JP6363933B2 - 光送受信装置、光受信器及び光送受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、ディジタルコヒーレント復調を用いる光伝送システムに用いる光送受信装置、光受信器及び光送受信方法に関する。

光伝送システムに用いる伝送符号として、低いシンボルレートで大容量の光信号を送信可能なＱＡＭ信号が注目を集めている。最も単純なＱＡＭは４値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）であり、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）と呼ばれる。

図４は、従来技術による光ＱＡＭ信号送受信システムの構成を示す図である。ＣＷ（Continuous Wave）光源１はコヒーレンシーの高い波長λ_ｓｉｇのＣＷ光を出力する。光送信器２はこのＣＷ光を入力し、光変調を施して光ＱＡＭ信号を生成して送信する。光送信器２から発出された光ＱＡＭ信号は、光ファイバ３によって伝送される。光受信器４は、光ファイバ３を介して光ＱＡＭ信号を受信する。光ＱＡＭ信号を光受信器４内で復調するには、一般にディジタルコヒーレント復調という技術を用いる。

ディジタルコヒーレント復調では、受信した光信号を電気信号に変換した後に、送信時における光位相と光振幅の情報を高速な演算器を用いて計算することによって復調を行う。ディジタルコヒーレント復調にはコヒーレンシーの高い局発光が必須となる。光受信器４は、局発光源５によって生成された波長λ_Ｌｏの局発光を信号光と共に入力する。光受信器４の内部には９０度ハイブリッドと呼ばれる光学干渉計１００（以下、９０度ハイブリッド１００と称する）と、それに接続されるＯＥ（Optical Electronic）コンバータ、およびそれらの出力を作動増幅するアンプからなる光電気変換部１０１を備えている。

９０度ハイブリッド１００および光電気変換部１０１にはいろいろなスタイルのものがある。ここでは、最もシンプルな構成例を説明する。図５は、最もシンプルな構成の９０度ハイブリッド１００および光電気変換部１０１の構成を示す図である。信号光入力端子６および局発光入力端子７から入力された信号光および局発光は、第１の光分岐８、第２の光分岐９、第３の光分岐１０及び第４の光分岐１１によって、分波または合波される。そして、第３の光分岐１０と第４の光分岐１１から合計４本の光出力を得る。ここで、局発光の一部は光位相にしてπ／２の遅延を光遅延回路１２によって加えられている。得られた４種類の干渉光は、第１のＯＥコンバータ１３、第２のＯＥコンバータ１４、第３のＯＥコンバータ１５及び第４のＯＥコンバータ１６により電気信号に変換して出力する。この出力は、第１の差動増幅器１７および第２の差動増幅器１８によって増幅して出力する。そして、最終的に２つの電気信号Ｖ_１とＶ_２を得る。

ここで、信号光および局発光の光電界Ｅ_ｓｉｇ、Ｅ_Ｌｏと、電気信号Ｖ_１およびＶ_２との関係を簡単に説明する。信号光の光電界Ｅ_ｓｉｇを
Ｅ_ｓｉｇ＝Ａ_ｓｉｇｅｘｐ（ｉω_ｓｉｇｔ＋ｉφ_ｓｉｇ） ・・・（１）
とし、局発光の光電界Ｅ_Ｌｏを
Ｅ_Ｌｏ＝ｅｘｐ（ｉω_Ｌｏｔ） ・・・（２）
と表す。ここでω_ｓｉｇおよびω_Ｌｏは各々信号光のキャリアおよび局発光の角振動数、ｔは時間、ｉは虚数単位である。Ａ_ｓｉｇおよびφ_ｓｉｇはＱＡＭ信号によって伝播される情報であり、ＱＰＳＫの場合はＡ_ｓｉｇ＝１、φ_ｓｉｇはπ／２×ｎｒａｄとなる。ここでｎは整数である。以下の数式においては、本質的でない係数は省いてある。光受信器４内で光電界Ｅ_ｓｉｇとＥ_Ｌｏ とは９０度ハイブリッドによって合波されてから電気変換され、
Ｖ_１＝Ａ_ｓｉｇｓｉｎ｛（ω_ｓｉｇ−ω_Ｌｏ）ｔ＋φ_ｓｉｇ｝ ・・・（３）
Ｖ_２＝Ａ_ｓｉｇｃｏｓ｛（ω_ｓｉｇ−ω_Ｌｏ）ｔ＋φ_ｓｉｇ｝ ・・・（４）
の２値を得る。ここで、ω_ｓｉｇ−ω_Ｌｏを周波数オフセットと呼ぶ。

ヘテロダイン検波では周波数オフセットは光ＱＡＭ信号のスペクトル帯域より大きくなり、理想的なホモダイン検波では周波数オフセットは０になる。ω_ｓｉｇおよびω_Ｌｏが時間によらず一定であるならば、（ω_ｓｉｇ−ω_Ｌｏ）ｔは時間と共に単調に増加するので、周波数オフセットは比較的容易にキャンセルすることが可能である。周波数オフセットがキャンセルされたならば、電気信号Ｖ_１とＶ_２の比較からφ_ｓｉｇおよびＡ_ｓｉｇの値を求めることができ、光ＱＡＭ信号の復調ができたことになる。周波数オフセットのキャンセルのためには、ｎ乗法などの既存のアルゴリズムを活用することができる。

しかしながら、従来技術ではＣＷ光源１と局発光源５とは相互に離れた場所に設置するため、波長差を一定に保ち続けるのは困難であり、必ず誤差が生じる。この誤差は、エンドオブライフで数ＧＨｚに達する。従って周波数オフセットω_ｓｉｇ−ω_Ｌｏも一定値ではなく経年変動することになる。もうひとつの誤差要因として、ＣＷ光源１と局発光源５の光位相の揺らぎがある。完璧なＣＷ光源は存在しないため、光電界Ｅ_ｓｉｇおよびＥ_Ｌｏとは光位相雑音φ_{Ｎｏｉｓｅ}およびφ_{ＬｏＮｏｉｓｅ}をもち、光電界Ｅ_ｓｉｇとＥ_Ｌｏは下記の形に書き表される。
Ｅ_ｓｉｇ＝Ａ_ｓｉｇｅｘｐ（ｉω_ｓｉｇｔ＋ｉφ_ｓｉｇ＋ｉφ_{Ｎｏｉｓｅ}） ・・・（５）
Ｅ_Ｌｏ＝ｅｘｐ（ｉω_Ｌｏｔ＋ｉφ_{ＬｏＮｏｉｓｅ}） ・・・（６）
これらの（５）式、（６）式を用いて電気信号Ｖ_１，Ｖ_２を書き直せば
Ｖ_１＝Ａ_ｓｉｇｓｉｎ｛（ω_ｓｉｇ−ω_Ｌｏ）ｔ＋φ_ｓｉｇ＋φ_{Ｎｏｉｓｅ}−φ_{ＬｏＮｏｉｓｅ}｝ ・・・（７）
Ｖ_２＝Ａ_ｓｉｇｃｏｓ｛（ω_ｓｉｇ−ω_Ｌｏ）ｔ＋φ_ｓｉｇ＋φ_{Ｎｏｉｓｅ}−φ_{ＬｏＮｏｉｓｅ}｝ ・・・（８）
を得る。

周波数オフセットω_ｓｉｇ−ω_Ｌｏの補償が完全ではない場合、あるいは光位相雑音φ_{Ｎｏｉｓｅ}およびφ_{ＬｏＮｏｉｓｅ}が無視できないほど大きい場合、信号品質劣化が生じるため、これらの影響を完全に補償ないし低減させることは極めて重要である。従来技術では、周波数オフセット補償のアルゴリズムにある程度の引き込み範囲を持たせており、光源の波長変化にある程度追随することが可能である。しかし、このような処理を行うためには高速なディジタルシグナルプロセッサによってリアルタイムな演算処理を行うことが必要となる。さらに、光位相雑音φ_{Ｎｏｉｓｅ}およびφ_{ＬｏＮｏｉｓｅ}は従来の復調技術では補償のための有効な手段が無い。

このため、できるだけ高性能なＣＷ光源１を用いて光位相雑音φ_{Ｎｏｉｓｅ}およびφ_{ＬｏＮｏｉｓｅ}を小さくする必要があった。従来技術におけるこれらの手法は、送受信装置の大規模化をもたらし、回路設計が困難となる。特に加入者光伝送系においては、受信装置の大規模化と高価格化、消費電力の上昇は非常に大きな問題となる。

一方、光位相雑音φ_{Ｎｏｉｓｅ}の影響を抑えるための従来技術として、ＣＷ光源１の出力を変調する前に分岐して、分岐されたＣＷ光を光受信器４まで送り、これを局発光として活用するという技術がある。この技術では光位相雑音φ_{Ｎｏｉｓｅ}そのものを抑圧することはできないものの、（７）式、（８）式における光位相雑音φ_{Ｎｏｉｓｅ}およびφ_{ＬｏＮｏｉｓｅ}が等しくなるため、光位相雑音の影響が無視できることになる。

しかしながら、この従来技術では、信号光と同一の波長の局発光を伝送させるために、信号光と局発光を偏波多重する（例えば、非特許文献１参照）、あるいはマルチコアファイバを用いて信号光と局発光を空間多重する（例えば、非特許文献２参照）といった工夫が必用となる。

Moriya Nakamura and Yukiyoshi Kamio,"30-Gbps (5-Gsymbol/s) 64-QAM Self-Homodyne Transmission over 60-km SSMF using Phase-Noise Cancelling Technique and ISI-Suppression based on Electronic Digital Processing", OSA/OFC/NFOEC 2009 J. M. Delgado Mendinueta, B. J. Puttnam, J. Sakaguchi, R. S. Luis, W. Klaus, Y.Awaji, N. Wada, A. Kanno and T. Kawanishi，"Energy Efficient Carrier Phase Recovery for Self-Homodyne Polarization-Multiplexed QPSK"，2013 IEICE

前述したように、従来技術ではＣＷ光源と局発光源とは相互に離れた場所に設置するため、波長差を一定に保ち続けるのは困難であり、必ず誤差が生じるという問題を有している。このような問題を解決するために、信号光と局発光を偏波多重して信号光と同一の波長の局発光を伝送させる方法、あるいはマルチコアファイバを用いて信号光と局発光を空間多重する方法がある。

しかしながら、これらの方法は、信号光と同一の波長の局発光を伝送させるために、信号光と局発光を偏波多重したり、あるいはマルチコアファイバを用いて信号光と局発光を空間多重するといった工夫が必用となるため、構成が複雑になるとともに、伝送路の周波数利用効率が下がってしまうという問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、簡単な構成で周波数オフセットおよび光源の光位相雑音の両者を除去することができる光送受信装置、光受信器及び光送受信方法を提供することを目的とする。

本発明は、ＣＷ光源と、前記ＣＷ光源の出力を変調することにより、キャリア周波数がω_ｃの光変調信号と光周波数がω_ｃ±ｎω_Δ（ｎは自然数、ω_Δは各輝線スペクトルの角振動数の間隔）である複数の輝線スペクトルとを生成して出力する光変調手段とを備えることを特徴とする。

本発明は、ＣＷ光源と、前記ＣＷ光源の出力を分岐する光分岐手段と、前記光分岐手段の出力の一方を変調してキャリア周波数がω_ｃの光変調信号を生成するデータ信号変調手段と、前記光分岐手段の出力の他方を変調して光周波数がω_ｃ±ｎω_Δ（ｎは自然数、ω_Δは各輝線スペクトルの角振動数の間隔）である複数の輝線スペクトルを生成する輝線スペクトル生成手段と、前記データ信号変調手段の出力と前記輝線スペクトル生成手段の出力とを合波して光伝送路に出力する合波手段とを備えることを特徴とする。

本発明は、等しい周波数間隔を有する複数のＣＷ光を発生する多波長光発生手段と、前記多波長光発生手段から出力されるＣＷ光のうち少なくとも１つを分波して変調しキャリア周波数がω_ｃの光変調信号を生成するデータ信号変調手段と、前記多波長光発生手段から出力されるＣＷ光のうち光周波数がω_ｃ±ｎω_Δ（ｎは自然数、ω_Δは多波長光発生手段の角振動数の間隔）である少なくとも２つのＣＷ光を分波する輝線スペクトル生成手段と、前記データ信号変調手段の出力と前記輝線スペクトル生成手段の出力とを合波して光伝送路に出力する合波手段とを備えることを特徴とする。

本発明は、前記多波長光発生手段は少なくとも２種類のＣＷ光源と光導波路とを備え、前記光導波路は前記ＣＷ光源の出力が入力され、前記光導波路は四波混合により少なくとも３種類のＣＷ光を出力することを特徴とする。

本発明は、前記データ信号変調手段の出力と前記輝線スペクトル生成手段の出力との少なくともいずれか一方は偏波多重されていることを特徴とする。

本発明は、光伝送路から送られてきた光信号から、キャリア周波数がω_ｃの光変調信号と光周波数がω_ｃ±ｎω_Δ（ｎは自然数、ω_Δは各輝線スペクトルの角振動数の間隔）である少なくとも２種類の輝線スペクトルとを分離する信号局発分離手段と、前記信号局発分離手段によって分離された光変調信号と輝線スペクトルとを各々信号光用入力ポートおよび局発光用入力ポートに入力する９０度ハイブリッドと、前記９０度ハイブリッドから出力される干渉光を受光し電気変換する電気変換手段とを備えることを特徴とする。

本発明は、前記電気変換手段の出力から高周波成分を遮断するローパスフィルタを備え、前記ローパスフィルタの遮断周波数は前記光変調信号のシンボルレートよりは大きくかつω_Δよりも小さいことを特徴とする。

本発明は、ＣＷ光源と、光分岐手段と、データ信号変調手段と、輝線スペクトル生成手段と、合波手段とを備える光送信器と、信号局発分離手段と、９０度ハイブリッドと、電気変換手段とを備える光受信器とを備える光通信システムが行う光送受信方法であって、前記光分岐手段が、前記ＣＷ光源の出力を分岐する光分岐ステップと、前記データ信号変調手段が、前記光分岐手段の出力の一方を変調してキャリア周波数がω_ｃの光変調信号を生成するデータ信号変調ステップと、前記輝線スペクトル生成手段が、前記光分岐手段の出力の他方を変調して光周波数がω_ｃ±ｎω_Δ（ｎは自然数、ω_Δは各輝線スペクトルの角振動数の間隔）である複数の輝線スペクトルを生成する輝線スペクトル生成ステップと、前記合波手段が、前記データ信号変調手段の出力と前記輝線スペクトル生成手段の出力とを合波して光伝送路に出力する合波ステップと、前記信号局発分離手段が、前記光伝送路から送られてきた光信号から、キャリア周波数がω_ｃの前記光変調信号と光周波数がω_ｃ±ｎω_Δである複数の前記輝線スペクトルとを分離する信号局発分離ステップと、前記９０度ハイブリッドが、前記信号局発分離手段によって分離された光変調信号と輝線スペクトルとを各々信号光用入力ポートおよび局発光用入力ポートに入力する９０度ハイブリッドステップと、前記電気変換手段が、前記９０度ハイブリッドから出力される干渉光を受光し電気変換する電気変換ステップとを有することを特徴とする。

本発明によれば、高速な演算装置を用いることなく簡単な構成で周波数オフセットおよび光源の光位相雑音の両者を除去することができるという効果が得られる。また、光受信器側に局発光を用意する必要がないため、光受信器の装置構成と価格を低減可能であるという効果も得られる。

本発明の第１実施形態による光ＱＡＭ伝送システムの構成を示す図である。 本発明の第２実施形態による光ＱＡＭ伝送システムの構成を示す図である。 本発明の第４実施形態による光ＱＡＭ伝送システムの構成を示す図である。 従来技術による光ＱＡＭ信号送受信システムの構成を示す図である。 図４に示す光学干渉計（９０度ハイブリッド）１００および光電気変換部１０１の構成を示す図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態による光送信器、光受信器を説明する。本実施形態はＱＰＳＫを含むあらゆる多値数のＱＡＭ変調器に用いることが可能であり、また、光位相が直交成分を持たないＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）信号にも適応が可能であるが、簡単のためここでは光ＱＡＭ信号方式に関して説明を行う。また、本実施形態は偏波多重信号にも活用が可能であるが、説明を簡単にするため主として単一偏波の光ＱＡＭ送受信システムを例にして説明を行う。

本実施形態では、光送信器側で単一のＣＷ光源を設け、ここからキャリア周波数がω_ｃの光変調信号と光周波数がω_ｃ±ｎω_Δ（ｎは自然数、ω_Δは各輝線スペクトルの角振動数の間隔）である複数の輝線スペクトルとを生成する。輝線スペクトルは局発光として用いるため光変調信号と共に伝送路に送られる。ＣＷ光源出力の光電界Ｅ_ｃを
Ｅ_ｃ＝ｅｘｐ（ｉω_ｃｔ＋ｉφ_{Ｎｏｉｓｅ}） ・・・（９）
とする。

ここでφ_{Ｎｏｉｓｅ}は前述のとおり光源の光位相雑音であり、０にすることは困難である。この光から、周波数間隔がω_Δの複数のＣＷ光を生成する。ここでは合計３種類とする。得られる３種類の光電界Ｅ_ｃ、Ｅ_Ｌｏ１、Ｅ_Ｌｏ２は、
Ｅ_ｃ＝ｅｘｐ（ｉω_ｃｔ＋ｉφ_{Ｎｏｉｓｅ}） ・・・（１０）
Ｅ_Ｌｏ１＝ｅｘｐ（ｉ（ω_ｃ＋ω_Δ）ｔ＋ｉφ_{Ｎｏｉｓｅ}） ・・・（１１）
Ｅ_Ｌｏ２＝ｅｘｐ（ｉ（ω_ｃ−ω_Δ）ｔ＋ｉφ_{Ｎｏｉｓｅ}＋ｉπ） ・・・（１２）
となる。ここでＥ_Ｌｏ２にｉπの項があるのは、Ｅ_Ｌｏ１およびＥ_Ｌｏ２の生成にＣＳ−ＲＺ変調を用いることを仮定したためであるが、他の実施形態においてこの項がｉπ以外の値をとったとしても問題はない。

次に、Ｅ_ｃを光変調する。ここではＩＱ変調器によって光ＱＡＭ信号を生成するものとする。（５）式と同様に、
Ｅ_ｓｉｇ＝Ａ_ｓｉｇｅｘｐ（ｉω_ｃｔ＋ｉφ_ｓｉｇ＋ｉφ_{Ｎｏｉｓｅ}＋ｉθ） ・・・（１３）
を得る。光位相θは、ＩＱ変調器入出力の遅延時間差τに伴って生じる固定の光位相遅延であるが、遅延時間差τにおけるφ_{Ｎｏｉｓｅ}の変動量が十分小さければ、θがどのような値であっても復調に支障はない。

本実施形態では、光電界Ｅ_ｓｉｇ、Ｅ_Ｌｏ１、Ｅ_Ｌｏ２の３種の光信号を光伝送路に入力する。光受信器では、これらの光信号をＥ_ｓｉｇとＥ_Ｌｏ１およびＥ_Ｌｏ２との２組に分離し、Ｅ_ｓｉｇを信号光、Ｅ_Ｌｏ１およびＥ_Ｌｏ２の両者を局発光として扱う。Ｅ_ｓｉｇは図５に示す９０度ハイブリッドの信号光入力端子６に入力され、Ｅ_Ｌｏ１、Ｅ_Ｌｏ２の２つは局発光入力端子７に同時に入力される。ここで注意すべきことは、（７）式、（８）式においてはφ_{Ｎｏｉｓｅ}およびφ_{ＬｏＮｏｉｓｅ}は互いに無相関なランダム値であるためφ_{Ｎｏｉｓｅ}−φ_{ＬｏＮｏｉｓｅ}はゼロにならないが、本実施形態では単一のＣＷ光を用いるため、（７）式、（８）式におけるこの項がゼロになるということである。その代わり本実施形態では２つの局発光を用いるためビート周波数が生じる。

詳細は省くが計算結果のみ示すと、図５に示す構成の最終段で得られる電気信号Ｖ_１，Ｖ_２は
Ｖ_１＝８Ａ_ｓｉｇｃｏｓ（φ_ｓｉｇ＋θ）ｓｉｎ（ω_Δｔ） ・・・（１４）
Ｖ_２＝−８Ａ_ｓｉｇｓｉｎ（φ_ｓｉｇ＋θ）ｓｉｎ（ω_Δｔ） ・・・（１５）
となる。両者の比をとればｓｉｎ（ω_Δｔ）の因子がキャンセルされ、更に逆三角関数を用いればφ_ｓｉｇ＋θを得ることができる。ここでθは消えずに残るが、θの値は時間にほとんど依存しない定数であるため、２つの時間的に連続するシンボルの位相φ_ｓｉｇ（ｔ）＋θおよびφ_ｓｉｇ（ｔ−ΔＴ）＋θの差をとることにより、θを除去することができる。ΔＴはシンボル周期である。あるいは、従来技術同様に４乗法などを併用して数学的にθを除去することも出来る。一方Ａ_ｓｉｇは、Ｖ_１，Ｖ_２の両者の２乗の和をとるとによって得ることができる。

以上の説明はω_Δの値に依存しない。よって、前述した手法を用いることにより、簡便に周波数オフセットを解消でき、かつ光源の位相雑音φ_{Ｎｏｉｓｅ}の影響を補償することが可能となる。また、光送信器側の装置の経時劣化あるいは温度変化その他の理由でω_Δ が変動を始めたとしても復調信号に影響は現れない。なお、ω_Δが信号帯域より十分大きければ、Ｖ_１およびＶ_２の出力にＬＰＦ（ローパスフィルタ）を入れてｓｉｎ（ω_Δｔ）の因子を抑圧することも可能である。このＬＰＦの遮断周波数は光変調信号のシンボルレートよりは大きくかつω_Δよりも小さいようにする。

＜第１実施形態＞
次に、前述した手法を適用した第１実施形態による光ＱＡＭ伝送システムの構成を説明する。図１は同実施形態の構成を示すブロック図である。この図において、図４に示す従来の装置と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。まず、ＣＷ光源１によって生成された角振動数ω_ｃのＣＷ光をカプラ２０によって分割する。

データ信号変調手段２は、カプラ２０によって分割した一方の光を入力し光変調を施して、光ＱＡＭ信号を生成する。ＣＳ−ＲＺ変調器２１は、角振動数ω_ＲＺの正弦波で駆動される。ＣＳ−ＲＺ変調器２１による光変調でカプラ２０によって分割した他方の光から光パルス列を作ることにより、ω_ｃ±ω_ＲＺの角振動数を持つ２つのＣＷ光に変換して出力する。データ信号変調手段２の出力である光ＱＡＭ信号と、ＣＳ−ＲＺ変調器２１の出力である２つのＣＷ光はカプラ２２によって合波する。光ファイバ３は、この合波された光を伝送する。

分波器１０２は、光ファイバ３による伝送後の光をω_ｃおよびω_ｃ±ω_ＲＺの２組に分割する。そして、光受信器４の内部の９０度ハイブリッド１００は、この２組の光を入力する。分波器１０２はインターリーバあるいはＭＺＩ干渉計のような周期的な光フィルタを用いることができる。

光電気変換部１０１は、９０度ハイブリッド１００の出力を従来技術と同様に増幅し、前述した手法によって復調する。なおＣＳ−ＲＺ変調器２１における強度の周期的変化は本質ではないので、ＣＳ−ＲＺ変調器２１に代えて光位相変調器により光周波数軸上にダブルピークを作る構成としてもよい。

＜第２実施形態＞
次に、第２実施形態による光ＱＡＭ伝送システムの構成を説明する。図２は、同実施形態の構成を示すブロック図である。この図において、図１に示す装置と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。図２に示す第２実施形態の構成では、ＣＳ−ＲＺ変調器２１に代えて多波長光源１１０によりω_ｃおよびω_ｃ±ω_Δを生成する。

分波器１０３は、生成された多波長の光をω_ｃとω_ｃ±ω_Δとに分波する。データ信号変調手段２は、分波されたω_ｃを入力して光変調を施す。カプラ２２は、分波されたω_ｃ±ω_Δとデータ信号変調手段２の出力とを合波する。光ファイバ３による伝送後の処理動作は、第１実施形態と同様であるため、ここでは詳細な説明を省略する。

多波長光源１１０は４波混合などの非線形光学効果を用いることによって実現可能である。２本のＣＷ光から３本ないし４本のＣＷ光を４波混合で生成すると、各ＣＷ光の周波数間隔が一定に保たれるため、光源の位相揺らぎもまた各ＣＷ光で共有される。このため、第１実施形態と同様の効果が得られる。

＜第３実施形態＞
次に、第３実施形態による光ＱＡＭ伝送システムの構成を説明する。前述した実施形態の説明では、説明を簡単にするために単一偏波での光ＱＡＭ伝送を例にとって説明したが、周波数利用効率を高めるために偏波多重された光ＱＡＭによる伝送も広く行われている。

本実施形態によって偏波多重光ＱＡＭを行う場合は、光送信器において偏波多重型のＩＱ変調器を導入することで実現できる。局発光も光伝送前に偏波多重させることが望ましいが、ω_ｃ±ω_Δまたはω_ｃ±ω_ＲＺ の２組の局発光を自分自身と偏波多重した上で、カプラ２２によって信号光と合波すればよい。

局発光の複数の輝線スペクトルを第１実施形態にて説明したようなＣＳ−ＲＺ変調器２１で生成する場合には、周期π／ω_Δの光パルス列が生じるが、この局発光を自分自身と偏波多重する場合には、π／（２ω_Δ）の時間差を加えて、インターリーブの偏波多重を行うとよい。すなわち、偏波の直交する２つの光パルス列の、片方の光強度最大時と他方の光強度最低時とが時間軸上で一致するよう偏波多重を行うとよい。通常の９０度ハイブリッドでは局発光として単一偏波を用いることが多いが、偏波多重された局発光から単一偏波を切り出す際に、インタリーブの偏波多重を行っておくことにより、必ず５０％の光強度が確保可能となるという利点がある。

＜第４実施形態＞
次に、第４実施形態による光ＱＡＭ伝送システムの構成を説明する。図３は、同実施形態の構成を示すブロック図である。この図において、図１に示す装置と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。第１実施形態では光変調装置を２種類用い、うち１つをデータ信号変調手段２として用い、他の１つであるＣＳ−ＲＺ変調器２１を輝線スペクトル生成手段として用いた。これら２つの光変調器を１台のＩＱ変調器２００に集約したのが第４実施形態による光ＱＡＭ伝送システムである。

この構成においては、ＩＱ変調器２００の駆動信号は、Ａ_ｓｉｇやφ_ｓｉｇの情報を有するランダム信号にω_ＲＺのクロック成分が重畳される。第１実施形態に比べ変調器駆動系に広い帯域が必要となるが、送信器側の構成が簡便になるという利点がある。

以上説明したように、送信側において、光ＱＡＭ信号のキャリア周波数に対して厳密に周波数間隔が保たれた２つの局発光を生成し、これらを光ＱＡＭ信号と共に伝送させた後に、これらを受信器で受信することにより、高速な演算装置を用いることなく簡便な構成で周波数オフセットおよび光源の光位相雑音の両者を除去することができる。また、光受信器側に局発光を用意する必要がないため、光受信器の装置構成と価格を大幅に低減可能であるという効果を併せて奏する。後者は加入者系において特に重要である。

この構成は、ディジタルコヒーレント復調を用いる光伝送システムに用いる光送信器、光受信器に適しており、特に、４値よりも多値のＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）信号を送受信する、加入者系の光送受信装置に適している。

以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。

本発明に係る光変調装置及び光変調方法は、光ＱＡＭ信号を用いた光伝送システム、特に加入者系における光伝送システムを構築するにあたり、有用に適用することができる。

１・・・ＣＷ光源、２・・・データ信号変調手段、３・・・光ファイバ、４・・・光受信器、５・・・局発光源、６・・・信号光入力端子、７・・・局発光入力端子、８・・・第１の光分岐、９・・・第２の光分岐、１０・・・第３の光分岐、１１・・・第４の光分岐、１２・・・光遅延回路、１３・・・第１のＯＥコンバータ、１４・・・第２のＯＥコンバータ、１５・・・第３のＯＥコンバータ、１６・・・第４のＯＥコンバータ、１７・・・第１の差動増幅器、１８・・・第２の差動増幅器、２０・・・カプラ、２１・・・ＣＳ−ＲＺ変調器、２２・・・カプラ、１００・・・９０度ハイブリッド、１０１・・・光電気変換部、１０２・・・分波器、１０３・・・分波器、１１０・・・多波長光源、２００・・・ＩＱ変調器

Claims (8)

1. ＣＷ光源と、
   前記ＣＷ光源の出力を変調することにより、キャリア周波数がωｃの光変調信号と光周波数がωｃ±ｎωΔ（ｎは自然数、ωΔは各輝線スペクトルの角振動数の間隔）である複数の輝線スペクトルとを生成して出力する光変調手段と
   を有する光送信器と、
   光伝送路から送られてきた光信号から、キャリア周波数がωｃの光変調信号と光周波数がωｃ±ｎωΔである少なくとも２種類の輝線スペクトルとを分離する信号局発分離手段と、
   前記信号局発分離手段によって分離された光変調信号と輝線スペクトルとを各々信号光用入力ポートおよび局発光用入力ポートに入力する９０度ハイブリッドと、
   前記９０度ハイブリッドから出力される干渉光を受光し電気変換する電気変換手段と
   を有する光受信器と
   を備えることを特徴とする光送受信装置。
2. ＣＷ光源と、
   前記ＣＷ光源の出力を分岐する光分岐手段と、
   前記光分岐手段の出力の一方を変調してキャリア周波数がωｃの光変調信号を生成するデータ信号変調手段と、
   前記光分岐手段の出力の他方を変調して光周波数がωｃ±ｎωΔ（ｎは自然数、ωΔは各輝線スペクトルの角振動数の間隔）である複数の輝線スペクトルを生成する輝線スペクトル生成手段と、
   前記データ信号変調手段の出力と前記輝線スペクトル生成手段の出力とを合波して光伝送路に出力する合波手段と
   を有する光送信器と、
   光伝送路から送られてきた光信号から、キャリア周波数がωｃの光変調信号と光周波数がωｃ±ｎωΔである少なくとも２種類の輝線スペクトルとを分離する信号局発分離手段と、
   前記信号局発分離手段によって分離された光変調信号と輝線スペクトルとを各々信号光用入力ポートおよび局発光用入力ポートに入力する９０度ハイブリッドと、
   前記９０度ハイブリッドから出力される干渉光を受光し電気変換する電気変換手段と
   を有する光受信器と
   を備えることを特徴とする光送受信装置。
3. 等しい周波数間隔を有する複数のＣＷ光を発生する多波長光発生手段と、
   前記多波長光発生手段から出力されるＣＷ光のうち少なくとも１つを分波して変調しキャリア周波数がωｃの光変調信号を生成するデータ信号変調手段と、
   前記多波長光発生手段から出力されるＣＷ光のうち光周波数がωｃ±ｎωΔ（ｎは自然数、ωΔは多波長光発生手段の角振動数の間隔）である少なくとも２つのＣＷ光を分波する輝線スペクトル生成手段と、
   前記データ信号変調手段の出力と前記輝線スペクトル生成手段の出力とを合波して光伝送路に出力する合波手段と
   を有する光送信器と、
   光伝送路から送られてきた光信号から、キャリア周波数がωｃの光変調信号と光周波数がωｃ±ｎωΔである少なくとも２種類の輝線スペクトルとを分離する信号局発分離手段と、
   前記信号局発分離手段によって分離された光変調信号と輝線スペクトルとを各々信号光用入力ポートおよび局発光用入力ポートに入力する９０度ハイブリッドと、
   前記９０度ハイブリッドから出力される干渉光を受光し電気変換する電気変換手段と
   を有する光受信器と
   を備えることを特徴とする光送受信装置。
4. 前記多波長光発生手段は少なくとも２種類のＣＷ光源と光導波路とを備え、
   前記光導波路は前記ＣＷ光源の出力が入力され、
   前記光導波路は四波混合により少なくとも３種類のＣＷ光を出力すること
   を特徴とする請求項３に記載の光送受信装置。
5. 前記データ信号変調手段の出力と前記輝線スペクトル生成手段の出力との少なくともいずれか一方は偏波多重されていることを特徴とする請求項２または３に記載の光送受信装置。
6. 光伝送路から送られてきた光信号から、キャリア周波数がωｃの光変調信号と光周波数がωｃ±ｎωΔ（ｎは自然数、ωΔは各輝線スペクトルの角振動数の間隔）である少なくとも２種類の輝線スペクトルとを分離する信号局発分離手段と、
   前記信号局発分離手段によって分離された光変調信号と輝線スペクトルとを各々信号光用入力ポートおよび局発光用入力ポートに入力する９０度ハイブリッドと、
   前記９０度ハイブリッドから出力される干渉光を受光し電気変換する電気変換手段と
   を備えることを特徴とする光受信器。
7. 前記電気変換手段の出力から高周波成分を遮断するローパスフィルタを備え、
   前記ローパスフィルタの遮断周波数は前記光変調信号のシンボルレートよりは大きくかつωΔよりも小さいことを特徴とする請求項６に記載の光受信器。
8. ＣＷ光源と、光分岐手段と、データ信号変調手段と、輝線スペクトル生成手段と、合波手段とを備える光送信器と、信号局発分離手段と、９０度ハイブリッドと、電気変換手段とを備える光受信器とを備える光通信システムが行う光送受信方法であって、
   前記光分岐手段が、前記ＣＷ光源の出力を分岐する光分岐ステップと、
   前記データ信号変調手段が、前記光分岐手段の出力の一方を変調してキャリア周波数がωｃの光変調信号を生成するデータ信号変調ステップと、
   前記輝線スペクトル生成手段が、前記光分岐手段の出力の他方を変調して光周波数がωｃ±ｎωΔ（ｎは自然数、ωΔは各輝線スペクトルの角振動数の間隔）である複数の輝線スペクトルを生成する輝線スペクトル生成ステップと、
   前記合波手段が、前記データ信号変調手段の出力と前記輝線スペクトル生成手段の出力とを合波して光伝送路に出力する合波ステップと、
   前記信号局発分離手段が、前記光伝送路から送られてきた光信号から、キャリア周波数がωｃの前記光変調信号と光周波数がωｃ±ｎωΔである複数の前記輝線スペクトルとを分離する信号局発分離ステップと、
   前記９０度ハイブリッドが、前記信号局発分離手段によって分離された光変調信号と輝線スペクトルとを各々信号光用入力ポートおよび局発光用入力ポートに入力する９０度ハイブリッドステップと、
   前記電気変換手段が、前記９０度ハイブリッドから出力される干渉光を受光し電気変換する電気変換ステップと
   を有することを特徴とする光送受信方法。

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