JP2796340B2 - 直流電圧脈動補正電源装置および電動機制御装置 - Google Patents
直流電圧脈動補正電源装置および電動機制御装置Info
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- JP2796340B2 JP2796340B2 JP1075145A JP7514589A JP2796340B2 JP 2796340 B2 JP2796340 B2 JP 2796340B2 JP 1075145 A JP1075145 A JP 1075145A JP 7514589 A JP7514589 A JP 7514589A JP 2796340 B2 JP2796340 B2 JP 2796340B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流電源を整流回路の平滑回路とによつて
直流に変換する電源回路もしくは、脈動のある直流を脈
動のない直流に変換する電源回路に係り、特に、電源電
流の高調波抑制及び、直流電源の脈動低減に好適な電源
装置に関する。
直流に変換する電源回路もしくは、脈動のある直流を脈
動のない直流に変換する電源回路に係り、特に、電源電
流の高調波抑制及び、直流電源の脈動低減に好適な電源
装置に関する。
従来、交流電源を整流して直流電源に変換する整流回
路であつて電源電流の高調波を抑制する回路を備えたも
のとして特開昭59−198873号に記載の回路があり、整流
回路の出力端にスイツチング素子を接続し、直流出力電
圧と設定電圧との差に交流電源の電圧信号を乗算した同
期誤差信号と電流波形とを比較し、その差の極性に応じ
て上記のスイツチング素子をオンオフさせるようになつ
ていた。
路であつて電源電流の高調波を抑制する回路を備えたも
のとして特開昭59−198873号に記載の回路があり、整流
回路の出力端にスイツチング素子を接続し、直流出力電
圧と設定電圧との差に交流電源の電圧信号を乗算した同
期誤差信号と電流波形とを比較し、その差の極性に応じ
て上記のスイツチング素子をオンオフさせるようになつ
ていた。
上記従来技術は、力率改善のための交流電流指令波形
を交流電圧波形により作成したいた。そのため交流電圧
に電圧変動力ノイズが生じた場合には、上記電流指令波
形にその影響が直接現れるため、信頼性の点で問題があ
つた。
を交流電圧波形により作成したいた。そのため交流電圧
に電圧変動力ノイズが生じた場合には、上記電流指令波
形にその影響が直接現れるため、信頼性の点で問題があ
つた。
更に、交流電圧波形を検出するための装置が必要とな
り、回路が複雑化、また大形化する問題があつた。
り、回路が複雑化、また大形化する問題があつた。
本発明の目的は、上記従来技術のもつ欠点を無くし、
交流電流指令波形を使用せずに、力率改善を行うと同時
に直流電圧の脈動を抑える電源装置を提供することにあ
る。
交流電流指令波形を使用せずに、力率改善を行うと同時
に直流電圧の脈動を抑える電源装置を提供することにあ
る。
上記目的を達成する本発明の特徴は、最大通流比を与
える最大通流比指令値から前記電源電流検出手段で検出
された電流に基づく値を減算し、および、直流電圧検出
手段で検出された直流電圧の脈動成分に基づく値を加算
して求められた通流比指令値に基づいて、力率改善回路
のスイッチング素子がスイッチングされることにある。
える最大通流比指令値から前記電源電流検出手段で検出
された電流に基づく値を減算し、および、直流電圧検出
手段で検出された直流電圧の脈動成分に基づく値を加算
して求められた通流比指令値に基づいて、力率改善回路
のスイッチング素子がスイッチングされることにある。
また、本発明の他の特徴は、最大通流比を与える最大
通流比指令値から、平滑回路から出力される直流電圧の
大きさに対応する増幅度と電源電流検出手段で検出され
た電流の値との積を減算し、および、直流電圧検出手段
で検出された直流電圧の平均の値の２乗に対する電源か
ら供給される電圧の瞬時値の比と前記直流電圧の脈動成
分との積を加算して求められた通流比指令値に基づい
て、力率改善回路のスイッチング素子がスイッチングさ
れることにある。
通流比指令値から、平滑回路から出力される直流電圧の
大きさに対応する増幅度と電源電流検出手段で検出され
た電流の値との積を減算し、および、直流電圧検出手段
で検出された直流電圧の平均の値の２乗に対する電源か
ら供給される電圧の瞬時値の比と前記直流電圧の脈動成
分との積を加算して求められた通流比指令値に基づい
て、力率改善回路のスイッチング素子がスイッチングさ
れることにある。
また、本発明の他の特徴は、直流電圧制御手段が、直
流電圧検出手段で検出される直流電圧と外部から与えら
れる電圧指令との偏差が０となるように通流比指令値の
直流電圧の大きさに対応する増幅度を変化させることに
ある。
流電圧検出手段で検出される直流電圧と外部から与えら
れる電圧指令との偏差が０となるように通流比指令値の
直流電圧の大きさに対応する増幅度を変化させることに
ある。
また、本発明の他の特徴は、直流電圧制御手段が、電
動機の端子電圧に基づいて検出された回転速度と外部か
ら与えられる回転速度指令との偏差が０となるように流
比指令値の直流電圧の大きさに対応する増幅度を変化さ
せることにある。
動機の端子電圧に基づいて検出された回転速度と外部か
ら与えられる回転速度指令との偏差が０となるように流
比指令値の直流電圧の大きさに対応する増幅度を変化さ
せることにある。
本発明によれば、平滑回路で平滑化された直流電圧の
脈動成分に基づいて通流比指令値が補正されるので、電
源から供給される電流は、電源から供給される電圧と同
期した波形となり、力率をほぼ１に保つことができる。
また、電源から供給される電流の波形が歪むのを抑制
し、電流の波形の歪による通流比ｘの変動を抑制できる
ので、直流電圧の脈動を抑制することができる。従っ
て、力率を改善するとともに、安定した直流電圧を得る
ことができる。
脈動成分に基づいて通流比指令値が補正されるので、電
源から供給される電流は、電源から供給される電圧と同
期した波形となり、力率をほぼ１に保つことができる。
また、電源から供給される電流の波形が歪むのを抑制
し、電流の波形の歪による通流比ｘの変動を抑制できる
ので、直流電圧の脈動を抑制することができる。従っ
て、力率を改善するとともに、安定した直流電圧を得る
ことができる。
また、力率改善のための正弦波電流指令波形を必要と
しないため、電流指令波形作成のための回路が不要とな
り、回路の簡略化ができる。さらに、電源電圧に生じた
電圧変動やノイズの影響が直接電流指令波形に及ぶこと
がないため、電圧変動やノイズに対する信頼性を向上す
ることができる。
しないため、電流指令波形作成のための回路が不要とな
り、回路の簡略化ができる。さらに、電源電圧に生じた
電圧変動やノイズの影響が直接電流指令波形に及ぶこと
がないため、電圧変動やノイズに対する信頼性を向上す
ることができる。
また、平滑化された直流電圧と外部から与えられる直
流電圧指令との偏差が０となるように通流比指令値の直
流電圧の大きさに対応する増幅度を変化して流比指令値
を補正すれば、直流電圧の制御を行うことができる。
流電圧指令との偏差が０となるように通流比指令値の直
流電圧の大きさに対応する増幅度を変化して流比指令値
を補正すれば、直流電圧の制御を行うことができる。
また、電動機の端子電圧に基づいて検出された回転速
度と外部から与えられる回転速度指令との偏差が０とな
るように流通流比指令値の直流電圧の大きさに対応する
増幅度を変化して流比指令値を補正すれば、電動機の回
転速度の制御を行うことができる。
度と外部から与えられる回転速度指令との偏差が０とな
るように流通流比指令値の直流電圧の大きさに対応する
増幅度を変化して流比指令値を補正すれば、電動機の回
転速度の制御を行うことができる。
検出電源電流Is,比例係数K,定数Ｃを使つて通流比ｘ
を次式で作成する。
を次式で作成する。
ｘ＝Ｃ−K|ｓ｜ …（１） また、Isの式は、 で表わせる。（１）式を（２）式に代入し、Vs＝Vmsin
ωｔとして整理すると、 となる。ここで、Io＝Isの初期値、α＝Ｋ・Ed/Lであ
る。
ωｔとして整理すると、 となる。ここで、Io＝Isの初期値、α＝Ｋ・Ed/Lであ
る。
そこで、αが充分大きいという条件を入れて、α》ω
及びe-d０として整理すると、 となる。ここで、K,Edが一定と考えると、電源電流は電
源電圧と同期した正弦波波形となり、力率を１に制御す
ることができる。
及びe-d０として整理すると、 となる。ここで、K,Edが一定と考えると、電源電流は電
源電圧と同期した正弦波波形となり、力率を１に制御す
ることができる。
しかし、実際には直流電圧Edには、脈動成分があり、
一定電圧ではない。そのため、電源電流が変動し、きれ
いな正弦波波形とならず、力率が悪くなる。
一定電圧ではない。そのため、電源電流が変動し、きれ
いな正弦波波形とならず、力率が悪くなる。
（４）式で、直流電圧Edが大きくなると、電源電流Is
は小さくなり、また逆に、直流電圧Edが小さくなると、
電源電流Isは大きくなる方向に変化する。
は小さくなり、また逆に、直流電圧Edが小さくなると、
電源電流Isは大きくなる方向に変化する。
すなわち、（１）式に示すとおり、直流電圧Edの脈動
分ΔEdにより、電源電流Isが変動し、通率比ｘが変動す
る。
分ΔEdにより、電源電流Isが変動し、通率比ｘが変動す
る。
そこで、直流出力電圧を平均分Edoと脈動分ｅ（ｔ）
に分離し Ed＝Edo＋ｅ（ｔ） …（５） とする。また、Ｋを同様に平均分Koと直流出力電圧脈動
補正分Gs(t)に分離する。
に分離し Ed＝Edo＋ｅ（ｔ） …（５） とする。また、Ｋを同様に平均分Koと直流出力電圧脈動
補正分Gs(t)に分離する。
Ｋ＝Ko＋Gs（ｔ） …（６） ここで、（４）式のVm・sinω t＝sとし（５）式
（６）式を代入すると、 ここで、直流電圧の脈動分でIsが歪まないための条件
は、Ko・e(t)＋Gs(t)・Edo＋Gs(t)＋e(t)＝０であり、
これより、 が得られる。また、この時、 となる。一方、（６）式を（１）式に代入して、 ｘ＝Ｃ−Ko｜s｜−Gs（ｔ）・｜s｜ …（10） が得られ、上式と（８）式及び（９）式より、Edo》ｅ
（ｔ）を考慮して、 が求まる。
（６）式を代入すると、 ここで、直流電圧の脈動分でIsが歪まないための条件
は、Ko・e(t)＋Gs(t)・Edo＋Gs(t)＋e(t)＝０であり、
これより、 が得られる。また、この時、 となる。一方、（６）式を（１）式に代入して、 ｘ＝Ｃ−Ko｜s｜−Gs（ｔ）・｜s｜ …（10） が得られ、上式と（８）式及び（９）式より、Edo》ｅ
（ｔ）を考慮して、 が求まる。
上式に示すとおり、直流出力電圧脈動Ｖ分のｅ（ｔ）
をs／Edo 2倍した値を（１）式の通流比に補正して加
えてやれば、直流電圧脈動分ｅ（ｔ）によつて歪まない
電源電流が得られる。そして結果的に、直流電圧の脈動
分をなくすことができる。
をs／Edo 2倍した値を（１）式の通流比に補正して加
えてやれば、直流電圧脈動分ｅ（ｔ）によつて歪まない
電源電流が得られる。そして結果的に、直流電圧の脈動
分をなくすことができる。
ここで、電源電圧sは瞬時値であるため、実際に本
補正を行う場合、電源電圧sを検出し、瞬時に増幅度
を変更しなくてはならない。しかし、現実には、電源電
圧の瞬時値を検出し、増幅度を計算し、変更するには、
回路の増加等問題があり困難である。そこで、この増幅
度をある固定の定数としたり、電源電圧の実効値力，平
均値を用いることにより、同様の作用があるものであ
る。
補正を行う場合、電源電圧sを検出し、瞬時に増幅度
を変更しなくてはならない。しかし、現実には、電源電
圧の瞬時値を検出し、増幅度を計算し、変更するには、
回路の増加等問題があり困難である。そこで、この増幅
度をある固定の定数としたり、電源電圧の実効値力，平
均値を用いることにより、同様の作用があるものであ
る。
以下、本発明の構成の一実施例を第１図ないし第３図
により説明する。
により説明する。
第１図は、本発明の一実施例に係わる電源装置の構成
を示したものである。交流電源１は、リアクトル2,整流
回路3,トランジスタ4,コンデンサ５を介して直流電圧Ed
に変換され、ブラシレスモータ，インバータモータ等の
負荷６に電力を供給する。
を示したものである。交流電源１は、リアクトル2,整流
回路3,トランジスタ4,コンデンサ５を介して直流電圧Ed
に変換され、ブラシレスモータ，インバータモータ等の
負荷６に電力を供給する。
直流電圧Edを制御する制御回路は、電源電流を検出増
幅する電源電流検出増幅回路７、直流電圧の脈動分を検
出増幅する直流電圧脈動検出増幅回路17、前記直流電圧
脈動検出増幅回路17の増幅度となる、直流電圧脈動補正
ゲインGsを出力する直流電圧脈動補正手段18、前記電源
電流検出増幅回路７の出力及び、直流電圧脈動検出増幅
回路17の出力より通流比指令値９を作成する通流率指令
作成手段８、前記通流比指令値９と三角波発振器10の出
力である三角波を比較して前記トランジスタ４に対する
チヨツパ信号を作成するコンパレータ11、前記トランジ
スタ４に対するチヨツパ用ドライバ12、直流電圧Edを検
出する直流電圧検出器13、及び直流電圧検出信号14と直
流電圧指令15から比例ゲインＫを計算するマイクロコン
ピユータ16から構成される。
幅する電源電流検出増幅回路７、直流電圧の脈動分を検
出増幅する直流電圧脈動検出増幅回路17、前記直流電圧
脈動検出増幅回路17の増幅度となる、直流電圧脈動補正
ゲインGsを出力する直流電圧脈動補正手段18、前記電源
電流検出増幅回路７の出力及び、直流電圧脈動検出増幅
回路17の出力より通流比指令値９を作成する通流率指令
作成手段８、前記通流比指令値９と三角波発振器10の出
力である三角波を比較して前記トランジスタ４に対する
チヨツパ信号を作成するコンパレータ11、前記トランジ
スタ４に対するチヨツパ用ドライバ12、直流電圧Edを検
出する直流電圧検出器13、及び直流電圧検出信号14と直
流電圧指令15から比例ゲインＫを計算するマイクロコン
ピユータ16から構成される。
前記電源電流検出増幅回路７は、電源電流を検出する
検出素子７−１、その出力とデジタル入力である比例ゲ
インＫとを乗算して出力する乗算付D/Aコンバータ７−
２から構成される。
検出素子７−１、その出力とデジタル入力である比例ゲ
インＫとを乗算して出力する乗算付D/Aコンバータ７−
２から構成される。
前記直流電圧脈動検出増幅回路17は、直流電圧Edの脈
動成分を取り除き直流電圧Edの平均値を出力するローパ
スフイルタ17−３、その出力と直流電圧Edとを比較し、
脈動成分のみを検出する脈動検出増幅器17−２、その出
力とデジタル入力である直流電圧脈動補正ゲインGsとを
乗算して出力する乗算付D/Aコンバータ７−１から構成
される。
動成分を取り除き直流電圧Edの平均値を出力するローパ
スフイルタ17−３、その出力と直流電圧Edとを比較し、
脈動成分のみを検出する脈動検出増幅器17−２、その出
力とデジタル入力である直流電圧脈動補正ゲインGsとを
乗算して出力する乗算付D/Aコンバータ７−１から構成
される。
前記通流率指令作成手段８は、基準電圧発生回路８−
１、及びその出力Vcから前記電源電流検出増幅回路７の
出力が、正の時は、その出力を差し引き、又この出力が
負の時は、その出力を加え、前記直流電圧脈動検出増幅
回路17の脈動成分出力が非反転の場合は出力を加え、又
反転の場合は出力を差し引き、通流比指令値９を作成す
る演算増幅器８−２から構成される。前記直流電圧脈動
補正手段18は、デイジタル値を出力するデイジタルスイ
ツチからなつている。
１、及びその出力Vcから前記電源電流検出増幅回路７の
出力が、正の時は、その出力を差し引き、又この出力が
負の時は、その出力を加え、前記直流電圧脈動検出増幅
回路17の脈動成分出力が非反転の場合は出力を加え、又
反転の場合は出力を差し引き、通流比指令値９を作成す
る演算増幅器８−２から構成される。前記直流電圧脈動
補正手段18は、デイジタル値を出力するデイジタルスイ
ツチからなつている。
ここで、前記基準電圧発生回路８−１の出力Vcは、前
記三角波発振器10の最大値付近の値と等しくなるように
選択するものとしている。
記三角波発振器10の最大値付近の値と等しくなるように
選択するものとしている。
この制御回路において、検出素子７−１の増幅度を
Ks，電源電流をIs，直流電圧脈動分をΔEd，通流指令値
９をVxとすると、 Vx＝Vc−Ｋ・Ks・Is＋Gs・ΔEd …（12） となる。このとき、基準電圧発生回路８−１の出力Vcを
三角波発振器10の出力の最大値VHと等しい値に選ぶと、
通流比ｘは、 となり、前述した理由により電源電流は正弦波波形とな
り、力率をほぼ１に制御することができ、また直流出力
電圧脈動を抑えることができる。更に比例ゲインＫを変
えることにより、通流比ｘが変わる。この時の脈動補正
ゲインGsは、電源電圧と直流電圧に係わる固定値とし
た。
Ks，電源電流をIs，直流電圧脈動分をΔEd，通流指令値
９をVxとすると、 Vx＝Vc−Ｋ・Ks・Is＋Gs・ΔEd …（12） となる。このとき、基準電圧発生回路８−１の出力Vcを
三角波発振器10の出力の最大値VHと等しい値に選ぶと、
通流比ｘは、 となり、前述した理由により電源電流は正弦波波形とな
り、力率をほぼ１に制御することができ、また直流出力
電圧脈動を抑えることができる。更に比例ゲインＫを変
えることにより、通流比ｘが変わる。この時の脈動補正
ゲインGsは、電源電圧と直流電圧に係わる固定値とし
た。
前記マイクロコンピユータ16は直流電圧Edを制御する
のに必要な各種プログラム、例えば直流電圧検出信号1
4、及び直流電圧指令15の取り込み、比例ゲインＫの計
算、比例ゲインＫの乗算付D/Aコンバータ７−２への出
力などの処理が実行されるものとしている。
のに必要な各種プログラム、例えば直流電圧検出信号1
4、及び直流電圧指令15の取り込み、比例ゲインＫの計
算、比例ゲインＫの乗算付D/Aコンバータ７−２への出
力などの処理が実行されるものとしている。
前記本発明の一実施例構成の電源装置において、直流
電圧Edの制御法について以下説明する。
電圧Edの制御法について以下説明する。
直流電圧検出信号14と直流電圧指令15の差を計算し、
直流電圧検出信号14の方が大きい場合には比例ゲインＫ
を増加させ、直流電圧指令15の方が大きい場合には、比
例ゲインＫを減少させればよい。
直流電圧検出信号14の方が大きい場合には比例ゲインＫ
を増加させ、直流電圧指令15の方が大きい場合には、比
例ゲインＫを減少させればよい。
例えば、直流電圧検出信号14の方が大きい場合には、
比例ゲインＫが増加し、通流比指令値９が減少する。そ
のため、入力電流が減少し、入力電力が減少する。これ
により、直流電力側に送られる電力も減少し、直流電圧
Edは低下する。そして直流電圧検出信号14と直流電圧指
令15の偏差が０となるまで、以上の動作が繰り返され、
直流電圧Edを制御することができる。
比例ゲインＫが増加し、通流比指令値９が減少する。そ
のため、入力電流が減少し、入力電力が減少する。これ
により、直流電力側に送られる電力も減少し、直流電圧
Edは低下する。そして直流電圧検出信号14と直流電圧指
令15の偏差が０となるまで、以上の動作が繰り返され、
直流電圧Edを制御することができる。
第２図は、上記考えに基づいて、マイクロコンピユー
タ16において実行される直流電圧制御処理の内容を示し
たもので、乗算付D/Aコンバータ７−２への出力である
比例ゲインＫの作成手順を表わしている。
タ16において実行される直流電圧制御処理の内容を示し
たもので、乗算付D/Aコンバータ７−２への出力である
比例ゲインＫの作成手順を表わしている。
処理Ｉにおいて、マイクロコンピユータに直流電圧指
令▲Ｅ* d▼、及び直流電圧検出信号Edを取り込む。
令▲Ｅ* d▼、及び直流電圧検出信号Edを取り込む。
処理IIにおいて前記直流電圧指令▲Ｅ* d▼と直流電圧
検出信号Ed′との偏差電圧 より比例項Ｐと積分項Ｉを作成し、その和の逆数として
比例ゲインＫを得る。ここに比例項Ｐは、比例ゲインKP
と偏差電圧eEdの積として、また積分項Ｉは、積分ゲイ
ンKIと偏差電圧eEdとの積をその時点における積分項に
加えて作成する。
検出信号Ed′との偏差電圧 より比例項Ｐと積分項Ｉを作成し、その和の逆数として
比例ゲインＫを得る。ここに比例項Ｐは、比例ゲインKP
と偏差電圧eEdの積として、また積分項Ｉは、積分ゲイ
ンKIと偏差電圧eEdとの積をその時点における積分項に
加えて作成する。
処理IIIにおいて前記比例ゲインＫを乗算付D/Aコンバ
ータ７−２へ出力する。
ータ７−２へ出力する。
以上の直流電圧制御処理をくり返し実行することによ
り、直流電圧Edの制御が行える。
り、直流電圧Edの制御が行える。
第３図は他の実施例に係るもので、マイクロコンピユ
ータ16において実行される直流電圧制御処理の内容を示
したものである。回路構成は第１図の実施例と同様であ
る。第２図の実施例と異なるのは、比例ゲインＫの作成
方法のみであり、比例項Ｐと積分項Ｉの和を１から引い
た値として比例ゲインＫを得る。このため、割算計算が
不要となり、計算が簡単化される。
ータ16において実行される直流電圧制御処理の内容を示
したものである。回路構成は第１図の実施例と同様であ
る。第２図の実施例と異なるのは、比例ゲインＫの作成
方法のみであり、比例項Ｐと積分項Ｉの和を１から引い
た値として比例ゲインＫを得る。このため、割算計算が
不要となり、計算が簡単化される。
第４図は、本発明の他の実施例に係る電源装置の構成
を示したものである。交流電源１は、リアクトル2,整流
回路3,トランジスタ4,コンデンサ５を介して直流電圧Ed
に変換され、負荷６に電力を供給する。
を示したものである。交流電源１は、リアクトル2,整流
回路3,トランジスタ4,コンデンサ５を介して直流電圧Ed
に変換され、負荷６に電力を供給する。
直流電圧Edを制御する制御回路は、電源電流を検出増
幅する電源電流検出増幅回路７は、直流電圧の脈動分を
検出増幅する直流電圧脈動検出増幅回路17、前記直流電
圧脈動検出増幅回路17の増幅度となる、直流電圧脈動補
正ゲインGSを出力する直流電圧脈動補正手段18、前記電
源電流検出増幅回路７の出力及び、直流電圧脈動検出増
幅回路17の出力より通流比指令値９を作成する通流率指
令作成手段８、前記通流比指令値９と三角波発振器10の
出力である三角波を比較して前記トランジスタ４に対す
るチヨツパ信号を作成するコンパレータ11,前記トラン
ジスタ４に対するチヨツパ用ドライバ12,直流電圧Edを
検出する直流電圧検出器13、及び直流電圧検出信号14と
直流電圧指令15から比例ゲインＫを計算するマイクロコ
ンピユータ16から構成される。
幅する電源電流検出増幅回路７は、直流電圧の脈動分を
検出増幅する直流電圧脈動検出増幅回路17、前記直流電
圧脈動検出増幅回路17の増幅度となる、直流電圧脈動補
正ゲインGSを出力する直流電圧脈動補正手段18、前記電
源電流検出増幅回路７の出力及び、直流電圧脈動検出増
幅回路17の出力より通流比指令値９を作成する通流率指
令作成手段８、前記通流比指令値９と三角波発振器10の
出力である三角波を比較して前記トランジスタ４に対す
るチヨツパ信号を作成するコンパレータ11,前記トラン
ジスタ４に対するチヨツパ用ドライバ12,直流電圧Edを
検出する直流電圧検出器13、及び直流電圧検出信号14と
直流電圧指令15から比例ゲインＫを計算するマイクロコ
ンピユータ16から構成される。
前記直流電圧脈動補正手段18は、電源電圧の瞬時値を
検出する電源電圧検出回路18−3,直流電圧Edの脈動分を
取り除き直流電圧Edの平均値を出力する直流電圧平均検
出回路18−2,前記電源電圧検出回路18−３の出力
Sと、前記、直流電圧平均検出回路18−２の出力Edoを入
力し、直流出力電圧脈動補正ゲインGsを で瞬時に計算し、出力する高速演算装置18−１から構成
される。
検出する電源電圧検出回路18−3,直流電圧Edの脈動分を
取り除き直流電圧Edの平均値を出力する直流電圧平均検
出回路18−2,前記電源電圧検出回路18−３の出力
Sと、前記、直流電圧平均検出回路18−２の出力Edoを入
力し、直流出力電圧脈動補正ゲインGsを で瞬時に計算し、出力する高速演算装置18−１から構成
される。
なお、電源電流検出増幅回路７、直流電圧脈動検出増
幅回路17、及び通流率指令作成手段８の構成は、第１の
実施例と同様である。
幅回路17、及び通流率指令作成手段８の構成は、第１の
実施例と同様である。
本実施例構成の電源装置及び制御回路において、第１
の実施例と同様の制御を行えば、電源電流は正弦波波形
となり、力率をほぼ１に制御すると同時に、第１の実施
例よりも、更に直流電圧脈動がない安定した直流電圧を
得ることができる。
の実施例と同様の制御を行えば、電源電流は正弦波波形
となり、力率をほぼ１に制御すると同時に、第１の実施
例よりも、更に直流電圧脈動がない安定した直流電圧を
得ることができる。
第５図は、他の実施例に係るもので、インバータエア
コン圧縮機駆動用のブラシレス直流モータの速度制御に
適用したものである。
コン圧縮機駆動用のブラシレス直流モータの速度制御に
適用したものである。
交流電源１はリアクトル２、整流回路３、トランジス
タ４、コンデンサ５を介して直流電圧Edに変換され、イ
ンバータ22に直流電力を供給し、インバータエアコン圧
縮機19を駆動する。
タ４、コンデンサ５を介して直流電圧Edに変換され、イ
ンバータ22に直流電力を供給し、インバータエアコン圧
縮機19を駆動する。
同期モータ19−１の速度を制御するようにした制御回
路は、マイクロコンピユータ16、同期モータ19−１の磁
極位置をモータ端子電圧20から検出するための位置検出
回路21、インバータ22を構成するトランジスタTR1〜TR6
に対するインバータ用ドライバ23、電源電流を検出増幅
する電源電流検出増幅回路７、直流電圧の脈動分を検出
増幅する直流電圧脈動検出増幅回路17、前記直流電圧脈
動検出増幅回路17の増幅度となる直流電圧脈動補正ゲイ
ンGsを出力する直流電圧脈動補正手段18、前記電源電流
検出増幅回路７の出力及び、直流電圧脈動検出増幅回路
17の出力より通流比指令値９を作成する通流率指令作成
手段８、前記通流比指令値９と三角波発振器10の出力で
ある三角波を比較して前記トランジスタ４に対するチヨ
ツパ信号を作成するコンパレータ11、前記トランジスタ
４に対するチヨツパ用ドライバ12から構成される。な
お、電源電流検出増幅回路７、直流電圧リツプル検出増
幅回路17、及び、通流率指令作成手段８の構成は、第１
の実施例記載のものと同様のものである。
路は、マイクロコンピユータ16、同期モータ19−１の磁
極位置をモータ端子電圧20から検出するための位置検出
回路21、インバータ22を構成するトランジスタTR1〜TR6
に対するインバータ用ドライバ23、電源電流を検出増幅
する電源電流検出増幅回路７、直流電圧の脈動分を検出
増幅する直流電圧脈動検出増幅回路17、前記直流電圧脈
動検出増幅回路17の増幅度となる直流電圧脈動補正ゲイ
ンGsを出力する直流電圧脈動補正手段18、前記電源電流
検出増幅回路７の出力及び、直流電圧脈動検出増幅回路
17の出力より通流比指令値９を作成する通流率指令作成
手段８、前記通流比指令値９と三角波発振器10の出力で
ある三角波を比較して前記トランジスタ４に対するチヨ
ツパ信号を作成するコンパレータ11、前記トランジスタ
４に対するチヨツパ用ドライバ12から構成される。な
お、電源電流検出増幅回路７、直流電圧リツプル検出増
幅回路17、及び、通流率指令作成手段８の構成は、第１
の実施例記載のものと同様のものである。
前記マイクロコンピユータ16は、同期モータ19−１を
駆動するために必要な各種プログラム、例えば前記位置
検出回路21からの位置検出信号24及び速度指令25の取り
込み，インバータ用ドライバ23へのインバータドライブ
信号の出力，比例ゲインＫの計算、比例ゲインの乗算付
D/Aヒンバータ７−２への出力などの処理が実行される
ものとしている。
駆動するために必要な各種プログラム、例えば前記位置
検出回路21からの位置検出信号24及び速度指令25の取り
込み，インバータ用ドライバ23へのインバータドライブ
信号の出力，比例ゲインＫの計算、比例ゲインの乗算付
D/Aヒンバータ７−２への出力などの処理が実行される
ものとしている。
第６図は前記の位置検出信号24を示したもので60度毎
に３相の信号の状態が変化する。そして、60度毎の時間
t1〜t6を測定し、１サイクルの時間Ｔを求めることによ
り、同期モータ19−１の速度を検出するものとしてい
る。
に３相の信号の状態が変化する。そして、60度毎の時間
t1〜t6を測定し、１サイクルの時間Ｔを求めることによ
り、同期モータ19−１の速度を検出するものとしてい
る。
第７図は、マイクロコンピユータ16において実行され
る速度制御処理の内容を示したもので、乗算付D/Aコン
バータ７−２への出力である比例ゲインＫの作成手順を
表わしている。処理Ｉにおいて、マイクロコンピユータ
16の外部から与えられた速度指令25により指令速度Ｎ＊
を算出し、処理IIにおいて前記の位置検出信号の１サイ
クルの時間Ｔを求め、処理IIIにおいて１サイクルの時
間Ｔと比例定数KNより速度Ｎを算出する。また処理IVに
おいて上記の指令速度Ｎ＊と検出速度Ｎとの偏差速度Δ
Ｎ＝Ｎ＊−Ｎより比例項Ｐと積分項Ｉを作成し、その和
の逆数として比例ゲインＫを得る。ここに、比例項Ｐは
比例ゲインKPと偏差速度ΔＮの積として、また、積分項
Ｉは積分ゲインKIと偏差速度ΔＮとの積をその時点にお
ける積分項に加えて作成する。処理Ｖにおいて、前記比
例ゲインＫを乗算付D/Aコンバータ７−２へ出力する。
る速度制御処理の内容を示したもので、乗算付D/Aコン
バータ７−２への出力である比例ゲインＫの作成手順を
表わしている。処理Ｉにおいて、マイクロコンピユータ
16の外部から与えられた速度指令25により指令速度Ｎ＊
を算出し、処理IIにおいて前記の位置検出信号の１サイ
クルの時間Ｔを求め、処理IIIにおいて１サイクルの時
間Ｔと比例定数KNより速度Ｎを算出する。また処理IVに
おいて上記の指令速度Ｎ＊と検出速度Ｎとの偏差速度Δ
Ｎ＝Ｎ＊−Ｎより比例項Ｐと積分項Ｉを作成し、その和
の逆数として比例ゲインＫを得る。ここに、比例項Ｐは
比例ゲインKPと偏差速度ΔＮの積として、また、積分項
Ｉは積分ゲインKIと偏差速度ΔＮとの積をその時点にお
ける積分項に加えて作成する。処理Ｖにおいて、前記比
例ゲインＫを乗算付D/Aコンバータ７−２へ出力する。
以上の速度制御処理をくり返し実行することにより、
比例ゲインＫは指令速度Ｎ＊と検出速度Ｎが等しくなる
まで修正が加えられ、同期モータの速度制御が行える。
比例ゲインＫは指令速度Ｎ＊と検出速度Ｎが等しくなる
まで修正が加えられ、同期モータの速度制御が行える。
なお、本実施例では偏差速度により直接比例ゲインＫ
を求めたが、最初の実施例と組み合わせて偏差速度の比
例項と積分項の和を直流電圧指令▲Ｅ* d▼として、比例
ゲインＫを求めることも可能である。
を求めたが、最初の実施例と組み合わせて偏差速度の比
例項と積分項の和を直流電圧指令▲Ｅ* d▼として、比例
ゲインＫを求めることも可能である。
第８図は、本発明の他の実施例に係わる高電圧発生装
置の構成を示したものである。低電圧直流電源26は、リ
アクトル２、ダイオード27,トランジスタ4,コンデンサ
５を介して、高電圧直流電圧Edを負荷６に出力する。
置の構成を示したものである。低電圧直流電源26は、リ
アクトル２、ダイオード27,トランジスタ4,コンデンサ
５を介して、高電圧直流電圧Edを負荷６に出力する。
高電圧直流電圧Edを制御する制御回路は、電源電流を
検出増幅する電源電流検出増幅回路７、直流電圧の脈動
分を検出増幅する直流電圧脈動検出増幅回路17,前記直
流電圧脈動検出増幅回路17の増幅度となる、直流電圧脈
動補正ゲインGsを出力する直流電圧脈動補正手段18、前
記電源電流検出増幅回路７の出力及び、直流電圧脈動検
出増幅回路17の出力より通流比指令値９を作成する通流
率指令作成手段８、前記通流比指令値９と三角波発振器
10の出力である三角波を比較して前記トランジスタ４に
対するチヨツパ信号を作成するコンパレータ11,前記ト
ランジスタ４に対するチヨツパ用ドライバ12,直流電圧E
dを検出する直流電圧検出器13、及び直流電圧検出信号1
4と直流電圧指令15から比例ゲインＫを計算するマイク
ロコンピユータ16から構成される。
検出増幅する電源電流検出増幅回路７、直流電圧の脈動
分を検出増幅する直流電圧脈動検出増幅回路17,前記直
流電圧脈動検出増幅回路17の増幅度となる、直流電圧脈
動補正ゲインGsを出力する直流電圧脈動補正手段18、前
記電源電流検出増幅回路７の出力及び、直流電圧脈動検
出増幅回路17の出力より通流比指令値９を作成する通流
率指令作成手段８、前記通流比指令値９と三角波発振器
10の出力である三角波を比較して前記トランジスタ４に
対するチヨツパ信号を作成するコンパレータ11,前記ト
ランジスタ４に対するチヨツパ用ドライバ12,直流電圧E
dを検出する直流電圧検出器13、及び直流電圧検出信号1
4と直流電圧指令15から比例ゲインＫを計算するマイク
ロコンピユータ16から構成される。
前記電源電流検出増幅回路７は、電源電流を検出する
検出抵抗７−1,その出力とデジタル入力である比例ゲイ
ンＫとを乗算して出力する乗算付D/Aコンバータ７−２
から構成される。
検出抵抗７−1,その出力とデジタル入力である比例ゲイ
ンＫとを乗算して出力する乗算付D/Aコンバータ７−２
から構成される。
前記直流電圧脈動検出増幅回路17は、高直流電圧Edの
脈動成分を取り除き高直流電圧Edの平均値を出力するロ
ーパスフイルタ17−3,その出力と高圧直流電圧Edとを比
較し、脈動成分のみを検出する脈動検出器17−2,その出
力とデジタル入力である直流電圧脈動補正ゲインGsとの
乗算して出力する乗算付D/Aコンバータ７−１から構成
される。
脈動成分を取り除き高直流電圧Edの平均値を出力するロ
ーパスフイルタ17−3,その出力と高圧直流電圧Edとを比
較し、脈動成分のみを検出する脈動検出器17−2,その出
力とデジタル入力である直流電圧脈動補正ゲインGsとの
乗算して出力する乗算付D/Aコンバータ７−１から構成
される。
前記通流率指令作成手段８は、基準電圧発生回路８−
１及び、その出力Vcから前記電源電流検出増幅回路７の
出力が、正の時は、その出力を差し引き、又は、その出
力が負の時は、その出力を加え、前記直流電圧脈動検出
増幅回路17の脈動成分出力が、非反転の場合は出力を加
え、又、反転の場合は出力を差し引き、通流比指令値９
を作成する演算増幅器８−２から構成される。
１及び、その出力Vcから前記電源電流検出増幅回路７の
出力が、正の時は、その出力を差し引き、又は、その出
力が負の時は、その出力を加え、前記直流電圧脈動検出
増幅回路17の脈動成分出力が、非反転の場合は出力を加
え、又、反転の場合は出力を差し引き、通流比指令値９
を作成する演算増幅器８−２から構成される。
前記直流電圧脈動補正手段18は、ある固定したデジタ
ル値を出力するデジタルスイツチからなつている。
ル値を出力するデジタルスイツチからなつている。
ここで、前記基準電圧発生回路８−１の出力Vcは、前
記三角波発振器10の最大値付近の値と等しくなるように
選択するものとしている。
記三角波発振器10の最大値付近の値と等しくなるように
選択するものとしている。
この制御回路において、検出素子７−１の抵抗値をR,
電源電流をIs，直流電圧脈動分をΔEd，通流指令値９を
Vxとすると、 Vx＝Vc−Ｋ・Ｒ・Is＋Gs・ΔEd …（12） となる。このとき、基準電圧発生回路８−１の出力Vcを
三角波発振器10の出力の最大値VHと等しい値に選ぶと、
通流比ｘは、 となり、電源電流は一定に制御される。そして、直流電
圧脈動値を抑え一定に制御できる。更に比例ゲインＫを
変えることにより、通流比ｘが変わり、電源電流の入力
制御ができる。
電源電流をIs，直流電圧脈動分をΔEd，通流指令値９を
Vxとすると、 Vx＝Vc−Ｋ・Ｒ・Is＋Gs・ΔEd …（12） となる。このとき、基準電圧発生回路８−１の出力Vcを
三角波発振器10の出力の最大値VHと等しい値に選ぶと、
通流比ｘは、 となり、電源電流は一定に制御される。そして、直流電
圧脈動値を抑え一定に制御できる。更に比例ゲインＫを
変えることにより、通流比ｘが変わり、電源電流の入力
制御ができる。
前記マイクロコンピユータ16は直流電圧Edを制御する
のに必要な各種プログラム、例えば直流電圧検出信号1
4、及び直流電圧指令15の取り込み、比例ゲインＫの計
算、比例ゲインＫの乗算付D/Aコンバータ７−２への出
力などの処理が実行されるものとしている。
のに必要な各種プログラム、例えば直流電圧検出信号1
4、及び直流電圧指令15の取り込み、比例ゲインＫの計
算、比例ゲインＫの乗算付D/Aコンバータ７−２への出
力などの処理が実行されるものとしている。
本実施例構成の高電圧発生装置において、直流電圧Ed
の制御法は、第１の実施例記載のものと同様である。
の制御法は、第１の実施例記載のものと同様である。
本実施例構成及び制御法により、脈動のある低電圧直
流電源から、高電圧の脈動のない直流電圧を作ることが
できる。
流電源から、高電圧の脈動のない直流電圧を作ることが
できる。
本発明によれば、力率をほぼ１に保つことができ、直
流電圧の脈動を抑制することができる。従って、力率を
改善するとともに、安定した直流電圧を得ることができ
る。
流電圧の脈動を抑制することができる。従って、力率を
改善するとともに、安定した直流電圧を得ることができ
る。
また、力率改善のための正弦波電流指令波形を必要と
しないため、電流指令波形作成のための回路が不要とな
り、回路の簡略化ができる。さらに、電源電圧に生じた
電圧変動やノイズの影響が直接電流指令波形に及ぶこと
がないため、電圧変動やノイズに対する信頼性を向上す
ることができる。
しないため、電流指令波形作成のための回路が不要とな
り、回路の簡略化ができる。さらに、電源電圧に生じた
電圧変動やノイズの影響が直接電流指令波形に及ぶこと
がないため、電圧変動やノイズに対する信頼性を向上す
ることができる。
また、通流比指令値の直流電圧の大きさに対応する増
幅度を変化して流比指令値を補正すれば、直流電圧や電
動機の回転速度の制御を行うことができる。
幅度を変化して流比指令値を補正すれば、直流電圧や電
動機の回転速度の制御を行うことができる。
第１図は本発明の一実施例の回路構成図、第２図はマイ
クロコンピユータにおいて実行される直流電圧制御処理
のフローチヤート、第３図は他の実施例において実行さ
れるマイクロコンピユータでの直流電圧制御処理のフロ
ーチヤート、第４図は他の実施例の回路構成図、第５図
は他の実施例の回路構成図、第６図は位置検出信号の出
力図、第７図は他の実施例において実行される速度制御
処理のフローチヤート、第８図は他の実施例の回路構成
図である。 １……交流電源、２……リアクトル、３……整流回路、
４……トランジスタ、５……コンデンサ、７……電源電
流検出増幅回路、８……通流率指令作成手段、10……三
角波発振器、11……コンパレータ、12……チヨツパ用ド
ライバ、13……直流電圧検出器、16……マイクロコンピ
ユータ、17……直流電圧脈動検出増幅回路、18……直流
電圧脈動補正手段、22……インバータ、21……位置検出
回路、26……低電圧直流電源。
クロコンピユータにおいて実行される直流電圧制御処理
のフローチヤート、第３図は他の実施例において実行さ
れるマイクロコンピユータでの直流電圧制御処理のフロ
ーチヤート、第４図は他の実施例の回路構成図、第５図
は他の実施例の回路構成図、第６図は位置検出信号の出
力図、第７図は他の実施例において実行される速度制御
処理のフローチヤート、第８図は他の実施例の回路構成
図である。 １……交流電源、２……リアクトル、３……整流回路、
４……トランジスタ、５……コンデンサ、７……電源電
流検出増幅回路、８……通流率指令作成手段、10……三
角波発振器、11……コンパレータ、12……チヨツパ用ド
ライバ、13……直流電圧検出器、16……マイクロコンピ
ユータ、17……直流電圧脈動検出増幅回路、18……直流
電圧脈動補正手段、22……インバータ、21……位置検出
回路、26……低電圧直流電源。
Claims (6)
- 【請求項１】電源から供給された電圧を整流する整流回
路、前記整流回路から出力された電圧を平滑化する平滑
回路、通流比指令値に基づいてスイツチングされるスイ
ツチング素子のスイツチング動作とインダクタンスによ
るエネルギー蓄積効果とを利用して力率を改善する力率
改善回路、前記通流比指令値を求める通流比指令作成手
段、前記平滑回路から出力される直流電圧を検出する直
流電圧検出手段、および、前記電源から供給される電流
の値を検出する電源電流検出手段を備える直流電圧脈動
補正電源装置において、 前記通流比指令作成手段は、最大通流比を与える最大通
流比指令値から前記電源電流検出手段で検出された前記
電流に基づく値を減算し、および、前記直流電圧検出手
段で検出された前記直流電圧の脈動成分に基づく値を加
算して前記通流比指令値を求めることを特徴とする直流
電圧脈動補正電源装置。 - 【請求項２】電源から供給された電圧を整流する整流回
路、前記整流回路から出力された電圧を平滑化する平滑
回路、通流比指令値に基づいてスイツチングされるスイ
ツチング素子のスイツチング動作とインダクタンスによ
るエネルギー蓄積効果とを利用して力率を改善する力率
改善回路、前記通流比指令値を求める通流比指令作成手
段、前記平滑回路から出力される直流電圧を検出する直
流電圧検出手段、および、前記電源から供給される電流
の値を検出する電源電流検出手段を備える直流電圧脈動
補正電源装置において、 前記通流比指令作成手段は、最大通流比を与える最大通
流比指令値から前記平滑回路から出力される前記直流電
圧の大きさに対応する増幅度と前記電源電流検出手段で
検出された前記電流の値との積を減算し、および、前記
直流電圧検出手段で検出された前記直流電圧の平均の値
の２乗に対する前記電源から供給される電圧の瞬時値の
比と前記直流電圧の脈動成分との積を加算して前記通流
比指令値を求めることを特徴とする直流電圧脈動補正電
源装置。 - 【請求項３】前記直流電圧検出手段で検出される前記直
流電圧と外部から与えられる直流電圧指令との偏差が０
となるように前記増幅度を変化させる直流電圧制御手段
を備える請求項２の直流電圧脈動補正電源装置。 - 【請求項４】電源から供給された電圧を整流する整流回
路、前記整流回路から出力された電圧を平滑化する平滑
回路、通流比指令値に基づいてスイツチングされるスイ
ツチング素子のスイツチング動作とインダクタンスによ
るエネルギー蓄積効果とを利用して力率を改善する力率
改善回路、前記通流比指令値を求める通流比指令作成手
段、前記平滑回路から出力される直流電圧を検出する直
流電圧検出手段、および、前記電源から供給される電流
の値を検出する電源電流検出手段を備える直流電圧脈動
補正電源装置と、 前記平滑回路から出力される直流電圧を交流電圧に変換
するインバータとを備え、 前記インバータから出力される交流電圧を電動機に供給
する電動機制御装置において、 前記通流比指令作成手段は、最大通流比を与える最大通
流比指令値から前記電源電流検出手段で検出された前記
電流に基づく値を減算し、および、前記直流電圧検出手
段で検出された前記直流電圧の脈動成分に基づく値を加
算して前記通流比指令値を求めることを特徴とする電動
機制御装置。 - 【請求項５】電源から供給された電圧を整流する整流回
路、前記整流回路から出力された電圧を平滑化する平滑
回路、通流比指令値に基づいてスイツチングされるスイ
ツチング素子のスイツチング動作とインダクタンスによ
るエネルギー蓄積効果とを利用して力率を改善する力率
改善回路、前記通流比指令値を求める通流比指令作成手
段、前記平滑回路から出力される直流電圧を検出する直
流電圧検出手段、および、前記電源から供給される電流
の値を検出する電源電流検出手段を備える直流電圧脈動
補正電源装置と、 前記平滑回路から出力される直流電圧を交流電圧に変換
するインバータとを備え、 前記インバータから出力される交流電圧を電動機に供給
する電動機制御装置において、 前記通流比指令作成手段は、最大通流比を与える最大通
流比指令値から前記平滑回路から出力される前記直流電
圧の大きさに対応する増幅度と前記電源電流検出手段で
検出された前記電流の値との積を減算し、および、前記
直流電圧検出手段で検出された前記直流電圧の平均の値
の２乗に対する前記電源から供給される電圧の瞬時値の
比と前記直流電圧の脈動成分との積を加算して前記通流
比指令値を求めることを特徴とする電動機制御装置。 - 【請求項６】前記電動機の端子電圧に基づいて電動機の
回転速度を検出する回転速度検出手段を備え、 前記回転速度検出手段で検出される前記回転速度と外部
から与えられる回転速度指令との偏差が０となるように
前記増幅度を変化させる直流電圧制御手段を備えること
を特徴とする請求項４の電動機制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1075145A JP2796340B2 (ja) | 1989-03-29 | 1989-03-29 | 直流電圧脈動補正電源装置および電動機制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| JP1075145A JP2796340B2 (ja) | 1989-03-29 | 1989-03-29 | 直流電圧脈動補正電源装置および電動機制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02261059A JPH02261059A (ja) | 1990-10-23 |
| JP2796340B2 true JP2796340B2 (ja) | 1998-09-10 |
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ID=13567739
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1075145A Expired - Lifetime JP2796340B2 (ja) | 1989-03-29 | 1989-03-29 | 直流電圧脈動補正電源装置および電動機制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2796340B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1919064A2 (en) | 2006-10-31 | 2008-05-07 | Hitachi, Ltd. | Power supply circuit and control circuit for use in the same |
| EP2099116A2 (en) | 2008-02-28 | 2009-09-09 | Hitachi Appliances, Inc. | Motor driver provided with converter circuit |
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|---|---|---|---|---|
| JP4500857B2 (ja) * | 2008-02-28 | 2010-07-14 | 株式会社日立製作所 | 電源回路及び、それを用いたモータ駆動装置，空調機 |
| WO2010049976A1 (ja) * | 2008-10-31 | 2010-05-06 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN104236009B (zh) * | 2013-06-20 | 2017-03-15 | 广东美的制冷设备有限公司 | 空调信号采集补偿装置和方法 |
| CN111669044B (zh) * | 2020-06-23 | 2021-09-07 | 湖南大学 | 一种级联交错图腾柱无桥pfc电路及其控制方法 |
-
1989
- 1989-03-29 JP JP1075145A patent/JP2796340B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1919064A2 (en) | 2006-10-31 | 2008-05-07 | Hitachi, Ltd. | Power supply circuit and control circuit for use in the same |
| EP2099116A2 (en) | 2008-02-28 | 2009-09-09 | Hitachi Appliances, Inc. | Motor driver provided with converter circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02261059A (ja) | 1990-10-23 |
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