JP5143533B2

JP5143533B2 - 受信装置、及び信号処理方法

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Publication number: JP5143533B2
Application number: JP2007301919A
Authority: JP
Inventors: 徹彦宮谷
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2007-11-21
Filing date: 2007-11-21
Publication date: 2013-02-13
Anticipated expiration: 2027-11-21
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Description

本発明は、受信装置、及び信号処理方法に関する。特に、シングルキャリア伝送方式の移動体通信システムにおけるＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ＩｎｐｕｔａｎｄＭｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）受信装置、及び信号処理方法に関する。

無線装置間の通信速度を高速化する技術の一つとして、多入力・多出力伝送方式が知られている。この方式は、文字通り、複数のアンテナを用いた信号の入出力を基本としている。この方式の特徴は、異なる複数のアンテナを利用して、同じタイミング、かつ、同じ周波数で複数の送信データを一度に送信することが可能な点にある。そのため、同時に送信可能なチャネルの数が増加するにつれ、増加したチャネルの分だけ単位時間当たりに送信可能な情報量を増加させることが可能になる。また、この方式は、通信速度を向上させるに当たって、占有される周波数帯域が増加しないという利点も有する。

しかし、同一周波数の搬送波成分を有する複数の変調信号が同時に送信されるため、受信側において混信した変調信号（多重信号）を分離する手段が必要になる。そこで、受信側において、無線伝送路の伝送特性を表すチャネル行列が推定され、そのチャネル行列に基づいて受信信号から各サブストリームに対応する送信信号が分離される。尚、チャネル行列は、パイロットシンボル等を用いて推定される。

しかしながら、伝送路内で付加されるノイズやサブストリーム間に生じる干渉等の影響を十分に除去してサブストリーム毎の送信信号を精度良く再現するには更に特別な工夫が必要である。これに関し、近年、ＭＩＭＯ信号検出に関する様々な技術が開発されてきている。例えば、ＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎＳｑｕａｒｅｄＥｒｒｏｒ）検波方式や、このＭＭＳＥ検波方式よりも伝送特性を向上させることが可能なＭＬＤ（ＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＤｅｔｅｃｔｉｏｎ）検波方式が知られている。また、ＭＬＤ検波方式よりもサブストリーム毎の信号検出に要する演算量を低減することが可能なＱＲ分解ＭＬＤ検波方式（以下、ＱＲＤ−ＭＬＤ方式）と呼ばれる改良方式も知られている。さらに、下記の非特許文献１には、マルチパス干渉対策を施したＱＲＤ−ＭＬＤ方式の一例が開示されている。

ところで、最近、シングルキャリア伝送に係る技術として、ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ（ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍＳｐｒｅａｄＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）方式と呼ばれる技術が注目されている。また、この方式について、現在、３ＧＰＰ（３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎＰａｒｔｎｅｒｓｈｉｐＰｒｏｊｅｃｔ）で規格化が検討されている。

この方式は、送信信号を周波数領域で変調マッピングし、その周波数領域の変調信号を時間領域に逆変換した上で送信する送信側の技術と、２次元（空間領域＋周波数領域）ＭＭＳＥ検波を用いて送信信号を復元する受信側の技術とを組み合わせたものである。この技術を適用すると、送信信号が周波数領域で変調マッピングされるため、送信装置の消費電力（瞬間最大電力）を抑制できる。このようなシングルキャリア伝送方式の場合、ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）等のマルチキャリア伝送方式に比べてピーク電力を低く抑えることができるため、電力消費量に対する要求が厳しい携帯端末等への応用が期待されている。

Ｍａｅｄａｅｔａｌ．，"ＱＲＭ−ＭＬＤＣｏｍｂｉｎｅｄｗｉｔｈＭＭＳＥ−ＢａｓｅｄＭｕｌｔｉｐａｔｈＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅＣａｎｃｅｌｌｅｒｆｏｒＭＩＭＯＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇｉｎＢｒｏａｄｂａｎｄＤＳ−ＣＤＭＡ"，ＩＥＥＥＰＩＭＲＣ，２００４

しかしながら、ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ方式のようなＭＭＳＥ検波方式を応用した技術をＭＩＭＯシステムに適用する場合、ＭＬＤ検波方式等を適用した場合に得られるアンテナ間のダイバーシチゲインが得られないという問題がある。この問題は、所望の信号品質を得るために必要な信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を実現するために比較的大きな送信電力を要するということを意味する。つまり、高い信号品質を得ようとすると、当該技術を適用したとしても、携帯端末等に対して大きな電力負担を強いることになる。

一方、ＭＬＤ検波方式等の技術を適用する場合、アンテナ間のダイバーシチゲインが得られる分だけ、高い信号品質を得るために要求される送信電力を抑制することができる。但し、ＭＬＤ検波方式は、サブストリーム毎の信号検出に要する演算量が大きく現実的ではないため、比較的演算量の少ないＱＲＤ−ＭＬＤ方式等が一般に利用される。しかしながら、ＱＲＤ−ＭＬＤ方式等を用いるとダイバーシチゲインが得られるものの、チャネル行列の各要素に独立して発生するマルチパス干渉（以下、ＭＰＩ）の影響を十分に等化することが難しいため、マルチパス干渉による影響を受けやすい環境において信号品質が大きく低下してしまうという問題がある。

また、上記の非特許文献１には、ＤＳ−ＣＤＭＡ（ＤｉｒｅｃｔＳｅｑｕｅｎｃｅＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）方式を適用すると共にマルチコード伝送と呼ばれる多重法を用いてＤＳ（ＤｉｒｅｃｔＳｅｑｕｅｎｃｅ）処理による通信速度の低下を補償する送信側の技術と、干渉キャンセラを用いて信号分離の補助処理を施す受信側の技術とが開示されている。この技術は、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式に特有の鋭い自己相関性を利用してマルチパスを独立したパスとして扱うことで、マルチパス干渉の影響を抑制するものである。しかしながら、この方式は、マルチコード伝送の利用を前提としているため、時間領域における独立な信号の加算処理が必要になり、大きなピーク電力が発生してしまうという問題がある。従って、この技術を携帯端末のような最大送信電力が制限されている装置に対して適用することは好ましくない。また、当該技術は、各パスを経由して到来する波の到達時刻が一定でないマルチユーザＭＩＭＯシステムのような環境に適用できないという問題もある。

こうした問題に対し、ＱＲＤ−ＭＬＤ方式を基盤とし、チャネル行列をＱＲ分解して得られた上三角行列の最下行から順に、各行に対応する受信信号に対して周波数領域等化（ＦＤＥ；Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｄｏｍａｉｎＥｑｕａｌｉｚｅｒ）を施すことにより、周波数選択性を等化する方式（以下、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式）が考案された。しかしながら、周波数領域等化のために上三角行列に含まれる任意の伝達関数に等化係数を作用させると、ＱＲ分解の特性上、他の伝達関数の周波数選択性が強調されてしまうという問題がある。そのため、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式を適用したとしても、マルチパス干渉が比較的大きな環境下において、広帯域通信の場合に十分な周波数領域の等化が実現されないという問題があった。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、最尤検出に基づく多重信号の分離処理に際し、マルチパス干渉が比較的大きな環境下においても、周波数選択性を十分に等化することが可能な、新規かつ改良された受信装置、及び信号処理方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、複数のアンテナで受信した多重信号を最尤検出により分離する受信装置が提供される。当該受信装置は、レプリカ信号を用いてチャネル行列の周波数依存成分を減算する干渉成分減算部と、周波数依存成分が減算された前記チャネル行列をユニタリ行列と上又は下三角行列との積に分解する行列分解部と、前記上又は下三角行列に基づき、前記上又は下三角行列の行単位で周波数領域等化を施すことで受信サブストリーム毎に周波数選択性を等化する信号等化部とを備えることを特徴とする。

また、ＭＭＳＥ等化係数を用いて分離された前記多重信号の各サブストリーム成分に基づいて前記レプリカ信号を生成するレプリカ生成部をさらに備えていてもよい。

また、前記レプリカ生成部は、前記多重信号を分離する際に、伝送路の状況に応じて前記ＭＭＳＥ等化係数を用いるか、或いは、前記ユニタリ行列及び前記上又は下三角行列を用いるかを選択してもよい。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、複数のアンテナで受信された多重信号が最尤検出により分離される際にマルチパス干渉による影響を抑制することが可能な信号処理方法が提供される。当該信号処理方法は、レプリカ信号を用いてチャネル行列の周波数依存成分が減算される干渉成分減算ステップと、周波数依存成分が減算された前記チャネル行列がユニタリ行列と上又は下三角行列との積に分解される行列分解ステップと、前記上又は下三角行列に基づき、前記上又は下三角行列の行単位で周波数領域等化が施されて受信サブストリーム毎に周波数選択性が等化される信号等化ステップとを含むことを特徴とする。

上記の装置又は方法を適用することにより、サブストリーム毎の周波数領域等化器により除去し切れない比較的大きなマルチパス干渉成分が予め減算されるため、マルチパス干渉の影響を大きく受けやすい伝送路の状態であっても、効果的に周波数選択性を等化することが可能になる。また、マルチパス干渉キャンセリングの初回に、ＭＭＳＥ等化係数を利用した信号分離法に基づいてレプリカ信号が生成されることで、レプリカ信号の生成誤差に起因する復号特性の劣化を防止することができる。但し、２回目以降で最尤検出に基づく信号分離法が実施されるため、アンテナ間のダイバーシチゲインが得られる。

以上説明したように本発明によれば、最尤検出に基づく多重信号の分離処理に際し、マルチパス干渉が比較的大きな環境下においても、周波数選択性を十分に等化することが可能になる。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

［ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式について］
まず、本発明の好適な実施形態について説明するに先立ち、本発明に係る技術の基盤になるＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式について簡単に説明する。この方式は、シングルキャリア伝送のＭＩＭＯシステムにおける多重信号分離手段において、チャネル行列の各要素に独立して含まれる周波数選択性を等化することが可能な最尤検出技術である。

（受信装置１００の機能構成）
まず、図１を参照しながら、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る受信装置１００の機能構成について説明する。図１は、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る受信装置１００の機能構成を示す説明図である。尚、送信側の装置を明示していないが、例えば、サブストリーム毎に、誤り訂正符号化／誤り検出符号化する手段と、離散フーリエ変換する手段と、周波数領域で変調マッピングする手段と、変調信号を時間領域に逆フーリエ変換する手段とを備え、複数のアンテナを介して信号を送信するような機能構成を有するものである。

図１に示すように、受信装置１００は、複数のアンテナに加え、主に、ＦＦＴ部１０２と、乗算処理部１０４と、信号等化部１０６と、チャネル推定部１０８と、ＱＲ分解部１１０と、等化係数算出部１１２、１１４と、乗算係数算出部１１６、１１８と、ＩＤＦＴ部１２０と、ＥＤＣ部１２２と、ＬＬＲ部１２４と、Ｓ／Ｐ変換部１２６と、ＦＥＣ部１２８とにより構成される。

（ＦＦＴ部１０２、乗算処理部１０４）
ＦＦＴ部１０２は、各アンテナを介して入力された時間領域の受信信号ｙ（ｔ）を周波数領域の受信信号ｙ（ω）に変換する手段である。このとき、ＦＦＴ部１０２は、高速フーリエ変換（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）のアルゴリズムに基づいて受信信号を周波数領域の信号に変換する。ＦＦＴ部１０２により周波数領域に変換された受信信号は、乗算処理部１０４に入力される。尚、受信信号ベクトルｙは、チャネル行列Ｈを用いて下記の式（１）のように表現される。但し、ｘは送信信号ベクトルである。また、ｎは雑音項である。

乗算処理部１０４は、後述するＱＲ分解部１１０から入力されたユニタリ行列Ｑのエルミート共役Ｑ^Ｈと、ＦＦＴ部１０２から入力された受信信号ベクトルｙとの積を算出する手段である。乗算処理部１０４により算出された積Ｑ^Ｈｙは、信号等化部１０６に入力される。尚、以下の説明において、積Ｑ^Ｈｙの各要素を｛Ｑ^Ｈｙ｝（ｋ）（ｋ＝０〜３；上三角行列Ｒの下から（ｋ＋１）行目に対応）と表記する。また、積Ｑ^Ｈｙは、下記の式（２）のように表現される。

（信号等化部１０６）
信号等化部１０６は、乗算処理部１０４の出力信号と、後述する等化係数算出部１１２、１１４により算出された等化係数と、乗算係数算出部１１６、１１８により算出された乗算係数とに基づき、後述するＱＲ分解部１１０により算出された上三角行列Ｒの各要素が持つ周波数選択性を等化し、さらに、その周波数選択性を平坦化する手段である。信号等化部１０６の出力信号ＺはＩＤＦＴ部１２０に入力される。尚、信号等化部１０６が有する機能構成の詳細については後述する。

（チャネル推定部１０８、ＱＲ分解部１１０）
チャネル推定部１０８は、パイロットシンボル等に基づいて信号伝送路の状態を示すチャネル行列Ｈを推定する手段である。チャネル推定部１０８により推定されたチャネル行列Ｈは、ＱＲ分解部１１０に入力される。ＱＲ分解部１１０は、チャネル推定部１０８により推定されたチャネル行列Ｈをユニタリ行列Ｑと上三角行列Ｒとの積に分解（所謂、ＱＲ分解）する手段である。

ＱＲ分解部１１０により算出されたユニタリ行列Ｑは、乗算処理部１０４に入力される。また、ＱＲ分解部１１０により算出された上三角行列Ｒは、等化係数算出部１１２、１１４、乗算係数算出部１１６、１１８、及びＥＤＣ部１２２に入力される。尚、本稿を通し、ＱＲ分解を前提として説明するが、ＱＲ分解に代えて、ユニタリ行列Ｑと下三角行列Ｌとの積に分解するＱＬ分解を用いる変形例についても、本実施形態の技術的範囲に属することは言うまでもない。

（等化係数算出部１１２、１１４）
等化係数算出部１１２、１１４は、受信サブストリーム毎に周波数領域等化を実現するための等化係数（Ｆａ、Ｆｓ）を算出する手段である。特に、等化係数算出部１１２は、主に、後述する加算用の乗算係数Ｃａに関係する信号に対して周波数領域等化するための等化係数（以下、加算用等化係数Ｆａ）を算出する。一方、等化係数算出部１１４は、主に、後述する減算用の乗算係数Ｃｓに関係する信号に対して周波数領域等化するための等化係数（以下、減算用等化係数Ｆｓ）を算出する。但し、上三角行列Ｒの最下行に対応する乗算処理部１０４の出力信号に対しては、後述するように、乗算係数Ｃａ、Ｃｓとの関係を考慮しなくてもよい。

以下の説明において、｛Ｑ^Ｈｙ｝（ｋ）に対応する加算用等化係数Ｆａ、減算用等化係数Ｆｓを各々Ｆａ（ｋ）、Ｆｓ（ｋ）と表記する。また、加算用等化係数Ｆａ（ｋ）、減算用等化係数Ｆｓ（ｋ）は、下記の式（３）、式（４）のように表現される。但し、Ｎは、受信アンテナの本数である。また、上付きバーは、アンサンブル平均を表す。Ｓは、信号電力を表す。

（乗算係数算出部１１６、１１８）
乗算係数算出部１１６、１１８は、受信サブストリーム毎に周波数領域等化の処理を実行する前段で、乗算処理部１０４の各出力信号に対し、上三角行列Ｒの非対角要素に対応する成分を除去又は注入するための乗算係数（Ｃａ、Ｃｓ）を算出する手段である。特に、乗算係数算出部１１６は、乗算処理部１０４の各出力信号に対し、上三角行列Ｒの非対角要素に対応する成分を注入するための乗算係数（以下、加算用乗算係数Ｃａ）を算出する。一方、乗算係数算出部１１８は、乗算処理部１０４の各出力信号に対し、上三角行列Ｒの非対角要素に対応する成分を除去するための乗算係数（以下、減算用乗算係数Ｃｓ）を算出する。尚、後述するように、乗算係数算出部１１６により算出される加算用乗算係数Ｃａは、上三角行列Ｒの非対角要素に対応する信号の周波数選択性を対角要素に対応する信号の周波数選択性に近似させる効果を奏するものである。

以下の説明において、上三角行列Ｒの非対角要素Ｒ_ｉｊ（ｉ≠ｊ；ｉ，ｊ＝０〜３）に対応する加算用乗算係数Ｃａ、減算用乗算係数Ｃｓを各々Ｃａ_ｉｊ、Ｃｓ_ｉｊと表記する。また、加算用乗算係数Ｃａ_ｉｊ、減算用乗算係数Ｃｓ_ｉｊは、下記の式（５）、式（６）のように表現される。

（ＩＤＦＴ部１２０）
ＩＤＦＴ部１２０は、信号等化部１０６の各出力信号Ｚに対し、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ；ＩｎｖｅｒｓｅＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）を施して周波数領域の信号Ｚ（ω）から時間領域の信号Ｚ（ｔ）に変換する手段である。各ＩＤＦＴ部１２０の出力信号は、ＥＤＣ部１２２に入力される。

（ＥＤＣ部１２２）
ＥＤＣ部１２２は、ＩＤＦＴ部１２０により時間領域の信号に変換された信号等化部１０６の出力信号と、所定の変調方式に対応する送信シンボル候補との間のユークリッド距離（ＥｕｃｌｉｄｅａｎＤｉｓｔａｎｃｅ）を算出する手段である。但し、送信シンボル候補とは、所定の変調方式に対応する信号点配置図（コンステレーション）上の各信号点のことである。また、このユークリッド距離は、下記の式（７）で表現される評価関数により算出される。

但し、ｘｓは送信シンボル候補を示す。

尚、図中のＥＤＣ部１２２は、説明の便宜上、上三角行列Ｒの各行に対応するように各段が記載されており、例えば、最下段に記載されたＥＤＣ部１２２と上三角行列Ｒの最下行とが対応する。従って、ＥＤＣ部１２２は、最下段から順にサブストリーム毎のユークリッド距離を算出し、全サブストリームに対応する尤度が最小となる送信シンボル候補の組み合わせ（以下、推定送信信号ベクトル）を選択する。ＥＤＣ部１２２により選択された推定送信信号ベクトルはＬＬＲ部１２４に入力される。

（ＬＬＲ部１２４、Ｓ／Ｐ変換部１２６、ＦＥＣ部１２８）
ＬＬＲ部１２４は、ＥＤＣ部１２２から入力された推定送信信号ベクトルの対数尤度比（ＬＬＲ；Ｌｏｇ−ＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＲａｔｉｏ）を算出する手段である。Ｓ／Ｐ変換部１２６は、推定送信信号ベクトルをサブストリーム毎に分離する手段である。Ｓ／Ｐ変換部１２６により分離されたサブストリーム毎の推定送信信号は、ＦＥＣ部１２８に入力される。ＦＥＣ部１２８は、ＬＬＲ部１２４により算出された対数尤度比に基づいてサブストリーム毎の推定送信信号に対して誤り訂正（ＦｏｒｗａｒｄＥｒｒｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）を施し、再生データを出力する。

以上、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の受信装置１００について、その全体的な機能構成の概要を説明した。但し、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の特徴は、主に、上記で説明の詳細を省略した信号等化部１０６が有する機能構成にある。そこで、信号等化部１０６の機能構成について、より詳細な説明を加える。

（信号等化部１０６の詳細な機能構成について）
図２を参照しながら、信号等化部１０６の機能構成について、より詳細に説明する。図２は、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る信号等化部１０６の機能構成を示す説明図である。

図２に示すように、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る信号等化部１０６は、主に、ＦＤＥ部１７２、１７６、１８０、１８４と、加減算部１７４、１７８、１８２とを含む。

（第１段目の処理）
まず、信号等化部１０６は、乗算処理部１０４から入力された信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（３）を２つに分岐してＦＤＥ部１７２に入力する。ＦＤＥ部１７２は、その入力された信号の一方に対して加算用等化係数Ｆａ（３）を乗算し、その乗算結果（Ｚ（３））をＩＤＦＴ部１２０に向けて出力する。さらに、ＦＤＥ部１７２は、その入力された信号の他方に対して減算用等化係数Ｆｓ（３）を乗算する。減算用等化係数Ｆｓ（３）が乗算された信号は、分岐されて加減算部１７４、１７８、１８２に入力される。

（第２段目の処理）
次いで、信号等化部１０６は、乗算処理部１０４から入力された信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（２）を２つに分岐して加減算部１７４に入力する。加減算部１７４は、ＦＤＥ部１７２から入力された信号に加算用乗算係数Ｃａ_２３を乗算する。そして、加減算部１７４は、その乗算して得られた信号を信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（２）に加算して加算信号を生成する。同様に、加減算部１７４は、ＦＤＥ部１７２から入力された信号に減算用乗算係数Ｃｓ_２３を乗算する。そして、加減算部１７４は、その乗算して得られた信号を信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（２）から減算して減算信号を生成する。この加算信号、及び減算信号は、ＦＤＥ部１７６に入力される。

ＦＤＥ部１７６は、加減算部１７４から入力された加算信号に対し、加算用等化係数Ｆａ（２）を乗算し、その乗算結果（Ｚ（２））をＩＤＦＴ部１２０に向けて出力する。さらに、ＦＤＥ部１７６は、加減算部１７４から入力された減算信号に対し、減算用等化係数Ｆｓ（２）を乗算する。減算用等化係数Ｆｓ（２）が乗算された信号は、分岐されて加減算部１７８、１８２に入力される。

（第３段目の処理）
次いで、信号等化部１０６は、乗算処理部１０４から入力された信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（１）を２つに分岐して加減算部１７８に入力する。加減算部１７８は、ＦＤＥ部１７２から入力された信号に加算用乗算係数Ｃａ_１３を乗算する。そして、加減算部１７８は、その乗算して得られた信号を信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（１）に加算して第１の加算信号を生成する。同様に、加減算部１７８は、ＦＤＥ部１７２から入力された信号に減算用乗算係数Ｃｓ_１３を乗算する。そして、加減算部１７８は、その乗算して得られた信号を信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（１）から減算して第１の減算信号を生成する。

さらに、加減算部１７８は、ＦＤＥ部１７６から入力された信号に加算用乗算係数Ｃａ_１２を乗算する。そして、加減算部１７８は、その乗算して得られた信号を第１の加算信号に加算して第２の加算信号を生成する。同様に、加減算部１７８は、ＦＤＥ部１７６から入力された信号に減算用乗算係数Ｃｓ_１２を乗算する。そして、加減算部１７８は、その乗算して得られた信号を第１の減算信号から減算して第２の減算信号を生成する。この第２の加算信号、及び第２の減算信号は、ＦＤＥ部１８０に入力される。

ＦＤＥ部１８０は、加減算部１７８から入力された第２の加算信号に対し、加算用等化係数Ｆａ（１）を乗算し、その乗算結果（Ｚ（１））をＩＤＦＴ部１２０に向けて出力する。さらに、ＦＤＥ部１８０は、加減算部１７８から入力された第２の減算信号に対し、減算用等化係数Ｆｓ（１）を乗算する。減算用等化係数Ｆｓ（１）が乗算された信号は、分岐されて加減算部１８２に入力される。

（第４段目の処理）
次いで、信号等化部１０６は、乗算処理部１０４から入力された信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（０）を２つに分岐して加減算部１８２に入力する。加減算部１８２は、ＦＤＥ部１７２から入力された信号に加算用乗算係数Ｃａ_０３を乗算する。そして、加減算部１８２は、その乗算して得られた信号を信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（０）に加算して第１の加算信号を生成する。同様に、加減算部１８２は、ＦＤＥ部１７６から入力された信号に加算用乗算係数Ｃａ_０２を乗算する。そして、加減算部１８２は、その乗算して得られた信号を第１の加算信号に加算して第２の加算信号を生成する。さらに、加減算部１８２は、ＦＤＥ部１８０から入力された信号に加算用乗算係数Ｃａ_０１を乗算する。そして、加減算部１８２は、その乗算して得られた信号を第２の加算信号に加算して第３の加算信号を生成する。この第３の加算信号は、ＦＤＥ部１８４に入力される。

ＦＤＥ部１８４は、加減算部１８２から入力された第３の加算信号に対し、加算用等化係数Ｆａ（０）を乗算し、その乗算結果（Ｚ（０））をＩＤＦＴ部１２０に向けて出力する。信号等化部１０６による上記の処理を施すことにより、上三角行列Ｒの各要素が独立に有する周波数選択性を等化することができる。この様子を示したのが図３である。

（信号等化部１０６の処理による効果について）
ここで、図３を参照しながら、信号等化部１０６の処理による効果について簡単に説明する。図３は、信号等化部１０６の第３段目で実行される等化処理の効果を示す説明図である。尚、第３段目の処理を例に挙げて説明するが他段の処理についても同様である。

まず、図３の（ＩＮ）を参照する。（ＩＮ）は、上三角行列Ｒの下から第３行目に対応する要素Ｒ_１１、Ｒ_２１、Ｒ_３１の周波数特性を模式的に示すものである。（ＩＮ）に示すように、要素Ｒ_１１、Ｒ_２１、Ｒ_３１は、それぞれ独立の周波数特性を有している。そのため、乗算処理部１０４から入力される信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（３）は、サブストリーム毎に独立した周波数選択性を有している。

次に、図３の（Ａ１）を参照する。（Ａ１）は、第１の加算信号における上三角行列Ｒの要素Ｒ_１１、Ｒ_２１、Ｒ_３１の周波数特性を模式的に示すものである。（Ａ１）に示すように、第１段目の出力信号に加算用乗算係数Ｃａ_１３を乗算して得られた信号を信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（３）に加算することで、要素Ｒ_３１の周波数特性が要素Ｒ_１１と同様の周波数特性に補正される効果を得ることができる。

次に、図３の（Ａ２）を参照すると、第２段目の出力信号に加算用乗算係数Ｃａ_１２を乗算して得られた信号が更に加算されることで、要素Ｒ_２１の周波数特性が要素Ｒ_１１と同様の周波数特性に補正される効果を得ることができる。最後に、その出力信号に加算用等化係数Ｆａ（１）が乗算されることで、（Ａ３）に示すように、要素Ｒ_１１、Ｒ_２１、Ｒ_３１の周波数特性が平坦化される効果を得ることができる。

次に、図３の（Ｓ１）（Ｓ２）（Ｓ３）を参照する。（Ｓ１）は、第１段目の出力信号に減算用乗算係数Ｃｓ_１３を乗算して得られた信号を信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（３）から減算した信号の周波数特性である。同様に、（Ｓ２）は、その信号から、第２段目の出力信号に減算用乗算係数Ｃｓ_１２を乗算して得られた信号を減算した信号の周波数特性である。つまり、（Ｓ１）（Ｓ２）では、上三角行列Ｒの非対角要素に対応する信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（３）の各成分が除去されている。最後に、減算用等化係数Ｆｓ（１）が乗算されて、上三角行列Ｒの対角要素に対応する信号成分が平坦化される。

以上説明した通り、信号等化部１０６は、上三角行列Ｒの各要素に独立して含まれる周波数選択性を等化することができる。その結果、シングルキャリア伝送方式のＭＩＭＯシステムにおいて、マルチパス干渉による影響を効果的に抑制することが可能になる。また、最尤検出に基づく信号分離方式であるため、ダイバーシチゲインが得られることで高いＳＮ比が実現され、結果として最大消費電力を低減させることが可能になる。但し、各段で実行される等化処理により、他段で処理されるサブストリームの周波数選択性が強調されるため、マルチパス干渉の影響が大きい場合には十分に除去できない場合がある。

＜第１実施形態＞
次に、本発明の第１実施形態について説明する。本実施形態は、上記のＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式を基盤とし、信号等化処理の前段で、繰り返し処理によるマルチパス干渉の除去処理を実行する点に特徴がある。これは、マルチパス干渉による影響が大きな広帯域伝送等の場合においても、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の利点を生かせるようにするものである。

［受信装置２００の機能構成］
まず、図４を参照しながら、本実施形態に係る受信装置２００の機能構成について説明する。図４は、本実施形態に係る受信装置２００の機能構成を示す説明図である。尚、上記のＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る受信装置１００と実質的に同一の機能を有する構成要素については、同一の符号を付することにより詳細な説明を省略する。

図４に示すように、受信装置２００は、主に、ＦＦＴ部１０２と、マルチパス干渉除去部２０２と、乗算処理部１０４と、信号等化部１０６と、チャネル推定部１０８と、ＱＲ分解部１１０と、等化係数算出部１１２、１１４と、乗算係数算出部１１６、１１８と、ＩＤＦＴ部１２０と、ＥＤＣ部１２２と、ＬＬＲ部１２４と、Ｓ／Ｐ変換部１２６と、ＦＥＣ部１２８と、制御部２０４と、変調部２０６と、ＤＦＴ部２０８とにより構成される。上記の受信装置１００との主な構成上の相違点は、マルチパス干渉除去部２０２、制御部２０４、変調部２０６、及びＤＦＴ部２０８である。そこで、これらの相違点を中心に説明する。

（制御部２０４、変調部２０６、ＤＦＴ部２０８）
制御部２０４は、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の受信装置１００と実質的に同一の処理に基づいて再生された再生データを用いて送信レプリカ信号ｘ’を生成するように制御する手段である。まず、ＦＥＣ部１２８から出力された再生データが変調部２０６に入力されて時間領域の送信レプリカ信号ｘ’（ｔ）が生成される。次いで、時間領域の信号レプリカ信号ｘ’（ｔ）は、ＤＦＴ部２０８に入力されて周波数領域の送信レプリカ信号ｘ’（ω）に変換される。この周波数領域の送信レプリカ信号ｘ’（ω）は、マルチパス干渉除去部２０２、及び乗算処理部１０４に入力される。

（マルチパス干渉除去部２０２）
マルチパス干渉除去部２０２は、ＦＦＴ部１０２から入力された周波数領域の受信信号に含まれるマルチパス干渉の影響を繰り返し処理により除去する手段である。マルチパス干渉除去部２０２は、下記の式（８）に示すように、ＤＦＴ部２０８から出力された送信レプリカ信号ｘ’を用いてチャネル行列Ｈの周波数依存成分ΔＨ（ω）を減算することで周波数選択性を除去する。但し、送信レプリカ信号ｘ’には、誤差が含まれることがあり、送信信号ｘと送信レプリカ信号ｘ’とが一致せずに周波数選択性が残留する可能性がある。しかし、この残留した周波数選択性（又は残留マルチパス干渉）は、後段の信号等化部１０６によって除去される。尚、Ｈ_ａｖは、周波数領域におけるチャネル行列Ｈの平均を表す。

図５にマルチパス干渉除去部２０２の機能構成を示した。図５に示すように、マルチパス干渉除去部２０２は、受信サブストリーム毎に減算部２３２、２３４、２３６、２３８を有する。各減算部２３２、２３４、２３６、２３８では、送信レプリカ信号ｘ’に基づいて生成された減算信号ｄｒｙ（ｋ）＝｛ΔＨ（ω）ｘ’｝（ｋ）（ｋ＝０〜３）を受信信号ｙ（ｋ）から減算する処理（ｙ（ｋ）−ｄｒｙ（ｋ））が施される。

上記のような再生データの出力、送信レプリカ信号の生成、及びマルチパス干渉の除去等の処理が全てのサブストリームについて誤りなしと判定されるまで繰り返される。誤りの有無は、各サブストリームについて巡回冗長検査（ＣＲＣ；ＣｙｃｌｉｃＲｅｄｕｎｄａｎｃｙＣｈｅｃｋ）を実施することで判明する。また、この繰り返し処理は、送信側に再送を促すことで、所定の処理遅延時間に到達した際に繰り返し処理を終了してもよい。

（制御部２０４の詳細な機能構成について）
ここで、制御部２０４の詳細な機能構成について説明を加える。制御部２０４は、伝送路の状況や再生データの復号品質を監視しながら、マルチパス干渉除去部２０２の動作を制御する。チャネル行列Ｈの平均値Ｈ_ａｖは、例えば、周波数帯域内での位相や振幅等の変化に応じて零又は非常に低いレベルとなる場合がある。こうした場合において、制御部２０４は、チャネル行列Ｈの平均値Ｈ_ａｖを算出するための平均化手法を変更する。例えば、制御部２０４は、平均化手法として周波数領域内での電力重み付け平均を用いたり、或いは、時間領域（インパルス応答）内で最大レベルを有するパスの伝達関数を平均値Ｈ_ａｖに代えて適用してもよい。制御部２０４は、こうした手法を伝送路の状況に応じて変化させることができる。

制御部２０４は、平均化手法を決定すると、チャネル行列Ｈの平均値Ｈ_ａｖ、及び周波数依存成分ΔＨ（ω）を算出する。次いで、制御部２０４は、送信レプリカ信号ｘ’を用いて、上記の式（８）で表現される減算処理をマルチパス干渉除去部２０２に実行させる。また、制御部２０４は、ＱＲ分解部１１０に対してチャネル行列Ｈの平均値Ｈ_ａｖに対するＱＲ分解を実行させる。また、制御部２０４は、信号等化部３０２に対し、周波数依存成分ΔＨ（ω）の残留成分について周波数領域等化の処理を実行させる。

さらに、制御部２０４は、送信レプリカ信号ｘ’が正しく生成されない場合を想定し、サブストリーム毎に重み付けをしてもよい。実際、変調方式毎に所望の品質を得るために要する信号電力対雑音・干渉電力比（ＳＩＮＲ）が異なるため、変調方式毎に復号後の信号品質が異なる可能性がある。但し、この復号品質は、軟値ビットの絶対値平均（例えば、Σ｜ｔａｎｈ（ＬＬＲ）｜等）から推測が可能である。そこで、この推測値を用いてサブストリーム毎の送信レプリカ信号ｘ’に重み付けを付与することにより、低品質の送信レプリカ信号に起因する復号品質の劣化を緩和することができる。

例えば、ＱＰＳＫがストリーム番号１に割り当てられ、６４ＱＡＭがストリーム番号２に割り当てられている場合を考える。この場合、ＱＰＳＫ（ストリーム番号１）に重み１．０を付与し、６４ＱＡＭ（ストリーム番号２）に重み０．５（＜１．０）を付与することで、誤りやすいストリーム（６４ＱＡＭ）のレベルを低減させ、復号品質の劣化を緩和することができる。尚、制御部２０４は、サブストリーム毎の重みをＤＦＴの周期で変更してもよいし、或いは、誤り訂正符号の１区間で変更してもよい。

（第１実施形態のまとめ）
以上、本実施形態に係る受信装置２００の機能構成、及び信号処理方法について説明した。上記の方法は、繰り返し復号を前提とし、２回目以降の繰り返し復号処理において、周波数領域におけるマルチパス干渉の除去処理をする点に特徴がある。また、マルチパス干渉の除去後に出力される信号に対してＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の信号等化処理を施す。この処理に係る制御は、伝送路の状況や復号品質に応じて適応的に実行される。

上記の装置及び方法を用いると、送信側に高い電力負担を強いずに最尤検出に際してマルチパス干渉の抑圧が実現される。その結果、高速パケット伝送の際に、その高速性を犠牲にすることなく通信品質を改善できる。また、最尤検出による受信アンテナ間のダイバーシチゲインを得ることができるため、ＭＭＳＥ方式よりも大幅な信号特性の改善が見込まれる。結果として、所望の通信品質を得るために要する送信電力が低減され、携帯端末のバッテリ持続時間を延ばすことにも繋がる。また、下り回線で考えれば、インフラ設備の省電力化が実現される。もちろん、電波到達距離が延びるという効果も得られる。

（シミュレーション結果）
図６に、本実施形態に係る受信特性のシミュレーション結果を示す。尚、シミュレーションの条件は、３ＧＰＰにて規格化が進められているＥｖｏｌｖｅｄＵＴＲＡａｎｄＵＴＲＡＮ（通称ＬＴＥ：ＬｏｎｇＴｅｒｍＥｖｏｌｕｔｉｏｎ）を基準にしている。また、チャネル符号にターボ符号を用いるターボインターリーバの構成を採用した。この構成は、送信側のＤＦＴ前段でインタリーバを適用し、受信側のターボ復号前にデインタリーバを適用するものである。当該構成を採用すると、サブストリーム間の相関を低減させることが可能になるため、受信特性の向上が期待できる。本シミュレーションにおいて、ターボ符号は、拘束長４、最大繰り返し復号回数を７回とした。

また、図６には、比較のため、本実施形態に係る方式（＋ＭＰＩＣと表示）の他に、ＳＣ−ＭＭＳＥ（Ｓｏｆｔ−ＣａｎｓｅｌＭＭＳＥ）の特性、及びＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の特性を記載した。図６に示すように、本実施形態に係る方式は、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に比べ、パケット誤り率（ＰＥＲ；ＰａｃｋｅｔＥｒｒｏｒＲａｔｅ）０．１においてＳＮＲが約１．８ｄＢ程度改善されている。また、ＰＥＲが０．１以下では、ＳＣ−ＭＭＳＥ方式に比べて大幅な特性改善が実現されている。

＜第２実施形態＞
次に、本発明に係る第２実施形態について説明する。本実施形態は、ＱＲ分解に起因する周波数選択性の強調効果を回避するために、繰り返し処理の初回において、ＭＭＳＥ基準の等化係数を利用し、次回以降にＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る処理を実行する点に特徴がある。従って、上記の第１実施形態と本実施形態とは、図７に示す乗算処理部１０４、及び信号等化部３０２に与えられる係数と、信号等化部３０２による実質的な処理の流れが主に相違する。そこで、図７を参照しながら、これらの相違点を中心に説明する。

（問題提起）
既に述べた通り、ＱＲ分解を用いることで周波数領域等化の際に周波数選択性が強調されるという問題がある。この問題は、当該技術を広帯域通信に適用することで周波数選択性が激しくなる可能性を示唆するものである。例えば、ＱＲ分解に基づく信号分離法を適用した後で周波数領域等化を実施する場合、雑音強調を抑制するために周波数選択性が補正されない可能性が高まる。そのため、残留マルチパス干渉が増大し、繰り返し復号の初回における復号性能の低下を招く結果となる。そこで、本実施形態では、繰り返し復号の初回だけ、ＭＭＳＥ基準の等化係数に基づいて周波数領域における等化処理を実施し、その結果得られるレプリカ信号を用いて次回以降の処理を継続する方式を提案する。

［受信装置３００の機能構成］
まず、図７を参照しながら、本実施形態に係る受信装置３００の機能構成について説明する。図７は、本実施形態に係る受信装置３００の機能構成を示す説明図である。

図７に示すように、受信装置３００は、主に、ＦＦＴ部１０２と、マルチパス干渉除去部２０２と、乗算処理部１０４と、信号等化部３０２と、チャネル推定部１０８と、ＱＲ分解部１１０と、等化係数算出部１１２、１１４と、乗算係数算出部１１６、１１８と、ＩＤＦＴ部１２０と、ＥＤＣ部１２２と、ＬＬＲ部１２４と、Ｓ／Ｐ変換部１２６と、ＦＥＣ部１２８と、制御部３０４と、変調部２０６と、ＤＦＴ部２０８とにより構成される。上記の受信装置２００との主な構成上の相違点は、信号等化部３０２、及び制御部３０４にある。

（信号等化部３０２、制御部３０４）
信号等化部３０２は、第１実施形態における信号等化部１０６と同様に、上三角行列の各行に対応する受信サブストリームに対し、上三角行列の最下行から順に行単位で周波数領域等化を施すことにより、上三角行列の各要素に独立して発生する周波数選択性を等化させる手段である。但し、信号等化部３０２は、後述するＭＭＳＥ基準の等化係数を利用して信号等化することができる。

尚、ＭＭＳＥ基準の等化係数は、制御部３０４により算出され、乗算処理部１０４、及び信号等化部３０２に入力される。乗算処理部１０４は、ユニタリ行列Ｑ^Ｈに代えて、下記の式（９）で表現されるＭＭＳＥ基準の等化係数Ｗを受信信号に乗算する。また、信号等化部３０２は、上三角行列Ｒに代えて、ＭＭＳＥ基準の等化係数Ｗとチャネル行列Ｈとの積ＷＨの対角成分で形成される対角行列を用いて等化処理を実行する。

制御部３０４は、マルチパス干渉除去部２０２で用いる送信レプリカ信号が最初に生成される際に、上記の式（９）で表現されるＭＭＳＥ基準の等化係数に基づく等化処理を実行させる。また、マルチパス干渉除去部２０２による処理が施された後において、制御部３０４は、ＭＭＳＥ基準の等化係数に基づく等化処理から、ＱＲ分解に基づく等化処理に切り替えるように、乗算処理部１０４、及び信号等化部３０２を制御する。尚、当該制御は、等化係数を変更することで実現される。

上記の制御により、上三角行列Ｒの右下に位置する要素のレベル低下が著しい等の理由でＱＲ分解に基づく最尤復号の特性が悪い場合に特性を改善することが可能になる。但し、ＭＭＳＥ基準で等化処理を実行すると、受信ダイバーシチゲインが低下してしまう。しかし、理論的にサブストリームが直交化され、これに付随してサブストリーム間のマルチパス干渉が高々雑音レベル程度まで抑制されるため、マルチパス干渉がダイバーシチ効果を上回るような劣悪な状況において、ＭＭＳＥ基準を適用する方が受信装置全体としての性能を向上させることができる。

また、繰り返し処理の２段目以降において、ＱＲ分解基準の等化処理に切り替えることにより、受信ダイバーシチ効果を得ることができる。そのため、更なる特性の改善が実現される。結果として、所望の受信品質を得るために必要なＳＮＲが低減され、端末装置の省電力化、或いは、基地局が提供するサービスエリアの拡大等の効果が得られる。さらに、本実施形態に係る技術を応用することで、ＭＭＳＥ基準のみに基づく判定帰還型復調方式において、繰り返し復号回数を低減する事もできる。その結果、回路規模の削減又は処理遅延時間の大幅な削減効果を得ることが可能になり、インフラコストが削減され、移動通信サービスの提供コストが低減されるといった経済的な効果も見込める。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

例えば、各実施形態の説明において、受信アンテナ数Ｎを４本に設定して説明したが、これに限定されず、Ｎ≧２の任意の本数であってもよい。

ところで、周波数領域等化は、その係数の分母に含まれる固定値に応じて特性が大きく変化する。そこで、ＳＮＲのみを考慮するのではなく、無線通信帯域幅に応じた係数を固定値に設定してもよい。また、上三角行列Ｒの成分から推測されるマルチパス干渉項を固定値に付加してもよい。

また、ＱＲ分解にＭＭＳＥの概念を追加した擬似逆ＭＭＳＥ基準（Ｐｓｅｕｄｏ−ｉｎｖｅｒｓｅＭＭＳＥ）と呼ばれる方式が報告されているが、本発明に係る技術を当該疑似逆ＭＭＳＥ基準に適用させることも可能である。尚、本発明に係る技術は、マルチパス干渉が問題となるシングルキャリア通信方式に対して広く適用可能である。例えば、ＩＦＤＭＡ（ＩｎｔｅｒｌｅａｖｅｄＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｏｍａｉｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）や、ＶＳＣＲＦ−ＣＤＭＡ（ＶａｒｉａｂｌｅＳｐｒｅａｄｉｎｇＣｈｉｐＲｅｐｅｔｉｔｉｏｎＦａｃｔｏｒ−ＣＤＭＡ）に係る無線通信方式、或いは、上位スケジューリング機能によって極めて短い時間を各ユーザに割り当て、他セルやセクタとの間の同一チャネル間干渉を低減させるような高速パケット伝送方式に係る無線通信システム等に適用される。

ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る受信装置の機能構成を示す説明図である。同方式に係る信号等化部の機能構成を示す説明図である。同方式の信号等化部による周波数選択性除去の様子を示す説明図である。本発明の第１実施形態に係る受信装置の機能構成を示す説明図である。同実施形態に係るマルチパス干渉除去部の機能構成を示す説明図である。本発明の実施形態に係る受信装置による効果を示す説明図である。本発明の第２実施形態に係る受信装置の機能構成を示す説明図である。

符号の説明

１００、２００、３００受信装置
１０２ＦＦＴ部
１０４乗算処理部
１０６信号等化部
１０８チャネル推定部
１１０ＱＲ分解部
１１２、１１４等化係数算出部
１１６、１１８乗算係数算出部
１２０ＩＤＦＴ部
１２２ＥＤＣ部
１２４ＬＬＲ部
１２６Ｓ／Ｐ変換部
１２８ＦＥＣ部
１７２、１７６、１８０、１８４ＦＤＥ部
１７４、１７８、１８２加減算部
２０２マルチパス干渉除去部
２０４制御部
２０６変調部
２０８ＤＦＴ部
３０２信号等化部
３０４制御部

Claims

複数のアンテナで受信した多重信号を最尤検出により分離する受信装置であって、
レプリカ信号を用いてチャネル行列の周波数依存成分を減算する干渉成分減算部と、
周波数依存成分が減算された前記チャネル行列をユニタリ行列と上又は下三角行列との積に分解する行列分解部と、
前記上又は下三角行列に基づき、当該上又は下三角行列の行単位で周波数領域等化を施すことで受信サブストリーム毎に周波数選択性を等化する信号等化部と、
を備えることを特徴とする、受信装置。
ＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎＳｑｕａｒｅｄＥｒｒｏｒ）等化係数を用いて分離された前記多重信号の各サブストリーム成分に基づいて前記レプリカ信号を生成するレプリカ生成部をさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
前記レプリカ生成部は、前記多重信号を分離する際に、伝送路の状況に応じて前記ＭＭＳＥ等化係数を用いるか、或いは、前記ユニタリ行列及び前記上又は下三角行列を用いるかを選択することを特徴とする、請求項２に記載の受信装置。
複数のアンテナで受信された多重信号が最尤検出により分離される際にマルチパス干渉による影響を抑制することが可能な信号処理方法であって、
レプリカ信号を用いてチャネル行列の周波数依存成分が減算される干渉成分減算ステップと、
周波数依存成分が減算された前記チャネル行列がユニタリ行列と上又は下三角行列との積に分解される行列分解ステップと、
前記上又は下三角行列に基づき、当該上又は下三角行列の行単位で周波数領域等化が施されて受信サブストリーム毎に周波数選択性が等化される信号等化ステップと、
を含むことを特徴とする、信号処理方法。