JPWO2010050086A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

コンバータ２とインバータ４を有する電力変換装置において、直流電力を貯えるコンデンサ３と、インバータ４が出力する有効電力の脈動を検出する脈動検出部８と、コンデンサ３の電圧を計測する電圧計測器１５と、インバータ４が出力する交流電圧の周波数に応じてコンデンサ３の電圧の指令値を求める直流電圧指令部１６と、電圧計測器１５が計測する電圧と直流電圧指令部１６が求める指令値とが入力されてコンデンサ３の電圧が指令値になるようにコンバータ２を制御する直流電圧制御部１７とを備え、直流電圧指令部１６が、コンデンサ３の電圧が脈動する周波数を含む所定の範囲の場合に、コンデンサ３の電圧を通常よりも高くする。

Description

この発明は、直流電力を可変周波数・可変電圧の交流電力に変換する電力変換装置に関するものであり、特に、コンバータと、その直流出力電圧が入力されて、可変周波数・可変電圧の交流に変換するインバータを備えた交流−交流電力変換装置に関する。
電気鉄道の車両に用いられるＰＷＭコンバータは、架線とレールとの間の単相交流電源をパンタグラフおよび変圧器等を介して交流側入力とし、所定の直流電圧となるように交直変換を行なう。ＰＷＭコンバータの直流側には電圧を平滑するためのコンデンサを備えている。コンデンサには、誘導電動機を駆動するインバータが接続される。また、コンデンサの電圧は、電圧検出器により検出され、インバータへの直流入力電圧が検出される。インバータの交流出力側には、電流検出器が設けられる。
インバータの出力周波数基準は、誘導電動機の回転周波数検出手段の出力である回転周波数とすべり周波数制御の出力であるすべり周波数基準とが加算器にて加算されることにより生成される。なお、電流検出器による出力電流検出値は、電流実効値演算手段により入力して電流実効値が演算され、電流指令値とともに加算器に与えられ、すべり周波数制御手段にてすべり周波数基準が求まる。
インバータへの直流入力電圧は、電圧検出器により検出され、電圧脈動分検出手段にて、その脈動成分だけが抽出される。また、インバータへの直流入力電圧は、電圧直流分検出手段にて入力され、その直流成分だけが抽出される。除算器において、脈動分を直流分で割ることにより直流入力電圧の脈動率が計算され、乗算器においてインバータ周波数基準と乗算されることでインバータ周波数補正量が算出される。インバータ周波数は、加算器でインバータ周波数基準量とインバータ周波数補正量とを加算することで算出される。このインバータ周波数は電圧制御手段に与えられて、ＰＷＭ制御回路からインバータに対してＰＷＭ制御信号を与える。（特許文献１の図１およびその説明参照）
一方、非特許文献１では、特許文献１に関する効果が実験によって確認されている。また、非特許文献１の図７に車両用ＰＷＭコンバータの直流電源脈動特性について記載されている。非特許文献１に記載されている内容では、直流コンデンサ容量とビート現象の抑制効果の関係（非特許文献１では、インバータ出力電流の変動幅がビートがない場合の何倍かを示すビート率により記載）について、ビート率が１．２倍以下という抑制効果を得るためには、直流電圧の脈動率（直流平均電圧と直流脈動幅の比率）を１０％以下にすることが記載されている。例えば、直流コンデンサ容量を電動機８台（出力約３０００ｋＷ）当り約３０ｍＦ以上（1台の電動機あたり３７５０μＦ）に設定しなければならないと記載されている。
特公平７-４６９１８号（図１）
昭和63年電気学会全国大会論文集1039〜1040頁、No.845 「脈動直流電源で駆動されるＰＷＭインバータのビート現象（仲田、木村、棚町、筒井、中村）
以上のように、特許文献１の電力変換装置においては、脈動分を直流分で割ることにより直流入力電圧の脈動率が計算され、インバータ周波数基準と乗算されて、インバータ周波数補正量が算出されることで、直流入力電圧の脈動に応じてインバータ周波数を調整し、これにより電流の脈動やトルク脈動を低減することが可能となる。
しかし、特許文献１のものでは、非特許文献１に記載されているように所定のビート現象の抑制効果を得るためには、直流電圧の脈動率を小さくできるようにコンデンサ容量の大きさが決まるという制約を受ける課題がある。すなわち、交流電源周波数の２倍の周波数でビート現象が大きくなるので、その周波数において直流電圧の脈動成分を１０％以下にするようにして、直流コンデンサ容量を決めている。ビート現象が最も大きくなる特定の周波数ポイントのためにコンデンサ容量が大きくなるという課題があった。
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、電力変換装置の出力側のモータ電流脈動とトルク脈動を抑制することに加えて、電力変換装置の直流コンデンサ容量を小さくすることを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータと、該コンバータが出力する直流電力を貯えるコンデンサと、該コンデンサに貯えられた直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータが出力する交流電圧の指令値を求めてこの指令値を出力するように前記インバータを制御する電圧制御部と、前記インバータが出力する交流電流を計測する電流計測器と、前記電圧制御部が求める交流電圧の指令値と前記電流計測器が計測する交流電流とが入力されて前記インバータが出力する有効電力の脈動を検出する脈動検出部と、前記コンデンサの電圧を計測する電圧計測器と、前記インバータが出力する交流電圧の周波数に応じて前記コンデンサの電圧の指令値を求める直流電圧指令部と、前記電圧計測器が計測する電圧と前記直流電圧指令部が求める指令値とが入力されて前記コンデンサの電圧が指令値になるように前記コンバータを制御する直流電圧制御部とを備え、前記直流電圧指令部は、前記インバータが出力する交流電圧の周波数が、前記コンデンサの電圧が脈動する周波数を含む所定の範囲内である場合に、前記コンデンサの電圧の指令値を通常よりも高くし、前記電圧制御部は、前記脈動検出部が出力する脈動成分が入力されて前記脈動成分を抑制するように前記インバータが出力する交流電圧の指令値を求めることを特徴とするものである。
この発明に係る電力変換装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータと、該コンバータが出力する直流電力を貯えるコンデンサと、該コンデンサに貯えられた直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータが出力する交流電圧の指令値を求めてこの指令値を出力するように前記インバータを制御する電圧制御部と、前記インバータが出力する交流電流を計測する電流計測器と、前記電圧制御部が求める交流電圧の指令値と前記電流計測器が計測する交流電流とが入力されて前記インバータが出力する有効電力の脈動を検出する脈動検出部と、前記コンデンサの電圧を計測する電圧計測器と、前記インバータが出力する交流電圧の周波数に応じて前記コンデンサの電圧の指令値を求める直流電圧指令部と、前記電圧計測器が計測する電圧と前記直流電圧指令部が求める指令値とが入力されて前記コンデンサの電圧が指令値になるように前記コンバータを制御する直流電圧制御部とを備え、前記直流電圧指令部は、前記インバータが出力する交流電圧の周波数が、前記コンデンサの電圧が脈動する周波数を含む所定の範囲内である場合に、前記コンデンサの電圧の指令値を通常よりも高くし、前記電圧制御部は、前記脈動検出部が出力する脈動成分が入力されて前記脈動成分を抑制するように前記インバータが出力する交流電圧の指令値を求めることを特徴とするものなので、抑制したい交流側の脈動を検出し制御することにより出力側のモータ電流とトルク脈動を簡単に抑制することが可能になることに加えて、電力変換装置のコンデンサ容量を低減できるという効果が有る。
この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における脈動検出部の構成を説明する図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における帯域通過フィルタを説明する図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における帯域通過フィルタの一例についての周波数におけるゲイン特性と位相特性を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における直流電圧指令部を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における脈動検出部と直流電圧指令部の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置によるトルク脈動低減の効果を示す図である。図７（ａ）にこの実施の形態１を実施した場合のトルク波形を示し、図７（ｂ）にトルク脈動を低減する制御を行なわない場合のトルク波形を示す。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置における脈動検出部の構成を説明する図である。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置における直流電圧指令部を示す図である。 この発明の実施の形態３に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３に係る電力変換装置における直流電圧指令部を示す図である。 この発明の実施の形態４に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４に係る電力変換装置における脈動検出部を示す図である。 この発明の実施の形態４に係る電力変換装置における直流電圧指令部を示す図である。 この発明の実施の形態４に係るインバータを構成する１アームにおけるスイチング素子を示す図である。 この発明の実施の形態４に係るインバータを構成する１アームにおけるスイチング素子の電圧波形を示す図である。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。電力変換装置は、単相交流電源１からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ２、コンバータ２により整流された直流電力を貯えるコンデンサ３、コンデンサ３に貯えられた直流電力を任意の周波数の三相交流に変換するインバータ４を有する。インバータ４は、交流回転機である誘導機５を駆動する。コンバータ２は、商用周波数の交流電源１からＰＷＭ（Pulse width modulation：パルス幅変調）制御を行って直流電力に変換するものである。インバータ４は、低速域では可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）制御を行い、高速域では定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）制御を行なう。
交流側の電流計測器である電流検出部６ａ、６ｂ、６ｃは、誘導機５に流れる相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する。図１では、交流側の電流検出部６として、インバータ４と誘導機５とを接続する結線を流れる電流をＣＴ等により検出するものを記載しているが、他の公知の手法を用いて、母線電流など電力変換装置の内部に流れる電流を用いて相電流を検出しても良い。また、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係が成立するので、ｕ、ｖ２相分の検出電流からｗ相の電流を求めることもできるので、ｗ相の電流検出部６ｃを省略しても良い。
インバータ４が出力する交流電圧の大きさは、トルク電流指令値Ｉｑ＊、磁束電流指令値Ｉｄ＊、交流回転機の回転角周波数ωに基づいて電圧制御部７により決められる。角周波数ωは、誘導機５に速度センサを取り付けて得られる速度情報を用いても良く、または、速度制御を行なうシステムでは速度指令値ω＊があるので速度指令値ω＊を角周波数ωとしても良い。なお、角周波数ωは速度センサを取り付けない速度センサレス制御によって演算される速度推定値としても良い。
図２は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における脈動検出部８の構成を説明する図である。コンバータ２が交流を直流に変換することに伴う脈動分を検出する脈動検出部８は、電流検出部６で検出された相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗおよび電圧制御部７が求めるインバータ４が出力する電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を用いて、乗算器９ａでＶｕ＊とｉｕを掛けて、乗算器９ｂでＶｖ＊とｉｖを掛けて、乗算器９ｃでＶｗ＊とｉｗを掛けて、それぞれの値を加算器１０で足し合わせることにより、インバータ４が出力する有効電力Ｐを算出する有効電力演算部１１と、有効電力演算部１１が出力する有効電力Ｐの脈動分を抽出する帯域通過フィルタ１２を有する。なお、有効電力演算部１１は、以下の式による有効電力Ｐを演算することになる。
Ｐ＝Ｖｕ＊・ｉｕ＋Ｖｖ＊・ｉｖ＋Ｖｗ＊・ｉｗ （１） 有効電力演算部１１の出力である有効電力Ｐには、コンバータ２が交流を直流に変換することに伴う脈動分に起因するモータ電流の脈動成分を含むことになる。なお、電圧と電流を回転直交座標での値を用いて、有効電力を計算してもよい。
図２の帯域通過フィルタ１２は、有効電力Ｐに含まれるコンバータ２が交流を直流に変換することに伴う脈動分のみを抽出する。交流電源１が商用周波数の単相交流電源であると、日本国内では、単相交流電源の周波数は６０Ｈｚもしくは５０Ｈｚである。そのため、コンバータ２が交流を直流に変換することに伴う脈動分は、単相交流電源の周波数の２倍である１２０Ｈｚもしくは１００Ｈｚとなる。
本実施の形態では、一例として、単相交流電源の周波数が６０Ｈｚであると想定して帯域通過フィルタ１２を構成する。図３に、帯域通過フィルタを説明する図を示す。帯域通過フィルタ１２は、第１の時定数である時定数Ｔ１に対応する周波数よりも高い周波数を通過させる高域通過フィルタ（ＨＰＦ）１３と、第２の時定数である時定数Ｔ２に対応する周波数よりも低い周波数を通過させる低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１４を組み合わせて構成している。高域通過フィルタの時定数Ｔ1および低域通過フィルタの時定数Ｔ２は、１２０Ｈｚを中心にするために、Ｔ1＝６０ＨｚおよびＴ２＝１８０Ｈｚに設定している。すなわち、時定数Ｔ1およびＴ２を（２）式および（３）式のように設定する。
Ｔ1＝１／(２π・６０) （２）
Ｔ2＝１／(２π・１８０) （３）
一例として、（２）式および（３）式の時定数で図３の帯域通過フィルタ１２を構成した時の周波数におけるゲイン特性および位相特性（一般的にボード線図と言う）は、図４のようになる。図４に示す特性より、１２０Ｈｚを中心とする周波数をほとんど減衰させることなく通過させるゲイン特性であることが分かる。そのため、帯域通過フィルタ１２はコンバータ２が交流を直流に変換することに伴う脈動分である１２０Ｈｚ成分を抽出し、脈動成分Ｐ_ＢＥＥＴを出力することができる。
図１に戻って、交流回転機の回転角周波数ωが入力されてコンバータ２により充電されるコンデンサ３の電圧であり、電圧計測器である直流電圧検出部１５で計測された直流電圧Ｖｃに対する指令値Ｖｃ＊を出力する直流電圧指令部１６と、指令値Ｖｃ＊に一致するように、コンバータ２を制御する直流電圧制御部１７とを、この発明による電力変換装置は有する。直流電圧指令部１６は、インバータ４が出力する角周波数ωが、直流電圧の脈動によるトルクなどへの影響が多い期間だけ、直流電圧を大きくするものである。
本発明のインバータ４の状態に応じて直流電圧の大きさを制御することにより、コンデンサ３の容量を低減できる理由についての数学的な解析を、以下に記載する。
コンバータ２の入力電流ｉＡは正弦波であるとして、コンバータ２の入力電源電圧Ｖとコンバータ２の入力電流ｉＡは、それぞれ次のように記載できる。
Ｖ＝√２・Ｅ・cos(ωｔ＋φ) （４）
ｉＡ＝√２・Ｉ・cos(ωｔ) （５）
上式より、コンバータ２の入力電力Ｐinは、次式で表すことができる。
Ｐin＝２・Ｅ・Ｉ・cos(ωｔ＋φ)・cos(ωｔ)
＝Ｅ・Ｉ・(cos(２ωｔ＋φ)＋cosφ) （６）
ここで、（６）式における定数項は、負荷に供給される電力を表し、ωの２倍の角周波数で変動する正弦波の成分はコンデンサ３に供給される脈動電力である。コンバータ２では力率を１に制御できるので、cosφ＝１．０である。すると、定数項は、Ｅ・Ｉとなる。
（６）式における脈動電力成分をＰin~とすると、次式で表されることになる。
Ｐin~＝Ｅ・Ｉ・(cos(２ωｔ＋φ) （７）
一方で、コンデンサ３の容量をＣとし、コンデンサ３の電圧をＶｃとし、コンデンサ３の電圧Ｖｃの脈動による影響がインバータ４側には出ないと仮定すると、以下の式が成立する。コンデンサ３の電圧Ｖｃを直流電圧と呼ぶ。
Figure 2010050086
 （７）式を（８）式に代入して、直流電圧Ｖｃに対して次の微分方程式が成り立つ。
Figure 2010050086
直流電圧の平均値Ｖｃavを初期値として（９）式の微分方程式を解くと、以下のような解になる。
Figure 2010050086
 ただし、（１０）式では、((Ｅ・Ｉ)/(２ωＣ・Ｖcav２))が１よりも十分に小さいとして、１より十分小さいεについての√(１＋ε)≒１＋ε/２という近似を用いている。
（１０）式の第２項は、直流電圧Ｖｃの脈動成分を表していることになる。脈動成分は電源周波数の２倍の周波数であり、その大きさはコンデンサ容量Ｃ、直流電圧Ｖｃの平均値に反比例することが判る。なお、(Ｅ・Ｉ)は、コンバータ２に入力される電力であり、直流電圧Ｖｃが変化しても一定に保たれる。
直流コンデンサに流れる電流ｉｃは次式により得られる。
Figure 2010050086
非特許文献１で用いられた直流電圧の脈動率δを（１０）式より算出すると、以下の（１２）式のようになる。
Figure 2010050086
（１２）式より、((Ｅ・Ｉ)/２ωＣ)が一定である場合、直流電圧Ｖｃの平均値Ｖｃａｖを大きくすると、２乗の反比例で脈動率を低減できることが分かる。また、（１２）式より脈動率を同じにするには、直流電圧Ｖｃの平均値Ｖｃａｖを大きするとコンデンサ容量Ｃは小さくすることができると考えられる。例えば、直流電圧Ｖｃの平均値Ｖｃａｖを３０００Ｖから３６００Ｖに２０％あげることにより、脈動率が同じ条件となるコンデンサ容量を約３割（＝３０．６％）低減できることを（１２）式は示している。
なお、（１０）式、（１２）式は、直流電圧Ｖｃの脈動がインバータ４の出力側に影響しないという仮定の下での理論式であるが、インバータ４の出力電力が脈動する場合でも、ほぼ同様に成立する。
定常的に直流電圧を上げることは、インバータ４を構成するスイッチング素子の定格電圧を上げることになり、スイッチング素子の電圧ランクが上の素子を使用することにもなるので、コストが大きくなる可能性がある。また、スイッチング素子の電圧ランクが上がらない場合でも定格電圧より高い電圧でスイッチング素子を使用することは、スイッチング素子の寿命を短くすることになる。それらのことを考慮して、直流電圧の脈動によるトルクなどへの影響が大きい角周波数ωをインバータ４が出力する期間だけ、直流電圧を大きくことにする。
なお、後で詳しく説明するが、１パルスモードでインバータが動作している場合には、多パルスモードの場合と比較して、直流電圧を定格電圧よりも高くしてもスイッチング素子への影響は小さくなる。
図５は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置における直流電圧指令部を示す図である。直流電圧指令部１６は、角周波数ωの絶対値に変換する絶対値器１８と直流電圧値設定テーブル１９で構成する。絶対値器１８は、入力される角周波数ωが正負の符号付であるため、直流電圧値設定テーブル１９を簡略化するため、正の値だけになるように、角周波数ωの絶対値をとる。直流電圧値設定テーブル１９では、絶対値になった角周波数ωを横軸にして、縦軸に出力する直流電圧指令値を示している。図５に示しているように直流電圧値設定テーブル１９は、コンデンサ３の電圧が脈動する、すなわちビート現象が大きい交流電源周波数の２倍（この場合は、１２０Hｚとしているが、交流電源によれば１００Hｚなどの場合もある）の周波数を含む範囲（この実施の形態では、１１５Ｈｚ以上で１２５Ｈｚ以下の範囲）で直流電圧を最も上げた３６００Ｖとし、その前の範囲（６０Ｈｚ以上で１１５Ｈｚ以下の範囲）では直流電圧を徐々に上昇させ、その後の範囲（１２５Ｈｚ以上で１８０Ｈｚ以下の範囲）では徐々に減少させている。直流電圧を徐々に上昇かつ減少させることにより、直流電圧を高くすることのインバータ４を構成するスイッチング素子への負担を少なくすることができる。この実施の形態では、所定の範囲（６０Ｈｚ以上で１８０Ｈｚ以下の範囲）で、直流電圧を高くしている。直流電圧が最大となる範囲は、１１５Ｈｚ以上で１２５Ｈｚ以下の範囲である。
直流電圧値設定テーブル１９において、直流電圧を通常よりも高くする所定の範囲は、ビート率βが許容できる範囲内になるように決める。ここで、非特許文献１で定義されているもので、以下の計算式による
β＝（ｂ−ａ）／ａ （Ａ）
ここに、ｂはインバータ出力電流の変動幅であり、ａはインバータ出力電流の出力周波数での変動幅である。
直流電圧を通常よりも高くする所定の周波数範囲の上限値は、直流電圧値が通常の値でのビート率が許容できる値である必要がある。所定の周波数範囲の下限値においても、同様である。また、直流電圧を通常よりも高くする周波数範囲において、その周波数における直流電圧値でのビート率が許容できる範囲とする必要がある。直流電圧を通常よりも高くする周波数範囲を広く取れば、ビート率を確実に許容範囲に収めることができる。なお、ビート率とは別の指標により、所定の範囲を決めてもよい。インバータが出力する有効電力の脈動成分を許容できる範囲に抑制できれば、どのように決めてもよい。
直流電圧を通常よりも高くする周波数範囲は、許容するビート率β、交流電源周波数の２倍の周波数での脈動率δの目標値、直流電圧の通常値と最大値の比などを考慮して適切に決める。この実施の形態のように、ビート率βを１．２以下、交流電源周波数の２倍の周波数での脈動率を１０％、直流電圧の通常値と最大値の比が１．２の場合は、先に説明したように直流電圧を最大値にする周波数の範囲の幅を１０Ｈｚとすることで十分である。
なお、直流電圧値設定テーブル１９は、直流電圧指令値Ｖｃ＊がインバータ４の過電圧設定値を越えないようにテーブルデータを設定する。また、３６００Ｖという直流電圧を上昇させる際の最大値は、インバータ４を構成するスイッチング素子により定格電圧や特性を考慮して設定することにする。
直流電圧制御部１７には、直流電圧指令部１６の出力である直流電圧指令値Ｖｃ＊と直流電圧検出部１５で検出された直流電圧Ｖｃとが入力される。直流電圧制御部１７では、直流電圧指令値Ｖｃ＊と直流電圧Ｖｃとの差を求め、この差がゼロになるようにコンバータ２を制御する。
インバータ４が出力する電圧を制御する電圧制御部７の動作を説明する。まず、電圧制御部７の動作を説明する上で使用する誘導機のモータ定数を以下のように定義する。
Ｒs：モータの一次抵抗値
Ｌs：モータの一次インダクタンス
Ｍ：モータの相互インダクタンス
Ｌr：モータの二次インダクタンス
Ｒr：モータの二次抵抗値
σ＝1−Ｍ・Ｍ／Ls／Lr
電圧制御部７では、トルク電流指令値Ｉｑ＊、磁束電流指令値Ｉｄ＊から、すべり角周波数指令値ωｓ＊を、（１３）式で演算する。
ωs＊＝(Ｉq＊/Ｉd＊)・(Ｒr/Ｌr) （１３）
すべり角周波数指令値ωｓ＊と角周波数ωと脈動検出部８から得た脈動量Ｐ_ＢＥＥＴの所定の係数Ｋfを乗じて得た補正量Ｆ＿ＢＥＥＴを減算することにより、インバータ４は出力する電圧の周波数に相当するインバータ角周波数ωｉｎｖを演算する。すなわち、インバータ角周波数ωｉｎｖは、（１４）式で演算する。
ωinv＝ω＋ωs＊−F_BEET （１４）
F_BEET＝Ｋf・P_BEET （１５）
このように、この実施の形態１では、脈動検出部８から得た脈動成分に基づいてインバータ４が出力する電圧の周波数を補正する。
インバータ角周波数ωinv、トルク電流指令値Ｉｑ＊、磁束電流指令値Ｉｄ＊から、回転二軸上のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、以下の（１６）、（１７）式で演算することができる。
Ｖd＊＝Ｒs・Ｉｄ＊−ωinv・σ・Ｌｓ・Ｉｑ＊ （１６）
Ｖq＊＝Ｒs・Ｉq＊＋ωinv・Ｌｓ・Ｉd＊ （１７）
また、公知の通り、三相電圧あるいは三相電流を回転直交二軸へ座標変換をする時に、制御座標軸が必要となる。角周波数ωに基づいて回転二軸座標である制御座標軸の位相をθとする。この位相θは、インバータ角周波数ωｉｎｖを積分することにより（１８）式で得られる。
Figure 2010050086
電圧指令値の電圧位相θｖは、位相θより若干進んでいるので、以下の（１９）式から算出する。
θｖ＝θ＋tan-1(Ｖd＊/Ｖq＊) （１９）
（１９）式で得られた電圧位相θｖとｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊から三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊は（２０）式で算出する。
Figure 2010050086
インバータ４は、（２０）式で得られた電圧制御部７から得た三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて直流を交流に変換する。
脈動検出部８から得た脈動成分に基づいてインバータ４が出力する電圧の周波数が補正されるため、インバータ４の出力側のモータ電流およびトルクの脈動を抑制することが可能となる。図６に、脈動検出部と直流電圧指令部の動作を説明する図を示す。図６では、Ｋf＝１としている。インバータ４の出力側のモータ電流およびトルクの脈動と同期した脈動検出部８から得た脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴが正であれば、インバータ角周波数ωｉｎｖを減少させるように調整し、電圧制御部７の出力する三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周波数は小さくなる。逆に脈動検出部８から得た脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴが負であれば、インバータ角周波数ωｉｎｖを増加させるように調整し、電圧制御部７の出力する三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周波数は大きくなる。そのことにより、インバータ４の出力側のモータ電流およびトルクの脈動に応じて、制御を行なうことができ、インバータ４の出力側のモータ電流およびトルクの脈動を抑制することができる。
図７は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置によるトルク脈動低減の効果を示す図である。図７（ａ）にこの実施の形態１を実施した場合のトルク波形を示し、図７（ｂ）にトルク脈動を低減する制御を行なわない場合のトルク波形を示す。図７には、直流電圧が３６００Ｖでインバータ周波数を１１５Ｈｚとした場合のシミュレーションによるトルク波形を示す。トルク脈動を低減する制御を行なわない場合の図７（ｂ）では、トルク波形が単相電源周波数の２倍の１２０Ｈｚで脈動している。それに対しこの実施の形態１を実施した図７（ａ）では、トルク波形に脈動がほとんどないことが確認できる。
以上より、本実施の形態１を実施することにより、コンバータが交流を直流に変換することに伴う脈動による影響をインバータの有効電力に含まれる脈動成分として検出し、インバータが出力する電圧の周波数を補正することによりトルク脈動などを抑制する効果が得られる。
また、ビート現象が大きくなる周波数をインバータが出力する期間すなわちコンデンサの電圧が脈動する期間だけ直流電圧を大きくすることにより、ビート現象を許容できる範囲に抑えるために必要となるコンデンサ容量を低減することができる。そのため、電力変換装置を小型、低コスト化を実現できる。
以上のことは、他の実施の形態でもあてはまる。
実施の形態２．
図８は、実施の形態２に係る電力変換装置に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。図９は、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置における脈動検出部の構成を説明する図である。この実施の形態２では、実施の形態１の場合と比較して、脈動検出部８Ａ、電圧制御部７Ａ、直流電圧指令部１６Ａが異なる。実施の形態１では、三相電圧指令値と三相電流から有効電力を演算し、その有効電力から脈動成分を検出し、その脈動成分により周波数を補正していた。この実施の形態２では、脈動検出部８Ａにおいてｄｑ軸電圧指令値とｄｑ軸電流から有効電力を演算し、その有効電力の脈動成分に応じて電圧指令値の振幅を電圧制御部７Ａが補正する。また、その演算された有効電力の値に応じて直流電圧を操作し、有効電力Ｐが小さくビート現象が許容できる範囲内の場合は直流電圧を通常の値とするように直流電圧指令部１６Ａが動作する。なお、他の構成は実施の形態１と同様であり、図面も同一符号で示し、ここでは異なる部分のみ説明する。
この実施の形態２においては、図９に示すように、コンバータ２が交流を直流に変換することに伴う脈動分を検出する脈動検出部８Ａは、位相演算部２０、三相ｄｑ軸変換演算部２１、有効電力演算部１１Ａを有する。位相演算部２０は、角周波数ωを入力として、後述するように計算するωinvを（１８）式に示すように積分して位相θを演算する。三相ｄｑ軸変換演算部２１は、位相θを用いて、電流検出部６で検出された相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗからｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを演算する。
有効電力演算部１１Ａは、三相ｄｑ軸変換演算部２１により演算されたｄｑ軸電流ＩｄおよびＩｑと電圧制御部７Ａにより演算されたｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊とＶｑ＊を用いて、以下の式で有効電力Ｐを演算する。
Ｐ＝Ｖｄ＊・Ｉｄ＋Ｖｑ＊・Ｉｑ （２１）
（２１）式の演算を行なうために、有効電力演算部１１Ａは、乗算器２２ａ、２２ｂと加算器２３を有する。乗算器２２ａでＶｄ＊とＩｄを掛けて、乗算器２２ｂでＶｑ＊とＩｑを掛けて、それぞれの乗算値を加算器２３で足し合わせ、加算器２３の出力を有効電力Ｐとして出力する。
なお、有効電力演算部１１Ａの出力である有効電力Ｐには、コンバータ２が交流を直流に変換することに伴う脈動分に起因するモータ電流の脈動ならびにトルク脈動成分を含むことになる。
有効電力演算部１１Ａで演算された有効電力Ｐは帯域通過フィルタ１２に入力され、帯域通過フィルタの出力Ｐ＿ＢＥＥＴは電圧制御部７Ａに入力される。
また、減算器２４は、有効電力演算部１１Ａの出力から帯域通過フィルタの出力Ｐ＿ＢＥＥＴを減算し、脈動成分を含まない有効電力Ｐとして、減算器２４の出力を直流電圧指令部１６Ａに出力する。
電圧制御部７Ａでは、トルク電流指令値Ｉｑ＊、磁束電流指令値Ｉｄ＊より誘導機のモータ定数を用いて、すべり角周波数指令値ωｓ＊を演算する。すなわち、すべり角周波数指令値ωｓ＊は、実施の形態１と同様に（１３）式で演算する。
すべり角周波数指令値ωｓ＊と角周波数ωとを加算して、インバータ４は出力する電圧の周波数に相当するインバータ角周波数ωｉｎｖを演算する。すなわち、インバータ角周波数ωｉｎｖは、下に示す（２２）式で演算する。
ωinv＝ω＋ωｓ＊ （２２）
インバータ角周波数ωｉｎｖ、トルク電流指令値Ｉｑ＊、磁束電流指令値Ｉｄ＊から、回転二軸上のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を演算することができる。すなわち、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊は、実施の形態１と同様に（１６）、（１７）式で演算する。電圧指令値の電圧位相θｖは、位相θより若干進んでいるので、実施の形態１と同様に（１９）式から算出する。
（１９）式で得られた電圧位相θｖとｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊から三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊は（２１）式で算出する。有効電力の脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴに所定の係数Ｋｖを乗じて得たＶ＿ＢＥＥＴだけ、三相電圧指令値の振幅を小さくしている。
Figure 2010050086
 V_BEET＝Ｋv・P_BEET （２４）
（２３）式によれば、インバータ４の出力側のモータ電流およびトルクの脈動と同期した脈動検出部８Ａから得た脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴが正であれば、電圧制御部７Ａが出力する三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の振幅は小さくなる。逆に脈動検出部８Ａから得た脈動成分Ｐ＿ＢＥＥＴが負であれば、電圧制御部７Ａが出力する三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の振幅は大きくなる。そのことにより、インバータ４の出力側のモータ電流およびトルクの脈動を抑制することができる。
なお、本実施の形態は電圧指令値の振幅を補正するので、定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）制御となる周波数領域においても直流電圧を最大値にすることはできず、脈動を抑制するために必要となる制御量の分だけ最大値より小さくすることが必要である。
直流電圧指令部１６Ａには、脈動検出部８Ａの出力である脈動を除いた有効電力Ｐと角周波数ωが入力される。直流電圧指令部１６Ａの絶対値器１８、直流電圧値設定テーブル１９は、実施の形態１の場合と同様である。この実施の形態２の直流電圧指令部１６Ａは、直流電圧を上昇させる期間を実施の形態１よりも限定することに加えて、有効電力に応じて電圧を上昇させる幅を変化させることによりインバータ４を構成するスイッチング素子の負担を軽減することを目的としている。本実施の形態は、ビート現象がモータの発生する電力もしくはトルクにより変化すること、すなわち、同じ速度で電力が大きければビート現象は大きくなることに基づいている。逆にいうと、電力が小さい場合には直流電圧が定格電圧でも脈動率が許容できる範囲内にあることになる。非特許文献１の図７でも、電圧が一定の場合にコンバータの出力が大きいほど脈動率が大きくなることが示されている。
直流電圧指令部１６Ａの絶対値器１８ｂは、正負の符号を有する有効電力Ｐを入力として、その絶対値をとり、有力電力値Ｐ１として出力する。除算器２５は、Ｐ１を所定の値（例えば、最大電力）で割り、係数Ｋｐを出力する。リミッタ２６により係数Ｋｐが必ず０≦Ｋｐ≦１になるようにする。乗算器２７は、そのリミッタ２６の出力値と直流電圧値設定テーブル１９の出力値の掛け算を行なう。そのことにより、直流電圧指令値Ｖｃ＊は有効電力を考慮した値になる。リミッタ２８は、乗算器２７が演算した値が零など小さい値になると０Ｖなど小さい値となるので、直流電圧指令値Ｖｃ＊が３０００Ｖ以上から３６００Ｖ以下の範囲となるようにリミッタ処理を行なう。
（１２）式によると、脈動率はインバータが出力する有効電力に比例し直流電圧の２乗に反比例するので、係数Ｋｐが有効電力の平方根に比例するようにしてやれば、有効電力が大きい場合に有効電力によらず脈動率がほぼ同じになる。
なお、本実施の形態では、有効電力が大きくなると直流電圧指令値を大きくなるようにしたが、有効電力以外では電流値やトルク指令値、もしくはトルク電流指令値、トルク電流値などが大きくなると直流電圧指令値を大きくなるようにしても、同様の効果が期待できる。これは、以下の実施の形態でも同様である。
以上より、本実施の形態２を実施することにより、コンバータが交流を直流に変換することに伴う脈動による影響をインバータの有効電力に含まれる脈動成分として検出し、インバータが出力する電圧の振幅を補正することによりトルク脈動などを抑制する効果が得られる。また、有効電力が所定値よりも小さい場合に直流電圧を通常の値とし、有効電力が所定値よりも大きい場合に有効電力が大きいと直流電圧値が大きくなるようにすることにより、コンデンサ容量を低減した上で、インバータを構成するスイッチング素子の負担を軽減できる効果がある。そのため、電力変換装置を小型、低コスト化を実現できる効果を得られる。
実施の形態３．
図１１は、実施の形態３に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。この実施の形態３は、実施の形態２と直流電圧指令部１６Ｂのみが異なることになる。この実施の形態３では、演算された有効電力の値に応じて直流電圧を操作する条件を有効電力が正の値の場合と更に限定を行なって直流電圧値設定テーブル１９が動作する。すなわち、直流電圧を上昇させるのを力行時のみに限定して、回生時は直流電圧を定格値の３０００Ｖに固定する。本実施の形態では、回生時には力行時に比較してビート現象が小さいことと回生時は省エネルギーの観点からエネルギーをできるだけ交流電源に戻したほうが省エネルギーを実現できることを目的に本実施の形態が成されている。なお、他の構成は実施の形態２と同様であり、図面も同一符号で示し、ここでは異なる部分のみ説明する。
図１２は、この発明の実施の形態３に係る電力変換装置における直流電圧指令部を示す図である。実施の形態２の場合である図１０と比較して、リミッタ２９、比較器３０、切り替え部３１を追加している。
比較器３０は、有効電力Ｐが０より大きければ、すなわち力行時は１の信号を出力して、切り替え部３１をＡの設定になるようにする。また、比較器３０は、Ｐが０以下、すなわち、惰行もしくは回生時であると０の信号を出力して、切り替え部３１をＢの設定になるようにする。
切り替え部３１のＢの接点に接続されているリミッタ２９は、回生時は直流電圧を定格値の３０００Ｖに固定するために３０００Ｖになるように３０００Ｖ以上３０００Ｖ以下のリミッタ処理を行なう。
なお、切り替え部３１のＡ、Ｂ設定を切り替える信号は、有効電力だけでなく、トルク指令や力行指令もしくは回生（ブレーキ）指令でも同様の効果を得ることができる。
この実施の形態では、直流電圧指令部１６Ｂが比較器３０、リミッタ２９、切り替え部３１を有することにより、直流電圧を上昇させるのを力行時のみに限定して、回生時は直流電圧を定格値の３０００Ｖに固定することができる。そのことにより直流電圧を上昇させる条件を限定させることで、インバータ４を構成するスイッチング素子の負担を軽減できる効果がある。力行時でも有効電力が小さい場合には直流電圧を通常の値のままとし、有効電力が大きい場合でも有効電力に応じて直流電圧の上昇幅を変化させたが、有効電力によらず力行時に電圧を上昇させるようにしても、回生時に直流電圧を上昇させないことに関しては、同様の効果が得られる。
実施の形態４．
図１３は、実施の形態４に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。図１４は、この発明の実施の形態４に係る電力変換装置における脈動検出部の構成を説明する図である。この実施の形態４では、実施の形態２の場合と比較して、脈動検出部８Ｂ、脈動検出部１６Ｃが異なる。
脈動検出部８Ｂは、実施の形態２と同様に三相／ｄｑ軸変換部２１、位相演算部２０、有効電力演算部１１Ａ、帯域通過フィルタ１２で構成されるのに加えて、角周波数ωを入力とし補正ゲインｋを演算する補正ゲイン演算部３２と補正ゲイン演算部３２の出力である補正ゲインｋを帯域通過フィルタ１２の出力値に乗算する乗算器３３を備える。
この補正ゲインｋは、角周波数ωによって変化するようにし、テーブルデータで設定しても良し、関数で与えても良い。特に例えば１２０Ｈｚの脈動周波数成分の前に補正ゲインが最大になるように設定する。また、この補正ゲインを零にすれば補正をしないことになり、角周波数ωに対して補正ゲインを変化させることにより、補正をするか否か、補正をする場合にはどのくらい補正するかを、角周波数ωに応じて変更できるという効果がある。
図１５は、この発明の実施の形態４に係る電力変換装置における脈動検出部１６Ｃを示す図である。脈動検出部１６Ｃは、角周波数ωの絶対値に変換する絶対値器１８と直流電圧値設定テーブル１９Ｂで構成する。絶対値器１８は、入力される角周波数ωが正負の符号付であるため、直流電圧値設定テーブル１９Ｂを簡略化するため、正の値だけになるように、角周波数ωの絶対値に変換する。図において、絶対値にした角周波数ωを横軸にして、縦軸に出力する直流電圧指令値を示している。図１５に示しているように直流電圧値設定テーブル１９Ｂは、ビート現象が大きい交流電源周波数の２倍（この場合は、１２０Hｚとしているが、交流電源によれば１００Hｚなどの場合もある）の周波数を含む所定の範囲（この実施の形態では、１０５Ｈｚ以上の範囲）で直流電圧を最大にした時の電圧を３３００Ｖとし、その前の範囲では直流電圧を徐々に上昇させている。１２０Ｈｚ以上も電圧を引き続き高くしておくことにより直流電圧を減少させる動作を不要にできる効果もあり、電圧を高くすることによりモータに流れるモータ電流を小さくできるので、１２０Ｈｚ以上の高速域で損失を減らすことができる効果もある。
インバータ４の出力電圧、つまりモータ電圧Ｖｍは、インバータ４の周波数ωが０より大きく所定の角周波数（ω１）未満の範囲（即ち、0＜ω＜ω１の範囲）ではＶｍ／ωがほぼ一定となるように制御される。モータ電圧Ｖｍが、以下の式で表現される最大値に達すると、もはやインバータ４は電圧振幅制御を行うことができない。この最大値になる時の角周波数がω１である。ω１は、通常は、交流電源周波数の２倍に対応する角周波数よりも小さい。角周波数ωがω＞ω１の範囲では、モータ電圧Ｖｍはこの最大値で固定され、周波数だけが変化する。
Ｖｍ＝((√６)／π)・Ｖｃ （２５）
このようなモータ電圧Ｖｍのパターンで制御される誘導機の最大トルクＴmaxの特性は、高速（ω＞ω１）の領域では、以下の関係となる。
Ｔmax ∝ (Ｖｃ／ω)２ （２６）
直流電圧Ｖｃを一定とした時には、最大トルクＴmaxは角周波数ωの２乗に反比例する。したがって、特に高速域においてトルクの減少が著しくなり、高速域で十分なトルクが得にくい。
次に、インバータ４を構成するスイッチング素子の耐圧を大きくしなくても、高速（ω＞ω１）の領域において直流電圧Ｖｃを大きくできることを説明する。
インバータ４を構成するスイッチグ素子には、自己消弧機能を有するＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）が用いられている。
図１６に示すＩＧＢＴ素子が電流Ｉを遮断した時の素子のコレクタ−エミッタ間電圧波形Ｖｃｅのピーク値Ｖｐは、経験的に以下の式で表される。
Ｖｐ＝Ｖｃ＋Ｉ・√(Ｌ／Ｃ) （２７）
なお、ＬはＩＧＢＴの浮遊インダクタンスのインダクタンス値、ＣはＩＧＢＴの浮遊コンデンサの浮遊容量である。
さて、実際の運転状態でＩＧＢＴが遮断する電流値は、多パルス（非同期）モードに比べて１パルスモードの方が小さい。ＩＧＢＴはリプルのピーク値で電流を遮断する。多パルス（非同期）モードでのＩＧＢＴが遮断する電流の最大値Ｉｐは、モータに流れるモータ電流の基本波実効値をＩｍとすれば、誘導機のモータ定数やインバータ４の出力する電圧の変調率、インバータ４と誘導機関の配線の長さなどによって若干異なるが、経験的に以下のように表現される。なお、下記の係数１．５は、通常は１．３〜１．５程度の値であるが、ここでは上限の値である１．５を使用する。
Ｉｐ＝１．５・√２・Ｉｍ （２８）
一方で１パルスモードでは、モータ電流波形は、ＩＧＢＴ素子は１サイクルに１回だけ電流を遮断する、その時の遮断する電流Ｉｑは、モータ電流の基本波実効値をＩｍとすれば、電流値ＩＱは、基本波実効値Ｉｍに対して、経験的に以下のように表現される。
Ｉｑ＝０．７・√２・Ｉｍ （２９）
（２８）式と（２９）式とにおいて、Ｉｍはパルスモードによって変化しないと仮定すると、以下が成立する。
Ｉｐ≒２．１・Ｉｑ （３０）
１パルスモードへ移行すると、（２７）式における過充電成分Ｉ・√(Ｌ／Ｃ)が小さくなるので、その分、直流電圧Ｖｃを上昇させてもＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧のピーク値Ｖｐは大きくならない。
ＩＧＢＴの浮遊インダクタンスのインダクタンス値Ｌは3.0μＨ程度であり、浮遊コンデンサの浮遊容量Ｃは1.5〜3.0μＦ程度である。Ｌ＝3.0μＨ、Ｃ＝1.5μＦとすると、（２７）式における√(Ｌ／Ｃ)は√(２)≒1.41となる。ＩＧＢＴが遮断する電流Ｉが２００Ａ以下であれば、直流電圧Ｖｃ＝３３００Ｖとしても、（２７）式で計算されるＶｐが３６００Ｖ（ＩＧＢＴに印加できる電圧の最大値）を超えることは無い。特にＩｐが１００Ａ程度なら、Ｖｐが３４５０Ｖ程度になり、ＩＧＢＴ素子への影響をより小さくできる。なお、３６００Ｖ、３３００Ｖは１例であり、スイッチング素子の特性や使用条件などを考慮して設定する。
（３０）式からＩｑ＝１２０Ａの場合に、Ｉｐ≒２５７Ａとなる。Ｖｃ＝３３００Ｖとすると、（２７）式よりＩ＝１２０Ａであれば、Ｖｐ≒３４７０Ｖである。Ｉ＝２５７Ａであれば、Ｖｐ≒３６６０Ｖである。つまり、１パルスモードの高速領域であればＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧のピーク値Ｖｐを３６００Ｖ以下に抑えられるが多パルスモードではＶｐが３６００Ｖを超えるようなモータ電流の基本波実効値Ｉｍの領域が存在する。そのような領域にＩｍがある場合には、低速域で通常値にしておいて、ビート現象が発生する速度域以上で電圧を上げた場合でも、直流電圧Ｖｃを大きくすると、インバータ４を構成するスイッチング素子の耐圧を高くする必要がない。すなわち、全速度域で直流電圧を上がると、スイッチング素子の耐圧を高くする必要があるが、低速域は直流電圧を通常値にしておいてビート現象が発生する速度域以上で直流電圧を上げてもスイッチング素子の耐圧を高くする必要がなく、インバータ４のコストは同じのままで実現できる。
以上より、本実施の形態４を実施することにより、コンバータが交流を直流に変換することに伴う脈動による影響をインバータの有効電力に含まれる脈動成分として検出し、インバータが出力する電圧の振幅を補正することによりトルク脈動などを抑制する効果が得られる。
また、ビート現象が大きくなる周波数をインバータが出力する期間において直流電圧を大きくすることにより、ビート現象を許容できる範囲に抑えるために必要となるコンデンサ容量を低減することができる。そのため、電力変換装置を小型、低コスト化を実現できる効果を得られる。さらに、１パルスモードで動作する周波数において直流電圧Ｖｃを高くすることで、スイッチング素子に負担を増加させることなく、損失を低減でき、より大きなトルクを出せるようになる。
ここでは、直流電圧Ｖｃの指令値の最大値を３３００Ｖとしたが、直流電圧Ｖｃが脈動する周波数を含む所定の範囲、６０Ｈｚ電源の場合は、例えば８５Ｈｚから徐々に増加させ、１１５Ｈｚから１２５Ｈｚでは３６００Ｖとし、１２５Ｈｚ以上では徐々に減少させ、１４０Ｈｚ以上では３３００Ｖとするようにしてもよい。インバータが１パルスモードで動作する周波数で直流電圧Ｖｃの指令値を通常よりも高く、かつスイッチング素子の負担を増加させない範囲の電圧とすることにより、損失を低減でき、より大きなトルクを出せるという効果が得られる。ここで、直流電圧Ｖｃの指令値が通常の電圧より高く、スイッチング素子への負担を増加させない範囲の上限の電圧値（例えば、３３００Ｖ）を、１パルスモード電圧上限値と呼ぶ。１パルスモード電圧上限値は、想定する使用条件でスイッチング素子に印加される電圧が最大値を越えることがないように設定する。インバータが１パルスモードで動作する周波数で直流電圧Ｖｃの指令値を通常よりも高く、かつ１パルスモード電圧上限値以下にしてやれば、周波数の変化に対して電圧値が変動してもよい。一時的に、指令値が通常の電圧となってもよい。
なお、上記の各実施の形態では、インバータ４に接続された負荷として交流回転機（誘導機）の場合を示したが、交流回転機としては誘導機に限定されるものではない。また、交流回転機に限定されず、その他の負荷、例えばリニアインダクションモータ、リニア同期モータやソレノイド等の電磁アクチュエータを制御するものに適用した場合も同様の効果が期待できる。
本発明は、交流電源をコンバータで整流した直流を電源として交流モータを可変速駆動するインバータであって、特に整流脈動が大きくなる交流電源が単相である交流軌道の鉄道である電気車で利用されるものである。単相受電での家電製品でモータをインバータで制御する機器、例えば、空調機、冷蔵庫、洗濯機等への利用にも適用可能である。
１ ：単相交流電源、 ２ ：コンバータ
３ ：コンデンサ、 ４ ：インバータ
５ ：誘導機（交流回転機）、 ６ａ：電流検出部
６ｂ：電流検出部、 ６ｃ：電流検出部
７ ：電圧制御部、 ７Ａ：電圧制御部
８ ：脈動検出部、 ８Ａ：脈動検出部
９ａ：乗算器、 ９ｂ：乗算器
９ｃ：乗算器、 １０ ：加算器
１１ ：有効電力演算部、 １１Ａ：有効電力演算部
１２ ：帯域通過フィルタ、 １３ ：高域通過フィルタ
１４ ：低域通過フィルタ、 １５ ：直流電圧検出部
１６ ：直流電圧指令部、 １６Ａ：直流電圧指令部
１６Ｂ：直流電圧指令部、 １６Ｃ：直流電圧指令部
１７ ：直流電圧制御部、
１８ ：絶対値器、 １８ｂ：絶対値器
１９ ：直流電圧値設定テーブル、 １９Ｂ：直流電圧値設定テーブル
２０ ：位相演算部
２１ ：三相ｄｑ軸変換演算部、 ２２ａ：乗算器
２２ｂ：乗算器、 ２３ ：加算器
２４ ：減算器、 ２５ ：除算器
２６ ：リミッタ、 ２７ ：乗算器
２８ ：リミッタ、 ２９ ：リミッタ
３０ ：比較器、 ３１ ：切り替え部
３２ ：補正ゲイン演算部 ３３ ：乗算器

Claims (15)

  1. 交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
    該コンバータが出力する直流電力を貯えるコンデンサと、
    該コンデンサに貯えられた直流電力を交流電力に変換するインバータと、
    該インバータが出力する交流電圧の指令値を求めてこの指令値を出力するように前記インバータを制御する電圧制御部と、
    前記インバータが出力する交流電流を計測する電流計測器と、
    前記電圧制御部が求める交流電圧の指令値と前記電流計測器が計測する交流電流とが入力されて前記インバータが出力する有効電力の脈動を検出する脈動検出部と、
    前記コンデンサの電圧を計測する電圧計測器と、
    前記インバータが出力する交流電圧の周波数に応じて前記コンデンサの電圧の指令値を求める直流電圧指令部と、
    前記電圧計測器が計測する電圧と前記直流電圧指令部が求める指令値とが入力されて前記コンデンサの電圧が指令値になるように前記コンバータを制御する直流電圧制御部とを備え、
    前記直流電圧指令部は、前記インバータが出力する交流電圧の周波数が、前記コンデンサの電圧が脈動する周波数を含む所定の範囲内である場合に、前記コンデンサの電圧の指令値を通常よりも高くし、
    前記電圧制御部は、前記脈動検出部が出力する脈動成分が入力されて前記脈動成分を抑制するように前記インバータが出力する交流電圧の指令値を求めることを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記所定の範囲が、前記脈動成分が許容できる範囲となるように決められることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記所定の範囲内で、前記インバータが１パルスモードで動作する周波数の範囲の少なくとも一部で、前記指令値を通常よりも高く、かつ前記インバータが有するスイッチング素子への負担を増加させない範囲の上限の電圧値以下とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記直流電圧指令部が、前記インバータが出力する有効電力の絶対値が所定値以下の場合に、前記コンデンサの電圧を通常の値とすることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 前記直流電圧指令部が、前記インバータが出力する有効電力が負の場合に、前記コンデンサの電圧を通常の値とすることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
  6. 前記直流電圧指令部が、前記インバータが出力する交流電圧の周波数から出力する前記指令値を求める直流電圧値設定テーブルを持ち、
    前記直流電圧値設定テーブルにおいて、前記所定の範囲内において前記指令値を最大にする範囲を有し、この前記指令値を最大にする範囲よりも周波数が低い側の前記所定の範囲において周波数の増加に対して前記指令値が増加することを特徴とする請求項１ないし請求項３の何れかに記載の電力変換装置。
  7. 前記指令値を最大にする範囲よりも周波数が高い側の前記所定の範囲において周波数の増加に対して前記指令値が減少することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 前記脈動検出部が、前記インバータが出力する有効電力を求める有効電力演算部と、前記有効電力演算部の出力から脈動を検出する帯域通過フィルタを有するものであることを特徴とする請求項１ないし請求項３の何れかに記載の電力変換装置。
  9. 前記有効電力演算部が、前記電流計測器が計測する３相の交流電流と前記電圧制御部が求める交流電圧の３相の指令値のそれぞれを乗じたものの和を取って有効電力を求めるものであることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 前記有効電力演算部が、前記電流計測器が計測する３相の交流電流を回転直交座標系での値に変換したものと、回転直交座標系での前記電圧制御部が求める交流電圧の指令値をそれぞれ乗じたものの和を取って有効電力を求めるものであることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  11. 前記帯域通過フィルタが、通過させる帯域の下限と関係する第１の時定数の第１の１次遅れフィルタと前記第１の１次遅れフィルタの入力から前記第１の１次遅れフィルタの出力を引く減算器とを有する高域通過フィルタと、通過させる帯域の上限と関係する第２の時定数の第２の１次遅れフィルタを有する高域通過フィルタを直列に接続したものであることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  12. 前記脈動検出部が、補正ゲインを演算する補正ゲイン演算部、前記帯域通過フィルタの出力と前記補正ゲイン演算部が出力する前記補正ゲインを乗算する乗算器を有し、
    前記乗算器の出力が前記脈動検出部の出力となることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  13. 前記補正ゲイン演算部が出力する前記補正ゲインが、前記インバータが出力する交流電圧の周波数により変化することを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
  14. 前記電圧制御部が、前記脈動成分に応じて前記インバータが出力する交流電圧の周波数の指令値を制御することを特徴とする請求項１ないし請求項３の何れかに記載の電力変換装置。
  15. 前記電圧制御部が、前記脈動成分に応じて前記インバータが出力する交流電圧の振幅の指令値を制御することを特徴とする請求項１ないし請求項３の何れかに記載の電力変換装置。
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