KR100624504B1

KR100624504B1 - Ｍｉｍｏ시스템에서의 스펙트럼 효율 고속 송신을 위한 반복적 소프트 간섭 소거 및 필터링

Info

Publication number: KR100624504B1
Application number: KR1020040011220A
Authority: KR
Inventors: 이토다쿠미; 왕쟈우동
Original assignee: 닛본 덴끼 가부시끼가이샤
Priority date: 2003-02-20
Filing date: 2004-02-20
Publication date: 2006-09-18
Also published as: GB0403846D0; JP2004254290A; US20040165675A1; GB2400283B; US7386057B2; CN1523769A; JP4609625B2; KR20040075284A; CN100382437C; GB2400283A

Abstract

다중 입력 다중 출력(MIMO : multi-input multi-output) 시스템에서의 간섭의 소거는 복수의 간섭 소거기로 성취된다. 하나의 간섭 소거기는 각 송신 신호에 대응하고 각 간섭 소거기는 모든 수신 안테나로부터 신호를 수신하고 각 간섭 소거기는 그의 대응하는 송신 신호의 간섭 소거 수신 버전을 출력한다. 모든 송신 안테나로부터의 송신 신호의 추정치는 각 간섭 소거기에 사용된다. 각 추정치는 알려진 파일롯 심볼의 통신으로부터 유도될 수 있는 채널 계수 행렬과 승산되고, 상기 채널 계수 행렬과 각 추정치의 승산 결과가 수신 신호로부터 감산되어 대응하는 차이가 구해진다. 각 대응하는 차이는 필터 웨이트 벡터와 승산될 수 있다. 이 수신 신호는 상기 필터 웨이트 벡터와 상기 차이의 승산 결과에 기초하여 디코딩된다. 인터럽트 기준이 만족되지 않는 경우 디코딩된 신호는 후속 간섭 소거 반복을 위해서 추정치를 준비할 시에 사용된다. 이 방법은 인터럽트 기준이 만족될 때까지 반복적으로 수행될 수 있다.

ＭＩＭＯ 시스템, 소프트 간섭 제어, 스펙트럼 효과 고속 송신

Description

ＭＩＭＯ시스템에서의 스펙트럼 효율 고속 송신을 위한 반복적 소프트 간섭 소거 및 필터링{ITERATIVE SOFT INTERFERENCE CANCELLATION AND FILTERING FOR SPECTRALLY EFFICIENT HIGH-SPEED TRANSMISSION IN MIMO SYSTEMS}

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 송신기를 나타낸 도면.

도 2는 본 발명에 따른 반복적 소프트 간섭 소거(I-SIC : Iterative Soft Interference Canceling) 수신기의 실시예를 나타낸 도면.

도 3은 단일 소프트 간섭 소거기(SIC : Soft Interference Canceller)의 구성을 좀더 상세하게 나타낸 도면.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 2-송신기/2-수신기 시스템의 FER(frame error rate) 성능을 모의 실험한 도면.

도 5는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 4-송신기/4-수신기 MIMO 시스템의 FER 성능을 모의 실험한 도면.

*도면의 주요 부분에 대한 설명*

10 : 송신기

12 : 입력 데이터 비트 스트림

14 : 터보 인코더

16 : 변조기

18 : 복소수 기저대역 심볼

20 : 심볼 인터리버

22 : S/P(serial to parallel) 변환기

24 : n_T 안테나

본 발명은 통신 분야에 관한 것으로, 특히 다중 입력 다중 출력(MIMO ; multi-input multi-output) 통신 시스템의 수신측에서 사용하는 반복적 소프트 간섭 소거기(I-SIC : iterative soft interference canceller)에 관한 것이다.

인터넷의 광범위한 사용으로 인하여, 특히 모바일 환경에서 휴대성과 편리성때문에 더욱 신뢰성 있고 편리하고 효율적인 통신 시스템의 설계가 요구되고 있다. 소위 3 세대(3G) 시스템은 고품질의 음성 메시지 송신 외에 수백 kbps 데이터 서비스를 지원하는 것으로 소개되고 있으며, 보다 높은 비트율(bit rate) 서비스를 제공하기 위해 그 업그레이드된 버전인 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA: high-speed downlink packet access)가 3세대 제휴 프로젝트(3GPP : third generation partnership project)에서 논의 및 표준화 중에 있다. 그러나, 성취할 수 있는 비트율은, HSDPA가 자동 반복 요구(ARQ : automatic repeat request) 및 적응 변조 및 코딩 방법(AMCS : adaptive modulation and coding scheme)을 이용하는 경우에 도 여전히 10Mbps정도까지이다. 그러나, 사용자가 모바일 상황에서도 스트리밍 비디오, 고속 인터넷 접속 등을 즐기기 위해서는 약 100Mbps의 데이터 속도(data rate)가 요구된다.

물리층에서의 고속 송신을 실현하기 위한 하나의 알려진 방법으로는 대역폭 확장(expansion)이 있다. Atarashi 등은, 130 MHz를 가정하면 외부 환경에서 100 Mbps를 성취할 수 있는 가변 스프레딩 팩터 직교 주파수 및 코드 분할 다중화방식(VSF-OFCDM: variable spreading factor orthogonal frequency and code division multiplexing)을 제안하고 있다.

그러나, 이러한 접근 방법은 그의 고속 샘플링 속도에 기인하여 초고속 디지털/아날로그 및 아날로그/디지털 변환기가 요구된다. 따라서, 특히 사용자 환경에서 전력 소비가 문제가 된다. 이러한 광대역폭에서는 다중 경로 지연이 과도해지고 이는 적절한 수신기 등에 대한 동작과 설계를 용이하지 않게 하는 다른 문제가 발생한다.

스펙트럼 효율을 증대시키기 위한 다른 접근 방법으로는 고차항 변조 방법을 적용하는 것을 들 수 있다. 실질적으로, IEEE 802.11a는 실내 무선 LAN 네트워크(local area network) 시스템을 위한 20 MHz 대역폭으로 54 Mbps를 실현하기 위해 64 QAM을 채용하고 있다. 그러나, 모바일 환경에 이 방법을 적용하는 경우를 생각해 보면, 64 QAM은 QPSK보다 간섭에 대한 오차 허용도가 작기 때문에 효율적이지 못하다. 더욱이, 그의 열등한 에러율 성능을 보상하기 위해 요구되는 송신 전력이 크게 증가한다.

한편, 공간(spatial) 다중화 기술, 예를 들면, 소위 다중 입력 다중 출력(MIMO) 시스템이 최근 크게 주목을 받고 있다. 정보 이론에 따르면 MIMO 시스템의 용량은 송신 안테나 및 수신 안테나의 수를 최소로함에 따라 선형적으로 증가하는 것으로 알려져 있다. MIMO 시스템에서는, 다른 송신 안테나와의 간섭이 가장 심각한 문제가 되고 있다. Foschini 등은, 간섭을 소거 및 억제시키는 대응 검출 알고리즘 및 고속 무선 송신을 성취하기 위한 BLAST(Bell Laboratories Layered Space-Time) 구성을 제안하고 있다. 그러나, 이 방법은 검출기와 디코더에서의 처리가 별개로 수행되기 때문에 에러 보정 코딩과 결합하는 경우 효율적이지 못하다. 한편, 비록 검출기와 디코더가 결합하여 동작되는 경우 MAP(maximum a posteriori) 알고리즘이 최적으로 알려졌지만 그 연산 복잡도는 크게 증가한다.

따라서, 종래 기술에서의 상기 문제와 그 외 다른 문제를 해결하기 위해서, 본 발명은 터보 코드 MIMO 시스템에서 스펙트럼 효율 송신을 실현하기 위한 필터링을 수반하는 복잡도가 낮은 반복적 소프트 간섭 소거기(SIC)가 개시되어 있다. 이 알고리즘에서는, 터보 방식(turbo fashion)에서의 디코더와 복조기 사이에서 소프트 정보가 교환되기 때문에 다른 안테나와의 간섭이 순차적으로 소거 및 억제되고 정보 심볼이 회복된다. 필터링은 최소 평균 제곱 에러(MMSE : minimum mean square error) 알고리즘에 의해서 수행되거나 복잡도 감소를 위해서 상기 MMSE 필터링 대신에 정합형 필터링(matched filtering)에 의해서 수행되거나 이들의 몇몇 조합에 따라서 이루어질 수 있다.

일 실시예에서, 본 발명은 복수의 수신 안테나 각각으로부터의 수신 신호를 복수의 간섭 소거기 각각에 제공하는 단계를 포함하는데, 여기에서 적어도 하나의 간섭 소거기는 송신 신호 각각에 대응하고 각 간섭 소거기는 그의 대응하는 송신 신호에 반한 간섭을 소거한다. 간섭은 송신 신호의 추정치(estimate)와 수신 신호의 비교에 의해서 소거되지만 대부분의 소거는 간섭 소거기 각각에서 대응하는 송신 신호가 제외된다.

다른 실시예에서, 본 발명은, 간섭 소거기에 사용하는 모든 송신 안테나로부터의 송신 신호의 추정치를 준비하고, 알려진 파일롯 심볼의 통신으로부터 유도될 수 있는 채널 계수 행렬에 의해 상기 각 추정치를 승산하고, 상기 각 추정치와 채널 계수 행렬의 승산 결과를 상기 수신 신호로부터 감산함으로써, 각 승산 결과와 각 수신 신호 사이에 대응하여 차가 발생하는 것을 포함한다. 각 대응하는 차는 반복 시에 MF 및 MMSE 간에서 선택적으로 선정된 필터 웨이트 벡터와 승산될 수 있다. 수신 신호는 상기 차와 상기 필터 웨이트 벡터의 승산 결과에 기초하여 디코딩된다. 인터럽트 기준(interrupt criteria)이 일치하지 않으면, 후속 간섭 소거 반복을 위해서 추정치의 준비 시에 상기 디코딩된 신호가 사용된다. 본 방법은 인터럽트 기준이 만족될 때까지 반복적으로 수행될 수 있다.

본 발명은 상술한 소거 방법뿐만 아니라 상기 방법을 구현하기 위한 장치 둘 다를 포함한다. 이들 중에서 장치는 간섭 소거기이고 수신기는 본 발명에 따라 간섭을 소거하도록 작동한다.

도 1은 송신기(10)의 구성을 통상적으로 나타낸 도면이다. 입력 데이터 비트 스트림(12)은 먼저 터보 인코더(14)에 의해서 인코딩되어 변조기(16)로 공급되어 복소수 기저대역 심볼(18)이 생성된다. 본 실시예에서, Gray 맵핑에 의한 QPSK 변조가 채용된다. 그러나, 당 분야에 숙련된 자들은 이하 설명을 다른 변조 방법에 용이하게 확장시킬 수 있음을 인식할 수 있다. QPSK 심볼은 심볼 인터리버(interleaver)(20)에 의해서 랜덤하게 사이에 끼워져서 S/P 변환기(22)에서 직렬/병렬(S/P : serial to parallel) 변환된다. 인터리버(20)는 수신기에 의해서 나타나는 간섭과 채널 둘다를 랜덤화 할 필요가 있다. S/P 변환된 n_T 심볼 스트림은 동일한 주파수 대역을 공유하는 n_T 안테나(24)로부터 동시에 송신된다. 직교 주파수 분할 다중화 방식(FDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 및/또는 주파수 확산 방식이 채용되는 경우, 역 고속 퓨리에 변환(IFFT : Inverse Fast-Fourier Transform)(26) 및/또는 확산법(spreading)이 S/P 변환기(22) 이후에 심볼 스트림 각각에 적용된다. 선택적으로, 종래 알려진 방식에서 적절한 수단(28)에 의해서 가드 인터벌(guard interval)이 삽입될 수도 있다.

도 2는 본 발명에 따른 반복적 소프트 간섭 소거(I-SIC) 수신기(30)의 통상적인 실시예를 나타낸 도면이다. 신호는 n_R 안테나(32) 각각에서 수신된다. 가드 인터벌은 적절한 수단(34)에 의해서 수신된 스트림 각각으로부터 제거되고 필요에 따라서 FFT(36)가 수행된다. 다음으로, 소프트 심볼 추정기(40)로부터의 소프트 추정치를 사용하는 n_T 병렬 SIC(38)에 의해서 간섭 심볼이 제거된다. 처음 반복에서 추정치는 제로가 되고 그 후에는 앞 단계로부터 얻어진다. 그 다음에, 간섭 소거된 심볼이 병렬/직렬(P/S) 변환기(42)와 디-인터리버(44)를 통해서 로그 확률 비율(LLR : log likelihood ratio) 계산기(46)에 공급된다. LLR 계산기(46)에서, SIC(38) 출력, 심볼군(symbol constellation) 및 터보 디코더(48) 출력에 기초하여 모든 코드 비트의 LLR이 계산된다. 계속해서, LLR 계산기(46)에서 계산되는 이하에서 기술할 외부 정보만이 디코딩을 위한 터보 디코더(48)에 반복적으로 공급된다.

통상적으로, 비 반복 수신기에서, 터보 디코더(48)는 정보 비트의 LLR을 출력하여 데이터 스트림의 회복을 결정한다. 그러나, 본 발명에 따른 반복적 수신기에서, LLR은 코드 비트에 대하여 마지막 반복을 제외하고 송신 심볼의 소프트 추정을 행할 필요가 있다. 또한, 외부 정보는 LLR 계산기로부터 피드백되어야 한다. 따라서, 그렇게 하도록 터보 디코더가 약간 변형되고 코드 비트의 생성된 LLR이 소프트 심볼 추정기(40)로 공급된다. 본 발명의 실시예에서, 터보 디코더(48)는 Max-Log-MAP 알고리즘을 이용한다. 이하, SIC(38), LLR 계산기(46) 및 소프트 심볼 추정기(40)의 동작을 보다 상세하게 설명한다.

도 3은 k번째 SIC(38)의 구성을 나타낸 도면이다. 무엇이든지 뒤에 오는 것은 즉시 특정 심볼에 맞춰진다. 수신 신호는

(수학식 1)

y = Hx + n

로 기재할 수 있고, 여기서 y, H, x, 및 n은 각각 수신 신호 벡터, 채널 계수 행렬, 송신 심볼 벡터 및 주변 가우스 잡음 벡터(ambient Gaussian noise vector)를 나타내고,

(수학식 2)

로 주어진다.

k번째 SIC(38)의 목적은 k번째 송신 심볼 스트림에 반한 간섭 신호를 소거하는데 있다. 이를 달성하기 위해서, 이전 반복으로부터 추정된 심볼이 송신 심볼의 복제 심볼로서 사용되어 수신 신호로부터 k번째 신호를 제외한 모두가 소거된다.

송신 신호의 소프트 추정에서, 도 3의 하부에 나타낸 바와 같이 k번째 심볼은 제로로 대체된다. 승산 연결점(50) 각각에서 소프트 심볼 벡터와 채널 행렬을 승산하고 이를 일부 가산 연결점(52) 각각에서 수신 신호로부터 감산하면,

(수학식 3)

이 얻어지고, 여기에서, y_k 및

는 각각 간섭 소거 수신 신호 벡터 및 k번째 스트림을 위한 x_k의 소프트 추정치를 나타내고, y_k=(y_k.1,y_k.2,…y_kJIR)^T 및

로 주어진다.

의 계산은 이하에서 구체화된다.

각 SIC에서 주어진 반복에 대한 출력을 산출하기 전에, 필터 웨이트 계산기(54)에 의해서 결정되는 필터 웨이트를 사용하여 n_R 병렬 스트림이 필터링된다. 이 경우에, y_k가 특히 반복 처리의 개시시에 잔여 간섭을 포함하기 때문에, 필터 출력의 제곱 에러를 최소화시키기 위해 최소 평균 제곱 추정기(MMSE : Minimum Mean Square Estimator) 필터링을 이용한다. 당 분야에서 숙련된 자들은 효율과 처리 효율 둘 다에서의 상대 이득 또는 손실을 고려하여 MF(Matched Filter) 기술이 적절할 수 있음을 알 수 있다.

이상적인 출력과 평균 제곱 에러를 최소화하면, MMSE 필터링의 웨이트 벡터는

(수학식 4)

로 정의되고, 이 경우에 ws_k는 S. Haykin, "Adaptive Filter Theory" (Prentice Hall, 1996)

(수학식 5)

에 의해서 주어지고, 여기에서, R 및 p는 각각 수신 심볼 벡터의 상관(correlation) 행렬 및 수신 심볼 벡터와 소망하는 출력 사이의 상관 벡터에 대응한다. 다음으로 R은

(수학식 6)

으로 주어질 수 있다.

비록

가 만족되더라도

에서 각 요소가 독립적이기 때문에 공분산(covariance) 행렬은 대각 행렬(diagonal)이 된다. k번째를 제외한 모든 요소는

(수학식 7)

에 의해서 계산되고 (V_k)_i는 i = k에 대하여 1이 된다. 제 2 항은 또한 σ²의 요소와 대각행렬이 된다. 따라서 수학식 6은

(수학식 8)

이되고, 여기서 σ²는 가우스 잡음의 분산이다.

한편, p는

(수학식 9)

로 계산된다.

따라서, 수학식 4의 해를 구하면, MMSE 기준에 기초하는 웨이트 벡터는

(수학식 10)

으로 주어진다.

최종적으로, k번째 스트림으로부터의 필터 출력은

(수학식 11)

로 된다.

필터 출력 z_k에 식 z_k = μ_kx_k + υ_k을 다시 고려하여 유도하면, 여기서 μ_k 및 υ_k는 각각 등가 페이딩 계수 및 잡음을 나타낸다. 이상의 유도로부터

(수학식 12)

가 얻어진다.

한편, 여기에서

로서 정의되는 변수 υ_k는

(수학식 13)

로 된다.

수학식 13에서의 각 항은

(수학식 14)

로 계산된다.

따라서,

(수학식 15)

가 얻어진다.

수학식 10에 나타낸 바와 같이, MMSE 필터링은 n_R x n_{R 행렬}의 행렬 반전을 포함한다. 따라서, 특히 수신 안테나의 수가 많은 경우에 때때로 계산에 문제가 발생한다. 따라서, 웨이트 wk가 단순히 채널 벡터로 주어지는, 즉 w_k = h_k인 정합형 필터 방법이 제안된다.

대응하는 등가 페이딩 계수와 잡음 변수는

(수학식 16)

,

(수학식 17)

로 계산될 수 있다.

본 발명에 따른 간섭 소거기는 어떤 하나의 필터링 방법에 한정되지 않는다. 예를 들면, 필터 웨이트를 계산하는 방법은 최소SNR, SNIR, BER, FER, BLER, 및 LLR을 포함하는 일부 기준 중 하나에 따라 반복 각각에 대하여 적응하여 선택될 수 있다. 필터링 방법은, 수행되는 반복수에 따라서, 상기 처리에 앞서 선택되는 더 효율적이지만 복잡한 방법이될 수 있거나 또는 적절한 결과를 성취하는데 복잡도가 요구되는 것으로 판정되는 경우 적용되는 더욱 복잡한 방법이될 수 있다. 대안적으로, 복잡도가 수신 안테나의 수에 따라 지수함수적으로 증가하는 것을 고려하여 송신 또는 수신 안테나의 수에 기초하여 필터링 방법이 선택될 수도 있다.

비록 MF 방법이 결합 SNR을 최대화할 수 있다 하더라도, 특히 반복의 개시시 에, 간섭이 여전히 소거되지 않기 때문에 간섭 심볼에 의한 악영향이 지배적이다. 결합 SNIR을 최대화하기 위해 MMSE 필터링이 적용될 수 있다. 그러나, MMSE 필터링 복잡도가 때때로 상술한 바와 같이 커진다. 따라서, 바람직한 실시예에서, 다른 안테나와의 간섭을 충분히 억제시키기 위해서 제 1 처리에서만 MMSE 필터링이 적용된다. 그 다음에 MF 방법이 적용되어 복잡도가 낮아진다. 비록 제 1 반복에만 MMSE 필터링을 적용함으로써SIC-MF에 의해서 성능 열화가 발생하더라도 하이브리드 방법은 주파수 평탄(frequency flat)과 선택 조건하에서 MMSE-기반 I-SIC와 거의 동일한 성능을 성취할 수 있다. 따라서 SIC-MMSE에 비해 계산 복잡도가 낮아진다.

LLR은

(수학식 18)

로 정의되고, 여기에서 b_i는 i번째 비트이고 y_j는 b_i를 포함하는 수신 신호이다. QPSK 인코딩을 가정하면, 수학식 18은

(수학식 19)

, 및

(수학식 20)

으로 기재될 수 있고, 여기서 1은 P/S 변환 이 후에 첫 번째 수신 심볼에 대응한다. Λ(b_2l) 및 Λ(b_2l+1) 가 유사한 방식으로 계산되기 때문에 이하에서는 Λ(b_2l)에만 집중하면 된다.

베이즈의 규칙(Bayes' rule)에 따르면, 수학식 19는

(수학식 21)

이 된다.

제 1 항은 신호군(signal constellation)과 수신 심볼에 의해서 계산되는 소위 외부 정보이고 제 2 항은 이전 터보 디코더 처리에 의해서 주어진 선험적 확률비이다. 이 때, 외부 정보만이 후속 터보 디코더로 송신된다.

λ1(b_2l)을 b_2l의 외부 정보(extrinsic information)로 하면,

(수학식 22)

가 얻어진다.

인코딩된 QPSK, 그레이 맵핑된 신호군에 기초하여, P(z₂₁|C_i)가

(수학식 23)

으로 계산될 수 있다.

한편, 채널 디코더로부터의 외부 정보는 선험적 확률에 대응하고,

(수학식 24)

로 주어진다.

그 다음에 확률가

(수학식 25)

로 표시될 수 있다.

따라서,

근사를 도입하면, 수학식 22는

(수학식 26)

가 되고, |C_i|² = 1는 최종 등식으로 사용된다.

마찬가지로, z_2l 및 λ₁(b_2l)의 함수인 λ₁(b_2l+1)가 계산될 수 있다. 그 다음, 끝 부분의 시퀀스를 포함하는 모든 코드 비트에 대하여 계산된 외부 정보가 터보 디코더에 공급되고 터보 디코더는 상술한 외부 정보와 그 격자 다이어그램에 기초하여 모든 코드 비트의 외부 정보와 LLR을 다시 계산한다.

터보 디코더에 의해서 생성한 LLR을 이용함으로써, 소프트 추정치 생성기(40)는 소프트 복제 심볼을 생성한다. 이 함수는 심볼군의 후보들 모두의 웨이트를 구하여

(수학식 27)

로 결합시키고, 여기서

및

은 l 번째 코드 비트에 대한 0과 1의 귀납적 확률이며, 이들은

(수학식 28)

및

(수학식 29)

로 계산된다.

이 소프트 추정치는 후속 반복에서 SIC(38)에 의해 이용된다.

MIMO 시스템의 실제 동작을 고려하려면, 먼저 수신기에서 채널 계수가 추정되어야 한다. 당 분야에서 알려진 하나의 방법은 파일롯 심볼의 이용이다. N_p파일롯 심볼이 송신 안테나 각각으로부터 채용되는 경우, 수신 심볼 시퀀스는

(수학식 30)

로 된다.

행렬에서 Np 열벡터를 대체함으로써,

(수학식 31)

Y = HS + V

이 얻어질 수 있고, 여기서 Y = (y(1), y(2), ... y(Np)), S = (s(1), s(2), ... s(Np)), 및 V = (v(1), v(2), ..., v(Np))이다. 이 기술은 N_p가 n_T보다 큰 것으로 가정한다. 파일롯 심볼의 전력은 또한

(수학식 32)

로 되는 것으로 가정하는 것이 바람직하다.

우측으로부터 s 대 Y의 의사 반전 행렬을 승산하면, 채널 추정치는

(수학식 33)

로 주어진다.

N_p가 n_T보다 크기 때문에, s의 의사 반전 행렬은 S^H(SS^H)^-1가 된다. 따라서, 수학식 33은

(수학식 34)

로 재배열된다.

추정치 에러를 최소화하기 위해서, S는 H^ε의 총 편차가 가능한 한 작아질 수 있다. 이는 Proc. 37th Annual Allerton Conference on Communications, Computing and Control, Monticello, Illinois (Sept. 1999)의 Marzetta "BLAST Training: Estimating Channel Characteristics For High-Capacity Space-Time Wireless"라는 제목으로 나타나 있으며, 최적 트레이닝 시퀀스(optimal training sequence)는

(수학식 35)

를 만족시킨다.

도 4 및 도 5는 평탄(flat)과 지수함수적으로 분포된 12 경로 상태 하에서, 4번 반복한 MF, MMSE 및 Hybrid 방법의 모의 실험 FER 성능을 나타낸 도면이다. 여기에서는 GI 제거 및 채널 추정치가 이상적인 것으로 가정한다. 도 4로부터, SIC-Hybrid 방법의 성능은 주파수 평탄과 선택 조건 하에서 SIC-MMSE의 성능과 완전히 동일하다. 프레임 에러율(frame error rate)로 고려될 수 있는 (2x2) 및 (4x4)의 감소 용량은 각각 플렛 페이딩 조건하에 각각 4%에서 6 dB이고 7% 에서3 dB이다. 따라서, SIC-Hybrid 및SIC-MMSE는 각각 2.8 및 2.5 dB에 도달할 수 있을 것으로 생각할 수 있다. OFDM 변조만 채용하기 때문에, 프리퀀시 선택 조건의 경우에도 나타낸 바와 같이 양호한 성능이 성취될 수 있다.

본 발명을 구현하기 위해서는, 당 분야에서 숙련된 자에게 본 설명서를 고려하면 장치가 임의의 수가 되리라는 것이 명백해질 것이다. 예를 들면, 모듈식으로 또는 전용(專用) 회로 또는 ASIC을 포함하는 하드웨어 수단에 의해서 간섭 소거가 구현될 수도 있다. 대안적으로, 본 발명은 무선 송신 및/또는 수신 장비와 적절하게 인터페이스되는 소프트웨어를 통해 구현될 수도 있다. 소프트웨어와 하드웨어 구현의 일부 결합은 본 발명의 범주로부터 벗어나지 않고 성능 또는 제조 관점에서 최적화를 검증할 수도 있다. 본 발명에 따른 소프트 간섭 소거기를 포함하는 수신기는 무선 전화 핸드 셋, 인터넷 가능 디바이스 또는 임의의 다른 무선 통신 장비를 포함할 수도 있다.

본 발명은 임의의 바람직한 실시예에 대하여 설명하였다. 이들 실시예는 본 발명의 범주를 제한하지 않으면서 설명하기 위한 수단이다. 변형 또는 개조는 첨부된 청구범위에 의해서 규정되는 본 발명의 범주로부터 벗어나지 않고 당 분야에 숙련된 기술자에게 이루어질 수 있음이 명백하다.

이상의 설명에 따르면, 본 발명에 따르면, 검출기와 디코더에서의 처리가 별 개로 수행되기 때문에 에러 보정 코딩과 결합하는 경우 효율적이지 못함 문제점과, 검출기와 디코더가 결합하여 동작되는 경우 MAP(maximum a posteriori) 알고리즘이 최적으로 알려졌지만 그 연산 복잡도는 크게 증가하는 문제점을 해결할 수 있는 효과가 있다.

Claims

동시에 다중 송신 안테나로부터 송신되고 다중 수신 안테나에 의해서 수신되는 다중 신호간 간섭을 소거하는 장치로서,

복수의 간섭 소거기를 포함하고,

상기 적어도 하나의 간섭 소거기는 각 송신 신호에 대응하고,

상기 각 간섭 소거기는 상기 각 수신 안테나로부터 신호를 수신하고,

상기 각 간섭 소거기는 자신의 대응하는 송신 신호 중 간섭이 소거된 수신 버전(received version)을 출력하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 각 간섭 소거기에서 사용되는, 상기 모든 송신 안테나로부터 수신된 심볼에 대한 추정치(estimate)를 준비하는 소프트 심볼 추정기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 장치.
제 2 항에 있어서,

상기 각 간섭 소거기는, 자신의 대응하는 송신 신호에 반한 간섭을, 인터럽트 기준(interrupt criteria)이 만족될 때까지, 반복적으로 소거하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 장치.
제 2 항에 있어서,

상기 각 추정치는 상기 각 간섭 소거기에 대응하는 상기 송신 신호를 위한 강제 제로 항(forced zero term)을 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 장치.
제 1 항에 있어서,

필터 웨이트 계산기(filter weight calculator)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 각 간섭 소거기는 필터 웨이트 계산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 장치.
제 1 항에 기재된 간섭 소거 장치를 갖는 것을 특징으로 하는 다중 입력 다중 출력 무선 통신 수신기.
제 7 항에 있어서,

상기 복수의 간섭 소거기 출력을 직렬 스트림(serial stream)으로 변환하는 병렬/직렬 변환기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 수신기.
제 7 항에 있어서,

상기 복수의 간섭 소거기 출력에 기초하여 데이터 스트림을 복구시키는 디코더를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 수신기.
동시에 다중 송신 안테나로부터 송신되고 다중 수신 안테나에 의해서 수신되는 다중 신호간 간섭을 소거하는 방법으로서,

a) 상기 각 수신 안테나로부터 수신된 신호를 복수의 간섭 소거기 각각에 제공하는 단계 - 상기 적어도 하나의 간섭 소거기는 상기 각 송신 신호에 대응하고, 상기 각 간섭 소거기는 자신의 대응하는 송신 신호에 반한 간섭을 소거함 -와,

b) 상기 각 간섭 소거기에서 상기 송신 신호의 추정치와 상기 수신 신호를 비교하고, 상기 대응하는 송신 신호 이외의 모든 신호를 소거함으로써 간섭을 소거하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 단계 (b)에서 준비된 상기 각 추정치는 상기 각 간섭 소거기에 대응하는 상기 송신 신호를 위한 강제 제로 항을 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 각 추정치를 채널 계수 행렬과 승산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 방법.
제 12 항에 있어서,

상기 채널 계수 행렬은 알려진 파일롯 신호의 수신으로부터 유도되는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 방법.
제 12 항에 있어서,

상기 채널 계수 행렬과 상기 각 추정치의 승산값을 상기 수신 신호로부터 감산하여 상기 각 수신 신호와 상기 각 승산값 사이의 해당 차를 구하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 방법.
제 14 항에 있어서,

상기 각 수신 신호와 상기 각 승산값 사이의 해당 차를 필터 웨이트 벡터와 승산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 방법.
제 10 항에 있어서,

단계 (b)인 간섭 소거 단계를 인터럽트 기준이 만족될 때까지 반복적으로 수행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 방법.
수신단에서 제 10 항에 기재된 간섭 소거 방법을 실행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 입력 다중 출력 무선 통신 방법.
동시에 다중 송신 안테나로부터 송신되고 다중 수신 안테나에 의해서 수신되는 다중 신호간 간섭을 소거하는 방법으로서,

(a) 상기 각 수신 안테나로부터 수신된 신호를 복수의 간섭 소거기 각각에 제공하는 단계 - 상기 적어도 하나의 간섭 소거기는 상기 각 송신 신호에 대응하고, 상기 각 간섭 소거기는 자신의 대응하는 송신 신호에 반한 간섭을 소거함 -와,

(b) 상기 각 간섭 소거기에서 사용되는, 모든 송신 안테나로부터 송신된 신호의 추정치를 준비하는 단계와,

(c) 상기 각 추정치를 채널 계수 행렬과 승산하는 단계와,

(d) 상기 채널 계수 행렬과 상기 각 추정치의 승산값을 상기 수신 신호로부터 감산해서 상기 각 수신 신호와 상기 각 승산값 사이의 해당 차를 구하는 단계와,

(e) 상기 각 해당 차를 필터 웨이트 벡터와 승산하는 단계와,

(f) 상기 필터 웨이트 벡터와 상기 차의 승산값에 기초하여 상기 수신 신호를 디코딩하는 단계와,

(g) 인터럽트 기준이 만족되지 않는 경우, 후속하는 간섭 소거 반복을 위해서 추정치 준비 시 상기 디코딩된 신호를 사용하는 단계와,

(h) 상기 인터럽트 기준이 만족되지 않는 경우, 단계 (b) 내지 단계(g)를 반복적으로 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 방법.
제 18 항에 있어서,

상기 단계 (b)에서 준비된 각 추정치는 상기 각 간섭 소거기에 대응하는 상기 송신 신호를 위한 강제 제로 항을 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 방법.
제 18 항에 있어서,

상기 단계 (e)에서 사용되는 상기 필터 웨이트 벡터를 계산하는 방법은 각 반복에 있어서 선택적으로 선정되는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 방법.
제 20 항에 있어서,

상기 단계(e)에서 사용되는 필터 웨이트 벡터를 계산하는 방법의 선택 기준(criteria)은 SNR, SNIR, 수신 또는 송신 안테나의 수, 로그 확률 비율(log likelihood ration), 반복 회수, 및 상기 송신 신호의 추정치 군(constellation of the estimate) 중 적어도 하나인 것을 특징으로 하는 간섭 소거 방법.
제 18 항에 있어서,

상기 필터 웨이트 벡터를 계산하는 방법은 정합형 필터링 방법(MF : matched filter)과 최소 평균 제곱 에러(MMSE : minimum means square error) 필터링 방법 중 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 방법.
제 18 항에 있어서,

상기 단계 (e)에서 사용되는 필터 웨이트 벡터를 계산하는 방법은 첫 번째 반복에서는 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 필터링 방법이고 임의의 후속하는 반복에서는 정합형 필터링(MF) 방법인 것을 특징으로 하는 간섭 소거 방법.
제18 항에 있어서,

상기 인터럽트 기준은 에러 비트 수, 에러 블록 수, 에러 프레임 수, 로그 확률 비율 및 반복 회수 중 적어도 하나인 것을 특징으로 하는 간섭 소거 방법.
제 18 항에 있어서,

상기 채널 계수 행렬은 알려진 파일롯 신호의 수신으로부터 유도되는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 방법.
수신단에서 제 18 항에 기재된 간섭 소거 방법을 실행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 입력 다중 출력 무선 통신 방법.
동시에 다중 송신 안테나로부터 송신되고 다중 수신 안테나에 의해서 수신되는 다중 신호간 간섭을 소거하는 장치로서,

(a) 복수의 간섭 소거기 - 상기 적어도 하나의 간섭 소거기는 상기 각 송신 신호에 대응하고, 상기 각 간섭 소거기는 자신의 송신 신호에 반한 간섭을 소거함 - 와,

(b) 상기 각 간섭 소거기에 사용되는 상기 송신 신호의 추정치를 준비하는 소프트 심볼 추정기 - 상기 각 추정치는 상기 각 간섭 소거기에 대응하는 송신 신호를 위한 강제 제로 항을 포함함 - 와,

(c) 상기 각 추정치를 채널 계수 행렬과 승산하는 수단과,

(d) 상기 채널 계수 행렬과 상기 각 추정치의 승산 결과를 상기 수신 신호로부터 감산하는 수단과,

(e) 필터 웨이트 벡터를 계산하는 수단과,

(f) 상기 수신 신호와 상기 승간 결과 사이의 각 차를 필터 웨이트 벡터와 승산하는 수단과,

(g) 상기 필터 웨이트 벡터와 상기 차의 승산 결과에 기초하여 상기 신호를 디코딩하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 장치.
제 27 항에 있어서,

상기 소프트 심볼 추정기는 상기 송신 신호의 추정치를 준비하기 위해 이전의 반복으로부터의 상기 디코딩된 신호를 사용하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 장치.
제 27 항에 있어서,

상기 소프트 심볼 추정기는 상기 송신 신호의 추정치를 준비하기 위해 간섭 소거된 신호를 사용하는 것을 특징으로 하는 간섭 소거 장치.
제 27 항에 기재된 간섭 소거 장치를 구비한 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 입력 다중 출력 무선 통신 시스템.