KR100616173B1

KR100616173B1 - Ｎｔ／Ｉｏ값을 사용한 셀룰라 시스템의 순방향 링크 전력 제어 시스템 및 방법

Info

Publication number: KR100616173B1
Application number: KR1019997009656A
Authority: KR
Inventors: 폴 이. 벤더; 로베르토 파도바니
Original assignee: 콸콤 인코포레이티드
Priority date: 1998-02-19
Filing date: 1999-02-19
Publication date: 2006-08-25
Also published as: NO995079L; CA2287513A1; DE69925800D1; EP0983643A1; EP1742380A3; CA2287512C; WO1999043101A1; AU2776099A; JP4031058B2; KR100628009B1; DE69925800T2; WO1999043101A9; EP1004217A1; CA2287512A1; ATE298178T1; NO323109B1; KR20010006545A; BR9904864A; CN1242564C; CN1256817A

Abstract

본 발명은 기지국, 이동국, 통신 채널, 파일롯 채널을 가진 통신 시스템에서 전송 전력 제어를 제어하기 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다. 이동국은 통신 채널을 통하여 수신된 통신 신호에 따라 신호 강도값을 결정한다. 파일롯 채널 신호는 파일롯 채널을 통하여 전송된 파일롯 신호에 따라 결정된다. 통신 신호의 신호 대 잡음비는 결정된 신호 강도값 및 파일롯 채널 신호에 따라 결정된다. 전송 전력 레벨은 신호 대 잡음비에 따라 제어된다. 통신 시스템의 통신 채널의 잡음 레벨은 추정된다. 파일롯 채널 신호는 파일롯 에너지 및 파일롯 잡음 요소를 포함한다. 파일롯 에너지 요소는 잔류 파일롯 신호를 제공하기 위해 제거된다. 통신 시스템 동작은 잔류 파일롯 신호에 따라 제어된다. 전송 전력 레벨은 통신 채널내의 신호 대 잡음비를 결정하고 차이 신호를 결정함으로써 제어된다. 차이 신호는 결정된 신호대 잡음비와 바람직한 신호대 잡음비 사이의 차이를 결정함으로써 형성된다. 차이 신호는 기지국 및 이동국 사이에서 전송된다. 파일롯 채널은 적어도 하나의 프레임을 가지며 전력 제어 신호는 프레임으로 삽입된다. 그러므로, 통신 신호의 강도를 나타내는 정보는 프레임내의 파일롯 채널을 통하여 기지국으로 전송된다. 파일롯 채널은 다수의 시간에서 전력 제어 신호를 전송하기 위한 두개의 정보 프레임을 가질 수 있다.

Description

Ｎｔ／Ｉｏ값을 사용한 셀룰라 시스템의 순방향 링크 전력 제어 시스템 및 방법 {FORWARD LINK POWER CONTROL IN A CELLULAR SYSTEM USING Nt/Io VALUES}

본 발명은 일반적으로 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 통신 시스템의 전력 제어에 관한 것이다.

이동국에 의해 수신된 신호의 강도 측정을 필요로 하는 종래의 통신 시스템이 다수 존재한다. 예를 들면, 한 기지국에서 다른 기지국으로의 이동국의 핸드 오프동안, 이동국에 의해 수신된 신호의 강도 결정이 핸드오프 수행시기를 결정하는데 필요하다. 상기 핸드오프 기술은 "CDMA 셀룰라 통신 시스템의 이동국 지원소프트 핸드오프"으로 표제된 미국 특허 번호 제 5,267,261에 개시되어 있으며, 본 발명의 양수인에게 양수되어 있다.

미국 특허 번호 제 5,267,261의 향상된 기술에서, 이동국은 시스템 내에서 인접 기지국에 의해 전송된 파일롯 신호의 신호 강도를 감시한다. 이동국은 신호 강도 메세지를 이동국이 통신하는 기지국을 통하여 신호 제어기로 보낸다. 신호 강도에 응답하여 시스템 제어기로부터 새로운 기지국 및 이동국으로의 명령 메세지는 새로운 기지국 및 현 기지국을 통하여 통신을 개설하도록 한다. 이동국은 이동국이 현재 통신하고 있는 적어도 하나의 기지국에 대응하는 파일럿 신호가 소정레벨 이하로 떨어지는 시기를 탐지한다. 이동국은 대응하는 기지국의 측정된 신호 강도 표시를 그가 통신하고 있는 기지국을 통해 시스템 제어기로 보고한다. 시스템 제어기로부터 식별된 기지국 및 이동국으로의 명령 메세지는 다른 기지국 또는 기지국들과의 통신을 계속 유지하면서 대응하는 기지국을 통한 통신을 종결한다.

이동국으로부터 전송되는 전력 제어 정보가 트래픽 채널로부터 분리된 전용 제어 채널로 삽입된다는 것은 공지되어 있다. 그러나, 분리된 제어 채널의 요구를 감소시키는 것이 바람직하다. 또한, 트래픽 채널에서 전송되는 신호의 전력 에너지가 전력 제어 파라미터를 결정하기 위해 사용되는 것이 바람직한 반면, 신호 대 잡음비는 측정하기 어렵기 때문에, 제어정보가 신호 대 잡음비 보다 에러율에 기초한다는 것이 공지되어 있다. 예를 들면, 현재의 시스템에서, 에러들 사이의 시간은 에러율을 나타내는데 사용된다. 에러율은 트래픽 채널의 품질을 결정한다. 게다가 전력 제어 신호를 획득하기 어려우며, 전력 제어 신호 정보에서 지시하는 조건에 응답하여 적시에 이용하기 어렵다.

파일롯 채널에 존재하는 계산된 잡음량을 사용하여 트래픽 채널로 제공된 상대적인 전력량을 추정하기 위한 시스템 및 방법이 개시된다. 상기 추정은 여러 목적에 사용될 수 있으며, 이러한 목적은 기지국, 이동국 및 통신 채널과 파일롯 채널을 포함하는 다수의 채널을 가진 통신 채널내에서 전송 전력 레벨에 대한 제어를 포함한다. 이동국은 수신 간섭량에 대한 심볼당 수신 에너지량의 비율을 측정한다. 파일롯 채널에 대한 수신 에너지량은 파일롯 채널에서 수신된 잡음량을 결정하는데 사용된다. 통신 신호의 신호 대 잡음비는 결정된 신호 강도값 및 파일롯 채널 잡음값에 따라 결정된다. 따라서, 개시된 방법 및 장치의 실시예에서, 전송 전력 레벨은 계산된 신호 대 잡음비에 따라 제어된다.

통신 시스템의 통신 채널의 잡음 레벨을 추정하기 위한 시스템 및 방법이 개시되어 있다. 파일롯 신호는 파일롯 에너지 성분 및 파일롯 잡음 성분을 포함한다. 파일롯 에너지 성분은 잔류 파일롯 신호를 제공하기 위해 파일롯 채널 신호로부터 제거된다. 상술한 바와 같이, 채널의 잡음량은 파일롯 채널의 잡음량에 기초하여 추정된다.

상술한 바와 같이, 시스템에 따라, 전송되는 신호의 전력은 예정된 수신 장치에 의해 수신된 전력량의 표시에 기초하여 제어된다. 상기 시스템에서, 전송 전력 레벨은 수신 신호의 신호 대 잡음비 및 요구되는 신호 대 잡음비 사이의 차이를 결정함으로써 제어된다. 송신기는 기지국 및 이동국 사이에서 상기 차이 신호를 전송한다.

파일롯 채널은 시간 프레임으로 분할되고 전력 제어 신호는 각각의 프레임에 삽입된다. 그러므로, 통신 신호의 강도를 나타내는 정보는 각각의 프레임에서 파일롯 채널을 통해 기지국으로 전송된다.

본 발명은 도면을 참조로 하여 상세한 설명에서 자세히 설명된다.

도 1은 셀룰라 통신 시스템의 한 예를 도시한다.

도 2는 도 1의 셀룰라 통신 시스템의 전력 제어 서브 채널을 도시한다.

도 3은 수신 트래픽 신호의 신호 대 잡음비를 결정하기 위해 수행된 단계를 도시한 흐름도이다.

도 4는 도 3의 단계를 도시한 상세 흐름도이다.

도 5는 개시된 장치의 블록 다이아그램이다.

셀룰라 통신 시스템의 예가 도 1에 도시되어 있다. 도 1에 도시된 시스템은 다수의 시스템 이동국(또는 이동 통신 장치) 및 기지국 사이의 통신을 용이하게 하는 다양한 다중 액세스 변조 기술을 사용한다. 이 기술은 CDMA 확산 스펙트럼 변조를 포함한다.

전형적인 CDMA 시스템에 있어서, 기지국은 파일롯 반송파를 포함하는 고유한 파일롯 신호를 대응 파일롯 채널로 전송한다. 예를 들면 개시된 방법 및 장치의 일 실시예에 따라, 파일롯 신호는 통상적인 유사 잡음(PN) 확산 코드를 사용하여 각각의 기지국에 의해 항상 전송되는 비변조, 직접 시퀀스, 확산 스펙트럼 신호이다. 파일롯 신호는 이동국이 초기 시스템 동기화를 획득하도록 하며, 또한 코히어런트 복조용 위상 기준 및 신호 강도 측정에 대한 기준을 제공한다. 게다가, 수신 파일롯 신호는 수신된 트래픽 신호의 도착 시간, 위상 및 진폭을 추정하는데 사용될 수 있다. 개시된 방법 및 장치의 일 실시예에 따라, 각각의 기지국에 의해 전송되는 파일롯 신호는 다른 코드 위상 오프셋을 가진 동일 PN 확산 코드로 변조된다.

이동 스위칭 센터(MSC)로 언급되는 시스템 제어기(10)는 통상적으로 기지국으로 시스템 제어를 제공하기 위한 인터페이스 및 처리 회로를 포함한다. 제어기(10)는 또한 네트워크(공중 전화 교환망(PSTN))로부터 의도된 이동국으로 전송하기 위해 적당한 기지국으로 통신 장치 호출 라우팅을 제어한다. 이동국으로부터 기지국을 거쳐 PSTN에 이르는 호출 라우팅은 또한 제어기(10)에 의해 제어된다.

제어기(10)는 전용 전화 회선, 광 섬유 링크와 같은 수단 또는 마이크로파 통신 링크에 의해 기지국(12,14,16)과 연결될 수 있다. 도 1에서, 3개의 기지국(12,14,16) 및 통신 장치(이동국)(18)가 도시되어 있다. 이동국(18)은 적어도 수신기, 송신기 및 프로세서를 포함한다. 기지국(12,14,16)은 전형적으로 기지국(12,14,16)의 기능을 제어하는 처리 회로 및 이동국(18) 및 시스템 제어기(10)와 통신하는 인터페이스 회로를 포함한다.

도 1에 도시된 화살표(20A-20B)는 기지국(12) 및 이동국(18) 사이의 가능한 통신 링크를 나타낸다. 도 1에 도시된 화살표(22A-22B)는 기지국(14) 및 이동국(18) 사이의 가능한 통신 링크를 나타낸다. 유사하게, 도 1에 도시된 화살표(24A-24B)는 기지국(16) 및 이동국(18) 사이의 가능한 통신 링크를 나타낸다.

이동국(18)이 수신 신호를 처리한 후, 결과 신호는 요구되는 신호 및 잡음 신호의 합성물이다. 임의의 시간 주기에 대한 평균 신호 대 잡음비는 수신 신호 강도에 대한 바람직한 척도이다. 예를 들면, CDMA 시스템에서 수신 신호의 신호 대 잡음비는 한 블록에 대하여 평균될 수 있다. 그러므로, 이동국(18)은 신호 대 잡음 비를 추정할 수 있고 추정값을 이동국(18)이 실제로 수신한 값과 비교할 수 있다. 개시된 방법 및 장치의 일 실시예에 따라, 이동국(18)은 데시벨로 표현된 파라미터(FWD_SNR_DELTA)로서 신호 대 잡음비의 기대값 및 측정값 사이의 차이를 기지국(12,14,16)으로 전송한다. 파라미터(FWD_SNR_DELTA)는 바람직하게 역방향 링크 전력 제어 서브 채널로 전송된다.

기대 신호 대 잡음비를 결정하는데 있어, 이동국(18)은 기지국(12,14,16)에 의해 설정되는 순방향 링크 기본 블록 소거율(erasure rate)과 동일한 평균 순방향 링크 기본 소거율을 발생시키는 신호 대 잡음비를 계산한다. 기대 신호 대 잡음비를 계산하는 데 있어, 이동국(18)은 저 레이트 블록들이 연속적으로 PN 칩당 3 데시벨 적은 전력으로 전송된다고 추정한다. 개시된 장치의 일 실시예에 따라, 이동국(18)은 수신 경로의 최대 비 결합을 수행한다.

기대 신호 대 잡음비를 계산할 뿐만 아니라, 이동국(18)은 수신 트래픽 신호의 신호 대 잡음비를 결정하여야 한다. 도 3의 흐름도는 수신 트래픽 신호의 신호 대 잡음비를 결정하기 위해 수행되는 단계를 도시한 상위 레벨 흐름도이다. 먼저, 트래픽 및 파일롯 신호가 수신된다(채널 상의 상위 잡음과 함께)(단계 300). 필터를 통해 파일롯 및 트래픽 신호가 전송되는 주파수 밴드의 외부 잡음들은 제거되고, 내부 밴드의 잡음은 통과된다. 수신 트래픽 신호는 트래픽 채널을 채널화(channelize)하는 특정 월시 코드에 의해 디커버링된다. 마찬가지로, 파일롯 채널은 파일롯 채널(단계 302)을 채널화하는 특정 월시 코드에 의해 디커버링된다. 파일롯 및 트래픽 채널이 디커버링되면, 심볼당 신호 대 간섭비(E_S/I_O)가 측정된다(단계 304). 다음으로, 잡음 대 간섭비(N_T/I_O)가 측정된다(단계 306). 상기 값이 측정되면, 심볼당 신호 대 간섭비(E_S/I_O)가 심볼당 신호 대 잡음 비(E_S/N_T)를 산출하기 위해 N_T/I_O에 의해 나누어진다(단계 308). 이 후 상기 값은 순방향 링크 전송 신호의 전력 제어를 수행함으로써, 시스템을 제어하기 위해 심볼당 신호 대 잡음비(E_S/N_T)를 사용하는 장치로 제공된다(단계 310). 단계 304 및 306에서 수행된 자세한 방법은 도 4의 흐름도에서 제공된다.

직교 채널을 분리하기 위한 디커버링이 이뤄지기 전에, 각각의 트래픽 채널은 파일롯 채널의 잡음에 포함된다. 마찬가지로, 관심있는 트래픽 채널을 제외한, 파일롯 신호 및 각각의 트래픽 채널은 관심있는 트래픽 채널의 잡음에 포함된다. 디커버링되면, 트래픽 채널의 잡음은 비직교 신호와 관련된 에너지만 포함한다. 또한, 자동 이득 제어 장치는 전형적으로 총 수신 신호가 일정값에서 수신되는 것을 보장하기 위해 사용되며, 이는 기술상 공지되어 있다. 따라서, 모든 신호값은 총 수신 신호 강도(I_O)로 참조된다. 그럼에도 불구하고, 이는 다음 방정식에서 사용되지 않는다. 따라서, 총 수신 트래픽 신호는 다음과 같다.

r_T = s_T + n_T 방정식.(1)

여기에서 s_T는 요구되는 트래픽 신호를 나타내며 n_T는 수신 트래픽 신호의 잡음을 나타내며 다음과 같이 이해될 수 있다.

방정식.(2)

여기에서 d_k는 트래픽 채널의 심볼 스트림 또는 데이타 스트림내의 k번째 심볼이며 E_s,k는 심볼에 대한 트래픽 채널의 총 수신 에너지이다. 합은 1에서 n까지의 모든 k에 대하여 주어지며, 여기에서 n은 프레임 내의 총 심볼의 갯수이다. 개시된 방법 및 장치의 대안적인 실시예에서 심볼의 갯수(n)는 프레임 내의 심볼의 갯수와 다를 수 있음을 유념하라.

많은 경우에 있어, "레이크" 수신기는 다른 소스로부터 수신된 신호 또는 다른 경로(서로 지연된)를 통과하는 동일 소스로부터의 신호를 결합한다. 이 경우, 총 수신 트래픽 신호는 연관 파일롯 신호들과 각각의 독립적인 경로로 수신된 트래픽 신호들을 승산시킴으로써 획득된다. 이러한 승산 결과는 각각의 파일롯 신호의 상대적인 강도에 의해 가중치가 부여된 각 수신 트래픽 신호값이다. 이 결과는 총 수신 트래픽 신호(r_T)를 형성하기 위해 합쳐진다. 상기 합은 다음 방정식으로 나타난다.

방정식.(3)

여기에서 1에서 m까지 아래 첨자(i)에 대해 합산이 이뤄지고, r_T,i는 i번째 경로에 대한 수신 트래픽 신호이며, m은 총 경로의 갯수이고, r_p,i을 포함하는 괄호는 파일롯 신호가 시간상 짧은 주기에 대해 파일롯 진폭의 파동(fluctuation)을 줄이기 위해 저역 필터에 의해 필터링된 것이란 사실을 나타낸다.

특정 경로에 대한 총 수신 파일롯 신호는 다음과 같다.

방정식.(4)

여기에서, s_P는 수신 파일롯 신호이며 n_P는 파일롯 잡음을 나타낸다. 또한 파일롯 신호값(

)은 심볼당 에너지(E_S)의 제곱근에 스케일링 요소를 곱한 데이터와 동일하다. 이 관계는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

방정식.(5)

여기에서, α는 트래픽 및 파일롯 채널의 상대 전송 이득 및 각각의 채널에 대한 적분 길이를 고려한 스케일링 요소이다. 1에서 n까지 아래 첨자(k)에 대한 합이 주어진다. n은 심볼의 총 갯수이다. d_k는 파일롯 채널의 심볼 스트림 또는 데이타 스트림의 k번째 심볼이며,

는 k번째심볼에 대한 파일롯 채널의 총 수신 에너지이다. 심볼 스트림(d)은 본질적으로 파일롯 채널을 변조한 정보 상태를 나타내는 +1 또는 -1 중 하나이다. 파일롯 신호의 경우, 테이타가 항상 1의 값을 갖는 것이 전형적이다. 그러므로 데이타(d)는 방정식에서 생략될 수 있다. 파일롯 신호와 트래픽 신호를 승산시키는데 있어, 방정식(2)가 방정식(1)에서 치환될 수 있고, (방정식)(5)가 (방정식)(4)에서 치환될 수 있다. 그 결과는 다음과 같다.

방정식(6)

그러나, 만일 파일롯 신호(r_p)의 잡음(n_p) 및 트래픽 신호(r_T)의 잡음(n_T)이 상관되지 않으면, 결과(r_T)는 본질적으로 트래픽 신호 에너지에 의해 승산된 트래픽 데이타의 스케일된 언바이어스 추정량이다. 이는 비상관 잡음이 합쳐지지 않는다는 사실에 기인한다. 그러나, 상관 데이타는 합쳐질 것이다. 따라서, 잡음을 무시할수 있다고 가정할 수 있다(즉, 무의미하고 무시할 만함). 파일롯 신호(r_p) 및 트래픽 신호(r_T)가 직교 채널에서 전송되기 때문에, 파일롯 신호(r_p)의 잡음(n_p) 및 트래픽 신호(r_T)의 잡음(n_T)이 비상관인 것을 가정할 수 있다.

d는 본질적으로 랜덤이며 알려지지 않기 때문에, 방정식(6)으로부터 d를 제거하는 것이 바람직하다. 개시된 방법 및 장치에 따라, 방정식(6)으로부터 d를 제거하기 위해, 스칼라곱(dot product)이 수행된다. 스칼라곱은 수신 트래픽 신호의 디코딩 및 재-인코딩(re-encoding)후에 심볼 스트림(d) 및 추정값(dαE_T) 사이에서 수행된다(단계 400). 트래픽 정보를 디코딩한 후, 정보는 본질적으로 수신 신호로부터 추출된다. 정보의 재-인코딩은 정보를 디코딩하기 전에 존재한 상태로 복귀한다. 디코딩 동작 후의 데이타 시퀀스는 상대적으로 공지되어 있기 때문에, 이 스칼라 곱의 수행은 수신 신호의 에너지를 결정할 때 데이터 시퀀스를 고려하도록 하여준다. 즉, 스칼라곱은 수신 신호에 상기 데이타를 주입한다. 따라서, 정보 심볼의 에너지는 합산되고 잡음 에너지는 잡음이 비상관이기 때문에 합산되지 않는다. 당연히, 더 많은 심볼이 합산될수록, 심볼 에너지 대 잡음비는 더 커진다. 스칼라곱 연산의 결과는 다음과 같다.

αE_T·αE_T = (αE_T)² 방정식.(7)

트래픽 채널 신호 에너지를 추정하기 위해, 스케일링 요소(α)는 방정식(7)로부터 제거된다. 스케일링 요소(α)는 다음과 같다.

α = G_p/G_T·L_p/L_T 방정식.(8)

여기에서 G_p는 파일롯 신호 전송 이득이며, G_T는 트래픽 신호 전송 이득이고, L_p는 파일롯 신호의 적분 주기이며, L_T는 트래픽 신호의 적분 주기이다. 파일롯 적분 주기(L_p) 및 트래픽 적분 주기(L_T)는 공지되어 있는 반면, 파일롯 신호 이득(G_p)및 트래픽 신호 이득(G_T) 사이의 관계는 전형적으로 전력 제어 요소가 트래픽 채널의 이득을 변화시키는 경우에 있어 공지되어 있지 않다.

그러므로, 스케일링 요소(α)를 제거하기 위해, 이동국(18)은 파일롯 신호와 그 자신의 스칼라곱을 계산함으로써 파일롯 에너지를 결정한다. 이는 신호 에너지의 스케일되고 바이어스된 추정값(E_P = α²E_T)인 파일롯 에너지(E_P)의 바이어스된 추정값을 산출한다. 그러므로, 트래픽 신호 에너지(E_T)의 바이어스된 추정값은 트래픽 신호 에너지의 바이어스되지 않은 추정값(αE_T)를 제곱하고 이를 파일롯 신호 에너지(E_P)의 바이어스된 추정값으로 나누어줌으로써 결정될 수 있다.

E_T = (αE_T)²/(α²E_T) 방정식.(9)

방정식(7)에서 상술한 바와 같이, 심볼당 에너지(E_S)는 이 후 심볼에 대하여 값(E_T)을 정규화함으로써 획득될 수 있다(즉, 프레임 당 심볼의 갯수와 같이 심볼의 갯수로 결정된 E_T를 나눔으로써)(단계 402).

E_T/n = E_S 방정식.(10)

여기에서 n은 E_T가 결정되는 심볼의 갯수이다.

만일 수신 트래픽 신호의 기본 블록률이 공지되어 있다면(단계 404), 그 블록률과 관련되는 정규화된 스칼라곱이 선택된다(단계 406). 그러나 만일 기본 블록률이 공지되지 않았다면(단계 404), 최대값을 갖는 스칼라곱이 선택된다(단계 408).

개시된 방법 및 장치는 파일롯 신호가 공지된 상수 데이타 시퀀스를 가진다는 사실을 이용한다. 이러한 데이타 시퀀스는 공지되어 있기 때문에, 파일롯 채널 신호는 잡음을 분리시키기 위해 쉽게 구별된다 개시된 발명 및 장치의 일 실시예에 따르면, 이는 파일롯 채널을 인버팅시키고, 인버팅된 파일롯 채널 신호를 쉬프트되지 않은 파일롯 채널 신호에 대해 시간상으로 하나의 심볼만큼 쉬프트하며, 쉬프트 및 인버팅된 파일롯 채널 신호를 쉬프트되지 않은 파일롯 채널 신호와 합산함으로써 이루어진다. 이는 또한 월시 코드(W₆₄ ¹²⁸)로 파일롯 채널을 디커버링하고 프레임에 대하여 적분(intergrate)함으로써 이루어진다. 특정 월시 코드는 교번적인 +1 및 -1 패턴이다. 그러므로, 심볼의 이산 숫자에 대한 파일롯 채널의에너지 합계는 영이며, 잔류 N_T항을 분리시킨다. 이는 정규화된 파일롯 채널의 잡음을 결정하도록 한다.

바람직하게 신호 대 잡음비(E_S/N_T)는 E_S값을 N_T값으로 단순히 나눔으로써 얻을 수 있다.

도 5는 개시된 장치의 단순화된 블록 다이아그램이다. 무선 주파수(RF) 수신기(501)는 들어오는 신호를 수신하고 공지된 방식으로 RF 처리를 실행한다. 이 후 수신된 신호는 프로세서(503)와 연결된다. 프로세서(503) 내부의 월시 디커버링 회로(511)는 각각의 트래픽 채널 및 파일롯 채널을 디커버링한다. 월시 디커버링 회로(511)는 프로세서(511)에서 실행되는 소프트웨어로서, 이산 요소 프로세서(511)와는 별개인 응용 주문형 집적 회로(ASIC) 또는 기술상 공지된 디커버링 절차가 이루어지도록 하는 임의의 다른 방법중 하나에 의해 수행된다는 것은 당업자에 공지되어 있다. 디커버링된 후, 트래픽 채널 신호는 디코더(507)에 연결된다. 디커버링 회로와 유사하게, 디코더(507)는 이산 요소, 프로세서(511)와는 별개인 응용 주문형 집적 회로(ASIC), 또는 기술상 공지된 디코딩 절차를 수행하도록 하는 임의의 다른 방법을 사용하여 수행된다. 디코딩 프로세스는 수신 신호를 전송한 송신기에 의해 인코딩된 원 정보를 생성한다. 이 후 상기 정보는 재-인코더(509)와 연결된다. 재-인코더(509)는 이산 요소, 응용 주문형 집적 회로(ASIC), 또는 기술상 공지된 재 인코딩 절차를 수행하도록 하는 임의의 다른 방법을 사용하여 수행된다. 일단 재-인코딩 기능이 수행되면, 프로세서(503)는 E_S/N_T값을 결정하기 위해 상술한 기능을 수행한다. 그리고 나서 이 값은 순방향 링크 전력 제어를 책임지는 기지국내의 프로세서 또는 요구되는 전송 전력을 유지하기 위해서 조정되어야 하는 순방향 링크 전력 제어량의 통신을 책임지는 이동 셀룰러 전화내의 프로세서와 같은 통신 네트워크 제어기(505)에 연결된다. E_S/N_T값으로 이루어진 특정 사용은 개시된 특정 실시예에 의해 제한하려는 것이 아니며, 상기 값의 가능한 모든 애플리케이션을 포함하는 것이다.

이동국(18)은 또한 프레임 단위로 측정된 정규화 신호 대 잡음 비(E_f/N_t)를 계산할 수 있다. 정규화된 프레임당 신호 대 간섭비(E_f/R)가 측정되며, 여기에서 R은 총 수신 신호이며, E_f는 하나의 프레임 동안 요구 신호의 에너지이다. 그리고 나서, 프레임당 잡음 대 간섭비(N_t/R)가 측정된다. E_f/I_O는 E_f/N_t을 계산하기 위해 N_t/R로 나누어진다.

정규화된 프레임당 신호를 계산하는데 사용되는 정규화된 프레임당 신호 대 잡음비(E_f/N_O)는 다음과 같이 계산될 수 있다. 소프트 결정들(dαE_r/I_O) 및 재 인코딩된 심볼(d)의 스칼라 곱은 각각의 기본 블록율에 따라 계산될 수 있다. 결과는 제곱되고 다음과 같은 추정된 파일롯 에너지로 나누어 진다.

E_P/I_O = α²E_T/I_O 방정식.(11)

각각의 기본 블록율에 대한 스칼라 곱은 블록의 심볼들의 갯수에 대한 풀 레이트 블록의 심볼 갯수의 비를 사용하여 정규화된다. 만일 기본 블록률이 공지되지 않는다면, 최대 정규화 스칼라 곱이 선택될 것이다. 프레임당 잡음 대 간섭비(N_T/I_O)는 프레임에 대한 순방향 코드 채널의 에너지를 축적함으로써 측정될 수 있다.

신호 대 잡음비를 나타내는 신호는 본 발명의 시스템 및 방법에서 전력 전송 레벨의 제어용으로 사용될 수 있다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 기지국(12,14,16)은 이동국(18)에 의해 전송되는 FWD_SNR_DELTA값을 사용할 수 있다. FWD_SNR_DELTA값은 순방향 프레임(n+1)으로 인가되는 순방향 이득(FWD_GAIN)을 조절하기 위해 역방향 프레임(n)의 전력 제어 서브 채널로서 이동국(18)에 의해 기지국으로 전송된다.

FWD_SNR_DELTA를 계산하기 위해, 이동국(18)은 계산된 신호 대 잡음값과 함께 기대 신호 대 잡음비를 사용할 수 있다. 프레임당 기대 신호 대 잡음비(E_f/N_t)는 다음과 같이 계산될 수 있다. 이동국(18)은 성공적으로 디코딩하는 제 1 기본 블록의 신호대 잡음비와 동일하게 초기 기대 신호대 잡음비를 설정할 수 있다. 만일 기본 블록이 소거(erase)된다면, 이동국(18)은 E_f/N_r의 기대 신호대 잡음비 값을 증가시킨다. 그렇지 않으면, 이동국(18)은 E_f/N_r의 기대 신호대 잡음비 값을 감소시킨다.

증가 스텝 사이즈(P_i) 및 감소 스텝 사이즈(P_d)는 요구되는 순방향 링크 기본 블록 소거율(R_e) 및 E_f/N_t의 최대 증가율에 의해 결정된다. 상기 최대 증가율은 P_m으로서 정의될 수 있다. 이 후, P_d = (R_eP_m)/(R_e-1) 및 P_i = (P_d/R_e)·P_m 은 1/2값을 가진다.

만일 전력 제어 서브 채널(FWD_SNR_DELTA)이 기지국(12,14,16)에 의해 소거되지 않는다면, 순방향 심볼당 신호 대 잡음비 델타 플래그(FWD_SNR_VALID)는 1로 설정된다. 그렇지 않다면, 기지국(12,14,16)은 FWD_SNR_DELTA 및 FWD_SNR_VALID 값을 모두 0으로 설정한다. 순방향 전송 프레임(n+1)으로 기지국 송신기에 의해 인가된 순방향 이득은 다음과 같이 계산된다.

FWD_GAIN[n+1] = ｜FWD_GAIN_MIN (FWD_GAIN_adj〈 FWD_GAIN_MIN 인 경우)
= ｜FWD_GAIN_MAX (FWD_GAIN_adj 〉FWD_GAIN_MAX 인 경우)
= ｜FWD_GAIN_adj (그 외의 경우)

방정식.(12)

여기에서

이며 윗 첨자(χ)는 FWD_SNR_DELTA 및 FWD_SNR_VALID에 따라 결정된다. 그러나, FWD_GAIN을 계산하는 임의의 방법이 본 발명의 시스템 및 방법에 따라 사용될 수 있다.

도 2를 참조하면, 전력 제어 서브 채널(30)의 부분이 도시되어 있다. 전력 제어 서브 채널(30)은 도 1의 통신 시스템에 사용하기 적당하다. 예를 들면 전력 제어 서브 채널(30)은 이동국(18)으로의 전송 전력 레벨을 조절하기 위해 이동국(18)으로부터 기지국(12,14,16)으로 FWD_SNR_DELTA를 전송하는데 사용될 수 있다.

전력 제어 서브 채널(30)은 다수의 전력 제어 그룹(34)을 갖는 파일롯 채널내부에 위치할 수 있다. 예를 들면, 16개의 전력 제어 그룹(34)은 파일롯 채널내부의 각각의 다수의 프레임(38)을 형성할 수 있다. 각각의 전력 제어 그룹(34)은 다수의 의사 랜덤 잡음 워드(38)를 포함할 수 있다. 본 발명의 방법을 실행하는 데 있어, 한개 또는 그 이상의 의사 랜덤 잡음 워드(38)는 제거될 수 있으며 전력 제어 정보(40)로 대체될 수 있다.

제거된 유사 잡음 워드(38)는 전력 제어 그룹(34) 내의 임의의 잡음 워드(34)일 수 있다. 그러나, 바람직한 실시예에서, 전력 제어 그룹의 중심을 향하여 위치한 잡음 워드(38)가 사용된다. 전력 제어 정보(40)는 송신기로 하여금 특정량으로 전력 레벨을 증가 또는 감소시키거나 방정식(12) 에 도시된 바와 같이, 전송 전력 레벨을 유지하도록 지시한다. 또한, 전력 제어 정보(40)를 포함하는 프레임(38)의 전송이 신뢰성을 증가시키도록 여러번 반복되는 것이 바람직하다.

임의의 전력 제어 정보는 전력 제어 정보를 전력 제어 그룹(34)내부의 선택된 위치로 삽입함으로써 전송될 수 있다. 또한, 파일롯 채널에 전력 제어 정보를 삽입하는 상기 방법은 전력 제어 정보를 결정하는 어떠한 방법에도 유리하게 적용될 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예는 당업자가 사용할 수 있으며, 다양한 변경이 가능하고, 설명된 원칙은 다른 기능을 사용하지 않고 타 실시예에서 적용될 수 있다. 그러므로, 본 발명은 특정 실시예를 제한하려는 것이 아니라 원칙 및 신규성을 포함하는 다양한 영역에서 실시될 수 있다.

Claims

통신 시스템에서 기지국으로부터의 전송 전력 레벨을 제어하는 방법으로서,

이전 전송의 측정된 신호대 잡음비와 기대 신호대 잡음비 사이의 차이를 표시하는 표시자를 기지국에서 수신하는 단계; 및

상기 수신된 표시자에 따라 다음 전송 전력 레벨을 결정하는 단계를 포함하며,

수신된 표시자에 따라 다음 전송 전력 레벨을 결정하는 상기 단계는

측정된 신호대 잡음비가 기대 신호대 잡음비를 초과하는 경우에 다음 전송의 전력 레벨을 감소시키는 단계를 추가로 포함하며,

상기 기대 신호대 잡음비는 이동국의 디코딩 결과에 따라 가변적으로 조정되는 전송 전력 레벨 제어 방법.
삭제
제1항에 있어서,

상기 기지국으로부터 전송에 대한 신호대 잡음비를 이동국에서 측정하는 단계;

상기 측정된 전송의 기대 신호대 잡음비를 상기 이동국에서 결정하는 단계;

상기 측정된 신호대 잡음비 및 상기 기대 신호대 잡음비 사이의 차이에 따라 상기 표시자를 상기 이동국에서 결정하는 단계; 및

상기 이동국으로부터 상기 표시자를 전송하는 단계를 추가로 포함하는 전송 전력 레벨 제어 방법.
제3항에 있어서,

이동국에서 신호대 잡음비를 측정하는 상기 단계는

미리 결정된 제1 시간량에 대해 신호대 간섭비를 측정하는 단계;

미리 결정된 제2 시간량에 대해 잡음대 간섭비를 측정하는 단계; 및

측정된 신호대 간섭비를 측정된 잡음대 간섭비로 나누는 단계를 포함하는 전송 전력 레벨 제어 방법.
제3항에 있어서,

이동국에서 기대 신호대 잡음비를 결정하는 상기 단계는

전송을 디코딩하는 단계; 및

상기 디코딩이 성공적인 경우 이전에 결정된 기대 신호대 잡음비를 제1 값만큼 감소시키는 단계를 포함하는 전송 전력 레벨 제어 방법.
제5항에 있어서,

상기 디코딩이 성공적이지 못한 경우 이전에 결정된 기대 신호대 잡음비를 제1값만큼 증가시키는 단계를 추가로 포함하는 전송 전력 레벨 제어 방법.
제3항에 있어서,

초기 기대 신호대 잡음비를 첫번째로 성공적으로 디코딩된 전송의 신호대 잡음비와 동일하게 설정하는 단계를 추가로 포함하는 전송 전력 레벨 제어 방법.
통신 시스템에서 전송 전력 레벨을 제어하는 장치로서,

이전 전송의 측정된 신호대 잡음비와 기대 신호대 잡음비 사이의 차이를 표시하는 표시자를 기지국에서 수신하도록 구현된 수신기; 및

상기 수신된 표시자에 따라 링크의 전송 전력 레벨을 결정하는 수단을 포함하며,

상기 수신된 표시자에 따라 링크의 전송 전력 레벨을 결정하는 상기 수단은

측정된 신호대 잡음비가 링크의 기대 신호대 잡음비를 초과하는 경우 전송 전력 레벨을 감소시키는 수단을 포함하며,

상기 기대 신호대 잡음비는 이동국의 디코딩 결과에 따라 가변적으로 조정되는 전송 전력 레벨 제어 장치.
삭제
제8항에 있어서,

링크 신호의 신호대 잡음비를 측정하는 수단;

링크 신호의 기대 신호대 잡음비를 결정하는 수단;

상기 측정된 신호대 잡음비 및 기대 신호대 잡음비의 차이에 따라 표시자를 결정하는 수단; 및

상기 표시자를 전송하는 수단을 추가로 포함하는 전송 전력 레벨 제어 장치.
제10항에 있어서,

상기 링크 신호의 신호대 잡음비 측정 수단은

미리 결정된 제1 시간량에 대해 신호대 간섭비를 측정하는 수단;

미리 결정된 제2 시간량에 대해 잡음대 간섭비를 측정하는 수단; 및

측정된 신호대 간섭비를 측정된 잡음대 간섭비로 나누는 수단을 포함하는 전송 전력 레벨 제어 장치.
제10항에 있어서,

상기 링크 신호의 기대 신호대 잡음비 결정 수단은

수신 신호의 프레임을 디코딩하도록 구현된 디코더; 및

상기 디코더가 프레임을 성공적으로 디코딩하는 경우 이전에 결정된 기대 신호대 잡음비를 제1 값만큼 감소시키는 수단을 포함하는 전송 전력 레벨 제어 장치.
제12항에 있어서,

상기 디코딩이 성공적이지 못하는 경우 이전에 결정된 기대 신호대 잡음비를 제1 값만큼 증가시키는 수단을 추가로 포함하는 전송 전력 레벨 제어 장치.
제10항에 있어서,

상기 링크 신호의 기대 신호대 잡음비 결정 수단은

초기 기대 신호대 잡음비를 첫 번째로 성공적으로 디코딩된 수신 신호 프레임의 신호대 잡음비와 동일하게 설정하는 수단을 추가로 포함하는 전송 전력 레벨 제어 장치.
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링크의 신호대 잡음비를 측정하는 단계;

링크의 기대 신호대 잡음비를 결정하는 단계; 및

상기 측정된 신호대 잡음비 및 기대 신호대 잡음비의 차이에 따라 표시자를 결정하는 단계를 포함하며,

상기 기대 신호대 잡음비는 이동국의 디코딩 결과에 따라 가변적으로 조정되는 표시자를 결정하는 방법.
제35항에 있어서,

링크의 신호대 잡음비를 측정하는 상기 단계는

제1 시간 인터벌에 대해서 전송들의 신호대 간섭비를 측정하는 단계;

제2 시간 인터벌에 대해서 전송들의 잡음대 간섭비를 측정하는 단계; 및

측정된 신호대 간섭비를 측정된 잡음대 간섭비로 나누는 단계를 포함하는 표시자를 결정하는 방법.
제35항에 있어서,

링크의 기대 신호대 잡음비를 결정하는 상기 단계는

수신된 신호 프레임을 디코딩하는 단계; 및

상기 디코딩이 성공적인 경우 이전에 결정된 기대 신호대 잡음비를 제1 값만큼 감소시키는 단계를 포함하는 표시자를 결정하는 방법.
제37항에 있어서,

상기 디코딩이 성공적이지 못한 경우 이전에 결정된 기대 신호대 잡음비를 제1 값만큼 증가시키는 단계를 추가로 포함하는 표시자를 결정하는 방법.
제35항에 있어서,

초기 기대 신호대 잡음비를 첫 번째로 성공적으로 디코딩된 수신 신호 프레임의 신호대 잡음비로 설정하는 단계를 추가로 포함하는 표시자를 결정하는 방법.
링크의 신호대 잡음비를 측정하는 수단;

링크의 기대 신호대 잡음비를 결정하는 수단; 및

상기 측정된 신호대 잡음비 및 상기 기대 신호대 잡음비의 차이에 따라 표시자를 결정하는 수단을 포함하며,

상기 기대 신호대 잡음비는 이동국의 디코딩 결과에 따라 가변적으로 조정되는 표시자 결정 장치.
제40항에 있어서,

링크의 신호대 잡음비를 측정하는 상기 수단은

제1 시간 인터벌에 대해서 전송들의 신호대 잡음비를 측정하는 수단;

제2 시간 인터벌에 대해서 전송들의 잡음대 간섭비를 측정하는 수단; 및

측정된 신호대 간섭비를 측정된 잡음대 간섭비로 나누는 수단을 포함하는 표시자 결정 장치.
제40항에 있어서,

링크의 기대 신호대 잡음비를 결정하는 상기 수단은

수신 신호의 프레임을 디코딩하도록 구현된 디코더; 및

상기 디코더가 프레임을 성공적으로 디코딩하는 경우 이전에 결정된 기대 신호대 잡음비를 제1 값만큼 감소시키는 수단을 포함하는 표시자 결정 장치.
제42항에 있어서,

상기 디코딩이 성공적이지 못한 경우 이전에 결정된 기대 신호대 잡음비를 제1값만큼 증가시키는 수단을 추가로 포함하는 표시자 결정 장치.
제40항에 있어서,

초기 기대 신호대 잡음비를 첫 번째로 성곡적으로 디코딩된 수신 신호 프레임의 신호대 잡음비와 동일하게 설정하는 수단을 추가로 포함하는 표시자 결정 장치.
삭제