KR100586343B1 - 향상된 터보 코드 기반 증분 리던던시 - Google Patents

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Abstract

증분 리던던시에 기초한 개선된 터보 코드는 제1 전송을 위한 데이터 스트림을 펑처링하여 한 세트의 제1 펑처링되지 않은 격자 섹션을 제공한다. 다음 단계(104)는 제2 전송을 위한 데이터 스트림을 펑처링하여 한 세트의 제2 펑처링되지 않은 격자 섹션을 제공한다. 다음 단계(106)는 상기 격자들의 제1 및 제2 전송을 증분 리던던시 결합하여 서로 인접하지 않은 제1 및 제2 격자 섹션을 제공한다. 상기 구성은 펑처링된 비트와 펑처링되지 않은 비트의 균일한 분포가 되어 보다 낮은 에러를 제공하게 된다.
증분 리던던시, 펑처링, 격자 섹션, 데이터 스트림, 터보 코드

Description

향상된 터보 코드 기반 증분 리던던시{IMPROVED TURBO CODE BASED INCREMENTAL REDUNDANCY}
본 발명은 전반적으로 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 터보 코딩 통신 시스템에서의 코딩에 관한 것이다.
전송된 정보를 에러로부터 보호하기 위해서 디지털 통신 시스템에서는 컨볼루션 코드가 종종 사용되고 있다. 이러한 통신 시스템으로는 다이렉트 시퀀스 코드 분할 다중 접속(DS-CDMA) 표준 IS-95, 모바일 통신용 글로벌 시스템(GSM), 및 차세대 광대역 통신 시스템을 포함한다. 통상, 이들 시스템에서, 신호는 전송된 아웃고잉 코드 벡터로 컨볼루션 코딩된다. 수신기에서, 당업계에 공지된 비터비(Viterbi) 디코더 등의 디코더는 격자(trellis) 구조를 사용하여 최대 확률 기준에 기초한 전송 신호 비트의 최적 탐색을 수행한다.
보다 최근에는, 종래의 코딩 기술을 뛰어넘은 터보 코드가 개발되었다. 터보 코드는 둘 이상의 반복적 시스템 컨볼루션 코드와 터보 인터리버로 통상 이루어진다. 따라서, 터보 디코딩은 반복적이고, 소프트 출력 디코더를 사용하여 개별 컨볼루션 코드를 디코딩한다. 이러한 디코드들의 소프트 출력은 디코딩 프로시저에서 수렴된 최종 결과에 반복적으로 접근하도록 사용된다.
도 1은 하나의 인터리버와 두개의 구성 코드로 구성된 통상의 터보 인코더의 개략도를 나타내며, 이는 반복적 시스템 컨볼루션(RSC) 코드이지만, 또한 블록 코드일 수도 있다. 터보 인코더는 인터리버(π)를 사이에 두고 두개의 RSC가 병렬 접합(concatenation)된 것으로 도시되어 있다. 터보 인코더의 출력은 두 인코더로부터 패리티 비트 p 1 과 p 2 와 시스템 정보 비트 x s 를 다중화(접합)하여 생성된다. 통상, 패리티 비트는 제1 전송을 위해 일정한 방식으로 펑처링되고 결합되어 코드 레이트를 증가시킨다. 펑처링 메커니즘은 레이트 매칭 블록에서 발생한다. 후속 전송이 허용되고 다른 펑처링을 갖는 전송이 수신기에서 결합될 수 있다면, 펑처링은 또한 시스템 비트 상에서 수행될 수 있다.
통상, 인코딩된 데이터는 수신기에 전송되며, 이 수신기는 통상 터보 코드에 의해 제공되는 에러 정정을 사용하며, 그 후에는 통상 CRC 코드에 의해 제공되는 에러 검출이 뒤따른다. 에러가 검출되면, 수신기는 예를 들어 기지국과 같은 송신기가 자동 반복 요청(ARQ)을 사용하여 데이터를 재전송하도록 요구할 수 있다. 즉, 수신기가 데이터 비트를 제 때에 분해(resolve)할 수 없으면, 라디오는 송신기에 처음 것과 동일한 전송이거나, 혹은 처음 전송과는 상이하게 펑처링되지만 동일한 메시지에 기초하여(즉, 터보 인코더에 입력된 동일한 정보 비트 시퀀스에 기초하여) 인코딩된 것을 재전송하도록 요청한다. 이러한 프로세스는 ARQ 메커니즘을 통해 에러 탐지 피드백과 결합된 하이브리드 형태의 에러 정정을 가지기 때문에, 통상 하이브리드 자동 반복 요청(HARQ)이라고 한다.
HARQ의 두개의 공지된 형태는 체이스 결합(Chase combining) 및 증분 리던던시(IR)이다. 또한, IR 방식은 전체 또는 부분적일 수 있다. 체이스 결합은 HARQ의 간략 형태이며, 여기서는 수신기가 단순히 원래의 코드워드에 대한 재전송을 다시 요구한다. IR은 보다 많거나 다른 패리티 비트(이전 전송 동안에 있었던 것보다)를 사용하여 코드워드의 재전송을 제공하며 전체 결합 코드 레이트를 낮춘다는 점에서 보다 복잡하다. 패리티 비트의 반복 또는 펑처링 패턴은 공지된 통상의 코드 펑처링 행렬 또는 레이트 정합 알고리즘을 사용하여 물리 채널의 코드 레이트를 유지하는 것으로 정의될 수 있다. 그러나, 이전의 레이트 정합 알고리즘은 직교성이 유지되더라도(즉, 각 전송이 다른 전송에는 포함되지 않는 고유 비트를 포함하는 경우에도) 증분 리던던시 후의 균일한(homogeneous) 펑처링 패턴을 유지하지는 않기 때문에, 필요한 프레임 에러 레이트(FER)보다 높은 프레임 에러 레이트를 제공한다. 특히, 기존 레이트 정합 알고리즘은 사용되고 있는 리던던시 버전에 따라 서로 다른 에러 성능저하를 제공한다. 더욱이, HARQ에 대한 리던던시 파라미터를 결정하는 방법은 없다.
통합(unified) 펑처링 방식을 사용하는 개선된 터보 코더가 요구되며, 이는 증분 리던던시 기술을 사용하여 개선된 프레임 레이트를 제공함으로써, 직교 리던던시 버전을 전송하는 경우에 이용가능하며, 그 결합이 디코더 격자를 통틀해 균일한 펑처링 패턴이 되도록 한다. 또한, 이용가능한 임의의 리던던시 버전을 사용하여 이러한 개선을 제공하는 장점이 있다. 또한, 터보 코더에 최소한의 계산 복잡성을 제공하는 리던던시 파라미터를 결정하는 기술을 제공하는 이점이 있다.
여기서 신규한 것으로 간주되는 본 발명의 특징은 첨부된 청구항에서 특히 상세히 설명된다. 본 발명의 또다른 목적 및 이점은, 첨부 도면과 연계하여 설명하고 있는 하기의 설명을 참조함으로써 보다 잘 이해될 수 있으며, 도면에 있어서 동일 부호는 동일한 구성요소를 나타낸다.
도 1은 당업계에 공지된 터보 인코더를 간략하게 나타낸 블록도.
도 2는 종래의 코딩 구조를 간략하게 나타낸 간략 흐름도.
도 3은 본 발명에 따른 코딩 장치를 간략하게 나타낸 흐름도.
도 4는 도 3의 레이트 정합을 간략하게 나타낸 흐름도.
도 5는 종래의 펑처링을 간략하게 나타낸 그래픽 표현.
도 6은 본 발명에 따른 펑처링을 간략하게 나타낸 그래픽 표현.
도 7은 본 발명에 의해 제공되는 개선의 그래픽 표현.
도 8은 본 발명에 따른 비트 우선순위 매핑을 나타낸 도면.
도 9는 본 발명에 따른 블록 인터리버 관리를 나타낸 도면.
도 10은 본 발명에 따른 방법을 간략하게 나타낸 흐름도.
본 발명은 단일, 통합 펑처링 방식을 사용하여 ARQ 결합의 형태로서 체이스 및 증분 리던던시(IR)를 지원하는 터보 코더에 대한 방법 및 장치를 제공한다. 특히, 본 발명은 펑처링에 있어서의 개선된 레이트 정합 기술을 사용한다. 레이트 정합의 속성은 인코딩된 격자를 통틀어 분산된 규칙적인 펑처링이 되도록 하여 우 수한 코드 성능을 확보하는 것이다. 본 발명의 펑처링 접근법은 프레임 에러의 증가 없이 임의의 선택된 리던던시 버전을 채택한 경우에 직교성을 유지할 뿐만 아니라 구현이 용이하다는 장점이 있다.
애플리케이션에서, 3세대 파트너십 프로젝트(3GGP) UTRA(UMTS 지상 무선 접속) 또는 광대역 코드 분할 다중 접속(WCDMA) 시스템의 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA) 특성은 적응형 변조 및 코딩을 특징으로 하고 레이트-1/3 터보 코드에 적용된 증분 리던던시(IR) 방법에 기초하여 하이브리드-ARQ 방식을 세부화한다. 본 발명은 셀룰러 무선 통신 장치 등의 사용자 장비(UE)에서 증분 리던던시를 사용하여 고속 다운링크 공유 채널(HS-DSCH) 코딩 변조를 정의한다. 본 발명은 IR을 HSDPA에 적용하는 특정 방법을 개시한다.
IR 방법은 당업계에 공지되어 있으며 GSM 평가를 위한 개선된 데이터(EDGE)와 같은 시스템에 적용된 바 있다. 그러나, HSDPA 문제점은, 모든 가능한 코딩 레이트가 지원되어야 하며, 일부 경우에서는 특정 조건인 동일 크기의 재전송에서만 직교 전송이 가능하다는 점에서 신규하다. 더욱이, 본 발명은 HARQ 프로세서에 이용가능한 소프트 메트릭 로케이션(SML) 또는 이용가능한 코딩 심볼 메모리에 따른 최종 코딩 레이트에서의 변화를 가능하게 한다. 또한, 본 발명과는 달리, EDGE와 같은 종래 시스템에서는 터보 코드 대신 컨벌루션 코드를 사용하며, 서로 다른 수의 리던던시 버전을 지원하였다.
본 발명은 HSDPA에 적용가능한 플렉서블 IR 펑처링 방식을 제공한다. 특히, 본 발명의 펑처링 방식은 레이트 정합 펑처링 기술의 신규한 구현을 사용하여 가능 한 리던던시 버전의 변경가능한 세트를 지원한다. 종래의 레이트 정합을 위한 구현에서는 개별 패리티 비트 스트림에서 직교 펑처링 패턴을 제공하지만 컴포지트 패리티 전송 시에 균일한 패턴의(그리고 직교인) 펑처링 방식을 제공하고 있지 않다. 사용된 서로 다른 리던던시 버전에 대한 FER을 증대시킨다. 본 발명은 리던던시 버전들 간의 직교성을 유지함으로써 이들 문제를 해결하며 컴포지트 IR 결합 격자를 통틀어 균일한 간격(즉, 균일하게 이격된 펑처링되지 않은 격자 섹션)을 제공한다. 이는 패리티와 시스템 비트의 펑처링을 포함할 수 있다. 더욱이, 본 발명은 후술하는 바와 같이 리던던시 파라미터를 선택하는 방법을 제공한다.
도 2는 여기서 참조로서 통합되는 3GPP 사양 프로토콜의 섹션 4.2 "Technical Specification Group Radio Access Network; Multiplexing and Channel Coding(FDD)(릴리스 1999)", TS 25.212 v3.5.0(2000-12)에 따른 고속 다운링크 패킷 접속(HSDPA)에 대한 기존의 기준 채널 코딩 모델을 나타낸다. 데이터는 단일 트랜스포트 블록으로부터 입력된다. 이러한 스트림에 순환 리던던시 검사(CRC)가 추가되며(202), 그후 이 흐름은 세그먼트되어(204) NCB 코드 블록을 생성한다(206). 이들 블록(200 내지 206)의 상세한 기능은 TS 25.212에 기술되어 있다. 이때, 각 크드 블록은 사용된 펑처링 및 증분 리던던시에 따라 채널 코딩(208)과 레이트 정합(210)이 개별적으로 행해진다. 그 후, 이 블록들은 물리 채널 세그먼트화(212), 인터리빙(214) 및 물리 채널 정합(216)이 행해지며, 여기서 물리 채널 1 내지 K가 출력된다.
도 3은 본 발명에 따른 HSDPA 터보 코더에 대한 채널 코딩 모델을 나타낸다. 처음 네개의 연산(트랜스포트 블록 접합(200), CRC 추가(202), 코드 블록 세그먼트화(204), 채널 코딩(208))이 상술한 3GPP 프로토콜에 따라 진행된다. 바람직하게는, 채널 코딩(208)은 입력 데이터 스트림을 레이트-1/3 터보 인코딩 펑션에서 시스템 비트와 패리티 비트를 코딩하도록 동작가능한 채널 코더에 따라 진행한다. 또한, 마지막 세 단계(물리 채널 세그먼트화(312)), (심볼) 인터리버(314), 및 물리 채널 매핑(316))는 또한 비트 대신 심볼에 대한 연산을 제외하면 3GPP 프로토콜과 유사하게 진행한다. 본 발명은 리던던시 버전 선택기(309), 레이트 정합/증분 리던던시 블록(310), 및 선택적 비트 우선순위 매퍼/인터리버(311)에서 도 4에 설명된 바와 같이 발생한다.
HARQ의 기능은 두개의 레이트 정합 스테이지를 사용한다. 정합 블록(310)은 채널 코더(208) 출력의 비트 수를 인입되는 시스템, 패리티 1 및 패리티 2 비트를 반복 또는 펑처링하여 HS-DSCH 물리 채널의 총 비트수에 정합시키고, 리던던시 버전(RV)에 의해 제어된다. 레이트 정합 알고리즘은 리던던시 버전의 파라미터에 따라, 서로 다른 세트의 시스템 및 패리티 입력 비트에 상이하게 적용된다. 레이트 정합 블록(310)은 제1 전송을 위한 데이터 스트림(패리티 및 시스템 비트를 포함 가능)을 펑처링하여 한 세트의 제1 펑처링되지 않은 격자 섹션을 제공하고 데이터 스트림을 펑처링한다. 리던던시 버전 선택기(309)는 레이트 정합 블록(310)에 결합되어 레이트 정합 파라미터를 이에 제공한다. 레이트 정합 블록(310)은 증분 리 던던시를 제공하여 데이터 스트림 격자의 제1 및 제2 전송을 결합하여, 서로 인접하지 않은 제1 및 제2 펑처링되지 않은 격자 섹션을 제공한다.
제1 레이트 정합 스테이지(316)는 입력 비트의 개수를 사용자 장비에서 이용가능한 소프트 비트의 개수에 정합시킨다. 사용자 장비에서 이용가능한 소프트 비트의 개수가 채널 인코더(208)로부터 출력된 비트의 개수 이상이면, 모든 비트가 저장될 수 있고 제1 레이트 정합 스테이지는 투명(transparent)하게 된다. 그러나, 통상적으로는 사용자 장비에서 이용가능한 소프트 비트의 개수가 채널 인코더(208)에서 출력된 비트의 개수보다 적다면, 버퍼 스테이지(317)에 나타낸 바와 같이 인코더 출력 비트의 수가 사용자 장비의 이용가능한 소프트 버퍼링 성능에 정합하도록 펑처링이 수행된다.
제2 레이트 정합 스테이지(318)는 제1 레이트 정합 스테이지(316)로부터 출력된 비트 수를 HS-DSCH 물리 채널에서 이용가능한 비트수와 정합시킨다. 제1 레이트 정합 스테이지에서와 동일한 방법이 사용된다. 그러나, 제1 스테이지 레이트 정합과 비교하여, 레이트 정합 알고리즘은, 0 또는 1의 값을 취하여 자기 디코딩가능한(1) 전송과 자기 디코딩가능하지 않은(0) 전송을 구별할 수 있는 RV 파라미터 s, 및 초기 에러 변수 e ini 를 변경하는 RV 파라미터 r(범위 0 내지 r max , r max 는 통신 시스템에 의해 지원되는 리던던시 버전의 최대수)에 따라, 레이트 정합 파라미터에 대해 서로 다른 값을 사용할 수 있다.
예를 들어, 제2 레이트 정합 이전의 비트 수가 시스템 비트에 대하여 N sys , 패리티 1 비트에 대하여 N p1 , 그리고 패리티 2 비트에 대하여 N p2 로서 명명될 수 있다. 전송 시간 간격(TTI) 당 이용가능한 물리 채널의 비트 수는 N data 이다. 비트 분리가 사용되며, 레이트 정합 파라미터는 다음과 같이 결정된다.
Figure 112004035910219-pct00001
인 경우, 제2 레이트 정합 스테이지(318)에서 펑처링이 수행된다. 재전송시에 전송된 시스템 비트의 개수는 자기 디코딩가능 유형(s=1)의 전송에 대하여,
Figure 112004035910219-pct00002
그리고, 자기 디코딩 불가능 유형(s=0)에서는,
Figure 112004035910219-pct00003
.
Figure 112004035910219-pct00004
에서, 제2 레이트 정합 스테이지에서 반복이 수행된다. 모든 비트 스트림 내의 유사한 반복 레이트는 전송된 시스템 비트의 개수를
Figure 112004035910219-pct00005
로 설정함으로써 달성된다.
전송시에 패리티 비트에 대한 이용가능 공간은 패리티 1과 패리티 2 비트에 대하여, 각각,
Figure 112004035910219-pct00006
이다.
표 1은 제2 레이트 정합 스테이지(318)에 대한 결과적인 파라미터 선택을 요 약한 것이다. 표 1에서 파라미터 a는 패리티 1에 대하여 a=2 그리고 패리티 2에 대하여 a=1이 되도록 선택된다.
<표 1>
제2 레이트 정합 스테이지에서의 파라미터
Figure 112004035910219-pct00007
여기서, N sys 는 시스템 비트의 개수, N p1 은 패리티 1 비트의 개수, N p2 는 패리티 2 비트의 개수, N t,sys 는 전송된 시스템 비트의 개수, N t,p1 은 전송된 패리티 1 비트의 개수, 그리고 N t,p2 는 전송된 패리티 2 비트의 개수이다.
종래 기술에서, 레이트 정합 파라미터 eini는 eini 변동 파라미터
Figure 112004035910219-pct00008
에 따라 각 비트 스트림에 대하여 계산되는데, 펑처링, 즉
Figure 112004035910219-pct00009
의 경우에는,
Figure 112004035910219-pct00010
을 사용하고,
반복
Figure 112004035910219-pct00011
의 경우에는,
Figure 112004035910219-pct00012
을 사용한다. r의 변화가 상호 직교 펑처링 패턴을 생성하지만, 그들의 컴포지트는 도 5의 예에서 도시한 바와 같이 균일한 패턴의 펑처링 방식은 아니다. 도 5에 도시된 시나리오에서, 두 전송은 모두 4번째, 10번째, 16번째... 격자 섹션으로 이루어진 제1 전송의 패리티 1 코드워드 비트와 3번째, 9번째, 15번째... 섹션으로 이루어진 제2 전송의 패리티 1 코드워드 비트로 자기 디코딩가능하다. 처음 두 전송에 기초한 IR 결합 격자는 따라서 격자 내의 3번째, 4번째, 9번째, 10번째, 15번째, 16번째... 스테이지와 관련된다. 실제, 이러한 펑처링된 비트와 펑처링되지 않은 비트의 비균일 그룹은 보다 높은 FER을 초래한다.
그에 반해, 본 발명에서, eini는 eini 변동 파라미터
Figure 112004035910219-pct00013
에 따라 각 비트 스트림에 대하여 계산되는데, 펑처링, 즉
Figure 112004035910219-pct00014
의 경우에는,
Figure 112004035910219-pct00015
을 사용하고,
반복, 즉
Figure 112004035910219-pct00016
의 경우에는,
Figure 112004035910219-pct00017
을 사용한다.
보다 일반적인 경우로서,
Figure 112004035910219-pct00018
이고, rmax가 r을 가변시킴으로써 허용되는 리던던시 버전의 전체 개수인 경우, eini는 eini 변동 파라미터
Figure 112004035910219-pct00019
에 따라 각 비트 스트림에 대하여 계산되며, 이 경우, 펑처링 및/또는 반복의 경우
Figure 112004035910219-pct00020
을 사용하고,
펑처링 및/또는 반복의 경우에도
Figure 112004035910219-pct00021
을 사용한다. 즉, 레이트 정합 식은, 이 중 어느 하나의 식이든지, 펑처링의 경우(즉,
Figure 112004035910219-pct00022
)와 반복의 경우(즉,
Figure 112004035910219-pct00023
) 모두에 대하여 레이트 매칭하는데 사용되거나 일방의 식이 펑처링의 경우에 레이트 정합하도록 선택되고 타방의 식은 반복의 경우에 레이트 정합하도록 선택하는 방식으로 선택될 수 있다.
결과적인 펑처링 패턴은 모두 동일한 s값의 리던던시 버전 사이에서 직교성을 유지하지만, 도 6의 패리티 격자의 예에서 도시된 바와 같이 컴포지트 IR 결합 격자를 통틀어 균일하게 이격되며, 도 5의 격자보다 개선된 FER을 갖게 된다. 본 발명은 패리티 비트와 시스템 비트 양자에 모두 적용가능하다.
도 7은 본 발명의 개선된 펑처링 기술이 제공하는 개선점을 나타낸다. 종래 기술과 제안된 레이트 정합 eini 변동 방식은 모두 공지의 기술을 사용하여 960의 코드워드 길이를 가지며 Ninfo=70인 BPSK 변조와 두개의 전송을 사용하여 추가 화이트 가우시안 잡음(AWGN) 채널 상에서 시뮬레이션을 실시하였다. 곡선 60과 62는 각각 제1 및 제2 전송 후에 각각 종래의 펑처링 방법에서의 FER을 나타낸다. 곡선 64와 66은 각각 제1 및 제2 전송 후에 본 발명의 펑처링 방법에서의 FER을 나타낸다. 시뮬레이션 결과에서 알 수 있는 바와 같이, 두 전송 후에 종래 기술에 비해 본 발명의 FER 성능은 약 0.2 내지 0.3㏈의 개선이 있다. 이와 같은 관점에서, 본 발명은 복잡도를 높이지 않으면서 종래 기술에 비해 유용한 개선을 제공한다.
바람직한 실시예로서, 도 3의 리던던시 버전 선택기(309)를 다시 참조하면, 본 발명은 또한 선택된 리던던시 방식(체이스, 부분 IR, 또는 전체 IR)에 기초하여 최적화된 s 및 r 파라미터를 선택하는 방법 및 장치를 제공한다. 리던던시 버전의 선택은 사용되는 리던던시 방식에 의존한다. 현재, 3가지 방식이 HSPA를 지원하는 것으로 예측된다: 체이스, 부분 증분 리던던시(IR) 및 전체 IR. 각각의 리던던시 방식에 대하여, s, s∈{0.1}과 r,r∈{0,1,2,...,rmax-1}를 계산하는데 다음 방법이 사용된다.
체이스 리던던시 방식이 사용되면, 모든 전송에 대하여 s=1이고 r=1이다.
부분 IR 리던던시 방식이 사용되면, 제1 단계는 다음과 같은 고유 리던던시 버전의 가능한 개수를 계산하는 단계를 포함한다.
Figure 112004035910219-pct00024
여기서, N p_i 는 i번째 패리티 스트림으로부터의 터보 인코더의 출력에서 패리티 비트의 개수, N t_p_i 는 i번째 패리티 스트림으로부터 전송될 패리티 비트의 개수를 나타내며, P는 패리티 스트림의 개수이다. 또한, rN>rmax이면, rN=rmax 이다. 다음 단계에서, 전송 인덱스 n에 대하여, 1,2,...,rN로부터 s=1 및 r=n-1로 설정한다. n>rN이면, n을 1로 리셋하고 이전 단계를 반복한다.
전체 IR 리던던시 방식이 사용되면, 제1 단계는 다음과 같은 고유 리던던시 버전의 가능한 개수를 계산하는 단계를 포함한다.
여기서, BR은 베이스 코드 레이트, R은 전송 코드 레이트이고, k와 i는 양의 정수이다. k와 i는 정확히 k 전송이 터보 인코더로부터의 i 출력 블록(시스템 및 패리티)이 되도록 선택된다. 또한, rN>rmax이면, rN=rmax이다. 다음 파라미터 설정 단계에서, 전송 인덱스 n=1에 대하여, s=1, r=0 그리고 Nt=Ntrans로 설정하거나, 전송 인덱스 n이 2,...,rN에 대하여, a) 제1 서브 단계 Nt=Nt+Ntrans를 설정, b) 다음 서브 단계에서,
Figure 112004035910219-pct00026
이면, 플래그=1 그리고
Figure 112004035910219-pct00027
를 설정 - 여기서, N sys 는 터보 인코더에 의해 생성되는 시스템 비트의 개수 - 하는 나머지 서브 단계를 반복한다. 그렇지 않으면, 플래그=0으로 설정하고, (c) 다음 서브 단계에서 (N t ≥N sys )&(플래그=1)이면, s=1로 설정한다. 그렇지 않으면, S=0으로 설정하고, d) 다음 서브 단계에서 r=r+1로 설정하고, e) 다음 서브 단계에서, n>rN이면, n을 1로 리셋하고 파라미터 설정 단계를 반복한다.
상기 방식은 3GPP에 의해 채택된 증분 리던던시 방식에 대한 자기 디코딩가능 파라미터(s)와 리던던시 버전(r)을 자동 선택한다. 체이스, 부분 IR, 및 전체 IR 등의 미리선택된 리던던시 방식에 기초하여 상기 값들이 선택되며, 노드 B와 UE 간의 동기화를 가정하면 임의의 적응형 변조 및 코딩 방식(AMCS)와 함께 사용될 수 있다. 다르게는, (s)와 (r) 파라미터는 다음의 두 방식 중의 하나를 사용하여 UE에 전송될 수 있다; a) "s"와 "r"의 값을 명시적으로 규정하고 고속 공유 제어 채널(HS-SCCH)을 사용하여 이들 값을 전송, b) "s"와 "r" 값의 테이블을 설정하고 보다 높은 레벨의 시그널링을 통해 호출 개시 시에 UE에 테이블을 통신함. 테이블 내의 특정 엔트리는 그 후 각 전송에서 HS-SCCH 상으로 시그널링된다.
일 실시예로서, rmax가 반드시 알려져 있는 것은 아니므로, eini는 다음과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112004035910219-pct00028
여기서,
Figure 112004035910219-pct00029
이며,
여기서, "bin2dec"는 이진수에서 십진수로의 변환, "dec2bin"은 십진수에 이진수로의 변환, "fliplr"은 이진 시퀀스의 비트 순서 반전을 의미한다.
바람직한 실시예에서, 본 발명은 레이트 정합 블록에 결합된 (도 3에 311로 나타내는) 비트 우선순위 매퍼를 제공한다. 비트 우선순위 매퍼는 시스템 비트를 변조 성좌 내의 보다 높은 신뢰성의 위치로 매핑하는 것이며, 이는 IR의 성능을 더욱 향상시킨다. 비트 우선순위 매핑(BPM)은 보다 높은 차수의 성좌(16-QAM 또는 그 이상)에 의해 제공되는 서로 다른 비트 신뢰도의 사용에 기초한다. 터보 코드워드의 시스템 부분은 패리티 부분 보다 디코더 성능에 훨씬 중요하다는 것은 공지의 사실이다. 이에 따라, 시스템 성능은 보다 높은 차수의 성좌가 사용되는 경우에 시스템 비트를 높은 신뢰도의 위치에 배치함으로써 더욱 개선될 수 있게 된다. 이를 달성하기 위해서, Nrow ×Ncol 크기의 간단한 인터리버(도 3의 부호 311)가 사용된다. 행과 열의 개수는 다음으로부터 결정된다:
Figure 112004035910219-pct00030
여기서, M은 변조 크기(성좌 차수)이며, Ntrans는 전송 대상의 코딩 및 레이트 정합된 비트의 개수이다. 예를 들어, 16-QAM의 경우, Nrow=log2(16)=4이다. 일반적인 터보 인코더의 경우, 코드워드는 xS,k, p1,k, p2,k로 명명된 시스템 스트림과 패리티 스트림으로 분리되며 - 여기서, k∈{1,...,Ntrans}이며 -, 또는, 바람직한 경우, xS,k, xP,k로 명명된 시스템 스트림과 결함 패리티 스트림으로 분리된다(도 1 참조). 데이터는 행 단위로 인터리버에 판독되고 열 단위로 인터리버에서 독출된다. 우선순위 매핑을 수행하기 위해서, 터보 인코더로부터 전체 시스템 비트 스트림이 먼저 판독되며(코드 블록 순으로 그리고 좌에서 우로), 그 후, 두개의 패리티 스트림으로부터 결합된 교대 비트가 판독된다. 시스템 코드워드 비트(700)는 코드 블록 순으로 판독된 후 좌에서 우로 BPM 어레이 내로 판독된다. 일단 모든 시스템 코드워드가 판독되면, 두개의 패리티 스트림으로부터의 결합 교번 비트가 판독되며, 시스템 코드워드가 남겨진 곳으로부터 다시 코드 블록 순으로 그 후 좌에서 우로 계속 진행한다. 어떤 시스템 비트도 전송 코드워드의 일부를 형성하지 않는 전체 IR의 경우에는, 단지 패리티 코드워드 비트만이 어레이를 채운다. BPM 어레이는 BPM 어레이의 열에 의해 주어지고 좌에서 우의 시퀀스로 판독되는 QAM 심볼 또는 비트 벡 터(16-QAM의 경우 4비트의 벡터, QPSK의 경우 2비트의 벡터)의 시퀀스이다. 그 결과, 시스템 비트가 비트 매퍼의 제1 행 후에 매핑되고, 이에 뒤따라 패리티 비트가 매핑되는 이점이 있다.
인터리빙은, 여기서 참조로서 통합되는, "Technical Specification Group Radio Access Network; Multiplexing and Channel Coding(FDD)(Release 1999)", TS 25.212 V3.5.0(2000-12)의 섹션 4.2.3.2.3.1에 기재된 바와 같이 터보 코드 내부 인터리버와 동일한 방식으로 결정된다.
심볼 매핑은 전송시에 사용되는 시스템 및 패리티 비트의 개수와 변조 유형에 의존한다. 예를 들어, 3/4의 유효 코드 레이트와 16-QAM 변조가 사용되면, 각각의 QAM 심볼은 3개의 시스템 비트와 하나의 패리티 비트를 포함하지만, 동일한 버전이 1/2의 코드 레이트와 16-QAM 변조에 사용되면, 각 QAM 심볼은 두개의 시스템 및 두개의 패리티 비트를 포함한다. 도 8은 16-QAM과 레이트 1/2에 대한 비트 분산 프로세스를 나타내며, 여기서 S는 시스템 비트를 P는 패리티 비트를 나타낸다.
실제, 본 발명의 인터리버는 크기 16x30의 심볼 블록 인터리버이다. 인터리버 동작은 입력 심볼 시퀀스{yp,i}를, 도 9에 도시된 바와 같이, 행 0의 열 0에서 시작하여 행 16의 열 30까지 계속 행 단위로 인터리버에 판독하여 진행한다. 다음 단계는 다음 순열(permutation) 패턴{0, 20, 10, 5, 15, 25, 3, 13, 23, 8, 18, 28, 1, 11, 21, 6, 16, 26, 4, 14, 24, 19, 9, 29, 12, 2, 7, 22, 27, 17}을 사용 하여 열간(inter-column) 치환을 수행하는 단계를 포함하며, 상기 순열 패턴은 보다 균일하며 따라서 바람직한 분산을 제공한다. 열을 치환함에 있어서, 격자의 어떤 서브블록 섹션도 행의 단지 일부가 독출되어 전송 코드워드를 형성하는 경우에도 무시되지 않게 된다. 최종 단계는 열 단위로 출력 심볼을 판독한다.
도 3을 다시 참조하면, 물리 채널 세그먼트화(312)는 여기서 참조되는 TS 25.212의 섹션 4.2.10의 3GPP 프로토콜에 따라 진행되나 일부 수정을 포함한다. 섹션 4.2.10에서와 같이 비트에 알고리즘을 적용하는 대신, 상술한 BPM으로부터 출력된 QAM 심볼/비트 벡터에 대하여 적용된다.
채널 세그먼트화(312) 후에, TS 25.212에서의 섹션 4.2.11에 기재된 바와 같이 (제2) 인터리빙(314)이 역시 변형되어 적용된다. 이 경우, 각 물리 채널을 이루는 비트에 대하여 인터리버를 적용하는 대신, 물리 채널 세그먼트화(312)로부터 출력된 각 물리 채널의 QAM 심볼값 또는 심볼 인덱스에 대하여 적용된다.
최종적으로, TS 25.212의 섹션 4.2.12에 기재된 물리 채널 매핑(314)이 적용되며, 마찬가지로 QAM 데이터 심볼을 비트로 대체하여 적용된다.
도 10은 본 발명에 따른, 터보 코드에 기초한 증분 리던던시에 있어서 개선된 펑처링의 방법(100)을 요약한 흐름도이다. 본 방법의 제1 단계(102)는 제1 전송을 위한 데이터 스트림을 펑처링하여 한 세트의 제1 펑처링되지 않은 격자 섹션을 제공하는 단계를 포함한다. 다음 단계(104)는 제2 전송을 위한 데이터 스트림을 펑처링하여 한 세트의 제2 펑처링되지 않은 격자 섹션을 제공하는 단계를 포함한다. 이는 패리티와 시스템 비트에 적용될 수 있다. 다음 단계(106)는 격자들의 제1 및 제2 전송을 증분 리던던시 결합하여 서로 인접하지 않은 제1 및 제2 펑처링되지 않은 격자 섹션을 제공하는 단계를 포함한다. 바람직하게는, 이는 균일한 패턴으로 펑처링된 그리고 펑처링되지 않은 격자 섹션을 결합 격자 내에 제공한다. 다음 단계는 터보 디코더 내의 디코딩을 위해 터보 코드의 전송을 출력하여 터보 코드 내에 포함된 정보를 획득하는 단계와, 스피커, 디스플레이 등의 사용자 인터페이스를 통해 사용자에게 제공되거나 또는 데이터 스토리지 장치 내에 저장되도록 제공하는 단계를 포함한다.
본 발명은 상기 설명과 도면을 통해 설명되고 예시되었지만, 이러한 설명은 단지 예이며 수많은 변경과 변형이 당업자에 의해 본 발명의 범위를 벗어남이 없이 행해질 수 있음이 이해될 것이다. 본 발명은 휴대용 셀룰러 무선 전화기에서의 특정 용도에 관한 것이지만, 본 발명은 무선호출기, 전자 오거나이저(electronic organizer) 및 컴퓨터 등의 임의의 양방향 무선 통신 장치에 적용될 수 있다. 본 발명은 다음 청구항에 의해서만 제한되어야 한다.

Claims (10)

  1. 터보 코드에 기초한 증분 리던던시를 개선하는 방법에 있어서,
    제1 전송을 위한 데이터 스트림을 펑처링하여 한 세트의 제1 펑처링되지 않은 격자 섹션을 제공하는 단계;
    제2 전송을 위한 데이터 스트림을 펑처링하여 한 세트의 제2 펑처링되지 않은 격자 섹션을 제공하는 단계; 및
    상기 격자의 제1 및 제2 전송을 증분 리던던시 결합하여 서로 인접하지 않은 제1 및 제2 펑처링되지 않은 격자 섹션을 제공하는 단계
    를 포함하는 터보 코드에 기초한 증분 리던던시 개선 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 결합 단계는 펑처링되지 않은 격자 섹션으로 균일하게 패턴되는 컴포지트(composite) 펑처링 패턴을 제공하는 터보 코드에 기초한 증분 리던던시 개선 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 펑처링 단계들은 각각 한 세트의 각각의 제1 및 제2 펑처링되지 않은 직교 격자 섹션을 제공하는 터보 코드에 기초한 증분 리던던시 개선 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 펑처링 단계들은 각각 아래의 식에 의해 정의되는 레이트 정합 파라미터를 사용하여 각 비트 스트림을 레이트 정합하는 단계를 포함하되,
    Figure 112004035910219-pct00031
    및
    Figure 112004035910219-pct00032
    여기서,
    Figure 112004035910219-pct00033
    이며, rmax는 r를 가변함으로써 허용되는 리던던시 버전의 총 수이며, eini는 eini 변동 파라미터 r에 따라 각 비트 스트림에 대하여 계산되며, s는 전송이 자기 디코딩불가능 또는 자기 디코딩가능인지에 따라 각각 0또는 1이며, eplus와 eminus는 아래의 표에 따라 선택되며,
    Figure 112004035910219-pct00034
    여기서, 패리티 1에 대해서는 a=2이고 패리티 2에 대해서는 a=1이며, N sys 는 시스템 비트의 개수, N p1 은 패리티 1 비트의 개수, N p2 는 패리티 2 비트의 개수, N t,sys 는 전송된 시스템 비트의 개수, N t,p1 은 전송된 패리티 1 비트의 개수, 그리고 N t,p2 는 전송된 패리티 2 비트의 개수이고, 상기 레이트 정합 식은: 상기 식들 중 어느 하나를 선택하여 펑처링의 경우, 즉
    Figure 112004035910219-pct00035
    와 반복의 경우, 즉
    Figure 112004035910219-pct00036
    양방에 대하여 레이트 정합하는 것과, 상기 식들 중 일방의 식을 선택하여 펑처링에 대한 레이트 정합을 하고 타방의 식을 선택하여 반복에 대한 레이트 정합을 행하는 것으로 이루어진 그룹에서 선택되는 터보 코드에 기초한 증분 리던던시 개선 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 펑처링 단계들은 각각
    펑처링, 즉
    Figure 112004035910219-pct00037
    의 경우
    식
    Figure 112004035910219-pct00038
    및
    반복, 즉
    Figure 112004035910219-pct00039
    의 경우
    식
    Figure 112004035910219-pct00040
    에 의해 정의되는 레이트 정합 파라미터를 사용하여 각 비트 스트림을 레이트 정합하는 서브 단계를 포함하되,
    여기서, r은 eini 변동 파라미터이고, s는 전송이 자기 디코딩불가능 또는 자기 디코딩가능인지에 따라 각각 0 또는 1이며, r은 0 내지 rmax의 범위이며 초기 에 러 변수 eini를 가변시키며, Xi, eplus 및 eminus는 아래의 표에 따라 선택되고,
    Figure 112004035910219-pct00041
    여기서, 패리티 1에 대해서는 a=2이고 패리티 2에 대해서는 a=1이며, N sys 는 시스템 비트의 개수, N p1 은 패리티 1 비트의 개수, N p2 는 패리티 2 비트의 개수, N t,sys 는 전송된 시스템 비트의 개수, N t,p1 은 전송된 패리티 1 비트의 개수, 그리고 N t,p2 는 전송된 패리티 2 비트의 개수인 터보 코드에 기초한 증분 리던던시 개선 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    리던던시 방식을 선택하는 단계를 더 포함하되,
    체이스(Chase) 리던던시가 선택되면, 모든 전송에 대하여 s=1 및 r=1을 설정하고;
    부분 IR 리던던시가 선택되면,
    Figure 112004035910219-pct00042
    과 같은 고유 리던던시 버전의 가능한 개수를 계산하는 서브 단계를 수행하되, 여기서, N p_i 는 i번째 패리티 스트림으로부터의 터보 인코더의 출력에서 패리티 비트의 개수를 나타내며, N t_p_i 는 i번째 패리티 스트림으로부터 전송될 패리티 비트의 개수를 나타내며, P는 패리티 스트림의 개수이며, rN>rmax이면, rN=rmax임; 및
    전송 인덱스 n(1,2,...,rN)에 대하여, s=1 및 r=n-1로 설정하되, n>rN이면, n을 1로 리셋하고 상기 서브 단계를 반복하는 단계를 수행하고;
    전체 IR 리던던시가 선택되면,
    a)
    Figure 112004035910219-pct00043
    와 같은 고유 리던던시 버전의 가능한 개수를 계산하는 서브 단계, 여기서, BR은 베이스 코드 레이트, R은 전송 코드 레이트이고, k와 i는 정확히 k 전송이 i 시스템 및 패리티 출력 블록이 되도록 선택되는 양의 정수이며, rN>rmax이면, rN=rmax임;
    b) 전송 인덱스 n=1에 대하여, s=1, r=0 그리고 Nt=Ntrans로 설정하는 단계; 및
    c) 전송 인덱스 n(1,2,...,rN)에 대하여,
    Nt=Nt+Ntrans를 설정하는 서브 단계;
    플래그=0을 설정하는 서브 단계;
    Figure 112004035910219-pct00044
    이면, 플래그=1 그리고
    Figure 112004035910219-pct00045
    를 설정하는 서브 단계, 여기서, N sys 는 터보 인코더에 의해 생성되는 시스템 비트의 개수임;
    s=0을 설정하는 서브 단계;
    (N t ≥N sys )&(플래그=1)이면, s=1을 설정하는 서브 단계;
    r=r+1을 설정하는 서브 단계; 및
    n>rN이면, n을 1로 리셋하고 단계 b)를 반복하는 서브 단계
    를 반복하는 서브 단계를 수행하는,
    터보 코드에 기초한 증분 리던던시 개선 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    시스템 비트들을 변조 성좌 내의 보다 높은 신뢰도 위치에 비트 우선순위 매핑하는 단계를 더 포함하는 터보 코드에 기초한 증분 리던던시 개선 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 매핑 단계는 N row ×N col 크기의 인터리버를 제공하는 단계와; 여기서, N row =log 2 (M) 및 N col =N trans /N row 이고, 여기서 M은 변조 크기이며 Ntrans 는 코딩되고 레이트 정합되어 전송될 비트의 개수이며, 어레이의 윗 행들은 상기 어레이의 아래 행들보다 높은 우선순위를 가지고, 최상위 행에서 시작하여 행 단위로 데이터가 판독 되며, 상기 인터리버에 먼저 상기 모든 시스템 비트를 채운 다음 패리티 비트를 채우는 단계와; 상기 인터리버로부터 데이터를 열 단위로 독출하는 단계를 포함하는 터보 코드에 기초한 증분 리던던시 개선 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 인터리버는 16x30의 크기이고, 상기 매핑 단계는 다음 순열 패턴 {0, 20, 10, 5, 15, 25, 3, 13, 23, 8, 18, 28, 1, 11, 21, 6, 16, 26, 4, 14, 24, 19, 9, 29, 12, 2, 7, 22, 27, 17}을 사용하여 열 간(inter-column) 치환(permutation)을 수행하는 단계를 포함하는 터보 코드에 기초한 증분 리던던시 개선 방법.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 펑처링 단계들에서 동작가능한 선택된 증분 리던던시 버전 시퀀스를 주재하는 한 세트의 파라미터를 전송하는 단계를 더 포함하되, 상기 전송 단계는, 상기 리던던시 버전 파라미터를 명시적으로 규정하고 이들 파라미터를 제어 채널을 사용하여 전송하는 단계; 및 리던던시 버전 파라미터의 테이블을 먼저 전송한 다음 상기 리던던시 버전 파라미터를 식별하는 수단으로서 테이블 엔트리를 선택하는 단계로 이루어진 그룹 중 하나를 포함하는 터보 코드에 기초한 증분 리던던시 개선 방법.
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