JPWO2012073308A1 - 光通信システム、光送信器及びトランスポンダ - Google Patents

Abstract

光ＯＦＤＭ通信システムにおいて、光受信器の所要帯域を低減する技術に関する。ＯＦＤＭのシンボル時間毎に交互に異なるスペクトルの光ＯＦＤＭ信号を送信し、この光を光ファイバで伝送した後、遅延時間が１シンボル時間に等しい遅延干渉計とバランス型直接検波受信器で光−電気変換して受信する。

Description

本発明は、光通信システム、光送信器及びトランスポンダに係り、特に、マルチキャリアを用いた光ＯＦＤＭ通信システムに関し、より具体的には、光ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、直交周波数分割多重）通信システムにおいて光受信器の所要帯域を低減する光通信システム、光送信器及びトランスポンダに関する。

今まで実用化されてきた光通信システムの多くは、光の強度を用いた２値の変復調技術を適用している。具体的には、送信側でディジタル情報の「０」と「１」を光の強度のオン−オフに変換して光ファイバに送信し、光ファイバを伝播した光は受信側で光電変換されてもとの情報を復元している。近年、インタ−ネットの爆発的普及に伴い、光通信システムに要求される通信容量は飛躍的に伸びている。通信容量の大容量化の要請に対して今までは、光のオン−オフする速度、つまり変調速度を上昇させることで対応してきた。しかしながら、この変調速度を上昇させて大容量化を実現するという手法では一般に、次に述べる課題がある。

変調速度を上昇させると、光ファイバの波長分散によって制限される伝送可能な距離は短くなる、という課題がある。一般に波長分散によって制限される伝送距離はビットレ−トの二乗で短くなる。つまり、ビットレ−トが２倍になると、波長分散により制限される伝送距離は１／４になる。同様に変調速度を上昇させると、光ファイバの偏波分散により制限される伝送可能な距離が短くなる、という課題もある。一般にビットレ−トが２倍になると、偏波分散によって制限される伝送距離は１／２になる。波長分散の影響を具体的に示すと、ビットレ−トが１０Ｇｂｐｓで通常分散ファイバを用いると波長分散で制限される伝送距離は６０ｋｍであるが、ビットレ−トが４０Ｇｂｐｓのシステムになると、其の距離はおよそ４ｋｍと短くなる。さらに次世代の１００Ｇｂｐｓシステムの場合は波長分散によって制限される伝送距離は０．６ｋｍとなり、このままでは、伝送距離が５００ｋｍ程度の幹線光通信システムを実現することはできない。超高速な幹線光通信システムを構築するために現在は、伝送路の波長分散を打ち消すために負の波長分散を持ったいわゆる分散補償ファイバという特殊な光ファイバを中継器や送受信機に設置している。この特殊ファイバは高価であり、また送受信機や光中継器内部に設置する分散補償ファイバの量を決定する高度な設計が必要になり、これら両者が光通信システムの価格を押し上げている。

そこで最近、通信容量を増加させる光変復調方式として、ＯＦＤＭ技術を用いた光通信システムの研究が脚光を浴びている。ＯＦＤＭ技術は、１シンボル時間内で互いに直交する、つまり１シンボル時間の逆数の整数倍の周波数を持つ、多数の正弦波（これをサブキャリアと呼ぶ）のそれぞれの振幅と位相を所定の値に設定することによって情報を乗せ（変調し）、これらのサブキャリアを束ねた信号でキャリア（搬送波）を変調し送信する技術である。このＯＦＤＭ技術は、電話局と家庭の間で通信するＶＤＳＬ（Ｖｅｒｙ ｈｉｇｈ ｂｉｔ ｒａｔｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）システムや、家庭内での電力線通信システム、さらには地上波ディジタルＴＶシステムで用いられ、実用化されている。さらには次世代の携帯電話システムでも用いられる予定である。

光ＯＦＤＭ通信システムは、光をキャリアとしてＯＦＤＭ技術を適用した通信システムである。ＯＦＤＭ技術では、前述のように多数のサブキャリアを用いており、さらにおのおののサブキャリアの変調方式は、例えば、４−ＱＡＭ、８−ＰＳＫ、あるいは１６−ＱＡＭなど多値変調方式が適用可能なため、１シンボル時間がビットレ−トの逆数より非常に長くなる。その結果として前述の波長分散や偏波分散によって制限される伝送距離が、光通信システムで想定される伝送距離（例えば、国内の幹線システムでは５００ｋｍ）より十分長くなり、前述の分散補償ファイバが不要となる。その結果、低コスト光通信システムが実現できる可能性がある。

直接検波受信方式を用いた光通信システムは、無線通信システムとは異なり、受信した光電流は光の電界の絶対値の二乗に比例する（一方、無線通信システムでは、受信アンテナに流れる電流は電界に比例する）。この特徴のため、直接検波受信方式を用いた光ＯＦＤＭ通では、無線ＯＦＤＭ通信には無い課題が発生する。つまり、受信した光電流は光電界の絶対値の二乗に比例するため、サブキャリア間のビ−ト信号が本来の信号に干渉するという、という課題である。この課題を以下ではサブキャリア間ビ−ト干渉と呼ぶことにする。

Ｂｒｅｎｄｏｎ Ｊ．Ｃ．Ｓｃｈｍｉｄｔ、 Ａｒｔｈｕｒ Ｊ．Ｌｏｗｅｒｙ ａｎｄ Ｌｉａｎｇ Ｂ．Ｄｕ、「Ｌｏｗ Ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｒａｔｅ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ ｆｏｒ Ｄｉｒｅｃｔ−Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ＯｐｔｉｃａｌＯＦＤＭ」、ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ ２００９、 ＯＷＭ４、 ２００９

従来の光ＯＦＤＭ通信では、このサブキャリア間ビ−ト干渉を避ける提案がされている。それは、送信器から送信する光信号として、サブキャリア信号以外にキャリアも同時に送信し、さらにこれらキャリアとサブキャリア信号の間に周波数軸上でガ−ドバンドを設けるという提案である。この光ＯＦＤＭ信号のスペクトルを図３に示す。この図を見てもわかるように、ＯＦＤＭ信号である複数のサブキャリアとキャリアとを同時に送信しており、しかもキャリアとＯＦＤＭ信号の間にはＯＦＤＭ信号の帯域幅（Ｂ）とおおよそ等しい幅のガ−ドバンドを周波数軸上に設定している。この光ＯＦＤＭ信号を直接検波受信した場合の光電流のスペクトルを図４に示す。この図からわかるように、本来受信すべき信号（キャリアとサブキャリアとのビ−ト信号）の低周波側にサブキャリア間ビ−ト信号が存在し、これらは周波数軸上で分離できるため、受信特性に影響は現れない。これが従来光ＯＦＤＭ通信で提案されている、サブキャリア間ビ−ト干渉を避ける手法である。

このサブキャリア間ビ−ト干渉を避ける手法には二つ課題がある。まず、図３のスペクトルを持つ光ＯＦＤＭ信号を生成するためには、キャリアも含めて信号生成を行う必要があり、光送信器の高周波回路とくに、ディジタル−アナログ変換部（例えば、後述する図２の１１６、１１６−１に相当）は超高速動作が要求される。これが第一の課題である。より具体的に述べると、本来は２Ｂの速度でベースバンドＯＦＤＭ信号を生成できるところ、キャリアを含めて信号生成する場合は４Ｂの速度で動作する必要がある。

第二の課題は受信器の帯域も広帯域性が要求されることである。図４の光電流を受信して信号を復調するためには、ガ−ドバンドＢだけ、余分に広帯域な光−電気変換部を必要とする。さらに、アナログ−ディジタル変換部（後述する図１１の２２１に相当）も超高速で動作する回路が必要となる。一般に高速動作の電子回路は非常に高価になり、あるいは最悪の場合、つまり実現しようとするビットレ−トが高すぎる場合は、入手困難になり、システムを実現できなくなる。

第一の課題、つまり光送信器（特にディジタル−アナログ変換部）の広帯域化に対する解決策のひとつは提案されており（非特許文献１）、これはキャリアをベースバンドＯＦＤＭ信号の生成後に加算する、という手法である。

非特許文献１に記述されている技術は、第一の課題、つまり光送信器のディジタル−アナログ変換部の高速化を避けるためのものである。第二の課題、つまり光受信器、とくに光−電気変換部やアナログ−ディジタル変換部の広帯域化や高速化に対する対策は依然として未解決である。

本発明は、以上の点に鑑みてなされたものであり、光ＯＦＤＭ通信システムにおいて、サブキャリア間ビ−ト干渉の影響を受けず、さらに光受信器の帯域を広帯域化せずに実現できる光通信システム、光送信器及びトランスポンダを提供することを目的とする。

本発明では、ＯＦＤＭのシンボル時間毎に交互に異なるスペクトルの光ＯＦＤＭ信号を送信し、この光を光ファイバで伝送した後、遅延時間が１シンボル時間に等しい遅延干渉計とバランス型直接検波受信器で光−電気変換する。
以下に課題を解決するための手段をより具体的に記述する。各図については、実施の形態でも説明するが、以下適宜参照する。

図１を用いて本発明を説明する。本発明の光通信システムでは、光送信器１００と光受信器２００は光ファイバ３００で接続されている。光送信器１００内部の送信信号処理部１１０では、入力端から入力された通信するデ−タを、ベースバンドＯＦＤＭ信号に変換する。ここで送信信号処理部の構成は例えば、図２に示す通りである。

ベースバンドＯＦＤＭ信号の実部と虚部は電気−光変換部１２０で光ＯＦＤＭ信号に変換されて光ファイバ３００に送信される。この光ＯＦＤＭ信号は、図６に示すようにＯＦＤＭシンボル時間毎に交互に、図７に示す２通りのスペクトルを取る。
光ファイバ３００を通ったこの光ＯＦＤＭ信号は、光受信器２００に入射する。光受信器２００は、遅延時間ＴがＯＦＤＭの１シンボル時間に等しい遅延干渉計２３０、バランス型光−電気変換部２１０および受信信号処理部２２０を備える。遅延干渉計２３０で１シンボル時間前の光信号と干渉した光ＯＦＤＭ信号はバランス型光−電気変換部２１０で電気信号に変換され、その電気信号は受信信号処理部２２０で情報であるデ−タに復調されて出力される。
図８に遅延干渉計の構成を、図９にバランス型光−電気変換部の構成を、図１１に受信信号処理部の構成例を示す。

次にこの光送信器と光受信器の構成で、サブキャリア間ビ−ト干渉の影響がなく光受信器の帯域が従来方式より狭いことを示す。図７のスペクトルの光電界Ｅ（ｔ）を次式で表わす。

ここでＥ_Ｃ（ｔ）はキャリアの電界を、Ｅ_Ｓ（ｔ）はＯＦＤＭ信号の電界をそれぞれ表す。図７からわかるように、キャリアの光周波数と複数のサブキャリアから構成されるＯＦＤＭ信号の光周波数は、シンボルごとに交互に変化する。この光電界Ｅ（ｔ）は光ファイバ３００を通って遅延干渉計２３０に入射する。遅延干渉計２３０の出力ポ−ト１と２（図８参照）からの光電界はそれぞれ次式で表わせる。

ここでＴは、遅延干渉計２３０の遅延時間、すなわちＯＦＤＭのシンボル時間を表す。
これらの光はバランス型光−電気変換部２１０で電気信号に変換されるが、バランス型光−電気変換部２１０の２個のフォトダイオ−ドそれぞれに流れる電流は、

と表わされ、その結果バランス型光−電気変換部２１０の出力Ｖ（ｔ）は次式となる。

式（４）右辺の第１項はキャリア間のビ−ト信号、第２項と第３項はキャリアとＯＦＤＭ信号のビ−ト信号（所望の信号）、第４項はＯＦＤＭ信号間のビ−ト信号、すなわちサブキャリア間ビ−ト信号をそれぞれ表わしている。

ここで図６の信号で、時刻ｔのシンボルがシンボルＮｏ．２、時刻ｔ＋ＴのシンボルがシンボルＮｏ．１の場合について説明する。スペクトル（図７）を見ると、シンボルＮｏ．１のキャリア１の周波数（ｆ_ＬＤ１−ｆ_Ｓ１）とシンボルＮｏ．２のＯＦＤＭ信号の最低周波数（ｆ_ＬＤ２−Ｂ／２）との差はサブキャリア間の周波数Δｆに設定してある。同様にシンボルＮｏ．２のキャリア２の周波数（ｆ_ＬＤ２＋ｆ_Ｓ２）とシンボルＮｏ．１のＯＦＤＭ信号の最低周波数（ｆ_ＬＤ１−Ｂ／２）との差はサブキャリア間の周波数Δｆに設定してある。ここでＢは、ＯＦＤＭ信号の帯域幅を表す。さらに、ガ−ドバンドの周波数幅Ｗ_２は少なくともＢ以上とする。

以上の条件の下で、バランス型光−電気変換部の出力信号（式（４））のスペクトルを計算するとその結果は図１０（ａ）となる。この図で白丸の信号はＯＦＤＭ信号Ｓ１とＳ２の和（式（４）右辺の第２項と第３項の和）であり、黒丸の信号はＯＦＤＭ信号Ｓ１とＳ２のサブキャリア間ビ−ト信号（式（４）右辺の第４項）を表す。
次に図６の信号で、時刻ｔのシンボルがシンボルＮｏ．３、時刻ｔ＋ＴのシンボルがシンボルＮｏ．２の場合について同様にスペクトルを計算すると図１０（ｂ）と求まる。

図１０（ａ）と（ｂ）から以下の２つの事がわかる。まず、サブキャリア間ビ−ト信号と所望の信号（この場合はＳ１とＳ２の和、またはＳ２とＳ３の和）は、周波数軸上で完全に分かれており、干渉による信号劣化は起こらない。さらに、従来方式（図４参照）と異なり、所望の信号がサブキャリア間ビ−ト信号の低周波側に分布しており、従って光受信機２００に要求されるアナログ受信帯域は、従来の半分の、およそＢとなる。その結果、アナログ−ディジタル変換回路２２１の所要サンプリング速度も従来の半分のおよそ２Ｂとなる。

なお、上記記述では、ガ−ドバンドの周波数幅Ｗ_２は、サブキャリア間ビ−ト干渉が完全に起こらない最小値Ｂとした場合であるが、干渉による信号劣化を起こすことを多少許すとしても、

は満たす必要がある。

バランス型光−電気変換部２１０の出力電気信号は、受信信号処理部２２０に入る。図１１に受信信号処理部２２０の機能ブロック図を示す。バランス型光−電気変換部２１０の出力電気信号は、まず受信信号処理部２２０（図１１）のアナログ−ディジタル変換回路２２１で、ディジタル信号に変換された後、サイクリックプリフィックス除去（ＣＰＲ）部でサイクリックプリフィックスを取り除き、この信号をシリアル−パラレル変換部２２３でパラレルデ−タに変換し、このパラレルデ−タをＦＦＴ部２２４で各サブキャリアに変換する。各サブキャリアは時間的に前後する２つのシンボルの和（図１０では、Ｓ１＋Ｓ２、あるいはＳ２＋Ｓ３）のデ−タで変調されているので、これを取り除くため、差動増幅器２２７と１シンボル時間Ｔだけ遅延する遅延回路２２８から構成された差分演算を実施する。これは各シンボル時間にＳ１＋Ｓ２、Ｓ２＋Ｓ３、Ｓ３＋Ｓ４、．．．と同一シンボルが時間的につづいて現れるため、この差分演算によって各シンボル時間にＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、．．．と各シンボルが一度だけ現れるように変換する目的で実施する。その後は従来のＯＦＤＭ信号の受信信号処理と同じプロセスを行う。すなわち、サブキャリア復調部でサブキャリア毎にデ−タを復調し、これらのパラレルデ−タをパラレル／シリアル変換部２２６でシリアルデ−タに戻してデ−タとして出力する。

以上が本発明の基本動作原理である。本発明の本来の目的である、サブキャリア間ビ−ト干渉を避けかつ受信器のアナログ帯域が従来の半分となる、光ＯＦＤＭ通信システムが実現できる。

本発明の第１の解決手段によると、
光送信器が、シンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにディジタルデータをマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信し、
光受信器が、該光ファイバを伝播した光信号を光電変換し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光通信システムであって、
前記光送信器は、
シンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにディジタルデータをマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号からベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理部と、
該ベースバンドＯＦＤＭ信号をレーザ光に変調し光ＯＦＤＭ信号を生成する電気―光変換部と
を備え、前記送信信号処理部と前記電気−光変換部によりシンボル時間ごとに交互に異なる２波長の光ＯＦＤＭ信号を送信し、
前記光受信器は、
光ファイバを介して前記光送信器から受信した光ＯＦＤＭ信号の一部をシンボル時間遅延させて光ＯＦＤＭ信号と干渉させる遅延干渉部と、干渉された光信号を電気信号に変換するバランス型光−電気変換部との少なくともひとつの組と、
前記光−電気変換部の出力からサブキャリア信号を得、このサブキャリア信号からデータを復調して元のディジタルデータを再生する受信信号処理部と
を有する前記光通信システムが提供される。

本発明の第２の解決手段によると、
光送信器が、シンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにディジタルデータをマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信し、
光受信器が、該光ファイバを伝播した光信号を光電変換し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光通信システムにおける前記光送信器であって、
シンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにディジタルデータをマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号からベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理部と、
該ベースバンドＯＦＤＭ信号をレーザ光に変調し光ＯＦＤＭ信号を生成する電気―光変換部と
を備え、前記送信信号処理部と前記電気−光変換部によりシンボル時間ごとに交互に異なる２波長の光ＯＦＤＭ信号を送信する前記光送信器が提供される。

本発明の第３の解決手段によると、
光送信器が、シンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにディジタルデータをマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信し、
光受信器が、該光ファイバを伝播した光信号を光電変換し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光通信システムにおけるトランスポンダであって、
前記光送信器及び前記光受信器を備え、
前記光送信器は、
シンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにディジタルデータをマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号からベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理部と、
該ベースバンドＯＦＤＭ信号をレーザ光に変調し光ＯＦＤＭ信号を生成する電気―光変換部と
を備え、前記送信信号処理部と前記電気−光変換部によりシンボル時間ごとに交互に異なる２波長の光ＯＦＤＭ信号を送信し、
前記光受信器は、
光ファイバを介して前記光送信器から受信した光ＯＦＤＭ信号の一部をシンボル時間遅延させて光ＯＦＤＭ信号と干渉させる遅延干渉部と、干渉された光信号を電気信号に変換するバランス型光−電気変換部との少なくともひとつの組と、
前記光−電気変換部の出力からサブキャリア信号を得、このサブキャリア信号からデータを復調して元のディジタルデータを再生する受信信号処理部と
を有する前記トランスポンダが提供される。

本発明によると、光ＯＦＤＭ通信システムにおいて、サブキャリア間ビ−ト干渉の影響を受けず、さらに光受信器の帯域を広帯域化せずに実現できる光通信システム、光送信器及びトランスポンダを提供することができる。

本発明の光ＯＦＤＭ通信システムの機能ブロック図。 送信信号処理部の機能ブロック図。 従来の光ＯＦＤＭ通信システムにおける光ＯＦＤＭ信号光のスペクトルの模式図。 従来の光ＯＦＤＭ通信システムにおける受信電気信号のスペクトルの模式図。 電気―光変換部の機能ブロック図の説明図。 本発明における光ＯＦＤＭ信号の時系列を説明する模式図。 本発明における光ＯＦＤＭ信号光のスペクトルの一例を説明する模式図。 遅延干渉部の構成図。 バランス型光−電気変換部の構成図。 本発明における受信電気信号のスペクトルの一例を説明する模式図。 本発明の第１の実施の形態の受信信号処理部の機能ブロック図。 本発明の第１の実施の形態の電気−光変換部の構成図。 本発明の第２の実施の形態の電気−光変換部の構成図。 本発明の第２の電気−光変換部とともに用いる光フィルタの透過特性を説明するスペクトルの模式図。 本発明の第３の実施の形態の送信信号処理部の機能ブロック図。 本発明の第３の実施の形態の電気−光変換部の構成図。 本発明の第３の実施の形態の電気−光変換部の各部での光スペクトルの模式図。 本発明の第３の実施の形態の光ＯＦＤＭ信号の時系列を説明する模式図。 本発明の第３の実施の形態の光ＯＦＤＭ信号光のスペクトルを説明する模式図。 本発明の第４の実施の形態の光受信器の機能ブロック図。 本発明の第４の実施の形態の光受信器とともに用いる光フィルタの透過特性を説明するスペクトルの模式図。 本発明の第４の実施の形態の光受信器の受信電気信号のスペクトルの模式図。 本発明の第４の実施の形態の光受信器の受信信号処理部の機能ブロック図。

以下、本実施の形態を説明する。
１．第１の実施の形態
図１等を参照して第１の実施の形態を説明する。ここでは説明のためサブキャリアの変調は４−ＱＡＭと仮定するが、本実施の形態はこれに制限されるものではなく、任意のサブキャリア変調方式に対して適用可能である。またサブキャリアの本数はＮ本（Ｎは整数）とする。

図１に、本実施の形態の光ＯＦＤＭ通信システムの構成図を示す。
光ＯＦＤＭ通信システムは、例えば、光送信器１００と、光ファイバ３００と、光受信器２００とを備える。光送信器１００は、例えば、送信信号処理部１１０と電気−光変換部１２０を有する。光受信器２００は、遅延干渉計２３０と、バランス型光−電気変換部２１０と、受信信号処理部２２０を有する。光送信器１００と光受信器２００は、光ファイバ３００を介して接続される。
本来通信すべきディジタルデ−タが光送信器１００に入力すると、光送信器１００の内部の送信信号処理部１１０でベースバンドＯＦＤＭ信号に変換され、この信号は電気−光変換部１２０で光ＯＦＤＭ信号に変換される。この光ＯＦＤＭ信号は伝送路である光ファイバ３００を通って直接検波光受信器２００に到達する。光ＯＦＤＭ信号は光−電気変換部２１０で直接検波受信されて電気信号に変換される。この電気信号は理想的には前述のベースバンドＯＦＤＭ信号であり、この信号は受信信号処理部２２０で本来通信すべきディジタルデ−タに復調されて出力される。

図２は、第１の実施の形態における送信信号処理部１１０の機能ブロック図を示す。
送信信号処理部１１０は、例えば、シリアル−パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１１１と、サブキャリア変調部１１２と、逆ＦＦＴ部（逆高速フ−リエ変換部）１１３と、パラレル−シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部１１４と、ディジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換部１１６、１１６−１を備える。なお、Ｐ／Ｓ変換部１１４とＤ／Ａ変換部１１６、１１６−１の間にサイクリックプリフィックス挿入（ＣＰＩ）部１１５を設け、サイクリックプリフィックスを付加しても良いのはいうまでもない。

本来通信すべきデ−タは、Ｓ／Ｐ変換部１１１で２Ｎ個のパラレルデ−タに変換される。ここでＮはデ−タを乗せるサブキャリアの本数である。サブキャリアの変調が４−ＱＡＭの場合は２Ｎ個のパラレルデ−タであるが、これが例えば１６−ＱＡＭの場合は４Ｎ個となる。つまりシリアルデ−タは、「１シンボルのビット数×サブキャリアの本数」個のパラレルデ−タに変換する。サブキャリア変調部１１２は、このパラレルデ−タを用いてＮ本のサブキャリアに変調をかける。この変調されたサブキャリア（Ｃ_ｋ、ｋ＝０、１、・・・Ｎ−１）は逆ＦＦＴ部１１３に入力される。入力された信号は、逆ＦＦＴ部（逆高速フ−リエ変換部）１１３で時間軸のデ−タに変換され、Ｐ／Ｓ変換部１１４でシリアルデ−タに変換される。このシリアルデ−タの実部と虚部はそれぞれＤ／Ａ変換部１１６と１１６−１を通過してアナログ信号に変換されて出力される。この出力された信号をベースバンドＯＦＤＭ信号と呼ぶ。

本実施の形態の電気−光変換部１２０の構成および動作を説明する前に、理解の助けとして図５に示す電気−光変換部の例をまず説明する。送信信号処理部１１０のＤ／Ａ変換部１１６、１１６−１の出力信号であるベースバンドＯＦＤＭ信号の実部と虚部は、ＲＦ発振器１２３の出力ＲＦ信号（周波数ｆ_ｓ）の余弦波（ｃｏｓ成分）と正弦波（ｓｉｎ成分。余弦波の位相を９０°ずらすため移相器１２４を通して生成しても良い）を加算器１２５と１２５−１でそれぞれ加算され、光Ｉ−Ｑ変調器１２２のＩポ−トとＱポ−トにそれぞれ印加される。光Ｉ−Ｑ変調器１２２は例えばＬｉＮｂＯ_３（ニオブ酸リチウム）基板上に作成した光導波路での電気光学効果を利用したデバイスが良く知られているが、これに限るものではなく、例えばＩｎＰ基板上に作成されたデバイスでも良い。
レ−ザ（光源）１２１は光周波数ｆ_ＬＤの光を出し、この光は光Ｉ−Ｑ変調器１２２に入射する。光Ｉ−Ｑ変調器１２２では、この光のＩ成分をＩポ−トに入力した電気信号で変調し、光のＱ成分をＱポ−トに入力した電気信号で変調し、それら２つの成分、すなわち変調されたＩ成分の光とＱ成分の光は加算されて出力される。光Ｉ−Ｑ変調器１２２の出力光（以下では光ＯＦＤＭ信号と呼ぶ）のスペクトルは、光周波数ｆ_ＬＤを中心に複数のサブキャリアの集まりであるＯＦＤＭ信号と周波数ｆ_ＳのＲＦ信号によって生成される光の下側帯波成分（周波数はｆ_ＬＤ−ｆ_Ｓ。以下ではキャリアと呼ぶ）で構成される（キャリアが上側帯波成分ｆ_ＬＤ＋ｆ_Ｓでも良いのは言うまでもない）。ここでｆ_Ｓは、ベースバンドＯＦＤＭ信号の帯域をＢ、所望のガ−ドバンド幅をＷとすると、例えばＷ＋Ｂ／２と設定する。するとこの場合の光Ｉ−Ｑ変調器１２２の出力光のスペクトルは、図３となる（図３ではＷ≒Ｂとしている）。この例に基づいて、本実施の形態の電気−光変換部の構成とその動作を次に説明する。

図１２に、本発明の第一の実施の形態の電気−光変換部の構成を示す。
送信信号処理部１１０の出力であるベースバンドＯＦＤＭ信号の実部と虚部をＲＦ信号のｃｏｓ成分とｓｉｎ成分とそれぞれ加算してこれを光Ｉ−Ｑ変調器１２２のＩ−ポ−トとＱ−ポ−トに印加して、レ−ザ１２１−１からの光に変調をかけるという基本動作は上述の例と同じである。
上述の例と異なる点は、まず、レ−ザ１２１−１からの光はＯＦＤＭ信号のシンボル時間毎に２つの異なる光周波数ｆ_ＬＤ１とｆ_ＬＤ２のどちらかを交互に取るようにＲＦ発振器１２６で制御されている点である。この光周波数の切り替えは、例えばレ−ザ１２１−１を半導体レ−ザで実現し、この半導体レ−ザの駆動電流をＲＦ発振器１２６の出力信号に応じてわずかに変化させる事によって、実現できる。なお、２つの光周波数差ｆ_ＬＤ１−ｆ_ＬＤ２（ｆ_ＬＤ１＞ｆ_ＬＤ２と仮定）をいくらに設定するかは後述する。これに限らず、他の手法で２つの光周波数の光を発生させる光源部であってもよい。

また、ベースバンドＯＦＤＭ信号の実部と虚部に加算されるＲＦ信号は、２つのＲＦ発振器１２３−１と１２３−２の出力（それぞれの発振周波数はｆ_Ｓ１とｆ_Ｓ２）のどちらか一方の出力を２ｘ１電気スイッチ１２７−１と１２７−２で選択する点も上述の例と異なっている。さらに、ＲＦ発振器１２３−１と１２３−２のそれぞれの出力の正弦波成分は互いに１８０°位相がずれている（つまり逆相になっている。なお、余弦成分は同相）。これは移相器１２４−１と１２４−２の設定をそれぞれ−９０°と＋９０°に設定することによって実現できる。なお、他の手法で２つの周波数の正弦波成分と余弦波成分をそれぞれ発生させる発振部であってもよい。
２ｘ１電気スイッチ１２７−１と１２７−２の切り替えは、ＯＦＤＭ信号のシンボル時間毎に同期して行う。また切り替えは、前述のレ−ザ１２１−１の光周波数のシンボル時間毎の切り替え（これは、ＲＦ発振器１２６で制御されている）とも同期させている。さらに、このシンボル時間毎の切り替えは、送信信号処理部１１０のクロックと同期している。つまり、光送信器１００のすべての論理回路、発振器、切り替えスイッチは同一のクロックで同期が取れている。

この時の光ＯＦＤＭ信号（つまり光Ｉ−Ｑ変調器１２２の出力光）は、図６のように模式的に表わすことができる。すなわち、あるシンボル（仮にシンボルＮｏ．１と呼ぶと）は、レ−ザ１２１−１からの光の周波数はｆ_ＬＤ１であり、ベースバンドＯＦＤＭ信号に加算されるＲＦ信号の周波数はｆ_Ｓ１である。この次のシンボルＮｏ．２は、レ−ザ１２１−１からの光の周波数はｆ_ＬＤ２であり、ベースバンドＯＦＤＭ信号に加算されるＲＦ信号の周波数はｆ_Ｓ２である。さらにこれに続くシンボル、つまりシンボルＮｏ．３、５、．．．はシンボルＮｏ．１と同じ光周波数ｆ_ＬＤ１とＲＦ信号周波数ｆ_Ｓ１を用い、シンボルＮｏ．４、６、．．．はシンボルＮｏ．２と同じ光周波数ｆ_ＬＤ２とＲＦ信号周波数ｆ_Ｓ２を用いる。

また、すでに述べたように、２つのＲＦ信号の正弦成分は互いに逆相なので、周波数がｆ_Ｓ１のＲＦ信号を用いて生成する、シンボルＮｏ．１、３、５、．．．のキャリアは下側帯波となり、周波数がｆ_Ｓ２のＲＦ信号を用いて生成する、シンボルＮｏ．２、４、６、．．．のキャリアは上側帯波となる。さらにＲＦ信号の周波数ｆ_Ｓ１とｆ_Ｓ２を例えば後述のように異なる値に設定すると、光ＯＦＤＭ信号のスペクトルは、図７のようにできる。図７の上の図はシンボルＮｏ．１、３、５、．．．の時のスペクトルであり、図７の下の図はシンボルＮｏ．２、４、６、．．．の時のスペクトルである。

ＲＦ発振器１２３−１と１２３−２の出力であるＲＦ信号の周波数ｆ_Ｓ１とｆ_Ｓ２は、例えば次のように決定する。すなわち、ガ−ドバンドの帯域幅をＷ_１とＷ_２とし、ＯＦＤＭ信号の帯域をＢとすると、

で与えられる（図７参照）。ガ−ドバンドの帯域幅Ｗ_１とＷ_２は、光のスペクトル利用効率を上げるためには、なるべく狭く設定する必要がある一方、直接検波時に発生するサブキャリア間ビ−ト信号による干渉を避けるためには広く設定する必要ある。
サブキャリア間のビ−ト信号による干渉を完全に避ける場合（図１０の場合）、ガ−ドバンドの帯域幅Ｗ_１とＷ_２の最小値は、それぞれおおよそ２ＢとＢである。より正確に述べると、

なる関係を満たす必要がある。ここでΔｆは、サブキャリア間の周波数間隔を表し、

なる関係がある。

さて、レ−ザの光周波数差ｆ_ＬＤ１−ｆ_ＬＤ２は図７と式（７）より次式で与えられる。

なお、サブキャリア間のビ−ト信号による干渉を完全に避けない場合、つまり多少はサブキャリア間ビ−ト干渉による信号品質劣化を許容する場合のガ−ドバンドの帯域幅Ｗ_１とＷ_２は少なくとも、それぞれおおよそ３Ｂ／２とＢ／２以上は必要である。この場合、受信したＯＦＤＭ信号のうち高周波側のサブキャリア（全サブキャリアのおよそ半分）がサブキャリア間ビ−ト干渉の影響を受け、残りの半分の低周波側のサブキャリアは干渉の影響を受けず受信信号品質の劣化は無い状態である。

本実施の形態の説明では、式（６）と式（７）の最小値との両条件が満たされた場合、つまり、サブキャリア間のビ−ト信号による干渉を完全に避ける場合について、以下に説明を続ける。この場合のスペクトルは図７に示す通りである。すなわち、シンボルＮｏ．１、３、．．．のキャリア１と、シンボルＮｏ．２、４、．．．のＯＦＤＭ信号のうちの最低周波数側サブキャリアとの周波数間隔はΔｆである。同様に、シンボルＮｏ．２、４、．．．のキャリア２と、シンボルＮｏ．１、３、．．．のＯＦＤＭ信号のうちの最低周波数側サブキャリアとの周波数間隔はΔｆである。

上記の電気−光変換部１２０で生成された光ＯＦＤＭ信号は、光送信器１００の送信光として伝送路である光ファイバ３００を伝搬し、光受信器２００に到達する。光受信器２００では、まず、遅延干渉計２３０に入射する。

図８に、遅延干渉計２３０の構造を示す。遅延干渉計２３０の入力ポ−トから入射した光は、光カプラ２３１で二つの光に分離され、一方は遅延時間部２３３でＯＦＤＭの１シンボル時間Ｔだけ遅延された後、分離された他方の光と光カプラ２３２で合成されて出力ポ−ト１と出力ポ−ト２から出力される。

図９に、バランス型光−電気変換部２１０の具体的な構成を示す。遅延干渉計２３０の２つの出力ポ−トからの光はバランス型光−電気変換部２１０で電気信号に変換される。バランス型光−電気変換部は、例えば２個のフォトダイオ−ドとプリアンプから構成されており、フォトダイオ−ドで光から電流に変換された２つの信号は引き算されてバランス型光−電気変換部２１０から出力される。

図１０に、バランス型光−電気変換部２１０の出力信号のスペクトルを示す。図１０（ａ）は図６の光ＯＦＤＭ信号のシンボルＮｏ．１とシンボルＮｏ．２が遅延干渉部２３０で合成された場合のスペクトルであり、図１０（ｂ）は図６の光ＯＦＤＭ信号のシンボルＮｏ．２とシンボルＮｏ．３が遅延干渉部２３０で合成された場合のスペクトルである。この図１０は、式（６）と式（７）の最小値との両条件が満たされた光ＯＦＤＭ信号の場合である。
図１０から、低周波側には、受信すべきＯＦＤＭ信号の和（Ｓ１＋Ｓ２、Ｓ２＋Ｓ３、．．．）が得られ、高周波側には異なるシンボル時間のサブキャリア間のビ−ト信号が得られる事がわかる。式（６）と式（７）の両条件が満たされると、ＯＦＤＭ信号とサブキャリア間ビ−ト信号はスペクトル上で完全に分離できる。さらに、従来方式（図４参照）と異なり、低周波側に求めるＯＦＤＭ信号が現れ、不要なサブキャリア間ビ−ト信号は高周波側に表れているので、光受信器２００のアナログ部品、たとえば、フォトダイオ−ド、プリアンプ、Ａ／Ｄ変換器に必要とされる帯域は、ＯＦＤＭ信号の帯域幅Ｂ程度で十分である。

図１１に受信信号処理部２２０の機能ブロック図を示す。バランス型光−電気変換部２１０の出力信号は、受信信号処理部２２０に入力する。光−電気変換部２１０―１の出力信号は、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換部２２１でディジタル化され、サイクリックプリフィックス除去（ＣＰＲ）部２２２でサイクリックプリフィックスを取り除き、シリアルーパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部２２３でＮ本のパラレルデータに変換される。これらのパラレルデータはＦＦＴ（高速フーリエ変換）部２２４においてＮ本のサブキャリア信号に分離される。その後サブキャリア復調部２２５にて各サブキャリアに乗っているデータが復調され、パラレル−シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部２２６にてシリアルデータに変換され、受信情報データとして出力される。

本実施の形態の受信信号処理部２２０では、ＦＦＴ部２２４で各サブキャリアに分離された後、その信号は１シンボル前の信号と差を取って次段の復調部２２５に渡される。具体的には、ＦＦＴ部２２４の出力の各サブキャリアは、差動増幅器２２７、２２７−１に入力される。この差動増幅器の出力は遅延回路２２８、２２８−１でＯＦＤＭの１シンボル時間Ｔだけ遅延されて、差動増幅器２２７、２２７−１の他方の入力に接続されている。したがって、この差動増幅器２２７、２２７−１では現シンボルの信号と１シンボル時間前の信号の差が出力される。
図１０で説明したように、受信したサブキャリア信号は、遅延干渉計２３０の働きによって、連続する２つのシンボルの和となっているので、この様な遅延回路と差動増幅器をサブキャリア毎に用いると、それぞれの差動増幅器の出力には、各シンボルの信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、．．．）が得られる。

差動増幅器２２７、２２７−１の出力は、上述のようにサブキャリア復調部２２５で復調され、続くパラレル−シリアル変換部２２６でシリアルデ−タに変換されて光受信器２００の出力信号として出力される。これが受信したデ−タである。

２．第２の実施の形態
第２の実施の形態を図１３を用いて説明する。本実施の形態では、電気−光変換部１２０が第１の実施の形態と異なっており、他の部分はすべて第１の実施の形態と同じであり、その説明は省く。

図１３は第２の実施の形態の電気−光変換部１２０の機能ブロックと光フィルタ１３０を示す図である。
送信信号処理部１１０の出力である、ベースバンドＯＦＤＭ信号の実部は、２ｘ１スイッチ１２７で選択された周波数ｆ_Ｓ１のＲＦ発振器１２３−１あるいは周波数ｆ_Ｓ２のＲＦ発振器１２３−２の出力である余弦波（ＣＯＳ）と加算器１２５で加算されて光Ｉ−Ｑ変調器１２２のＩポ−トに印加される。一方、ベースバンドＯＦＤＭ信号の虚部は、そのまま光Ｉ−Ｑ変調器１２２のＱポ−トに印加される。光Ｉ−Ｑ変調器１２２に入射する光は、ＯＦＤＭシンボル時間毎に光の周波数がｆ_ＬＤ１とｆ_ＬＤ２に交互に変化する光であり、この光は、レ−ザ１２１−１から出射される光である。レ−ザ１２１−１は、例えば半導体レ−ザで実現でき、その場合、半導体レ−ザの駆動電流をＲＦ発振器１２６の出力に応じてＯＦＤＭシンボル時間毎にわずかに変化させることによって、光の周波数をｆ_ＬＤ１とｆ_ＬＤ２とに切り替える事ができる。

尚、上記の２ｘ１スイッチ１２７の切り替えタイミングも、レ−ザからの光の周波数の切り替え（これは、ＲＦ発振器１２６で制御されている）も、ＯＦＤＭ信号のシンボル時間毎に同期して行う。さらに、このシンボル時間毎の切り替えは、送信信号処理部１１０のクロックと同期している。つまり、光送信器１００のすべての論理回路、発振器、切り替えスイッチは同一のクロックで同期が取れている。

さて、本実施の形態の電気−光変換部１２０では、第１の実施の形態の電気−光変換部と同じく、ＯＦＤＭシンボル時間毎にＲＦ信号（周波数がｆ_Ｓ１あるいはｆ_Ｓ２）と光の周波数（ｆ_ＬＤ１とｆ_ＬＤ２）が切り替わる。このＲＦ信号と光の周波数とガ−ドバンドの帯域幅Ｗ_１とＷ_２との関係も第１の実施の形態と同じである。
第１の実施の形態と異なる点は、ＲＦ信号（周波数がｆ_Ｓ１あるいはｆ_Ｓ２）が光Ｉ−Ｑ変調器のＩポ−トのみに印加されているため、この電気−光変換部１２０の出力光のスペクトルは、複数のサブキャリアで構成されるＯＦＤＭ信号とその高周波側と低周波側に上記ＲＦ信号によって生成されるキャリアが存在することである（第１の実施の形態では、キャリアはＯＦＤＭ信号の高周波側あるいは低周波側のみに表れる。図７参照）。

本実施の形態の電気−光変換部１２０の光を光フィルタ１３０に通過させる。図１４は光フィルタ１３０の透過特性と、この光フィルタ１３０の出力光のスペクトルを示す。光フィルタは、帯域通過フィルタであり、ＯＦＤＭ信号の両側にあるキャリア（周波数ｆ_ＬＤ１±ｆ_Ｓ１とｆ_ＬＤ２±ｆ_Ｓ２）の一方を遮断するように設置する。例えば、少なくとも周波数ｆ_ＬＤ１＋ｆ_Ｓ１（図１４では上側の図においてＯＦＤＭ信号の高周波側に現れるキャリア（図示せず））と、周波数ｆ_ＬＤ２−ｆ_Ｓ２（図１４では下側の図においてＯＦＤＭ信号の低周波側に現れるキャリア（図示せず））とを遮断する。その結果、光フィルタ１３０の出力光のスペクトルは図１４のように、ＯＦＤＭシンボルがＮｏ．１、Ｎｏ．３、．．．の時は低周波側のキャリア（周波数ｆ_ＬＤ１−ｆ_Ｓ１）とＯＦＤＭ信号Ｓ１、Ｓ３、．．．から構成され、ＯＦＤＭシンボルがＮｏ．２、Ｎｏ．４、．．．の時は高周波側のキャリア（周波数ｆ_ＬＤ２＋ｆ_Ｓ２）とＯＦＤＭ信号Ｓ２、Ｓ４、．．．から構成される。

なお、光フィルタ１３０は、例えば誘電体多層膜で作られた光フィルタ、光導波路で作った光インタ−リ−バなどで実現できる。更に、この光フィルタは、波長多重システムの場合、各光送信器１００に個別に搭載する場合と、各光送信器１００の出力光を合波するいわゆる合波器を用いて実現することもできる。この場合、合波器はいわゆるＡＷＧ（Ａｒｒａｙｅｄ Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ Ｇｒａｔｉｎｇ）で実現できる。

さて、以上の本実施の形態の説明から明らかなように、伝送路である光ファイバ中の光ＯＦＤＭ信号、つまり光フィルタ１３０の出力光は、第１の実施の形態の光と同一の光である。したがって光受信器２００の構成とその各部の働きは第１の実施の形態と同一であり、詳細な説明は省略する。
以上が、第２の実施の形態の説明である。なお、本実施の形態では、送信器の構成が第１の実施の形態のそれと比べて簡単になっているのが特徴のひとつである。

３．第３の実施の形態
図１５〜図１８等を用いて第３の実施の形態を説明する。
本実施の形態では、ベースバンドＯＦＤＭ信号とＲＦ信号をディジタル信号処理で加算する。
光送信器１００と光受信器２００が伝送路である光ファイバ３００を介して接続されているのは、第１の実施の形態と同一である。

図１５に、送信信号処理部１１０−２の機能ブロック図を示す。光送信器１００では、送信すべきデ−タは送信信号処理部１１０−２でベースバンドＯＦＤＭ信号に変換される。送信すべきディジタルデ−タは、第一の実施の形態や第二の実施の形態と同様に信号処理され、サイクリックプリフィクス挿入部１１５から出力される。この出力はベースバンドＯＦＤＭ信号の実部と虚部に対応する。これらの出力は１ｘ２電気スイッチ１１７−１と１１７−２を通過する。この１ｘ２電気スイッチ１１７−１と１１７−２はそれぞれ、ＯＦＤＭシンボル時間Ｔ毎に２つの出力を交互に切り替えている。このスイッチの切り替えタイミングは、ＯＦＤＭシンボルの切り替わりと同期している。したがって、ＯＦＤＭシンボルＮｏ．１、Ｎｏ．３、．．．の出力とシンボルＮｏ．２、Ｎｏ．４、．．．の出力が異なる。これらの出力のうち、ベースバンドＯＦＤＭ信号の実部は、送信信号処理部の内部の周波数ｆ_ＳのＲＦ発振器１２３−３の余弦波（ｃｏｓ）出力と加算器１２５、１２５−２で加算され、ＯＦＤＭ信号の虚部は、ＲＦ発振器１２３−３の正弦波（ｓｉｎ）出力と加算器１２５−１、１２５−３で加算される。ＲＦ信号が加算されたベースバンドＯＦＤＭ信号は、４台のディジタル−アナログ変換（Ａ／Ｄ）回路１１６で出力される。尚、ＲＦ発振器１２３−３の周波数ｆ_Ｓは、
ｆ_Ｓ＝Ｂ／２＋Δｆ 、 （１０）
とする。この設定は、スペクトル幅を最小にする設定である。ここで、ＢはベースバンドＯＦＤＭ信号の帯域幅、Δｆはサブキャリアの周波数間隔である。

ベースバンドＯＦＤＭ信号とＲＦ信号をディジタル信号処理で加算する方法は図１５以外にもある。例えば、図１５の逆ＦＦＴ変換部１１３の入力に必要なＲＦ周波数ポ−トとゼロパディング用のポ−トを加え逆ＦＦＴ変換を行う、という方法でもよい。

さて、送信信号処理部１１０−２の４つの出力信号（ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ１、Ｓ３、．．．とＲＦ信号の和の実部とその虚部、ならびにベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ２、Ｓ４、．．．とＲＦ信号の和の実部とその虚部）は、図１６の電気−光変換部１２０−２に導かれる。
電気−光変換部１２０−２は、固定波長で発振しているレ−ザ１２１と、その光を変調するＭａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ光変調器１２８とそれを駆動するＲＦ発振器１２３−４と、この光変調器１２８の出力の光を分波する光フィルタ１２９と、分波された２つの光にそれぞれ変調をかける２台の光Ｉ−Ｑ変調器１２２−１と１２２−２と、これらの出力を合波する光フィルタ４００を有する。

次にこの電気−光変換部１２０−２の動作を図１７を用いて説明する。レ−ザ１２１は発振周波数が（ｆ_ＬＤ１＋ｆ_ＬＤ２）／２に設定されている（図１７（ａ）参照）。レ−ザ１２１としては通常半導体レ−ザを用いる。このレ−ザ１２１の出射光はＭａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ光変調器１２８に入射する。このＭａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ光変調器１２８は、バイアス点をその透過特性の消光点に設定してあり、駆動信号としては、周波数（ｆ_ＬＤ１−ｆ_ＬＤ２）／２のＲＦ発振器１２３−４の正弦波出力を用いる。この時、Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ光変調器１２８の出力光のスペクトルは図１７（ｂ）となる。すなわち、この光は２つのスペクトル成分（周波数ｆ_ＬＤ１とｆ_ＬＤ２）を持つ。この光を光フィルタ１２９に入射させる。光フィルタ１２９は、Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ光変調器１２８の出力光に含まれている２つのスペクトル成分を分離して２つの出力ポ−トにそれぞれ出射させる。この光フィルタ１２９としては、いわゆる光インタリ−バなどが実用化されている。なお、光周波数ｆ_ＬＤ１−ｆ_ＬＤ２の設定は式（９）に従う（ｆ_ＬＤ１＞ｆ_ＬＤ２と仮定している）。

光フィルタ１２９の２つの出力はそれぞれ周波数ｆ_ＬＤ１の光と、周波数ｆ_ＬＤ２の光である。これらの光はそれぞれ光Ｉ−Ｑ変調器１２２−１と１２２−２で変調され、出力される。
光Ｉ−Ｑ変調器１２２−１の駆動信号は、ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ１、Ｓ３、．．．とＲＦ信号（周波数ｆ_Ｓ）との和信号である。同様に、光Ｉ−Ｑ変調器１２２−２の駆動信号は、ベースバンドＯＦＤＭ信号Ｓ２、Ｓ４、．．．とＲＦ信号との和信号である。各駆動信号は、電気スイッチ１１７−１、１１７−２がシンボル時間毎に切替えられることで、シンボル時間毎に光Ｉ−Ｑ変調器１２２−１、１２２−２に交互に入力される。なお、電気スイッチ１１７−１、１１７−２以外にも適宜の手法で光Ｉ−Ｑ変調器に交互に駆動信号が入力されるようにしてもよい。
これらの信号で駆動された光Ｉ−Ｑ変調器１２２−１と１２２−２の出力光のスペクトルを示したのが、図１７（ｃ）〜図１７（ｆ）である。すなわち、図１７（ｃ）は、光Ｉ−Ｑ変調器１２２−１の出力光でＯＦＤＭシンボルがＮｏ．１、Ｎｏ．３、．．．の時のスペクトルを、図１７（ｄ）は、光Ｉ−Ｑ変調器１２２−１の出力光でＯＦＤＭシンボルがＮｏ．２、Ｎｏ．４、．．．の時のスペクトルを、図１７（ｅ）は、光Ｉ−Ｑ変調器１２２−２の出力光でＯＦＤＭシンボルがＮｏ．１、Ｎｏ．３、．．．の時のスペクトルを、図１７（ｆ）は、光Ｉ−Ｑ変調器１２２−２の出力光でＯＦＤＭシンボルがＮｏ．２、Ｎｏ．４、．．．の時のスペクトルを、それぞれ表わしている。ここでは、式（１０）が成立している場合を図示している。

２つの光Ｉ−Ｑ変調器１２２−１と１２２−２の出力光は、光フィルタ４００で合波され、この光が、光送信器１００の出力光として、伝送路である光ファイバ３００に送信される。
光フィルタ４００としては、前述の光フィルタ１２９と同様の光インタリ−バでも良いし、単なる光カプラでも良い。
光ファイバ３００を伝搬してきた光信号は、光受信器２００に入射する。この光受信器は、第１の実施の形態や第２の実施の形態で用いた光受信器２００である。
以上が第３の実施の形態である。

尚、本実施の形態の光フィルタ４００の出力光、すなわち光送信器１００の出力光のスペクトルは図１９となる。図１９と図７を比較すると、本実施の形態のスペクトルは、キャリアが増えているのがわかる。すなわちシンボルＮｏ．１、Ｎｏ．３、．．．の時刻のキャリア２、及びシンボルＮｏ．２、Ｎｏ．４、．．．の時刻のキャリア１である。これら余分なキャリアは、光受信器で余計な信号すなわち、シンボルＮｏ．１、Ｎｏ．３、．．．の時刻のキャリア２とシンボルＮｏ．２、Ｎｏ．４、．．．の時刻のＯＦＤＭ信号Ｓ２、Ｓ４、．．．とのビ−ト信号、さらに、シンボルＮｏ．２、Ｎｏ．４、．．．の時刻のキャリア１とシンボルＮｏ．１、Ｎｏ．３、．．．の時刻のＯＦＤＭ信号Ｓ１、Ｓ３、．．．とのビ−ト信号を生成する。しかし、これらは、本来受信したい信号、すなわちシンボルＮｏ．１、Ｎｏ．３、．．．の時刻のキャリア１とシンボルＮｏ．２、Ｎｏ．４、．．．の時刻のＯＦＤＭ信号Ｓ２、Ｓ４、．．．とのビ−ト信号、またシンボルＮｏ．２、Ｎｏ．４、．．．の時刻のキャリア２とシンボルＮｏ．１、Ｎｏ．３、．．．の時刻のＯＦＤＭ信号Ｓ１、Ｓ３、．．．とのビ−ト信号と比較すると、ガ−ドバンドの周波数幅Ｗ_２があるため、高周波側に存在する。したがって、ガ−ドバンドＷ_２をＯＦＤＭ信号帯域幅Ｂ以上に取ると（式（７）参照）、これらの信号は、本来受信したい信号とスペクトル上で分離が可能であり、受信に問題ない。この光フィルタ４００の出力光を時間軸上で模式的に表わしたのが図１８となる。すでに述べたように、各ＯＦＤＭシンボルは、ベースバンドＯＦＤＭ信号と２つのキャリアから構成されている。第一および第二の実施の形態の光送信器１００の出力（図６参照）と異なる点は、各ＯＦＤＭシンボルに常に２つのキャリアが存在する点である。

本実施の形態に特有の特長としては、ＲＦ信号の加算を送信信号処理部１１０−２でディジタル的に実行しているため、光送信器１００内に物理的なＲＦ発振器や加算器や高速で動作する電気スイッチを準備する必要がなく、したがって低コストで実現できる、さらに、第１や第２の実施の形態のように電気スイッチを複数用いて同期をとった切り替えが不要であり、従って制御が簡単になる、などがある。

４．第４の実施の形態
第４の実施の形態を図２０等を用いて以下に示す。第１、第２、あるいは第３の実施の形態の光送信器１００の出力光は、伝送路である光ファイバ３００を伝搬し、光受信器２００に入射する。

図２０に、本実施の形態の光受信器２００の構成を示す。この光受信器２００は、光フィルタ２４０と２つの遅延干渉計２３０−１と２３０−２と、それらの出力を電気信号に変換する、バランス型光−電気変換部２１０−２と２１０−３と、それらの出力からデ−タを抽出する受信信号処理部２２０−２を有する。
この光受信器２００の動作を次に説明する。光受信器２００に入射する光のスペクトルは、例えば図１９に示されている通りである。以下では、第３の実施の形態の光ＯＦＤＭ信号を用いて説明する。この光が、まず光フィルタ２４０に入射する。光フィルタ２４０の透過特性と入力光のスペクトルを図２１に示す。図２０の入力ポ−ト（ＣＯＭ）から出力ポ−ト（Ａ）への透過特性は実線で、入力ポ−ト（ＣＯＭ）から出力ポ−ト（Ｂ）への透過特性は一点鎖線で図２１に示している。つまり、出力ポ−ト（Ａ）にはキャリア１は遮断され、出力ポ−ト（Ｂ）では、キャリア２は遮断される。例えば、出力ポート（Ａ）側では、ｆ_ＬＤ２＋Ｂ／２より低い周波数を遮断し、出力ポート（Ｂ）側では、ｆ_ＬＤ１−ｆ_Ｓより高い周波数を遮断する。
従って、出力ポ−ト（Ａ）の光は、シンボルＮｏ．１、Ｎｏ．３、．．．の時刻では、キャリア２とＯＦＤＭ信号Ｓ１、Ｓ３、．．．で構成され、シンボルＮｏ．２、Ｎｏ．４、．．．の時刻では、キャリア２で構成される。同様に、出力ポ−ト（Ｂ）の光は、シンボルＮｏ．１、Ｎｏ．３、．．．の時刻では、キャリア１のみ、シンボルＮｏ．２、Ｎｏ．４、．．．の時刻では、ＯＦＤＭ信号Ｓ２、Ｓ４、．．．とキャリア１で構成される。

ポ−ト（Ａ）とポ−ト（Ｂ）の光は、ぞれぞれ遅延干渉計２３０−１と２３０−２に入射する。その出力光は、ぞれぞれバランス型光−電気変換部２１０−２と２１０−３で電気信号に変換されて、受信信号処理部２２０−２に導かれる。

なお、バランス型光−電気変換部２１０−２の出力信号のスペクトルを図２２（ａ）に示す。ＯＦＤＭシンボルＮｏ．１、Ｎｏ．２、Ｎｏ．３、Ｎｏ．４、．．．の時刻において得られる信号は、ＯＦＤＭ信号Ｓ１、Ｓ１、Ｓ３、Ｓ３、．．．と連続する２つのシンボルで同じ信号が繰り返される。バランス型光−電気変換部２１０−３の出力信号も同様に、ＯＦＤＭシンボルＮｏ．１、Ｎｏ．２、Ｎｏ．３、Ｎｏ．４、．．．の時刻において得られる信号は、ＯＦＤＭ信号Ｓ２、Ｓ２、Ｓ４、Ｓ４、．．．と連続する２つのシンボルで同じ信号が繰り返される。

図２３に受信信号処理部２２０−２の機能ブロック図を示す。バランス型光−電気変換部２１０−２と２１０−３の出力信号はそれぞれ、アナログ−ディジタル変換（Ａ／Ｄ）部２２１−１と２２１−２でディジタル信号に変換される。この出力は、２ｘ１電気スイッチ２２９で、２つの入力信号をＯＦＤＭシンボルのタイミングに合わせて選択し出力する。したがって、その出力は、シンボルＮｏ．１、Ｎｏ．２、Ｎｏ．３、Ｎｏ．４、．．．の時刻でＯＦＤＭ信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４．．．と所望の信号が得られる。
この２ｘ１電気スイッチ２２９の出力は、その後、従来例と同様の受信信号処理を受けて、受信デ−タとして、光受信器２００から出力される。
以上が、本実施の形態の説明である。

なお、以上の本実施の形態の説明は第３の実施の形態の送信器１００からの光ＯＦＤＭ信号を用いて行ったが、光受信器２００は、第１および第２の実施の形態に用いた光送信器１００の光（そのスペクトルは図７に示す通り）にも適用可能である。

本実施の形態に特有の特長は、ガ−ドバンドの幅Ｗ_２を光フィルタ２４０の透過特性のスロ−プ（図２１参照）で決めることができる。すなわち遷移領域（透過領域から遮断領域への遷移領域）の幅が急峻な光フィルタ２４０を用いた場合、その幅に合わせてガ−ドバンドの周波数幅Ｗ_２を狭く設定できる。つまり式（７）のＷ_２に対する条件より狭くＷ_２を設定できる。従って、占有する光スペクトルが狭い光通信システム、すなわち周波数利用効率の高い光通信システムを実現できるという特長がある。

５．その他
なお、第１、第２、第３、第４の実施の形態のそれぞれの上記説明では、光送信器１００と光受信器２００が別の場所に個別に存在する場合を記述しているが、同一の光通信装置の中に前記の光送信器１００と光受信器２００の機能を実現し、これらの光通信装置間で通信を行う場合も別の実施の形態としてありうるのは言うまでも無い。さらにこの場合、光送信器１００と光受信器２００が同一の筺体あるいはボ−ドに搭載されたいわゆるトランスポンダを用いて構成する実施の形態があるのは、言うまでも無い。
上述の各実施の形態によると、光ＯＦＤＭ通信システムにおいて、サブキャリア間のビ−ト信号に起因した受信感度劣化を低減できる光ＯＦＤＭ通信システム及び光送受信器を提供することができる。また、送信器ならびに受信器に用いるアナログ部品（ドライバ、Ｄ／Ａ変換回路、プリアンプ、Ａ／Ｄ変換回路など）の帯域を信号帯域の２倍程度に抑えた部品を用いて光ＯＦＤＭ通信システム及び光送受信器を実現することができ、従って従来と比較して低コストな通信システム及び光送受信機を提供できる。さらに上述の各実施の形態では、直接検波受信方式を用いているため、コヒ−レント受信方式と比較して構成が簡単で、したがって低コストな通信システム及び光送受信器を提供することができる。

６．構成例
光通信システムは、例えば、
光送信器が、シンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアに情報であるディジタルデ−タをマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信し、
光受信器が、該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオ−ドで光電変換し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデ−タを再生する光通信システムであって、
シンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアに情報であるディジタルデ−タをマッピングして変調し、変調された該サブキャリア信号を逆高速フ−リエ変換（逆ＦＦＴ）してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理部と、該ベースバンドＯＦＤＭ信号をレ−ザ光に変調し光ＯＦＤＭ信号を生成する電気−光変換部とを備え、シンボル時間ごとに交互に異なる２波長の光ＯＦＤＭ信号を送信する光送信器と、
光ファイバを介して前記光送信器から送信された光ＯＦＤＭ信号を、少なくとも１組以上の遅延干渉部と光信号を電気信号に変換するバランス型光−電気変換部の組と、前記光−電気変換部の出力をアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換し、このＡ／Ｄ変換された信号を高速フ−リエ変換（ＦＦＴ）してサブキャリア信号を得、このサブキャリア信号からデ−タを復調し、復調したデ−タをシリアルデ−タに変換し元のディジタルデ−タを再生する受信信号処理部、から構成される光受信器を備える。

上述の光通信システムにおいて、前記光送信器は、複数のサブキャリアとキャリアとから構成された光ＯＦＤＭ信号の波長を、シンボル時間ごとに交互に変えて送信することを特徴のひとつとする。
上述の光通信システムにおいて、前記キャリアの周波数と個別のサブキャリアの周波数の差は、少なくとも複数のサブキャリア全体の帯域幅の半分以上とすることを特徴のひとつとする。
上述の光通信システムにおいて、前記受信信号処理部において、ＦＦＴによって得たサブキャリア毎に、１シンボル前のサブキャリアのデ−タを引き算することを特徴のひとつとする。
上述の光通信システムにおいて、
前記光受信器は、前記送信器から送られてきた光ＯＦＤＭ信号の２つの波長の光を２つの出力ポ−トにそれぞれ分波する光フィルタと、前記光フィルタの２つの出力ポ−トの光を２つの遅延干渉部にそれぞれ入射させ、これら２つの遅延干渉部のそれぞれの出力を２つのバランス型光−電気変換部でそれぞれ電気信号に変換し、その電気信号をそれぞれアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換し、このＡ／Ｄ変換された２信号をＯＦＤＭシンボル時間毎に交互に選択し、選択した信号を高速フ−リエ変換（ＦＦＴ）してサブキャリア信号を得、このサブキャリア信号からデ−タを復調し、復調したデ−タをシリアルデ−タに変換し元のディジタルデ−タを再生する受信信号処理部、から構成される。
上述の光通信システムにおいて、前記遅延干渉部の遅延時間が、シンボル時間に略等しいことを特徴のひとつとする。

本発明は、例えば、光通信システムに利用可能である。

１００：光送信器
１１０、１１０−１、１１０−２：送信信号処理部
１１１、２２３：シリアル−パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部
１１２：サブキャリア変調部
１１３：逆高速フ−リエ変換（ＦＦＴ）部
１１４、２２６：パラレル−シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部
１１５：サイクリックプリフィックス挿入（ＣＰＩ）部
１１６、１１６−１：ディジタル−アナログ変換（Ｄ／Ａ）部
１１７−１、１１７−２：１ｘ２電気スイッチ
１２０、１２０−２：電気−光変換部
１２１、１２１−１：レ−ザ
１２２、１２２−１、１２２−２：光Ｉ−Ｑ変調器
１２３、１２３−１、１２３−２、１２３−３、１２３−４、１２６：ＲＦ発振器
１２４、１２４−１、１２４−２：移相器
１２５、１２５−１、１２５−２、１２５−３：加算器
１２７、１２７−１、１２７−２、２２９：２ｘ１電気スイッチ
１２８：Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ光変調器
１２９、１３０、２４０、４００：光フィルタ
２００：光受信器
２１０、２１０−２、２１０−３：バランス型光−電気変換部
２１１−１、：フォトダイオ−ド
２１２−１、２１２−２、２１２−３：プリアンプ
２１３：減算器
２２０、２２０−２：受信信号処理部
２２１、２２１−１、２２１−２：アナログ−ディジタル変換（Ａ／Ｄ）部
２２２、２２２−１：サイクリックプリフィックス除去（ＣＰＲ）部
２２３：シリアル−パラレル変換（Ｓ／Ｐ）部
２２４：高速フ−リエ変換（ＦＦＴ）部
２２５：サブキャリア復調部
２２７、２２７−１：差動増幅器
２２８、２２８−１：遅延回路
２３０、２３０−１、２３０−２：遅延干渉計
２３１、２３２：光カプラ
２３３：遅延時間部
３００：光ファイバ

Claims (12)

1. 光送信器が、シンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにディジタルデータをマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信し、
   光受信器が、該光ファイバを伝播した光信号を光電変換し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光通信システムであって、
   前記光送信器は、
   シンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにディジタルデータをマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号からベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理部と、
   該ベースバンドＯＦＤＭ信号をレーザ光に変調し光ＯＦＤＭ信号を生成する電気―光変換部と
   を備え、前記送信信号処理部と前記電気−光変換部によりシンボル時間ごとに交互に波長の異なる光ＯＦＤＭ信号を送信し、
   前記光受信器は、
   光ファイバを介して前記光送信器から受信した光ＯＦＤＭ信号の一部をシンボル時間遅延させて光ＯＦＤＭ信号と合成させる遅延干渉部と、合成された光信号を電気信号に変換するバランス型光−電気変換部との少なくともひとつの組と、
   前記光−電気変換部の出力からサブキャリア信号を得、このサブキャリア信号からデータを復調して元のディジタルデータを再生する受信信号処理部と
   を有する前記光通信システム。
2. 前記光送信器は、複数のサブキャリアとキャリアとから構成された光ＯＦＤＭ信号の波長を、シンボル時間ごとに交互に変えて送信することを特徴とする、請求項１に記載の光通信システム。
3. 前記キャリアの周波数と個別のサブキャリアの周波数の差は、少なくとも複数のサブキャリア全体の帯域幅の半分以上とすることを特徴とする、請求項２に記載の光通信システム。
4. 前記光送信器は、
   第１のキャリアと、該第１のキャリアより大きい周波数の第２のキャリアに対し、
   複数のサブキャリアと該サブキャリアの下側帯波にある第１のキャリアとを含む第１の光ＯＦＤＭ信号を生成し、
   複数のサブキャリアと該サブキャリアの上側帯波にある第２のキャリアとを含む第２の光ＯＦＤＭ信号を生成し、
   該第１及び第２の光ＯＦＤＭ信号を、シンボル時間ごとに交互に送信する請求項１乃至３のいずれかに記載の光通信システム。
5. 前記受信信号処理部において、前記光−電気変換部の出力をアナログーディジタル（Ａ／Ｄ）変換し、変換された信号を高速フーリエ変換して得たサブキャリア毎に、１シンボル時間前のサブキャリアのデータを引き算してシンボル時間毎のサブキャリアを得ることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の光通信システム。
6. 前記光受信器は、
   前記光送信器からの光ＯＦＤＭ信号を波長に応じて２つの出力ポートにそれぞれ分波する光フィルタ
   をさらに備え、
   前記光フィルタの２つの出力ポートからの光を２つの前記遅延干渉部にそれぞれ入射させ、これら２つの前記遅延干渉部のそれぞれの出力を２つの前記バランス型光−電気変換部でそれぞれ電気信号に変換し、
   前記受信信号処理部は、
   変換された電気信号をシンボル時間毎に交互に選択し、選択した信号からサブキャリア信号を得て元のディジタルデータを再生する請求項１乃至４のいずれかに記載の光通信システム。
7. 前記電気−光変換部は、
   ２波長の光をシンボル時間毎に交互に出力する光源部と、
   ２つの周波数の正弦波信号と余弦波信号をそれぞれ発生する発振部と、
   ベースバンドＯＦＤＭ信号の実部に、２つの周波数の余弦波信号をシンボル時間毎に交互に加算する第１加算器と、
   ベースバンドＯＦＤＭ信号の虚部に、２つの周波数の正弦波信号をシンボル時間毎に交互に加算する第２加算器と、
   前記光源部からの光を前記第１及び第２加算器からの信号で変調して光ＯＦＤＭ信号を出力する光Ｉ−Ｑ変調器と
   を有する請求項１乃至６のいずれかに記載の光通信システム。
8. 前記２つの周波数の正弦波信号は逆相であることを特徴とする請求項７に記載の光通信システム。
9. 前記電気−光変換部は、
   ２波長の光をシンボル時間毎に交互に出力する光源部と、
   異なる２つの周波数の余弦波信号をそれぞれ発生する発振部と、
   ベースバンドＯＦＤＭ信号の実部に、２つの周波数の余弦波信号をシンボル時間毎に交互に加算する加算器と、
   前記光源部からの光を前記加算器からの信号及びベースバンドＯＦＤＭ信号の虚部で変調して出力する光Ｉ−Ｑ変調器と
   を有し、
   前記光送信部は、ＯＦＤＭ信号の両側に現れる２つキャリアの一方を遮断する帯域通過フィルタ
   をさらに有する請求項１乃至６のいずれかに記載の光通信システム。
10. 前記送信信号処理部は、
    正弦波信号と余弦波信号を発生する発振部と、
    ベースバンドＯＦＤＭ信号の実部に、前記発振部からの余弦波信号を加算する第１加算器と、
    ベースバンドＯＦＤＭ信号の虚部に、前記発振部からの正弦波信号を加算する第２加算器と、
    を有し、
    前記電気−光変換部は、
    ２波長の光をそれぞれ出力する光源部と、
    前記光源部からの光の一方を、前記第１加算器からの信号で変調する第１光Ｉ−Ｑ変調器と、
    前記光源部からの光の他方を、前記第２加算器からの信号で変調する第２光Ｉ−Ｑ変調器と、
    を有し、
    前記電気−光変換部は、前記第１加算器からの信号と前記第２加算器からの信号が、シンボル時間毎に交互に前記第１光Ｉ−Ｑ変調器と前記第２光Ｉ−Ｑ変調器に入力され、前記第１光Ｉ−Ｑ変調器と前記第２光Ｉ−Ｑ変調器の出力を合波して出力する請求項１乃至６のいずれかに記載の光通信システム。
11. 光送信器が、シンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにディジタルデータをマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信し、光受信器が、該光ファイバを伝播した光信号の一部をシンボル時間遅延させて該光信号と合成させ、合成された光信号を光電変換し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光通信システムにおける前記光送信器であって、
    シンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにディジタルデータをマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号からベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理部と、
    該ベースバンドＯＦＤＭ信号をレーザ光に変調し光ＯＦＤＭ信号を生成する電気―光変換部と
    を備え、前記送信信号処理部と前記電気−光変換部によりシンボル時間ごとに交互に異なる２波長の光ＯＦＤＭ信号を送信する前記光送信器。
12. 光送信器が、シンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにディジタルデータをマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信し、
    光受信器が、該光ファイバを伝播した光信号を光電変換し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光通信システムにおけるトランスポンダであって、
    前記光送信器及び前記光受信器を備え、
    前記光送信器は、
    シンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにディジタルデータをマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号からベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理部と、
    該ベースバンドＯＦＤＭ信号をレーザ光に変調し光ＯＦＤＭ信号を生成する電気―光変換部と
    を備え、前記送信信号処理部と前記電気−光変換部によりシンボル時間ごとに交互に異なる２波長の光ＯＦＤＭ信号を送信し、
    前記光受信器は、
    光ファイバを介して前記光送信器から受信した光ＯＦＤＭ信号の一部をシンボル時間遅延させて光ＯＦＤＭ信号と合成させる遅延干渉部と、合成された光信号を電気信号に変換するバランス型光−電気変換部との少なくともひとつの組と、
    前記光−電気変換部の出力からサブキャリア信号を得、このサブキャリア信号からデータを復調して元のディジタルデータを再生する受信信号処理部と
    を有する前記トランスポンダ。

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