KR100260862B1 - 통신 시스템에서 향상된 채널 추정 - Google Patents

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Abstract

수신기(200, 400)는 향상된 채널 추정을 실현한다. 수신기(200, 400)는 송신된 신호를 복조하여 초기 채널 추정치(115)를 산출한다. 그 후, 수신기(200,400)는 채널 추정치가 정확한 것인지의 여부를 확실하게 판정(301)하고, 그 판정을 나타내는 샘플들을 분류한다. 샘플 그룹의 벡터 합이 계산되고(302), 각 샘플은 벡터합과 비교된다. 벡터 합에 있어 최대 프로젝션을 갖는 샘플이 보유되고(304), 그 외의 다른 샘플은 잡음으로 간주되어 폐기된다(306). 소정 수의 보유 샘플을 획득한(306) 후, 보유 샘플들은 새로운 채널 추정치(226)를 발생시키는데 사용된다. 잡음 추정치가 폐기되므로, 새로운 채널 추정치(226)는 초기 채널 추정치보다 더 적은 에러를 갖는다. 새로운 채널 추정치(226)는 디코드된 데이터를 생성하도록 사용된다(250).

Description

통신 시스템에서 향상된 채널 추정
여러 통신 시스템들은 낮은 비트(또는 프레임) 에러율이 달성되도록 신호들을 복조하기 위해 수신기에서 파일럿 채널 또는 송신된 공지 패턴(마커)에 의존한다. 일반적으로, 에러율이 낮을수록, 통신 시스템을 통한 호출 음질(call quality)이 더욱 좋아진다. 파일럿 채널 또는 송신된 공지 패턴(마커)에 의존하는 수신기들은 일반적으로 간섭성(coherent) 수신기로 분류된다. 간섭성 수신기들을 통합하는 디지털 통신 시스템들의 예로는 그룹 특수 이동국(Groupe Special Mobile: GSM, 시분할 다중 접근에 대한 유럽 표준, 또는 TDMA), 잠정 표준(Interim Standard)-54(IS-54, TDMA에 대한 미국 표준), 퍼시픽 디지털 셀룰러(PDC, TDMA에 대한 일본 표준), 및 잠정 표준-95(IS-95, 코드 분할 다중 접근에 대한 미국 표준 또는 CDMA)의 포워드 링크(forward link; 포워드 링크: 기지국에서 이동국으로)를 포함하지만, 이에 한정되지는 않는다. 다른 수신기 설계는 리버스 링크(reverse link; 역방향 접속: 이동국에서 기지국으로)에서 송신된 파일럿 채널 또는 마커를 사용함으로써 낮은 비트(또는 프레임) 에러율을 달성하기 위해 신호들을 복조하는 능력을 포함하는 IS-95의 리버스 링크를 위해 다른 수신기 설계들이 제안되어 왔다. 하지만 최근, IS-95에서 파일럿 채널 또는 마커는 리버스 링크에서 송신되지 않는다.
파일럿 채널(또는 마커)을 사용하는 송신기의 연결의 일반적인 동작에 대해서는 종래 기술로 이미 공지된 바이다. 먼저, 송신기 부에서 고려해 볼 수 있다. 부호(S)의 타임 시퀀스는 파일럿 시퀀스(R) 및 데이터 시퀀스(D)로 이루어져 송신된다. 파일럿 시퀀스에서의 에너지는 Epilot이고 데이터 시퀀스에서는 Edata이다. 결과적으로, Etotol=Epilat+Edata가 성립한다. Edata대 Epilot의 비를 k라 정의하면, Etotal= [Edata ★(1+k)]/k 가 성립된다. 이를 고려하여, 부호(S)의 시간 시퀀스를 다음과 같이 표현할 수 있다.
{S} = R(0),D(1),D(2),…,D(k),R(k+1),D(k+2),…,D(2k+1),R(2k+2),…
여기에서 , S(n) = n 모듈로 (k+1)=0일 경우의 R(n)
S(n) = 다른 n에 대한 D(n).
수신된 신호는 다음과 같이 표현될 수 있는 시퀀스를 갖는다:
S(n) = h(n)S(n) + z(n)
여기에서, h는 복소 평면 페이딩 채널 이득(complex flat fading channel gain)이고, 추가 잡음이다. 수신된 시퀀스는 다음 식에 의해 파일럿 및 데이터부로 더 파괴(break down)된다.
S(n) = n 모듈로 (k+1)=0일경우의 r(n)
S(n) = 다른 n에 대한 d(n).
제1도는 일반적으로 디지털 통시 시스템에 사용되기 접합한 종래의 간섭성 수신기의 블록도를 도시한다. 상기 정의된 바와 같이, 수신된 부호 시퀀스는 s(n)으로 표시된다. TDMA 부호 포맷에 있어서, 신호(100)는 안테나(101)에 의해 수신되고, 종래 기술로 공지된 바와 같이 같이 처리하기 위해 블록(103)으로 입력된다. 블록(1030의 출력은 s(n)을 시퀀스 r(n)(109) 및 데이터 시퀀스d(n)(112)로 분리하는 시간 역 다중화기(106)로 입력되는 신호 s(n)이다. 데이터 시퀀스 d(n)(112)은 채널 추정 지연 소자(113)에서 버퍼되고, 채널 추정 필터(114)는 채널 추정[hpilot(n)](115)를 발생시키도록 파일럿 시퀀스r(n)를 평활화 한다. hpilot(115)의 켤레(conjugate)는 승산기(118)에 의해, 채널 회전을 제거함과 동시에 지연 소자(113)를 여기시키는 페이디드(faded)잡음으로부터 버퍼된 데이터(117)를 크기 가중시키는데 사용된다. 결과로서 정확하게 가중된 신호(119)는 결합된 신호(122)를 생성하도록 합산기(121)에 의해 다른 디버시티 소자(diversity element: 113)로부터 유사 신호(like signals)와 결합된다. 결합된 신호(122)는 출력이 최종 요구되는 데이터(150)인 종래의 디인터리버(deinter leaver) 및 디코더(124)에 통과된다.
상술한 바와 같이 신호의 수신에 있어서의 한가지 목표로는 정확한 채널 추정치(hpilot)를 산출하는 것이다. 종래 기술로 공지된 바와 같이, 각 사용자의 Etotal이 허용 에러율 요구(통상, 1% 에러율이 허용)치를 유지하면서 최소가 될 때 셀 용량은 최대가 된다. 이러한 트레이트 오프(trade off)를 만족시키기 위한 적정치(k)는 채널 형태(페이딩 또는 비 페이딩), 최대 차량 속도, 최대 반송 주파수 에러, 송신된 주 데이터율, 및 허용될 수신기 복잡성에 의존한다. k의 다양한 값이 나타내는 것을 고려해 보아야 한다.
k=0일 경우, 송신 에너지는 파일럿 시퀀스에 있게 된다. 이 경우, 우수한 채널 추정치를 얻을 수 있으나, 데이터부호 자체는 0 크기를 갖게 될 것이며 양호한 채널 추정치가 소모된다. 명백하게, k=0는 실제의 다중 접근 무선 시스템을 나타내지 않는다.
k가 매우 큰 값으로 무한대를 향할 경우, 파일럿 시퀀스 내에는 어떤 에너지도 존재하지 않게 되어, 모든 에너지는 데이터 시퀀스에 있게 된다. 채널 추정치 없이 동작하는 무선 시스템은 비간섭성이고(즉, 기준 시퀀스가 없고) 신호의 반송 주파수에 직교할 수 있는 잡음의 영향에 견뎌야 하므로, 큰 Etotal값을 요구한다. 이 때문에, 비 간섭성 채널(IS-95반전)의 정확한 채널을 추정하는 겻은 어렵다.
3, 4, 5, 또는 6(예로, 여러 디지털 시분할 다중 접근(TDMA) 통신 시스템, IS-95 포워드 채널)과 같은 k의 적정치로, 매우 복잡하지 않은 양호한 채널 추정을 얻을 수 있다. 이는 Epilot=0에 비해 낮은 Etotal에서 데이터 시퀀스를 복조할 경우에 신호를 손실하지 않고서 수신기가 직교 잡음의 대부분을 날려 버릴 수 있게 한다. 이에 더욱 향상시키기 위해서 어떻게든지 채널 추정을 저하시키지 않으면서 k를 단지 1 비트만 증가시키기를 요구하여, 더 낮은 Etotal을 얻게된다.
따라서, 통신 시스템에서 호출 음질을 향상시키기 위해 종래 기술에서 볼 수 있는 단점 및 트레이드오프를 극복하는 통신 시스템 내의 채널 추정을 향상시키는 것이 요구된다.
본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 이 통신 시스템에서 향상된 채널 추정에 관한 것이다. 참고로 본 명세서에 통합되어 본 발명의 양도인에게 양도된 관련 주제로, 본원에서와 같은 데이터에 관하여 Ling 등에 의해 출원된 미국 특허 출원 No (Docket CEO2934R), 'Method and Apparatus for Coherent Channel Estimation in a Communication System'을 참조해 볼 수 있다.
제1도는 일반적으로 디지털 통신 시스템에 사용하기 적합한 종래의 간섭성 수신기의 블록도를 나타내는 도면.
제2도는 일반적으로 본 발명에 따라 향상된 채널 추정을 행하는 간섭성 수신기의 블록도를 나타내는 도면.
제3도는 일반적으로 본 발명에 따라 향상된 채널 추정을 실현하도록 행해지는 단계들을 순서도 형식으로 도시한 도면.
제4도는 일반적으로 본 발명에 따라 향상된 채널 추정을 기본적으로 실행할 수 있는 IS-95의 (이동국에서 기지국으로의) 리버스 링크와 호환성 있는 수신기를 도시한 도면.
제5도는 일반적으로 전력 제어 그룹의 소정 기간 동안의 6개의 FHT 출력을 도시한 도면.
제6도는 일반적으로 총 길이가 최대인 시퀀스합을 산출하는 벡터들을 도시한 도면.
제7도는 일반적으로 제6도의 벡터들의 채널 추정을 행하도록 최대 확률 시퀀스 추정(MLSE)을 이용하여 합성 벡터를 도시한 도면.
제8도는 일반적으로 제6도의 벡터들의 채널 추정을 행하도록 본 발명에 따라 향상된 채널 추정을 이용하여 향상된 합성 벡터를 도시한 도면.
제9도는 일반적으로 본 발명에 따라 향상된 채널 추정을 유리하게 실행할 수 있는 통신 시스템(900)의 블록도를 도시한 도면.
수신기는 향상된 채널 추정을 실현한다. 수신기는 송신된 신호를 복조하고, 초기 채널 추정치를 산출한다. 그리고, 수신기는 데이터 부호값이 송신되는 것에 관해서 확실하게 결정하고 시간 내의 연속적인 결정을 나타내는 샘플들을 분류한다. 벡터 합에 대한 최대 프로젝션을 갖는 샘플이 보유되고, 다른 샘플들은 다량의 잡음으로 폐기된다. 보유된 샘플을 소정수만큼 얻은 후, 보유 샘플은 새로운 채널 추정치를 발생하는데 사용된다. 잡음 추정치가 폐기되므로, 새로운 채널 추정치는 초기 채널 추정치보다 적은 에러를 갖는다. 새로운 채널 추정치는 디코드된 데이터를 발생시키는데 사용된다.
구체적으로, 통신 시스템에서 채널 추정하는 방법이 제공되어 있다. 통신 시스템은 데이터 시퀀스가 신호의 송신 결과로서 에러를갖는 기존 시퀀스 및 데이터 시퀀스 모두를 포함하는 신호를 실행한다. 위 방법은 기준 시퀀스 및 데이터 시퀀스를 포함하는 송신 신호를 먼저 수신하고 제1 채널 추정치를 산출하기 위해 수신된 기준 시퀀스에 기초하여 채널을 추정함으로써 채널 추정을 향상시킨다. 그 후, 제1 채널 추정치는 향상된 데이터 시퀀스를 산출하기 위해 에러에 있어 데이터 시퀀스의 부호들을 향상시키도록 사용된다. 향상된 데이터 시퀀스가 변경되고, 채널은 제2 채널 추정치를 산출하도록 변경 데이터 시퀀스에 기초하여 다시 추정된다. 제2 채널 추정치는 제1의 초기 채널 추정치와 비교해 보면, 향상된 채널 추정치이다. 양호한 실시예에 있어서, 향상된 데이터 시퀀스는, 먼저 시퀀스를 양자화하고, 시퀀스로부터 공지되지 않은 변조 정보를 제거하고 소정의 기준 특성에 기초하여 소정 그룹의 샘플로부터 시퀀스의 샘플을 유지하며, 잔여 샘플을 폐기시킴으로써 변경된다.
제2 채널 추정를 얻은 후, 2회의 향상된 데이터 시퀀스를 산출하기 위해 향상된 데이터 시퀀스를 더욱 향상시키는 것이 이용된다. 그 후, 2회 향상된 데이터 시퀀스는 종래의 기술에 의해 산출된 디코드 데이터로서 더 적은 에러를 포함함으로써, 통신 시스템을 통하여 향상된 호출 음질을 얻게된다.
제2도는 본 발명에 따라 향상된 채널 추정을 행하는 간섭성 수신기(200)의 블록도이다. 양호한 실시예에서, 수신된(200)는 간섭성 수신기, 즉, 수신된 신호에서 구체화된 기준 시퀀스 (또는 마커 정보)를 활용할 수 있는 것이다. 제2도를 참조하면, 기준 시퀀스(109) 및 데이터 시퀀스(112)는 초기 채널 추정치(115)를 이용하여 결합된 신호(122)가 발생되는 점에서 제1도에서와 같은 방식으로 처리된다. 하지만, 이 점에서, 결합된 신호(122)는 디코드된 데이터(150)를 발생하도록 디인터리버/디코더(124)로 삽입되는 것이 아니라, 대신에, 최근방 4 위상 전이 편이(Quaternary Phase Shift Keyed: QPSK) 배열 점에 '슬라이스(slice)'가 발생되는 블록(203)으로 입력된다. 발생되는 신호(204)는 초기 확정된 결정(early hard decisions: Q로 지정)을 나타내며, 양호한 실시예에서는 288 소자 시퀀스이다. 계속해서, 신호(204)는 콘쥬게이트 신호(206)를 생성하도록 블록(205)에서 결합된다. 콘쥬게이트 신호(206)는 데이터 시퀀스(112)의 지연된 버전(202)에 의해 승산기(207)에서 배가된다. 이 점에서, 승산기(207)를 여기시키는 신호(210)는 새로운 '잡음' 파일럿 시퀀스(R_d로 지정)를 나타낸다.
이 점에서, 신호(210)의 3개의 연속 샘플의 벡터 평균은 신호(214)를 생성하도록 블록(212)에서 계산된다. 3개의 연속 샘플은 양호한 실시예에서 사용되지만, 당업자라면 이해할 수 있는 바와 같이 임의의 수가 사용될 수 있다. 계속해서, '잡음' 파일럿 시퀀스를 나타내는 신호(210)은 프로젝션 블록(216)내의 (채널 추정치를 나타내는) 신호(214)와 비교된다. 채널 추정(214)에 관하여 열등한 프로젝션을 가진 신호(210)의 샘플들은 '아웃라이어(outliers)'로 간주되며, 즉, QPSK 배열로부터의 부정확한 것으로 선택된 것이다. 아웃라이어에 있는 것으로 추정된 샘플들은 데시메이터(220)에 의해 신호(210)로부터 제거된다. 신호(218)는 아웃라이어에 있는 것으로 고려되는 샘플에 관한 정보를 포함한다. 데시메이터(220)를 여기시키는 신호(222)는 감소된 수의 아웃라이어를 갖는 대리(surrogate) 파일럿 시퀀스이다. 그 후, 신호(222)는 [채널 추정 필터(114)와 유사한]채널 추정 필터(224)로 통과된다.
채널 추정 필터(224)는 감소된 수의 아웃라이어를 포함한 대시 파일럿 시퀀스를 나타내는 신호(122)에 기초하여 채널을 추정한다. 아웃라이어에 있는 것으로 간주되는 샘플들이 신호(210)로부터 제거되었으므로, 채널 추정 필터(224)를 여기시키는 채널 추정치(226)는 제1도에서 결정된 채널 추정치(115)에 존재하는 에러로부터 상관되지 않은 부가 잡음에 의해 훼손될 것이다. 채널 추정치(hpilot)는 인수(β)에 의해 가중되며, htotal로 지정된 최종 채널 추정 신호(236)를 형성하도록 원래 파일럿(hpilot)과 결합된다. 최종 채널 추정치(htotal)를 나타내는 신호(236)는 원래 데이터 시퀀스(112)를 정확하게 가중시켜 결과적으로 신호(240)를 생성하는데 사용된다. 그 후, 신호(240)는 신호(246)를 생성하는 다른 디버시티 소자들로부터 유사 신호와 결합된다. 결합된 신호(246)는 디코드된 데이터(250)가 출력되는 디인터리버/디코더(124)로 입력된다. 디코드된 데이터(250)의 에러율은 다수의 아웃라이어(잘못된 추정)가 제거되므로, 제1도에 도시된 바와 같이 종래의 디코드된 데이터(150)에서보다 낮다. 결과적으로 호출 음질에 있어서의 향상은 본 발명에 따라 채널 추정을 실행함으로써 쉽게 명백해질 수 있다.
제3도는 일반적으로 본 발명에 따라 향상된 채널 추정을 달성하도록 행해지는 단계들을 순름도 형태로 도시한 것이다. 처리 단계는 단계(300)에서 시작하여, 결합된 신호(122)가 최근방 QPSK 배열점으로 슬라이스되는 단계(301)로 진행된다. 다른 방식에서 보면, 결합된 신호(122)의 각 샘플은 QPSK 배열(점 .7+j.7, -.7+j.7, -7.-j.7, .7-j.7)에서 가장 근접한 이웃으로 할당된다. 이들 슬라이스(또는 할당치)의 10% 이상이 잘못된 QPSK 배열점이 되는 것이 중요한 것으로 주목됨을 알 수 있다. 이들은 상술한 바와 같이 아웃라이어인 것으로 결정되며 통신 시스템에서 호출 음질이 저하를 크게 유발하는 것으로서, 이하 더욱 상세하게 설명되어 정의된 샘플들이다.
에러에 있어 슬라이스(할당)의 10%를 제거하기 위해, 잡음 파일럿 시퀀스를 나타내는 신호(210)는 그 다음으로 이하의 처리 단계를 통해서 설정된다. 단계(302)에서, 3개의 샘플마다 벡터 평균을 계산한다. 다음, 단계(303)에서, 3개의 샘플 각각은 벡터 평균으로 프로젝트된다. 복소수(v1)(2 원소 벡터)를 다른 복소수(v2)으로의 프로젝션(p)은 p=실수(vi★conj(v2))[여기에서, 'conj()'는 켤레 연산자임]에 의해 얻을 수 있다. 프로젝션을 사용하여, 벡터 평균에 대한 최대 크기 프로젝션을 가진(3개의 데이터 샘플 외의) 데이터 샘플은 잔존(survivor) 샘플로서 단계(304)에서 보유되는 반면, 잔여 데이터 샘플들은 단계(305)에서 폐기된다. 양호한 실시예에서, 폐기되는 잔여 데이터 샘플들은 아웃라이어로 결정되거나, 부정확한 것으로 확정된 결정(슬라이서 할당)인 것으로 결정된다. 계속해서, 단계(301-305)는 단계(306)에서 소정의 횟수만큼 반복하고, 보유된 샘플들을 갖는 신호(222)는 채널 추정치를 산출하는데 사용된다. 아웃라이어(이들 샘플은 부정확한 것으로 확정된 결정을 나타냄)를 제거하고, 발생되는 신호는 아웃라이어의 감소된 수와 함께 대리 파일럿 시퀀스(신호 222)를 나타낸다. 양호한 실시예에서, 신호(222)는 96 요소 시퀀스이다. 대리 파일럿 시퀀스를 나타내는 신호(222)는 초기 확정된 결정을 나타내는 신호(204)와 같이 샘플들의 3/1을 갖고; 신호(222) 내 샘플의 3/2는 폐기된다. 채널 추정치를 산출하기 위해 신호(222)를 사용함으로써, 본 발명에 따른 채널 추정을 향상시킬 수 있다.
본 발명의 양호한 실시예는 간섭성 수신기에 관한 것이므로, 본 발명에 따라 향상된 채널 추정은 또한 비간섭성 수신기에서 유리하게 실행될 수 있다. 예를 들면, 상술한 기술을 유리하게 실현할 수 있는 그러한 수신기의 하나는 잠정 표준(IS)-95에 의해 정의된 바와 같이 코드 분할 다중 접근(CDMA) 통신과 호환성 있는 수신기이다. IS-95에서의 더 많은 정보에 대해서는 본 명세서에 참고로 통합된 1993년 7월의 TIA/EIA/IS-95, Mobile Station-base Station Compatibility Standard for Dual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System을 참조해 볼수 있다.
제4도는 일반적으로, 본 발명에 따라 향상된 채널 추정을 유리하게 실현할 수 있는 IS-95의 리버스 링크(이동국에서 기지국으로)와 호환성 있는 수신기를 도시한다. 제4도에 도시된 바와 같이, (기준 시퀀스를 포함하지 않는) 신호(401)는 제1도에 도시된 바와 같이 블록(103)과 유사한 블록에 입력된다. 블록(103)으로부터의 출력은 당업자에게 공지된 고속 아다마르 변환(Fast Hadamard Transform: FHT: 405)으로 입력되는 월시 칩(Walsh chips: 403)이다. FHT(405)로부터의 출력은 6개의 FHT 출력(407)이다. 양호한 실시예에서, 64 병렬 FHT 출력(이하, '후보 대상'라함)(407)은 1 월시 부호 기간 동안 FHT (405)로부터 출력된다.
제5도는 일반적으로 소정 기간 동안 FHT (405)로부터 출력된 6개의 FHT 출력(0-5)을 도시한다. 양호한 실시예에서, 제5도에 도시된 6개의 FHT 출력(0-5)의 소정 기간은 IS-95의 6.1.3.1.7.1에 정의된 단일 전력 제어 그룹(PCG)를 나타낸다. 각각의 FHT 출력(9-5)에 있어서 64 개의 포텐셜 '후보(candidates)' 중 단지 4개만이 도시되어 있음을 주목하는 것은 중요하다. 양호한 실시예에서, 4(실제 64) 프로젝션 중 단 하나가 진(true) 신호를 나타내며; 나머지 3(63)은 단지 잡음을 나타낸다. IS-95의 비 간섭성 수신기(400)에서의 목표는 FHT (405)로 부터의 64 포텐셜FHT 출력들 중 어느것이 정확한 월시 부호에 대응하는 FHT 출력인지를 (가능한 한 정확하게) 판정하는 것이다.
제6도는 일반적으로 총 길이가 최대인 시퀀스 합을 산출하는 제5도의 벡터들(500-505)을 도시한다. 이는 당업자에게 공지된 최대 확률 시퀀스 추정(Maximum Likel ihood Sequencde Estimation : MLSE)에 관한 일반적인 개념이다. 일반적인 MLSE는 모든 가능한 결합이 이루어지고 (소정의 측정에 의해) 최선의 결합이 최대 확률 시퀀스를 나타내는 철저한 시행 착오 접근법이다. 시간(0)으로부터 후보 대상, 및 시간(1)으로부터의 벡터에 이어, 시간(2)으로부터의 벡터와 합산하는 벡터, 및 시간(5)으로부터의 후보 대상과 합산하는 벡터에 이르기까지 선택함으로써 완전한 결합이 이루어진다. 제6도는 제7도에 도시된 바와 같이 승리 시도 시퀀스(winning trial sequence)에 기여하여 종료되는 각 시간으로부터 특정 데이터를 묘사한다. 다른 모든 결합은 모두 제7도에 도시된 것보다 작은 결과의 크기를 갖는 전체 벡터를 형성한다.
제7도에서 볼 수 있는 바와 같이, 벡터(502)는 전체적인 프로젝션(700)에 (만일 있다면) 작은 값을 제공하며, 사실상, 제5도에 도시된 전력 제어 그룹에서 제2 월시 부호의 부정확한 추정치를 사용하는 대략 FHT 출력 이상이다. 디코드된 데이터를 생성하기 위해 이러한 부정확한 벡터(502)를 사용함으로써 통신 시스템을 통한 호출 음질을 저하 시키게 된다. 사실상, 기본 MISE 기법의 사용으로 월시 부호 추정치에서 대략 30% 에러를 발생시키게 된다. 다른 방법의 경우, 6개의 월시 부호 전부 중 거의 2개는 부정확한 것으로 추정될 것이다.
제8도는 일반적으로 본 발명에 따라 향상된 채널 추정후의 향상된 결과(800)를 도시한다. 상기 단계(301-305)의 적용 후(제3도), 제7도에 도시된 바와 같이 벡터(502)는 아웃라이어(즉, 부정확한 것으로 선택된 후보)로 결정된다. [단계(301-305)에 이어지는 제4도의 아웃라이어 판정 블록(409)에 의해 행해지는 바와 같이) 벡터(502)를 제로 길이 후보 대상에 재배치함으로써, 향상된 결과(800)로, 제7도의 결과(700)에 의해 발생된 디코드된 데이터보다 더 적은 에러를 포함하는 디코드된 데이터를 생성하게 된다. 제4도에서 신호(411)에 의해 나타난 향상된 결과(800)는 메트릭 발생 및 콘벌루셔널 디코딩 블록(412)으로 입력되는 향상된 채널 추정치이다. 메트릭 발생 및 콘벌루셔널 디코딩 블록(412)의 동작은 Ling 등에 의해 출원된 것으로 본 명세서에 참고로 통합되어 있는 미국 특허 출원 No.(Docket CEO2934R)에 기술되어 있다. 향상된 신호(411)는 엄격한 MLSE 실행에 의해 얻어지는 것보다 평균 제곱 면에서 더 양호한 채널 추정치이므로, 디인터리버/디코드 블록(124)을 여기시키는 결과의 디코드된 데이터(415)는 더 작은 에러를 갖는다. 결과적으로, 본 발명에 따라 향상된 채널 추정에 의해 발생된 디코드된 데이터(415)의 보다 적은 에러로 통신 시스템을 통한 채널 음질을 향상시키게 된다.
제9도는 일반적으로 본 발명에 따라 향상된 채널 추정을 유리하게 실행할 수 있는 통신 시스템(900)의 블록도를 도시한다. 양호한 실시예에서, 통신 시스템은 코드 분할 다중 접근(CDMA)셀방식 무선 전화 시스템이다. 하지만, 당업자의 한 사람이라면, 본 발명에 따른 향상된 채널 추정이 이러한 기술로부터 얻게 되는 임의의 통신 시스템서 실행가능하다는 것을 이해할 것이다.
제9도를 참조하면, 편리함을 위해 약어가 사용되어 있다. 제9도에 사용된 약어에 대한 정의 목록은 다음과 같다.
BTS 기지 송신국(Base Transceiver Station)
CBSC 중앙 집중식 기지국 제어기(Centralized Base Station Controller)
EC 반향 소거기(Echo Canceller)
VER 방문자 위치 레지스터(Visitor Location Register)
HLR 홈 위치 레지스터(Home Location Register)
ISDN 종합 정보 통신망(Integrated Services Digital Network)
MS 이동국(Mobile Station)
MSC 이동 교환국(Mobile Switching Center)
MM 이동도 관리자(Mobiliyt Manager)
OMCR 운영 및 보수 센터-무선국(Operations and Maintenance Center-Radio)
OMCS 운영 및 보수 센터-교환국(Operations and Maintenance Center-Switch)
PSTN 교환식 공중 전화망(Public Switched Telephone Network)
TC 트랜스코더(Transcoder)
제9도에서 알 수 있는 바와 같이, 각각의 BTS 901-903은 MS905-906에 무선 주파수(RF) 통신을 지지하기 위해 BTSs 901-903 및 MSs 905-906에서 실행된 송/수신기(트랜시버) 하드웨어는 통신 산업 협회(TIA)로부터 입수 가능한 1993년 7월의 TIA/EIA/IS-95, Mobile Station Compatibility Standard Spread Spectrum Cellular System이라는 명칭의 문서에 정의되어 있다. 그 실시예에서, 제4도의 수신기는 BTSs 901-903에 있다. 제9도는 마찬가지로 리버스 링크(MS 905-906에서 BTSs 901-903)로 기준 시퀀스를 실행하는 CDMA 통신을 나타낸다. 그 실시예에서, 제2도의 수신기는 BTSs 901-903에 있다.
제9도에서 또한 알 수 있듯이, BTS 901-903 은 CBSC(904)에 결합된다. CBSC(904)는 TC(910)를 통해서 특히, 호출 처리, 및 MM(909)를 통해서 이동도 관리 에 대한 책임이 있다. CBSC(904)의 그 외의 다른 업무로는 특성 제어 및 송신/네트워킨 인터페이싱을 들 수 있다. CBSC(904)의 기능성에 있어 더 많은 정보를 위해, 본 출원의 양도인에게 양도되어 본 명세서에 통합되어 있는 Bach 등의 미국 특허 5,756,686호를 참조해 볼 수 있다.
또한, CBSC(904)의 MM(909)에 결합된 OMCR(912)가 제9도에 도시되어 있다. OMCR(912)은 통신 시스템(900)의 무선부[CBSC(904) 및 BTS(901-903) 결합]의 운영 및 일반적인 보수에 대한 책임이 있다. CBSC(904)는 PSTN(920)/ISDN(922) 및 CBSC(904) 간의 교환 능력을 제공하는 MSC(915)에 결합된다. OMCS(924)는 통신 시스템(900)의 교환부[MSC(915)]의 운영 및 일반적인 보수에 대한 책임이 있다. HLR(916) 및 VLR(917)은 통신 시스템(900)에 청구용으로 사용되는 사용자 정보를 제공한다. ECs(911 및 919)는 통신 시스템(900)을 통해 전달되는 음성 신호의 음질을 향상시키도록 실행된다. CBSC(904), MSC(915), HLR(916) 및 VLR(917)의 기능성은 분류된 바와 같이 제9도에 도시되어 있으나, 당업자의 한 사람이라면 그 기능성이 단일 소자에 마찬가지로 집중될 수 있음을 이해할 것이다.
본 발명은 소정의 특성에 관하여 기술 및 예시하였으나, 실시예는 단지 예시의 목적으로 개시되어 있으며, 본 발명의 청구 범위의 사상 및 범위를 벗어나지 않는한, 단계에서뿐만 아니라 부품의 배치 및 결합에 있어서의 여러 가지 변경이 이루어질 수 있음이 이해된다. 예를 들면, 당업자라면, 본 명세서에서 기술 및 청구되는 향상된 채널 추정 기술은 비 간섭성 수신기를 실현하는 시분할 다중 접근(TDMA) 및 주파수 분할 다중접근(FDMA)에 기초하여 다른 형태의 송신 시스템에 사용되는 것도 적합함을 이해할 것이다. 이하의 청구 범위에서의 모든 수단 또는 단계 및 기능 요소의 대응 구조, 재료, 역할 및 그에 상당하는 것은 구체적으로 청구된 바와 같이 다른 청구 범위의 요소와 결합하여 그 기능을 수행하기 위한 임의의 구조, 재료 또는 역할들을 포함하는 것으로 이해된다.

Claims (10)

  1. 기준 시퀀스와 신호의 송신 결과로 에러를 갖는 데이터 시퀀스를 포함하는 신호들을 실현하는 통신 시스템에서 채널을 추정하는 방법에 있어서, 상기 기준 시퀀스 및 상기 데이터 시퀀스를 포함하는 송신 신호를 수신하는 단계; 제1 채널 추정치(estimate)를 산출하도록 상기 기준 시퀀스에 기초하여 채널을 추정하는 단계; 상기 제1 채널 추정치를 사용하여 에러에 있어 상기 데이터 시퀀스를 개선하여 향상된 데이터 시퀀스를 발생시키는 단계; 변경된 데이터 시퀀스를 발생시키기 위해 상기 향상된 데이터 시퀀스를 변경하는 단계; 및 제2 채널 추정치를 산출하기 위해 상기 변경된 데이터 시퀀스에 기초하여 상기 채널을 재 추정하는 단계를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제2 채널 추정치를 사용하여 상기 향상된 데이터 시퀀스를 더 향상시켜 2회 향상된 데이터 시퀀스를 발생시키는 단계; 및 디코드된 데이터를 생성하기 위해 상기 2회 향상된 데이터를 디코딩하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 향상된 데이터 시퀀스를 변경하는 상기 단계는 상기 향상된 데이터 시퀀스를 소정의 샘플 그룹으로 양자화하는 단계; 및 소정의 판단 기준(criteria)에 기초하여 상기 소정의 샘플 그룹으로부터 잔존(survivor) 샘플을 보유하고, 상기 소정의 샘플 그룹의 잔여(remainder) 샘플을 폐기시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 잔존 샘플을 보유하는 단계는 상기 소정의 샘플 그룹의 벡터 평균을 계산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제4항에 있어서, 소정의 판단 기준에 기초하여 상기 잔존 샘플을 보유하는 상기 단계는 상기 소정의 샘플 그룹의 벡터 평균에 대한 최대 프로젝션(projection)을 갖는 잔존 샘플을 보유하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 기준 시퀀스와 신호의 송신 결과로 에러를 갖는 데이터 시퀀스를 포함하는 신호를 실현하는 통신 시스템에서 채널을 추정하는 장치에 있어서, 상기 기준 시퀀스 및 상기 데이터 시퀀스를 포함하는 송신 신호를 수신하기 위한 수단; 제1 채널 추정치를 산출하기 위해 상기 기준 시퀀스에 기초하여 채널을 추정하기 위한 수단; 상기 제1 채널 추정치를 사용하여 에러에 있어 상기 데이터 시퀀스를 개선하여 향상된 데이터 시퀀스를 발생시키기 위한 수단; 상기 향상된 데이터 시퀀스를 변경하기 위한 수단; 및 제2 채널 추정치를 산출하기 위해 상기 변경된 데이터 시퀀스에 기초하여 상기 채널을 재 추정하기 위한 수단을 포함하는 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 제2 채널 추정치를 사용하여 상기 향상된 데이터 시퀀스를 더 향상시켜 2회 향상된 데이터 시퀀스를 발생시키기 위한 수단; 및 디코드된 데이터를 생성하기 위해 상기 2회 향상된 데이터 시퀀스를 디코딩하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제6항에 있어서, 상기 향상된 데이터 시퀀스를 변경하기 위한 수단은 상기 향상된 데이터 시퀀스를 소정의 샘플 그룹으로 양자화하기 위한 수단; 및 소정의 판단 기준에 기초하여 상기 소정의 샘플 그룹으로부터 잔존 샘플을 보유하고, 상기 소정의 샘플 그룹의 잔여 샘플을 폐기시키기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 잔존 샘플을 보유하기 위한 장치는 상기 소정의 샘플 그룹의 벡터 평균을 계산하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 복수의 추정된 월시 부호(Walsh symbols)에 기초하여 채널 추정치를 산출하는 장치로서, 신호의 송신 결과로 에러를 갖는 데이터 시퀀스를 포함하는 신호를 실현하는 통신 시스템에서 채널을 추정하기 위한 장치에 있어서, 상기 데이터 시퀀스를 포함하는 송신 신호를 수신하기 위한 수단; 상기 데이터 시퀀스를 월시 칩으로 디스프레딩(despreading)하기 위한 수단; FHT 출력들 중의 하나가 상기 데이터 시퀀스에 관한 정보를 포함하는 복수의 FHT 출력으로 상기 월시 칩을 변환하기 위한 수단; 복수의 FHT 출력들 중의 하나가 상기 데이터 시퀀스에 관한 정보를 포함하는지를 추정하기 위한 수단; 상기 데이터에 관한 정보를 포함한 하나의 FHT 출력의 추정치가 부정확한 것인지의 여부를 판정하기 위한 수단; 및 상기 추정치가 부정확하다고 판정될 경우에 채널 추정치를 산출하는데 사용되지 않도록 상기 추정치를 폐기시키기 위한 수단을 포함하는 장치.
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