택된 주 또는 보조 공급 전압을 조절된 "주" 3.3V 전력으로 변환하는 반면에, 제 2 DSSC(635)(Q4-Q6 포함)는 바람직하게, 노드에서, 주 또는 보조 전력 입력을 2.0V와 같은 저전압으로 변환한다. 각각의 DSSC(623, 635)는 저항성 분압기들(618, 620; 638, 640)에 접속되는(DSSC 제어기들(622, 636)내에서), 노드들(606, 612) 및 단자들(FB_3.3, FB_2.0)간의 피드백 접속을 더 포함한다. 그 다음에, 분압기들로부터 출력된 피드백 전압은 스위칭 트랜지스터들(Q1-Q6)의 스위칭 주파수를 조절하기 위하여 사용된다. 통상적으로 스위칭 컨버터들에 의하여 필요한 발진기 및 램프 생성기 신호들은 블록(628)에서 생성된다.
MFPC(600)는 두개의 낮은 드롭-아웃 조절기들("LDO1" 및 "LDO2")(646, 648)을 더 포함할 수 있다. 도 6에 도시된 바와같이, LDO1 및 LDO2는 바람직하게 DSSC(635)의 조절된 출력(612)으로부터 취해진 2.0V 입력을 수신한다. LDO1 및 LDO2는 효율적으로 2.0V 입력을 1.5V 조절된 출력(650, 654)으로 변환한다. 커패시터들(C6, C7)은 각각 조절기 출력들(650, 654) 및 접지사이에 접속되며, 출력들(650, 654)에서의 출력 전압을 안정화시키기 위하여 사용된다. 유리하게, LDO1 및 LDO2로부터의 두개의 출력들은 단일 전압원으로부터 공급되는 경우에 서로 간섭할 수 있는 확장형 카드 회로들에 공급될 수 있다. 예컨대, 만일 MFPC(600)가 무선 LAN 카드에 공급되면, LDO1의 출력은 LAN 카드의 물리적 인터페이스(PHY)의 아날로그 회로들에 공급될 수 있는 반면에, LDO2의 출력은 PHY 인터페이스의 코어 디지털 회로들에 공급될 수 있다.
MFPC(600)는 예컨대 WMAC 대기 전류를 공급하고 MFPC(600)상의 다양한 제어 및 로직 회로들에 전력을 공급하는 대기 공급원을 더 포함할 수 있다. 대기 공급은 바람직하게 블록(624)의 개별 호스트 공급원-선택 스위치(VCC_2.0 및 AUX_2.0)를 통해 그 다음에 바람직하게 매우 낮은 휴지 전류를 가지는 제 3 하부 드롭-아웃 조절기(642)를 통해 이루어진다. 조절기(642)는 바람직하게 두개의 DSSC 제어기들(622, 636)의 논리 회로들에 의하여 필요한 3.3 V 공급 전압을 제공한다. 대기 모드에서 전력을 절약하기 위하여, 조절기(642)는 바람직하게 10mA 이하의 휴지 전류를 가진 낮은 휴지 전류 장치이다.
MFPC(600)는 또한 바이패스 특징을 제공할 수 있다. 앞의 배경기술에 기술 된 바와같이, 바이패스 특징은 통상적으로 DC/DC 컨버터의 입력으로부터 개별 바이패스 트랜지스터 IC를 통해 DC/DC 컨버터의 출력으로 직접 공급원 전압을 통과시키기 위하여 사용된다. 그러나, 본 발명에서, 이러한 기능은 분로 트랜지스터들(Q3 또는 Q6)를 비도전 상태로 전환시킴으로서(즉, 턴-오프함으로서) 수행되는 반면에, 다른 주 또는 보조 스위칭 트랜지스터들(적정 공급원, 즉 주 공급원 또는 보조 공급원중 하나에 따르는 Q1, Q3, 또는 Q4, Q5)은 전체 도전상태로 전환된다. 따라서, 스위칭 트랜지스터들은 100% 듀티 사이클로 된다. 결과로서, DSSC들(623, 635)의 출력은 선택된 입력(주 입력 또는 보조 입력)의 전압 - 스위칭 트랜지스터 그자체들의 비교적 작은 저항성 전압강하일 것이다. 이러한 방식으로, 본 발명은 개별 바이패스 트랜지스터 IC를 필요로하지 않고 바이패스 기능을 제공한다.
MFPC(600)는 블록(628)에 도시된 리셋 회로를 포함할 수 있다. 이러한 리셋 회로는 MFPC(600)상의 다양한 DSSC들 및 조절기들에 의하여 수신 및/또는 생성되는 전압들을 모니터링하는 과전압 및 미달전압 비교기들을 포함한다. 만일 전압들이 범위 밖에 있으면, 리셋 회로는 RESET_N 신호를 생성하며, 이 RESET_N은 MFPC 전압들이 범위 밖에 있다는 것을 MFPC(600)에 접속된 다른 회로들에 지시한다. 이러한 공급 전압 모니터링 기능은 외부 리셋 회로에 대한 필요성을 제거한다.
리셋회로는 예컨대 호스트 컴퓨터로부터의 외부 리셋 이벤트들을 허용하는 개별 리셋-입력 핀 "PHYRES"를 더 포함한다. 리셋회로는 PHYRES 신호를 수신하는 경우에 RESET_N 신호를 활성화할 것이다. 리셋회로는 MFPC(600)의 초기화 및 파워-업(power-up) 단계동안 RESET_N 신호를 활성화할 것이다.
MFPC(600)는 열 모니터링 및 셧다운 회로들(블록(630))을 포함할 수 있다. 만일 MFPC IC의 온도가 복원 불가능한 손상을 유발하는 온도 이상으로 상승하면, 온도 모니터링 및 셧다운 회로들은 MFPC(600)를 디스에이블하며, 이에 따라 확장형 카드상의 다른 회로들에 또는 그 자체의 손상을 방지할 수 있다. 블록(630)은 MFPC(600)에 사용된 하나 이상의 기준전압들을 생성하는 회로들을 더 포함할 수 있다.
유리하게, MFPC상의 다양한 DSSC들 및 조절기들은 제어 회로(626)에 의하여 개별적으로 제어될 수 있다(즉, 턴온 및 턴오프될 수 있다). 도 6에 도시된 실시예에서, MFPC는 3개의 외부 제어 신호들(PSW1, PSW2, PSW3)을 수신한다. 예로서, PSW1 신호는 2.0V DSSC(635) 및 두개의 1.5V LDO들(646, 648)이 활성화되는지 또는 셧다운되는지의 여부를 제어할 수 있는 반면에, PSW2 신호는 3.3V DSSC(623)이 활성화되는지 또는 셧다운되는지의 여부를 제어할 수 있다. 최종적으로, PSW3 신호는 3.3V DSSC(623)이 바이패스 모드로 전환되는지의 여부를 제어할 수 있다(즉, 앞서 기술된 바와같이 Vcc 또는 Vaux를 LX_3.3 출력에 직접 전송해야하는지의 여부를 조절할 수 있다). 이러한 방식에서, MFPC는 (예컨대, 확장형 카드를 다양한 모드들, 즉 활성모드, "휴면모드" 및 "장기간 휴면 모드"로 전환하기 위하여) 호스트 컴퓨터로부터 명령들을 수신할 수 있으며, 상기 명령들에 응답하여 MFPC(600)상의 다양한 PSSC들 및 조절기들을 활성화 또는 비활성화시킬 수 있다.
MFPC(600)가 특정 호스트 컴퓨터 구성 또는 확장형 카드들을 포함하는 응용들에 제한되지 않는다는 것이 인식될 것이다. 오히려, MFPC(600)는 MFPC(600)가 공급할 수 있는 다양한 전압들을 필요로하는 회로들에 이용될 수 있다.
본 발명이 바람직한 실시예들을 참조로하여 기술된 반면에, 당업자는 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 본 발명의 구성 및 엘리먼트들에 대한 수정들이 수행될 수 있다는 것을 인식할 것이다.

Claims (14)

  1. 제 1 공급 전압 및 제 2 공급 전압으로 동작할 수 있는 스위칭 컨버터에 있어서,
    제어 단자, 출력 단자, 및 상기 제 1 공급 전압을 수신할 수 있는 입력 단자를 가진 제 1 상측(high-side) 스위치;
    제어 단자, 출력 단자, 및 상기 제 2 공급 전압을 수신할 수 있는 입력 단자를 가진 제 2 상측 스위치로서, 상기 제 2 스위치의 출력 단자는 상기 제 1 스위치의 출력 단자에 접속된, 상기 제 2 상측 스위치;
    상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들의 출력 단자들에 의하여 형성된 노드와 접지사이에 접속된 하측(low-side) 정류기; 및
    상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들의 제어 단자들에 접속된 제어 회로를 포함하며,
    상기 제어 회로는 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들 중 선택된 스위치로 하여금 미리 결정된 스위칭 주파수에서 도전 상태와 비도전 상태사이에서 스위칭하도록 하고, 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들 중 비선택된 스위치로 하여금 비도전 상태를 유지하도록 하는, 스위칭 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    접지 단자 및 비접지 단자를 가진 커패시터를 더 포함하며,
    상기 커패시터의 비접지 단자는 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들의 출력 단자들에 의하여 형성된 상기 노드에 접속되는, 스위칭 컨버터.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들의 출력 단자들에 의하여 형성된 상기 노드 및 상기 커패시터의 비접지 단자사이에 접속된 인덕터를 더 포함하는, 스위칭 컨버터.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 인덕터와 병렬로 접속되고, 상기 제어 회로에 접속된 인덕터 바이패스 스위치(inductor bypass switch)를 더 포함하며,
    상기 인덕터 바이패스 스위치는 상기 제어 회로로부터의 제어 신호에 응답하여 상기 인덕터를 단락시키는, 스위칭 컨버터.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 제어 회로 및 상기 커패시터의 비접지 단자사이의 피드백 경로를 더 포함하며,
    상기 제어 회로는 상기 커패시터의 비접지 단자에서의 전압의 기능으로서 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들 중 선택된 스위치를 스위칭하는, 스위칭 컨버터.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 하측 정류기는 다이오드 및 트랜지스터 중 하나이며, 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들은 트랜지스터들인, 스위칭 컨버터.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 하측 정류기는 제어 단자를 가지며, 상기 제어 회로는 상기 하측 정류기로 하여금 상기 선택된 상측 스위치와 동일한 주파수에서 스위칭하도록 하는, 스위칭 컨버터.
  8. 제 1 공급 전압 및 제 2 공급 전압으로부터 조절된 전압을 생성하기 위한 방법에 있어서,
    (a) 제 1 상측 스위치에 상기 제 1 공급 전압을 제공하는 단계;
    (b) 제 2 상측 스위치에 상기 제 2 공급 전압을 제공하는 단계;
    (c) 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들 중 하나를 제 1 활성 스위치로 선택하고, 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들 중 다른 하나를 제 1 비활성 스위치로 선택하는 단계;
    (d) 상기 제 1 비활성 스위치로서 선택된 상기 상측 스위치를 비활성화하는 단계;
    (e) 스위칭된 출력 신호를 생성하도록 스위칭 주파수에서 상기 제 1 활성 스위치로서 선택된 상기 상측 스위치를 스위칭하는 단계; 및
    (f) 조절된 출력 신호를 생성하도록 상기 스위칭된 출력 신호를 정류시키는 단계를 포함하는, 조절된 전압 생성 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    (g) 상기 제 1 활성 스위치로서 선택된 상기 상측 스위치로부터 상기 제 1 비활성 스위치로서 선택된 상기 상측 스위치로의 스위칭을 수행할 것을 결정하는 단계;
    (h) 상기 제 1 활성 스위치로서 선택된 상기 상측 스위치를 비활성화하는 단계; 및
    (i) 상기 스위칭된 출력 신호를 생성하도록 스위칭 주파수에서 상기 제 1 비활성 스위치로서 선택된 상기 상측 스위치를 스위칭하는 단계를 더 포함하는, 조절된 전압 생성 방법.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들 중 하나를 선택하는 상기 단계(c)는 상기 제 1 공급 전압 및 상기 제 2 공급 전압을 모니터링하는 단계를 포함하는, 조절된 전압 생성 방법.
  11. 제 8 항에 있어서,
    (j) 피드백 신호를 생성하도록 상기 조절된 출력 전압 신호를 피드백하는 단계; 및
    (k) 상기 피드백 신호에 기초하여 상기 단계 (e)의 스위칭을 조절하는 단계를 더 포함하는, 조절된 전압 생성 방법.
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 1 활성 스위치로서 선택된 상기 상측 스위치는, 상기 스위칭된 출력 신호를 생성하도록 상기 스위칭 주파수에서 도전 상태와 비도전 상태 사이에서 반복적으로 스위칭되는 반면, 상기 제 1 비활성 스위치는 비도전 상태로 유지되는, 조절된 전압 생성 방법.
  13. 제 8 항에 있어서,
    상기 정류시키는 단계 (f)는:
    (g) 하측 정류기에 상기 스위칭된 출력 신호를 제공하는 단계; 및
    (h) 상기 선택된 상측 스위치와 동일한 주파수에서 상기 하측 정류기를 스위칭하는 단계를 포함하는, 조절된 전압 생성 방법.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 회로는, 상기 제 1 및 제 2 상측 스위치들 중 선택된 스위치로 하여금 상기 미리 결정된 스위칭 주파수에서 상기 도전 상태와 상기 비도전 상태 사이에서 반복적으로 스위칭하도록 하는, 스위칭 컨버터.
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