KR100922938B1

KR100922938B1 - 통신 시스템에서 데이터 수신 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100922938B1
Application number: KR1020060022229A
Authority: KR
Inventors: 황근철; 윤순영
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2006-03-09
Filing date: 2006-03-09
Publication date: 2009-10-22
Also published as: US7848464B2; US20080025442A1; KR20070092867A

Abstract

본 발명은 간섭 신호가 존재하는 통신 시스템에서 간섭 신호를 제거하기 위한 데이터 수신 방법 및 장치에 관한 것이다. 이를 위해 본 발명은, 통신 시스템에서 데이터 수신 방법에 있어서, 송신기로부터 제1신호를 수신하면, 상기 수신한 제1신호에서 상기 송신기로부터 수신하고자 하는 제2신호를 제거하는 과정과, 상기 제2신호가 제거된 제1신호에서 간섭 신호를 검출하여 제거하고, 상기 간섭 신호가 제거된 제1신호의 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio)를 계산한 후 복호하여 수신하는 과정을 포함한다.

데이터 수신, 간섭 제거, 최대 우도(Maximum Likelihood), 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio)

Description

통신 시스템에서 데이터 수신 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR RECEIVING DATA IN A COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 일반적인 IEEE 802.16e 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면.

도 2는 일반적인 IEEE 802.16e 통신 시스템에서 MS가 간섭 신호를 제거하는 동작 과정을 도시한 도면.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 동작 과정을 도시한 도면.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 구조를 개략적으로 도시한 도면.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 구조를 개략적으로 도시한 도면.

도 6은 정정(correction) 함수의 그래프를 도시한 도면.

도 7a 및 도 7b는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 계산기 구조를 개략적으로 도시한 도면.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 구조를 개략적으로 도시한 도면.

도 9a 및 도 9b는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 계산기 구조를 개략적으로 도시한 도면.

본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 간섭 신호가 존재하는 통신 시스템에서 간섭 신호를 제거하기 위한 데이터 수신 방법 및 장치에 관한 것이다.

차세대 통신 시스템에서는 고속의 다양한 서비스 품질(QoS: Quality of Service, 이하 'QoS' 칭하기로 한다)을 가지는 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 활발한 연구가 진행되고 있다. 특히, 현재 차세대 통신 시스템에서는 무선 근거리 통신 네트워크(WLAN: Wireless Local Area Network, 이하 'LAN'이라 칭하기로 한다) 시스템 및 무선 도시 지역 네트워크(WMAN: Wireless Metropolitan Area Network, 이하 'MAN'이라 칭하기로 한다) 시스템과 같은 광대역 무선 접속(BWA: Broadband Wireless Access, 이하 'BWA'라 칭하기로 한다) 통신 시스템에 이동성(mobility)과 QoS를 보장하는 형태로 고속 서비스를 지원하도록 하는 연구가 활발하게 진행되고 있으며, 그 대표적인 통신 시스템이 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16a/d 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템이다.

상기 BWA 통신 시스템인 IEEE 802.16a/d 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템은 상기 WMAN 시스템의 물리 채널(physical channel)에 광대역(broadband) 전송 네트워크를 지원하기 위해 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다)/직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭하기로 한다) 방식을 적용한 통신 시스템이다. 상기 IEEE 802.16a/d 통신 시스템은 현재 가입자 단말기(SS: Subscriber Station, 이하 'SS'라 칭하기로 한다)가 고정된 상태, 즉 SS의 이동성을 전혀 고려하지 않은 상태 및 단일 셀 구조만을 고려하고 있는 시스템이다. 이와는 달리 IEEE 802.16e 통신 시스템은 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템에 SS의 이동성을 고려하는 시스템이며, 상기 이동성을 가지는 SS를 이동 단말기(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 한다)라고 칭하기로 한다.

또한, 상기 BWA 통신 시스템은 한정된 자원, 즉 주파수(frequency) 자원과, 코드(code) 자원, 타임 슬럿(time slot) 자원 등을 상기 통신 시스템을 구성하는 다수의 셀들이 분할하여 사용하므로 상기 다수의 셀들 간, 특히 인접한 셀 간의 간섭이 발생한다. 이러한 인접한 셀 간의 간섭은 주파수 재사용 계수(Frequency Reuse Factor)를 1로 사용하는 통신 시스템에서 크게 발생한다. 보다 자세히 설명하면, 상기 주파수 재사용 계수를 1로 사용하면 주파수 자원을 효율적으로 사용할 수 있으나 인접한 셀 간의 간섭, 특히 셀의 가장 자리 영역에 위치한 MS는 자신이 위치한 셀을 관장하는 기지국(BS: Base Station, 이하 'BS'라 칭하기로 한다)(이하 '서빙(serving) BS'라 칭하기로 한다)으로부터의 수신 캐리어대 간섭 잡음비(CINR: Carrier to Interference and Noise Ratio, 이하 'CINR'이라 칭하기로 한다)가 현저히 저하되는 문제점이 있다. 즉, 주파수 재사용 계수를 1로 사용하는 통신 시스템에서 서빙 BS에 근접한 MS는 간섭이 적으므로 상기 서빙 BS와 통신을 수행함에 있어 크게 문제가 되지 않으나 셀 가장자리 영역에 위치하는 MS는 인접한 셀을 관장하는 BS(이하 '인접(neighbor) BS'라 칭하기로 한다)으로부터 간섭을 받으므로 시스템의 성능이 저하되는 문제점이 있다.

이러한 인접 셀 간의 간섭을 제거하기 위해 다운링크(downlink) 시에 상기 MS는 간섭 제거기를 이용하여 서빙 BS로부터의 수신 CINR을 개선하며, 상향링크(uplink) 시에 상기 서빙 BS는 간섭 제거기를 이용하여 상기 MS로부터의 수신 CINR을 개선하여 시스템의 성능을 향상시킨다. 그러나 상기 간섭 제거기를 이용하여 시스템의 성능을 향상시키는 방식은 상기 간섭 제거기가 간섭 신호를 정확하게 제거하지 못하거나, 또는 서빙 BS로부터 수신한 신호를 정확하게 복원하지 못할 수 있으며, 그에 따라 시스템의 성능 향상은 기대하기 힘들다. 그러면 여기서 도 1을 참조하여 다중 셀 구조를 가지는 통신 시스템을 설명하기로 한다.

도 1은 일반적인 IEEE 802.16e 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

도 1을 참조하면, 상기 통신 시스템은, 다중 셀 구조를 가지며, 즉 셀1(110)과 셀2(120)를 가지며, 상기 각 셀들(110,120)을 관장하는 BS1(111)과 BS2(121), 및 상기 셀1(110) 내에 존재하여 상기 BS1(111)로부터 통신 서비스를 제공받는 MS(113)를 포함한다. 여기서, 설명의 편의를 위해 상기 BS들(111,121)과 MS(113) 간의 신호 송수신은 상기 OFDM/OFDMA 방식을 사용하여 각각 제1채널(h1)과 제2채널(h2)을 통해 이루어짐으로 가정하기로 한다.

상기 MS(113)는 셀1(110)의 가장자리 영역에 위치하며, 상기 BS1(111)은 A-1의 주파수 영역(151)을 이용하여 상기 셀1(110) 내에 위치하는 상기 MS(113)에게 데이터를 송신한다. 또한, 상기 MS(113)의 인접 셀인 셀2(120)를 관장하는 BS2(121)는 B-1의 주파수 영역(161)과 B-2의 주파수 영역(163)을 통해 상기 셀2(120) 내에 존재하는 MS들에게 데이터를 송신한다. 이때, 상기 셀1(110)의 가장자리 영역에 위치하는 MS(113)는 상기 A-1의 주파수 영역(151)을 통해 서빙 BS인 BS1(111)로부터 데이터를 수신하는 중에 상기 인접 BS인 BS2(121)가 송신하는 데이터에 의해 간섭을 받을 수 있다.

다시 말해, 상기 BS1(111)이 MS(113)에게 할당한 A-1의 주파수 영역(151)과 상기 BS2(121)가 셀2(120) 내에 존재하는 MS에게 할당한 B-1의 주파수 영역(161) 및 B-2의 주파수 영역(163) 간의 겹치는 구간이 존재하며, 상기 겹치는 구간은 셀1(110)의 가장자리 영역에 위치하는 MS(113)에게 간섭 구간이 된다. 상기 간섭 구간이 존재함에 따라 상기 MS(113)가 BS1(111)로부터 A-1의 주파수 영역(151)을 통해 상기 BS1(111)로부터 데이터를 수신하는 중에 상기 셀2(120)의 BS2(121)가 상기 BS1(111)과 같은 시간-주파수 자원을 이용하여 상기 B-1의 주파수 영역(161)과 B-2의 주파수 영역(163)을 통해 데이터를 송신하면 상기 셀1(110)의 가장자리 영역에 위치하는 MS(113)는 수신 CINR이 감소되어 수신 성능이 저하된다.

이러한 셀2(120)의 간섭에 의한 CINR의 감소를 방지하기 위해 전술한 바와 같이 상기 MS(113)는 간섭 제거기를 이용하여 간섭을 제거한다. 그러나, 상기 BS1(111)과 BS2(121)는 서로 독립적으로 자원을 할당하므로 상기 간섭 제거기가 간섭 신호를 정확하게 제거하지 못하거나, 또는 서빙 BS인 BS1(111)로부터 수신한 신호를 정확하게 복원하지 못할 수 있으며, 그에 따라 시스템의 성능 향상은 기대하기 힘들다.

보다 구체적으로 설명하면, 상기 MS(113)가 서빙 BS인 BS1(111)로부터 A-1의 주파수 영역(151)을 통해 데이터를 수신하는 중에 상기 셀2(120)의 BS(121)가 B-1의 주파수 영역(161)과 B-2의 주파수 영역(163)을 통해 데이터를 송신하는 경우, 상기 MS(113)는 상기 BS2(121)가 송신하는 데이터가 자신에게 간섭으로 작용함으로 상기 간섭을 제거하기 위해서 상기 A-1의 주파수 영역(151)과 상기 B-1의 주파수 영역(161) 및 B-2의 주파수 영역(163)의 겹치는 구간의 정보, 즉 간섭 구간의 정보를 알아야 한다. 또한, 상기 MS(113)는 상기 B-1의 주파수 영역(161)으로 송신되는 데이터의 변조 및 부호화 방식(MCS: Modulation and Coding Scheme, 이하 'MCS'라 칭하기로 한다) 레벨과 상기 B-2의 주파수 영역(163)으로 송신되는 데이터의 MCS 레벨을 알아야 하며, 상기 셀2(120)의 채널(h2) 정보 등을 알아야 한다.

즉, 상기 MS(113)는 셀2(120)의 인접 셀 간섭을 제거하기 위해 BS2(121)의 MAP 정보와 상기 BS2(121)로부터 수신되는 파일럿 등을 이용하여 셀2(120)의 채널을 추정해야 한다. 그에 따라, 상기 MS(113)가 인접 셀 간섭을 제거하기 위해서는 전술한 바와 같은 정보를 알아야함으로 MS(113)에게 큰 부하(load)로 작용하여 시스템의 성능을 저하시키며, 상기 MS(113)에게 인접한 셀이 다수개일 경우에는 상기 시스템의 성능 저하가 더욱 증가되는 문제점이 있다. 그러면 여기서 도 2를 참조하여 일반적인 IEEE 802.16e 통신 시스템에서 MS가 간섭 신호를 제거하는 동작을 설명하기로 한다.

도 2는 일반적인 IEEE 802.16e 통신 시스템에서 MS가 간섭 신호를 제거하는 동작 과정을 도시한 도면이다.

도 2를 참조하면, 상기 MS는 201단계에서 수신 안테나를 통해 수신되는 수신 신호에서 간섭 신호를 검출(detecting)한다. 그런 다음, 203단계에서 상기 검출한 간섭 신호를 재생(regeneration)한 후 205단계로 진행하고, 상기 205단계에서 간섭 신호를 제거한다. 그러면, 207단계에서 상기 간섭 신호가 제거된 수신 신호의 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio, 이하 'LLR'이라 칭하기로 한다)를 계산하여 디코더로 전달한다.

이러한 간섭 신호 제거 방식은, 수신 신호에서 간섭 신호를 제거한 후, 상기 간섭 신호가 제거된 수신 신호의 LLR을 계산하므로, 상기 간섭 신호의 세기가 큰 영역, 예를 들어 캐리어대 간섭 잡음비(CINR: Carrier to Interference and Noise Ratio, 이하 'CINR'이라 칭하기로 한다)가 작은 영역에서는 성능이 우수하지만 간섭 신호의 세기가 작은 영역, 예를 들어 CINR이 큰 영역에서는 성능이 저하되는 문제점이 있다.

또한, 통신에서 가장 근본적인 문제는 채널(channel)을 통하여 얼마나 효율적이고 신뢰성 있게(reliably) 데이터(data)를 전송할 수 있느냐 하는 것이다. 최근에 활발하게 연구되고 있는 차세대 멀티미디어 통신 시스템에서는 초기의 음성 위주의 서비스를 벗어나 영상, 무선 데이터 등의 다양한 정보를 처리하고 전송할 수 있는 고속 통신 시스템이 요구됨에 따라 시스템에 적절한 채널 부호화 방식을 사용하여 시스템의 효율을 높이는 것이 필수적이다.

그런데, 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음과, 간섭 및 페이딩(fading) 등과 같은 여러 요인들로 인해 불가피한 오류가 발생하여 정보의 손실이 발생한다. 이러한 정보의 손실은 실제 송신 신호에 심한 왜곡을 발생시켜 통신 시스템의 전체 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 일반적으로 이러한 정보의 손실을 감소시키기 위해 채널의 성격에 따라 다양한 에러 제어 기법(error-control technique)을 이용하여 시스템의 신뢰도를 높이는데, 이러한 에러 제어 기법 중에 가장 기본적인 방법은 에러 정정 부호(error-correcting code)를 사용하는 것이다.

또한, 상기 페이딩 현상으로 인한 통신의 불안정성을 제거하기 위해 다이버시티(diversity) 방식을 사용하며, 상기 다이버시티 방식은 크게 시간 다이버시티(time diversity) 방식과, 주파수 다이버시티(frequency diversity) 방식 및 안테나 다이버시티(antenna diversity) 방식, 즉 공간 다이버시티(space diversity) 방식으로 분류된다.

상기 안테나 다이버시티 방식은 다중 안테나(multiple antenna)를 사용하는 방식으로서, 상기 안테나 다이버시티 방식은 수신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과 송신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용 하는 송신 안테나 다이버시티 방식 및 다수개의 수신 안테나들과 다수개의 송신 안테나들을 구비하여 적용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식으로 분류된다.

상기 MIMO 방식의 통신 시스템에서 다수개의 송신 안테나들 각각에 대해 어떤 데이터를 전송할 것인지는 시공간 부호화에 의해 결정되며 수신 안테나들 각각은 상기 송신 안테나 각각으로부터 전송된 신호를 수신하여 시공간 복호화를 수행한다. 이러한 시공간 부호화는 동일 데이터를 서로 다른 송신 안테나를 통해 전송하기 위해 서로 다른 포맷으로 부호화하는 시공간 전송 다이버시티 기법 또는 서로 다른 데이터를 서로 다른 송신 안테나를 통해 전송하는 공간다중화 기법으로 구현된다.

일반적으로 공간 다중화 기법에서 시공간 부호화된 신호는 수신기에서 공동 또는 분리 검출(joint or separate detection) 방식을 통해 복호화된다. 공동 검출 방식에서는 하나의 송신 안테나로부터 전송된 신호뿐만 아니라 간섭 신호로 작용하는 타 송신 안테나로부터 전송된 신호들도 고려하여야 한다. 이러한 특성 때문에 공간 다중화 MIMO 방식의 통신 시스템을 이용하기 위한 최적의 복호 알고리즘으로 최대 우도(Maximum Likelihood) 복호 기법이 알려져 있다. 상기 최대 우도 복호 기법을 이용하면 송신 안테나의 수에 관계없이 수신 안테나의 수와 동일한 다이버시티 차수를 얻을 수 있다. 따라서, 최대 우도 복호 기법은 다른 복호 기법들과 비교하여 신호대잡음비(SNR: Signal-to-Noise Ratio, 이하 'SNR'이라 칭하기로 한다) 측면에서 우수한 성능을 보이며 SNR 이득은 송신 안테나의 수에 비례하여 증가한다. 그러나, 상기 최대 우도 복호 기법은 송신 안테나의 수가 증가함에 따라 통신 시스템의 복잡도가 지수적으로 증가하는 문제점이 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 통신 시스템에서 데이터 수신 방법 및 시스템을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 간섭 신호가 존재하는 통신 시스템에서 수신 성능을 향상시키는 데이터 수신 방법 및 시스템을 제공함에 있다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 송신기로부터 제1신호를 수신하면, 상기 수신한 제1신호에서 상기 송신기로부터 수신하고자 하는 제2신호를 제거하는 과정과, 상기 제2신호가 제거된 제1신호에서 간섭 신호를 검출하여 제거하고, 상기 간섭 신호가 제거된 제1신호의 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio)를 계산한 후 복호하여 수신하는 과정을 포함하며, 상기 제2신호를 제거하는 과정은, 상기 수신한 제1신호에서 상기 송신기의 변조 방식에 상응하여 결정된 성상도 포인트(constellation point)들 각각에 상기 제2신호가 전송되는 채널의 추정값을 곱한 값들을 감산하는 것을 특징한다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 통신 시스템에서 데이터 수신 장치에 있어서, 송신기로부터 제1신호를 수신하면, 상기 수신한 제1신호에서 상기 송신기로부터 수신하고자 하는 제2신호를 제거하는 제1제거기와, 상기 제2신호가 제거된 제1신호에서 간섭 신호를 검출하여 제거하는 제2제거기와, 상기 간섭 신호가 제거된 제1신호의 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio)를 계산하는 계산기를 포함하며, 상기 제1제거기는, 상기 수신한 제1신호에서 상기 송신기의 변조 방식에 상응하여 결정된 성상도 포인트(constellation point)들 각각에 상기 제2신호가 전송되는 채널의 추정값을 곱한 값들을 감산하는 것을 특징으로 한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명은, 통신 시스템, 일예로 광대역 무선 접속(BWA: Broadband Wireless Access, 이하 'BWA'라 칭하기로 한다) 통신 시스템인 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16 통신 시스템에서 데이터 수신 방법 및 시스템을 제안한다. 여기서, 후술할 본 발명의 실시예에서는, 설명의 편의상 상기 통신 시스템을 IEEE 802.16 통신 시스템에서 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다)/직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭하기로 한다) 방식을 적용한 통신 시스템을 일예로 하여 설명하지만, 본 발명에서 제안하는 데이터 수신 방법 및 시스템은 다른 통신 시스템들에도 적용될 수 있다.

또한, 본 발명은 간섭 신호가 존재하는 통신 시스템에서 송신기, 예컨대 기지국(BS: Base Station, 이하 'BS'라 칭하기로 한다)과 상기 송신기로부터 통신 서비스를 제공받는 수신기, 예컨대 이동 단말기(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 한다) 간의 데이터 수신 방법 및 시스템을 제안한다. 후술할 본 발명의 실시예에서는, 다수개의 수신 안테나들과 다수개의 송신 안테나들을 구비하여 적용하 는 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 적용한 통신 시스템에서 다수개의 송신 안테나들로부터 송신된 신호를 수신하는 수신기의 수신 성능을 향상을 위해 최대 우도(Maximum Likelihood) 복호화 알고리즘을 적용한 수신기를 제안하며, 상기 최대 우도 수신기의 복잡도를 감소시키기 위한 수신기를 통해 수신된 수신 신호에서 간섭 신호를 제거하여 데이터 수신하는 방법 및 장치를 제안한다.

아울러, 후술한 본 발명의 실시예에서는, 송신기가 통신 서비스를 수신기로 제공하기 위해 데이터를 송신하면, 상기 수신기가 수신 안테나를 통해 제1신호를 수신하고, 상기 수신한 제1신호에서 송신기로부터 제공받고자 하는 통신 서비스, 즉 수신하고자 하는 데이터를 포함하는 제2신호를 제거하고, 상기 제2신호가 제거된 제1신호에서 간섭 신호를 제거하여 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio, 이하 'LLR'이라 칭하기로 한다)를 계산하여 디코더(decoder)로 전달함으로써, 수신기의 수신 성능을 향상시키고 시스템의 복잡도를 감소시키는 데이터 수신 방법 및 장치를 제안한다. 그러면 여기서, 도 3을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 동작 과정을 설명하기로 한다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 동작 과정을 도시한 도면이다.

도 3을 참조하면, 상기 수신기는 301단계에서 수신 안테나를 통해 수신되는 수신 신호에서 희망 신호(desired signal), 즉 상기 수신 안테나를 통해 수신되는 수신 신호에서 송신기로부터 수신하고자 하는 신호로서 상기 송신기가 전송한 데이터를 제거한다. 여기서, 수신 신호는 앞서 설명한 바와 같이 하나 또는 그 이상의 수신 안테나들을 통해 수신되는 모든 신호를 의미한다. 상기 수신 신호에는, 수신기 자신과 데이터를 송수신하고자 하는 송신기가 송신한 신호뿐만 아니라 채널 환경, 특히 무선 채널 환경에 따른 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음과, 간섭 및 페이딩(fading) 등과 같은 요인들에 의한 잡음들이 포함된다. 또한, 상기 수신 신호에는 수신기 자신과 데이터를 송수신하는 송신기를 제외한 모든 송신기들이 송신한 신호들이 포함된다.

그런 다음, 303단계에서 희망 신호가 제거된 수신 신호에서 간섭 신호를 검출한다. 여기서, 간섭 신호는, 다중 셀 구조를 가지는 통신 시스템에서 인접 셀에 위치한 송신기, 일예로 인접 셀을 관장하는 인접 BS(neighbor BS)가 상기 인접 셀에 위치한 수신기, 예컨대 인접 MS(neighbor MS)로 송신한 신호이거나, 또는 현재 자신이 위치한 셀의 송신기, 일예로 현재 셀을 관장하는 서빙 BS(serving BS)가 상기 현재 자신이 위치한 셀에 존재하는 다른 수신기들로 송신한 신호 등이다. 즉, 상기 간섭 신호는, 앞서 설명한 바와 같이 수신기 자신과 데이터를 송수신하는 송신기를 제외한 모든 송신기들이 송신한 신호들이다.

이렇게 희망 신호가 제거된 수신 신호에서 간섭 신호를 검출하면, 305단계에서 상기 검출한 간섭 신호를 재생(regeneration)하고, 307단계에서 상기 재생한 간섭 신호를 제거한다. 그런 다음, 309단계에서 상기 간섭 신호가 제거된 수신 신호의 LLR을 계산하여 디코더로 전달한다. 여기서, LLR을 계산하여 디코더로 전달함은, 통신 시스템에서 송신기가 수신기로 전송하고자하는 데이터를 데이터를 부호화(coding)하여 송신하며, 상기 부호화된 데이터를 수신한 수신기는, 상기 부호화된 데이터의 복호화(decoding) 성능을 높이기 위해 상기 송신기가 송신한 신호의 신뢰도(reliability)에 해당하는 LLR을 계산하여 디코더로 전달한다.

여기서, 상기 LLR은 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 1에서, LLR(b_i)은 임의의 i번째 비트(bit)의 LLR을 의미하고, C⁺ _i는 성상도 포인트(constellation point)들 중에서 상기 임의의 i번째 비트가 '+1'을 갖는 포인트들의 집합을 의미하고, C^- _i는 상기 성상도 포인트들 중에서 임의의 i번째 비트가 '-1'을 갖는 포인트들의 집합을 의미한다. 또한, C는 전체 성상도 포인트들의 집합을 의미하고, r은 수신기의 수신 안테나를 통해 수신된 수신 신호를 의미하고,

는 앞서 설명한 바와 같이 상기 수신 신호에서 수신기가 수신하고자 하는 신호, 즉 희망 신호를 의미하고,

는 상기 수신 신호에 포함 된 간섭 신호를 의미한다. 그리고,

는, 수신 신호인 r에서 전체 성상도 포인트들에서의 희망 신호인

와 전체 성상도 포인트들에서 K개의 간섭 신호인

를 제거한 후의 수신 신호 전력(power)을 의미하고, N₀는 상기 수신 신호에 포함된 잡음의 전력을 의미한다.

여기서, 상기 간섭 신호인

는, 전술한 바와 같이 수신기 자신과 데이터를 송수신하는 송신기를 제외한 모든 송신기들이 송신한 신호들을 포함하므로, 상기 자신과 데이터를 송수신하는 송신기를 제외한 모든 송신기들의 개수가 K일 경우 K개의 간섭 신호를 가질 수 있다. 그에 따라, 상기 수학식 1을 통해 임의의 i 비트의 LLR을 계산하기 위해서는 K개의 간섭 신호들의 모든 신호 조합에 대한 성상도 상에서의 유클리드 거리(Euclidian distance)를 계산해야 한다. 보다 구체적으로 설명하면, 일예로 변조 차수(modulation order)가 M이라고 가정하면, 성상도 포인트들의 개수는 M이 되므로 M^(K+1)개의 모든 신호 조합에 대한 유클리드 거리를 계산해야한다. 그에 따라 상기 간섭 신호의 개수, 즉 상기 자신과 데이터를 송수신하는 송신기를 제외한 모든 송신기들의 개수가 증가할 수록 상기 LLR의 계산은 지수승으로 복잡도가 증가한다. 이렇게 간섭 신호의 증가에 상응하여 LLR의 계산, 즉 시스템의 복잡도가 지수승으로 증가하는 문제를 해결하기 위해 본 발명은 상기 LLR을 하기 수학식 2와 같이 나타낸다.

앞선 수학식 1에서 정의한 바와 같이 상기 수학식 2에서, LLR(b_i)은 임의의 i번째 비트의 LLR을 의미하고, C⁺ _i는 성상도 포인트들 중에서 상기 임의의 i번째 비트가 '+1'을 갖는 포인트들의 집합을 의미하고, C^- _i는 상기 성상도 포인트들 중에서 임의의 i번째 비트가 '-1'을 갖는 포인트들의 집합을 의미한다. 또한, C는 전체 성상도 포인트들의 집합을 의미하고, r은 수신기의 수신 안테나를 통해 수신된 수신 신호를 의미하고,

는 상기 수신 신호에 포함된 간섭 신호를 의미한다. 그리고,

는 상기 희망 신호인

가 c라는 성상도 포인트로 송신되었을 경우 k번째 간섭 신호의 추정(estimation)값을 의미하고,

와 K개의 간섭 신호인

와 각 간섭 신호들의 추정값을 제거한 후의 수신 신호 전력을 의미하며, N₀는 상기 수신 신호에 포함된 잡음의 전력을 의미한다.

상기 수학식 2와 같이 본 발명은, K개의 간섭 신호의 모든 신호 조합에 대한 성상도 상에서의 유클리드 거리를 계산하는 대신 상기 희망 신호인

를 제거한 후 간섭 신호의 추정값을 이용함으로써 LLR의 계산은 복잡도가 감소된다. 그러면 여기서, 도 4를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기를 설명하기로 한다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다. 여기서, 상기 도 4는 수신기가 한개의 수신 안테나를 통해 두개의 송신기가 송신한 신호를 수신하는 경우, 즉 간섭 신호의 개수가 한개인 경우의 수신기 구조를 나타낸 도면이다.

도 4를 참조하면, 상기 수신기는, 수신 안테나를 통해 수신되는 신호를 송신기의 변조 방식에 상응하는 방식으로 복조(demodulation)하는 복조기(410)와, 상기 복조된 신호에서 상기 수신기가 수신하고자 하는 희망 신호를 제거하는 제1제거기(420)와, 상기 희망 신호가 제거된 신호에서 간섭 신호를 검출하는 검출기(430)와, 상기 검출된 간섭 신호를 재생하는 재생기(440)와, 상기 희망 신호가 제거된 신호에서 상기 재생된 간섭 신호를 제거하는 제2제거기(450), 및 상기 간섭 신호가 제 거된 신호의 LLR을 계산하는 계산기(460)를 포함한다.

상기 수신기는 두개의 송신기들, 즉 송신기1(401)과 송신기2(403)가 무선 채널들(h₁, h₂)을 통해 전송되는 신호들을 수신 안테나를 통해 수신하며, 상기 수신한 신호는 복조기(410)로 전달된다. 이하에서는 설명의 편의를 위해, 상기 송신기1(401)을 수신기와 데이터를 송수신하는 송신기, 즉 희망 신호를 전송하는 송신기라고 하고, 송신기2(403)는 상기 수신기에게 간섭으로 작용하는 신호를 전송하는 송신기, 즉 간섭 신호를 전송하는 송신기라고 가정하여 설명하기로 한다. 또한, 상기 송신기들(401,403), 특히 송신기1(401)의 변조 방식은 QPSK(QPSK: Quadrature Phase Shift Key, 이하 'QPSK'라 칭하기로 한다)라고 가정하여 설명하기로 한다. 상기 수신 안테나로부터 수신 신호를 수신한 복조기(410)는 수신기 자신과 데이터를 송수신하는 송신기1(401)의 변조 방식, 즉 QPSK에 상응하는 복조 방식을 이용하여 상기 수신 신호를 복조하여 제1제거기(420)로 전송한다.

상기 제1제거기(420)는 네개의 가산기들을 포함하며, 각 네개의 가산기들은, 상기 복조된 수신 신호에서 희망 신호를 제거하기 위해 송신기의 변조 방식인 QPSK에 상응하여 상기 희망 신호가 가질 수 있는 모든 경우, 앞서 가정한 바와 같이 송신기의 변조 방식이 QPSK이므로 성상도 포인트는 네개, 즉 c₁, c₂, c₃, c₄를 가지고, 그에 따라 상기 희망 신호가 가질 수 있는 모든 경우는 네가지이며, 상기 네가지 경우를 고려하여 희망 신호를 제거하는 구조를 갖는다.

보다 구체적으로 설명하면, 상기 제1제거기(420)는, 상기 희망 신호가 가질 수 있는 네가지 경우를 고려하여 각 네개의 가산기들이 가지(branch) 형태를 가지며, 각 가산기들에는 각 네개의 성상도 포인트들, 즉 각 c₁, c₂, c₃, c₄에서 희망 신호가 전송되는 채널인 h₁의 추정값인

을 가산함으로써 복조된 수신 신호에서 희망 신호를 제거한다. 즉, 상기 각 네개의 가산기들은, 복조기(410)로부터 복조된 수신 신호가 모두 동일하게 입력되고, 채널 추정값, 즉

,

가 각각 대응하여 입력되면, 상기 복조된 수신 신호에서 각 채널 추정값인

,

를 감산함으로써 희망 신호를 제거한다. 이렇게 수신 신호에서 희망 신호가 제거된 신호는 검출기(430)로 전송된다.

상기 검출기(430)는 증폭기(432)와 신호 결정기(436)를 포함하며, 증폭기(432)는 네개의 곱셈기들을 구비한다. 상기 각 네개의 곱셈기들은 상기 제1제거기(420)의 각 가산기들과 각각 대응하여 연결되어 상기 각 가산기들의 출력 신호를 대응하여 수신한다. 즉, 각 곱셈기들에 상기 제1제거기(420)의 각 가산기들로부터 희망 신호가 제거된 수신 신호가 각각 대응하여 입력되고, 간섭 신호가 전송되는 채널인 h₂의 추정값인

의 공액(conjugate)값인

이 입력되면, 상기 각 곱셈기들은, 상기 수신 신호에 채널 추정값인

의 공액값인

를 곱함으로써 상기 희망 신호가 제거된 수신 신호에서 간섭 신호를 증폭한다. 이렇게 희망 신호 가 제거된 수신 신호에서 간섭 신호가 증폭되어 신호 결정기(436)로 전송되고, 상기 신호 결정기(436)는 수신 신호에서 증폭된 간섭 신호를 검출하여 재생기(440)로 전송한다. 여기서, 신호 결정기(436)는 상기 증폭기(432)의 네개의 곱셈기들에 각각 대응하여 연결되도록 가지 형태를 갖는다.

상기 재생기(440)는 네개의 곱셈기들을 포함하며, 각 네개의 곱셈기들은 검출기(430)의 신호 결정기(436)와 각각 대응하여 연결되어 상기 신호 결정기(436)의 출력 신호를 대응하여 수신한다. 즉, 각 곱셈기들에 검출기(430)로부터 간섭 신호가 검출된 수신 신호가 각각 대응하여 입력되고, 상기 간섭 신호가 전송되는 채널인 h₂의 추정값인

가 입력되면, 상기 각 곱셈기들은, 상기 간섭 신호가 검출된 수신 신호에 상기 채널 추정값인

를 곱함으로써 간섭 신호를 재생한다. 이렇게 간섭 신호가 재생된 각 네개의 곱셈기들의 출력 신호

,

는 제2제거기(450)로 전송된다. 여기서,

,

는 수신하고자 하는 신호가 각 성상도 포인트들, 즉 각 c₁, c₂, c₃, c₄에서 전송될 때 상기 간섭 신호의 추정값을 의미한다.

상기 제2제거기(450)는 네개의 가산기들을 포함하며, 각 네개의 가산기들에는, 상기 간섭 신호가 재생된 수신 신호에서 간섭 신호를 제거하기 위해 상기 재생 기(440)의 각 곱셈기들에서 출력된 신호, 즉

,

가 각각 대응하여 입력된다. 그리고, 상기 각 네개의 가산기들에는 상기 제1제거기(420)의 각 가산기들에서 출력된 신호, 즉 희망 신호가 제거된 수신 신호가 각각 대응하여 입력된다. 이렇게 각 네개의 가산기들로 간섭 신호가 재생된 수신 신호인

,

와 희망 신호가 제거된 수신 신호가 각각 대응하여 입력되면, 상기 각 네개의 가산기들은, 상기 간섭 신호가 재생된 수신 신호에서 상기 희망 신호가 제거된 수신 신호를 감산함으로써 간섭 신호를 제거한다. 이렇게 수신 신호에서 간섭 신호와 희망 신호가 제거된 신호, 즉 제2제거기(450)의 각 네개 가산기들의 출력 신호인 y₁, y₂, y₃, y₄는 계산기(460)로 전송된다. 그러면, 상기 계산기(460)는 앞서 정의한 수학식 2를 이용하여 희망 신호와 간섭 신호가 제거된 수신 신호의 LLR을 계산하여 디코더로 전송한다. 여기서, 상기 계산기(460)의 구조 및 LLR 계산에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그에 관한 구체적인 설명을 생략하기로 한다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다. 여기서, 상기 도 5는 수신기가 한개의 수신 안테나를 통해 세개의 송신기가 송신한 신호를 수신하는 경우, 즉 간섭 신호의 개수가 두개인 경우의 수신기 구조를 나타낸 도면이다. 우선, 도 5를 설명하기에 앞서, 상기 도 4를 참조하여 설명한 간섭 신호가 한개일 경우에는, 수신 안테나를 통해 수신된 수신 신호를 복조한 후, 복조된 수신 신호에서 희망 신호를 제거하여 한개의 간섭 신호를 검출하고, 상기 검출한 간섭 신호를 재생하여 제거한 후 LLR을 계산한다.

한편, 도 5에 도시한 바와 같이 간섭 신호가 두개일 경우에는, 상기 도 4를 참조하여 설명한 동작을 두번 반복한다. 즉, 수신 안테나를 통해 수신된 수신 신호를 복조한 후, 복조된 수신 신호에서 희망 신호를 제거하고, 상기 희망 신호가 제거된 수신 신호에서 두개의 간섭 신호들 중 하나의 간섭 신호를 검출하여 재생한 후 상기 하나의 간섭 신호를 제거한다. 그런 다음, 나머지 하나의 간섭 신호를 검출하고, 상기 검출한 간섭 신호를 재생한 후 제거함으로써 두개의 간섭 신호가 모두 제거되면 LLR을 계산한다. 여기서, 두개의 간섭 신호들, 즉 제1간섭 신호와 제2간섭 신호 중에서 간섭 신호 제거의 우선 순위는, 상기 두개의 간섭 신호들 중에서 신호대 간섭 잡음비(SINR: Signal to Interference and Noise Ratio, 이하 'SINR'이라 칭하기로 한다)가 큰 간섭 신호를 검출하여 제거하면, 간섭 신호 제거의 성능을 향상시킬 수 있다. 즉, 상기 수신기는, 수신 안테나를 통해 수신되는 간섭 신호가 다수개일 경우, 상기 다수개의 간섭 신호들 중에서 SINR이 큰 간섭 신호부터 검출하여 제거한다. 그러면 도 5를 참조하여 보다 구체적으로 설명하기로 한다.

도 5를 참조하면, 상기 수신기는, 수신 안테나를 통해 수신되는 신호를 송신기의 변조 방식에 상응하는 방식으로 복조하는 복조기(510)와, 상기 복조된 신호에서 상기 수신기가 수신하고자 하는 희망 신호를 제거하는 제1제거기(520)와, 상기 희망 신호가 제거된 신호에서 두개의 간섭 신호들 중에서 임의의 제1간섭 신호를 검출하는 제1검출기(530)와, 상기 검출된 제1간섭 신호를 재생하는 제1재생기(540) 와, 상기 희망 신호가 제거된 신호에서 상기 재생된 제1간섭 신호를 제거하는 제2제거기(550)와, 상기 제1간섭 신호가 제거된 신호에서 두개의 간섭 신호들 중에서 나머지 제2간섭 신호를 검출하는 제2검출기(560)와, 상기 검출된 제2간섭 신호를 재생하는 제2재생기(570)와, 상기 제1간섭 신호가 제거된 신호에서 상기 재생된 제2간섭 신호를 제거하는 제3제거기(580), 및 상기 제2간섭 신호가 제거된 신호의 LLR을 계산하는 계산기(590)를 포함한다.

상기 수신기는 세개의 송신기들, 즉 송신기1(501)과 송신기2(503)와 송신기3(505)이 무선 채널들(h₁, h₂, h₃₎을 통해 전송되는 신호들을 수신 안테나를 통해 수신하며, 상기 수신한 신호는 복조기(510)로 전달된다. 이하에서는 설명의 편의를 위해, 상기 송신기1(501)을 수신기와 데이터를 송수신하는 송신기, 즉 희망 신호를 전송하는 송신기라고 하고, 송신기2(503)와 송신기3(505)은 상기 수신기에게 간섭으로 작용하는 신호를 전송하는 송신기, 즉 간섭 신호들을 전송하는 송신기라고 가정하여 설명하기로 한다. 또한, 상기 송신기들(501,503,505), 특히 송신기1(501)의 변조 방식은 QPSK라고 가정하여 설명하기로 한다. 상기 수신 안테나로부터 수신 신호를 수신한 복조기(510)는 수신기 자신과 데이터를 송수신하는 송신기1(501)의 변조 방식, 즉 QPSK에 상응하는 복조 방식을 이용하여 상기 수신 신호를 복조하여 제1제거기(520)로 전송한다.

상기 제1제거기(520)는 네개의 가산기들을 포함하며, 각 네개의 가산기들은, 상기 복조된 수신 신호에서 희망 신호를 제거하기 위해 송신기의 변조 방식인 QPSK 에 상응하여 상기 희망 신호가 가질 수 있는 모든 경우, 앞서 가정한 바와 같이 송신기의 변조 방식이 QPSK이므로 성상도 포인트는 네개, 즉 c₁, c₂, c₃, c₄를 가지고, 그에 따라 상기 희망 신호가 가질 수 있는 모든 경우는 네가지이며, 상기 네가지 경우를 고려하여 희망 신호를 제거하는 구조를 갖는다.

보다 구체적으로 설명하면, 상기 제1제거기(520)는, 상기 희망 신호가 가질 수 있는 네가지 경우를 고려하여 각 네개의 가산기들이 가지 형태를 가지며, 각 가산기들에는 각 네개의 성상도 포인트들, 즉 각 c₁, c₂, c₃, c₄에서 희망 신호가 전송되는 채널인 h₁의 추정값인

을 가산함으로써 복조된 수신 신호에서 희망 신호를 제거한다. 즉, 상기 각 네개의 가산기들은, 복조기(510)로부터 복조된 수신 신호가 모두 동일하게 입력되고, 채널 추정값, 즉

,

를 감산함으로써 희망 신호를 제거한다. 이렇게 수신 신호에서 희망 신호가 제거된 신호는 제1검출기(530)로 전송된다.

상기 제1검출기(530)는 제1증폭기(532)와 제1신호 결정기(536)를 포함하며, 제1증폭기(532)는 네개의 곱셈기들을 구비한다. 상기 각 네개의 곱셈기들은 상기 제1제거기(520)의 각 가산기들과 각각 대응하여 연결되어 상기 각 가산기들의 출력 신호를 대응하여 수신한다. 즉, 각 곱셈기들에 상기 제1제거기(520)의 각 가산기들 로부터 희망 신호가 제거된 수신 신호가 각각 대응하여 입력되고, 제1간섭 신호가 전송되는 채널인 h₂의 추정값인

의 공액값인

를 곱함으로써 상기 희망 신호가 제거된 수신 신호에서 제1간섭 신호를 증폭한다. 이렇게 희망 신호가 제거된 수신 신호에서 제1간섭 신호는 증폭되어 제1신호 결정기(536)로 전송되고, 상기 제1신호 결정기(536)는 수신 신호에서 증폭된 제1간섭 신호를 검출하여 제1재생기(540)로 전송한다. 여기서, 제1신호 결정기(536)는 상기 제1증폭기(532)의 네개의 곱셈기들에 각각 대응하여 연결되도록 가지 형태를 갖는다.

상기 제1재생기(540)는 네개의 곱셈기들을 포함하며, 각 네개의 곱셈기들은 제1검출기(530)의 제1신호 결정기(536)와 각각 대응하여 연결되어 상기 제1신호 결정기(536)의 출력 신호를 대응하여 수신한다. 즉, 각 곱셈기들에 제1검출기(530)로부터 제1간섭 신호가 검출된 수신 신호가 각각 대응하여 입력되고, 상기 제1간섭 신호가 전송되는 채널인 h₂의 추정값인

가 입력되면, 상기 각 곱셈기들은, 상기 제1간섭 신호가 검출된 수신 신호에 상기 채널 추정값인

를 곱함으로써 제1간섭 신호를 재생한다. 이렇게 제1간섭 신호가 재생된 각 네개의 곱셈기들의 출력 신호

,

는 제2제거기(550)로 전송된다. 여기 서,

,

는 수신하고자 하는 신호가 각 성상도 포인트들, 즉 각 c₁, c₂, c₃, c₄에서 전송될 때 상기 제1간섭 신호의 추정값을 의미한다.

상기 제2제거기(550)는 네개의 가산기들을 포함하며, 각 네개의 가산기들에는, 상기 제1간섭 신호가 재생된 수신 신호에서 제1간섭 신호를 제거하기 위해 상기 제1재생기(540)의 각 곱셈기들에서 출력된 신호, 즉

,

가 각각 대응하여 입력된다. 그리고, 상기 각 네개의 가산기들에는 상기 제1제거기(520)의 각 가산기들에서 출력된 신호, 즉 희망 신호가 제거된 수신 신호가 각각 대응하여 입력된다. 이렇게 각 네개의 가산기들로 제1간섭 신호가 재생된 수신 신호인

,

와 희망 신호가 제거된 수신 신호가 각각 대응하여 입력되면, 상기 각 네개의 가산기들은, 상기 제1간섭 신호가 재생된 수신 신호에서 상기 희망 신호가 제거된 수신 신호를 감산함으로써 제1간섭 신호를 제거한다. 이렇게 제1간섭 신호가 제거된 수신 신호는 제2검출기(560)로 전송된다.

상기 제2검출기(560)는 제2증폭기(562)와 제2신호 결정기(566)를 포함하며, 제2증폭기(562)는 네개의 곱셈기들을 구비한다. 상기 각 네개의 곱셈기들은 상기 제2제거기(550)의 각 가산기들과 각각 대응하여 연결되어 상기 각 가산기들의 출력 신호를 대응하여 수신한다. 즉, 각 곱셈기들에 상기 제2제거기(550)의 각 가산기들 로부터 제1간섭 신호가 제거된 수신 신호가 각각 대응하여 입력되고, 제2간섭 신호가 전송되는 채널인 h₃의 추정값인

의 공액값인

이 입력되면, 상기 각 곱셈기들은, 상기 제1간섭 신호가 제거된 수신 신호에 채널 추정값인

의 공액값인

을 곱함으로써 상기 제1간섭 신호가 제거된 수신 신호에서 제2간섭 신호를 증폭한다. 이렇게 제1 간섭 신호가 제거된 수신 신호에서 제2간섭 신호는 증폭되어 제2신호 결정기(566)로 전송되고, 상기 제2신호 결정기(566)는 수신 신호에서 증폭된 제2간섭 신호를 검출하여 제2재생기(570)로 전송한다. 여기서, 제2신호 결정기(566)는 상기 제2증폭기(562)의 네개의 곱셈기들에 각각 대응하여 연결되도록 가지 형태를 갖는다.

상기 제2재생기(570)는 네개의 곱셈기들을 포함하며, 각 네개의 곱셈기들은 제2검출기(560)의 제2신호 결정기(566)와 각각 대응하여 연결되어 상기 제2신호 결정기(566)의 출력 신호를 대응하여 수신한다. 즉, 각 곱셈기들에 제2검출기(560)로부터 제2간섭 신호가 검출된 수신 신호가 각각 대응하여 입력되고, 상기 제2간섭 신호가 전송되는 채널인 h₃의 추정값인

이 입력되면, 상기 각 곱셈기들은, 상기 제2간섭 신호가 검출된 수신 신호에 상기 채널 추정값인

를 곱함으로써 제2간섭 신호를 재생한다. 이렇게 제2간섭 신호가 재생된 각 네개의 곱셈기들의 출력 신호

,

는 제3제거기(580)로 전송된다. 여기서,

,

는 수신하고자 하는 신호가 간섭 신호가 각 성상도 포인트들, 즉 각 c₁, c₂, c₃, c₄에서 전송될 때 상기 제2간섭 신호의 추정값을 의미한다.

상기 제3제거기(580)는 네개의 가산기들을 포함하며, 각 네개의 가산기들에는, 상기 제2간섭 신호가 재생된 수신 신호에서 제2간섭 신호를 제거하기 위해 상기 제2재생기(570)의 각 곱셈기들에서 출력된 신호, 즉

,

가 각각 대응하여 입력된다. 그리고, 상기 각 네개의 가산기들에는 상기 제2제거기(550)의 각 가산기들에서 출력된 신호, 즉 제1간섭 신호가 제거된 수신 신호가 각각 대응하여 입력된다. 이렇게 각 네개의 가산기들로 제2간섭 신호가 재생된 수신 신호인

,

와 제1간섭 신호가 제거된 수신 신호가 각각 대응하여 입력되면, 상기 각 네개의 가산기들은, 상기 제2간섭 신호가 재생된 수신 신호에서 상기 제1간섭 신호가 제거된 수신 신호를 감산함으로써 제2간섭 신호를 제거한다. 이렇게 상기 제1간섭 신호와 제2간섭 신호 및 희망 신호가 제거된 수신 신호, 즉 제3제거기(580)의 각 네개의 가산기들의 출력 신호인 y₁, y₂, y₃, y₄는 계산기(590)로 전송된다. 그러면, 상기 계산기(590)는 희망 신호와 제1 및 제2간섭 신호가 제거된 수신 신호의 LLR을 계산하여 디코더로 전송한다. 여기서, 상기 계산기(590)의 구조 및 LLR 계산에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그에 관한 구체적인 설명을 생략하기로 한다.

이렇게 수신기는, 간섭 신호의 개수가 증가할 경우, 즉 상기 도 4에 도시한 간섭 신호가 한개일 경우에서 상기 도 5에 도시한 바와 같이 간섭 신호가 두개로 증가할지라도 각각의 간섭 신호를 제거하기 위한 검출기와 재생기 및 제거기가 선형적(linear)으로 증가하므로 시스템의 복잡도 증가가 작으며, 간섭 신호의 개수에 상응하여 시스템의 확장을 용이하게 할 수 있다. 이하에서는 상기 계산기(590)의 구조 및 LLR을 계산하는 과정을 보다 구체적으로 설명하기로 한다.

상기 LLR은 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 3에서, LLR(b_i)은 임의의 i번째 비트(bit)의 LLR을 의미하고, y_a, y_b, y_c, y_d는 상기 계산기(590)로 입력되는 신호, 즉 y₁, y₂, y₃, y₄를 의미한다. 그리고,

,

는 y_a, y_b, y_c, y_d의 전력을 의미하고, N₀는 수신 신호에 포함된 잡음의 전력을 의미한다.

그리고, 상기 수학식 3의 log항을 보다 간략하게 표현하기 위해 야코비안(Jacobian) 로그함수를 이용하면 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 4에서

는 야코비안 로그 함수를 의미한다. 그리고,

는 도 6에 도시한 바와 같이 정의되는 정정(correction) 함수를 의미한다. 그리고, δ₁, δ₂는, 상기 수학식 3에서

함수의 변수값, 즉

와

를 의미한다. 이러한 방식으로 상기 수학식 3의

와

는 δ₃, δ₄로 나타낼 수 있다.

따라서, 상기 수학식 4로부터 상기 수학식 3에 정의된 LLR은 하기 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.

이렇게 정의한 상기 수학식 3과 수학식 4 및 수학식 5를 통해 도 7a 및 도 7b와 같이 LLR을 계산하는 계산기(590)를 나타낼 수 있다. 그러면 여기서, 도 7a 및 도 7b를 참조하여 계산기(590)의 구조 및 LLR을 계산하는 과정을 설명하기로 한다.

도 7a 및 도 7b는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 계산기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다. 여기서, 상기 도 7a는 상기 수학식 4에서

에 상응하는 계산기(590)의 구조를 도시한 도면이고, 도 7b는 상기 수학식 4에서

에 상응하는 계산기(590)의 구조를 도시한 도면이다.

우선, 도 7a를 참조하면, 계산기(590)는, 전력비 산출기들(701,702,703,704)과, 최대값 산출기들(711,712,713,714)과, 감산기들(721,722,723,724)과, 테이블(table)화기들(731,732,733,734)과, 합산기들(741,742,743,744), 및 LLR 산출기들(751,752)을 포함한다.

상기 전력비 산출기들(701,702,702,704)은, 전술한 바와 같이 상기 도 5에서 제3제거기(580)의 각 네개의 가산기들이 수신 신호에서 제1간섭 신호와 제2간섭 신호 및 희망 신호가 제거된 신호인 y₁, y₂, y₃, y₄를 출력하면, 상기 출력 신호인 y₁, y₂, y₃, y₄를 각각 대응하여 수신한다. 이렇게 y₁, y₂, y₃, y₄가 입력되면, 상기 각 전력비 산출기들(701,702,703,704)은 상기 입력된 신호인 y₁, y₂, y₃, y₄와 잡음과의 전력비를 각각 계산한다. 구체적으로 설명하면, 앞서 설명한 수학식 3에서

함수의 변수값들, 즉

와

를 산출하여 상기 수학식 4에서의 δ₁, δ₂, δ₃, δ₄를 각각 산출한다.

이렇게 산출된 δ₁, δ₂, δ₃, δ₄는 성상도 포인트들 간의 간섭에 상응하여 최대값 산출기들(711,712,713,714)과 감산기들(721,722,723,724)로 전송된다. 여기서, 성상도 포인트들 간의 간섭은, 성상도 상에서 인접한 사분면에 위치한 포인트들 간에 발생하는 간섭을 의미한다. 구체적으로 설명하면, 상기 전력비 산출기들(701,702,703.704)로 입력된 y₁, y₂, y₃, y₄들 중에서, y₁은 1사분면에 위치한 성상도 포인트들, 즉 c₁에서 전송되고, y₂는 2사분면에 위치한 성상도 포인트들, 즉 c₂에서 전송되고, y₃은 3사분면에 위치한 성상도 포인트들, 즉 c₃에서 전송되며, y₄는 4사분면에 위치한 성상도 포인트들, 즉 c₄에서 전송되므로, 1사분면은 2사분면과 4사분면 간에 간섭이 발생하고, 2사분면은 1사분면과 3사분면 간에, 3사분면은 2사분면과 4사분면 간에, 4사분면은 1사분면과 3사분면 간에 간섭이 발생한다.

그에 따라, 각 전력비 산출기들(701,702,703,704)에서 산출된 값들, δ₁, δ₂, δ₃, δ₄는 전술한 바와 같이 성상도 포인트들 간의 간섭에 상응하여 최대값 산출기들(711,712,713,714)과 감산기들(721,722,723,724)로 각각 대응하여 전송된다. 즉, 제1최대값 산출기(711)와 제1감산기(721)에는 δ₁과 δ₂가 입력되고, 제2최대값 산출기(712)와 제2감산기(722)에는 δ₃과 δ₄가 입력되고, 제3최대값 산출기(713)와 제3감산기(723)에는 δ₁과 δ₄가 입력되며, 제4최대값 산출기(714)와 제4감산기(724)에는 δ₂와 δ₃이 입력된다.

전술한 바와 같은 입력값들을 각각 대응하여 한쌍을 수신한 각 최대값 산출기들(711,712,713,714)은, 상기 한쌍의 입력값인 각 전력비들의 최대값을 산출하고, 상기 산출한 최대값들은 상기 각 최대값 산출기들(711,712,713,714)에 대응하여 연결된 합산기들(741,742,743,744)로 전송된다. 또한, 상기 각 최대값 산출기들(711,712,713,714)과 같이 입력값들을 각각 대응하여 한쌍을 수신한 각 감산기들(721,722,723,724)은, 상기 한쌍의 입력값인 각 전력비들의 차이값을 산출하고, 상기 산출한 차이값들은 상기 각 감산기들(721,722,723,724)에 대응하여 연결된 테이블화기들(731,732,733,734)로 전송된다.

상기 각 테이블화기들(731,732,733,734)은 각 감산기들(721,722,723,724)로부터 대응하여 각각 수신한 차이값을 변수로하여 정정 함수 연산을 수행하여 정정값들을 산출하고, 상기 산출한 정정값들은 상기 각 테이블화기들(731,732,733,734)에 대응하여 연결된 합산기들(741,742,743,744)로 전송된다. 즉, 상기 각 합산기들(741,742,743,744)에는 상기 각 최대값 산출기들(711,712,713,714)이 산출한 최대값들과 상기 각 테이블화기들(731,732,733,734)이 산출한 정정값들이 각각 대응하여 입력된다. 그러면, 상기 각 합산기들(741,742,743,744)은 상기 대응하여 한쌍으로 입력된 각 최대값들과 정정값들을 합하여 수신 안테나를 통해 수신된 수신 신호에서의 데이터들을 산출하고, 상기 산출한 데이터들을 각각 대응하는 LLR 산출기들(751,752)로 전송한다. 여기서, 전술한 바와 같이 QPSK 방식인 송신기의 변조 방식에 상응하여 각각의 성상도 포인트들은 2비트를 가지며, 그에 따라 상기 산출한 데이터들, 즉 d_plus1, d_minus1, d_plus2, d_minus2 중에서 상기 d_plus1, d_minus1은, 상기 성상도 포인트들의 2비트 중에서 최상위 비트(MSB: Most Significant Bit, 이하 'MSB'라 칭하기로 한다)의 데이터를 의미한다. 그리고, d_plus2, d_minus2는 상기 성상도 포인트들의 2비트 중에서 최하위 비트(LSB: Least Significant Bit, 이하 'LSB'라 칭하기로 한다)의 데이터를 의미한다.

이러한 d_plus1, d_minus1, d_plus2, d_minus2를 수신한 LLR 산출기들(751,752)은 LLR을 계산하여 산출한 후, 상기 산출한 LLR을 디코더로 전송한다. 다시 말해, d_plus1, d_minus1을 수신한 제1LLR 산출기(751)는, d_plus1에서 d_minus1을 감산, 즉 입력값의 차이를 산출함으로써 데이터의 MSB에 해당하는 LLR, 즉 LLR₁을 계산하여 산출한 후 디코더로 전송한다. 그리고, 상기 d_plus2, d_minus2를 수신한 제2LLR 산출기(752)는, d_plus2에서 d_minus2를 감산, 즉 입력값의 차이를 산출함으로써 데이터의 LSB에 해당하는 LLR, 즉 LLR₂를 계산하여 산출한 후 디코더로 전송한다. 그에 따라, 디코더에는 2비트의 LLR이 전송된다.

다음으로, 도 7b를 참조하면, 계산기(590)는, 전력 산출기들 (761,762,763,764)과, 최대값 산출기들(771,772,773,774), 및 LLR 산출기들(781,782)을 포함한다.

상기 전력 산출기들(761,762,763,764)은, 전술한 바와 같이 상기 도 5에서 제3제거기(580)의 각 네개의 가산기들이 수신 신호에서 제1간섭 신호와 제2간섭 신호 및 희망 신호가 제거된 신호인 y₁, y₂, y₃, y₄를 출력하면, 상기 출력 신호인 y₁, y₂, y₃, y₄를 각각 대응하여 수신한다. 이렇게 y₁, y₂, y₃, y₄가 입력되면, 상기 각 전력 산출기들(761,762,763,764)은 상기 입력된 신호인 y₁, y₂, y₃, y₄의 전력을 각각 계산한다. 구체적으로 설명하면, 앞서 설명한 수학식 3에서

함수의 변수값들, 즉

,

를 산출하여 상기 수학식 4에서의 δ₁, δ₂, δ₃, δ₄를 각각 산출한다. 여기서, 상기 수학식 4에서의 δ₁, δ₂, δ₃, δ₄는 상기 각각의

,

와 잡음의 전력인 N₀과의 전력비를 의미하지만, 후술할 LLR 산출기들(781,782)에서 상기 잡음의 전력인 N₀와의 전력비로 LLR을 계산하여 산출하므로, 상기 각 최대값 산출기들(761,762,763,764)에는 상기 수학식 4에서의 δ₁, δ₂, δ₃, δ₄가 근사적으로 각각 입력됨을 알 수 있다.

이렇게 산출된 δ₁, δ₂, δ₃, δ₄는 성상도 포인트들 간의 간섭에 상응하여 최대값 산출기들(771,772,773,774)로 전송된다. 여기서, 성상도 포인트들 간의 간 섭은, 전술한 바와 같이 성상도 상에서 인접한 사분면에 위치한 포인트들 간에 발생하는 간섭을 의미한다. 구체적으로 설명하면, 상기 전력 산출기들(761,762,763.764)로 입력된 y₁, y₂, y₃, y₄들 중에서, y₁은 1사분면에 위치한 성상도 포인트들, 즉 c₁에서 전송되고, y₂는 2사분면에 위치한 성상도 포인트들, 즉 c₂에서 전송되고, y₃은 3사분면에 위치한 성상도 포인트들, 즉 c₃에서 전송되며, y₄는 4사분면에 위치한 성상도 포인트들, 즉 c₄에서 전송되므로, 1사분면은 2사분면과 4사분면 간에 간섭이 발생하고, 2사분면은 1사분면과 3사분면 간에, 3사분면은 2사분면과 4사분면 간에, 4사분면은 1사분면과 3사분면 간에 간섭이 발생한다.

그에 따라, 각 전력 산출기들(761,762,763,764)에서 산출된 값들, δ₁, δ₂, δ₃, δ₄는 전술한 바와 같이 성상도 포인트들 간의 간섭에 상응하여 최대값 산출기들(771,772,773,774)로 각각 대응하여 전송된다. 즉, 제1최대값 산출기(771)에는 δ₁과 δ₂가 입력되고, 제2최대값 산출기(772)에는 δ₃과 δ₄가 입력되고, 제3최대값 산출기(773)에는 δ₁과 δ₄가 입력되며, 제4최대값 산출기(774)에는 δ₂와 δ₃이 입력된다.

전술한 바와 같은 입력값들을 각각 대응하여 한쌍을 수신한 각 최대값 산출기들(771,772,773,774)은, 상기 한쌍의 입력값인 각 전력들의 최대값을 산출하고, 상기 산출한 최대값들은, 수신 안테나를 통해 수신된 수신 신호에서의 데이터들로 근사화할 수 있으며, 상기 산출한 최대값들, 즉 데이터들은 각각 대응하는 LLR 산 출기들(781,782)로 전송된다. 여기서, 전술한 바와 같이 QPSK 방식인 송신기의 변조 방식에 상응하여 각각의 성상도 포인트들은 2비트를 가지며, 그에 따라 상기 산출한 데이터들, 즉 d_plus1, d_minus1, d_plus2, d_minus2 중에서 상기 d_plus1, d_minus1은, 상기 성상도 포인트들의 2비트 중에서 MSB의 데이터를 의미한다. 그리고, d_plus2, d_minus2는 상기 성상도 포인트들의 2비트 중에서 LSB의 데이터를 의미한다.

이러한 d_plus1, d_minus1, d_plus2, d_minus2를 수신한 LLR 산출기들(781,782)은 LLR을 계산하여 산출한 후, 상기 산출한 LLR을 디코더로 전송한다. 다시 말해, d_plus1, d_minus1을 수신한 제1LLR 산출기(781)는, d_plus1에서 d_minus1을 감산, 즉 입력값의 차이를 산출함으로써 데이터의 MSB에 해당하는 LLR, 즉 LLR₁을 계산하여 산출한 후 디코더로 전송한다. 그리고, 상기 d_plus2, d_minus2를 수신한 제2LLR 산출기(782)는, d_plus2에서 d_minus2를 감산, 즉 입력값의 차이를 산출함으로써 데이터의 LSB에 해당하는 LLR, 즉 LLR₂를 계산하여 산출한 후 디코더로 전송한다. 그에 따라, 디코더에는 2비트의 LLR이 전송된다.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다. 여기서, 상기 도 8은 수신기가 두개의 수신 안테나를 통해 두개의 송신기가 송신한 신호를 수신하는 경우, 즉 한개의 간섭 신호를 두개의 수신 안테나가 수신하는 경우의 수신기 구조를 나타낸 도면이다. 우선, 도 8을 설명하기 에 앞서, 상기 도 4를 참조하여 설명한 수신 안테나가 한개일 경우에는, 한개의 수신 안테나를 통해 수신된 수신 신호를 복조한 후, 복조된 수신 신호에서 희망 신호를 제거하여 한개의 간섭 신호를 검출하고, 상기 검출한 간섭 신호를 재생하여 제거한 후 LLR을 계산한다.

한편, 도 8에 도시한 바와 같이 수신 안테나가 두개일 경우에는, 각각의 수신 안테나를 통해 수신된 신호에 대해 상기 도 4를 참조하여 설명한 동작을 각각 병렬적으로 동시에 수행한다. 즉, 각각의 수신 안테나를 통해 수신된 수신 신호를 각각 복조한 후, 복조된 수신 신호에서 희망 신호를 각각 제거하고, 상기 희망 신호가 제거된 수신 신호에서 동일한 간섭 신호를 검출하여 각각 재생한 후 상기 간섭 신호를 각각 제거한다. 그런 다음, 간섭 신호가 제거되면 LLR을 계산한다. 그러면 도 8을 참조하여 보다 구체적으로 설명하기로 한다.

도 8을 참조하면, 상기 수신기는, 수신 안테나를 통해 수신되는 신호를 송신기의 변조 방식에 상응하는 방식으로 복조하는 제1 및 제2복조기(810,812)와, 상기 복조된 신호에서 상기 수신기가 수신하고자 하는 희망 신호를 제거하는 제1 및 제2제거기(820,822)와, 상기 희망 신호가 제거된 신호에서 간섭 신호를 검출하는 검출기(830)와, 상기 검출된 간섭 신호를 재생하는 제1 및 제2재생기(840,842)와, 상기 희망 신호가 제거된 신호에서 상기 재생된 간섭 신호를 제거하는 제3 및 제4제거기(850.852), 및 상기 간섭 신호가 제거된 신호의 LLR을 계산하는 계산기(860)를 포함한다.

상기 수신기는 두개의 송신기들, 즉 송신기1(801)과 송신기2(803)가 무선 채 널들(h₁, h₂, h₃, h₄₎을 통해 전송되는 신호들을 두개의 수신 안테나를 통해 수신하며, 상기 수신한 신호는 상기 각 수신 안테나들과 대응하여 연결된 제1및 제2복조기(810,812)로 전달된다. 이하에서는 설명의 편의를 위해, 상기 송신기1(801)을 수신기와 데이터를 송수신하는 송신기, 즉 희망 신호를 전송하는 송신기라고 하고, 송신기2(803)는 상기 수신기에게 간섭으로 작용하는 신호를 전송하는 송신기, 즉 간섭 신호들을 전송하는 송신기라고 가정하여 설명하기로 한다. 그에 따라, 상기 무선 채널들, 즉 h₁, h₂, h₃, h₄ 중에서 h₁과 h₃을 통해 전송되는 신호들은 희망 신호이고, h₂와 h₄를 통해 전송되는 신호들은 간섭 신호이다. 또한, 상기 송신기들(801,803), 특히 송신기1(801)의 변조 방식은 QPSK라고 가정하여 설명하기로 한다.

상기 수신 안테나들로부터 수신 신호를 수신한 제1 및 제2복조기(810,812)는 수신기 자신과 데이터를 송수신하는 송신기1(801)의 변조 방식, 즉 QPSK에 상응하는 복조 방식을 이용하여 상기 수신 신호를 복조하여 제1 및 제2제거기(820,822)로 전송한다. 다시 말해, 상기 제1복조기(810)는, 상기 무선 채널들, 즉 h₁, h₂, h₃, h₄ 중에서 h₁과 h₂을 통해 전송되는 신호를 수신 안테나로부터 전송받아 복조한 후, 상기 복조된 수신 신호를 제1복조기(810) 자신과 대응하여 연결된 제1제거기(820)로 전송한다. 그리고, 상기 제2복조기(812)는, 상기 무선 채널들, 즉 h₁, h₂, h₃, h₄ 중에서 h₃과 h₄를 통해 전송되는 신호를 수신 안테나로부터 전송받아 복조한 후, 상기 복조된 수신 신호를 제2복조기(812) 자신과 대응하여 연결된 제2제거기(822)로 전 송한다.

상기 제1 및 제2제거기(820,822)는 네개의 가산기들을 각각 포함하며, 각 네개의 가산기들은, 상기 복조된 수신 신호에서 희망 신호를 제거하기 위해 송신기의 변조 방식인 QPSK에 상응하여 상기 희망 신호가 가질 수 있는 모든 경우, 앞서 가정한 바와 같이 송신기의 변조 방식이 QPSK이므로 성상도 포인트는 네개, 즉 c₁, c₂, c₃, c₄를 가지고, 그에 따라 상기 희망 신호가 가질 수 있는 모든 경우는 네가지이며, 상기 네가지 경우를 고려하여 희망 신호를 제거하는 구조를 갖는다.

보다 구체적으로 설명하면, 상기 제1제거기(820)는, 상기 무선 채널들, 즉 h₁, h₂, h₃, h₄ 중에서 h₁을 통해 전송되는 희망 신호가 가질 수 있는 네가지 경우를 고려하여 각 네개의 가산기들이 가지 형태를 가지며, 각 가산기들에는 각 네개의 성상도 포인트들, 즉 각 c₁, c₂, c₃, c₄에서 상기 희망 신호가 전송되는 채널인 h₁의 추정값인

을 가산함으로써 복조된 수신 신호에서 희망 신호를 제거한다. 즉, 상기 각 네개의 가산기들은, 제1복조기(810)로부터 복조된 수신 신호가 모두 동일하게 입력되고, 채널 추정값, 즉

,

를 감산함으로써 희망 신호를 제거한다. 이렇게 수신 신호에서 희 망 신호가 제거된 신호는 검출기(830)로 전송된다.

또한, 제2제거기(822)는, 상기 무선 채널들, 즉 h₁, h₂, h₃, h₄ 중에서 h₃을 통해 전송되는 희망 신호가 가질 수 있는 네가지 경우를 고려하여 각 네개의 가산기들이 가지 형태를 가지며, 각 가산기들에는 각 네개의 성상도 포인트들, 즉 각 c₁, c₂, c₃, c₄에서 상기 희망 신호가 전송되는 채널인 h₃의 추정값인

을 가산함으로써 복조된 수신 신호에서 희망 신호를 제거한다. 즉, 상기 각 네개의 가산기들은, 제2복조기(812)로부터 복조된 수신 신호가 모두 동일하게 입력되고, 채널 추정값, 즉

,

를 감산함으로써 희망 신호를 제거한다. 이렇게 수신 신호에서 희망 신호가 제거된 신호는 검출기(830)로 전송된다.

상기 검출기(830)는 제1 및 제2증폭기(832,834)와, 합산기(836), 및 신호 결정기(838)를 포함하며, 상기 제1 및 제2증폭기(832,834)는 네개의 곱셈기들을 각각 구비한다. 상기 제1 및 제2증폭기(832,834)는 상기 제1 및 제2제거기(820,822)에 대응하여 연결되고, 상기 제1 및 제2제거기(820,822)가 출력하는 희망 신호가 제거된 수신 신호를 수신, 즉 제1증폭기(832)는 상기 제1제거기(820)가 출력한 신호를 수신하고, 제2증폭기(834)는 상기 제2제거기(822)가 출력한 신호를 수신한다.

보다 자세히 수신하면, 상기 제1증폭기(832)에 포함된 각 네개의 곱셈기들은 상기 제1제거기(820)의 각 가산기들과 각각 대응하여 연결되어 상기 각 가산기들의 출력 신호를 대응하여 수신한다. 즉, 각 곱셈기들에 상기 제1제거기(820)의 각 가산기들로부터 희망 신호가 제거된 수신 신호가 각각 대응하여 입력되고, 간섭 신호가 전송되는 채널인 h₂의 추정값인

의 공액값인

를 곱함으로써 상기 희망 신호가 제거된 수신 신호에서 간섭 신호를 증폭한다. 이렇게 희망 신호가 제거된 수신 신호에서 간섭 신호는 증폭되어 합산기(836)로 전송된다.

또한, 상기 제2증폭기(834)에 포함된 각 네개의 곱셈기들은 상기 제2제거기(822)의 각 가산기들과 각각 대응하여 연결되어 상기 각 가산기들의 출력 신호를 대응하여 수신한다. 즉, 각 곱셈기들에 상기 제2제거기(822)의 각 가산기들로부터 희망 신호가 제거된 수신 신호가 각각 대응하여 입력되고, 간섭 신호가 전송되는 채널인 h₄의 추정값인

의 공액값인

상기 합산기(836)는 네개의 덧셈기들을 포함하며, 상기 각 네개의 덧셈기들 은, 상기 제1증폭기(832)의 네개의 곱셈기들과 상기 제2증폭기(834)의 네개의 곱셈기들과 각각 대응하여 연결되고, 상기 제1 및 제2증폭기(832,834)의 출력 신호들을 한쌍으로 수신한다. 여기서, 상기 각 네개의 덧셈기들로 입력되는 한쌍의 입력 신호들은, 전술한 바와 같이 각 네개의 성상도 포인트들, 즉 각 c₁, c₂, c₃, c₄에 상응하여 한쌍을 이루어 입력된다. 다시 말해, 성상도 포인트들인 c₁, c₂, c₃, c₄ 중에서 c₁에 상응하는 제1증폭기(832)와 제2증폭기(834)의 출력 신호들이 한쌍을 이루고, c₂에 상응하는 제1증폭기(832)와 제2증폭기(834)의 출력 신호, 및 c₃와 c₄에 각각 상응하는 출력 신호들이 한쌍을 이루어 상기 각 네개의 덧셈기들로 대응하여 입력된다. 그러면, 상기 합산기(836)는 상기 입력된 한쌍의 신호들을 합하여 신호 결정기(838)로 전송한다. 상기 신호 결정기(838)는 전술한 바와 같이 수신 신호에서 증폭된 간섭 신호를 검출하여 제1 및 제2재생기(840,842)로 전송한다. 여기서, 신호 결정기(838)는 상기 합산기(836)의 네개의 덧셈기들에 각각 대응하여 연결되도록 가지 형태를 갖는다.

상기 제1 및 제2재생기(840,842)는 네개의 가산기들을 각각 포함하며, 상기 제1및 제2재생기(840,842)는 상기 검출기(830)의 신호 결정기(838)에 각각 연결되고, 상기 신호 결정기(838)의 출력 신호를 각각 수신한다. 그에 따라, 제1및 제2재생기(840,842)는 h₁, h₂, h₃, h₄ 중에서 h₂와 h₄로 전송되는 간섭 신호를 각각 재생, 즉 상기 h₂로 전송되는 간섭 신호와 h₄로 전송되는 간섭 신호를 각각 재생한다.

구체적으로 설명하면, 상기 제1재생기(840)는 네개의 곱셈기들을 포함하며, 각 네개의 곱셈기들은 검출기(830)의 신호 결정기(838)와 각각 대응하여 연결되어 상기 신호 결정기(838)의 출력 신호를 대응하여 수신한다. 즉, 각 곱셈기들에 검출기(830)로부터 상기 h₂로 전송된 간섭 신호가 검출된 수신 신호가 각각 대응하여 입력되고, 상기 간섭 신호가 전송되는 채널인 h₂의 추정값인

를 곱함으로써 상기 h₂로 전송된 간섭 신호를 재생한다. 이렇게 제1간섭 신호가 재생된 각 네개의 곱셈기들의 출력 신호

,

는 제3제거기(850)로 전송된다. 여기서,

,

는 수신하고자 하는 신호가 각 성상도 포인트들, 즉 각 c₁, c₂, c₃, c₄에서 전송될 때 제1간섭 신호의 추정값을 의미한다.

또한, 상기 제2재생기(842)는 네개의 곱셈기들을 포함하며, 각 네개의 곱셈기들은 검출기(830)의 신호 결정기(838)와 각각 대응하여 연결되어 상기 신호 결정기(838)의 출력 신호를 대응하여 수신한다. 즉, 각 곱셈기들에 검출기(830)로부터 상기 h₄로 전송된 간섭 신호가 검출된 수신 신호가 각각 대응하여 입력되고, 상기 간섭 신호가 전송되는 채널인 h₄의 추정값인

를 곱함으로써 상기 h₄로 전송된 간섭 신호를 재생한다. 이렇게 제1간섭 신호가 재생된 각 네개의 곱셈기들의 출력 신호

,

는 제4제거기(852)로 전송된다.

상기 제3 및 제4제거기(850,852)는 네개의 가산기들을 각각 포함하며, 상기 제3및 제4제거기(850,852)는 상기 제1 및 제3재생기(840,842)에 각각 연결되어 상기 제1 및 제2재생기(840,842)의 출력 신호를 각각 수신한다. 그에 따라, 제3 및 제4제거기(850,852)는 상기 제1 및 제2재생기(840,842)에서 재생한 간섭 신호를 각각 제거한다.

보다 자세히 설명하면, 상기 제3제거기(850)는 네개의 가산기들을 포함하며, 각 네개의 가산기들에는, 상기 h₁, h₂, h₃, h₄ 중에서 h₂로 전송되는 간섭 신호가 재생된 수신 신호에서 상기 간섭 신호를 제거하기 위해 상기 제1재생기(840)의 각 곱셈기들에서 출력된 신호, 즉

,

가 각각 대응하여 입력된다. 그리고, 상기 각 네개의 가산기들에는 상기 제1제거기(820)의 각 가산기들에서 출력된 신호, 즉 희망 신호가 제거된 수신 신호가 각각 대응하여 입 력된다. 이렇게 각 네개의 가산기들로 간섭 신호가 재생된 수신 신호인

,

와 희망 신호가 제거된 수신 신호가 각각 대응하여 입력되면, 상기 각 네개의 가산기들은, 상기 간섭 신호가 재생된 수신 신호에서 상기 희망 신호가 제거된 수신 신호를 감산함으로써 간섭 신호, 즉 상기 h₂로 전송되는 간섭 신호를 제거한다. 이렇게 상기 h₂로 전송되는 간섭 신호와 희망 신호가 제거된 수신 신호, 즉 제3제거기(850)의 각 네개 가산기들의 출력 신호인 y₁, y₂, y₃, y₄는 계산기(860)로 전송된다.

또한, 상기 제4제거기(852)는 네개의 가산기들을 포함하며, 각 네개의 가산기들에는, 상기 h₁, h₂, h₃, h₄ 중에서 h₄로 전송되는 간섭 신호가 재생된 수신 신호에서 상기 간섭 신호를 제거하기 위해 상기 제2재생기(842)의 각 곱셈기들에서 출력된 신호, 즉

,

가 각각 대응하여 입력된다. 그리고, 상기 각 네개의 가산기들에는 상기 제2제거기(822)의 각 가산기들에서 출력된 신호, 즉 희망 신호가 제거된 수신 신호가 각각 대응하여 입력된다. 이렇게 각 네개의 가산기들로 간섭 신호가 재생된 수신 신호인

,

와 희망 신호가 제거된 수신 신호가 각각 대응하여 입력되면, 상기 각 네개의 가산기들은, 상기 간섭 신호가 재생된 수신 신호에서 상기 희망 신 호가 제거된 수신 신호를 감산함으로써 간섭 신호, 즉 상기 h₄로 전송되는 간섭 신호를 제거한다. 이렇게 상기 상기 h₄로 전송되는 간섭 신호와 희망 신호가 제거된 수신 신호, 즉 제4제거기(852)의 각 네개 가산기들의 출력 신호인 y₅, y₆, y₇, y₈는 계산기(860)로 전송된다. 그러면, 상기 계산기(860)는 희망 신호와 상기 h₁, h₂, h₃, h₄ 중에서 h₂와 h₄로 전송되는 간섭 신호가 제거된 수신 신호의 LLR을 계산하여 디코더로 전송한다. 그러면 여기서, 도 9a 및 도 9b를 참조하여 계산기(860)의 구조 및 LLR을 계산하는 과정을 설명하기로 한다.

도 9a 및 도 9b는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 계산기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다. 여기서, 상기 도 9a는 상기 수학식 4에서

에 상응하는 계산기(860)의 구조를 도시한 도면이고, 도 9b는 상기 수학식 4에서

에 상응하는 계산기(860)의 구조를 도시한 도면이다.

우선, 도 9a를 참조하면, 계산기(860)는, 전력비 산출기들(901,902,903,904,905,906,907,908)과, 제1합산기들(911,912,913,914)과, 최대값 산출기들(921,922,923,924)과, 감산기들(931,932,933,934)과, 테이블화기들(941,942,943,944)과, 제2합산기들(951,952,953,954), 및 LLR 산출기들(961,962)을 포함한다.

상기 전력비 산출기들(901,902,903,904,905,906,907,908)은, 전술한 바와 같 이 상기 도 8에서 제3 및 제4제거기(850.852)에 각각 포함된 의 네개의 가산기들이 수신 신호에서 간섭 신호와 희망 신호가 제거된 신호인 y₁, y₂, y₃, y₄, y₅, y₆, y₇, y₈을 출력하면, 상기 출력 신호인 y₁, y₂, y₃, y₄, y₅, y₆, y₇, y₈을 각각 대응하여 수신한다. 이렇게 y₁, y₂, y₃, y₄, y₅, y₆, y₇, y₈이 입력되면, 상기 각 전력비 산출기들(901,902,903,904,905,906,907,908)은 상기 입력된 신호인 y₁, y₂, y₃, y₄, y₅, y₆, y₇, y₈과 잡음과의 전력비를 각각 계산한다. 이렇게 계산된 상기 전력비들은 제1합산기들(911,912,913,914)로 전송된다.

상기 제1합산기들(911,912,913,914)은, 상기 각 전력비 산출기들(901,902,903,904,905,906,907,908)과 각각 대응하여 쌍으로 연결되고, 상기 쌍으로 연결된 각 전력비 산출기들(901,902,903,904,905,906,907,908)로부터 상기 계산된 전력비들을 수신한다. 여기서, 상기 제1합산기들(911,912,913,914)로 입력되는 한쌍의 전력비들은, 전술한 바와 같이 각 네개의 성상도 포인트들, 즉 각 c₁, c₂, c₃, c₄에 상응하여 한쌍을 이루어 입력된다. 다시 말해, 성상도 포인트들인 c₁, c₂, c₃, c₄ 중에서 c₁에 상응하는 제1전력비 산출기(901)와 제5전력비 산출기(905)가 계산한 전력비들이 한쌍을 이루고, c₂에 상응하는 제2전력비 산출기(902)와 제6전력비 산출기(906)가 계산한 전력비들, c₃에 상응하는 제3전력비 산출기(903)와 제7전력비 산출기(907)가 계산한 전력비들, 및 c₄에 상응하는 제4전력비 산출기(904)와 제8전 력비 산출기(908)가 계산한 전력비들이 한쌍을 이루어 상기 제1합산기들(911,912,913,914)로 대응하여 입력된다. 그러면, 상기 제1합산기들(911,912,913,914)은 상기 입력된 한쌍의 전력비들을 합하여 최대값 산출기들(921,922,923,924)과 감산기들(931,932,933,934)로 전송한다.

이렇게 각 전력비 산출기들(901,902,903,904,905,906,907,908)이 상기 제3 및 제4제거기(850,852)로부터 수신한 y₁, y₂, y₃, y₄, y₅, y₆, y₇, y₈과 잡음과의 전력비를 각각 계산하고, 제1합산기들(911,912,913,914)이 상기 계산한 전력비들을 각각 쌍을 이루어 수신하여 합산함으로써, 앞서 설명한 수학식 3에서

함수의 변수값들, 즉

와

상기 산출된 δ₁, δ₂, δ₃, δ₄는 성상도 포인트들 간의 간섭에 상응하여 최대값 산출기들(921,922,923,924)과 감산기들(931,932,933,934)로 전송된다. 여기서, 성상도 포인트들 간의 간섭은, 성상도 상에서 인접한 사분면에 위치한 포인트들 간에 발생하는 간섭을 의미한다. 구체적으로 설명하면, 상기 전력비 산출기들(901,902,903,904,905,906,907,908)로 입력된 y₁, y₂, y₃, y₄, y₅, y₆, y₇, y₈들 중에서, y₁과 y₅는 1사분면에 위치한 성상도 포인트들, 즉 c₁에서 전송되고, y₂과 y₆은 2사분면에 위치한 성상도 포인트들, 즉 c₂에서 전송되고, y₃과 y₇은 3사분면에 위치 한 성상도 포인트들, 즉 c₃에서 전송되며, y₄과 y₈은 4사분면에 위치한 성상도 포인트들, 즉 c₄에서 전송되므로, 1사분면은 2사분면과 4사분면 간에 간섭이 발생하고, 2사분면은 1사분면과 3사분면 간에, 3사분면은 2사분면과 4사분면 간에, 4사분면은 1사분면과 3사분면 간에 간섭이 발생한다.

그에 따라, 각 전력비 산출기들(901,902,903,904,905,906,907,908)과 제1합산기들(911,912,913,914)에 의해 산출된 값들, δ₁, δ₂, δ₃, δ₄는 전술한 바와 같이 성상도 포인트들 간의 간섭에 상응하여 최대값 산출기들(921,922,923,924)과 감산기들(931,932,933,934)로 각각 대응하여 전송된다. 즉, 제1최대값 산출기(921)와 제1감산기(931)에는 δ₁과 δ₂가 입력되고, 제2최대값 산출기(922)와 제2감산기(932)에는 δ₃과 δ₄가 입력되고, 제3최대값 산출기(923)와 제3감산기(933)에는 δ₁과 δ₄가 입력되며, 제4최대값 산출기(924)와 제4감산기(934)에는 δ₂와 δ₃이 입력된다.

전술한 바와 같은 입력값들을 각각 대응하여 한쌍을 수신한 각 최대값 산출기들(921,922,923,924)은, 상기 한쌍의 입력값인 각 전력비들의 최대값을 산출하고, 상기 산출한 최대값들은 상기 각 최대값 산출기들(921,922,923,924)에 대응하여 연결된 제2합산기들(951,952,953,954)로 전송된다. 또한, 상기 각 최대값 산출기들(921,922,923,924)과 같이 입력값들을 각각 대응하여 한쌍을 수신한 각 감산기들(793,932,933,934)은, 상기 한쌍의 입력값인 각 전력비들의 차이값을 산출하고, 상기 산출한 차이값들은 상기 각 감산기들(931,932,933,934)에 대응하여 연결된 테이블화기들(941,942,943,944)로 전송된다.

상기 각 테이블화기들(941,942,943,944)은 각 감산기들(931,932,933,934)로부터 대응하여 각각 수신한 차이값을 변수로하여 정정 함수 연산을 수행하여 정정값들을 산술하고, 상기 산출한 정정값들은 상기 각 테이블화기들(941,942,943,944)에 대응하여 연결된 제2합산기들(951,952,953,954)로 전송된다. 즉, 상기 각 제2합산기들(951,952,953,954)에는 상기 각 최대값 산출기들(921,922,923,924)이 산출한 최대값들과 상기 각 테이블화기들(941,942,943,944)이 산출한 정정값들이 각각 대응하여 입력된다. 그러면, 상기 각 합산기들(951,952,953,954)은 상기 대응하여 한쌍으로 입력된 각 최대값들과 정정값들을 합하여 수신 안테나를 통해 수신된 수신 신호에서의 데이터들을 산출하고, 상기 산출한 데이터들을 각각 대응하는 LLR 산출기들(961,962)로 전송한다. 여기서, 전술한 바와 같이 QPSK 방식인 송신기의 변조 방식에 상응하여 각각의 성상도 포인트들은 2비트를 가지며, 그에 따라 상기 산출한 데이터들, 즉 d_plus1, d_minus1, d_plus2, d_minus2 중에서 상기 d_plus1, d_minus1은, 상기 성상도 포인트들의 2비트 중에서 MSB의 데이터를 의미한다. 그리고, d_plus2, d_minus2는 상기 성상도 포인트들의 2비트 중에서 LSB의 데이터를 의미한다.

이러한 d_plus1, d_minus1, d_plus2, d_minus2를 수신한 LLR 산출기들(961,962)은 LLR을 계산하여 산출한 후, 상기 산출한 LLR을 디코더로 전송한다. 다시 말해, d_plus1, d_minus1을 수신한 제1LLR 산출기(961)는, d_plus1에서 d_minus1을 감산, 즉 입력값의 차이를 산출함으로써 데이터의 MSB에 해당하는 LLR, 즉 LLR₁을 계산하여 산출한 후 디코더로 전송한다. 그리고, 상기 d_plus2, d_minus2를 수신한 제2LLR 산출기(962)는, d_plus2에서 d_minus2를 감산, 즉 입력값의 차이를 산출함으로써 데이터의 LSB에 해당하는 LLR, 즉 LLR₂를 계산하여 산출한 후 디코더로 전송한다. 그에 따라, 디코더에는 2비트의 LLR이 전송된다.

다음으로, 도 9b를 참조하면, 계산기(860)는, 전력 산출기들(971,972,973,974,975,976,977,978)과, 합산기들(981,982,983,984)과, 최대값 산출기들(991,992,993,994), 및 LLR 산출기들(997,998)을 포함한다.

상기 전력 산출기들(971,972,973,974,975,976,977,978)은, 전술한 바와 같이 상기 도 8에서 제3 및 제4제거기(850.852)에 각각 포함된 의 네개의 가산기들이 수신 신호에서 간섭 신호와 희망 신호가 제거된 신호인 y₁, y₂, y₃, y₄, y₅, y₆, y₇, y₈을 출력하면, 상기 출력 신호인 y₁, y₂, y₃, y₄, y₅, y₆, y₇, y₈을 각각 대응하여 수신한다. 이렇게 y₁, y₂, y₃, y₄, y₅, y₆, y₇, y₈이 입력되면, 상기 각 전력 산출기들(971,972,973,974,975,976,977,978)은 상기 입력된 신호인 y₁, y₂, y₃, y₄, y₅, y₆, y₇, y₈의 전력을 각각 계산한다. 이렇게 계산된 상기 전력들은 합산기들(981,982,983,984)로 전송된다.

상기 합산기들(981,982,983,984)은, 상기 각 전력 산출기들(971,972,973,974,975,976,977,978)과 각각 대응하여 쌍으로 연결되고, 상기 쌍으로 연결된 각 전력 산출기들(971,972,973,974,975,976,977,978)로부터 상기 계산된 전력들을 수신한다. 여기서, 상기 합산기들(981,982,983,984)로 입력되는 한쌍의 전력들은, 전술한 바와 같이 각 네개의 성상도 포인트들, 즉 각 c₁, c₂, c₃, c₄에 상응하여 한쌍을 이루어 입력된다. 다시 말해, 성상도 포인트들인 c₁, c₂, c₃, c₄ 중에서 c₁에 상응하는 제1전력 산출기(971)와 제5전력 산출기(975)가 계산한 전력들이 한쌍을 이루고, c₂에 상응하는 제2전력 산출기(972)와 제6전력 산출기(976)가 계산한 전력들, c₃에 상응하는 제3전력 산출기(973)와 제7전력 산출기(977)가 계산한 전력들, 및 c₄에 상응하는 제4전력 산출기(974)와 제8전력 산출기(978)가 계산한 전력들이 한쌍을 이루어 상기 합산기들(981,982,983,984)로 대응하여 입력된다. 그러면, 상기 합산기들(981,982,983,984)은 상기 입력된 한쌍의 전력들을 합하여 최대값 산출기들(991,992,993,994)로 전송한다.

이렇게 각 전력 산출기들(971,972,973,974,975,976,977,978)이 상기 제3 및 제4제거기(850,852)로부터 수신한 y₁, y₂, y₃, y₄, y₅, y₆, y₇, y₈의 전력을 각각 계산하고, 합산기들(981,982,983,984)이 상기 계산한 전력들을 각각 쌍을 이루어 수신하여 합산함으로써, 앞서 설명한 수학식 3에서

함수의 변수값들, 즉

,

을 산출하여 상기 수학식 4에서의 δ₁, δ₂, δ₃, δ₄를 각각 산출한다. 여기서, 상기 수학식 4에서의 δ₁, δ₂, δ₃, δ₄는 상기 각각의

,

와 잡음의 전력인 N₀과의 전력비를 의미하지만, 후술할 LLR 산출기들(997,998)에서 상기 잡음의 전력인 N₀과의 전력비로 LLR을 계산하여 산출하므로, 상기 각 최대값 산출기들(991,992,993,994)에는 상기 수학식 4에서의 δ₁, δ₂, δ₃, δ₄가 근사적으로 각각 입력됨을 알 수 있다.

이렇게 산출된 δ₁, δ₂, δ₃, δ₄는 성상도 포인트들 간의 간섭에 상응하여 최대값 산출기들(991,992,993,994)로 전송된다. 여기서, 성상도 포인트들 간의 간섭은, 전술한 바와 같이 성상도 상에서 인접한 사분면에 위치한 포인트들 간에 발생하는 간섭을 의미한다. 구체적으로 설명하면, 상기 각 전력 산출기들(971,972,973,974,975,976,977,978)로 입력된 y₁, y₂, y₃, y₄, y₅, y₆, y₇, y₈들 중에서, y₁과 y₅는 1사분면에 위치한 성상도 포인트들, 즉 c₁에서 전송되고, y₂과 y₆은 2사분면에 위치한 성상도 포인트들, 즉 c₂에서 전송되고, y₃과 y₇은 3사분면에 위치한 성상도 포인트들, 즉 c₃에서 전송되며, y₄과 y₈은 4사분면에 위치한 성상도 포인트들, 즉 c₄에서 전송되므로, 1사분면은 2사분면과 4사분면 간에 간섭이 발생하고, 2사분면은 1사분면과 3사분면 간에, 3사분면은 2사분면과 4사분면 간에, 4사분면은 1사분면과 3사분면 간에 간섭이 발생한다.

그에 따라, 각 전력 산출기들(971,972,973,974,975,976,977,978)과 합산기들(981,982,983,984)에 의해에서 산출된 값들, δ₁, δ₂, δ₃, δ₄는 전술한 바와 같이 성상도 포인트들 간의 간섭에 상응하여 최대값 산출기들(991,992,993,994)로 각각 대응하여 전송된다. 즉, 제1최대값 산출기(991)에는 δ₁과 δ₂가 입력되고, 제2최대값 산출기(992)에는 δ₃과 δ₄가 입력되고, 제3최대값 산출기(993)에는 δ₁과 δ₄가 입력되며, 제4최대값 산출기(994)에는 δ₂와 δ₃이 입력된다.

전술한 바와 같은 입력값들을 각각 대응하여 한쌍을 수신한 각 최대값 산출기들(991,992,993,994)은, 상기 한쌍의 입력값인 각 전력들의 최대값을 산출하고, 상기 산출한 최대값들은, 수신 안테나를 통해 수신된 수신 신호에서의 데이터들로 근사화할 수 있으며, 상기 산출한 최대값들, 즉 데이터들은 각각 대응하는 LLR 산출기들(997,998)로 전송된다. 여기서, 전술한 바와 같이 QPSK 방식인 송신기의 변조 방식에 상응하여 각각의 성상도 포인트들은 2비트를 가지며, 그에 따라 상기 산출한 데이터들, 즉 d_plus1, d_minus1, d_plus2, d_minus2 중에서 상기 d_plus1, d_minus1은, 상기 성상도 포인트들의 2비트 중에서 MSB의 데이터를 의미한다. 그리고, d_plus2, d_minus2는 상기 성상도 포인트들의 2비트 중에서 LSB의 데이터를 의미한다.

이러한 d_plus1, d_minus1, d_plus2, d_minus2를 수신한 LLR 산출기들(997,998)은 LLR을 계산하여 산출한 후, 상기 산출한 LLR을 디코더로 전송한다. 다시 말해, d_plus1, d_minus1을 수신한 제1LLR 산출기(997)는,d_plus1에서 d_minus1을 감산, 즉 입력값의 차이를 산출함으로써 데이터의 MSB에 해당하는 LLR, 즉 LLR₁을 계산하여 산출한 후 디코더로 전송한다. 그리고, 상기 d_plus2, d_minus2를 수신한 제2LLR 산출기(998)는, d_plus2에서 d_minus2를 감산, 즉 입력값의 차이를 산출함으로써 데이터의 LSB에 해당하는 LLR, 즉 LLR₂를 계산하여 산출한 후 디코더로 전송한다. 그에 따라, 디코더에는 2비트의 LLR이 전송된다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같은 본 발명은, 통신 시스템에서 수신 안테나를 통해 수신되는 수신 신호에서 수신하고자 하는 신호를 제거한 후 간섭 신호를 제거하여 데이터를 수신함으로써, 간섭 신호를 용이하게 검출하여 제거할 수 있다. 그에 따라, 본 발명은, 통신 시스템의 복잡도를 감소시키며, 데이터 수신 성능을 향상시킬 수 있다.

Claims

통신 시스템에서 데이터 수신 방법에 있어서,

송신기로부터 제1신호를 수신하면, 상기 수신한 제1신호에서 상기 송신기로부터 수신하고자 하는 제2신호를 제거하는 과정과,

상기 제2신호가 제거된 제1신호에서 간섭 신호를 검출하여 제거하고, 상기 간섭 신호가 제거된 제1신호의 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio)를 계산한 후 복호하여 수신하는 과정을 포함하며,

상기 제2신호를 제거하는 과정은, 상기 수신한 제1신호에서 상기 송신기의 변조 방식에 상응하여 결정된 성상도 포인트(constellation point)들 각각에 상기 제2신호가 전송되는 채널의 추정값을 곱한 값들을 감산하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제1항에 있어서,

상기 간섭 신호가 제거된 제1신호의 로그 우도비를 계산하는 과정은, 상기 간섭 신호가 제거된 제1신호와 상기 제1신호에 포함된 잡음과의 전력비를 계산하고, 상기 계산한 전력비의 최대값을 산출하여 로그 우도비를 계산하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제2항에 있어서,

상기 간섭 신호가 제거된 제1신호와 상기 제1신호에 포함된 잡음과의 전력비를 계산하는 과정은, 상기 송신기의 변조 방식에 상응하여 결정된 성상도 포인트 (constellation point)들에서의 전력비를 계산하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제3항에 있어서,

상기 성상도 포인트들에서의 전력비를 계산하는 과정은, 성상도 1사분면의 포인트에서의 전력비와, 성상도 2사분면의 포인트에서의 전력비와, 성상도 3사분면의 포인트에서의 전력비와, 성상도 4사분면의 포인트에서의 전력비를 각각 계산하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제3항에 있어서,

상기 계산한 전력비의 최대값을 산출하는 과정은, 상기 성상도 포인트들 간의 간섭을 고려하여 상기 계산한 전력비의 최대값을 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제3항에 있어서,

상기 로그 우도비를 계산하는 과정은, 상기 성상도 포인트들에서 계산한 전력비의 최대값들 간의 차이를 계산하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제6항에 있어서,

상기 성상도 포인트들에서 계산한 전력비의 최대값들 간의 차이를 계산하는 과정은, 성상도 1사분면과 성상도 2사분면의 포인트들에서 계산한 전력비의 최대값과, 성상도 3사분면과 성상도 4사분면의 포인트들에서 계산한 전력비의 최대값과의 차이를 계산하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
삭제
제1항에 있어서,

상기 간섭 신호를 검출하는 과정은, 상기 제2신호가 제거된 제1신호와 상기 간섭 신호가 전송되는 채널의 추정값의 공액(conjugate)값을 곱하여 검출하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제1항에 있어서,

상기 제2신호가 제거된 제1신호에서 간섭 신호를 검출하여 제거하는 과정은, 상기 검출한 간섭 신호를 재생(regeneration)한 후, 상기 재생한 간섭 신호를 제거하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제10항에 있어서,

상기 검출한 간섭 신호를 재생하는 과정은, 상기 제2신호가 제거된 제1신호와 상기 검출한 간섭 신호가 전송되는 채널의 추정값을 곱하여 재생하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제1항에 있어서,

상기 간섭 신호를 검출하여 제거하는 과정은, 상기 송신기의 변조 방식에 상응하여 결정된 성상도 포인트(constellation point)들에서 상기 제2신호가 전송될 때, 상기 제2신호가 제거된 제1신호에서 상기 간섭 신호의 추정값을 감산하여 제거하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제1항에 있어서,

상기 제2신호가 제거된 제1신호에서 간섭 신호를 검출하여 제거하는 과정은, 상기 간섭 신호가 다수개일 경우, 상기 다수개의 간섭 신호들 중에서 신호대 간섭 잡음비(SINR: Signal to Interference and Noise Ratio)가 큰 간섭 신호부터 검출하여 제거하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
통신 시스템에서 데이터 수신 장치에 있어서,

송신기로부터 제1신호를 수신하면, 상기 수신한 제1신호에서 상기 송신기로부터 수신하고자 하는 제2신호를 제거하는 제1제거기와,

상기 제2신호가 제거된 제1신호에서 간섭 신호를 검출하여 제거하는 제2제거기와,

상기 간섭 신호가 제거된 제1신호의 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio)를 계산하는 계산기를 포함하며,

상기 제1제거기는, 상기 수신한 제1신호에서 상기 송신기의 변조 방식에 상응하여 결정된 성상도 포인트(constellation point)들 각각에 상기 제2신호가 전송되는 채널의 추정값을 곱한 값들을 감산하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제14항에 있어서,

상기 계산기는, 상기 간섭 신호가 제거된 제1신호와 상기 제1신호에 포함된 잡음과의 전력비를 계산하고, 상기 계산한 전력비의 최대값을 산출하여 로그 우도비를 계산하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제15항에 있어서,

상기 계산기는, 상기 송신기의 변조 방식에 상응하여 결정된 성상도 포인트(constellation point)들에서의 전력비를 계산하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제16항에 있어서,

상기 계산기는, 성상도 1사분면의 포인트에서의 전력비와, 성상도 2사분면의 포인트에서의 전력비와, 성상도 3사분면의 포인트에서의 전력비와, 성상도 4사분면의 포인트에서의 전력비를 각각 계산하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제16항에 있어서,

상기 계산기는, 상기 성상도 포인트들 간의 간섭을 고려하여 상기 계산한 전력비의 최대값을 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제16항에 있어서,

상기 계산기는, 상기 성상도 포인트들에서 계산한 전력비의 최대값들 간의 차이를 산출하여 로그 우도비를 계산하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제19항에 있어서,

상기 계산기는, 성상도 1사분면과 성상도 2사분면의 포인트들에서 계산한 전력비의 최대값과, 성상도 3사분면과 성상도 4사분면의 포인트들에서 계산한 전력비의 최대값과의 차이를 산출하여 로그 우도비를 계산하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
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제14항에 있어서,

상기 제2제거기는, 상기 제2신호가 제거된 제1신호와 상기 간섭 신호가 전송되는 채널의 추정값의 공액(conjugate)값을 곱하여 상기 간섭 신호를 검출하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제14항에 있어서,

상기 제2제거기는, 상기 검출한 간섭 신호를 재생(regeneration)하는 재생기를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제23항에 있어서,

상기 재생기는, 상기 제2신호가 제거된 제1신호와 상기 검출한 간섭 신호가 전송되는 채널의 추정값을 곱하여 상기 검출한 간섭 신호를 재생하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제14항에 있어서,

상기 제2제거기는, 상기 송신기의 변조 방식에 상응하여 결정된 성상도 포인트(constellation point)들에서 상기 제2신호가 전송될 때, 상기 제2신호가 제거된 제1신호에서 상기 간섭 신호의 추정값을 감산하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제14항에 있어서,

상기 제2제거기는, 상기 간섭 신호가 다수개일 경우, 상기 다수개의 간섭 신호들 중에서 신호대 간섭 잡음비(SINR: Signal to Interference and Noise Ratio)가 큰 간섭 신호부터 검출하여 제거하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.