JPWO2008010283A1

JPWO2008010283A1 - 信号検出装置

Info

Publication number: JPWO2008010283A1
Application number: JP2008525762A
Authority: JP
Inventors: 小林　剛; 剛小林
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2006-07-20
Filing date: 2006-07-20
Publication date: 2009-12-17
Anticipated expiration: 2026-07-20
Also published as: WO2008010283A1; JP4685937B2

Abstract

本発明は、受信信号の中からＯＦＤＭ変調された所望信号を検出する信号検出装置であって、受信信号をキャリア毎の第１の周波数領域信号に変換するＦＦＴ部と、所定の既知情報が含まれかつ周波数および初期位相が異なる、複数のキャリアの信号が多重化された信号に基づいて、キャリア毎の第２の周波数領域情報を生成するプリアンブルパターン生成部（５１）と、第２の周波数領域情報の複素共役をキャリア毎に生成する複素共役器（５２）と、キャリア毎の第１の周波数領域信号と、複素共役生成手段により生成されたキャリア毎の複素共役と、を乗算する複素乗算器（５３）と、乗算手段による乗算出力の一部または全部を加算する複素総和器（５４）と、加算結果の絶対値または当該加算結果の２乗値を算出し、予め規定されたしきい値を用いて所望信号の検出判定を行う信号検出手段（絶対値算出部（５５），キャリア検出判定部（５６））と、を備える。

Description

本発明は、通信装置を構成する受信機において所望信号の検出等を行う信号検出装置に関するものであり、特に、既知信号を使用して所望信号の検出およびシンボルタイミングの検出を行う信号検出装置に関するものである。

ＣＳＭＡ（Carrier Sense Multiple Access）方式を用いる通信システムでは、データを送る信号の前に既知の信号波形を付して送信し、その通信システムに属する通信機器は、この既知の信号波形が伝送路上に存在するか否かを常時監視している。そして、通信機器は、既知の信号波形の存在を検出した場合、送信データがあっても送信を行わず、受信動作を行うようにしている。また、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）方式を用いる通信システムの場合も、端末が時分割の基本となる周期およびタイミングに同期できるように、基地局が既知の信号波形を定期的に送信し、端末はこの既知の信号波形を検出することで同期を行うような場合がある。このような既知の信号波形はプリアンブルなどと呼ばれ、自機器の通信システムの信号が伝送路上に存在しているか否かを検出する動作をキャリア検出、またはキャリアセンスなどと呼ぶことがある。

従来のキャリア検出では、通信機器は単に受信信号電力（ＲＳＳＩ：Received Signal Strength Indicator）を測定し、この測定結果に基づいて信号の有無を判断していた。具体的には、ＲＳＳＩの測定結果をあるしきい値と比較し、ＲＳＳＩの測定値がしきい値より大きい場合には信号が存在すると判断し、ＲＳＳＩの測定値がしきい値より小さい場合には信号が存在しないものと判断していた。

また、伝送路上の信号波形と、既知の波形であるプリアンブル信号波形との相関値を常時監視し、この相関値があるしきい値より大きい場合に信号が存在すると判断し、一方、相関値がしきい値より小さい場合には信号が存在しないものと判断することにより、より確実に対象とする通信システムの信号の存在を検出するようにする方法なども存在する（たとえば、特許文献１）。

さらに、変調方式としてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を用いる通信システムでは、送信側で高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）を用いて複数の周波数に異なる情報を載せた時間波形を生成し、受信側では高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）により個々の周波数の情報を分離する処理が行われる。このＩＦＦＴ／ＦＦＴの処理単位はシンボルなどと呼ばれ、受信の際のＦＦＴ処理では適切なシンボルタイミングを用いて受信信号を切り出し、ＦＦＴ入力とする必要がある。このシンボルタイミングの検出にもプリアンブル信号が用いられ、受信側では前述のキャリア検出と同様に受信波形の相関値を求め、その相関値が最大となるピーク位置のタイミングを基準に、シンボルタイミングを検出する方法が用いられている（たとえば、非特許文献１）。

特開２００５−２９５０８５号公報（第３−６頁、第１図）守屋正博・久保田周治監修「改定版 802.11高速無線LAN教科書」株式会社インプレス、2005年1月1日、P206-212

しかしながら、上記従来のＲＳＳＩによる検出判定では、電力のみに基づいた検出であるため、他のシステムの信号やノイズなどの電力であっても、しきい値を超えればキャリア検出と判断してしまう、すなわち誤った検出を行う可能性が高いという問題があった。

また、相関値を用いる方法には自己相関を用いる方法と相互相関を用いる方法があり、自己相関では、繰返し送信される信号を対象に、繰返し期間だけ遅延させた信号との乗算結果を積分することで相関値を求める。これに対して、相互相関では、既知のプリアンブル信号波形と受信波形の各サンプルの乗算結果を積分することで相関値を求める。一般に、自己相関では乗算回路が１つでよいが緩やかなピークしか得られずタイミングの検出精度は相互相関より劣る。相互相関では相関を求めるサンプル数だけ乗算回路が必要となるが急峻なピークが得られるためタイミングの検出精度が高い。なお、自己相関、相互相関ともに、積分にはサンプル数分の乗算結果の総和を求める加算回路が必要であり、いずれの場合にも相関値を求める期間を長く取るほど検出精度が高くなる一方で、回路規模が増大するという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高精度なキャリア検出およびタイミング検出を実現する信号検出装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる信号検出装置は、受信信号の中からＯＦＤＭ方式で変調された所望信号を検出するための信号検出装置であって、前記受信信号をキャリア毎の周波数領域情報（第１の周波数領域信号）に変換する信号変換手段と、所定の既知情報が含まれかつ周波数および初期位相が異なる、複数のキャリアの信号が多重化された信号に基づいて、キャリア毎の周波数領域情報（第２の周波数領域情報）を生成する既知周波数情報生成手段と、前記既知周波数情報生成手段から出力された第２の周波数領域情報の複素共役をキャリア毎に生成する複素共役生成手段と、前記キャリア毎の第１の周波数領域信号と、前記複素共役生成手段により生成されたキャリア毎の複素共役と、を同一の周波数領域同士で乗算する乗算手段と、前記乗算手段による乗算出力の一部または全部を加算する加算手段と、前記加算結果の絶対値または当該加算結果の２乗値を算出し、当該算出結果および予め規定された所定のしきい値、を用いて所望信号の検出判定を行う信号検出手段と、を備えること特徴とする。

この発明によれば、受信したプリアンブル信号をＦＦＴにて周波数領域の情報に変換し、変換後の情報を既知のプリアンブルパターンの複素共役値とそれぞれ乗算して得られた結果を用いて、受信したプリアンブル信号とプリアンブルパターンとの類似性を判定することによりキャリア検出およびタイミング判定を行うようにしたので、従来使用していた電力のみでキャリア検出等を行う場合と比較して、誤検出の発生頻度を抑え、キャリア検出精度を高くすることができる、という効果を奏する。

図１は、本発明にかかる信号検出装置を備えた通信装置に対してデータを送信する側の通信装置（送信機）の構成例を示す図である。図２は、本発明にかかる信号検出装置を備えた通信装置（受信機）の実施の形態１の構成例を示す図である。図３は、実施の形態１のキャリア検出タイミング判定部の構成例を示す図である。図４は、実施の形態２のキャリア検出タイミング判定部の構成例を示す図である。図５は、ＦＦＴ入力範囲に対するプリアンブル信号先頭位置とθ_Zの関係の一例を示す図である。図６は、実施の形態４の受信機の構成例を示す図である。図７は、実施の形態５の受信機の構成例を示す図である。図８は、実施の形態６のキャリア検出タイミング判定部の構成例を示す図である。図９は、実施の形態６のキャリア検出タイミング判定部の別の構成例を示す図である。

符号の説明

１送信機
２伝送路
３、３ｂ、３ｃ受信機
１０送信情報
１１変調部
１２ＩＦＦＴ部
１３デジタル／アナログ変換部（Ｄ／Ａ）
１４送信信号
３０受信情報
３１復調部
３２ＦＦＴ部
３３アナログ／デジタル変換部（Ａ／Ｄ）
３４受信信号
３５時間信号平均化部
３６周波数情報平均化部
４０プリアンブル生成部
５０、５０ａ、５０ｄ、５０ｅキャリア検出タイミング判定部
５１プリアンブルパターン生成部
５２複素共役器
５３複素乗算器
５４複素総和器
５５絶対値算出部
５６キャリア検出判定部
５７位相算出部
５８タイミング判定部
５９時間平均化部

以下に、本発明にかかる信号検出装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる信号検出装置を備えた通信装置に対してデータをＯＦＤＭ変調して送信する通信装置（送信機）の構成例を示す図であり、１が送信機を示す。この送信機１は、ｂｉｔ列からなる送信情報１０を入力とし、その変調結果を出力する変調部１１と、変調部１１の出力を周波数領域から時間領域へ変換するＩＦＦＴ部１２と、ＩＦＦＴ部１２の出力をアナログ形式に変換するデジタル／アナログ変換部（Ｄ／Ａ）１３と、キャリア検出およびタイミング判定を行うための既知信号（以後、プリアンブルと呼ぶ）を生成する際に、その元となるプリアンブルパターンを生成するプリアンブル生成部４０を備える。なお、１４はアナログ変換された送信信号、２は伝送路である。

また、図２は、本発明にかかる信号検出装置を備えた通信装置（受信機）の実施の形態１の構成例を示す図であり、３が受信機を示す。この受信機３は、送信側からの受信信号３４をデジタル形式に変換するアナログ／デジタル変換部（Ａ／Ｄ）３３と、Ａ／Ｄ変換部３３の出力を時間領域から周波数領域へ変換するＦＦＴ部３２と、ＦＦＴ部３２の出力を復調してｂｉｔ列からなる受信情報３０を生成する復調部３１と、ＦＦＴ部３２の出力に基づいてキャリア検出およびタイミング検出を行うキャリア検出タイミング判定部５０と、を備える。なお、２は、図１に示したものと同じ伝送路であり、通信システムを形成する送信機１および受信機３は、この伝送路２を介して信号のやりとりを行う。

つづいて、上述した構成の送信機１および受信機３の詳細動作について説明する。ここでは、送信機１が送信情報１０に基づいて送信信号を生成し、この生成された信号を受信機３が受信し、その復調を行って受信信号３０を生成する（送信情報１０を復元する）動作を説明する。

まず、送信機１がプリアンブル信号の送信を含む、信号送信動作を図１に基づいて説明する。プリアンブル信号を送信する場合、プリアンブル生成部４０は、あらかじめ定められた既知のプリアンブルパターンを生成する。このプリアンブルパターンは、たとえばＭ系列と呼ばれるような‘０’と‘１’のｂｉｔ列からなる擬似ランダムパターンである。生成されたプリアンブルパターンは、変調部１１に入力され、変調部１１は、たとえばＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）やＱＰＳＫ（Quadrate Phase Shift Keying）、ＱＡＭ（Quadrate Amplitude Modulation）などの変調方式に応じて、入力されたプリアンブルパターン（ｂｉｔ列）をサブキャリア毎に分割し、さらに複素平面上にマッピングする。たとえば、プリアンブルパターンをＢＰＳＫ変調するものとした場合、プリアンブル生成部４０から入力されたｂｉｔ列を１ｂｉｔずつ分割し、‘０’であれば“−１＋０ｊ”、‘１’であれば“１＋０ｊ”というように、複素平面上の２点を表す複素データに変換する。

変調部１１で生成された複素データは、サブキャリア毎の周波数領域の情報としてＩＦＦＴ部１２に入力される。ＩＦＦＴ部１２は、入力された情報を時間領域情報に変換し、サブキャリア毎の波形を合成した合成波と等しいデジタル時間波形情報を出力する。さらに、デジタル時間波形情報は、デジタル／アナログ変換部（以下、Ｄ／Ａ変換部と呼ぶ）１３によりアナログ形式の信号に変換され、送信信号１４として伝送路２へ送出される。

なお、プリアンブルパターンは全てのサブキャリアに割り当てても、一部のサブキャリアのみを用いて割り当てるようにしても良い。

また、送信情報１０を送信する場合には、変調部１１への入力がプリアンブル生成部４０から入力される既知パターンに代えて任意の送信情報ｂｉｔ列（送信情報１０）となる点が異なるのみで、変調部１１、ＩＦＦＴ部１２およびＤ／Ａ変換部１３の基本的な動作は、上述したプリアンブル信号送信時の動作と同様である。ただし、送信情報の変調方式はプリアンブルの変調方式と同じである必要はなく、他の変調方式を用いても良い。

なお、プリアンブル生成部４０の実現方法には、Ｍ系列のような擬似ランダム系列であればシフトレジスタとＸＯＲ演算回路を用いてプリアンブルパターンを生成する方法や、メモリとしてあらかじめプリアンブルパターンを記憶させておく方法などがある。また、プリアンブル生成部４０をメモリ構成とする場合、プリアンブル信号のデジタル時間波形情報を格納するようにしてもよい。この場合、プリアンブル生成部４０の出力は、Ｄ／Ａ変換部１３へ直接入力する。

つぎに、受信機３が、伝送路２を介して信号（受信信号３４）を受信した場合の動作について説明する。データの受信時には、受信信号３４の入力があると、アナログ／デジタル変換部（以下、Ａ／Ｄ変換部と呼ぶ）３３は、それをデジタル時間波形情報に変換する。信号変換手段に相当するＦＦＴ部３２は、Ａ／Ｄ変換部３３からの入力を周波数領域へ変換することにより、サブキャリア毎の周波数領域情報として複素データを生成する。復調部３１は、たとえば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＱＡＭなどのあらかじめ定められた復調方式に応じて、Ａ／Ｄ変換部３３からの入力を、サブキャリア毎にｂｉｔ列にデマップし、連続したｂｉｔ列として受信情報３０を生成する。

プリアンブル信号の受信処理についても、ＦＦＴ部３２が、Ａ／Ｄ変換部３３入力を時間領域から周波数領域への変換を行う動作まではデータの受信処理と同じである。そして、プリアンブル信号受信時には、ＦＦＴ部３２により生成されたサブキャリア毎の複素データがキャリア検出タイミング判定部５０に入力され、キャリア検出タイミング判定部５０がキャリア検出およびタイミング判定を行う。

つづいて、キャリア検出タイミング検出部５０の動作について説明する。図３は、本実施の形態の受信機に含まれるキャリア検出タイミング判定部５０の構成例を示す図である。このキャリア検出タイミング検出部５０は、送信機１から送信されるものと同じ既知信号（プリアンブル信号）のサブキャリア毎の周波数情報を生成するプリアンブルパターン生成部５１と、複素数を複素共役値に変換する複素共役器５２と、複素乗算器５３と、複数の複素数の総和を算出する複素総和器５４と、複素数の絶対値を算出する絶対値算出部５５と、当該算出された複素数の絶対値をあらかじめ定められたしきい値と比較し、絶対値がしきい値以上の場合にキャリアを検出したと判定するキャリア検出判定部５６と、を備える。

ＦＦＴ部３２からキャリア検出タイミング検出部５０へ入力されるサブキャリア毎の複素数情報をＸ_i（ｉはサブキャリア番号）とする。キャリア検出タイミング検出部５０において、既知周波数情報生成手段に相当するプリアンブルパターン生成部５１は、プリアンブル信号におけるサブキャリア毎の複素数情報Ｐ_i（ｉはサブキャリア番号）を生成し、それらを複素共役生成手段に相当する複素共役器５２が複素共役値Ｐ_i ^*に変換する。その後、乗算手段に相当する複素乗算器５３が上記Ｐ_i ^*を受信信号の複素数情報Ｘ_iと乗算してＹ_iを得る。さらに、加算手段に相当する複素総和器５４によりＹ_iの総和値Ｚを算出する。こうして得られるＺは次式（１）で表すことができる。

・・・（１）

そして、絶対値算出部５５は、複素総和器５４が出力した総和値Ｚの絶対値を求める。Ｚも複素数であり、それを“Ｚ＝Ａ＋Ｂｊ”とした場合、これの絶対値は次式（２）で示される。

・・・（２）

また、上式（２）に示した絶対値（振幅に相当）の代わりに、次式（３）に示すような総和値Ｚの２乗値（電力に相当）を絶対値算出部５５が算出するなどし、キャリア検出判定部５６が総和値Ｚの２乗値を用いてキャリア検出を行うようにしてもよい。
Ｚ²＝Ａ²＋Ｂ² …（３）

また、全てのサブキャリアについての総和値（乗算結果Ｙ_iを全て加算したもの）を用いるのではなく、一部のサブキャリアのみについての加算値（乗算結果Ｙ_iの中から一部選択したものについての加算値）を算出し、その加算結果を用いて以降の処理を行うようにしてもよい。なお、絶対値算出部５５およびキャリア検出部５６が信号検出手段を構成する。

ここで、上式（２）または（３）を使用してキャリア検出が可能な理由について説明する。受信信号の複素数情報Ｘ_iとプリアンブルパターンの複素共役値Ｐ_i ^*を乗算することにより、受信信号がプリアンブル信号であれば乗算結果Ｙ_iは、どのサブキャリアでも“１＋０j”となり、その総和値は“ｋ＋０ｊ”、総和値の絶対値はｋとなる。一方、受信信号がプリアンブル信号と異なる信号であればＹ_iは、サブキャリア毎に異なる値となり、総和値の絶対値はｋより小さな値となる。プリアンブルパターンとしてＭ系列のような擬似ランダムパターンを用いていれば、サブキャリア数が多いほど、プリアンブル信号以外を受信した場合の総和値の絶対値は０（ゼロ）に近づく。

通信を行う実環境においては、伝送路特性により振幅や位相は変化するためプリアンブル信号を受信した場合であっても、上記絶対値がｋになるとは限らないが、複数のサブキャリアの総和をとることにより、プリアンブル信号を受信した場合と、その他の信号を受信した場合の絶対値には明確な差を生じることになる。そのため、キャリア検出判定部５６は、上記絶対値が、伝送路特性などを考慮して予め定められた信号検出判定用のしきい値を超えた場合にキャリア検出と判定することができ、プリアンブル信号が存在するタイミングを検出できる。プリアンブルパターンをＢＰＳＫ変調する場合を例として説明したが、他の変調方式を使用した場合も同様である。

信号検出判定用のしきい値は、プリアンブル信号を受信した場合の総和値の絶対値とプリアンブル信号以外を受信した場合の総和値の絶対値の関係に基づいて決定する。たとえば、プリアンブルパターンとして使用するビットパターン、キャリア検出判定時の比較対象（しきい値と比較する対象として総和値の「絶対値」，「絶対値の２乗値」のどちらを使用するのか）、総和値を算出する際に加算する情報の種類（キャリア検出タイミング判定部への入力Ｘ_iに対してどのような処理を実行して得た情報を加算するのか）、総和値を算出する際の加算対象数（加算する情報の数）、などを考慮して決定する。なお、伝送路特性を考慮して予め決定しておいた複数のしきい値の中から、伝送路特性に応じて適宜最適なしきい値を選択して使用するようにしてもよいし、予め決定しておいたしきい値を伝送路特性に応じて適宜調整しながら使用するようにしてもよい。

このように、本実施の形態においては、送信側は、あらかじめ定めた複数の周波数に、それぞれあらかじめ定めプリアンブルパターンを割り当てたものをプリアンブル信号として送信する。一方、受信側では、プリアンブル信号受信時も、データ復調時と同様にＦＦＴを用いて周波数毎に情報を分離し、それらをプリアンブルパターンの複素共役値とそれぞれ乗算して得られた結果を用いて、受信したプリアンブル信号とプリアンブルパターンとの類似性を判定することによりキャリア検出およびタイミング判定を行うようにした。これにより、従来使用していた電力のみでキャリア検出等を行う場合と比較して、誤検出を行う可能性を小さくすることができる。

また、上記ＦＦＴ部３２や複素乗算器５３は、一般的なＯＦＤＭ受信器がデータ受信のために通常備えている回路であり、キャリア検出とデータの復調は同時に行う必要がないので、同じ回路をキャリア検出に用いることが可能である。すなわち、従来の時間領域の相関によるキャリア検出と比較して、少ない回路規模で上述した受信機を実現することができる。

実施の形態２．
つづいて、実施の形態２の信号検出装置について説明する。上述した実施の形態１では、受信信号のＦＦＴ結果とプリアンブルパターンの共役複素値の複素乗算結果の総和を用いてキャリア検出の判定を行うようにしたものであるが、本実施の形態においては、プリアンブルパターンの共役複素数値の複素乗算結果をさらに、２つのサブキャリア間で共役複素乗算を行った結果を用いて、プリアンブル信号受信タイミングをＦＦＴに入力される時間間隔より細かな単位で判定する場合について説明する。

本実施の形態の送信機は、上述した実施の形態１の送信機と同様の構成（図１参照）をとる。また、受信機は、実施の形態１の受信機と同様の構成（図２参照）をとるが、キャリア検出タイミング判定部の詳細構成が一部異なる。そのため、本実施の形態においては、キャリア検出タイミング判定部以外の部分については、その説明を省略し、タイミング検出判定部（本実施の形態ではタイミング検出判定部５０ａとする）の動作についてのみ説明を行う。

図４は、実施の形態２のキャリア検出タイミング判定部５０ａの構成例を示す図である。このキャリア検出タイミング判定部５０ａは、実施の形態１のキャリア検出タイミング判定部５０に対して、複素乗算器５３の後段にさらに（第２の）複素共役器５２および（第２の）複素乗算器が追加され、また、位相算出部５７およびタイミング判定部５８が追加された構成をとる。なお、その他の部分については、キャリア検出タイミング判定部５０と同一の符号を付してその説明は省略する。

上述した構成のキャリア検出タイミング判定部５０ａにおいて、後段の複素共役器５２は、前段の複素乗算器５３出力のＹ_k以外（すなわちＹ₁、Ｙ₂、…、Ｙ_k-1）を複素共役値（Ｙ₁ ^*、Ｙ₂ ^*、…、Ｙ_k-1 ^*）に変換する。後段の複素乗算器５３は、後段の複素共役器５２出力（Ｙ₁ ^*、Ｙ₂ ^*、…、Ｙ_k-1 ^*）と前段の複素乗算器５３出力のＹ₁以外（すなわちＹ₂、Ｙ₃、…、Ｙ_k）をそれぞれ乗算する。複素総和器５４は、後段の複素乗算器５３出力の総和値Ｚを算出する。ここで、後段の複素乗算器５３出力をＹ'_i-(i-1)とすると、総和値Ｚは、次式（４）で表すことができる。

・・・（４）

ここで、後段の複素共役器５２および後段の複素乗算器５３を追加した理由について説明する。受信したプリアンブル信号をＦＦＴ部３２に入力する際の入力範囲が送信側の生成時の出力範囲と一致しない場合、プリアンブル信号の複素数情報Ｘ_iとプリアンブルパターンの複素共役値Ｐ_i ^*の乗算結果Ｙ_iは、ベクトルとして見た場合ＩＦＦＴ部１２の出力範囲と受信時のＦＦＴ部３２の入力範囲のズレ量および各サブキャリアの周波数に応じた位相回転を生じる。その結果、上記各Ｙ_iをそのまま複素加算すると、位相の違いにより互いに打ち消しあう成分が生じてしまう。そのため、隣接サブキャリアの複素共役値Ｙ_i-1 ^*に対してＹ_iをさらに複素乗算して得られるＹ^' _i-(i-1)は、サブキャリア間隔周波数に応じた位相回転量を持つベクトルとなり、サブキャリア間隔周波数が一定であれば、どのサブキャリア間でも同じ位相を持つベクトル（複素数情報）となる。

複素総和器５４の出力は、絶対値算出部５５および位相算出部５７へ入力される。絶対値算出部５５およびキャリア検出判定部５６における処理は、上述した実施の形態１と同様である。ただし、キャリア検出判定部５６が使用する信号検出判定用のしきい値は、実施の形態１において使用したものと異なる。すなわち、キャリア検出判定部５６は、たとえば複素総和器５４が総和値を算出する際に加算する情報の種類（複素共役器５２および複素乗算器５３がキャリア検出タイミング判定部への入力Ｘ_iに対してどのような処理を実行して得た情報を加算するのか）を考慮して、実施の形態１において使用したしきい値を変形などして得られるものを使用する。

実施の形態１では、キャリア検出判定５６において、入力値（絶対値算出部５５の出力）がしきい値を超えた時点をプリアンブル信号の検出タイミングとしていた。しかしながら、ＦＦＴ部３２に入力される時間波形はＦＦＴ部３２の入力範囲に応じた時間間隔の幅があり、この時間間隔以上のタイミング情報は得られない（検出精度を上げることができない）。そのため、本実施の形態においては、さらに詳細なタイミングを得るため、まず位相算出器５７が、次式（５）を用いて総和値Ｚの位相を求める。

・・・（５）

また、図５は、ＦＦＴ入力範囲に対するプリアンブル信号先頭位置とθ_Zの関係の一例を示す図である。前述したように、プリアンブル信号生成時のＩＦＦＴ部１２の出力範囲と受信時のＦＦＴ部３２の入力範囲が一致しない場合、Ｙ^' _i-(i-1)はＦＦＴ部３２の入力範囲のズレ量とサブキャリア間隔周波数に応じた位相回転を生じたものとなる。そこで、タイミング判定器５８は、次式（６）を用いて現在のＦＦＴ部３２への受信信号入力範囲とプリアンブルの先頭位置のズレ量ΔＴ_FFTを算出し、ΔＴ_FFTを使用して受信タイミングを判定する。ここでＴ_FFTはＦＦＴ部３２の入力範囲に相当する時間である。なお、位相算出部５７およびタイミング判定部５８がタイミング判定手段を構成する。

・・・（６）

上記ΔＴ_FFTに基づいて受信タイミングを調整することにより、受信機は、より正確なタイミングでデータを復調することができる。

なお、本実施の形態においては、隣接サブキャリア間でＹ'を求め、その総和値を用いるようにしているが、任意のサブキャリア間でＹ'を求めるようにしてもよい。また一部のサブキャリアのみを用いるようにしてもよい。ただし、任意のサブキャリア間でＹ'を求める場合には、そのサブキャリア間の周波数間隔に応じてＹ'の位相を１サブキャリア間の周波数間隔での位相回転に相当する値としてから総和値Ｚを算出するなどの補正が必要である。

さらに、プリアンブル信号生成時のＩＦＦＴ部１２の出力範囲と受信時のＦＦＴ部３２の入力範囲が一致しない場合のＦＦＴ出力の位相回転に着目し、サブキャリア間の位相偏差量からＦＦＴ部３２への入力範囲の時間内のどのタイミングにおいてプリアンブル信号の先頭を受信したかを知ることができる。

実施の形態３．
つづいて、実施の形態３の信号検出装置について説明する。以上の実施の形態は、繰り返しのない予め定めた既知のプリアンブルパターンから生成されたプリアンブル信号を使用する場合について説明したものであるが、本実施の形態においては、プリアンブルパターンを複数回連続して繰り返したものに基づいて生成されたプリアンブル信号を使用する場合のキャリア検出およびタイミング判定について説明する。

本実施の形態の送信機は、上述した実施の形態１の送信機と同様の構成（図１参照）をとり、プリアンブル信号の生成動作のみが実施の形態１と異なる。また、受信機も、実施の形態１の受信機と同様の構成（図２参照）をとり、キャリア判定動作のみが実施の形態１と異なる。なお、受信機が備えるキャリア検出タイミング判定部の構成を実施の形態２と同様としてもよい。以下、送信機および受信機の動作について、実施の形態１と異なる部分を中心に説明する。

送信機は、プリアンブル信号の送信動作において、同じプリアンブルパターンを複数回連続して繰り返した信号を生成し、これをプリアンブル信号として送信する点が実施の形態１の送信機と異なる。なお、プリアンブルパターンの繰り返し回数をＬ回とする。これ以外の動作は、実施の形態１と同様である。

一方、受信機において、キャリア検出判定部５６は、１回だけしきい値を超えた場合に直ちにキャリア検出と判定するのではなく、Ｍ回（Ｍ≦Ｌ）の連続したＦＦＴ処理結果によるＺ（複素総和器５４の出力）の絶対値（または絶対値の２乗値）のうち、Ｎ回（Ｎ≦Ｍ）しきい値を超えた場合にキャリア検出と判定する。

なお、受信機が備えるキャリア検出タイミング判定部の構成が、実施の形態２で示した受信機と同様の場合、タイミング判定部５８は、Ｍ回の連続したＦＦＴ処理結果のうち、キャリア検出判定部５６がしきい値を超えたと判断した場合のＺの位相θ_Zの平均値を求める。そして、キャリア検出判定部５６がキャリア検出と判定した場合には、θ_Zの平均値を用いてΔＴ_FFTを算出し、受信タイミングを判定する。または、タイミング判定部５８は、キャリア検出判定部５６がしきい値を超えたと判断した場合のＺの位相θ_ZからΔＴ_FFTを求め、さらにΔＴ_FFTの平均値を求める。そして、キャリア検出判定部５６がキャリア検出と判定した場合には、ΔＴ_FFTの平均値を用いて受信タイミングを判定するようにしてもよい。

このように、本実施の形態においては、送信側は、あらかじめ定めた複数の周波数に、それぞれあらかじめ定めたプリアンブルパターンを割り当てて複数回連続送信したものをプリアンブル信号として使用する。一方、受信側では、プリアンブル信号受信時も、データの復調と同様にＦＦＴを用いて周波数毎に情報を分離し、それらをプリアンブルパターンの複素共役値と乗算して得られた結果を用いて、受信したプリアンブル信号とプリアンブルパターンとの類似性を複数回判定することによりキャリア検出およびタイミング判定を行うようにした。これにより、従来使用していた電力のみでキャリア検出を行う場合や、実施の形態１、２において示した１回のみの判定結果に基づいてキャリア検出等を行う場合と比較して、誤検出を行う可能性を小さくすることができる。

さらに、キャリア検出タイミング判定部５０の構成が図４のような構成の場合（受信機の構成が実施の形態２の受信機と同様の場合）には、プリアンブル信号生成時のＩＦＦＴ部１２の出力範囲と受信時のＦＦＴ部３２の入力範囲が一致しない場合のＦＦＴ出力の位相回転に着目し、サブキャリア間の位相偏差量からＦＦＴ部３２への入力範囲の時間内のどのタイミングにおいてプリアンブル信号の先頭を受信したかを知ることができる。

実施の形態４．
つづいて、実施の形態４の信号検出装置について説明する。上述した実施の形態３では、送信機が送信するプリアンブル信号がプリアンブルパターンを複数回連続して繰り返したものに基づいて生成された場合のキャリア検出およびタイミング判定について説明したが、本実施の形態においては、受信した時間波形を平均化し、それを用いてキャリア検出を判定する場合について説明する。

本実施の形態の送信機は、上述した実施の形態１の送信機と同様の構成をとり、プリアンブル信号の生成動作のみが実施の形態１と異なる。この送信機は、プリアンブル信号の送信動作において、同じプリアンブルパターンを複数回連続して繰り返した信号を生成し、これをプリアンブル信号として送信する点が実施の形態１の送信機と異なる。なお、プリアンブルパターンの繰り返し回数をＬ回とする。これ以外の動作は、実施の形態１と同様である。

図６は、実施の形態４の受信機の構成例を示す図である。本実施の形態の受信機は、上述した実施の形態１の受信機に対して時間信号平均化部３５が追加された構成をとる。その他の部分については実施の形態１の受信機と同様であるため、同一の符号を付してその説明は省略する。これ以降、本実施の形態の受信機を受信機３ｂと記載する。

図６に基づいて受信機３ｂの動作を説明する。まず、データを受信する場合、受信機３ｂは、実施の形態１の受信機３と同様の動作を行う。すなわち、受信信号３４の入力があると、Ａ／Ｄ変換部３３は、それをデジタル時間波形情報に変換し、変換後の受信信号をＦＦＴ部３２へ入力する。以降の動作は実施の形態１において示した動作と同様である。

つぎに、プリアンブル信号を受信し、キャリア検出およびタイミング判定を行う場合には、時間信号平均化部３５は、Ａ／Ｄ変換部３３部の出力をＦＦＴ部３２の入力範囲分の時間毎に直前のｌ回（ｌ≦Ｌ）分の時間波形を平均化し、平均化後のＡ／Ｄ変換部３３部出力をＦＦＴ部３２に対して出力する。

時刻ｔにおいてＡ／Ｄ変換部３３から得られるＦＦＴ部３２の入力範囲分の時間Ｔ_FFT分のデジタル時間波形情報をＳ(ｔ)として次式（７）のように表した場合、時刻ｔにおける時間信号平均化部３５からの出力Ｓ_avr(ｔ)は次式（８）で表すことができる。

・・・（７）

・・・（８）

ＦＦＴ部３２は、上式（８）で表される平均化された時間波形Ｓ_avr(ｔ)を周波数領域情報に変換し、キャリア検出タイミング判定部５０に対して出力する。以降の動作は実施の形態１において示した動作と同様である。

なお、本実施の形態においては、実施の形態１の受信機に対して時間信号平均化部３５を追加した構成として説明を行ったが、これに限らず、実施の形態２の受信機に対して時間信号平均化部３５を追加した構成としてもよい。また、キャリア検出およびタイミング判定を行うにあたり、実施の形態３において説明したような、複数回の判定結果に基づいてキャリア検出等を行うようにしてもよい。

このように、本実施の形態においては、送信側は、あらかじめ定めた複数の周波数に、それぞれあらかじめ定めたプリアンブルパターンを割り当てて複数回連続送信したものをプリアンブル信号として使用する。一方、受信側では、プリアンブル信号受信の場合、受信した時間波形を平均化した後、データ復調時と同様にＦＦＴを用いて周波数毎に情報を分離し、それらをプリアンブルパターンの複素共役値とそれぞれ乗算して得られた結果を用いて、受信したプリアンブル信号とプリアンブルパターンとの類似性を判定することによりキャリア検出およびタイミング判定を行うようにした。これにより、従来使用していた電力のみでキャリア検出を行う場合や、上述した実施の形態において示した、時間波形を平均化せずにキャリア検出等を行う場合と比較して、誤検出を行う可能性を小さくすることができる。

実施の形態５．
つづいて、実施の形態５の信号検出装置について説明する。上述した実施の形態４では、受信した時間波形を平均化してキャリア検出の判定を行うようにしていたが、本実施の形態においては、ＦＦＴ処理後の周波数情報を平均化し、それを用いてキャリア検出の判定を行う場合について説明する。

図７は、実施の形態５の受信機の構成例を示す図である。本実施の形態の受信機は、上述した実施の形態１の受信機に対して周波数情報平均化部３６が追加された構成をとる。その他の部分については実施の形態１の受信機と同様であるため、同一の符号を付してその説明は省略する。これ以降、本実施の形態の受信機を受信機３ｃと記載する。

図７に基づいて受信機３ｃの動作を説明する。まず、データを受信する場合、受信機３ｃは、実施の形態１の受信機３と同様の動作を行う。

つぎに、プリアンブル信号を受信し、キャリア検出およびタイミング判定を行う場合には、ＦＦＴ部３２からの出力であるサブキャリア毎の複素データが周波数情報平均化部３６へ入力される。周波数情報平均化部３６は、ＦＦＴ部３２の出力範囲分の周波数帯域毎に直前のｌ回（ｌ≦Ｌ）分の周波数情報（複素データ）を平均化し、平均化後の周波数情報をキャリア検出タイミング判定部５０に対して出力する。

時刻ｔにおいてＦＦＴ部３２から得られるＦＦＴ部３２の出力範囲分の周波数帯域Ｆ_FFT分の周波数情報をＤ(ｔ)として次式（９）のように表した場合、時刻ｔにおけるＦＦＴ部３２からの出力Ｄ_avr(ｔ)は次式（１０）で表すことができる。

・・・（９）

・・・（１０）

キャリア検出タイミング判定部５０は、上式（１０）で表される平均化された周波数情報Ｄ_avr(ｔ)に基づいてキャリア検出およびタイミング判定を行う。なお、キャリア検出動作およびタイミング判定動作は、実施の形態１において示した動作と同様である。

なお、本実施の形態においては、実施の形態１の受信機に対して周波数情報平均化部３６を追加した構成として説明を行ったが、これに限らず、実施の形態２の受信機に対して周波数情報平均化部３６を追加した構成としてもよい。また、キャリア検出およびタイミング判定を行うにあたり、実施の形態３において説明したような、複数回の判定結果に基づいてキャリア検出等を行うようにしてもよい。

このように、本実施の形態においては、送信側は、あらかじめ定めた複数の周波数に、それぞれあらかじめ定めたプリアンブルパターンを割り当てて複数回連続送信したものをプリアンブル信号として使用する。一方、受信側では、プリアンブル信号受信の場合、ＦＦＴを用いて周波数毎に情報を分離し、さらに分離後の情報をそれぞれ平均化し、平均化後の情報をプリアンブルパターンの複素共役値とそれぞれ乗算して得られた結果を用いて、受信したプリアンブル信号とプリアンブルパターンとの類似性を判定することによりキャリア検出およびタイミング判定を行うようにした。これにより、従来使用していた電力のみでキャリア検出を行う場合や、上述した実施の形態において示した、周波数情報を平均化せずにキャリア検出等を行う場合と比較して、誤検出を行う可能性を小さくすることができる。

実施の形態６．
つづいて、実施の形態６の信号検出装置について説明する。上述した実施の形態４および５では、それぞれ、受信した時間波形およびＦＦＴ後の周波数情報を平均化してキャリア検出の判定を行うようにしていたが、本実施の形態においては、キャリア検出の直前およびタイミング判定を行う直前の情報を平均化し、それを用いてキャリア検出およびタイミング判定を行う場合について説明する。

また、受信機の構成は、実施の形態１の受信機と同様であるが、キャリア検出タイミング判定部の詳細構成が一部異なる。そのため、本実施の形態においては、キャリア検出タイミング判定部以外の部分については、その説明を省略し、タイミング検出判定部の動作についてのみ説明を行う。

図８は、実施の形態６のキャリア検出タイミング判定部の構成例を示す図であり、実施の形態１に記載のキャリア検出タイミング判定部５０（図３参照）に対して、キャリア検出の直前の情報を平均化するための時間平均化部５９を追加したものである。なお、後述する動作説明において、この構成のキャリア検出タイミング判定部をキャリア検出タイミング判定部５０ｄと記載する。また、時間平均化部５９以外の部分については、キャリア検出タイミング判定部５０と同一の符号を付してその説明を省略する。

また、図９は、実施の形態６のキャリア検出タイミング判定部の別の構成例を示す図であり、実施の形態２に記載のキャリア検出タイミング判定部５０ａ（図４参照）に対して、キャリア検出の直前の情報を平均化するための時間平均化部５９を追加したものである。なお、後述する動作説明において、この構成のキャリア検出タイミング判定部をキャリア検出タイミング判定部５０ｅと記載する。また、時間平均化部５９以外の部分については、キャリア検出タイミング判定部５０と同一の符号を付してその説明を省略する。

キャリア検出タイミング判定部５０ｄおよび５０ｅのいずれにおいても、加算結果平均化手段に相当する時間平均化部５９は、複素総和器５４の出力を直前のｌ回（ｌ≦Ｌ）分の周波数情報を平均化して出力する。なお、時刻ｔにおいて得られる総和値をＺ(ｔ)とし、ＦＦＴ部３２の入力範囲分の時間をＴ_FFTとしたとき、時刻ｔで時間平均化部５９から出力される情報Ｚ_avr(ｔ)は次式（１１）で表すことができる。

・・・（１１）

キャリア検出タイミング判定部５０ｄおよび５０ｅのいずれにおいても、絶対値算出部５５および位相算出部５７が時間平均化部５９からの出力に基づいて、上述した実施の形態１または２において示した処理を実行する。そして、キャリア検出部５６，タイミング判定部５８は、それぞれ、絶対値算出部５５からの出力，位相算出部５７からの出力に基づいて、上述した実施の形態１または２において示した処理を実行する。

なお、本実施の形態においては、実施の形態１または２の受信機が備えるキャリア検出タイミング判定部に対して時間平均化部５９を追加することとしたが、これに限らず、実施の形態３に示した動作を行うキャリア検出タイミング判定部に対して時間平均化部５９を追加するようにしてもよい。

このように、本実施の形態においては、送信側は、あらかじめ定めた複数の周波数に、それぞれあらかじめ定めたプリアンブルパターンを割り当てて複数回連続送信したものをプリアンブル信号として使用する。一方、受信側では、プリアンブル信号受信の場合、キャリア検出およびタイミング検出を行う際に使用する情報を時間平均化し、その結果を使用してキャリア検出およびタイミング判定を行うようにした。これにより、従来使用していた電力のみでキャリア検出を行う場合や、上述した実施の形態において示した、キャリア検出およびタイミング検出を行う際に使用する情報を平均化せずにキャリア検出等を行う場合と比較して、誤検出を行う可能性を小さくすることができる。

さらに、キャリア検出タイミング判定部５０ｅを備えた受信機では、プリアンブル信号生成時のＩＦＦＴ部１２の出力範囲と受信時のＦＦＴ部３２の入力範囲が一致しない場合のＦＦＴ出力の位相回転に着目し、サブキャリア間の位相偏差量からＦＦＴ部３２への入力範囲の時間内のどのタイミングにおいてプリアンブル信号の先頭を受信したかを知ることができる。

以上のように、本発明にかかる信号検出装置は、通信システムに有用であり、特に、既知信号に基づいて、所望信号およびシンボルタイミングを少ない回路規模で高精度に検出する通信装置が備える受信機に適している。

Claims

受信信号の中からＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式で変調された所望信号を検出するための信号検出装置であって、
前記受信信号をキャリア毎の周波数領域情報（第１の周波数領域信号）に変換する信号変換手段と、
所定の既知情報が含まれかつ周波数および初期位相が異なる、複数のキャリアの信号が多重化された信号に基づいて、キャリア毎の周波数領域情報（第２の周波数領域情報）を生成する既知周波数情報生成手段と、
前記既知周波数情報生成手段から出力された第２の周波数領域情報の複素共役をキャリア毎に生成する複素共役生成手段と、
前記キャリア毎の第１の周波数領域信号と、前記複素共役生成手段により生成されたキャリア毎の複素共役と、を同一の周波数領域同士で乗算する乗算手段と、
前記乗算手段による乗算出力の一部または全部を加算する加算手段と、
前記加算結果の絶対値または当該加算結果の２乗値を算出し、当該算出結果および予め規定された所定のしきい値、を用いて所望信号の検出判定を行う信号検出手段と、
を備えることを特徴とする信号検出装置。
前記乗算手段は、
前記乗算結果の中から２つ以上の乗算結果を選択して、当該選択した乗算結果の複素共役を生成し、当該生成した各複素共役に対して、一定間隔だけ離れた周波数領域の前記乗算結果をそれぞれ乗算し、
前記加算手段は、当該乗算結果の一部または全部を加算することを特徴とする請求項１に記載の信号検出装置。
さらに、
前記信号検出手段が所望信号を検出した場合に、前記加算結果の位相を算出し、得られた位相に基づいて前記所望信号の正確な受信タイミングを判定するタイミング判定手段、
を備えることを特徴とする請求項２に記載の信号検出装置。
前記所定の既知情報を特定パターンのビット列の繰り返しとした場合、
前記信号検出手段は、前記所望信号の検出判定処理を前記ビット列の繰り返し回数を超えない範囲で複数回にわたって実行し、当該複数回の実行結果に基づいて前記所望信号を検出したかどうかを最終的に判断することを特徴とする請求項１、２または３に記載の信号検出装置。
前記信号検出手段は、前記複数回の実行結果において所望信号の検出回数が規定回数以上となった場合に、最終的に所望信号を検出したと判断することを特徴とする請求項４に記載の信号検出装置。
さらに、
前記所定の既知情報を特定パターンのビット列の繰り返しとした場合、時間領域の受信信号を、当該ビット列が乗せられた区間毎に、当該ビット列の繰り返し回数を超えない範囲で複数回にわたって取得し、当該取得した信号を平均化する時間信号平均化手段、
を備え、
前記信号変換手段は、前記時間信号平均化手段の出力を周波数領域情報に変換することを特徴とする請求項１、２または３に記載の信号検出装置。
さらに、
前記所定の既知情報を特定パターンのビット列の繰り返しとした場合、前記信号変換手段の各出力を、当該ビット列の繰り返し回数を超えない範囲で複数回にわたって取得し、当該取得した出力をキャリア毎に平均化する周波数情報平均化手段、
を備え、
前記乗算手段は、前記信号変換出力に代えて前記周波数情報平均化手段のキャリア毎の平均化出力を使用し、当該各平均化出力と、前記複素共役生成手段により生成されたキャリア毎の複素共役と、を同一の周波数領域同士で乗算することを特徴とする請求項１、２または３に記載の信号検出装置。
さらに、
前記所定の既知情報を特定パターンのビット列の繰り返しとした場合、前記加算手段の加算出力を当該ビット列の繰り返し回数を超えない範囲で複数回にわたって取得し、当該取得した加算出力を平均化する加算結果平均化手段、
を備え、
前記信号検出手段は、前記加算結果平均化手段における平均化結果の絶対値または当該平均化結果の２乗値を算出し、当該算出結果および前記しきい値を用いて所望信号の検出判定を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の信号検出装置。
さらに、
前記所定の既知情報を特定パターンのビット列の繰り返しとした場合、前記加算手段の加算出力を当該ビット列の繰り返し回数を超えない範囲で複数回にわたって取得し、当該取得した加算出力を平均化する加算結果平均化手段、
を備え、
前記信号検出手段は、前記加算結果平均化手段における平均化結果の絶対値または当該平均化結果の２乗値を算出し、当該算出結果および前記しきい値を用いて所望信号の検出判定を行い、
前記タイミング判定手段は、前記加算結果平均化手段における平均化結果の位相を算出し、得られた位相に基づいて前記所望信号の正確な受信タイミングを判定することを特徴とする請求項３に記載の信号検出装置。
前記所定のしきい値を、前記所定の既知情報を形成するビットパターン、前記乗算手段が実行する処理の内容、および前記加算手段が加算対象とする乗算出力の数、に基づいて決定することを特徴とする請求項１〜９のいずれか一つに記載の信号検出装置。